JP5428048B2 - Discharge lamp lighting device - Google Patents
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Description
本発明は、互いに異なる複数点のいずれかから選択的に制御手段に給電可能な電源装置を備えた放電ランプ点灯装置に関する。 The present invention relates to a discharge lamp lighting apparatus having a power supply capable of power supplies selectively controlled means from any one of the different points from each other.
従来、例えば負荷としての放電ランプを点灯させる電源装置としての放電ランプ点灯装置は、商用交流電源を整流した後、この整流した入力電圧を昇圧チョッパ回路などの力率改善回路により昇圧した直流電圧に変換する直流電源と、この直流電源から出力される直流電圧を高周波電圧に変換して放電ランプを点灯させるインバータ回路と、このインバータ回路と放電ランプとの間に接続されインバータ回路から供給される電力を制御するLC共振回路などを備えている。インバータ回路は、例えば対をなすスイッチング素子を備えたハーフブリッジ型のものなどがあり、ドライブするドライブ回路を介してスイッチング素子を制御することによりスイッチング動作させ、所定周波数の高周波電圧を、LC共振回路を介して放電ランプに印加して、放電ランプを、予熱状態から始動状態を経て点灯させることが可能である。 Conventionally, for example, a discharge lamp lighting device as a power supply device for lighting a discharge lamp as a load rectifies a commercial AC power supply, and then converts the rectified input voltage into a DC voltage boosted by a power factor correction circuit such as a boost chopper circuit. DC power source for conversion, inverter circuit for lighting a discharge lamp by converting a DC voltage output from the DC power source to a high frequency voltage, and power supplied from the inverter circuit connected between the inverter circuit and the discharge lamp And an LC resonance circuit for controlling the. The inverter circuit includes, for example, a half-bridge type having a pair of switching elements, and performs a switching operation by controlling the switching element via a drive circuit to drive, and the high frequency voltage of a predetermined frequency is supplied to the LC resonance circuit. It is possible to turn on the discharge lamp from the preheated state through the starting state by applying to the discharge lamp.
このような制御手段は、例えば直流電源側から抵抗器などを備えた電源回路を介して電源をとることが考えられるものの、このような構成の場合、高耐圧の抵抗器で常時電力が消費されるため、回路効率が良好でない。そこで、このような直流電源側からの給電を放電ランプ点灯装置の起動時のみ用い、インバータ回路の起動後はこのインバータ回路側から任意の限流要素を経由して制御手段へと給電する構成が知られている(例えば、特許文献1参照。)。 For such a control means, for example, it is conceivable that power is supplied from a DC power supply side via a power supply circuit provided with a resistor or the like, but in such a configuration, power is always consumed by a high withstand voltage resistor. Therefore, the circuit efficiency is not good. Therefore, such a power supply from the DC power source side is used only at the time of starting the discharge lamp lighting device, and after the inverter circuit is started, power is supplied from the inverter circuit side to the control means via an arbitrary current limiting element. It is known (for example, see Patent Document 1).
しかしながら、放電ランプ点灯装置では、放電ランプの点灯状態によっては直流電源からの電圧が低下し、インバータ回路から所望の電力を供給できず、制御手段の電源電圧が低下するおそれがあるという問題点を有している。そして、制御手段がマイコンである場合には、この電源電圧の低下によって制御手段がリセットされるおそれがある。 However, in the discharge lamp lighting device, the voltage from the DC power supply is lowered depending on the lighting state of the discharge lamp, the desired power cannot be supplied from the inverter circuit, and the power supply voltage of the control means may be lowered. Have. And when a control means is a microcomputer, there exists a possibility that a control means may be reset by the fall of this power supply voltage.
本発明は、このような点に鑑みなされたもので、回路効率を確保しつつ、負荷変動に伴う制御手段の電源変動を抑制できる放電ランプ点灯装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such points, while securing the circuit efficiency, and to provide a discharge electric lamp lighting device that can suppress the power fluctuations of the control unit due to load variations.
請求項1記載の放電ランプ点灯装置は、放電ランプと;直流電源と、この直流電源から出力された直流電圧を高周波交流電圧に変換して放電ランプに供給するインバータ回路と、このインバータ回路の駆動を制御することで放電ランプを、予熱状態、始動状態および点灯状態のいずれかの状態に制御可能な制御手段と、直流電源から出力される直流電圧を検出する検出手段と、起動時には、直流電源側から制御手段に給電し、インバータ回路の駆動後はこのインバータ回路側から制御手段に給電し、かつ、検出手段により検出した直流電圧が所定の閾値を下回ったときに、直流電源側から制御手段に所定時間補助給電する給電手段とを備えた電源装置と;を具備しているものである。
Discharge lamp lighting device according to
放電ランプとしては、例えば熱陰極型放電ランプが用いられる。For example, a hot cathode discharge lamp is used as the discharge lamp.
直流電源は、例えば交流電圧を整流した後、昇圧チョッパ回路などの力率改善回路によって直流電圧を得るものでもよいし、電池電源あるいはキャパシタなどであってもよい。 The DC power supply may be, for example, one that obtains a DC voltage by a power factor correction circuit such as a boost chopper circuit after rectifying the AC voltage, or may be a battery power supply or a capacitor.
インバータ回路は、例えば対をなすスイッチング素子を備えたハーフブリッジ型などのものが用いられるが、これに限定されるものではない。 As the inverter circuit, for example, a half bridge type including a pair of switching elements is used, but the inverter circuit is not limited thereto.
制御手段は、例えばマイコンなどであり、インバータ回路のスイッチング素子のスイッチングを停止させることによりインバータ回路を停止させることが可能である。 The control means is, for example, a microcomputer, and can stop the inverter circuit by stopping switching of the switching element of the inverter circuit.
検出手段としては、例えば比較器(コンパレータ)などが用いられる。As the detection means, for example, a comparator (comparator) or the like is used.
