JP5428354B2 - Three-phase power converter - Google Patents

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Description

本発明は、３相交流を入力して３相交流を出力する３相無停電電源装置からなる３相電力変換装置に関し、特に、商用絶縁トランスを設けることなく、出力に発生するノイズを軽減する技術に関する。   The present invention relates to a three-phase power conversion device including a three-phase uninterruptible power supply device that inputs a three-phase alternating current and outputs a three-phase alternating current, and particularly reduces noise generated in the output without providing a commercial insulation transformer. Regarding technology.

無停電電源装置は、交流系統に停電や電圧低下、周波数変動などの異常が生じたときにおいても、負荷に安定した電力を供給し続ける装置であり、通信機器など停電が許されない機器への電力供給手段として用いられる。この無停電電源装置は、主な構成要素として、電流を力率１で受電するＰＷＭコンバータと、波形歪みの少ない正弦波電圧を出力するＰＷＭインバータと、停電時のバックアップエネルギを蓄積する蓄電池とを有している。   An uninterruptible power supply is a device that continues to supply stable power to the load even when an abnormality such as a power failure, voltage drop, or frequency fluctuation occurs in the AC system. Used as supply means. The uninterruptible power supply includes, as main components, a PWM converter that receives current at a power factor of 1, a PWM inverter that outputs a sine wave voltage with less waveform distortion, and a storage battery that stores backup energy during a power failure. Have.

図７は従来の無停電電源装置の一例の構成図である。図７に示す無停電電源装置は、交流入力端子１０１〜１０３、入力フィルタリアクトル１０４ａ、交流出力端子２０１〜２０３、出力フィルタリアクトル２０４ａ、商用トランス２０５、出力フィルタコンデンサ２０６、ＰＷＭコンバータを構成する絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）１１１，１１２，１２１，１２２，１３１，１３２、ＰＷＭインバータを構成するＩＧＢＴ２１１，２１２，２２１，２２２，２３１，２３２、直流コンデンサ３００を有し、これらで主回路を構成する。   FIG. 7 is a configuration diagram of an example of a conventional uninterruptible power supply. 7 includes an AC input terminals 101 to 103, an input filter reactor 104a, an AC output terminals 201 to 203, an output filter reactor 204a, a commercial transformer 205, an output filter capacitor 206, and an insulated gate constituting a PWM converter. Bipolar transistors (IGBT) 111, 112, 121, 122, 131, 132, IGBTs 211, 212, 221, 222, 231, 232, and a DC capacitor 300 that constitute a PWM inverter, and these constitute a main circuit.

直流コンデンサ３００に対して、図示しない蓄電池（またはＤ／Ｄコンバータを介した蓄電池）が並列に接続される。   A storage battery (or storage battery via a D / D converter) (not shown) is connected to DC capacitor 300 in parallel.

電圧検出器４０１は、交流入力端子１０１〜１０３の交流入力電圧を検出して交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＳ，ｖＴをＰＷＭコンバータ制御装置５０１ａに出力する。電流検出器４０２は、交流入力端子１０１〜１０３の交流入力電流を検出して交流入力電流検出信号ｉＲ，ｉＳ，ｉＴをＰＷＭコンバータ制御装置５０１ａに出力する。   The voltage detector 401 detects the AC input voltage of the AC input terminals 101 to 103 and outputs the AC input voltage detection signals vR, vS, vT to the PWM converter control device 501a. The current detector 402 detects the AC input current of the AC input terminals 101 to 103 and outputs the AC input current detection signals iR, iS, iT to the PWM converter control device 501a.

電圧検出器４０３は、直流コンデンサ３００の両端における直流端子電圧を検出して直流電圧検出信号ｖＤをＰＷＭコンバータ制御装置５０１ａに出力する。電圧検出器４０４は、交流出力端子２０１〜２０３の交流出力電圧を検出して交流出力電圧検出信号ｖＵ，ｖＶ，ｖＷをＰＷＭインバータ制御装置５０２ａに出力する。   The voltage detector 403 detects the DC terminal voltage at both ends of the DC capacitor 300 and outputs a DC voltage detection signal vD to the PWM converter control device 501a. The voltage detector 404 detects the AC output voltage of the AC output terminals 201 to 203 and outputs the AC output voltage detection signals vU, vV, vW to the PWM inverter control device 502a.

ＰＷＭコンバータ制御装置５０１ａは、交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＳ，ｖＴと交流入力電流検出信号ｉＲ，ｉＳ，ｉＴと直流電圧検出信号ｖＤとに基づき、オンオフ信号ｇ１１１，ｇ１１２，ｇ１２１，ｇ１２２，ｇ１３１，ｇ１３２を生成して、ＩＧＢＴ１１１，１１２，１２１，１２２，１３１，１３２に出力する。なお、図示しないゲート駆動回路によって、オンオフ信号が１のときに該当するＩＧＢＴがオンし、オンオフ信号が０のときに該当するＩＧＢＴがオフする。   The PWM converter control device 501a includes on / off signals g111, g112, g121, g122, g131, based on the AC input voltage detection signals vR, vS, vT, the AC input current detection signals iR, iS, iT, and the DC voltage detection signal vD. g132 is generated and output to the IGBTs 111, 112, 121, 122, 131, and 132. Note that the gate drive circuit (not shown) turns on the corresponding IGBT when the on / off signal is 1, and turns off the corresponding IGBT when the on / off signal is 0.

ＰＷＭインバータ制御装置５０２ａは、交流出力電圧検出信号ｖＵ，ｖＶ，ｖＷに基づき、オンオフ信号ｇ２１１，ｇ２１２，ｇ２２１，ｇ２２２，ｇ２３１，ｇ２３２を生成して、ＩＧＢＴ２１１，２１２，２２１，２２２，２３１，２３２に出力する。なお、図示しないゲート駆動回路によって、オンオフ信号が１のときに該当するＩＧＢＴがオンし、オンオフ信号が０のときに該当するＩＧＢＴがオフする。   The PWM inverter control device 502a generates on / off signals g211, g212, g221, g222, g231, g232 based on the AC output voltage detection signals vU, vV, vW, and supplies them to the IGBTs 211, 212, 221, 222, 231, 232. Output. Note that the gate drive circuit (not shown) turns on the corresponding IGBT when the on / off signal is 1, and turns off the corresponding IGBT when the on / off signal is 0.

図８は図７に示す無停電電源装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の構成図である。図８において、加算器５１３は、直流電圧検出信号ｖＤと直流電圧指令ｖＤ*との差信号を求め、ＰＩ（比例積分演算器）５１２は、この差信号を比例積分演算して電流振幅基準信号を乗算器５１４ａ〜５１４ｃに出力する。   FIG. 8 is a block diagram of the PWM converter control device in the uninterruptible power supply shown in FIG. In FIG. 8, an adder 513 obtains a difference signal between the DC voltage detection signal vD and the DC voltage command vD *, and a PI (proportional integration calculator) 512 performs a proportional integration operation on the difference signal to obtain a current amplitude reference signal. Are output to the multipliers 514a to 514c.

位相検出器５１０は、交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＳ，ｖＴの位相θを検出し、正弦波基準発生器５１１は、交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＳ，ｖＴの位相θと同相の正弦波基準信号ａ，ｂ，ｃを出力する。乗算器５１４は、正弦波基準信号ａ，ｂ，ｃと電流振幅基準信号とを乗算し、電流基準信号ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ*を求める。   The phase detector 510 detects the phase θ of the AC input voltage detection signals vR, vS, vT, and the sine wave reference generator 511 is a sine wave reference in phase with the phase θ of the AC input voltage detection signals vR, vS, vT. Signals a, b, and c are output. The multiplier 514 multiplies the sine wave reference signals a, b, and c by the current amplitude reference signal to obtain current reference signals iR *, iS *, iT *.

加算器５１５ａ〜５１５ｃは、電流基準信号ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ*と交流入力電流検出信号ｉＲ，ｉＳ，ｉＴとの差信号を求め、ＰＩ５１６ａ〜５１６ｃは、差信号を比例積分演算して、ＰＷＭ比較信号Ｒ*，Ｓ*，Ｔ*とする。   The adders 515a to 515c obtain difference signals between the current reference signals iR *, iS *, iT * and the AC input current detection signals iR, iS, iT, and the PIs 516a to 516c perform a proportional integral operation on the difference signals, The PWM comparison signals R *, S *, and T * are used.

