JP5430661B2

JP5430661B2 - ハードリミットされた信号についてのチャネル推定および等化

Info

Publication number: JP5430661B2
Application number: JP2011525637A
Authority: JP
Inventors: フイ、デニス; チャンイ、カムビズ
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲットエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 2008-09-04
Filing date: 2009-09-02
Publication date: 2014-03-05
Anticipated expiration: 2029-09-02
Also published as: US8817926B2; JP2012502538A; US20100054322A1; AU2009288957A1; EP2335386A1; CN102144377B; AU2009288957B2; CN102144377A; ATE545251T1; BRPI0918296A2; WO2010026464A1; US20130121448A1; US8379709B2; EP2335386B1

Description

本発明は、概して、無線通信リンク上で送信された受信信号を等化するための方法および装置に関するが、より具体的には、ハードリミットする（hard-limiting）フロントエンドを有する受信機において、受信信号についての位相情報からチャネル推定値を生成するための方法および装置に関する。

セルラー通信システムにおける多くの高パフォーマンスの無線受信機は、受信信号についての振幅情報および位相情報の両方をベースバンド信号処理装置へ提供可能な線形受信機のフロントエンドを有する。この種の受信機について、自動利得制御（ＡＧＣ）部は、フェージング信号を受信機の線形動作幅に至らせるために必要であることが多い。ＡＧＣの要求は、設計の労力のみではなく、受信機の全体のコストおよび電力消費も増加させる。

（振幅を）ハードリミットする受信機は、サイズ面で小さく、コスト面で低く、エネルギー効率がよいことで知られている。当該受信機について、信号振幅の動的な幅がフロントエンドで制限されるため、ＡＧＣは必要ない。結果として、線形受信機と比べて、ハードウェアのコストおよび電力消費を大幅に低減することができる。ハードリミットする受信機のフロントエンドは、分散センサネットワーク、ブルートゥース、およびウルトラワイドバンド（ＵＷＢ）システム等の無線技術の応用に特に適している。これらにおいて、軽量、低コストおよび低電力消費は、無線ノードにとって極めて重要である。しかしながら、ハードリミットする受信機は、受信信号についての信頼できる位相情報のみをベースバンド信号処理装置に提供できるため、ハードリミットする受信機は、線形受信機よりも大幅にパフォーマンスが劣っていることが多い。劣っているパフォーマンスの主な要因の１つは、正確なチャネル推定の欠如である。正確なチャネル推定は、受信信号の中の位相情報のみから得ることが困難である。

本発明は、ハードリミットされた（hard-limited）受信信号の位相サンプルから正確なチャネル推定値を生成するための方法および装置に関する。例示的な一実施形態によると、チャネル推定部は、受信信号の位相サンプルおよび前回のチャネル推定値に基づいて、受信信号についての振幅推定値を算出する。振幅推定値は、位相サンプルおよび前回のチャネル推定値を所与とする振幅の期待値を含み得る。その後、チャネル推定部は、振幅推定値および位相サンプルに基づいて、修正されチャネル推定値を算出する。

例示的な一実施形態は、受信信号の位相サンプルから振幅推定値を反復して算出するための方法および装置を含む。各反復の間に、チャネル推定部は、受信位相サンプルおよび前回のチャネル推定値から振幅推定値を算出する。その後、振幅推定値は位相サンプルと組合せられて、受信信号の推定値が再構築される。当該受信信号の推定値が使用されて、修正されたチャネル推定値が算出される。反復プロセスは、予め定められた停止基準を満たすまで繰り返される。そして、最後の反復で得られたチャネル推定値が、出力される。

本発明の一実施形態に従った例示的な受信機を説明する。第１の実施形態に従ったチャネル推定値を算出するための例示的な方法を説明する。第１の実施形態に従ってチャネル推定値を生成するための例示的なチャネル推定処理装置を説明する。第２の実施形態に従ってチャネル推定値を算出するための例示的な方法を説明する。第２の実施形態に従ってチャネル推定値を生成するための例示的なチャネル推定処理装置を説明する。