請求項2記載の放電ランプ点灯装置は、請求項1記載の放電ランプ点灯装置において、制御手段は、放電ランプを、予熱状態、始動状態および点灯状態のいずれかの状態に制御可能であり、給電手段は、起動時には、直流電源側から制御手段に給電し、インバータ回路の駆動後はこのインバータ回路側から制御手段に給電し、かつ、放電ランプが始動状態と点灯状態とのいずれかに移行すると、直流電源側から制御手段に所定時間補助給電するものである。
Discharge lamp lighting apparatus 請 Motomeko 2 wherein, in the discharge lamp lighting device according to
直流電源側からの給電とは、例えば直流電源からの出力される直流電圧を供給する構成でもよいし、交流電圧を整流する場合にはこの整流した電圧を供給する構成でもよい。 The power supply from the DC power supply side may be configured to supply a DC voltage output from the DC power supply, for example, or may be configured to supply this rectified voltage when the AC voltage is rectified.
補助給電とは、インバータ回路側からの給電に追加して直流電源側から給電することをいう。 Auxiliary power feeding refers to feeding from the DC power supply side in addition to power feeding from the inverter circuit side.
請求項3記載の放電ランプ点灯装置は、請求項1または2記載の放電ランプ点灯装置において、制御手段は、少なくとも一部が給電手段とともに集積化されて直流電源に直接接続されているものである。
Discharge lamp lighting apparatus 請 Motomeko 3 wherein, in the discharge lamp lighting apparatus according to
制御手段の少なくとも一部が給電手段とともに集積化されているとは、制御手段全体が給電手段と集積化されている構成でもよいし、インバータ回路の制御部などの主要な部分のみが給電手段と集積化されている構成でもよい。 The fact that at least a part of the control means is integrated with the power supply means may be a configuration in which the entire control means is integrated with the power supply means, or only a main part such as a control unit of the inverter circuit is the power supply means. An integrated configuration may be used.
請求項1記載の放電ランプ点灯装置によれば、給電手段が、放電ランプの起動時には、直流電源側から制御手段に給電し、インバータ回路の駆動後はこのインバータ回路側から制御手段に給電し、かつ、検出手段により検出した直流電圧が所定の閾値を下回ったときに、直流電源側から制御手段に所定時間補助給電することにより、例えば抵抗器などにより常時電力を消費することがなく、回路効率を確保できるとともに、放電ランプの点灯状態に応じた負荷変動に伴う制御手段の電源変動を確実に抑制できる。
According to the discharge lamp lighting device of
請求項2記載の放電ランプ点灯装置によれば、請求項1記載の放電ランプ点灯装置の効果に加えて、給電手段が、起動時には、直流電源側から制御手段に給電し、インバータ回路の駆動後はこのインバータ回路側から制御手段に給電し、かつ、放電ランプが始動状態または点灯状態に移行すると、直流電源側から制御手段に所定時間補助給電することにより、放電ランプが予熱状態から始動状態に移行した際の制御手段の電源変動をより確実に抑制できる。
According to the discharge lamp lighting apparatus 請 Motomeko 2 wherein, in addition to the effects of the discharge lamp lighting device according to
請求項3記載の放電ランプ点灯装置によれば、請求項1または2記載の放電ランプ点灯装置の効果に加えて、制御手段の少なくとも一部を給電手段とともに集積化して直流電源に直接接続することにより、小型で安価な回路構成を得ることができる。
According to the discharge lamp lighting apparatus 請 Motomeko 3 wherein, in addition to the effects of the discharge lamp lighting device according to
以下、本発明の一実施の形態を図面を参照して説明する。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
図1は放電ランプ点灯装置の回路図、図2は放電ランプ点灯装置の制御手段の一部を示す回路図、図3は放電ランプ点灯装置の各部の動作タイミングを示すタイミングチャート、図4は放電ランプ点灯装置を備えた照明器具の斜視図である。 FIG. 1 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device, FIG. 2 is a circuit diagram showing a part of the control means of the discharge lamp lighting device, FIG. 3 is a timing chart showing the operation timing of each part of the discharge lamp lighting device, and FIG. It is a perspective view of the lighting fixture provided with the lamp lighting device.
図1に示すように、電源装置すなわち電子安定器としての熱陰極形放電ランプ点灯装置である放電ランプ点灯装置10は、直流電源11の出力側に、この直流電源11からの直流出力(直流電圧)を高周波交流電圧に変換して出力するインバータ回路13が電気的に接続され、このインバータ回路13の出力側に負荷としての例えば熱陰極形蛍光ランプなどの放電ランプFLが着脱可能に装着される。また、この放電ランプ点灯装置10は、インバータ回路13などを制御する制御素子16を備え、この制御素子16には、インバータ回路13の駆動用のドライバ部であるドライブ素子17が電気的に接続されている。
As shown in FIG. 1, a discharge
直流電源11は、例えば100V〜242Vなどの商用交流電源eをブリッジダイオードなどの全波整流素子RECによって整流した後、例えば電界効果トランジスタなどのチョッピング用のスイッチング素子および昇圧用のトランスなどを昇圧チョッパ回路などの力率改善回路21によって昇圧し、さらに、平滑用のコンデンサである電解コンデンサC1により平滑して、直流電圧を出力するものである。 The DC power source 11 rectifies a commercial AC power source e such as 100V to 242V by a full-wave rectifier REC such as a bridge diode, and then, for example, a switching element for chopping such as a field effect transistor and a boosting transformer etc. The voltage is boosted by a power factor correction circuit 21 such as a circuit, and further smoothed by an electrolytic capacitor C1, which is a smoothing capacitor, to output a DC voltage.
また、インバータ回路13は、例えば対をなす電界効果トランジスタなどのスイッチング素子を備えた、ハーフブリッジ型、あるいはフルブリッジ型のものなどであり、出力周波数に応じた電圧を出力するためのLC共振回路などの図示しない共振回路を含むものとする。 The inverter circuit 13 is, for example, a half-bridge type or a full-bridge type having a switching element such as a pair of field effect transistors, and an LC resonance circuit for outputting a voltage according to the output frequency. It is assumed to include a resonance circuit (not shown).