比較波発生器５１９ａは、交流系統に対して充分周波数が高い（例えば２０ｋＨｚ）比較波信号Ｃ０を比較器５１７ａ〜５１７ｃに出力する。比較器５１７ａ〜５１７ｃは、ＰＷＭ比較信号Ｒ*，Ｓ*，Ｔ*と比較波信号Ｃ０との大小を比較することによりオンオフ信号ｇ１１１，ｇ１２１，ｇ１３１とこのオンオフ信号をノット回路５１８ａ〜５１８ｃで反転したオンオフ信号ｇ１１２，ｇ１２２，ｇ１３２とを生成する。なお、図９では、ＰＷＭ比較信号Ｒ*と比較波信号Ｃ０との大小を比較することによりオンオフ信号ｇ１１１を生成した例を示した。   The comparison wave generator 519a outputs a comparison wave signal C0 having a sufficiently high frequency (for example, 20 kHz) to the comparators 517a to 517c. The comparators 517a to 517c invert the on / off signals g111, g121, and g131 and the on / off signals by the knot circuits 518a to 518c by comparing the PWM comparison signals R *, S *, and T * with the comparison wave signal C0. Generated on / off signals g112, g122, and g132. FIG. 9 shows an example in which the on / off signal g111 is generated by comparing the magnitudes of the PWM comparison signal R * and the comparison wave signal C0.

図１０は図７に示す無停電電源装置内のＰＷＭインバータ制御装置の構成図である。図１０に示すＰＷＭインバータ制御装置５０２ａは、加算器５１５ｄ〜５１５ｆ、ＰＩ５１６ｄ〜５１６ｆ、比較波発生器５１９ｂ、比較器５１７ｄ〜５１７ｆ、ノット回路５１８ｄ〜５１８ｆを備え、交流電圧指令ｖＵ*，ｖＶ*，ｖＷ*と交流出力電圧検出信号ｖＵ，ｖＶ，ｖＷとに基づいてＰＷＭ比較信号を生成する点を除き、ＰＷＭコンバータ制御装置５０１ａの制御と同様であるので、その説明は省略する。   FIG. 10 is a block diagram of the PWM inverter control device in the uninterruptible power supply shown in FIG. A PWM inverter control device 502a shown in FIG. 10 includes adders 515d to 515f, PIs 516d to 516f, a comparison wave generator 519b, comparators 517d to 517f, and knot circuits 518d to 518f, and AC voltage commands vU *, vV *, Except for the point that the PWM comparison signal is generated based on vW * and the AC output voltage detection signals vU, vV, and vW, the control is the same as the control of the PWM converter control device 501a, and the description thereof is omitted.

また、図１１に示すような従来のトランスレス方式の無停電電源装置を用いても良い。これは、図７に示す無停電電源装置から商用トランス２０５を削除したものであり、構成が簡単で安価となる。   Also, a conventional transformerless uninterruptible power supply as shown in FIG. 11 may be used. This is obtained by deleting the commercial transformer 205 from the uninterruptible power supply shown in FIG. 7, and the configuration is simple and inexpensive.

さらに、図１２に示すような従来のＶ結線方式の無停電電源装置を用いても良い。この無停電電源装置は、ＩＧＢＴ１１１，１１２，１３１，１３２の直流出力電圧を直流コンデンサ３００と直流コンデンサ３０１とで分圧して中性点をつくり、この中性点と入力端子１０２と出力端子２０２とを直結している。この中性点電圧を中間電位に安定化させるために、ＩＧＢＴ３１１とＩＧＢＴ３１２とリアクトル３０２と電圧均等回路５０３ａとを備える。   Furthermore, a conventional V-connection uninterruptible power supply as shown in FIG. 12 may be used. In this uninterruptible power supply, the DC output voltage of the IGBTs 111, 112, 131, 132 is divided by the DC capacitor 300 and the DC capacitor 301 to create a neutral point. The neutral point, the input terminal 102, the output terminal 202, Is directly connected. In order to stabilize this neutral point voltage to an intermediate potential, an IGBT 311, an IGBT 312, a reactor 302, and a voltage equalization circuit 503 a are provided.

図１３は図１２に示す従来のＶ結線方式の無停電電源装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の構成図である。このＰＷＭコンバータ制御装置５０１ｂは、加算器５１３、位相検出器５１０、正弦波基準発生器５１１、ＰＩ５１２、乗算器５１４ａ，５１４ｃ、加算器５１５ａ，５１５ｃ、ＰＩ５１６ａ，５１６ｃ、比較波発生器５１９ａ、比較器５１７ａ，５１７ｃ、ノット回路５１８ａ，５１８ｃを有する。このＰＷＭコンバータ制御装置の動作は、図８に示すものと略同様であるので、その説明は省略する。   FIG. 13 is a block diagram of the PWM converter control device in the conventional V-connection uninterruptible power supply shown in FIG. The PWM converter control device 501b includes an adder 513, a phase detector 510, a sine wave reference generator 511, PI 512, multipliers 514a and 514c, adders 515a and 515c, PI 516a and 516c, a comparison wave generator 519a, and a comparator. 517a and 517c and knot circuits 518a and 518c. Since the operation of this PWM converter control device is substantially the same as that shown in FIG. 8, its description is omitted.

図１４は図１２に示す従来のＶ結線方式の無停電電源装置内のＰＷＭインバータ制御装置の構成図である。ＰＷＭインバータ制御装置５０２ｂは、加算器５１５ｄ，５１５ｆ、ＰＩ５１６ｄ，５１６ｆ、比較波発生器５１９ｂ、比較器５１７ｄ，５１７ｆ、ノット回路５１８ｄ，５１８ｆを備える。なお、線間電圧ｖＵＶ＝ｖＵ−ｖＶ、ｖＷＶ＝ｖＷ−ｖＶに対して制御を行うことを除き、図１０に示すものと略同様であるので、その説明は省略する。   FIG. 14 is a block diagram of a PWM inverter control device in the conventional V-connection uninterruptible power supply shown in FIG. The PWM inverter control device 502b includes adders 515d and 515f, PIs 516d and 516f, a comparison wave generator 519b, comparators 517d and 517f, and knot circuits 518d and 518f. Note that, except for performing control on the line voltages vUV = vU−vV and vWV = vW−vV, the description is omitted because it is substantially the same as that shown in FIG.

図１５は図１２に示す従来のＶ結線方式の無停電電源装置内の電圧均等回路の構成図である。電圧均等回路５０３ａは、比較波発生器５１９ｃ、ＰＩ５１６ｇ、比較器５１７ｇ、ノット回路５１８ｇを備える。ＰＩ５１６ｇは、直流コンデンサ３００の両端電圧と直流コンデンサ３０１の両端電圧との検出電圧差ΔｖＤ、即ち、直流電圧のアンバランス量ΔＶＤを増幅し、操作量Ｖ*を出力する。比較器５１７ｇは、比較波発生器５１９ｃからの比較波信号Ｃ０とＰＩ５１６ｇからの操作量Ｖ*とを比較することにより、ＩＧＢＴ３１１，３１２のオンオフ信号ｇ３１１，ｇ３１２を生成する。   FIG. 15 is a block diagram of a voltage equalization circuit in the conventional V-connection uninterruptible power supply shown in FIG. The voltage equalization circuit 503a includes a comparison wave generator 519c, a PI 516g, a comparator 517g, and a knot circuit 518g. The PI 516g amplifies the detected voltage difference ΔvD between the both-ends voltage of the DC capacitor 300 and the both-ends voltage of the DC capacitor 301, that is, the DC voltage imbalance amount ΔVD, and outputs the manipulated variable V *. The comparator 517g compares the comparison wave signal C0 from the comparison wave generator 519c with the manipulated variable V * from the PI 516g to generate the on / off signals g311 and g312 of the IGBTs 311 and 312.

なお、従来の技術として、例えば特許文献１に記載された電力変換装置が知られている。   As a conventional technique, for example, a power conversion device described in Patent Document 1 is known.

特開平９−２２４３７６号公報JP-A-9-224376

しかしながら、図７に示す無停電電源装置では、商用トランス２０５を用いているため、装置が非常に大きくなる。商用トランス２０５は例えば装置重量の４０％を占めることがある。また、商用トランス２０５には電力損失があり発熱するが、商用トランス２０５を冷却するのが困難であった。   However, since the uninterruptible power supply shown in FIG. 7 uses the commercial transformer 205, the apparatus becomes very large. The commercial transformer 205 may occupy 40% of the apparatus weight, for example. The commercial transformer 205 generates power and generates heat, but it is difficult to cool the commercial transformer 205.

図１１に示す無停電電源装置は、商用トランス２０５を設けていないため、上記問題は発生しないが、出力電位がＰＷＭ周波数レベルで変動し、この高周波の電位変動が負荷の誤動作の原因となることがある。   The uninterruptible power supply device shown in FIG. 11 does not have the above-mentioned problem because the commercial transformer 205 is not provided, but the output potential fluctuates at the PWM frequency level, and this high-frequency potential fluctuation causes a malfunction of the load. There is.