ここで図面を参照すると、図１は、本発明の一実施形態に従った例示的な無線受信機１０を説明する。無線受信機１０は、受信機フロントエンド１２およびベースバンド処理装置１４を備える。受信機フロントエンド１２は、送信された情報を含む受信信号を、増幅し、フィルタリングし、低周波信号に変換し、２値化する。ベースバンド処理装置１４は、２値化されたベースバンド信号を処理して、送信された情報を抽出する。好適な実施形態では、受信機フロントエンド１２は、受信信号の振幅を制限するハードリミットするフロントエンドを含む。受信信号の振幅はハードリミットされるため、受信機フロントエンド１２の動的な幅を調整するために受信機フロントエンド１２の中に自動利得制御（ＡＧＣ）回路は必要ない。ベースバンド処理装置１４は、受信信号を等化するための等化器１６、および等化器１６のためのチャネル推定値を生成するためのチャネル処理装置１８を含む。等化器１６は、例えば、Sirikiat Ariyavisitakulの"Equalization of a hard-limited slowly-fading multipath signal using a phase equalizer with time-reversal structure," IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol. 10, pp. 589-598, April 1992によって説明されるとおり、従来型の最尤系列推定（ＭＬＳＥ）等化器を含み得る。ＭＬＳＥ等化器１６は、送信されたシンボルの推定値を生成するためにチャネル処理装置１８により提供されるチャネル推定値を使用する。チャネル処理装置１８は、受信信号に含まれる既知のトレーニング系列からチャネル応答の推定値を生成する。振幅情報が利用できないため、チャネル処理装置１８は、受信信号の中の位相情報のみに基づいて、正確なチャネル推定値を生み出さなければならない。ベースバンド処理装置１４は、送信されたシンボルを復号するための、等化器に続く復号器２０等の、請求項の発明に関連しない他の要素を含み得る。

ハードリミットされない（すなわち、位相および振幅の両方の成分が利用可能である）受信信号r(n)は、以下のようにモデル化され得る。

a_r(n)およびφ_r(n)は、それぞれ信号r(n)の振幅および位相を示す。{s(n)}は、パイロット系列またはトレーニング系列を示す。{c(k)}^L-1 _k=0は、長さＬの時間領域のチャネル応答である（{c(k)}^L-1 _k=0は、{c(k)}の右上にL-1があり、右下にk=0があることを示す。以降の同様の表現も同じ）。{w(n)}は、分散E|w(n)|²＝σ²を有する白色複素ガウス過程（white complex Gaussian process）としてモデル化された付加ノイズを示す。表記の簡潔さのために、以下のようにする。

ハードリミットするフロントエンド１２が原因で、受信信号の唯一の利用可能な部分は、一連の位相サンプル{φ_r(n)}である。当該サンプルから、等化器１４は、送信された系列{s(n)}を検出しなければならない。送信されたシンボルs(n)、チャネルc、ノイズ分散σ²を所与とする周辺対数尤度関数は、以下により与えられる。

ここで、以下の式は、s(n)、c(n)およびσ²を所与とするr(n)の周辺確率密度関数を表す。

いくつかの操作の後に、周辺対数尤度関数は、以下のように示され得る。

また、以下のものは、s(n)^Tcの位相を示す。

周辺対数尤度関数は、αのみを介して位相φ_r(n)に依存し、αおよびγのみを介してチャネルcおよびノイズ分散σに依存する、ということに留意する。

ノイズ{w(n)}は白色であるものと仮定されるため、受信位相サンプル{φ_r(n)}は、送信されたシンボル{s(n)}およびチャネルcを所与として条件付きで独立である。したがって、全体の系列{s(n)}、チャネルcおよびノイズ分散σ²を所与とする対数尤度関数は、周辺対数尤度の和である。定数項を除去すると、ＭＬＳＥ位相等化器１６のための所望のブランチメトリックは、以下のように得られる。