また、放電ランプFLは、各フィラメントFLa,FLbに対して、図示しない予熱回路が接続されている。 In the discharge lamp FL, a preheating circuit (not shown) is connected to each filament FLa, FLb.
そして、制御素子16は、例えばいわゆるIC(集積回路)であり、直流電源11の力率改善回路21の出力側に電気的に直接接続された起動電源回路23およびインバータ回路13の出力側に電気的に直接接続された制御電源回路24を有する給電手段としての給電部25と、直流電源11の力率改善回路21と接続される力率改善制御部26、放電ランプFLの動作(点灯)状態に基づいてインバータ回路13のスイッチング素子の動作制御用の周波数信号Pを生成してドライブ素子17へと出力するインバータ制御手段としての発振制御部27、および、放電ランプFLの電圧などを検出することで放電ランプFLの点灯状態を検出する状態検出部28などを一体に有する制御手段としての制御部29とを備えている。
The
なお、制御部29が力率改善制御部26、発振制御部27および状態検出部28などを一体に有するとは、これらが集積化していることをいう。
Note that the fact that the control unit 29 integrally includes the power factor
起動電源回路23は、図2に示すように、電圧降下部31および起動部32などを有している。
As shown in FIG. 2, the startup
電圧降下部31は、起動電源回路23側から制御部29(図1)へと供給される電圧を所定電圧、例えば12Vに降下させて安定させるためのものである。
The
起動部32は、力率改善回路21(図1)から出力される出力電圧VDCを、電圧降下部31を介して制御部29(図1)側へと供給するための高耐圧部であり、図示しないが、抵抗器および保護素子であるツェナダイオードなどを有している。
The
また、制御電源回路24は、例えばスナバコンデンサを用いるバックアップ電源回路である。
Further, the control
したがって、給電部25は、異なる複数点、すなわち直流電源11側である力率改善回路21の出力側と、インバータ回路13側とのそれぞれから選択的に制御部29へと給電可能となっている。
Therefore, the
また、図1に示す力率改善制御部26は、例えば、電源側の入力電圧、および、力率改善回路21のスイッチング素子に流れるスイッチング電流などの所定の信号に基づいて、このスイッチング素子のスイッチングパルスであるチョッピング用周波数信号PCを生成して出力する機能を有している。
The power factor
発振制御部27は、放電ランプFLを、予熱状態から始動状態を経て点灯させるように連続的に制御するものである。すなわち、発振制御部27は、放電ランプFLを予熱状態とする予熱モード、放電ランプFLを始動状態とする始動モード、および、放電ランプFLを点灯状態としてその点灯状態を制御する点灯モードのそれぞれの制御モードを有している。
The
そして、発振制御部27は、インバータ回路13などを制御することにより、放電ランプFLを、始動前予熱状態から始動状態を経て点灯させるように連続的に制御するものである。すなわち、発振制御部25は、インバータ回路13などを(始動前)予熱モードで動作させることで放電ランプFLを予熱状態とし、インバータ回路13などを始動モードで動作させることで放電ランプFLを始動状態とし、インバータ回路13などを点灯モードで動作させることで放電ランプFLを点灯制御することが可能となっている。
The
また、発振制御部27は、状態検出部28により検出した放電ランプFLの点灯状態に基づいて、所定の周波数を有する周波数信号Pを生成する機能を有している。具体的に、発振制御部27は、検出電圧VCLが第1閾値電圧VTH1を下回っているとき、あるいは、検出電圧VCLが第2閾値電圧VTH2を超えているときに、インバータ回路13を停止させるように周波数信号Pを生成し、それら以外のときには、放電ランプFLの点灯状態に応じた周波数信号Pを生成する。
The
具体的に、発振制御部27は、図3に示すモード制御部35を有している。このモード制御部35は、予熱カウンタ用比較器OP1と、始動カウンタ用比較器OP2とを備えている。
Specifically, the
予熱カウンタ用比較器OP1は、非反転入力端子に対して、スイッチング素子であるN型のMOSFETQ1のドレイン端子が電気的に接続されているとともに、ツェナダイオードZD1と抵抗器R1および充放電コンデンサCpreの直列回路とがMOSFETQ1に対して並列に電気的に接続されている。このMOSFETQ1は、ソース端子が接地されている。また、予熱カウンタ用比較器OP1は、反転入力端子に対して、参照電圧V1が供給されている。そして、予熱カウンタ用比較器OP1の出力端子は、NOTゲートN1の入力端子と電気的に接続され、このNOTゲートN1の出力端子は、T型フリップフロップであるカウンタTAのT端子と電気的に接続され、このカウンタTAのQ端子は、T型フリップフロップであるカウンタTBのT端子と電気的に接続され、このカウンタTBのQ端子は、T型フリップフロップであるカウンタTCのT端子と電気的に接続されている。これらカウンタTA〜TCのEN端子には、それぞれMOSFETQ1のゲート端子がNOTゲートN2を介して電気的に接続されている。また、これらカウンタTA〜TCの各Q端子は、ANDゲートA1の入力側に電気的に接続され、このANDゲートA1の出力側が、フリップフロップRSpreのS端子に電気的に接続されている。このフリップフロップRSpreのR端子には、MOSFETQ1のゲート端子が電気的に接続されており、Q端子は、NOTゲートN3を介してスイッチング素子としてのNPN型のトランジスタQ2のベース端子に電気的に接続されている。そして、このトランジスタQ2のエミッタ端子は接地され、コレクタ端子には抵抗器R2と定電圧素子であるツェナダイオードZD2との並列回路が電気的に接続され、抵抗器R2が予熱終了用スイッチtpreと電気的に接続されている。また、カウンタTAのQ端子は、予熱モード中であるかどうかを検出するための予熱検出手段であるフリップフロップRSDK1のS端子と電気的に接続され、このフリップフロップRSDK1のR端子には、MOSFETQ1のゲート端子が、ORゲートOR1を介して電気的に接続されている。そして、このフリップフロップRSDK1のQ端子は、ORゲートOR2の入力側に電気的に接続されている。なお、ORゲートOR1の入力側には、フリップフロップRSpreのQ端子が電気的に接続されている(RSpre_Q)。 In the preheating counter comparator OP1, the drain terminal of the N-type MOSFET Q1, which is a switching element, is electrically connected to the non-inverting input terminal, and the Zener diode ZD1, the resistor R1, and the charge / discharge capacitor Cpre A series circuit is electrically connected in parallel to MOSFET Q1. The source terminal of this MOSFET Q1 is grounded. The preheating counter comparator OP1 is supplied with the reference voltage V1 to the inverting input terminal. The output terminal of the preheating counter comparator OP1 is electrically connected to the input terminal of the NOT gate N1, and the output terminal of the NOT gate N1 is electrically connected to the T terminal of the counter TA which is a T-type flip-flop. The Q terminal of the counter TA is electrically connected to the T terminal of the counter TB that is a T-type flip-flop, and the Q terminal of the counter TB is electrically connected to the T terminal of the counter TC that is a T-type flip-flop. Connected. The gate terminals of the MOSFETs Q1 are electrically connected to the EN terminals of these counters TA to TC via NOT gates N2, respectively. The Q terminals of the counters TA to TC are electrically connected to the input side of the AND gate A1, and the output side of the AND gate A1 is electrically connected to the S terminal of the flip-flop RSpre. The gate terminal of the MOSFET Q1 is electrically connected to the R terminal