図１２に示すＶ結線方式の無停電電源装置は、入力と出力との１線を共通接続することによって負荷電位が安定する。しかし、直流リンク電圧を大きくする必要があり、高耐圧のＩＧＢＴが必要になる。   In the V-connection uninterruptible power supply device shown in FIG. 12, the load potential is stabilized by commonly connecting one line of input and output. However, it is necessary to increase the DC link voltage, and a high breakdown voltage IGBT is required.

また、スイッチングリップルが低く、騒音が可聴周波数レベルよりも低くなり易く、スイッチング周波数を高くする必要がある。高耐圧のＩＧＢＴは、図７、図１１に示す無停電電源装置に用いられるＩＧＢＴと比較してスイッチング損失が大きいため、スイッチング周波数を高くすると変換器損失が大きくなり、高効率化の妨げになっていた。   Also, the switching ripple is low, the noise tends to be lower than the audible frequency level, and it is necessary to increase the switching frequency. Since the high breakdown voltage IGBT has a larger switching loss than the IGBT used in the uninterruptible power supply shown in FIGS. 7 and 11, increasing the switching frequency increases the converter loss, which hinders higher efficiency. It was.

本発明は、小型で高効率な３相電力変換装置を提供することにある。   An object of the present invention is to provide a small and highly efficient three-phase power converter.

前記課題を解決するために、請求項１の発明は、陽極端子と第１中継端子との間に直列に接続された第１スイッチ及び第２スイッチ、前記第１中継端子と陰極端子との間に直列に接続された第３スイッチ及び第４スイッチ、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と中性点端子とに接続された第１ダイオード、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第２ダイオード、前記第１中継端子と第１交流入力端子とに接続された第１交流フィルタリアクトルを有する第１変換アームと、前記陽極端子と第２中継端子との間に直列に接続された第５スイッチ及び第６スイッチ、前記第２中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第７スイッチ及び第８スイッチ、前記第５スイッチと前記第６スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第３ダイオード、前記第７スイッチと前記第８スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第４ダイオード、前記第２中継端子と第３交流入力端子とに接続された第２交流フィルタリアクトルを有する第２変換アームと、前記陽極端子と第３中継端子との間に直列に接続された第９スイッチ及び第１０スイッチ、前記第３中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第１１スイッチ及び第１２スイッチ、前記第９スイッチと前記第１０スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第５ダイオード、前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第６ダイオード、前記第３中継端子と第１交流出力端子とに接続された第３交流フィルタリアクトルを有する第３変換アームと、前記陽極端子と第４中継端子との間に直列に接続された第１３スイッチ及び第１４スイッチ、前記第４中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第１５スイッチ及び第１６スイッチ、前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第７ダイオード、前記第１５スイッチと前記第１６スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第８ダイオード、前記第４中継端子と第３交流出力端子とに接続された第４交流フィルタリアクトルを有する第４変換アームと、前記陽極端子と第５中継端子との間に直列に接続された第１７スイッチ及び第１８スイッチ、前記第５中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第１９スイッチ及び第２０スイッチ、前記中性点端子と前記第１７スイッチと前記第１８スイッチとの接続点とに接続された第９ダイオード、前記第１９スイッチと前記第２０スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第１０ダイオード、前記中性点端子と前記第５中継端子との間に接続された第５交流フィルタリアクトルを有する第５変換アームと、前記第１変換アームと前記第２変換アームとを構成する各スイッチのオン／オフを制御することにより３相交流入力電流を制御する入力電流制御手段と、前記第３変換アームと前記第４変換アームとを構成する各スイッチのオン／オフを制御することにより３相交流出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、前記第５変換アームを構成する各スイッチのオン／オフを制御することにより前記陽極端子及び前記中性点端子間の電圧と前記中性点端子及び前記陰極端子間の電圧とのバランスを制御する電圧制御手段とを備え、前記電圧制御手段は、前記陽極端子及び前記第５中性点端子間の電圧と、前記第５中性点端子及び前記陰極端子間の電圧との差電圧に応じた第1の差電圧信号で前記第１７スイッチ及び前記第１９スイッチをオンオフし、前記第1の差電圧信号より所定の比率で広い第2の差電圧信号で前記第１８スイッチ及び前記第２０スイッチをオンオフさせることを特徴とする。 In order to solve the above problems, the invention of claim 1 is characterized in that a first switch and a second switch connected in series between an anode terminal and a first relay terminal, and between the first relay terminal and the cathode terminal. A third switch and a fourth switch connected in series, a first diode connected to a connection point of the first switch and the second switch and a neutral point terminal, the third switch and the fourth switch A first conversion arm having a second diode connected to a connection point between the first relay terminal and the neutral point terminal, a first AC filter reactor connected to the first relay terminal and a first AC input terminal, and the anode A fifth switch and a sixth switch connected in series between the terminal and the second relay terminal; a seventh switch and an eighth switch connected in series between the second relay terminal and the cathode terminal; The fifth switch and the sixth switch A third diode connected to a connection point of the switch and the neutral point terminal; a fourth diode connected to a connection point of the seventh switch and the eighth switch and the neutral point terminal; A second conversion arm having a second AC filter reactor connected to the second relay terminal and the third AC input terminal; a ninth switch and a tenth switch connected in series between the anode terminal and the third relay terminal; Switch, 11th switch and 12th switch connected in series between said 3rd relay terminal and said cathode terminal, connecting point of said 9th switch and said 10th switch, and connecting to said neutral point terminal The fifth diode, the sixth diode connected to the connection point of the eleventh switch and the twelfth switch and the neutral point terminal, the third relay terminal and the first AC output terminal Third interchange A third conversion arm having a filter reactor, a thirteenth switch and a fourteenth switch connected in series between the anode terminal and the fourth relay terminal, and a series between the fourth relay terminal and the cathode terminal. A 15th switch and a 16th switch connected; a seventh diode connected to a connection point between the 13th switch and the 14th switch and the neutral point terminal; and the 15th switch and the 16th switch. An eighth diode connected to a connection point and the neutral point terminal; a fourth conversion arm having a fourth AC filter reactor connected to the fourth relay terminal and a third AC output terminal; and the anode terminal. A seventeenth switch and an eighteenth switch connected in series between the fifth relay terminal and a nineteenth switch and a twentieth switch connected in series between the fifth relay terminal and the cathode terminal. Switch, a neutral point terminal, a connection point between the 17th switch and the 18th switch, a connection point between the 19th switch and the 20th switch, and the neutral point terminal A fifth conversion arm having a fifth AC filter reactor connected between the neutral diode terminal and the fifth relay terminal, the first conversion arm and the second conversion arm The input current control means for controlling the three-phase AC input current by controlling the on / off of each switch constituting, and the on / off of each switch constituting the third conversion arm and the fourth conversion arm Output voltage control means for controlling the three-phase alternating current output voltage by controlling the on-off of each switch constituting the fifth conversion arm, and the anode terminal and the Voltage control means for controlling the balance between the voltage between the neutral point terminal and the voltage between the neutral point terminal and the cathode terminal, and the voltage control means is provided between the anode terminal and the fifth neutral point terminal. And the 17th switch and the 19th switch are turned on and off by a first differential voltage signal corresponding to a difference voltage between the voltage of the first neutral point terminal and the voltage between the fifth neutral point terminal and the cathode terminal. The eighteenth switch and the twentieth switch are turned on and off with a second differential voltage signal that is wider by a predetermined ratio than the voltage signal .

請求項２の発明は、請求項１記載の３相電力変換装置において、前記電圧制御手段は、第１基準電圧信号と該第１基準電圧信号と同位相で且つ振幅が異なる第２基準電圧信号を発生する信号発生部と、前記陽極端子及び前記中性点端子間の電圧と前記中性点端子及び前記陰極端子間の電圧との差電圧と前記第１基準電圧信号とを比較して第１オンオフ信号を生成する第１比較部と、前記差電圧と前記第２基準電圧信号とを比較して第２オンオフ信号を生成する第２比較部とを有することを特徴とする。 According to a second aspect of the invention, the three-phase power converting apparatus according to claim 1 Symbol placement, the voltage control means, and a second reference voltage different amplitudes at a first reference voltage signal and a first reference voltage signal having the same phase Comparing the first reference voltage signal with a signal generating unit that generates a signal, a voltage difference between the voltage between the anode terminal and the neutral point terminal and the voltage between the neutral point terminal and the cathode terminal; A first comparison unit that generates a first on / off signal, and a second comparison unit that generates a second on / off signal by comparing the difference voltage and the second reference voltage signal.

