JP5420718B2

JP5420718B2 - デジタル通信システムにおけるデータ受信方法

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Publication number: JP5420718B2
Application number: JP2012130804A
Authority: JP
Inventors: エドラーフォンエルプバルトアレクサンダーゴリチェク; クリスティアンヴェンゲルター; 勇吉井
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-11-03
Filing date: 2012-06-08
Publication date: 2014-02-19
Anticipated expiration: 2025-09-30
Also published as: JP5048137B2; JP5048138B2; JP4722135B2; US20090034635A1; RU2007120530A; WO2006048061A1; JP2008519513A; JP2012213201A; JP2011125048A; JP2011125047A; US8422589B2; US20110274212A1; US7965793B2

Description

本発明は、デジタル通信システムにおけるデータ受信方法に関する。本発明は、具体的には、時間とともに変化する（time-variant）チャネルまたは周波数が変化する（frequency-variant）チャネルを通じてデータが送信される通信システム（例：モバイル通信システムまたは衛星通信）に適用することができる。本発明は、具体的には、ノイズや干渉効果を受けるチャネルを通じてデータが送信される通信システムに適用することができる。

長距離、または無線リンクを通じて送信する場合、デジタルデータを１つ以上の搬送波に変調する。先行技術においては、様々な変調方式が知られており、例えば、振幅変調（amplitude shift keying：ＡＳＫ）、位相変調（phase shift keying：ＰＳＫ）、振幅および位相の混合型の変調（例：直交振幅変調（quadrature amplitude modulation：ＱＡＭ））などである。ここに挙げたいずれの変調タイプにおいても、変調信号は、例えば電圧あるいは電磁界強度によって、次の式（１）によって表すことができる。

ビット列、またはデータワードは、特定の時間間隔（シンボル持続時間）に対する複素数Ａを有するシンボルによって表される。この場合、次の式（２）、

は、変調信号の瞬間的な振幅を表し、次の式（３）、

は、変調信号の瞬間的な位相を表す。ビット値の組合せと複素数（変調状態）との間の割り当てをマッピングと称する。一般的には、ｂ個のビットのビット列から成るデータワードでは、２^ｂ個のビット列から２^ｂ個の複素数へのマッピングとなる。

実際の伝送チャネルでは、位相のシフトおよび減衰によって変調信号が歪み、信号にノイズが加わると、復調後の受信データに誤りが発生する。誤りの確率は、通常では、データレートが高いほど、すなわち変調状態の数が多いほど、シンボル持続時間が短いほど、高くなる。そのような誤りに対処するため、データに冗長性を加えることができ、これにより、誤りのあるシンボルを認識して訂正することができる。より経済的な方法としては、訂正できない誤りが起きたデータの送信のみを繰り返す方法、例えば、ハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ）や増加的冗長性（incremental redundancy）が挙げられる。

繰り返されるデータを送信するための、先行技術における基本的な方法では、最初の送信に適用したマッピングを再送時にもそのまま使用する。したがって、繰り返されるデータワードを表す複素数は、元のデータワードの複素数と同じである。これを「単純マッピング」と称する。

特許文献１には、全ビットの平均信頼度を高める目的でデジタル変調シンボルを並びかえる方法が開示されている。これは、変調シンボルへのビットのマッピング規則を変更することによって達成される。この特許の中心的なテーマは、ＡＲＱシステムにおいて再送するデータワードを並びかえることである。

特許文献２および特許文献３には、システムの信頼性を平均化する効果を達成する方法が記載されており、この方法では、元のデータワードおよび繰り返されるデータワードを、異なるダイバシティブランチ（diversity branch）を通じて、またはＡＲＱシステムとの組合せにおいて送信する。

上に引用した特許公報における方法およびメカニズムを、「コンスタレーションリアレンジメント（Constellation Rearrangement）」または単純に「ＣｏＲｅ」と称する。

有線通信システムと無線通信システムとの間の主たる違いは、情報を伝送する物理チャネルの挙動である。無線チャネルまたはモバイルチャネルは、その本質的な性質に起因して、時間とともに変化したり、周波数が変化したり、またはその両方の変化が生じる。最近のほとんどのモバイル通信システムでは、良好なパフォーマンスのためには、受信器においてデータシンボルの復調時にチャネルの正確な推定（通常はチャネル係数（channel coefficient）を測定する）が必要であり、このチャネル係数には、チャネルの利得もしくは位相シフトまたはその両特性に関する情報が含まれる。これを容易にするため、通常は何らかのパイロットシンボルを、データシンボルストリームの中またはデータシンボルストリーム間に挿入する。パイロットシンボルは所定の正確な振幅値もしくは位相値またはその両方を持ち、これらを使用してチャネル係数を求めることができる。このチャネル係数は、適応フィルタリングなどの訂正手法に用いられる。

通信チャネルは、ノイズや干渉の影響も受ける。これらは、そのようなパイロットシンボルの送信にも影響する。たとえチャネルの振幅特性および位相特性が変化しなくても、ノイズや干渉のため、受信器におけるチャネルの推定に誤りが生じうる。本文書では、説明を簡潔にするため、ノイズおよび干渉の影響のことを単にノイズと称する。当業者には、以下の説明におけるノイズに関する言及が、必要な変更を加えて干渉にもあてはまることが明らかであろう。

「判定帰還復調（Decision-Feedback Demodulation）」は、反復プロセスであり、最初のおおまかなチャネル推定（または推定なし）を使用してデータシンボルを復調する。復調した後、好ましくはさらに復号化した後、得られた情報をチャネル推定器にフィードバックし、そのデータシンボルからさらに良好な推定を得る。明らかに、このプロセスに起因して遅延が生じるのみならず、反復ステップのそれぞれにおいて多量の計算が必要となり、また、フィードバックループが含まれているため、このプロセスは最初のおおまかなチャネル推定の質に大きく依存する。このような手順は、例えば、非特許文献１から公知である。

通常、復調前には振幅もしくは位相またはその両方が未知であるため、データシンボル自体を使用してチャネルを正確に推定することはできない。受信器は、チャネルを推定するためには、受信した信号に基づいて送られたシンボルについて結論しなければならない。シンボルの認識に誤りが含まれうるため、チャネル推定にはあいまい性（ambiguity）が生じる。この挙動は、図１に見ることができ、表１は、さらに詳しい説明として、様々なデジタル変調方式において生じるあいまい性の数を示している。

表１からさらに明らかであるように、反復式の判定帰還復調方式のパフォーマンスは、変調方式に伴うあいまい性の数にも大きく依存する。送られたシンボルの想定に間違いがあると、結果として間違ったチャネル推定となる。特に、変調状態の数の多い変調方式においては、避けられないノイズのため、シンボルに誤りが含まれる確率が高い。チャネル推定に間違いがあると、間違った訂正が行われ、その結果として受信したシンボルの誤りが増す。したがって、関連する技術分野には、チャネル推定の信頼性を高める必要性が存在している。

上述した先行技術では、１つのデジタルシンボルにマッピングされるビットの平均ビット信頼度（mean bit reliabilities）を、マッピングを並びかえることによって、またはマッピング前のビット操作によって平均化するだけである。この方策は、時間とともに変化したり周波数が変化するチャネル、またはノイズの多いチャネルが非常に正確に認識されるならば良好な効果をもたらすが、コヒーレントな時間／周波数がデータパケットに対して比較的小さい場合、時間とともに変化したり周波数が変化するチャネル、ノイジーなチャネルのいずれについても、チャネルに関する受信器側の情報の精度は高まらない。

欧州特許第１２９３０５９号明細書国際公開第２００４／０３６８１７号国際公開第２００４／０３６８１８号

Lutz H.-J.Lampe and Robert Schober, "Iterative Decision-Feedback Differential Demodulation of Bit-Interleaved Coded MDPSK for Flat Rayleigh Fading Channels", IEEE Transactions on Communications, Volume 49, Issue 7, July 2001, p. 1176-1184. G. Ungerboeck, "Trellis-coded modulation with redundant signal sets Part I: Introduction", IEEE Communications Magazine, Volume: 25, Issue: 2, Feb 1987, Pages: 5-11 G. Ungerboeck, "Trellis-coded modulation with redundant signal sets Part II: State of the art", IEEE Communications Magazine, Volume: 25, Issue: 2, Feb 1987, Pages: 12-21

したがって、本発明の目的は、デジタル伝送システムにおけるチャネル推定の信頼度を高めることである。

本発明の具体的な目的は、同じデータを表す、元のシンボルと再送されたシンボルとを合成した後における位相のあいまい性を完全に排除することである。

この目的は、繰り返されるデータワードを信号点にマッピングする特殊な方法を定義することによって達成される。再配列後のコンスタレーション（信号空間）パターンとして、元のデータシンボルと繰り返されるデータシンボルとを合成したときにあいまい性の数が減少するパターンを選択する。すなわち、最初の送信の信号点を表す複素平面における複素数または複素ベクトルと、同じデータワードの再送の信号点を表す複素数または複素ベクトルとを加えることによって得られる異なる結果の数が、元の信号点または変調状態の数よりも小さい。さらに、元のシンボルおよびペアのシンボルの変調状態として、使用する変調（マッピング）方式において可能であるすべての変調状態のうちのサブセットのみを使用することによって、位相のあいまい性の数が１に減少する（すなわち、位相のあいまい性は完全に排除される）。このサブセットは、サブセットに含まれるすべての変調シンボルを表す複素数（変調状態）が、複素平面の一方の半平面の中である、またはその半平面のサブ平面の中であるように選択する。以下では、説明の便宜上、このサブセットを「位相のあいまい性が１であるサブセット（phase ambiguity one subset）」または短く「ＰＡＯサブセット」と称する。

振幅のあいまい性を低減し、かつ位相のあいまい性を排除することにより、送信される実際のデータシンボルによる影響の小さい、または影響されない、良好なチャネル推定が達成される。

振幅のあいまい性の数を低減する手順は以下のとおりである。

１．元のコンスタレーションの各信号点の振幅値および位相値を求める。これは、複素数によって表すことができる。
２．元のコンスタレーションの各信号点について、以下であるように１つ以上のペアの複素数を求める。
ａ．すべてのデータワードの元の複素数と（１つ以上の）ペアの複素数とのコヒーレント合成の結果として、元のコンスタレーションと比較して振幅レベルの数が低減する
ｂ．（１つ以上の）ペアのコンスタレーションの平均送信出力が、元のコンスタレーションの平均送信出力と同じである（オプション）

位相のあいまい性を排除する手順は以下のとおりである。

１．元のコンスタレーションの各信号点の振幅値および位相値を求める。これは、複素数によって表すことができる。
２．元のコンスタレーションの各信号点について、以下であるように（１つ以上の）ペアの複素数を求める。
ａ．すべてのデータワードのそれぞれ、または少なくともその一部のそれぞれの元の複素数と（１つ以上の）ペアの複素数のコヒーレント合成の結果として、元のコンスタレーションと比較して位相レベルの数が低減する
ｂ．（１つ以上の）ペアのコンスタレーションの平均送信出力が、元のコンスタレーションの平均送信出力と同じである（オプション）
３．送信に使用する変調シンボル（信号点）のＰＡＯサブセットを元のコンスタレーションから選択する。この場合、ＰＡＯサブセットは、そこに含まれるすべての変調シンボルを表す複素数が複素平面の一方の半平面の中であるように選択する。この場合、半平面の境界が複素平面の原点０＋ｊ０を通過し、ＰＡＯサブセット内の各シンボルについて、第２ステップによる（１つ以上の）ペアの複素数が、同じ半平面の中に含まれている。