of the flip-flop RSpre, and the Q terminal is electrically connected to the base terminal of an NPN transistor Q2 as a switching element via a NOT gate N3. Has been. The emitter terminal of the transistor Q2 is grounded, and the collector terminal is electrically connected to a parallel circuit of a resistor R2 and a Zener diode ZD2 which is a constant voltage element. The resistor R2 is electrically connected to the preheating end switch tpre. Connected. Further, the Q terminal of the counter TA is electrically connected to the S terminal of the flip-flop RSDK1, which is a preheating detection means for detecting whether or not the preheating mode is in effect, and the R terminal of the flip-flop RSDK1 is connected to the MOSFET Q1. Are electrically connected through an OR gate OR1. The Q terminal of the flip-flop RSDK1 is electrically connected to the input side of the OR gate OR2. Note that the Q terminal of the flip-flop RSpre is electrically connected to the input side of the OR gate OR1 (RSpre_Q).
一方、始動カウンタ用比較器OP2は、非反転入力端子に対して、スイッチング素子であるN型のMOSFETQ3のドレイン端子が電気的に接続されているとともに、ツェナダイオードZD3と抵抗器R3および充放電コンデンサCstrの直列回路とがMOSFETQ3に対して並列に電気的に接続されている。このMOSFETQ3のゲート端子には、NOTゲートN3の出力側が電気的に接続されている。また、始動カウンタ用比較器OP2は、反転入力端子に対して、参照電圧V2が供給されている。そして、始動カウンタ用比較器OP2の出力端子は、NOTゲートN4の入力端子と電気的に接続され、このNOTゲートN4の出力端子は、T型フリップフロップであるカウンタTDのT端子と電気的に接続され、このカウンタTDのQ端子は、T型フリップフロップであるカウンタTEのT端子と電気的に接続されている。これらカウンタTD,TEのEN端子には、それぞれNOTゲートN3の出力側(pre_f)がNOTゲートN5を介して電気的に接続されている。また、これらカウンタTD,TEの各Q端子は、それぞれANDゲートA2の入力側に電気的に接続され、このANDゲートA2の入力側には、カウンタTDのT端子がNOTゲートN6を介して接続されている。さらに、このANDゲートA2の出力側は、フリップフロップRSstrのS端子に電気的に接続されている。このフリップフロップRSstrのR端子には、NOTゲートN5の出力側がNOTゲートN7を介して電気的に接続されており、Q端子は、NOTゲートN8を介してスイッチング素子としてのNPN型のトランジスタQ4のベース端子に電気的に接続されている。そして、このトランジスタQ4のエミッタ端子は接地され、コレクタ端子には抵抗器R4と定電圧素子であるツェナダイオードZD4との並列回路が電気的に接続され、抵抗器R4が始動終了用スイッチtstrと電気的に接続されている。さらに、NOTゲートN7の出力側は、放電ランプFL(図1)が始動しているかどうかを検出するための始動検出手段であるフリップフロップRSDK2のR端子に電気的に接続されており、このフリップフロップRSDK2のS端子は、カウンタTDのQ端子と電気的に接続されている。そして、このフリップフロップRSDK2のQ端子は、ORゲートOR2の入力側に電気的に接続されている。 On the other hand, in the start counter comparator OP2, the drain terminal of an N-type MOSFET Q3, which is a switching element, is electrically connected to a non-inverting input terminal, and a Zener diode ZD3, a resistor R3, and a charge / discharge capacitor A series circuit of Cstr is electrically connected in parallel to the MOSFET Q3. The output side of the NOT gate N3 is electrically connected to the gate terminal of the MOSFET Q3. Further, the start counter comparator OP2 is supplied with the reference voltage V2 to the inverting input terminal. The output terminal of the start counter comparator OP2 is electrically connected to the input terminal of the NOT gate N4. The output terminal of the NOT gate N4 is electrically connected to the T terminal of the counter TD which is a T-type flip-flop. The Q terminal of the counter TD is electrically connected to the T terminal of the counter TE that is a T-type flip-flop. The output terminals (pre_f) of the NOT gate N3 are electrically connected to the EN terminals of the counters TD and TE via the NOT gate N5. The Q terminals of the counters TD and TE are electrically connected to the input side of the AND gate A2, respectively. The T terminal of the counter TD is connected to the input side of the AND gate A2 via the NOT gate N6. Has been. Further, the output side of the AND gate A2 is electrically connected to the S terminal of the flip-flop RSstr. The output side of the NOT gate N5 is electrically connected to the R terminal of the flip-flop RSstr via a NOT gate N7, and the Q terminal is connected to an NPN transistor Q4 as a switching element via the NOT gate N8. It is electrically connected to the base terminal. The emitter terminal of the transistor Q4 is grounded, and the collector terminal is electrically connected to a parallel circuit of a resistor R4 and a Zener diode ZD4 which is a constant voltage element. The resistor R4 is electrically connected to the start end switch tstr. Connected. Further, the output side of the NOT gate N7 is electrically connected to the R terminal of the flip-flop RSDK2, which is a start detection means for detecting whether or not the discharge lamp FL (FIG. 1) is started. The S terminal of RSDK2 is electrically connected to the Q terminal of the counter TD. The Q terminal of the flip-flop RSDK2 is electrically connected to the input side of the OR gate OR2.