このブランチメトリックを算出するために、チャネル応答cおよびノイズ分散σ²の推定値が必要である。cおよびσの最尤（ＭＬ）推定値を得るために、等式（４）の導関数が、ゼロに設定され、cおよびσについて解かれ得る。残念ながら、cおよびσのＭＬ推定値のための閉形式の式はなく、そのためこのアプローチが実行不可能となる。

本発明によると、反復期待値最大化（ＥＭ）手法が使用されて、受信信号r(n)の中の位相情報のみに基づいてチャネル応答のＭＬ推定値が算出される。ＥＭ手法は、欠けているデータを反復して推定することにより不完全な観測データから所望のパラメータを推定する直感的な手法を提供する。本発明では、欠けているデータは、受信信号r(n)についての振幅情報である。ＥＭ手法が使用されて、受信信号の位相サンプルおよび前回のチャネル推定値に基づいて受信信号r(n)の振幅（欠けているデータ）が反復して推定される。その後、振幅推定値が使用されて、従来型のチャネル推定技術を用いて、修正されたチャネル推定値が各反復の中で算出される。修正されたチャネル推定値は、受信信号の位相サンプルと算出された振幅推定値を組合せて受信信号の推定値r^(n)を再構築することにより、各反復の中で算出される（r^は、rの上に^があることを示す。以降の同様の表現も同じ）。その後、受信信号の推定値が使用されて、従来型のチャネル推定技術を用いて、修正されたチャネル推定値が算出される。修正されたチャネル推定値は、次の反復についての前回のチャネル推定値として使用されてもよい。

本発明の一実施形態によると、ＥＭ手法が使用されて、対数尤度関数を最大化する、cおよびσの同時推定値（c^_ML，σ^_ML）が算出される。

ここで、以下のものは、等式（２）を所与とする周辺対数尤度関数を示す。

等式（９）は、分析的に解くことが難しい。しかしながら、信号振幅{a_r(n)}^N-1 _n=L-1を欠けている観測値として扱い、ＥＭ手法を適用することにより、（c^_ML，σ^_ML）にまとめられる一連の同時推定値{（c^ⁿ，σ^ⁿ）}を反復して算出することができる。n番目の反復の間に、同時推定値（c^ⁿ，σ^ⁿ）は、以下の式に従って算出される。

S=(s_t(L-1)，s_t(L)，…，s_t(N-1))^Tは、トレーニング系列の畳み込み行列を示す。

受信信号の位相サンプル{φ_r}に基づいてトレーニング系列上で信号振幅a^⁽ⁿ⁺¹⁾を推定し、その後、修正されたチャネル推定値c^⁽ⁿ⁺¹⁾および修正されたノイズ統計値(σ^⁽ⁿ⁺¹⁾)²を算出することにより、等式（１０）の解は得られ得る。各反復の間に、以下の式に従って、受信信号の位相φ_r、前回のチャネル推定値c^⁽ⁿ⁾、および前回のノイズ統計値σ^⁽ⁿ⁾を所与として振幅の期待値（または条件付き平均値）を算出することにより、振幅a^⁽ⁿ⁺¹⁾が推定される。

前回のチャネル推定値c^⁽ⁿ⁾は、前回の反復の中で生成されたチャネル推定値である。最初の反復について、c^⁽ⁿ⁾はある初期値に初期化される。当該初期値は、任意に選択されてもよく、または他の利用可能な情報に基づいてもよい。その後、振幅推定値a^⁽ⁿ⁺¹⁾を用いて、いずれかの既知のチャネル推定技術を使用して、修正されたチャネル推定値c^⁽ⁿ⁺¹⁾が算出され得る。例えば、最小二乗チャネル推定値が、以下の式に従って算出されてもよい。

代わりに、チャネル処理装置１８は、以下の式に従って最大事後（ＭＡＰ）チャネル推定値を生成してもよい。

等式（１５）および（１６）の中の積Φ_ra^⁽ⁿ⁺¹⁾＝r^ⁿ⁺¹は、振幅推定値を受信信号の位相サンプルと組合せることにより再構築された受信信号の推定値である、ということに留意し得る。