いずれの場合にも、ステップｂはオプションであり、あいまい性の低減に必須ではない。しかしながら、ステップｂは、送信信号と再送信号とでチャネルにおける送信出力が均一であるという利点を提供する。

なお、当然ながら、各データワードについて、元のコンスタレーションとペアのコンスタレーションとの間には一対一の対応が存在する。したがって、元のコンスタレーションとペアの各コンスタレーションとの間での信号点の関係は一義に決まるが、任意の関係とすることができる。さらに、ペアのコンスタレーションのすべては、元のコンスタレーションと同じ数の信号点（異なる変調状態、割り当てられた異なる複素数）を持つ。

以下は、（１つ以上の）ペアのコンスタレーションを生成し、ＰＡＯサブセットを選択する方法である。

１．複素平面を、それぞれが信号点のうちの半分を含んでいる、互いに重ならない隣接する２つのサブ平面に分割する。
２．各サブ平面について、そのサブ平面内のすべての信号点の平均複素数点(average complex value point）を求める。
３．各サブ平面について、各サブ平面の信号点を平均複素数点に対してほぼ鏡像変換する（mirroring）ことによって、ペアのコンスタレーションを得る。
４．２つのサブ平面のうちの一方の中のシンボルを、送信に使用するシンボルのＰＡＯサブセットとして選択する。

変調方式における利用可能な変調状態のすべてが、最初から複素平面の少なくとも半平面の中である場合、ステップ４は必要ない。例えば、図１に示した８−ＡＳＫなどの純粋な振幅変調の場合がこれにあたる。

各システムにおいて送信信号には多かれ少なかれノイズおよび歪みが加わるため、上記の鏡像変換は数学的に正確であることが好ましい（ただし必須ではない）。実際のシステムでは、近似的な鏡像変換で十分である。この場合の「近似的」とは、実際の信号点と理想的に鏡像変換されたポジションとの間の距離が、そのデータワードの異なる値を表す最も近い信号点までの距離の１／２未満であることを意味する。そのような近似的な鏡像変換は、複素数の固定小数点表現（固定小数点数の精度が低いため数学的に正確な解を表すことができない）において有利に採用することができる。

平均送信出力が一定であるという条件が要求されない場合、より一般的な以下の方法を適用することができる。

１．複素平面を、それぞれが信号点の半分を含んでいる、互いに重ならない隣接する２つのサブ平面に分割する。
２．各サブ平面について、そのサブ平面内の少なくともいくつかの信号点に対する対称軸線を得る。
３．各サブ平面について、信号点を、そのサブ平面の対称軸線上の事前定義されている１つの点に対して近似的に鏡像変換することによって、ペアのコンスタレーションを得る。
４．２つのサブ平面のうちの一方を、送信に使用するシンボルのＰＡＯサブセットとして選択する。

この場合にも、変調方式における利用可能な変調状態のすべてが、最初から複素平面の少なくとも半平面の中である場合、ステップ４は必要ない。

当業者には、これらのステップに必要とされるのが、幾何学分野または計算に関する非常に単純な技能であることが理解されるであろう。

なお、コンスタレーションが、複素平面内の少なくとも１本の任意の軸線に対称的である場合、２つの半平面への分割は、（信号点が含まれていない）そのような対称軸線に対して行うことが好ましい。コンスタレーションが実軸または虚軸に対称的である場合、その軸線を使用し、それ以外の場合、対称軸線は傾いたものとなる。

この方法では、コンスタレーションが各サブ平面内で鏡像変換点に対して点対称ではない場合、ペアのコンスタレーションの形状が元のコンスタレーションの形状と異なることが明らかである。このことは、特に、元のコンスタレーションが、ＱＡＭではなくＰＳＫ変調、あるいは任意の混合型のＡＳＫ／ＰＳＫ変調を表す場合にあてはまる。

元のコンスタレーションの形状を維持することは、受信器の復調器（ＬＬＲ計算器）の実施において有利となり得るが、これに関して本明細書では詳しくは説明しない。

ペアのコンスタレーションの形状を元のコンスタレーションの形状と同じに維持するためには、ペアのコンスタレーションを生成するステップ１〜ステップ４を以下のように変更する必要がある。

１．複素平面を、それぞれが信号点の半分を含んでいる、互いに重ならない隣接する２つのサブ平面に分割する。
２．ペアのコンスタレーションの数が、サブ平面内の信号点の数より１だけ少なくなるように、ペアのコンスタレーションを作成する。
３．ペアのコンスタレーションのそれぞれにおける各サブ平面について、元のコンスタレーションおよびペアのコンスタレーションにおいて各データワードが信号点のそれぞれに１回ずつマッピングされるように、データワードから信号点へのマッピングを変更する。
４．２つのサブ平面のうちの一方を、送信に使用するシンボルのＰＡＯサブセットとして選択する。

なお、元のコンスタレーションとペアのコンスタレーションの形状が同じである場合、元のコンスタレーションのＰＡＯサブセットに含まれているシンボルを表す複素数と、ペアのコンスタレーションの同じ半平面の中のシンボルを表す複素数とが同じである。

特定の変調方式では、振幅のあいまい性と位相のあいまい性の両方を同時に低減することは、復調において必ずしも必要ない。例えば、ＰＳＫ方式では、すべてのデータ情報が変調シンボルの位相角度に含まれ、振幅はほとんど重要ではない。ＰＳＫの場合、以下の手順を適用してペアのコンスタレーションを得ることにより、位相のあいまい性が排除される。

１．複素平面を、それぞれが同じ数の信号点を含んでいる、互いに重ならない隣接する２つのサブ平面に分割する。
２．各サブ平面について、そのサブ平面の中の信号点の少なくとも一部のポジションに対する対称軸線を求める。
３．各サブ平面の信号点を、そのサブ平面の対称軸線に対して鏡像変換することによって、ペアのコンスタレーションを得る。
４．２つのサブ平面のうちの一方を、送信に使用するシンボルのＰＡＯサブセットとして選択する。

元のコンスタレーションを使用してワードをマッピングする、すなわち、データワードを元のコンスタレーションに従って複素数にマッピングすると、元のコンスタレーションのシンボル、または（略称として）元のシンボルになる。同様に、ペアのコンスタレーションを使用してデータワードをマッピングする、すなわち、データワードをペアのコンスタレーションに従って複素数にマッピングすると、ペアのコンスタレーションのシンボル、または（略称として）ペアのシンボルになる。

本発明の代替方法においては、本発明の目的は、（１回以上の）再送において、（データワードを構成する）複数のビットから変調シンボルへの同じマッピングを使用し、それぞれの複数ビットに対する所定のビット操作を使用することによって、達成される。類似する方法において、送信に使用するシンボルのＰＡＯサブセットの選択は、変調シンボルにマッピングされるワード（複数のビット）中の少なくとも１つのビットを、固定値（例：０または１）に置き換えることによって行われる。

本発明の１つの態様によると、ＯＦＤＭ無線通信システムにおいてデータを受信する方法は、ａ）第１のシンボルと、前記第１のシンボルと互いに線対称の関係にある前記第１のシンボルと少なくとも１つのさらなるシンボルとを前記ＯＦＤＭ無線通信システムにおける隣接するサブキャリアにより受信するステップと、ｂ）前記第１のシンボルの少なくとも１つのパラメータと、前記少なくとも１つのさらなるシンボルの少なくとも１つのパラメータとの少なくとも１つの合成を得るステップと、を含み、前記合成した後に結果として生じうる相異なるパラメータの状態の数が、合成する前の相異なるパラメータの状態の数よりも小さくなる。

本発明の別の態様によると、デジタル通信システムの受信器は、上記態様による受信方法を実行するように構成されている。

本発明のさらに別の態様によると、モバイル通信システムの基地局は、上記態様による受信方法を実行する受信器を備える。

本発明のさらに別の態様によると、モバイル通信システムの移動局は、上記態様による受信方法を実行する受信器を備える。

様々なデジタル変調におけるマッピングのコンスタレーションの概要を示す図１６−ＱＡＭにおけるデータワードＮｏ.１０の元のデータワード位置および繰り返されるデータワード位置の例を示す図６４−ＱＡＭにおけるデータワードＮｏ.１４およびＮｏ.３９の元のデータワード位置および繰り返されるデータワード位置の例を示す図説明した方法をＱＰＳＫ変調に適用するときの効果を示す図元の変調が８−ＰＳＫである場合の２つのマッピングの代替例を示す図元の変調が１６−ＰＳＫである場合の２つのマッピングの代替例を示す図８−ＰＳＫ変調の場合におけるチャネル推定の信頼性を高めるための代替方法を示す図８−ＰＳＫ変調の場合におけるチャネル推定の信頼性を高めるための代替方法を示す図１６−ＰＳＫ変調の場合の８つのマッピングの例を示す図（Ａ）〜（Ｃ）は、それぞれ、図９の２つ、４つ、８つの異なるマッピングを使用して同じデータワード値をコヒーレント合成した結果の例を示す図パイロットシンボルおよびデータシンボルの１次元フレーム構造の例を示す図デジタル通信システムにおいてデータを送信する方法のステップを示す図送信器の一連の回路の例を示す図（Ａ）〜（Ｃ）は、元の８−ＰＳＫ変調に対して、元のおよびペアのマッピングを合成してスーパーマッピングとする例を示す図（Ａ）〜（Ｃ）は、元の１６−ＱＡＭ変調に対して、元のおよびペアのマッピングを合成してスーパーマッピングとする例を示す図１６−ＱＡＭにおける元のマッピングおよびペアのマッピングによって、合成結果の値として、ＱＰＳＫ変調状態に類似する４つの異なる値が得られる例を示す図１６−ＱＡＭにおける元のおよびペアの４ビット列の例を示す図伝送チャネル特性の推定の信頼性を高める方法のステップを示す図ＰＳＫにおいて、再送のため固定値に置き換えるビットと、反転させるビットとを決定するステップを示す図８−ＰＳＫにおけるビット反転を用いた再送の例を示す図ＡＳＫにおいて、再送のため固定値に置き換えるビットと、反転させるビットとを決定するステップを示す図８−ＡＳＫにおけるビット反転を用いた再送の例を示す図混合型ＡＳＫ／ＰＳＫにおいて、再送のため固定値に置き換えるビットと、反転させるビットとを決定するステップを示す図４−ＡＳＫ／４−ＰＳＫにおけるビット反転を用いた再送の例を示す図図２４の変調方式の４−ＡＳＫ部分を示す図図２４の変調方式の４−ＰＳＫ部分を示す図方形ＱＡＭにおける、再送のため固定値に置き換えるビットと、反転させるビットとを決定するステップを示す図１６−ＱＡＭにおけるビット反転を用いた再送の例を示す図図２８の変調方式の同相部分を示す図図２８の変調方式の直角位相部分を示す図不均一の方形ＱＡＭの例を示す図不均一の方形ＱＡＭの例を示す図不均一の方形ＱＡＭの例を示す図不均一の方形ＱＡＭの例を示す図送信器の一連の回路の例を示す図基地局の例示的な構造を示す図移動局の例示的な構造を示す図元の変調が４−ＡＳＫ／４−ＰＳＫである場合に、ＱＰＳＫと同等のあいまい性の状況となる準最適な合成および反転のケースを示す図元の変調が１６方形ＱＡＭである場合に、ＱＰＳＫと同等のあいまい性の状況となる準最適な合成および反転のケースを示す図本発明による、元のＱＰＳＫにおける半平面および半平面ビットを示す図本発明による、元の８−ＰＳＫにおける半平面および半平面ビットを示す図本発明による、元の１６−ＱＡＭにおける半平面および半平面ビットを示す図ＱＰＳＫおよび８−ＰＳＫにおける半平面の例を示す図ＱＰＳＫおよび８−ＰＳＫにおける半平面の例を示す図例示的な受信器の構造を示す図（Ａ）および（Ｂ）は、元およびペアのシンボルの生成と、疑似パイロットとしての合成を、単純化した構造として示す図パイロットシンボル、共有制御シンボル、および共有データシンボルを含む、先行技術のＯＦＤＭフレームの構造を示す図ＯＦＤＭフレーム内に疑似パイロットシンボルを配置する可能な方法（ただしこれらの方法に限定されない）を示す図ＯＦＤＭフレーム内に疑似パイロットシンボルを配置する可能な方法（ただしこれらの方法に限定されない）を示す図ＯＦＤＭフレーム内に疑似パイロットシンボルを配置する可能な方法（ただしこれらの方法に限定されない）を示す図ＯＦＤＭフレーム内に疑似パイロットシンボルを配置する可能な方法（ただしこれらの方法に限定されない）を示す図ＯＦＤＭフレーム内に疑似パイロットシンボルを配置する可能な方法（ただしこれらの方法に限定されない）を示す図ＯＦＤＭフレーム内に疑似パイロットシンボルを配置する可能な方法（ただしこれらの方法に限定されない）を示す図ＯＦＤＭフレーム内に疑似パイロットシンボルを配置する可能な方法（ただしこれらの方法に限定されない）を示す図ＯＦＤＭフレーム内に疑似パイロットシンボルを配置する可能な方法（ただしこれらの方法に限定されない）を示す図ＯＦＤＭフレーム内に疑似パイロットシンボルを配置する可能な方法（ただしこれらの方法に限定されない）を示す図拡散符号による、疑似パイロット成分の要素ごとの乗算のプロセスを示す図拡散符号による、疑似パイロットシンボルの疑似パイロット単位での乗算のプロセスを示す図拡散符号による、疑似パイロット成分の要素ごとの拡散のプロセスを示す図拡散符号による、疑似パイロットシンボルの疑似パイロット単位での拡散のプロセスを示す図疑似パイロット成分の要素単位での一定の位相シフトのプロセスを示す図ＱＰＳＫの例であり、出力の合成と位相の合成の結果をそれぞれ１レベルとすべきときの、元およびペアのコンスタレーションを示す図８−ＰＳＫの例であり、出力の合成と位相の合成の結果をそれぞれ１レベルとすべきときの、元およびペアのコンスタレーションを示す図１６−ＱＡＭの例であり、出力の合成と位相の合成の結果をそれぞれ１レベルとすべきときの、元およびペアのコンスタレーションを示す図疑似パイロットシンボルか単純なデータシンボルかどうかに応じて異なる変調方式を使用する方法を示す図元のシンボル、ペアのシンボル、および単純なデータシンボルに対して同じ変調方式を使用する状況を示す図出力の合成を考慮するときに、元のコンスタレーションから１つ以上のペアのコンスタレーションを取得する方法に関するフローチャート図振幅の合成を考慮するときに、元のコンスタレーションから１つ以上のペアのコンスタレーションを取得する方法に関するフローチャート図位相の合成を考慮するときに、元のコンスタレーションから１つ以上のペアのコンスタレーションを取得する方法に関するフローチャート図４−ＡＳＫ／４−ＰＳＫの例であり、振幅の合成と位相の合成の結果をそれぞれ１レベルとすべきときの、元およびペアのコンスタレーションを示す図