また、ORゲートOR2の出力側(DKoff_f)は、電圧降下部31に電気的に接続されているとともに、NOTゲートN9を介して、ANDゲートA3の入力側に電気的に接続されている。このANDゲートA3の入力側には、NOTゲートN9の出力側の他に、制御部29(図1)の電源電圧Vccと動作停止下限電圧(Under Voltage Lock Out、UVLO)との大小を比較判定する比較器OP3の出力端子、および、図1に示す直流電源11側、すなわち出力電圧VDCの低下を検出するための検出手段としての比較器OP4の出力端子がそれぞれ電気的に接続されている。
The output side (DKoff_f) of the OR gate OR2 is electrically connected to the
なお、電圧降下部31には、ORゲートOR2の出力側だけでなく、フリップフロップRSpreのQ端子(RSpre_Q)、および、比較器OP3の非反転入力端子がそれぞれ電気的に接続されている。
Note that not only the output side of the OR gate OR2 but also the Q terminal (RSpre_Q) of the flip-flop RSpre and the non-inverting input terminal of the comparator OP3 are electrically connected to the
また、比較器OP3には、非反転入力端子に対して、上記電圧降下部31、および、給電部29(図1)へと電気的に接続される電源線33がそれぞれ並列に接続されており、反転入力端子に対して、動作停止下限電圧を設定するための参照電圧V3が供給されている。
The comparator OP3 is connected in parallel with the non-inverting input terminal to the
電源線33には、起動部32がスイッチSを介して電気的に接続されている。このスイッチSは、ANDゲートA3の出力端子と電気的に接続されており、このANDゲートA3からの出力がHレベルになると起動部32と制御部29(図1)側とを電気的に接続するように構成されている。
An
また、比較器OP4には、非反転入力端子に対して、出力電圧VDCの低下を検出するための参照電圧V4が供給されており、反転入力端子に対して、出力電圧VDCが入力されているとともに、力率改善制御部26に出力端子が電気的に接続される比較器OP5の反転入力端子が電気的に接続されている。そして、この比較器OP5の非反転入力端子には、力率改善回路21のチョッピング制御用の参照電圧V5が供給されている。
The comparator OP4 is supplied with a reference voltage V4 for detecting a decrease in the output voltage VDC with respect to the non-inverting input terminal, and with the output voltage VDC input with respect to the inverting input terminal. At the same time, the inverting input terminal of the comparator OP5 whose output terminal is electrically connected to the power factor
また、図1に示す状態検出部28は、例えば抵抗器などを介して検出した放電ランプ電流(放電ランプ電圧)に基づく放電ランプFLの状態に応じて、発振制御部27を介してドライブ素子17を制御可能に構成されている。
Further, the
そして、ドライブ素子17は、インバータ回路13のスイッチング素子を、発振制御部27から供給される調光用の周波数信号Pに応じて、数十kHz〜200kHz程度の周波数、例えば50kHz以上でスイッチング駆動することで、所定の高周波交流を発生させるものである。
The
このように構成された放電ランプ点灯装置10は、図4に示すような電気機器としての照明器具に適用できる。この照明器具は、放電ランプ点灯装置10が配置された器具本体41、この器具本体41の両端に直管形の放電ランプFLが装着されるソケット42などを備えている。
The discharge
次に、上記一実施の形態の動作を説明する。 Next, the operation of the above embodiment will be described.
図1に示す放電ランプ点灯装置10を起動させると、力率改善回路21から制御素子16の制御部29のモード制御部35へと出力電圧VDCが給電される。
When the discharge
この力率改善回路21から出力された出力電圧VDCは、起動部32に供給されるとともに、図2に示す比較器OP4の反転入力端子および比較器OP5の反転入力端子にそれぞれ入力され、また、電解コンデンサC1によって平滑されて直流電圧となってインバータ回路13へと入力される。
The output voltage VDC output from the power factor correction circuit 21 is supplied to the
比較器OP4では、参照電圧V4と出力電圧VDCとの大小が比較される。この起動時には、出力電圧VDCが参照電圧V4よりも小さい(VDC<V4)ため、比較器OP4の出力側からANDゲートA3の入力側へとHレベル出力される。 The comparator OP4 compares the reference voltage V4 with the output voltage VDC. At this start-up, since the output voltage VDC is smaller than the reference voltage V4 (VDC <V4), the output voltage VDC is output from the output side of the comparator OP4 to the input side of the AND gate A3.