修正されたチャネル推定値c^⁽ⁿ⁺¹⁾を算出した後に、チャネル処理装置１８は、以下の式に従って、修正されたノイズ統計値σ^⁽ⁿ⁺¹⁾を算出し得る。

説明された実施形態では、ノイズ統計値は、ノイズ標準偏差を含む。しかしながら、例えばノイズ分散のような他のノイズ統計値も使用されてもよい。

図２は、本発明の一実施形態に従ってチャネル推定値c^を算出するためにチャネル処理装置１８により実装される例示的な方法１００を説明する。受信機フロントエンド１２は、トレーニング系列上の受信信号の受信位相サンプル{Φ_r}を、チャネル処理装置１８に提供する。チャネル処理装置１８は、チャネル推定値c^およびノイズ統計値σ^を初期化する（ブロック１０２）。初期のチャネル推定値およびノイズ統計値は、それぞれc^⁽⁰⁾およびσ^⁽⁰⁾により示される。初期推定値は、任意に設定されてもよい（例えば、L＝2についてc^⁽⁰⁾＝[1，1]、およびσ^⁽⁰⁾＝0.1）。また、利用可能であれば、他の情報が用いられてもよい。例えば、前回の期間からのチャネル推定値およびノイズ統計値が、初期推定値として使用されてもよい。ＯＦＤＭシステムでは、選択されたサブキャリアについてのチャネル推定値を初期化するために、利用可能であれば異なるサブキャリアからのチャネル推定値およびノイズ統計値が使用されてもよい。

チャネル推定値c^およびノイズ統計値σ^の初期化に続いて、チャネル処理装置１８は、受信信号の位相サンプル{Φ_r}基づいて、チャネル推定値c^およびノイズ統計値σ^を反復して算出する（ブロック１０４−１０８）。各反復の間に、チャネル処理装置１８は、等式（１３）に従って、位相サンプル{Φ_r}および前回のチャネル推定値c^⁽ⁿ⁾に基づいて受信信号についての振幅推定値a^を算出する（ブロック１０４）。初期のチャネル推定値c^⁽⁰⁾は、最初の反復で前回のチャネル推定値c^⁽ⁿ⁾としての役目を果たす。推定された信号振幅a^を位相サンプル{Φ_r}と組合せることにより、チャネル処理装置１８は、ハードリミットする前の受信信号の推定値r^(n)を実際に再構築することができる。その後、受信信号の推定値r^(n)が従来型の手法で使用されて、修正されたチャネル推定値c^が生成される（ブロック１０６）。例えば、最小二乗チャネル推定値c^_LSEが、等式（１５）に従って算出されてもよい。または、ＭＡＰチャネル推定値c^_MAPが、等式（１６）に従って算出されてもよい。

修正されたチャネル推定値c^が得られると、チャネル処理装置１８は、等式（１９）に従って平均二乗誤差を算出し、等式（１７）に従ってノイズ標準偏差を算出することにより、修正されたノイズ統計値σ^を算出する（ブロック１０８）。修正されたノイズ統計値σ^を算出した後に、チャネル処理装置１８は、予め定められた停止基準に基づいて、さらなる反復で継続するか否かを判定する（ブロック１１０）。例えば、チャネル処理装置１８は、予め定められた反復の最大数に達した後に停止してもよい。代わりに、チャネル処理装置１８は、予め定められた閾値よりも周辺対数尤度関数の和の増加の変化が小さい場合に、停止してもよい。停止基準を満たす場合には、チャネル処理装置１８は、最後の反復の間に生成された最新のチャネル推定値を出力し、停止する（ブロック１１４）。停止基準を満たさない場合には、チャネル処理装置１８は、インデックスnをインクリメントし（ブロック１１２）、ブロック１０４−１１０を反復する。