添付の図面は、本発明の原理を説明する目的で本明細書に組み込まれており、その一部を形成している。これらの図面は、本発明の実施方法および使用方法を図示および説明している例に本発明を制限することを意図するものではないことを理解されたい。添付の図面に図示したように、本発明の以下のさらに具体的な説明から、さらなる特徴および利点が明らかになるであろう。

マッピングまたはコンスタレーションを示しているすべての図において、点は数字のラベルによって識別してある。これらのラベルは、通信における、あるデータワードまたはビット列を表すことを目的とするものであり、ラベル自体は、特定の任意のデータワードを表しているにすぎないことが、当業者には明らかであろう。したがって、連続するラベルは、２進、８進、１０進、１６進表現、またはその他の数値表現による連続するビット列を表しているとは限らない。

図２は、１６−ＱＡＭ変調方式を使用しての送信の例を示している。表１によると、１６−ＱＡＭ方式でのデータ変調シンボルは４つのビットを伝える。本明細書に説明する方法においては、これら４つのビットを、以下のように２回送信する。

１．４つのビットの元のデータワードに対して第１のコンスタレーションマッピング２０１を使用して送信する
２．４つのビットの繰り返されるデータワードに対して第２の別のコンスタレーション２０２を使用して送信する

以下の説明では、一般性を失うことなく、コンスタレーションの平均送信出力が１に等しいことを前提とする。図に示してある値は、その状況における値である。平均送信出力が１以外である場合に値を適切に調整する方法は、当業者には明らかであろう。また、すべてのデジタル変調シンボルの平均送信出力が１である、または他の任意の値であるように、デジタル変調シンボルの送信出力値を得る方法も明らかである。

元のコンスタレーション２０１からペアのコンスタレーション２０２を取得するため、複素平面を虚軸２０３に沿って、互いに重ならない隣接する２つのサブ平面２０４，２０５に分割する。図２におけるコンスタレーションの場合、虚軸は対称軸線である。対角線２０６を使用することもできるが、両方のサブ平面について信号点が乗っていない分割線を選択することが有利である。次に、両方のサブ平面の対称軸線を求める。図２の場合、実軸２０７が、両方のサブ平面の対称軸線である。元の送信データワードとその繰り返しバージョンとを合成した後のあいまい性が減少するように、ペアのコンスタレーションにおける信号点のポジションとして、元の信号点を、対称軸線（すなわち実軸２０７）上の点２０８，２０９に対して鏡像変換する必要がある。サブ平面２０４，２０５への分割に従って、サブ平面２０４に属しているすべての信号点を点２０８に対して鏡像変換する一方で、サブ平面２０５に属しているすべての信号点を点２０９に対して鏡像変換する必要がある。送信と再送とで同じ平均送信出力を達成するため、鏡像変換点２０８，２０９は、各サブ平面内のすべての複素数の平均に等しくすべきである。

図２では、元のマッピングおよびペアのコンスタレーションの変調状態または信号点のうち、ワードＮｏ.１０を強調してある。

元のシンボルとペアのシンボルを完全に合成した後の位相のあいまい性を排除するため、サブ平面２０４および２０５のうちの一方を、送信に使用するＰＡＯサブセットとして選択する。サブ平面２０４を選択する場合、信号点（変調状態）９〜１６のみが、送信および再送の両方に使用される。逆に、サブ平面２０５をＰＡＯサブセットとして選択する場合、信号点１〜８のみが、送信および再送の両方に使用される。

図４３および図４４は、複素平面を互いに重ならない隣接するサブ平面（本明細書においては半平面）に分割しうる方法の例を示している。サブ平面４３０１または４３０２、サブ平面４３０３または４３０４、サブ平面４４０１または４４０２、サブ平面４４０３または４４０４、サブ平面４４０５または４４０６、サブ平面４４０７または４４０８のうちの一方の中の変調状態を、送信に使用する変調状態のサブセットとして選択することができる。半平面４３０５または４３０６は、サブ平面を分割している線上に変調状態が存在しているため、推奨されない。

ＰＡＯサブセットに含まれるのは、元の変調方式における利用可能な信号点のうちの一部のみであるため、送信するデータを減少したチャネル容量に適応させる必要がある。ＰＡＯサブセットには、元の変調方式における利用可能な信号点のうち正確に半分が含まれていると想定すると、例えば以下の方策によって行うことができる。

・より多数の変調シンボルにデータビットを分散させる（例えば、それぞれ４ビットを有する３つのワードを、３つではなく４つのシンボルにおいて送信する）
・送信するシンボルあたり１つのビットをパンクチャリング（puncturing）する
・あるいは、より高次の変調方式を使用する（例：１６−ＱＡＭの代わりに３２−ＱＡＭ）

図３は、６４−ＱＡＭの場合の最初のマッピング３０１とさらなるマッピング３０２とを示している。この場合にも、複素平面を虚軸３０３に沿って、互いに重ならない隣接する２つのサブ平面に分割する。次に、２回目のマッピングにおいては、サブ平面に従って、各信号点を第１のコンスタレーションにおける元のポジションからそれぞれ同じサブ平面における平均複素数３０４，３０５に対して鏡像変換する。右側または左側の半平面を送信に使用するものとして選択する。すなわち、ＰＡＯサブセットには、信号点１〜３２、または信号点３３〜６４のいずれかが含まれる。

図４は、ＱＰＳＫを例にとり、任意の同じワードの元の送信と繰り返された（ペアの）送信を合成する結果を示している。第１または元のマッピング４０１から第２のまたはさらなるペアのマッピング４０２を取得するため、複素平面を虚軸４０３に沿って、互いに重ならない隣接する２つのサブ平面４０４，４０５に分割する。各サブ平面において、それぞれ平均値４０６、４０７に対して信号点を鏡像変換する。ワードＮｏ.「１」は、第１のマッピングにおいてはベクトル４０８によって表されており、第２のマッピングにおいてはベクトル４０９によって表されている。平均搬送波振幅が１であると定義されているため、各ベクトルの長さは１である。シンボルのコヒーレント合成は、両方のベクトルを加えることとに等しく、これにより実数４１０として√２が得られる。図４（Ｂ）〜（Ｄ）は、それぞれ、ワードＮｏ.「２」、「３」、「４」のコヒーレント合成を示している。図からわかるように、あいまい性の数が１つの振幅レベルと２つの位相レベル４１０，４１１に低減しており、これはＢＰＳＫ変調に類似している。これにより、伝送チャネルの減衰と−π〜＋πの間の位相シフトとを容易かつ正確に求めることができる。使用する信号点が、「１」および「２」のみ、または「３」および「４」のみのいずれかに減少する結果として、生じうる合成結果は、それぞれ点４１０のみまたは点４１１のみにさらに減少する。

ＱＰＳＫを例として図４を参照しながら説明した原理は、すべてのＱＡＭコンスタレーションに同じように適用することができ、変調状態または信号点の数には関係なく、コヒーレント合成の結果は１つの値となる。

ペアの（または第２の、あるいはさらなる）コンスタレーションにおいて、元のコンスタレーションの形状を維持することが要求されない場合、あいまいさを完全に排除するという条件を満たす単一のペアのコンスタレーションを必ず見つけることが可能である。図５は、この状況の例を示しており、元の（第１の）マッピングは８−ＰＳＫ方式に従っている。２つのマッピングのコヒーレント合成の後にＢＰＳＫと同等のあいまい性を達成するため、複素平面を虚軸５０３に沿って、互いに重ならない隣接するサブ平面５０４，５０５に分割する。各サブ平面において、各信号点をそれぞれ平均複素数５０６、５０７に対して鏡像変換する。例えば、ワードＮｏ.「１」の信号点は、点５０７に対してポジション５０８に鏡像変換される。結果的に、ペアの（第２の）マッピング５０２は、ＡＳＫ／ＰＳＫ混合型のコンスタレーションとなる。この場合にも、サブ平面５０４（点５〜８）またはサブ平面５０５（点１〜４）のいずれかを、送信および再送の両方に使用するＰＡＯサブセットとして選択することにより、残りの位相のあいまい性が排除されてＢＰＳＫと同等になる。