このANDゲートA3においては、ORゲートOR2の出力(DKoff_f)が反転入力されているとともに、比較器OP3の出力が入力されている。図3に示すように、起動時、すなわち予熱モードよりも前のタイミングでは、フリップフロップRSDK1の出力(RSDK1_Q)と、フリップフロップRSDK2の出力(RSDK2_Q)とがそれぞれLレベルであるため、ORゲートOR2の出力(DKoff_f)がLレベルとなり、したがって、ANDゲートA3には、NOTゲートN9を介してHレベル信号が入力される。また、比較器OP3からは、制御部29(図1)の電源電圧Vccが動作停止下限電圧を設定する参照電圧V3よりも大きいことにより、Hレベル信号が出力される。したがって、ANDゲートA3からは、スイッチSへとHレベル出力され、このスイッチSがオンされて起動電源回路23の起動部32が電圧降下部31とともに制御部29(図1)に接続される。
In the AND gate A3, the output (DKoff_f) of the OR gate OR2 is inverted and the output of the comparator OP3 is input. As shown in FIG. 3, at the time of start-up, that is, at a timing before the preheating mode, the output (RSDK1_Q) of the flip-flop RSDK1 and the output (RSDK2_Q) of the flip-flop RSDK2 are each at the L level. Output (DKoff_f) becomes L level, and therefore, the AND gate A3 receives the H level signal via the NOT gate N9. The comparator OP3 outputs an H level signal when the power supply voltage Vcc of the control unit 29 (FIG. 1) is higher than the reference voltage V3 for setting the operation stop lower limit voltage. Therefore, the AND gate A3 outputs an H level signal to the switch S. The switch S is turned on, and the
そして、起動電源回路23では、力率改善回路21からの出力電圧VDCが電圧降下部31によって所定の電圧に降下され、制御部29(図1)へと供給される。この結果、制御部29が動作を開始する。
In the startup
また、比較器OP5では、参照電圧V5と出力電圧VDCとの大小関係により、Hレベル信号とLレベル信号とが交互に力率改善制御部26へと出力され、この力率改善制御部26により、Hレベル信号とLレベル信号とに対応して力率改善回路21のチョッピング用スイッチング素子のスイッチング駆動がチョッピング用周波数信号PCによって行われ、このスイッチング動作により、整流された入力電圧の位相を入力電流の位相と合わせて力率を改善する。
Further, in the comparator OP5, the H level signal and the L level signal are alternately output to the power factor
さらに、発振制御部27の動作により生成された周波数信号Pによってドライブ素子17を介してインバータ回路13が駆動されることにより、スイッチング素子が、例えば50kHzなどの所定の周波数でオンオフ動作するため、力率改善回路21から出力されて電解コンデンサC1により平滑された直流電圧が高周波交流電圧に変換され、この高周波交流電圧により、共振回路が共振して共振電流が流れて放電ランプFL側へと出力され、また、予熱回路により放電ランプFLのフィラメントFLa,FLbの予熱が開始される。同時に、インバータ回路13が駆動することにより、スナバコンデンサを用いた制御電源回路24(図1)から制御部29(図1)へと給電される。
Further, since the inverter circuit 13 is driven via the
図3に示すように、予熱モードでは、予熱開始とともに充放電コンデンサCpreが定電流回路により所定の定電流で充電され、充放電を繰り返す。 As shown in FIG. 3, in the preheating mode, the charging / discharging capacitor Cpre is charged with a predetermined constant current by the constant current circuit as the preheating starts, and charging / discharging is repeated.
この充放電コンデンサCpreの充放電に伴い、予熱カウンタ用比較器OP1では参照電圧V1と充放電コンデンサCpreの出力電圧とが比較され、予熱カウンタ用比較器OP1からの出力がHレベルとLレベルとで交互に切り換わり、NOTゲートN1の出力がLレベルとHレベルとで交互に切り換わる(TFFA_CLK)。この結果、カウンタTA、カウンタTBおよびカウンタTCにより順次信号が生成される(TA_Q,TB_Q,TC_Q)。 As the charging / discharging capacitor Cpre is charged / discharged, the preheating counter comparator OP1 compares the reference voltage V1 with the output voltage of the charging / discharging capacitor Cpre, and the output from the preheating counter comparator OP1 is H level and L level. The output of the NOT gate N1 is alternately switched between the L level and the H level (TFFA_CLK). As a result, signals are sequentially generated by the counter TA, the counter TB, and the counter TC (TA_Q, TB_Q, TC_Q).
ここで、カウンタTAからの出力がHレベルになると、このカウンタTAのQ端子に接続されたフリップフロップRSDK1のS端子にHレベル入力され、このフリップフロップRSDK1の出力がHレベルとなる。このため、ORゲートOR2の出力(DKoff_f)がHレベルとなるので、NOTゲートN9を介してANDゲートA3にLレベル信号が入力され、ANDゲートA3からの出力がLレベルとなり、スイッチSがオフされる。したがって、起動電源回路23からの制御部29(図1)への給電が遮断される。すなわち、起動電源回路23は、放電ランプ点灯装置10の起動(予熱モードの開始)から、カウンタTAが最初にHレベル出力するまでの間、換言すれば、充放電コンデンサCpreの最初の充放電の半分の所定時間tだけ、制御部29(図1)に補助給電する。
Here, when the output from the counter TA becomes H level, the H level is input to the S terminal of the flip-flop RSDK1 connected to the Q terminal of the counter TA, and the output of the flip-flop RSDK1 becomes H level. Therefore, since the output (DKoff_f) of the OR gate OR2 becomes H level, the L level signal is input to the AND gate A3 via the NOT gate N9, the output from the AND gate A3 becomes L level, and the switch S is turned off. Is done. Therefore, the power supply from the starting
そして、カウンタTA,TB,TCで生成される信号が全てHレベルになるまでの間、フィラメントFLa,FLbの予熱によりフィラメントFLa,FLb間に所定の始動電圧が印加されて放電ランプFLが始動し、カウンタTA,TB,TCで生成される信号が全てHレベルになると、ANDゲートA1からの出力がHレベルとなり(RSpre_S)、フリップフロップRSpreからの出力(RSpre_Q)がHレベルとなる。この結果、NOTゲートN3を介してトランジスタQ2がオフされ、予熱終了用スイッチtpreがオンされて、予熱モードが終了するとともに、ORゲートOR1を介してフリップフロップRSDK1のR端子にHレベル入力され、フリップフロップRSDK1の出力(RSDK1_Q)がLレベルにリセットされる。 Until the signals generated by the counters TA, TB, and TC all become H level, a predetermined starting voltage is applied between the filaments FLa and FLb by preheating the filaments FLa and FLb, and the discharge lamp FL is started. When the signals generated by the counters TA, TB, and TC all become H level, the output from the AND gate A1 becomes H level (RSpre_S), and the output from the flip-flop RSpre (RSpre_Q) becomes H level. As a result, the transistor Q2 is turned off through the NOT gate N3, the preheating end switch tpre is turned on, the preheating mode is finished, and the H level is input to the R terminal of the flip-flop RSDK1 through the OR gate OR1, The output (RSDK1_Q) of the flip-flop RSDK1 is reset to L level.