図３は、図２に示された方法に従ってチャネル推定値c^を生成するための例示的なチャネル処理装置１８を説明する。チャネル処理装置１８は、振幅推定部２２、チャネル推定部２４、ノイズ統計値推定部２６、および制御部２８を備える。振幅推定部２２は、受信信号r(n)の位相サンプル{Φ_r}に基づいて、トレーニング系列の長さにわたって振幅推定値a^を生成する。振幅推定部２２は、チャネル推定部２４に振幅推定値a^を提供する。チャネル推定部２４は、振幅推定値a^を位相サンプル{Φ_r}と組合せて、受信信号r^(n)の推定値を再構築し、修正されたチャネル推定値c^を生成する。ノイズ統計値推定部２６は、チャネル推定部２４により提供されるチャネル推定値c^、振幅推定部２２からの振幅推定値a^、および受信信号の推定値r^(n)に基づいて、ノイズ統計値（例えば、ノイズ標準偏差）を算出する。制御部２８は、実行された反復の数または予め定められたある収束基準に基づいて、いつ反復プロセスを停止するかを判定する。

上記のチャネル推定方法は、各反復でノイズ標準偏差を推定値σ^⁽ⁿ⁾＝１と設定することにより簡略化されてもよい。この簡略化の影響は、a^_NORMALおよびc^_NORMALによりそれぞれ示される正規化された振幅およびチャネル推定値を生み出す。図４は、本発明の第２の実施形態に従って正規化されたチャネル推定値c^_NORMALを算出するためのチャネル処理装置１８により実装される例示的な方法２００を説明する。第１の実施形態でのように、受信機フロントエンド１２は、トレーニング系列上の受信信号の位相Φ_rをチャネル処理装置１８に提供する。チャネル処理装置１８は、正規化されたチャネル推定値c^⁽⁰⁾ _NORMALを初期化する（ブロック２０２）。初期の正規化されたチャネル推定値c^⁽⁰⁾ _NORMALは、既に説明されたように任意に設定されてもよく、または、別の利用可能なチャネル推定値が、初期の正規化されたチャネル推定値c^⁽⁰⁾ _NORMALとして使用されてもよい。正規化されたチャネル推定値c^_NORMALの初期化に続いて、チャネル処理装置１８は、受信信号の位相サンプル{Φ_r}に基づいて、正規化されたチャネル推定値c^_NORMALを反復して算出する（ブロック２０４−２０６）。各反復の間に、チャネル処理装置１８は、等式（１３）に従って、位相サンプル{Φ_r}および前回の正規化されたチャネル推定値c^⁽ⁿ⁾ _NORMALに基づいて、トレーニング系列上で受信信号の正規化された振幅a^_NORMALを推定する（ブロック２０４）。初期の正規化されたチャネル推定値c^⁽⁰⁾ _NORMALは、最初の反復について前回の正規化されたチャネル推定値c^⁽ⁿ⁾ _NORMALとしての役割を果たす。推定された信号振幅a^_NORMALを受信サンプルの位相サンプル{Φ_r}と組合せることにより、チャネル処理装置１８は、受信信号の推定値r^(n)を再構築することができる。その後、受信信号の推定値r^(n)が従来型の手法で使用されて、修正された正規化されたチャネル推定値c^_NORMALが生成される（ブロック２０６）。例えば、最小二乗チャネル推定値が、等式（１３）または（１７）に従って算出されてもよい。更新されたチャネル推定値c^_NORMALが得られると、チャネル処理装置１８は、既に説明されたように、予め定められたある停止基準基づいてさらなる反復で継続するか否かを判定する（ブロック２０８）。例えば、チャネル処理装置１８は、予め定められた反復の最大数に到達した後に停止してもよい。代わりに、チャネル処理装置１８は、予め定められた閾値よりも周辺対数尤度関数の和の増加の変化が小さい場合に、停止してもよい。停止基準を満たす場合には、チャネル処理装置１８は、最後の反復の間に生成された最新のチャネル推定値を出力し、停止する（ブロック２１２）。停止基準を満たさない場合には、チャネル処理装置１８は、インデックスnをインクリメントし（ブロック２１０）、ブロック２０４−２０８を反復する。