図６は、同様の状況として、元の（第１の）マッピングが１６−ＰＳＫ方式である場合を示している。あいまい性を排除する場合、ペアの（第２の）マッピングは極めて不規則なものとなる。

ペアのコンスタレーションにおいて、元のコンスタレーションの形状を維持すべきであるならば、場合によっては、位相のあいまい性を排除するためには複数のペアのコンスタレーションが必要となる。このことは、特に、信号点が５つ以上であるＰＳＫ変調の場合にあてはまる。図７は、８−ＰＳＫの場合の、そのようなペアのコンスタレーションと、そのコヒーレント合成の結果の例を示しており、図９は、１６−ＰＳＫの場合のペアのコンスタレーションの例を示しており、図１０（Ａ）〜（Ｃ）は、１６−ＰＳＫの場合のコヒーレント合成のそれぞれの結果を示している。図から明らかなように、すべての再送の信号点または変調状態は、元の送信の信号点と同じサブ平面内にある。したがって、サブ平面７０６、７０７、８０４、８０５などの一方の中の信号点を、送信に使用するＰＡＯサブセットとして選択することができる。

図７に戻り、元のコンスタレーション（第１のマッピング）７０１の複素平面を虚軸７０５によって、互いに重ならない隣接する２つのサブ平面７０６，７０７に分割する。各サブ平面において、データワードから信号点へのマッピングを、すべてのマッピング７０１〜７０４において、同じワードがそのサブ平面内の各ポジション（信号点）に必ず１回ずつ割り当てられるように変更する。結果的に、同じワードの４回の送信のすべてのコヒーレント合成が、ワードの値には無関係に同じ値となる。図７において、ワードＮｏ.「１」は、第１のマッピング７０１においてはベクトル７０８によって表されており、第２のマッピング７０２においてはベクトル７０９によって、第３のマッピング７０３においてはベクトル７１０によって、マッピング７０４においてはベクトル７１１によって表されている。右側の半平面に割り当てられているすべてのワード値に対する結果７１２は、約２.６１３１という実数である。なぜなら、すべてのワード値に対して、順序が異なるだけで同じベクトルが加算されるためである。同様に、左側の半平面に割り当てられているすべての値に対する結果７１３は、約−２.６１３１という実数である。したがって、ワードから信号点への４つのマッピングを使用し、変調状態１〜４のみ、または変調状態５〜８のみのいずれかを送信に使用するように選択することによって、あいまい性を完全に排除することができる。

ＰＳＫ方式において位相のあいまい性のみを排除すべきである場合、１つのみのペアのコンスタレーションを使用すれば十分なことがある。この場合、図８あるいは図１０（Ａ）または図１０（Ｂ）に似た合成結果になる。図１０（Ａ）または図１０（Ｂ）では、位相レベルはすでに１つのみである（この場合、８−ＰＳＫでは点１〜４または点５〜８のいずれか（図８）、１６−ＰＳＫでは点１〜８または点９〜１６のいずれか（図９）がＰＡＯサブセットとして選択されるならば、実軸から０度または１８０度のいずれか）。

図８においては、複素平面を虚軸８０３に沿って、互いに重ならない隣接する２つのサブ平面８０４，８０５に分割する。各信号点のポジションを、第１のマッピング８０１におけるポジションから、点に対する鏡像変換によって第２のマッピング８０２におけるポジションを取得する代わりに、両方のサブ平面の対称軸線である実軸８０６に対する鏡像変換を行う。ワードＮｏ.「１」の第１の（元の）送信と繰り返される送信の合成は、ベクトル８０７とベクトル８０８の合計であり、その結果は、点８１２における約０.７６５４という実数である。ワードＮｏ.「４」についても、これと同じことがあてはまる。ワードＮｏ.「２」または「３」については、ベクトル８０９とベクトル８１０を合成すると、その結果は点８１１における約１.８４７８である。

振幅のあいまい性が２以上であっても、このような方策によってチャネル推定能力が大きく向上する。なぜなら、ＰＳＫ変調方式の復調プロセスでは正確な振幅が要求されないためである。

図９は、１６−ＰＳＫの場合の８つの異なるマッピングを示している。第１および第２のマッピングのみを合成する場合、図１０（Ａ）に示したように、実軸のいずれか半分において４つの結果が生じうる（４つの振幅レベル）。最初の４つのマッピングを合成するときには、図１０（Ｂ）に示したように、可能なＰＡＯサブセットのそれぞれに対して２つの結果が生じる（２つの振幅レベル）。８つのマッピングすべてを合成するときのみ、使用する一連の信号点を、右側または左側の半平面上の信号点に減らしたときに、あいまい性が完全に排除される。

本発明に開示する手順は、ワードの元のバージョンと繰り返されるバージョンとの間で、ワード（複数のビット）から信号点へのマッピング規則を並びかえることと解釈できる。したがって、以下のセクションでは、本方法を「リピティションリアレンジメント（Repetition Rearrangement）」、または短縮して「ＲｅＲｅ」と称する。

フレーム内のすべてのワードを、本発明に開示したリピティションリアレンジメントを使用して送信する必要はない。チャネルがゆっくりと変化するだけならば、受信器の良好なチャネル推定条件を達成するのに少数のＲｅＲｅワードで十分である。結果的に、他のデータワードについては、先行技術から公知である他の方法（例：繰り返しなしの送信、単純マッピングによる繰り返し、またはコンスタレーションリアレンジメント（ＣｏＲｅ）による繰り返し）を使用することができる。このうちＣｏＲｅは、受信器におけるビット誤り率が小さくなるため、繰り返し方式において好ましい解決策である。図１１は、そのような反復代替方式を示している。データフレーム１１０１には、先行技術に従って、この場合にはコンスタレーションリアレンジメントによって送信されるデータが含まれている。これに対して、データフレーム１１０２には、本明細書に提示した方法に従って送信されるデータのみが含まれている。データフレーム１１０３には、両方の方法に従って送信されるデータが含まれている。データワード１１０４は、第１の（元の）マッピングを使用して送信され、上に詳しく説明したように、第２のマッピングによるデータワード１１０５として繰り返される。データワード１１０６についても同じであり、データワード１１０７として再送される。

さらに、ＲｅＲｅデータシンボルの量およびポジションを、制御チャネルにおいて明示的にまたは所定のパラメータによって送信器から受信器に伝えて、データフレームのどの部分がどの反復方式に従っているかの情報を受信器に提供することができる。

選択可能なチャネルの場合、元のシンボルとその（１つ以上の）ペアのシンボルをタイムフレーム内の隣接する場所において送信することが有利である。なぜなら、リピティションリアレンジメントの恩恵は、元のシンボルとペアのシンボルのチャネル条件ができるだけ等しいことに依存するためである。あるいは、元のシンボルとペアのシンボルとを、ＦＤＭＡシステムの異なる周波数チャネルにおいて同時に送信する、またはＣＤＭＡシステムの異なる符号チャネルにおいて同時に送信することが可能である。当業者には、このような代替方法を組み合わせることができることが明らかであろう。例えば、ＯＦＤＭシステムにおいては、元のシンボルとペアのシンボルを、隣接する副搬送波上で、隣接するタイムスロットにおいて、またはその両方において送信することができる。このうち最後の送信方式は、同一の元のシンボルと一緒に送信するペアのシンボルがいくつか存在する場合（例：８−ＰＳＫの場合の３つのペアのシンボル）に特に適用可能である。この場合、最初のペアのシンボルを、元のシンボルと同じ副搬送波における隣接するタイムスロットにおいて送信することができ、第２のペアのシンボルを、元のシンボルの副搬送波に隣接する副搬送波における同じタイムスロットにおいて送信することができ、第３のペアのシンボルを、元のシンボルに隣接する副搬送波における隣接するタイムスロットにおいて送信することができる。

各図に示した例は、合成後の信号点がグラフの右側の軸線（通常は複素信号平面における実数部の軸線を表す）上に位置するマッピングコンスタレーションを示している。当業者には、合成後の信号点が実軸上に位置することなくあいまい性の数が低減される、別のマッピングを定義できることが明らかであろう。例えば、信号点が虚軸上に位置するＱＡＭマッピングを定義することは非常に容易である。同様に、ＰＳＫのマッピングとして、実軸に対してある角度だけ傾いている直線上に点が位置するマッピングを定義することは容易である。そのようなマッピングのうちどれを選択するかは、システム設計者による実装上の選択肢であり、本発明に関する限りはその技術的な概念に直接には影響しない。

ここまでの説明では、コヒーレント復調が要求される変調コンスタレーションに焦点を当ててきた。結果的に、説明したアルゴリズムは、元の信号点と並びかえられた信号点もコヒーレント合成されるように構築される。しかしながら、設計アルゴリズムおよび合成方法は、非コヒーレントな方法に適するように容易に修正できることが明らかであろう。例えば、ＡＳＫの場合、搬送波の振幅を非コヒーレントに単純に検出することが可能であり、合成においてスカラー値を加算することができる。

上の詳細な説明においては、つねに、互いに重ならない隣接する２つのサブ平面を使用してきた。サブ平面への複数分割を行う代替例として、互いに重ならない隣接する４つの１／４平面（quarter plane）に分割することができ、１／４平面のそれぞれは複素平面の象限に似ている。その場合、図９における最初のマッピングに対するペアのコンスタレーションを、この図における第３のマッピングとすることができる。そのような場合、４つの１／４面のうちの１つの面内の変調状態（例：番号１〜４、５〜８、９〜１２、１３〜１６）を、すべての送信に使用する変調状態のＰＡＯサブセットとして選択する必要がある。

図１６（Ａ）および図１６（Ｂ）は、それぞれ、１６−ＱＡＭの場合の、互いに重ならない隣接する４つの１／４面を使用しての元のマッピング、およびペアのマッピングを示している。この場合にも、４つの１／４面のうちの１つの面内の変調状態のみを、すべての送信に使用するＰＡＯサブセットとして選択することができる。元のシンボルと再送シンボルとを合成した結果は、選択するＰＡＯサブセットに応じて、点１６０１〜１６０４のうちの１つとなる。

ペアのマッピングを選択するときのさらなる副次的な基準は、どのような状況においても、コヒーレント合成の結果として複素平面の原点にならないことである。この理由は単純であり、合成後の複素数が０である信号点からは、受信器がチャネル状態に関するいかなる情報も取り出すことができないためである。

別の代替方法においては、すべてのとりうる変調状態のうちのサブセットのみ、または、存在する全データワード値のサブセットのみに対して、説明した方法を適用することができる。この方法においても、伝送チャネル特性を求めるときのあいまい性を低減することができる。

本説明では、元のデータワードおよび繰り返されるデータワードが、いずれも同じｂ個のビットのビット列から成ることを前提としている。説明を単純にするため、マッピングは、ｂビットを１つの複素数にマッピングするものと想定している。したがって、元のコンスタレーションは、２^ｂ個の異なる複素数から成り、ペアのコンスタレーションは、２^ｂ個の複素数から成る。元のコンスタレーションと１つ以上のペアのコンスタレーションは、「スーパーコンスタレーション（super-constellation）」にまとめることができる。この場合、スーパーコンスタレーションは、元のマッピングと１つ以上のペアのマッピングとをまとめる「スーパーマッピング（super-mapping）」を表すことができる。そのような場合、元のマッピングまたはペアのマッピングを表す制御情報を、スーパーマッピングまたはスーパーコンスタレーションに含めなければならない。

各データワードに制御ワードを事前に付加する。制御ワードは、各送信に対して特定の値をとり、例えば、データワードの最初の送信では「１」、同じデータワードの第２の送信では「２」、以下同様である。スーパーマッピングは、制御ワードとデータワードとを連結した値を、変調状態またはスーパー信号点にマッピングする。したがって、制御ワードの異なる値ごとに、データワード値から変調状態への異なるマッピングが得られる。スーパーマッピングが適切に編成されているならば、データワード値から変調状態への異なるマッピングが、上述した特性を示すことができる。