次いで、図2に示すように、予熱終了用スイッチtpreのオンにより開始された始動モードにおいて、例えば始動モードへの移行による負荷変動に対して直流電源11側の出力電圧VDCが追従できずに出力電圧VDCが参照電圧V4よりも低下した場合、比較器OP4の出力側からANDゲートA3の入力側へとHレベル出力される。また、このとき、フリップフロップRSDK1の出力(RSDK1_Q)と、フリップフロップRSDK2の出力(RSDK2_Q)とがそれぞれLレベルであるため、ORゲートOR2の出力(DKoff_f)がLレベルとなり、したがって、ANDゲートA3には、NOTゲートN9を介してHレベル信号が入力され、かつ、比較器OP3からは、制御部29(図1)の電源電圧Vccが動作停止下限電圧を設定する参照電圧V3よりも大きいことにより、Hレベル信号が出力されてANDゲートA3に入力される。したがって、ANDゲートA3からは、スイッチSへとHレベル出力され、このスイッチSがオンされて起動電源回路23の起動部32が電圧降下部31とともに制御部29(図1)に接続される。
Next, as shown in FIG. 2, in the start mode started by turning on the preheating end switch tpre, for example, the output voltage VDC on the DC power supply 11 side cannot follow the load fluctuation due to the shift to the start mode. When the voltage VDC is lower than the reference voltage V4, an H level signal is output from the output side of the comparator OP4 to the input side of the AND gate A3. At this time, since the output (RSDK1_Q) of the flip-flop RSDK1 and the output (RSDK2_Q) of the flip-flop RSDK2 are each at the L level, the output (DKoff_f) of the OR gate OR2 becomes the L level, and therefore the AND gate A3 Is supplied with an H level signal via the NOT gate N9, and the comparator OP3 indicates that the power supply voltage Vcc of the control unit 29 (FIG. 1) is higher than the reference voltage V3 for setting the operation stop lower limit voltage. Thus, the H level signal is output and input to the AND gate A3. Therefore, the AND gate A3 outputs an H level signal to the switch S. The switch S is turned on, and the
そして、起動電源回路23では、力率改善回路21からの出力電圧VDCが電圧降下部31によって所定の電圧に降下され、制御部29(図1)へと補助的に供給される。
In the starting
また、始動モードにおいては、NOTゲートN3からの出力がMOSFETQ3のゲート端子にLレベル入力されてMOSFETQ3がオフされ、充放電コンデンサCstrが定電流回路により所定の定電流で充電され、充放電を繰り返す。 In the start mode, the output from the NOT gate N3 is inputted to the gate terminal of the MOSFET Q3 at the L level, the MOSFET Q3 is turned off, the charging / discharging capacitor Cstr is charged with a predetermined constant current by the constant current circuit, and charging / discharging is repeated. .
この充放電コンデンサCstrの充放電に伴い、始動カウンタ用比較器OP2では参照電圧V2と充放電コンデンサCstrの出力電圧とが比較され、始動カウンタ用比較器OP2からの出力がHレベルとLレベルとで交互に切り換わり、NOTゲートN4の出力がLレベルとHレベルとで交互に切り換わる(TFFD_CLK)。この結果、カウンタTDおよびカウンタTEにより順次信号が生成される(TD_Q,TE_Q)。 As the charging / discharging capacitor Cstr is charged / discharged, the starting counter comparator OP2 compares the reference voltage V2 with the output voltage of the charging / discharging capacitor Cstr, and the output from the starting counter comparator OP2 is H level and L level. The output of the NOT gate N4 is alternately switched between the L level and the H level (TFFD_CLK). As a result, signals are sequentially generated by the counter TD and the counter TE (TD_Q, TE_Q).
ここで、カウンタTDからの出力がHレベルになると、このカウンタTDのQ端子に接続されたフリップフロップRSDK2のS端子にHレベル入力され、このフリップフロップRSDK2の出力がHレベルとなる。このため、ORゲートOR2の出力(DKoff_f)がHレベルとなるので、NOTゲートN9を介してANDゲートA3にLレベル信号が入力され、ANDゲートA3からの出力がLレベルとなり、スイッチSがオフされる。したがって、起動電源回路23からの制御部29(図1)への補助給電が遮断される。すなわち、起動電源回路23は、始動モードの開始から、カウンタTDが最初にHレベル出力するまでの間、換言すれば、充放電コンデンサCstrの最初の充放電の半分の所定時間tだけ、制御部29(図1)に補助給電する。
When the output from the counter TD becomes H level, the H level is input to the S terminal of the flip-flop RSDK2 connected to the Q terminal of the counter TD, and the output of the flip-flop RSDK2 becomes H level. Therefore, since the output (DKoff_f) of the OR gate OR2 becomes H level, the L level signal is input to the AND gate A3 via the NOT gate N9, the output from the AND gate A3 becomes L level, and the switch S is turned off. Is done. Therefore, the auxiliary power supply from the starting
そして、カウンタTD,TEにより生成される信号とNOTゲートN4の出力の反転信号とが全てHレベルになるまでの間、始動モードが持続し、これらカウンタTD,TEにより生成される信号とNOTゲートN4の出力の反転信号とが全てHレベルになると、ANDゲートA2からの出力がHレベルとなり(RSstr_S)、フリップフロップRSstrからの出力(RSstr_Q)がHレベルとなる。この結果、NOTゲートN8を介してトランジスタQ4がオフされ、始動終了用スイッチtstrがオンされて、始動モードが終了し、点灯モードへと移行する。 The start mode continues until the signals generated by the counters TD, TE and the inverted signal of the output of the NOT gate N4 all become H level. The signals generated by the counters TD, TE and the NOT gate When all the inverted signals of the output of N4 become H level, the output from the AND gate A2 becomes H level (RSstr_S), and the output from the flip-flop RSstr (RSstr_Q) becomes H level. As a result, the transistor Q4 is turned off via the NOT gate N8, the start end switch tstr is turned on, the start mode ends, and the lighting mode is entered.