本発明によれば、商用トランスを設けていないので、無停電電源装置を小型及び軽量化できる。また、交流入力端子と交流出力端子とを１つの線で共通に接続することによって、出力電位がＰＷＭ周波数レベルで安定するので、負荷の誤動作を防ぐことができる。また、スイッチの数が増加するが、スイッチに印加される電圧は、陽極端子及び陰極端子間の直流リンク電圧の半分の電圧になるので、低耐圧のスイッチを使用できる。このため、スイッチのスイッチング損失が少なくて済む。また、電圧制御手段が、陽極端子及び第５中性点端子間の電圧と、第５中性点端子及び陰極端子間の電圧との差電圧に応じた第1の差電圧信号で第１７スイッチ及び第１９スイッチをオンオフし、第1の差電圧信号より所定の比率で広い第2の差電圧信号で第１８スイッチ及び第２０スイッチをオンオフさせることにより、陽極端子及び中性点端子間の電圧と中性点端子及び陰極端子間の電圧とのバランスを制御することができる。



According to the present invention, since no commercial transformer is provided, the uninterruptible power supply can be reduced in size and weight. In addition, by connecting the AC input terminal and the AC output terminal in common by one line, the output potential is stabilized at the PWM frequency level, so that a malfunction of the load can be prevented. Further, although the number of switches increases, the voltage applied to the switches is half the DC link voltage between the anode terminal and the cathode terminal, so that a low withstand voltage switch can be used. For this reason, the switching loss of the switch can be reduced. In addition, the voltage control means has a seventeenth switch with a first difference voltage signal corresponding to a difference voltage between the voltage between the anode terminal and the fifth neutral point terminal and the voltage between the fifth neutral point terminal and the cathode terminal. And the 19th switch is turned on and off, and the 18th switch and the 20th switch are turned on and off with a second difference voltage signal that is wider than the first difference voltage signal by a predetermined ratio. And the voltage between the neutral point terminal and the cathode terminal can be controlled.



また、第１基準電圧信号と同位相で且つ振幅が異なる第２基準電圧信号を用い、第１比較部が陽極端子及び中性点端子間の電圧と中性点端子及び陰極端子間の電圧との差電圧と第１基準電圧信号とを比較して第１オンオフ信号を生成し、第２比較部が差電圧と第２基準電圧信号とを比較して第２オンオフ信号を生成するので、中性点端子における中間電位が直流リンク電圧の中間になるように制御することができる。   Further, the second reference voltage signal having the same phase and different amplitude as the first reference voltage signal is used, and the first comparison unit compares the voltage between the anode terminal and the neutral point terminal and the voltage between the neutral point terminal and the cathode terminal. The first reference voltage signal is compared with the first reference voltage signal to generate a first on / off signal, and the second comparison unit generates the second on / off signal by comparing the difference voltage with the second reference voltage signal. Control can be made so that the intermediate potential at the sex point terminal is in the middle of the DC link voltage.

実施例１の３相電力変換装置の構成図である。It is a block diagram of the three-phase power converter device of Example 1. 実施例１の３相電力変換装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の構成図である。It is a block diagram of the PWM converter control apparatus in the three-phase power converter of Example 1. 実施例１の３相電力変換装置内のＰＷＭインバータ制御装置の構成図である。It is a block diagram of the PWM inverter control apparatus in the three-phase power converter of Example 1. 実施例１の３相電力変換装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の動作を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining operation | movement of the PWM converter control apparatus in the three-phase power converter device of Example 1. FIG. 実施例１の３相電力変換装置内の電圧均等回路置の構成図である。It is a block diagram of the voltage equalization circuit apparatus in the three-phase power converter device of Example 1. FIG. 実施例１の３相電力変換装置内の電圧均等回路置の動作を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining operation | movement of the voltage equalization circuit apparatus in the three-phase power converter device of Example 1. FIG. 従来の無停電電源装置の一例の構成図である。It is a block diagram of an example of the conventional uninterruptible power supply. 図７に示す無停電電源装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の構成図である。It is a block diagram of the PWM converter control apparatus in the uninterruptible power supply shown in FIG. 図７に示す無停電電源装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の動作を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining operation | movement of the PWM converter control apparatus in the uninterruptible power supply device shown in FIG. 図７に示す無停電電源装置内のＰＷＭインバータ制御装置の構成図である。It is a block diagram of the PWM inverter control apparatus in the uninterruptible power supply shown in FIG. 従来のトランスレス方式の無停電電源装置の構成図である。It is a block diagram of a conventional transformerless uninterruptible power supply. 従来のＶ結線方式の無停電電源装置の構成図である。It is a block diagram of the conventional V connection type uninterruptible power supply. 図１２に示す従来のＶ結線方式の無停電電源装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の構成図である。It is a block diagram of the PWM converter control apparatus in the conventional V-connection type uninterruptible power supply apparatus shown in FIG. 図１２に示す従来のＶ結線方式の無停電電源装置内のＰＷＭインバータ制御装置の構成図である。It is a block diagram of the PWM inverter control apparatus in the conventional V connection type uninterruptible power supply shown in FIG. 図１２に示す従来のＶ結線方式の無停電電源装置内の電圧均等回路の構成図である。It is a block diagram of the voltage equalization circuit in the conventional V connection type uninterruptible power supply device shown in FIG.

以下、本発明の３相電力変換装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。   Hereinafter, embodiments of the three-phase power converter of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

図１は実施例１の３相電力変換装置の構成図である。図１に示す無停電電源装置は、交流入力端子１０１〜１０３、入力フィルタリアクトル１０４、交流出力端子２０１〜２０３、出力フィルタリアクトル２０４、ＰＷＭコンバータを構成するＩＧＢＴ１１１，１１２，１１３，１１４，１３１，１３２，１３３，１３４、ダイオード１１５，１１６，１３５，１３６、ＰＷＭインバータを構成するＩＧＢＴ２１１，２１２，２１３，２１４，２３１，２３２，２３３，２３４、ダイオード２１５，２１６，２３５，２３６、直流コンデンサ３００，３０１、ＩＧＢＴ３１１，３１２，３１３，３１４、ダイオード３１５，３１６、リアクトルＬを有し、これらで主回路を構成する。   FIG. 1 is a configuration diagram of the three-phase power conversion device according to the first embodiment. 1 includes an AC input terminals 101 to 103, an input filter reactor 104, an AC output terminals 201 to 203, an output filter reactor 204, and IGBTs 111, 112, 113, 114, 131, and 132 that constitute a PWM converter. 133, 134, diodes 115, 116, 135, 136, IGBTs 211, 212, 213, 214, 231, 232, 233, 234, PWM diodes 215, 216, 235, 236, DC capacitors 300, 301, IGBTs 311, 312, 313, and 314, diodes 315 and 316, and a reactor L constitute a main circuit.

ＰＷＭコンバータは、入力電流を力率１の正弦波状に制御するとともに、交流を直流に変換して、陽極端子Ｐに直流出力電圧（Ｅ／２）、中性点端子Ｏに０Ｖ、陰極端子Ｎに直流出力電圧（−Ｅ／２）を出力する。ＰＷＭインバータは、３レベルインバータであり、陽極端子Ｐと中性点端子Ｏと陰極端子Ｎとの直流出力電圧を正弦波状に制御する。   The PWM converter controls the input current in a sine wave shape with a power factor of 1, converts alternating current into direct current, direct output voltage (E / 2) at the anode terminal P, 0 V at the neutral point terminal O, and cathode terminal N Output DC output voltage (-E / 2). The PWM inverter is a three-level inverter and controls the DC output voltage of the anode terminal P, the neutral point terminal O, and the cathode terminal N in a sine wave form.

陽極端子Ｐと第１中継端子Ｍ１との間には、ＩＧＢＴ１１１（第１スイッチ）とＩＧＢＴ１１２（第２スイッチ）とが直列に接続されている。第１中継端子Ｍ１と陰極端子Ｎとの間には、ＩＧＢＴ１１３（第３スイッチ）とＩＧＢＴ１１４（第４スイッチ）とが直列に接続されている。ＩＧＢＴ１１１とＩＧＢＴ１１２との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード１１５（第１ダイオード）が接続されている。ＩＧＢＴ１１３とＩＧＢＴ１１４との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード１１６（第２ダイオード）が接続されている。第１中継端子Ｍ１と第１交流入力端子１０１とには入力フィルタリアクトル１０４１（第１交流フィルタリアクトル）が接続されている。これらで第１変換アームを構成している。   An IGBT 111 (first switch) and an IGBT 112 (second switch) are connected in series between the anode terminal P and the first relay terminal M1. Between the first relay terminal M1 and the cathode terminal N, an IGBT 113 (third switch) and an IGBT 114 (fourth switch) are connected in series. A diode 115 (first diode) is connected to the connection point between the IGBT 111 and the IGBT 112 and the neutral point terminal O. A diode 116 (second diode) is connected to a connection point between the IGBT 113 and the IGBT 114 and the neutral point terminal O. An input filter reactor 1041 (first AC filter reactor) is connected to the first relay terminal M1 and the first AC input terminal 101. These constitute the first conversion arm.