図１４（Ａ）は、例として８−ＰＳＫの場合の元のコンスタレーションを示しており、図１４（Ｂ）は、関連するペアのコンスタレーションを示している。例えば、信号点１４０１は、第１の送信におけるシンボル「１」を表し、信号点１４０２は、第２の送信または再送における同じシンボル「１」を表している。

なお、図５に示したコンスタレーションとの違いは、信号点のラベルが異なるのみである。この違いは、単に便宜上のものであり、当業者には、シンボルの番号が１から８までであるか、０から７までであるかという表記上の問題であることが認識されるであろう。図１４（Ａ）および図１４（Ｂ）におけるコンスタレーションから、両方のコンスタレーションの信号点を含め、先頭の「１」または「０」（それぞれ、その信号点が元のマッピング、またはペアのマッピングを使用して生成されたかどうかを示す）をラベルに付加することによって、図１４（Ｃ）におけるスーパーコンスタレーションが得られる。したがって、図１４（Ｃ）において、先頭が「０」であるラベルを持つ点のすべてが元の信号点およびそのマッピングに相当し、先頭が「１」であるラベルを持つ点のすべてがペアの信号点およびそのマッピングに相当する。

図１５（Ａ）は、例として１６−ＱＡＭの場合の元のコンスタレーションを示しており、図１５（Ｂ）は、関連するペアのコンスタレーションを示している。なお、図２に示したコンスタレーションとの違いは、信号点のラベルが異なるのみであり、これは、図１４（Ａ）〜図１４（Ｃ）に関して上述した理由と同じである。図１５（Ａ）および図１５（Ｂ）におけるコンスタレーションから、両方のコンスタレーションの信号点を含め、先頭の「１」または「０」（それぞれ、その信号点が元のマッピング、またはペアのマッピングを使用して生成されたかを示す）をラベルに付加することによって、図１５（Ｃ）におけるスーパーコンスタレーションが得られる。元のコンスタレーションおよびペアのコンスタレーションでは信号点のポジションは同じであり、ラベルが異なるのみであるため、図１５（Ｃ）において、各信号点が２つのラベルを表す必要がある。例えば、信号点１５０１は、第１の送信における値「１」と、第２の送信または再送における値「４」とを表している。したがって、信号点１５０１は、スーパーコンスタレーションにおける値「０１」および「１４」を表している。同様に、点１５０２は、第１の送信における「４」と、第２の送信における値「１」とを表している。図１５（Ｃ）のスーパーコンスタレーションにおいては、点１５０２は値「０４」および「１１」を表している。

先頭が「０」であるすべてのラベルは、元の信号点と、そのマッピングおよびラベルに相当し、先頭が「１」であるすべてのラベルはペアのコンスタレーションと、そのマッピングおよびラベルに相当する。

なお、そのようなスーパーマッピングおよびスーパーコンスタレーションは、トレリス符号化変調の当業者に公知である、いわゆる「セットパーティショニング（set partitioning）」手法に性質が似ている。これに関する参考資料は、非特許文献２および非特許文献３に記載されている。

図１２は、デジタル通信システムにおけるデータシンボルのあいまい性を低減させるために使用できる方法のフローチャートを示している。この方法は、マッピング生成ステップ１２０１と、送信ステップ１２０５と、１回以上の再送ステップ１２０６とから成る。

最初に、ステップ１２０２において、第１のマッピングを生成する。このマッピングは、ランダムに、指定されるアルゴリズムに従って、またはこの方法を採用している送信器に格納されているテーブルから単純に読み取ることによって生成することができる。また、このテーブルは、その送信に対応する基地局や移動局などの別のエンティティから受信してもよい。次に、ステップ１２０８において、すべての変調状態のうち、送信に使用する適切なＰＡＯサブセットを、上述した規則に従って選択する。あるいは、このステップは、ステップ１２０４の後に実行することもできる。次に、さらなるステップ１２０３において、上述したアルゴリズムの１つに従って、第２のマッピングを生成する。ステップ１２０４において、さらなるマッピングを生成すべきであるかどうかを問い合わせる。生成すべきである場合、ループはステップ１２０３に戻る。そうでない場合、ステップ１２０９に進む。生成したマッピングは、後から使用できるようにテーブルに格納してもよい。したがって、生成ステップ１２０１は、伝送セッションごとに必要であるとは限らず、場合によっては送信するデータワードに対して必要ないこともある。さらには、送信器の製造時に、使用するマッピングのすべてを格納する、例えばファームウェアのダウンロードにより格納する、またはすべてのマッピングを別のエンティティから受信してそれらをメモリ内のテーブルに格納することも可能である。

ステップ１２０９において、例えば、ビットをより多数のワードに再配列することによって、またはビットをパンクチャリングすることによって、送信するデータを、減少した伝送容量に適合させる。ステップ１２０５において、データワードを表している第１のマッピングに従ってシンボルを送信する。ステップ１２０６において、ステップ１２０３において生成した第２のマッピングに従って、同じデータワードを再送シンボルとしてもう一度送信する。ステップ１２０７において、データワードを送信する必要のあるマッピングが他に存在しているかどうかを問い合わせる。存在している場合、後ろに戻ってステップ１２０６および１２０７を繰り返す。さらなるマッピングが存在していない場合、そのデータワードの送信が終了する。同じデータワードのすべての送信を時間的に間隔をあけずに送ることが有利であるが、間に別のデータワードを転送することもできる。

図１３は、上述した方法に従ってデータを転送する目的で使用できる送信器１３００を示している。

送信器１３００では、符号器１３０１において、送信する情報ビットストリームを符号化する。ランダムビットインタリーバ１３０２において、符号化したビットストリームをインタリーブする。Ｓ／Ｐユニット１３０３において、ビットのグループをデータワードに組み合わせる。組み合わせるビットの数は、利用可能な変調状態の数に依存する。例えば、１６−ＱＡＭの場合、ｌｄ１６＝４ビットを組み合わせて１つのデータワードとし、６４−ＱＡＭの場合、ｌｄ６４＝６ビットを組み合わせて１つのデータワードとする。反復器１３０４において、再送のためデータワードを繰り返す。データワードの繰り返し係数および繰り返す比率は、方法のバージョンに依存する。生成したワードをマッパ１３０５に送る。マッパ１３０５は、様々なモードに従って動作することができる。単純マッピングに相当する第１のモードにおいては、繰り返されないワードまたは繰り返されるワードを、ワードから信号点への１つのマッピング方式のみを使用して複素シンボル（complex symbol）にマッピングする。コンスタレーションリアレンジメントモードにおいては、マッパ１３０５は、反復器１３０４によって生成されたワードに様々なマッピングを適用することにより、先行技術のセクションで説明したコンスタレーションリアレンジメントを適用する。第３のモードにおいては、マッパ１３０５は、本明細書に説明した方法を、反復器１３０４によって生成されたワードに適用する。マッパ１３０５は、ワードに適用するマッピングモードを選択するマッピング制御ユニット１３０６によって制御される。第３のモードが選択されると、マッパ１３０５は、マッピング情報が含まれているテーブルを格納するためのメモリ１３０７を備えうるマッピング制御ユニット１３０６からマッピング情報を受け取る。さらに、マッピング制御ユニット１３０６は、第３のマッピングモードにおいては、第１の送信に使用された第１のマッピングから、上に定義した規則に従って導かれる第２および第３以降のマッピング（すなわちペアのマッピングまたはペアのコンスタレーション）を、再送のマッピングとして選択するように構成されている。マッピングは、上述した規則に従って、実行時に計算することができる。あるいは、マッピングは、メモリ１３０７の中のテーブル（通信システムの設計に従ってあらかじめ格納されている）から読み出すことができる。

また、上述した様々なマッピングモードは、ネットワークまたは受信ユニットによって提供される情報に従って使用されるようにしてもよい。さらに、これらのマッピングモードは、所定のパターン（例：図１１に示したフレーム１１０３）に従って単一フレームの中で交互に使用することができる。そのようなパターンに関する情報と、使用するマッピングに関する情報は、制御データ送信器１３０８および伝送チャネル１３１２によって受信ユニットに送るようにしてもよい。さらに、反復制御ユニット１３０９は、マッピング制御ユニット１３０６の要求に従って、反復器１３０４の繰り返し係数を制御する。例えば、第３のマッピングモードにおいては、反復制御ユニット１３０９は、選択されているマッピングに必要な繰り返し回数に関する情報を、マッピング制御ユニット１３０６から受け取る。

マッピングの後、パイロット／データフレーム作成ユニット１３１０において、パイロットデータを追加してフレームを結合する。次いで、変調器１３１１において、情報を搬送波に変調する。変調した信号を、チャネル１３１２を介して受信側エンティティに送る。

送信器１３００は、実装形態に応じて、さらなるユニット（例：ＩＦ段、ミキサ、出力増幅器、アンテナ）を備えていてもよい。信号の流れの観点からは、いずれも信号にノイズを付加したり、信号に対して位相シフトや減衰を発生させたりするため、そのようなユニットはチャネル１３１２に含まれるものとみなすこともできる。

ユニット１３０１〜１３１１は、専用ハードウェアまたはデジタル信号プロセッサで実施することができる。この場合、プロセッサは、本明細書に説明した方法を、コンピュータ可読ストレージメディア（例：ＲＯＭ（読取専用メモリ）、ＥＥＰＲＯＭ（電気的に消去可能な読取専用メモリ）、フラッシュメモリ）から読み取る命令を実行することによって実行する。さらに、これらの命令は、別のコンピュータ可読媒体（例：磁気ディスク、光ディスク、磁気テープ）に格納しておき、使用する前にデバイスにダウンロードするようにしてもよい。ハードウェアとソフトウェアとを混合した実施形態も可能である。

代替方法として、本発明は、ワード（複数のビット）から変調状態への１つのマッピングと、追加のビット操作ステップとを使用して実施することができる。

一例として、図１７および図２８に示してあるように、１６−ＱＡＭ変調方式を使用する送信を想定する。表１によると、そのようなデータシンボルは４つのビットを伝える。本明細書に説明した方法においては、これらの４つのビットを、以下の条件で２回送信する。

１．元の列（４ビット）に対して１６−ＱＡＭマッピングを使用する
２．ペアの列（４ビット）に対して同じ１６−ＱＡＭマッピングを使用する

一般的には、純粋なＡＳＫ以外の変調方式では、必要なビット操作ステップは、上に概説した方法に従って少なくとも１つのビットを固定値に置き換えてサブ平面を選択するステップである。これは、図１７ではグレイマッピングの場合について示してあり、例として、元のビット列１０１０とペアの列１１００とが強調してある。４ビット列のそれぞれを、１６−ＱＡＭの変調状態にマッピングする。適用するマッピングがグレイマッピングであるため、隣接する最も近い変調状態は、必ず１つのビットのみ値が異なる。例えば、変調状態１７０１にはビット列「００００」が割り当てられている。隣接する４つの変調状態１７０２〜１７０５には、ビット列「０００１」、「００１０」、「０１００」、「１０００」が割り当てられている。