図５は、図４に示される第２の実施形態に従って正規化されたチャネル推定値を生成するための例示的なチャネル処理装置１８を説明する。この実施形態では、ノイズ推定部は不要である。チャネル処理装置１８は、振幅推定部２２、チャネル推定部２４、および制御部２８を備える。振幅推定部２２は、受信信号の位相に基づいて、トレーニング系列の長さにわたって正規化された振幅推定値a^_NORMALを生成する。振幅推定部２２は、正規化された振幅推定値a^_NORMALをチャネル推定部２４に提供する。チャネル推定部２４は、正規化された振幅推定値a^_NORMALを受信位相サンプル{Φ_r}と組合せて、受信信号の推定値r^(n)を再構築し、修正された正規化されたチャネル推定値c^_NORMALを生成する。制御部２８は、実行された反復の数または予め定められたある収束基準に基づいて、反復プロセスをいつ停止するかを判定する。

本発明により、受信機１０は、受信信号の位相情報のみを使用してチャネル応答の正確な推定値を算出することが可能となる。受信信号の位相のみから正確なチャネル推定値を生成できることによって、受信機１０は、典型的にはサイズ面で小さく、コスト面で低く、および線形フロントエンドよりもよりエネルギー効率がよいハードリミットするフロントエンドを有することが可能となる。チャネル推定処理１８は、受信信号の振幅および位相の両方をベースバンド処理装置１４に提供する受信機について設計されたものを含むいずれかのトレーニング系列に適合する。しがたって、送信機は、受信機１０がハードリミットするフロントエンドを有するか、または線形フロントエンドを有するかに応じて、信号フォーマットを変える必要がない。

本発明は、当然ながら、本発明の本質的な特徴を逸脱することなく、ここで具体的に説明された手段以外の手段で実行され得る。本実施形態は、あらゆる点で例示的なものであって限定するものではないとみなされるべきである。添付の特許請求の範囲の意義および等化の範囲の中での全ての変更は、その中に包含されるように意図されている。