陽極端子Ｐと第２中継端子Ｍ２との間には、ＩＧＢＴ１３１（第５スイッチ）とＩＧＢＴ１３２（第６スイッチ）とが直列に接続されている。第２中継端子Ｍ２と陰極端子Ｎとの間には、ＩＧＢＴ１３３（第７スイッチ）とＩＧＢＴ１３４（第８スイッチ）とが直列に接続されている。ＩＧＢＴ１３１とＩＧＢＴ１３２との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード１３５（第３ダイオード）が接続されている。ＩＧＢＴ１３３とＩＧＢＴ１３４との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード１３６（第４ダイオード）が接続されている。第２中継端子Ｍ２と第３交流入力端子１０３とには入力フィルタリアクトル１０４３（第２交流フィルタリアクトル）が接続されている。これらで第２変換アームを構成している。   An IGBT 131 (fifth switch) and an IGBT 132 (sixth switch) are connected in series between the anode terminal P and the second relay terminal M2. Between the second relay terminal M2 and the cathode terminal N, an IGBT 133 (seventh switch) and an IGBT 134 (eighth switch) are connected in series. A diode 135 (third diode) is connected to a connection point between the IGBT 131 and the IGBT 132 and the neutral point terminal O. A diode 136 (fourth diode) is connected to a connection point between the IGBT 133 and the IGBT 134 and the neutral point terminal O. An input filter reactor 1043 (second AC filter reactor) is connected to the second relay terminal M2 and the third AC input terminal 103. These constitute the second conversion arm.

陽極端子Ｐと第３中継端子Ｍ３との間には、ＩＧＢＴ２１１（第９スイッチ）とＩＧＢＴ２１２（第１０スイッチ）とが直列に接続されている。第３中継端子Ｍ３と陰極端子Ｎとの間には、ＩＧＢＴ２１３（第１１スイッチ）とＩＧＢＴ２１４（第１２スイッチ）とが直列に接続されている。ＩＧＢＴ２１１とＩＧＢＴ２１２との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード２１５（第５ダイオード）が接続されている。ＩＧＢＴ２１３とＩＧＢＴ２１４との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード２１６（第６ダイオード）が接続されている。第３中継端子Ｍ３と第１交流出力端子２０１とには出力フィルタリアクトル２０４１（第３交流フィルタリアクトル）が接続されている。これらで第３変換アームを構成している。   Between the anode terminal P and the 3rd relay terminal M3, IGBT211 (9th switch) and IGBT212 (10th switch) are connected in series. Between the third relay terminal M3 and the cathode terminal N, an IGBT 213 (11th switch) and an IGBT 214 (12th switch) are connected in series. A diode 215 (fifth diode) is connected to a connection point between the IGBT 211 and the IGBT 212 and the neutral point terminal O. A diode 216 (sixth diode) is connected to a connection point between the IGBT 213 and the IGBT 214 and the neutral point terminal O. An output filter reactor 2041 (third AC filter reactor) is connected to the third relay terminal M3 and the first AC output terminal 201. These constitute the third conversion arm.

陽極端子Ｐと第４中継端子Ｍ４との間には、ＩＧＢＴ２３１(第１３スイッチ)とＩＧＢＴ２３２（第１４スイッチ）とが直列に接続されている。第４中継端子Ｍ４と陰極端子Ｎとの間には、ＩＧＢＴ２３３（第１５スイッチ）とＩＧＢＴ２３４（第１６スイッチ）とが直列に接続されている。ＩＧＢＴ２３１とＩＧＢＴ２３２との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード２３５（第７ダイオード）が接続されている。ＩＧＢＴ２３３とＩＧＢＴ２３４との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード２３６（第８ダイオード）が接続されている。第４中継端子Ｍ４と第３交流出力端子２０３とには出力フィルタリアクトル２０４３（第４交流フィルタリアクトル）が接続されている。これらで第４変換アームを構成している。   An IGBT 231 (13th switch) and an IGBT 232 (14th switch) are connected in series between the anode terminal P and the fourth relay terminal M4. Between the fourth relay terminal M4 and the cathode terminal N, an IGBT 233 (15th switch) and an IGBT 234 (16th switch) are connected in series. A diode 235 (seventh diode) is connected to a connection point between the IGBT 231 and the IGBT 232 and the neutral point terminal O. A diode 236 (eighth diode) is connected to a connection point between the IGBT 233 and the IGBT 234 and the neutral point terminal O. An output filter reactor 2043 (fourth AC filter reactor) is connected to the fourth relay terminal M4 and the third AC output terminal 203. These constitute the fourth conversion arm.

陰極端子Ｐと第５中継端子Ｍ５との間には、ＩＧＢＴ３１１（第１７スイッチ）とＩＧＢＴ３１２（第１８スイッチ）とが直列に接続されている。第５中継端子Ｍ５と陰極端子Ｎとの間には、ＩＧＢＴ３１３（第１９スイッチ）とＩＧＢＴ３１４（第２０スイッチ）とが直列に接続されている。ＩＧＢＴ３１１（第１７スイッチ）とＩＧＢＴ３１２（第１８スイッチ）との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード３１５（第９ダイオード）が接続されている。ＩＧＢＴ３１３とＩＧＢＴ３１４との接続点と中性点端子Ｏとには、ダイオード３１６（第１０ダイオード）が接続されている。中性点端子Ｏと第５中継端子Ｍ５との間には、リアクトルＬ（第５交流フィルタリアクトル）が接続されている。これらで第５変換アームを構成している。   An IGBT 311 (17th switch) and an IGBT 312 (18th switch) are connected in series between the cathode terminal P and the fifth relay terminal M5. Between the fifth relay terminal M5 and the cathode terminal N, an IGBT 313 (19th switch) and an IGBT 314 (20th switch) are connected in series. A diode 315 (9th diode) is connected to a connection point between the IGBT 311 (17th switch) and the IGBT 312 (18th switch) and the neutral point terminal O. A diode 316 (tenth diode) is connected to a connection point between the IGBT 313 and the IGBT 314 and the neutral point terminal O. A reactor L (fifth AC filter reactor) is connected between the neutral point terminal O and the fifth relay terminal M5. These constitute the fifth conversion arm.

第２交流入力端子１０２と中性点端子Ｏと第２交流出力端子２０２とが接続されている。また、陽極端子Ｐと中性点端子Ｏとの間には直流コンデンサ３０１が接続されている。中性点端子Ｏと陰極端子Ｎとの間には直流コンデンサ３００が接続されている。   Second AC input terminal 102, neutral point terminal O, and second AC output terminal 202 are connected. A DC capacitor 301 is connected between the anode terminal P and the neutral point terminal O. A DC capacitor 300 is connected between the neutral point terminal O and the cathode terminal N.

電圧検出器４０１は、交流入力端子１０１〜１０３の交流入力電圧を検出して交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＳ，ｖＴをＰＷＭコンバータ制御装置５０１に出力する。電流検出器４０２は、交流入力端子１０１〜１０３の交流入力電流を検出して交流入力電流検出信号ｉＲ，ｉＳ，ｉＴをＰＷＭコンバータ制御装置５０１に出力する。   The voltage detector 401 detects the AC input voltage of the AC input terminals 101 to 103 and outputs the AC input voltage detection signals vR, vS, vT to the PWM converter control device 501. The current detector 402 detects the AC input current of the AC input terminals 101 to 103 and outputs the AC input current detection signals iR, iS, iT to the PWM converter control device 501.

電圧検出器４０３は、直流コンデンサ３００の直流端子電圧と直流コンデンサ３０１の直流端子電圧とを検出して直流電圧検出信号ｖＤをＰＷＭコンバータ制御装置５０１に出力する。電圧検出器４０４は、交流出力端子２０１〜２０３の交流出力電圧を検出して交流出力電圧検出信号ｖＵ，ｖＶ，ｖＷをＰＷＭインバータ制御装置５０２に出力する。   Voltage detector 403 detects the DC terminal voltage of DC capacitor 300 and the DC terminal voltage of DC capacitor 301 and outputs DC voltage detection signal vD to PWM converter control device 501. The voltage detector 404 detects the AC output voltage of the AC output terminals 201 to 203 and outputs the AC output voltage detection signals vU, vV, vW to the PWM inverter control device 502.

ＰＷＭコンバータ制御装置５０１は、交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＳ，ｖＴと交流入力電流検出信号ｉＲ，ｉＴと直流電圧検出信号ｖＤとに基づき、オンオフ信号ｇ１１１〜ｇ１１４，ｇ１３１〜ｇ１３４を生成して、ＩＧＢＴ１１１〜１１４，１３１〜１３４に出力する。なお、図示しないゲート駆動回路によって、オンオフ信号が１のときに該当するＩＧＢＴがオンし、オンオフ信号が０のときに該当するＩＧＢＴがオフする。   The PWM converter control device 501 generates on / off signals g111 to g114 and g131 to g134 based on the AC input voltage detection signals vR, vS, vT, the AC input current detection signals iR, iT, and the DC voltage detection signal vD, It outputs to IGBT111-114,131-134. Note that the gate drive circuit (not shown) turns on the corresponding IGBT when the on / off signal is 1, and turns off the corresponding IGBT when the on / off signal is 0.