４ビット列のそれぞれには、後から説明するビット反転によって得られるさらなるビット列が関連付けられる。さらに、元のビット列とペアのビット列の両方において、少なくとも１つのビット（適切に選択する必要がある）を、固定値（例：０または１）に置き換える。最初のビット列の結果としての第１のシンボルと、さらなるビット列の結果としてのさらなるシンボルとを合成する結果として、位相のあいまい性が排除され、置き換えたビットの固定値に応じて、２つの可能なベクトル合計結果１７０６または１７０７のうちの一方が得られる。位相のあいまい性を１に減少させる効果（phase ambiguity to one）があるため、固定値を伝えるこれらの１つ以上のビットをＰＡＯビットと称する。

図１８のフローチャートは、伝送チャネル推定において位相のあいまい性を排除するために必要なステップを示している。

ステップ１８０１において、第１のビット列または複数のビットを受け取る。１つの列に含まれるビットの数は、適用する変調方式における相異なる変調状態の数に依存する。例えば、６４−ＱＡＭの場合、各列には、ｌｄ６４＝６ビットが含まれる。８−ＰＳＫの場合、複数ビットのそれぞれには、ｌｄ８＝３ビットが含まれる。

ステップ１８０２において、受け取った複数のビットのうちの１つ以上のビットを、固定値に置き換える。これは、送信に使用する変調状態のＰＡＯサブセットを選択すること（本明細書中に上述してある）に相当する。

明らかに、ビットの１つを固定値に置き換えると、通常の意味では、情報を伝える能力が失われる。したがって、複数のビットによる同じビット列の中で使用するＰＡＯビット１つにつき、使用可能な異なる変調状態の数が１／２に減少する。例えば、６４−ＱＡＭ変調シンボルを定義している６ビットのうちの１つを固定値で置き換える場合、残りの５ビットのビット値に応じて、６４個の変調シンボルのうち、０.５＊６４＝３２個の残りの変調シンボルのみが生成される。あるビットによって一連の変調シンボルが分けられる場合において、そのビットが第１の固定値であるときには変調シンボルの残りの５０％を複素平面の第１の半平面によって表すことができ、かつ、そのビットが第２の固定値であるときには変調シンボルの残りの５０％を複素平面の第２の半平面によって表すことができ、かつ、第１および第２の半平面が重なることなく隣接しており、第１および第２の半平面の間の境界に複素原点０＋ｊ０が含まれるならば、そのビットを「半平面ビット」と称する。図４０、図４１、図４２は、それぞれ、ＱＰＳＫ、８−ＰＳＫ、および１６−ＱＡＭの場合の例を示している。左側の例では、半平面ビット４００１、４１０１、４２０１は、その固定値に応じて、垂直に分けられる半平面４００２、４１０２、４２０２、または４００３、４１０３、４２０３を選択する。右側の例では、半平面ビット４００４、４１０４、４２０４は、その固定値に応じて、水平に分けられる半平面４００５、４１０５、４２０５、または４００６、４１０６、４２０６を選択する。

ステップ１８０３において、ビット列から変調状態への所定のグレイマッピングに従って、第１の複数のビットを変調状態にマッピングする。ステップ１８０４において、グレイマッピングにおいてビット列が割り当てられた変調状態に従って搬送波を変調することによって、第１のビット列を送信する。

ステップ１８０５において、再送のそれぞれについて、ビット列に含まれているビットのうち、反転させるビットのサブセットを決定する。決定ステップ１８０５は、例えば、決定アルゴリズムを実行することによって、ピアエンティティからデータを受信することによって、またはメモリからデータを単に読み取ることによって実行することができる。ステップ１８０６において、ステップ１８０１からの第１の複数のビットのうち、ステップ１８０５において決定した反転規則の１つに従いビットを反転させることによって、さらなる複数のビットを得る。ステップ１８０７において、ステップ１８０３において使用したのと同じグレイマッピングに従って、このさらなるビット列を変調状態にマッピングする。後からさらに説明するように、ステップ１８０２において固定値に置き換えるビットは、ステップ１８０７においてさらなる複数のビットがマッピングされる変調状態についても、ステップ１８０２におけるビット操作によって選択される変調状態のＰＡＯサブセットの中に含まれるように選択する。ステップ１８０８において、ステップ１８０６において得られたさらなる列を送信することによって、すなわち、ステップ１８０７において得られた変調状態に従って搬送波を変調することによって第１の列を再送する。

ステップ１８０９において、同じ第１のビット列について実行すべきさらなる再送が存在するかどうかを問い合わせる。存在する場合は、ボックス１８０５に戻る。存在しない場合は、本方法は終了し、第１のビット列の送信および再送が完了する。

上述したように、決定ステップ１８０５においては、さらなるビット列を得るための１つの反転規則を選択する。この反転規則は、反転させる必要のあるビットのサブセットとして表現することができる。あいまい性を所望の目標レベルまで低減させるためには、選択するマッピング方法に応じて、１つまたは複数の反転規則が必要である。決定ステップ１８０５では、再送のそれぞれに対してそのような規則の１つを選択する必要があり、好ましくは、第１の複数のビットに対して各反転規則を１回ずつ決定する。位相のあいまい性を１に低減する目的で使用するように選択される（すなわち前出のＰＡＯビットの定義に対応する）半平面ビットは、ペアの列において反転させるビットとして選択することはできず、その逆も成り立つ。以下では、ステップ１８０５において選択すべき反転規則の決定と、ステップ１８０２における適切なＰＡＯビットの選択に関して、様々な変調方式の場合についてさらに詳しく説明する。

グレイマッピングを使用するＰＳＫ変調の場合、図１９に示した以下のアルゴリズムを適用することができる。

−１つのＰＳＫシンボルにマッピングするビットの数をｎとする（ステップ１９０１）。
−ｎ個のビットから、反転候補のｎ−１個のビットを選択する（ステップ１９０２）。
−反転規則：選択したｎ−１個のビットのうちの１個〜（ｎ−１）個のビットを使用して可能な組合せのすべてを得ることによって、反転させるビットを決定する（ステップ１９０３）。
−見つかった組合せのうち（１つ以上の）ビットを反転させることによって、元のビット列からｎ−１個のペアのビット列を得る。
−反転候補として選択されていない１つの半平面ビットがＰＡＯビットであり、すなわち、その半平面ビットを固定値に置き換える（ステップ１９０４）。

例として、図２０に示したコンスタレーションについて説明する。

−８−ＰＳＫを使用して、３つのビットを１つのシンボルにマッピングする。すなわちｎ＝３である。
−反転候補として、第１のビットおよび第３のビットを選択する。
−反転規則：第１のビットのみ、第３のビットのみ、または第１と第３の両方のビットを反転させる。
−半平面ビットは、第１のビットおよび第２のビットである。

この反転規則では、第１のビットを使用してペアのコンスタレーションを生成するため、第２のビットをＰＡＯビットとして選択し、固定値０または１に置き換える。

変調状態２００１にはビット列「０００」が割り当てられている。反転規則を適用することによって、ビット列「１００」、「００１」、および「１０１」が得られ、これらのビット列は変調状態２００２〜２００４に割り当てられている。これらの変調状態に対する搬送波の複素数を表すベクトル２００５〜２００８を加えることによって、シンボルを合成する。結果は、固定のＰＡＯビット値が０である場合には点２００９であり、固定のＰＡＯビット値が１である場合には点２０１０である。したがって、結果は、１つの振幅値と１つの位相値を持つのみとすることができる。

少なくとも部分的にＰＳＫが適用される、すなわち情報の少なくとも一部が情報シンボルの位相に含まれるすべての方式（例：上に概説したｎ−ＰＳＫ、ｎ−ＡＳＫ／ｍ−ＰＳＫ、ｎ−ＱＡＭ）では、あいまい性の数を完全に排除することができる。

ＡＳＫ変調では、図２２に示したようにシンボルの送信出力がグレイ符号化に従って昇順または降順のいずれかに並び、図２１に示した以下のアルゴリズムを適用することができる。

−１つのＡＳＫシンボルにマッピングするビットの数をｎとする（ステップ２１０１）。
−反転規則：送信出力が最小である正確に０.５＊２^ｎ＝２^ｎ−１個のシンボルにおいてビット値が同じである１つのビットを反転させる（ステップ２１０２）。
−元のビット列に反転規則を適用することによって、ペアの列を得る。

なお、上に代えて、同じ反転ビットを、送信出力が最大である０.５＊２^ｎ＝２^ｎ−１個のシンボルにおいてビット値が同じであるビットとして識別できることが、当業者には理解されるであろう。

図２２のマッピングによる８−ＡＳＫ変調を例にとる。図２２において、バー２２０１、２２０２、２２０３は、それぞれ、ビット１、２、３の値が「１」であることを示している。ビットの順序はｂ_１ｂ_２ｂ_３であるとする。

−８−ＡＳＫを使用して、３つのビットを１つのシンボルにマッピングする。すなわちｎ＝３である。
−送信出力が最小である正確に０.５＊２^３＝４個のシンボルにおいて値が同じであるビットは、第２のビットｂ_２であり、その値はこれらのシンボルでは１に等しい。
−反転規則：第２のビットｂ_２を反転させる。
−グレイ符号化における元のビット列：
０１１、０１０、１１０、１１１、１０１、１００、０００、００１
−第２のビットを反転させたペアの列：
００１、０００、１００、１０１、１１１、１１０、０１０、０１１

変調状態２２０４にはビット列「０１１」が割り当てられている。反転規則に従って第２のビットを反転させることによってペアの列「００１」が得られる。このペアの列「００１」は変調状態２２０５に割り当てられている。変調状態２２０４および２２０５の複素数を表しているベクトル２２０６および２２０７を加えることによって、シンボルを合成する。すべての第１のビット列とそれらのペアの列の合成結果を計算すると、結果はつねに点２２０８である。したがって、この場合は伝送チャネル特性の決定においてあいまい性は残らない。

純粋なＡＳＫ変調の場合、すべての変調状態が１つの半平面内にあるため、ビットを固定値によって置き換える必要がなく、上に概説した反転手順のみによってあいまい性を完全に排除することができる。

図２４に示した混合型ＡＳＫ／ＰＳＫ変調の場合、ビットを、グレイ符号化されたＡＳＫ情報を伝えるビットと、グレイ符号化されたＰＳＫ情報を伝えるビットとに分けることができ（「スターＱＡＭ」）、これらのビットを上述したＰＳＫ規則またはＡＳＫ規則に従って個別に扱うべきである。以下はその結果のアルゴリズムであり、図２３のフローチャートに示してある。

−ＡＳＫ／ＰＳＫ変調を、独立したＡＳＫ部分とＰＳＫ部分とに分ける（ステップ２３０１）。
−上述したアルゴリズムに従って、ＡＳＫ部分とＰＳＫ部分の反転規則を個別に決定する。
−ＡＳＫ部分（ステップ２３０２）とＰＳＫ部分（ステップ２３０３）について、反転規則ビットに対応するＡＳＫ／ＰＳＫビットを求める。
−ＰＳＫ部分において反転するように選択されていないＰＳＫ半平面ビットを、固定値によって置き換えるＰＡＯビットとして選択する（ステップ２３０４）。
−１個〜すべてのＡＳＫ／ＰＳＫ反転規則ビットを組み合わせることによって、ＡＳＫ／ＰＳＫ反転規則を決定する（ステップ２３０５）。
−決定されたＡＳＫ／ＰＳＫ反転規則に従ってビットを反転させることによって、すべてのペアの列を得る。