Claims

受信信号の位相サンプルに基づいてハードリミットされる当該受信信号についてのチャネル推定値を生成するための方法であって：
前記位相サンプルおよび前回のチャネル推定値に基づいて、前記受信信号についての期待振幅値を算出するステップと；
前記期待振幅値および前記位相サンプルに基づいて、修正されたチャネル推定値を算出するステップと；
を含み、
前記受信信号についての前記期待振幅値、および前記修正されたチャネル推定値は、反復して算出される、
方法。
前記受信信号についての前記期待振幅値の算出は、前回のノイズ統計値にさらに基づく、請求項１の方法。
各反復の間に算出される前記修正されたチャネル推定値は、後続の反復についての前記前回のチャネル推定値として利用可能である、請求項１の方法。
前記受信信号についての前記期待振幅値の算出は、前回のノイズ統計値にさらに基づく、請求項３の方法。
前記方法は、修正されたノイズ統計値を各反復の間に算出するステップをさらに含み、各反復の間に算出される前記修正されたノイズ統計値は、後続の反復についての前記前回のノイズ統計値として利用可能である、請求項４の方法。
修正されたノイズ統計値を各反復の間に算出するステップは、前記修正されたチャネル推定値および既知のシンボル系列に基づいて期待ノイズ統計値を算出することを含む、請求項５の方法。
前記修正されたチャネル推定値は、最小二乗チャネル推定値を含む、請求項１の方法。
前記修正されたチャネル推定値は、最大事後（ＭＡＰ）チャネル推定値を含む、請求項１の方法。
前記期待振幅値および前記チャネル推定値は、正規化された値を含む、請求項１の方法。
ハードリミットされる受信信号の位相に基づいてチャネル推定値を生成するためのチャネル推定処理装置であって：
前記受信信号の受信位相サンプルおよび前回のチャネル推定値に基づいて、前記受信信号の振幅についての期待値を算出することにより、前記受信信号についての振幅推定値を生成する振幅推定部と；
前記振幅推定値および前記位相サンプルに基づいて、修正されたチャネル推定値を算出するチャネル推定部と；
を備え、
前記振幅推定部は、前記受信信号の前記振幅についての前記期待値および前記修正されたチャネル推定値を反復して算出するように構成される、
チャネル推定処理装置。
前記振幅推定部は、前回のノイズ標準偏差の推定値にさらに基づいて前記受信信号の前記振幅についての前記期待値を算出するように構成される、請求項１０のチャネル推定処理装置。
前記振幅推定部は、前の反復の間に算出された修正されたチャネル推定値を、現在の反復についての前記前回のチャネル推定値として使用するように、構成される、請求項１０のチャネル推定処理装置。
前記振幅推定部は、前回のノイズ統計値にさらに基づいて、前記受信信号の前記振幅についての前記期待値を算出するように、さらに構成される、請求項１０のチャネル推定処理装置。
前記チャネル推定処理装置は、修正されたノイズ統計値を各反復の間に算出するノイズ推定部をさらに備え、各反復の間に算出される前記修正されたノイズ統計値は、後続の反復についての前記前回のノイズ統計値として利用可能である、請求項１３のチャネル推定処理装置。
前記ノイズ推定部は、前記修正されたチャネル推定値および既知のシンボル系列に基づいて期待ノイズ統計値を算出することにより、前記修正されたノイズ統計値を算出するように、構成される、請求項１４のチャネル推定処理装置。
前記チャネル推定部は、修正されたチャネル推定値を最小二乗チャネル推定値として算出するように構成される、請求項１０のチャネル推定処理装置。
前記チャネル推定部は、修正されたチャネル推定値を最大事後（ＭＡＰ）チャネル推定値として算出するように構成される、請求項１０のチャネル推定処理装置。
前記振幅推定値は、正規化された振幅推定値を含み、前記修正されたチャネル推定値は、正規化されたチャネル推定値を含む、請求項１０のチャネル推定処理装置。
ハードリミットされる受信信号を等化するためのチャネル推定値を生成する方法であって：
受信信号についての振幅推定値を反復して算出するステップと；
前記振幅推定値は、前記受信信号の位相サンプルおよび前回のチャネル推定値に基づいて各反復の間に算出されることと；
前記受信信号の前記位相サンプルおよび算出された前記振幅推定値に基づいて、修正されたチャネル推定値を各反復の間に算出し、予め定められた停止基準を満たす場合に、最後の反復で得られた前記チャネル推定値を出力するステップと；
を含む方法。
前記受信信号についての振幅推定値を算出するステップは、前記受信信号の前記振幅の期待値を算出することを含む、請求項１９の方法。
各反復の間に算出される前記修正されたチャネル推定値は、後続の反復についての前記前回のチャネル推定値として利用可能である、請求項１９の方法。
前記受信信号についての前記振幅推定値の算出は、前回のノイズ統計値にさらに基づく、請求項１９の方法。
前記方法は、修正されたノイズ統計値を各反復の間に算出するステップをさらに含み、各反復の間に算出される前記修正されたノイズ統計値は、後続の反復についての前記前回のノイズ統計値として利用可能である、請求項２２の方法。
前記修正されたノイズ統計値を各反復の間に算出するステップは、前記修正されたチャネル推定値および既知のシンボル系列に基づいて期待ノイズ統計値を算出することを含む、請求項２３の方法。
前記修正されたチャネル推定値は、最小二乗チャネル推定値を含む、請求項１９の方法。
前記修正されたチャネル推定値は、最大事後（ＭＡＰ）チャネル推定値を含む、請求項１９の方法。
前記振幅推定値は、正規化された振幅推定値を含み、前記修正されたチャネル推定値は、正規化されたチャネル推定値を含む、請求項１９の方法。