ＰＷＭインバータ制御装置５０２は、交流出力電圧検出信号ｖＵ，ｖＶ，ｖＷに基づき、オンオフ信号ｇ２１１〜ｇ２１４，ｇ２３１〜ｇ２３４を生成して、ＩＧＢＴ２１１〜２１４，２３１〜２３４に出力する。なお、図示しないゲート駆動回路によって、オンオフ信号が１のときに該当するＩＧＢＴがオンし、オンオフ信号が０のときに該当するＩＧＢＴがオフする。   The PWM inverter control device 502 generates on / off signals g211 to g214 and g231 to g234 based on the AC output voltage detection signals vU, vV, and vW, and outputs them to the IGBTs 211 to 214, 231 to 234. Note that the gate drive circuit (not shown) turns on the corresponding IGBT when the on / off signal is 1, and turns off the corresponding IGBT when the on / off signal is 0.

図２は実施例１の３相電力変換装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の構成図である。   FIG. 2 is a configuration diagram of a PWM converter control device in the three-phase power conversion device according to the first embodiment.

図２において、加算器５１３は、直流電圧検出信号ｖＤと直流電圧指令ｖＤ*との差信号を求め、ＰＩ５１２は、この差信号を比例積分演算して電流振幅基準信号を乗算器５１４ａ，５１４ｃに出力する。   In FIG. 2, an adder 513 obtains a difference signal between the DC voltage detection signal vD and the DC voltage command vD *, and a PI 512 performs a proportional integration operation on the difference signal and supplies a current amplitude reference signal to the multipliers 514a and 514c. Output.

位相検出器５１０は、交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＳ，ｖＴの位相θを検出し、正弦波基準発生器５１１は、交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＴと同相の正弦波基準信号ａ，ｃを出力する。乗算器５１４ａ，５１４ｃは、正弦波基準信号ａ，ｃと電流振幅基準信号とを乗算し、電流基準信号ｉＲ*，ｉＴ*を求める。   The phase detector 510 detects the phase θ of the AC input voltage detection signals vR, vS, vT, and the sine wave reference generator 511 outputs the sine wave reference signals a, c in phase with the AC input voltage detection signals vR, vT. Output. The multipliers 514a and 514c multiply the sine wave reference signals a and c and the current amplitude reference signal to obtain current reference signals iR * and iT *.

加算器５１５ａ，５１５ｃは、電流基準信号ｉＲ*，ｉＴ*と交流入力電流検出信号ｉＲ，ｉＴとの差信号を求め、ＰＩ５１６ａ，５１６ｃは、差信号を比例積分演算して、ＰＷＭ比較信号Ｒ*，Ｔ*とする。図４には、交流系統のＰＷＭ比較信号Ｒ*を示した。   The adders 515a and 515c obtain a difference signal between the current reference signals iR * and iT * and the AC input current detection signals iR and iT, and the PIs 516a and 516c perform a proportional-integral operation on the difference signal to obtain a PWM comparison signal R *. , T *. FIG. 4 shows the PWM comparison signal R * of the AC system.

比較波発生器５２０ａは、交流系統に対して充分周波数が高い（例えば２０ｋＨｚ）比較波信号ｃ１（図４に示す。）を比較器５１７ａ１，５１７ｃ１に出力するとともに、比較波信号ｃ１を反転した比較波信号ｃ２（図４に示す。）を比較器５１７ａ２，５１７ｃ２に出力する。   The comparison wave generator 520a outputs a comparison wave signal c1 (shown in FIG. 4) having a sufficiently high frequency (for example, 20 kHz) to the AC system to the comparators 517a1 and 517c1, and a comparison in which the comparison wave signal c1 is inverted. The wave signal c2 (shown in FIG. 4) is output to the comparators 517a2 and 517c2.

比較器５１７ａ１は、ＰＷＭ比較信号Ｒ*と比較波信号ｃ１との大小を比較することによりオンオフ信号ｇ１１１とこのオンオフ信号ｇ１１１をノット回路５１８ａ１で反転したオンオフ信号ｇ１１３とを生成する。比較器５１７ａ２は、ＰＷＭ比較信号Ｒ*と比較波信号ｃ２との大小を比較することによりオンオフ信号ｇ１１２とこのオンオフ信号ｇ１１２をノット回路５１８ａ２で反転したオンオフ信号ｇ１１４とを生成する。   The comparator 517a1 compares the magnitude of the PWM comparison signal R * and the comparison wave signal c1 to generate an on / off signal g111 and an on / off signal g113 obtained by inverting the on / off signal g111 by the knot circuit 518a1. The comparator 517a2 compares the PWM comparison signal R * and the comparison wave signal c2 to generate an on / off signal g112 and an on / off signal g114 obtained by inverting the on / off signal g112 by the knot circuit 518a2.

比較器５１７ｃ１は、ＰＷＭ比較信号Ｔ*と比較波信号ｃ１との大小を比較することによりオンオフ信号ｇ１３１とこのオンオフ信号ｇ１３１をノット回路５１８ｃ１で反転したオンオフ信号ｇ１３３とを生成する。比較器５１７ｃ２は、ＰＷＭ比較信号Ｔ*と比較波信号ｃ２との大小を比較することによりオンオフ信号ｇ１３２とこのオンオフ信号ｇ１３２をノット回路５１８ｃ２で反転したオンオフ信号ｇ１３４とを生成する。   The comparator 517c1 generates an on / off signal g131 and an on / off signal g133 obtained by inverting the on / off signal g131 by a knot circuit 518c1 by comparing the magnitude of the PWM comparison signal T * and the comparison wave signal c1. The comparator 517c2 compares the PWM comparison signal T * and the comparison wave signal c2 to generate an on / off signal g132 and an on / off signal g134 obtained by inverting the on / off signal g132 by the knot circuit 518c2.

なお、図４では、ＰＷＭ比較信号Ｒ*と比較波信号ｃ１との大小を比較することにより生成されたオンオフ信号ｇ１１１、ＰＷＭ比較信号Ｒ*と比較波信号ｃ２との大小を比較することにより生成されたオンオフ信号ｇ１１２を生成した例を示した。図４からもわかるように、各相（各アーム）のＩＧＢＴが交互に動くことによって、ＩＧＢＴの平均スイッチング回数が少なくなる。これにより、ＰＷＭ周波数を上げることができる。   In FIG. 4, the on / off signal g111 generated by comparing the magnitudes of the PWM comparison signal R * and the comparison wave signal c1, and the magnitudes of the PWM comparison signal R * and the comparison wave signal c2 are generated. An example in which the generated on / off signal g112 is generated is shown. As can be seen from FIG. 4, the IGBTs of each phase (each arm) move alternately, thereby reducing the average number of switching times of the IGBT. Thereby, the PWM frequency can be increased.

図３は実施例１の３相電力変換装置内のＰＷＭインバータ制御装置の構成図である。   FIG. 3 is a configuration diagram of a PWM inverter control device in the three-phase power conversion device according to the first embodiment.

図３に示すＰＷＭインバータ制御装置５０２は、加算器５１５ｄ，５１５ｆ、ＰＩ５１６ｄ，５１６ｆ、比較波発生器５２０ｂ、比較器５１７ｄ１，５１７ｄ２，５１７ｆ１，５１７ｆ２、ノット回路５１８ｄ１，５１８ｄ２，５１８ｆ１，５１８ｆ２を備え、交流電圧指令ｖＵ*，ｖＷ*と交流出力電圧検出信号ｖＵ，ｖＷとに基づいてＰＷＭ比較信号を生成する点を除き、ＰＷＭコンバータ制御装置５０１の制御と同様であるので、その説明は省略する。   3 includes adders 515d and 515f, PIs 516d and 516f, a comparison wave generator 520b, comparators 517d1, 517d2, 517f1, and 517f2, and knot circuits 518d1, 518d2, 518f1, and 518f2. Except for the point that the PWM comparison signal is generated based on the voltage commands vU * and vW * and the AC output voltage detection signals vU and vW, the control is the same as the control of the PWM converter control device 501, and the description thereof is omitted.