例として、図２４のスターＱＡＭについて説明する。

−図２４に示した４−ＡＳＫ／４−ＰＳＫを使用して、最初の２ビット２４０１，２４０２をＰＳＫとしてマッピングし、後の２ビット２４０３，２４０４をＡＳＫとしてマッピングする。すなわち、ｎＡＳＫ＝２、ｎＰＳＫ＝２である。
−ＡＳＫ部分は次のとおりである（図２５参照）。
・送信出力が最小である０.５＊２^２＝２個のシンボルにおいて同じ値を伝えるビットは、第１のビット２４０３であり、その値は０に等しい。
・反転規則：第１のＡＳＫビット２４０３を反転させる。
・グレイ符号化における元のＡＳＫビット列：
００、０１、１１、１０
・第１のＡＳＫビット２４０３を反転させたペアの列：
１０、１１、０１、００
−ＰＳＫ部分は次のとおりである（図２６参照）。
・第２のビット２４０２を反転ビットとして選択する。
・反転規則：第２のＰＳＫビット２４０２を反転させる。
・グレイ符号化における元のビット列：
００、０１、１１、１０
・第２のビット２４０２を反転させたペアの列：
０１、００、１０、１１
−ＡＳＫ／ＰＳＫ反転規則ビットを求める。
・ＡＳＫ部分の第１のビット２４０３はＡＳＫ／ＰＳＫ部分の第３のビットである。
・ＰＳＫ部分の第２のビット２４０２はＡＳＫ／ＰＳＫ部分の第２のビットである。
−ＰＳＫ部分における半平面ビットは、第１および第２のＰＳＫビットである。
−第２のＰＳＫビットは反転ビットとして選択されているため、ＰＳＫ部分の第１のビット２４０１を、固定値０または１によって置き換えるＰＡＯビットとして選択する。
−ＡＳＫ／ＰＳＫ反転規則を求める。
・反転規則：第２のＡＳＫ／ＰＳＫビット２４０２のみ、第３のＡＳＫ／ＰＳＫビット２４０３のみ、第２および第３のＡＳＫ／ＰＳＫビット２４０２，２４０３の両方を反転させる。

変調状態２４０５にはビット列「００１０」が割り当てられている。ＰＳＫサブ列は「００」であり、ＡＳＫサブ列は「１０」である。上記規則によると、ＰＳＫサブ列のうち１つのビット２４０２を反転させるように決定され、ＡＳＫサブ列のうち１つのビット２４０３を反転させるように決定される。結果的に、３つのペアのビット列が存在する。ビット２４０２のみを反転させると「０１１０」となり、これは変調状態２４０６に割り当てられている。ビット２４０３のみを反転させると「００００」となり、これは変調状態２４０７に割り当てられている。ビット２４０２および２４０３の両方を反転させると「０１００」となり、これは変調状態２４０８に対応している。それぞれの複素数を表すベクトル２４１１〜２４１４を加えることによってすべてのシンボルを合成すると、結果は点２４０９である。ビット列の値の可能な組合せすべてに対してこの計算を行うと、合成結果は、ビット２４０１の固定値であるＰＡＯビットが０である場合には点２４０９、ビット２４０１の固定値であるＰＡＯビットが１である場合には点２４１０である。したがって、あいまい性が完全に排除される。

混合型ＡＳＫ／ＰＳＫ変調の１つの特殊な方式として、２つの直交グレイ符号化ｍ−ＡＳＫ／２−ＰＳＫ変調の組合せがある。この混合型コンスタレーションは「方形ＱＡＭ（square QAM）」とも称され、以下では単にｓｑ−ＱＡＭと記す。以下では、２つのＡＳＫ／ＰＳＫ変調を個別に扱うのではなく、さらに効率的な方法について、図２７および図２８を参照しながら説明する。

−ｓｑ−ＱＡＭを２つの直交するｍ−ＡＳＫ／２−ＰＳＫ変調に分ける。以下ではこれらをＡＰ１およびＡＰ２と称する（ステップ２７０１）。
−ＡＰ１の反転規則：反転させるビットは、ｍ−ＡＳＫ部分のうち、送信出力が最小である正確にｍ／２個のシンボルにおいてビット値が同じであるビットである（ステップ２７０２）。このシンボルは、ｍ−ＡＳＫ／２−ＰＳＫのうち送信出力が最小であるｍ個のシンボルに技術的に相当する。
−ＡＰ２の反転規則：反転させるビットは、２−ＰＳＫ部分の情報を伝えるビットである（ステップ２７０３）。
−ｓｑ−ＱＡＭのビットのうち、個別のＡＰ１およびＡＰ２の反転ビットに対応するビットを求める。
−対応するＱＡＭビットにおいてＡＰ１およびＡＰ２の反転規則の両方を組み合わせることによって、ｓｑ−ＱＡＭの反転規則を得る（ステップ２７０４）。
−ＰＡＯビットとして、すなわち固定値によって置き換えるビットとして、ＡＰ１のＰＳＫ情報を伝えるビット（すなわち半平面ビット）を選択する（ステップ２７０５）。
−ｓｑ−ＱＡＭ反転規則を適用することによって、ｓｑ−ＱＡＭのペアの列を得る。

なお、上の方法に代えて、ＡＰ１について、ｍ−ＡＳＫ部分のうち、送信出力が最大である正確にｍ／２個のシンボルにおいてビット値が同じであるビットとして、同じ反転ビットを識別できることが、当業者には理解されるであろう。

また、図２８、図３１〜図３４の例におけるようなコンスタレーションの配置の場合、同相の成分をＡＰ１またはＡＰ２のいずれかとし、ＡＰ１またはＡＰ２の他方が直角成分であるように選択できることに留意されたい。この場合、あいまい性の低減効果は変わらない。一方のケースでは合成結果が実数であり、他方のケースでは結果が虚数値である。さらに、方形ＱＡＭの場合、ＰＡＯビットとしてＡＰ１から選択される半平面ビットは、方形ＱＡＭの半平面ビットでもある。具体的には、このビットは、図４２に示したように、その値に応じて同相の４２０２、４２０３、４２０５、または４２０６を表す半平面ビット４２０１または４２０４とすることができる。

さらには、互いに直交するが実軸および虚軸のいずれとも平行ではない２つの成分を、それぞれ、ＡＰ１およびＡＰ２として選択することができる。

例：
−図２８に示したような１６−ｓｑ−ＱＡＭを使用し、ＡＰ１を図２９の２−ＡＳＫ／２−ＰＳＫとして定義し、ＡＰ２を図３０の２−ＡＳＫ／２−ＰＳＫとして定義する。
−ＡＰ１については以下のとおり：
・ＡＳＫ部分の、送信出力が最小である正確にｍ／２＝１個のシンボル（２９０１または２９０２）において値が同じであるビットは、第２のＡＳＫ／ＰＳＫビット２８０３であり、これらのシンボルでは値は０である（図２９参照）。
・ＡＰ１の反転規則：第２のＡＳＫ／ＰＳＫビット２８０３を反転させる。
−ＡＰ２については以下のとおり：
・ＰＳＫ情報を伝えるビットは第１のＡＳＫ／ＰＳＫビット２８０２であり、これは、実軸に対する位相が９０°である場合は０、実軸に対する位相が２７０°である場合は１に等しい（図３０参照）。
・ＡＰ２の反転規則：第１のＡＳＫ／ＰＳＫビット２８０２を反転させる。
−ＡＰ１およびＡＰ２の反転規則ビットは、以下のように元のＱＡＭビットに対応する（図２８参照）。
・ＡＰ１からの第２のＡＳＫ／ＰＳＫビット２８０３は、第３のＱＡＭビットに対応する。
・ＡＰ２からの第１のＡＳＫ／ＰＳＫビット２８０２は、第２のＱＡＭビットに対応する。
−１６−ｓｑ−ＱＡＭの反転規則を得る：第２および第３のｓｑ−ＱＡＭビットの両方を反転させる。
−ＡＰ１の位相ビット２８０１（半平面ビット）をＰＡＯビットとして選択する（図２９参照）、すなわち固定値０または１に置き換える。このビットは、同相の半平面を定義する第１のＱＡＭビットに相当する。
−元のｓｑ−ＱＡＭビット列は次のとおり：
００００、０００１、００１１、００１０、
０１００、０１０１、０１１１、０１１０、
または
１１００、１１０１、１１１１、１１１０、
１０００、１００１、１０１１、１０１０
−第２および第３のビットを反転させたペアのｓｑ−ＱＡＭ列は次のとおり：
それぞれ、
０１１０、０１１１、０１０１、０１００、
００１０、００１１、０００１、００００、
または
１０１０、１０１１、１００１、１０００、
１１１０、１１１１、１１０１、１１００

例として、ＰＡＯビットとしての第１のビットを固定値「１」に設定する。変調状態２８０５にはビット列「１０１１」が割り当てられている。第２および第３のビットを反転させるとペアの列「１１０１」が得られ、この列は変調状態２８０６に関連付けられている。変調状態の各複素数を表すベクトル２８０７および２８０８を加算することによって、両方のシンボルの合成が達成される。その結果は点２８０９である。ビット列の値の可能な組合せすべてに対してこの計算を繰り返すと、ビット２８０１の固定値が１であるすべてのビット列では、合成結果が点２８０９になり、ビット２８０１の固定値が０であるすべてのビット列では、合成結果が点２８１０になる。したがって、いずれの場合にもあいまい性が排除される。

なお、用語「方形ＱＡＭ」は、厳密には、コンスタレーションのすべての点について、隣接する最も近い点の間の距離が等しいＱＡＭマッピングのみに使われることがある。しかしながら、この特性が一部の点にのみあてはまるＱＡＭマッピングについても、本発明に提示したアルゴリズムを適用できることが、当業者には理解されるであろう。この例として、図３１〜図３４に示した、ＤＶＢにおいて使用される不均一な１６−ＱＡＭコンスタレーションおよび６４−ＱＡＭコンスタレーションが挙げられる。これらのコンスタレーションにおいては、実軸および虚軸は、変調状態の複素数を表す信号点にとっての対称軸線である。このように、本発明においては、用語「方形ＱＡＭ」は、図２８および図３１〜図３４におけるようなコンスタレーション配置を含めた（ただしこれらに限定されない）広い意味において使用する。

当業者には、通信システムまたは通信装置では、反転規則の決定機能を実際に実現するうえでの様々な方法を採用できることが理解されるであろう。１つの実施形態においては、反転規則は、本発明に記載したアルゴリズムを実行することによって得られる。好ましい実施形態においては、通信システムまたは通信装置において使用する変調方式ごとに反転規則を決定し、反転規則を迅速に取得できるようにメモリまたは探索テーブルに格納する。別の好ましい実施形態においては、反転規則をハードウェアモジュールまたはソフトウェアモジュールにコーディングし、その場合、ステップ１８０５は、送信時にそれらのハードウェアモジュールまたはソフトウェアモジュールのうちのどれを選択するかを制御することと等価である。

アルゴリズムによっては、複数のペアの列または反転規則が生成される。このことは、あいまい性レベルを最適に低減するためには、ビット列の複数回の繰り返しが必要であること、すなわち、ビット列を複数回送信しなければならないことを意味する。システム容量の観点からこのことが望ましくない場合、ペアの列／反転規則のうちの１つを選択しなければならない。場合によっては、振幅のあいまい性を準最適に低減する、または位相のあいまい性を準最適に排除するだけで十分なことがある。すなわち、最適な場合より少ない数のペアの列で十分なことがある。

ここまで説明したアルゴリズムでは、変調状態にマッピングする第１の複数ビットおよびさらなる複数ビットの複素数を合成することにより、あいまい性レベルを最適に低減することが目標であることを前提としてきた。しかしながら、振幅のあいまい性レベルを準最適に低減することを目標とすることが望ましい、または十分なことがある。例えば、あいまい性を４ＡＳＫと同等のレベル（すなわち４つの振幅レベルおよび１つの位相レベル）に低減させることが望ましいことがある。その場合のチャネル推定は、一般的には、結果の複素数が１つである状況と比較して劣るが、複数個の複数ビットにおいて送信されるデータビットについてＬＬＲ値が復調されるという観点から、あるいは伝送容量の損失が少ないという観点から、その方法が有利なことがある。