そして、放電ランプFLの点灯後、状態検出部28で検出された検出電圧などに基づき、発振制御部27からドライブ素子17へと供給される周波数信号Pを生成することにより、インバータ回路13の駆動周波数を可変させ、放電ランプ電流(放電ランプ電圧、放電ランプ電力)が所定の目標値となるようにフィードバック制御がなされる。
Then, after the discharge lamp FL is turned on, the inverter circuit 13 is driven by generating the frequency signal P supplied from the
このように、上記一実施の形態では、給電部25が、放電ランプFLの状態に応じて互いに異なる複数点から選択的に制御部29に給電するとともに、所定条件時には、制御部29に複数点から所定時間給電する構成とした。
As described above, in the above-described embodiment, the
具体的に、給電部25が、起動時には、直流電源11に接続された起動電源回路23から制御部29に給電し、インバータ回路13の駆動後はこのインバータ回路13に接続された制御電源回路24から制御部29に給電し、かつ、放電ランプFLが始動状態に移行したり、比較器OP3により検出した直流電源11側の直流電圧、すなわち出力電圧VDCが所定の閾値を下回ったりしたときに、直流電源11に接続された起動電源回路23から制御部29に所定時間補助給電する構成とした。
Specifically, at the time of startup, the
すなわち、直流電源11に接続されていることにより高耐圧に構成される起動部32を備えているために損失が大きい起動電源回路23は、起動時および負荷変動により電力の補助が必要となると予想されるタイミングのみで用い、他のときには起動電源回路23よりも損失が小さい制御電源回路24を用いるため、起動部32が備える抵抗器などにより常時電力を消費することがなく、回路効率を確保できるとともに、放電ランプFLの状態変化すなわち負荷変動に伴う制御部29の電源変動を抑制でき、制御部29を安定して動作させることが可能になる。特に、放電ランプFLのフィラメントのみがインバータ回路13の負荷となる軽負荷状態の予熱状態から始動状態に移行した際などの負荷変動に直流電源11側の出力電圧VDCが追従できずに生じるオーバシュート、あるいはアンダシュートなどの際の制御部29の電源変動を確実に抑制できる。
In other words, the start-up
さらに、負荷として放電ランプFLを放電ランプ点灯装置10によって駆動することにより、放電ランプFLの点灯状態に応じた負荷変動に起因する電源変動を抑制できる。
Furthermore, by driving the discharge lamp FL as a load by the discharge
また、制御部29を給電部25とともに集積化して直流電源11に直接接続することにより、小型で安価な回路構成を得ることができる。
Further, by integrating the control unit 29 together with the
なお、上記一実施の形態において、放電ランプFLのモードの移行時以外でも、比較器OP4により直流電源11側からの出力電圧VDCが所定の電圧よりも低下したことを検出した場合には、起動電源回路23から制御部29へと所定時間補助給電するように構成してもよい。
Incidentally, in the embodiment described above, even in other than the mode change of the discharge lamp FL, when the output voltage VDC from the DC power supply 11 side by the comparator OP4 is detected that lower than the predetermined voltage, the activation Auxiliary power may be supplied from the
さらに、始動モードから点灯モードに移行した際に、起動電源回路23から制御部29へと所定時間補助給電する構成としてもよい。
Further, when the start mode is switched to the lighting mode, auxiliary power may be supplied from the startup
10 電源装置としての放電ランプ点灯装置
11 直流電源
13 インバータ回路
25 給電手段としての給電部
29 制御手段としての制御部
FL 放電ランプ
OP4 検出手段としての比較器
10 Discharge lamp lighting device as a power supply
11 DC power supply
13 Inverter circuit
25 Power feeding unit as power feeding means
29 Control unit as control means
FL discharge electric lamp
OP4 Comparator as detection means
Claims (3)
直流電源と、この直流電源から出力された直流電圧を高周波交流電圧に変換して放電ランプに供給するインバータ回路と、このインバータ回路の駆動を制御することで放電ランプを、予熱状態、始動状態および点灯状態のいずれかの状態に制御可能な制御手段と、直流電源から出力される直流電圧を検出する検出手段と、起動時には、直流電源側から制御手段に給電し、インバータ回路の駆動後はこのインバータ回路側から制御手段に給電し、かつ、検出手段により検出した直流電圧が所定の閾値を下回ったときに、直流電源側から制御手段に所定時間補助給電する給電手段とを備えた電源装置と;
を具備していることを特徴とする放電ランプ点灯装置。 With a discharge lamp;
A DC power source, an inverter circuit for supplying an output DC voltage to the conversion to the discharge lamp to the high frequency AC voltage from the DC power source, a discharge lamp by controlling the driving of the inverter circuit, preheat state, startup state, and Control means that can be controlled to any one of the lighting states, a detection means that detects a DC voltage output from the DC power supply, and at the start-up, power is supplied to the control means from the DC power supply side, and after the inverter circuit is driven, A power supply device comprising: a power supply means for supplying power to the control means from the inverter circuit side, and for supplying auxiliary power to the control means for a predetermined time from the DC power supply side when the DC voltage detected by the detection means falls below a predetermined threshold ; ;
A discharge lamp lighting device comprising:
給電手段は、起動時には、直流電源側から制御手段に給電し、インバータ回路の駆動後はこのインバータ回路側から制御手段に給電し、かつ、放電ランプが始動状態と点灯状態とのいずれかに移行すると、直流電源側から制御手段に所定時間補助給電する
ことを特徴とする請求項1記載の放電ランプ点灯装置。 The control means can control the discharge lamp to any one of a preheating state, a starting state and a lighting state,
The power supply means supplies power to the control means from the DC power supply side at the start-up, and after the inverter circuit is driven, supplies power to the control means from the inverter circuit side, and the discharge lamp shifts to either the starting state or the lighting state. Then, a discharge lamp lighting device according to claim 1, characterized in that the predetermined time aiding the feed to the control unit from the DC power source side.
ことを特徴とする請求項1または2記載の放電ランプ点灯装置。 The discharge lamp lighting device according to claim 1 or 2 , wherein at least a part of the control means is integrated with the power supply means and is directly connected to a DC power source.
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