図５は実施例１の３相電力変換装置内の電圧均等回路置の構成図である。電圧検出器４０５は、直流コンデンサ３００の両端電圧、即ち、中性点端子Ｏ及び陰極端子Ｎ間の電圧と、直流コンデンサ３０１の両端電圧、即ち、陽極端子Ｐ及び中性点端子Ｏ間の電圧とを検出し、電圧均等回路５０３に出力する。   FIG. 5 is a configuration diagram of a voltage equalization circuit in the three-phase power conversion device according to the first embodiment. The voltage detector 405 includes a voltage across the DC capacitor 300, that is, a voltage between the neutral point terminal O and the cathode terminal N, and a voltage across the DC capacitor 301, ie, a voltage between the anode terminal P and the neutral point terminal O. Is output to the voltage equalization circuit 503.

電圧均等回路５０３は、比較波発生器５２０ｃ、ＰＩ５１６ｇ、比較器５１７ｇＡ、５１７ｇＢ、ノット回路５１８ｇＡ，５１８ｇＢを備える。ＰＩ５１６ｇは、直流コンデンサ３００の両端電圧と直流コンデンサ３０１の両端電圧との検出電圧差ΔｖＤ、即ち、直流リンク電圧のアンバランス量ΔＶＤを増幅し、操作量Ｖ*を出力する。   The voltage equalization circuit 503 includes comparison wave generators 520c and PI 516g, comparators 517gA and 517gB, and knot circuits 518gA and 518gB. The PI 516g amplifies the detected voltage difference ΔvD between the voltage across the DC capacitor 300 and the voltage across the DC capacitor 301, that is, the DC link voltage imbalance amount ΔVD, and outputs the manipulated variable V *.

比較波発生器５２０ｃは、交流系統に対して充分周波数が高い（例えば２０ｋＨｚ）比較波信号ＣＡ（図６に示す。）を比較器５１７ｇＡに出力するとともに、比較波信号ＣＡと同位相で且つ振幅が小さい比較波信号ＣＢ（図６に示す。）を比較器５１７ｇＢに出力する。   The comparison wave generator 520c outputs the comparison wave signal CA (shown in FIG. 6) having a sufficiently high frequency (for example, 20 kHz) to the AC system to the comparator 517gA, and has the same phase and amplitude as the comparison wave signal CA. A comparative wave signal CB (shown in FIG. 6) having a small value is output to the comparator 517gB.

比較器５１７ｇＡは、比較波発生器５２０ｃからの比較波信号ＣＡとＰＩ５１６ｇからの操作量Ｖ*とを比較することにより、ＩＧＢＴ３１１のオンオフ信号ｇ３１１を生成するとともに、オンオフ信号ｇ３１１をノット回路５１８ｇＡで反転したＩＧＢＴ３１３のオンオフ信号ｇ３１３を生成する。   The comparator 517gA generates the on / off signal g311 of the IGBT 311 by comparing the comparison wave signal CA from the comparison wave generator 520c and the manipulated variable V * from the PI 516g, and inverts the on / off signal g311 by the knot circuit 518gA. The on / off signal g313 of the IGBT 313 thus generated is generated.

比較器５１７ｇＢは、比較波発生器５２０ｃからの比較波信号ＣＢとＰＩ５１６ｇからの操作量Ｖ*とを比較することにより、ＩＧＢＴ３１２のオンオフ信号ｇ３１２を生成するとともに、オンオフ信号ｇ３１２をノット回路５１８ｇＢで反転したＩＧＢＴ３１４のオンオフ信号ｇ３１４を生成する。   The comparator 517gB generates the on / off signal g312 of the IGBT 312 by comparing the comparison wave signal CB from the comparison wave generator 520c with the manipulated variable V * from the PI 516g, and inverts the on / off signal g312 with the knot circuit 518gB. The on / off signal g314 of the IGBT 314 thus generated is generated.

即ち、比較器発生器５２０ｃからの比較波信号ＣＡ(第１基準電圧信号)と同位相で且つ振幅が異なる比較波信号ＣＢ(第２基準電圧信号)を用い、比較器５１７ｇＡ（第１比較部）が陽極端子Ｐ及び中性点端子Ｏ間の電圧と、中性点端子Ｏ及び陰極端子Ｎ間の電圧との差電圧と比較波信号ＣＡとを比較してオンオフ信号ｇ３１１，ｇ３１３を生成し、比較器５１７ｇＢがこの差電圧と比較波信号ＣＢとを比較してオンオフ信号ｇ３１２，ｇ３１４を生成するので、中性点端子Ｏにおける中間電位が直流リンク電圧、即ち、陽極端子Ｐ及び陰極端子Ｎ間の電圧の中間になるように制御することができる。   That is, a comparison wave signal CB (second reference voltage signal) having the same phase and different amplitude as the comparison wave signal CA (first reference voltage signal) from the comparator generator 520c is used, and a comparator 517gA (first comparison unit) is used. ) Compares the voltage difference between the voltage between the anode terminal P and the neutral point terminal O and the voltage between the neutral point terminal O and the cathode terminal N and the comparison signal CA to generate the on / off signals g311 and g313. The comparator 517gB compares the differential voltage with the comparison wave signal CB to generate the on / off signals g312 and g314, so that the intermediate potential at the neutral point terminal O is the DC link voltage, that is, the anode terminal P and the cathode terminal N. It can be controlled to be in the middle of the voltage between them.

図６では、操作量Ｖ*と比較波信号ＣＡとの大小を比較することにより生成されたオンオフ信号ｇ３１１、操作量Ｖ*と比較波信号ＣＢとの大小を比較することにより生成されたオンオフ信号ｇ３１２を示した。図６では、オンオフ信号ｇ３１２のオン幅がオンオフ信号ｇ３１１のオン幅よりも広く制御されている。このような制御により、操作量Ｖ*がゼロに近づくようになり、中性点端子Ｏにおける中間電位が直流リンク電圧の中間になるように制御することができる。   In FIG. 6, an on / off signal g311 generated by comparing the magnitude of the manipulated variable V * and the comparison wave signal CA, and an on / off signal generated by comparing the magnitude of the manipulated variable V * and the comparison wave signal CB. g312 was shown. In FIG. 6, the ON width of the ON / OFF signal g312 is controlled to be wider than the ON width of the ON / OFF signal g311. By such control, the manipulated variable V * approaches zero, and the intermediate potential at the neutral point terminal O can be controlled to be in the middle of the DC link voltage.

このように構成された実施例１の無停電電源装置によれば、商用トランス２０５を設けていないので、図７に示す無停電電源装置に対して小型及び軽量化できる。   According to the uninterruptible power supply of Example 1 configured as described above, since the commercial transformer 205 is not provided, the size and weight can be reduced compared to the uninterruptible power supply shown in FIG.

また、交流入力端子１０２と交流出力端子２０２とを１つの線で共通に接続することによって、出力電位がＰＷＭ周波数レベルで安定するので、負荷の誤動作を防ぐことができる。   Further, by connecting the AC input terminal 102 and the AC output terminal 202 in common by one line, the output potential is stabilized at the PWM frequency level, so that a malfunction of the load can be prevented.

また、ＩＧＢＴの数が増加するが、ＩＧＢＴに印加される電圧は、直流リンク電圧の半分になるので、低耐圧のＩＧＢＴを使用できる。このため、ＩＧＢＴのスイッチング損失が少なくて済む。   Moreover, although the number of IGBTs increases, the voltage applied to the IGBT is half of the DC link voltage, so that a low breakdown voltage IGBT can be used. For this reason, there is little switching loss of IGBT.

なお、大容量の直流コンデンサ３００，３０１を用い、この直流コンデンサ３００，３０１のみで中性点電位を安定化できる場合には、電圧均等回路５０３を休止（停止）または省略することができる。また、蓄電池（又はＤＣ／ＤＣコンバータを介した蓄電池）は、直流コンデンサ３００と並列に設けても良く、あるいは直流コンデンサ３０１と並列に設けても良く、あるいは陽極端子Ｐから陰極端子Ｎに直接、直流コンデンサを設けても良い。   Note that, when the large-capacity DC capacitors 300 and 301 are used and the neutral point potential can be stabilized only by the DC capacitors 300 and 301, the voltage equalization circuit 503 can be paused (stopped) or omitted. Further, the storage battery (or storage battery via a DC / DC converter) may be provided in parallel with the DC capacitor 300, or may be provided in parallel with the DC capacitor 301, or directly from the anode terminal P to the cathode terminal N, A DC capacitor may be provided.

本発明は、３相無停電電源装置に適用可能である。   The present invention is applicable to a three-phase uninterruptible power supply.

１０１〜１０３ 交流入力端子
１０４ 入力フィルタリアクトル
２０１〜２０３ 交流出力端子
２０４ 出力フィルタリアクトル
１１１〜１１４，１３１〜１３４，２１１〜２１４，２３１〜２３４，３１１〜３１４ ＩＧＢＴ
３００，３０１ 直流コンデンサ
４０１，４０３，４０４，４０５ 電圧検出器
４０２ 電流検出器
５０１ ＰＷＭコンバータ制御装置
５０２ ＰＷＭインバータ制御装置
５０３ 電圧均等回路
５１０ 位相検出器
５１１ 正弦波基準発生器
５１２，５１６ａ，５１６ｃ，５１６ｄ，５１６ｆ ＰＩ
５１３，５１５ａ，５１５ｃ，５１５ｄ，５１５ｆ 加算器
５１４ａ，５１４ｃ 乗算器
５１７ａ１，５１７ａ２，５１７ｃ１，５１７ｃ２，５１７ｄ１，５１７ｄ２，５１７ｆ１，５１７ｆ２，５１７ｇＡ，５１７ｇＢ 比較器
５２０ａ，５２０ｂ，５２０ｃ 比較波発生器
Ｐ 陽極端子
０ 中性点端子
Ｎ 陰極端子 101-103 AC input terminal 104 Input filter reactor 201-203 AC output terminal 204 Output filter reactor 111-114, 131-134, 211-214, 231-234, 311-314 IGBT
300, 301 DC capacitors 401, 403, 404, 405 Voltage detector 402 Current detector 501 PWM converter controller 502 PWM inverter controller 503 Voltage equalization circuit 510 Phase detector 511 Sine wave reference generators 512, 516a, 516c, 516d , 516f PI
513, 515a, 515c, 515d, 515f Adders 514a, 514c Multipliers 517a1, 517a2, 517c1, 517c2, 517d1, 517d2, 517f1, 517f2, 517gA, 517gB Comparator 520a, 520b, 520c Comparative wave generator P Anode terminal 0 Neutral point terminal N Cathode terminal

Claims (2)

陽極端子と第１中継端子との間に直列に接続された第１スイッチ及び第２スイッチ、前記第１中継端子と陰極端子との間に直列に接続された第３スイッチ及び第４スイッチ、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と中性点端子とに接続された第１ダイオード、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第２ダイオード、前記第１中継端子と第１交流入力端子とに接続された第１交流フィルタリアクトルを有する第１変換アームと、
前記陽極端子と第２中継端子との間に直列に接続された第５スイッチ及び第６スイッチ、前記第２中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第７スイッチ及び第８スイッチ、前記第５スイッチと前記第６スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第３ダイオード、前記第７スイッチと前記第８スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第４ダイオード、前記第２中継端子と第３交流入力端子とに接続された第２交流フィルタリアクトルを有する第２変換アームと、
前記陽極端子と第３中継端子との間に直列に接続された第９スイッチ及び第１０スイッチ、前記第３中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第１１スイッチ及び第１２スイッチ、前記第９スイッチと前記第１０スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第５ダイオード、前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第６ダイオード、前記第３中継端子と第１交流出力端子とに接続された第３交流フィルタリアクトルを有する第３変換アームと、
前記陽極端子と第４中継端子との間に直列に接続された第１３スイッチ及び第１４スイッチ、前記第４中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第１５スイッチ及び第１６スイッチ、前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第７ダイオード、前記第１５スイッチと前記第１６スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第８ダイオード、前記第４中継端子と第３交流出力端子とに接続された第４交流フィルタリアクトルを有する第４変換アームと、
前記陽極端子と第５中継端子との間に直列に接続された第１７スイッチ及び第１８スイッチ、前記第５中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第１９スイッチ及び第２０スイッチ、前記中性点端子と前記第１７スイッチと前記第１８スイッチとの接続点とに接続された第９ダイオード、前記第１９スイッチと前記第２０スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第１０ダイオード、前記中性点端子と前記第５中継端子との間に接続された第５交流フィルタリアクトルを有する第５変換アームと、
前記第１変換アームと前記第２変換アームとを構成する各スイッチのオン／オフを制御することにより３相交流入力電流を制御する入力電流制御手段と、
前記第３変換アームと前記第４変換アームとを構成する各スイッチのオン／オフを制御することにより３相交流出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、
前記第５変換アームを構成する各スイッチのオン／オフを制御することにより前記陽極端子及び前記中性点端子間の電圧と前記中性点端子及び前記陰極端子間の電圧とのバランスを制御する電圧制御手段とを備え、
前記電圧制御手段は、前記陽極端子及び前記第５中性点端子間の電圧と、前記第５中性点端子及び前記陰極端子間の電圧との差電圧に応じた第1の差電圧信号で前記第１７スイッチ及び前記第１９スイッチをオンオフし、前記第1の差電圧信号より所定の比率で広い第2の差電圧信号で前記第１８スイッチ及び前記第２０スイッチをオンオフさせることを特徴とする３相電力変換装置。 A first switch and a second switch connected in series between an anode terminal and a first relay terminal; a third switch and a fourth switch connected in series between the first relay terminal and a cathode terminal; A first diode connected to a connection point between the first switch and the second switch and a neutral point terminal; a connection point between the third switch and the fourth switch; and a neutral point terminal A first conversion arm having a second diode, a first AC filter reactor connected to the first relay terminal and the first AC input terminal;
A fifth switch and a sixth switch connected in series between the anode terminal and the second relay terminal; a seventh switch and an eighth switch connected in series between the second relay terminal and the cathode terminal; A third diode connected to a connection point between the fifth switch and the sixth switch and the neutral point terminal; a connection point between the seventh switch and the eighth switch; and a neutral point terminal. A second conversion arm having a fourth diode connected, a second AC filter reactor connected to the second relay terminal and a third AC input terminal;
A ninth switch and a tenth switch connected in series between the anode terminal and the third relay terminal; an eleventh switch and a twelfth switch connected in series between the third relay terminal and the cathode terminal; A fifth diode connected to a connection point between the ninth switch and the tenth switch and the neutral point terminal; a connection point between the eleventh switch and the twelfth switch; and a neutral point terminal. A third conversion arm having a sixth diode connected, a third AC filter reactor connected to the third relay terminal and the first AC output terminal;
A thirteenth switch and a fourteenth switch connected in series between the anode terminal and the fourth relay terminal, and a fifteenth switch and a sixteenth switch connected in series between the fourth relay terminal and the cathode terminal. A seventh diode connected to a connection point between the thirteenth switch and the fourteenth switch and the neutral point terminal; a connection point between the fifteenth switch and the sixteenth switch; and a neutral point terminal. A fourth conversion arm having a fourth AC filter reactor connected to the eighth diode connected to the fourth relay terminal and the third AC output terminal ;
A seventeenth switch and an eighteenth switch connected in series between the anode terminal and the fifth relay terminal, and a nineteenth switch and a twentieth switch connected in series between the fifth relay terminal and the cathode terminal. A connection point between the neutral point terminal and the connection point between the 17th switch and the 18th switch; a connection point between the 19th switch and the 20th switch; and a neutral point terminal. A fifth conversion arm having a tenth diode connected, a fifth AC filter reactor connected between the neutral point terminal and the fifth relay terminal;
Input current control means for controlling a three-phase AC input current by controlling on / off of each switch constituting the first conversion arm and the second conversion arm;
Output voltage control means for controlling a three-phase AC output voltage by controlling on / off of each switch constituting the third conversion arm and the fourth conversion arm;
The balance between the voltage between the anode terminal and the neutral point terminal and the voltage between the neutral point terminal and the cathode terminal is controlled by controlling on / off of each switch constituting the fifth conversion arm. Voltage control means,
The voltage control means is a first difference voltage signal corresponding to a difference voltage between the voltage between the anode terminal and the fifth neutral point terminal and the voltage between the fifth neutral point terminal and the cathode terminal. The seventeenth switch and the nineteenth switch are turned on / off, and the eighteenth switch and the twentieth switch are turned on / off with a second differential voltage signal wider than the first differential voltage signal by a predetermined ratio. Three-phase power converter. 前記電圧制御手段は、第１基準電圧信号と該第１基準電圧信号と同位相で且つ振幅が異なる第２基準電圧信号を発生する信号発生部と、The voltage control means includes a signal generator for generating a first reference voltage signal and a second reference voltage signal having the same phase and different amplitude as the first reference voltage signal;
前記陽極端子及び前記中性点端子間の電圧と前記中性点端子及び前記陰極端子間の電圧との差電圧と前記第１基準電圧信号とを比較して第１オンオフ信号を生成する第１比較部  A first on / off signal is generated by comparing a difference voltage between a voltage between the anode terminal and the neutral point terminal and a voltage between the neutral point terminal and the cathode terminal and the first reference voltage signal. Comparison part
と、When,
前記差電圧と前記第２基準電圧信号とを比較して第２オンオフ信号を生成する第２比較部と、  A second comparator for comparing the difference voltage with the second reference voltage signal to generate a second on / off signal;
を有することを特徴とする請求項１記載の３相電力変換装置。The three-phase power converter according to claim 1, wherein
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