ＡＳＫの場合に示した本発明によるアルゴリズムでは、ステップ２１０２において、送信出力が最小である正確に２^ｎ−１個（ｎは列あたりのビット）の変調状態を考慮したときに、振幅レベルが１つのみという結果になるため（図２１および図２２を比較参照）、このアルゴリズムを、目標振幅レベルとして任意の数（２の累乗）に拡張することができる。いま、２^ｋを振幅レベルの目標値とする。その場合、反転規則を見つけるための手順は、次のようになる。

・反転させるビットとして、送信出力が最小である２^{ｎ−ｋ−１}個の変調状態において同じ第１の値を持ち、かつ、送信出力値が次に高い次の変調状態において第１の値とは反対の値を持つビットを求める。

または前述したように、これに代えて以下のように決定する。

・反転させるビットとして、送信出力が最大である２^{ｎ−ｋ−１}個の変調状態において同じ第１の値を持ち、送信出力値が次に低い次の変調状態において第１の値とは反対の値を持つビットを求める。

ｋ＝０である場合、図２１のブロック２１０２に示した、前述した同じ手順となる。ｋ＝ｎの場合、振幅レベルは低減されない。したがって、ｋは、０〜ｎ−１の範囲内の整数値をとることが好ましい。

一例として、図２２におけるコンスタレーション（ｎ＝３）にｋ＝１を適用すると、２つの信号点「０１１」および「０１０」は、ビット値ｂ_１＝０、ｂ_２＝１が同じである。しかしながら、送信出力が最小である２つの点のみならず、送信出力が最小である４つの点においてもｂ_２＝１であるため、「送信出力が最小である２^{ｎ−ｋ−１}個の変調状態において同じ第１の値を持ち、かつ、送信出力値が次に高い次の変調状態において第１の値とは反対の値を持つビット」という要件をｂ_２は満たさない。この結果として、反転規則では、ビットｂ_１が反転ビットとして決定される。

ＰＳＫ変調方式の場合、一連の反転規則が得られる。これらの反転規則の一部のみを選択することにより、位相のあいまい性を低減できる。図２０の例においては、第１のビットのみを反転させると、合成後の位相レベルは２つだけとなる。すなわち、シンボル２００１および２００２の合成と、シンボル２００３および２００４の合成とによって、２つの異なる点となるが、いずれの点も虚軸上にあり、位相レベルは同じである。全体として、この反転規則を単独で使用したとき、２つの位相レベルおよび２つの振幅レベルという組合せとなり、これは２−ＡＳＫ／２−ＰＳＫと同等である。同様に、第３のビットのみを反転させる場合、ＱＰＳＫと同等の組合せとなる。シンボル２００１と２００３とを合成したときと、シンボル２００２とシンボル２００４とを合成したときで、振幅レベルは同じである。全体として、第３のビットのみを反転させることにより、１つの振幅レベルと４つの位相レベルという組合せになる。

これらの場合において位相のあいまい性を完全に排除するためには、固定値を持つＰＡＯビットとして使用する必要のある半平面ビットの数は、反転規則のみによって達成できる位相レベルの数に依存する。反転規則によって達成される結果としての位相レベルが２である場合、１つの半平面ビットをＰＡＯビットとして設定すれば十分である。反転規則によって達成される結果としての位相レベルが４である場合、２つの半平面ビットをＰＡＯビットとして設定する必要がある。一般的に、位相のあいまい性を排除するために必要なＰＡＯビットの数は、使用する反転規則の結果としての位相レベルの数の２を底とする対数（dual logarithm）である。なお、第１のＰＡＯビットの固定ビット値と、第２のＰＡＯビットの固定ビット値は、互いに独立して選択することができる。当然ながら、使用するＰＡＯビットの数が多いほど、伝送容量の損失が大きくなる。

ＡＳＫおよびＰＳＫの場合に振幅または位相のレベルを低減する上記の手順は、混合型ＡＳＫ／ＰＳＫにも適用できることは明らかである。図３８の例においては、第１のＡＳＫビットを反転させることによって振幅レベルの数が４から１に減少するように、４−ＡＳＫの部分を変更する。４−ＰＳＫ部分は変更しない。したがって、全体として唯一の反転規則は、４−ＡＳＫ／４−ＰＳＫの第３のビット（これは４−ＡＳＫの第１のビットに相当する）を反転させることである。合成の結果は、振幅１レベルおよび位相４レベルであり、これはＱＰＳＫと同等である。

例として、ベクトル３８０１はビット列「００１０」の信号点を表している。第１のＡＳＫビットは、ビット列における第３のビットである。したがって、反転規則によって、この第３のビットを反転させると、ベクトル３８０２によって表されるビット列「００００」となる。両方の送信の合成の結果は、値３８０３である。ビット列の別の値において可能な別の合成結果は、３８０４、３８０５、３８０６である。あいまい性を完全に排除するためには、第１および第２のビットの両方を固定値に設定する必要がある。これらの固定値の組合せに応じて、合成結果３８０３、３８０４、３８０５、３８０６のうちの１つが得られる。

方形ＱＡＭ（ｓｑ−ＱＡＭ）の場合、ＡＰ１またはＡＰ２の反転規則のいずれかを変更するならば、あいまい性レベルの次善の低減を達成することができる。上に概説したように、１つの振幅レベルと２つの位相レベルという組合せとする場合、ＡＰ１の反転規則は、ｍ−ＡＳＫ部分のあいまい性を低減させることに相当し、ＡＰ２の反転規則は、２−ＰＳＫ部分のあいまい性を低減させることに相当する。振幅レベルが２以上である次善の組合せとするためには、ＡＰ１のｍ−ＡＳＫ部分の低減については、ＡＳＫの振幅レベルｎを振幅レベル２^ｋに低減させるための上記概説した拡張アルゴリズムに従う必要がある。位相レベルが３以上である次善の組合せとするためには、２−ＰＳＫ部分を低減させるＡＰ２の反転規則を、拡張アルゴリズムにおいて概説したような、ＡＰ２のｍ−ＡＳＫ部分を２^ｋに低減させる反転規則に置き換える必要がある。当然ながら、ＡＰ１のｋの値は、ＡＰ２のｋの値と異なっていてよい。位相のあいまい性を完全に排除するために必要なＰＡＯビットの数については、上の説明を参照されたい。

図３９の例は、以下の手順によって、１つの振幅レベルと４つの位相レベルという組合せが達成されることを示している。

・２−ＡＳＫ部分に対してＡＰ１の反転規則を適用して、２つのＡＰ１ＡＳＫ／ＰＳＫ変調ビットのうちの第２のビット２８０３を反転させる（図２９と比較参照）
・２−ＡＳＫ部分に対して、変更されたＡＰ２の反転規則を適用して、２つのＡＰ２ＡＳＫ／ＰＳＫ変調ビットのうちの第２のビット２８０４を反転させる（図３０と比較参照）
・結果としての反転規則：それぞれＡＰ１およびＡＰ２の第２のビットに対応する、１６−ｓｑ−ＱＡＭの第３および第４のビットｂ_３、ｂ_４を反転させる。
・位相のあいまい性を完全に排除するためには、１６−ＱＡＭの半平面ビットｂ１およびｂ２の両方を固定値に設定する必要がある。

例として、ビット列「００１０」はベクトル３９０１によって表されている。ＡＰ１の反転規則によって、ビット列の第３のビットｂ_３が、反転させるビットとして決定される（ｂ_１およびｂ_３のうちの第２のビット）。ＡＰ２の反転規則によって、第４のビットｂ_４が、反転させるビットとして決定される（ｂ_２およびｂ_４のうちの第２のビット）。したがって、第２の送信（または再送）のビット列は「０００１」となり、これは、変調状態の複素平面においてベクトル３９０２によって表されている。両方の変調状態の合成は、ベクトル３９０１および３９０２の加算によって達成され、複素点３９０３である。同様に、ベクトル３９０４によって表されているビット列「００１１」については、結果としての第２の送信のビット列は、ベクトル３９０５によって表されている「００００」である。この場合も、両方の値を合成すると、結果は複素数３９０３である。別のビット列において可能な別の合成結果は、点３９０６、３９０７、３９０８である。位相のあいまい性を完全に排除するためには、半平面ビット（すなわち最初の２つのビット）をＰＡＯビットとして固定値に設定する必要があり、このことは、４つの象限のうちの１つを、送信において使用する変調状態のＰＡＯサブセットとして選択することを意味する。

元のコンスタレーションは、この例に示したコンスタレーションとは異なっていてもよい。しかしながら、ビット列のマッピングがグレイ符号化／マッピング方式に準拠している限りは、上記概説した手順を依然として使用することができる。

上述したように、フレーム内のすべてのビット列に対して、本発明に開示した方法を使用する必要はない。このことは、ビット操作の実施形態についてもあてはまる。

図３５には、上述した方法に従ってデータを送信する目的に使用することができる送信器３５００が示されている。

送信器３５００では、符号器３５０１において、送信するビットストリームを符号化する。ランダムビットインタリーバ３５０２において、符号化したビットストリームをインタリーブする。Ｓ／Ｐユニット３５０３において、ビットのグループをビット列（複数のビット）に組み合わせる。このビット列は、後から１つの送信シンボルによって表される。組み合わせるビットの数は、利用可能な変調状態の数に依存する。例えば、１６−ＱＡＭの場合、ｌｄ１６＝４ビットを組み合わせて１つの列とし、６４−ＱＡＭの場合、ｌｄ６４＝６ビットを組み合わせて１つのシンボルとする。反復器３５０４において、再送のためシンボルを繰り返す。シンボルの繰り返し係数および繰り返す比率は、方法のバージョンに依存する。これは反復決定器３５０５によって制御される。反転ビット決定ユニット３５０６は、ビット反転情報が含まれているテーブルを格納するためのメモリ３５０７を備えていてもよく、繰り返すビット列のビットのうち、選択的ビット反転器３５０８において反転させる特定のビットを上述した変調方式に応じて決定する。これらの反転させるビットは、ピアエンティティから受信する情報に基づいて、各アルゴリズムを実行することによって、またはメモリに格納されている情報を読み取ることによって、決定することができる。反転ビット決定ユニット３５０６は、サブユニット（３５０９〜３５１２）をさらに備えていてもよい。これらのサブユニットは、本方法のサブステップとして、ビットのうち反転させる（１つ以上の）サブセットを決定するサブステップと、上述したように（１つ以上の）ＰＡＯビットとして置き換えるビットの（１つ以上の）サブセットを決定するサブステップとを実行する。ビット反転器ユニット３５０８は、（１つ以上の）ＰＡＯビットを選択した固定値に置き換えるビット置換ユニットをさらに備えていてもよい。さらに、送信器３５００は、ビット列の繰り返しに関する情報と、反転させるビットに関する情報とを、同一または別の伝送チャネルを介して送信する制御データ送信器３５１３を備えていてもよい。

マッパ３５１４は、それぞれ１つのビット列を表すシンボルをマッピングを使用して変調状態にマッピングする。このマッピングは、少なくともシンボルの送信と上述したようにビットの一部を反転した同じシンボルの再送との間では変わらない。

マッピングの後、パイロット／データフレーム作成ユニット３５１５において、パイロットデータを追加してフレームを結合する。次いで、変調器３５１６において、情報を搬送波に変調する。変調した信号を、チャネル３５１７を介して受信側エンティティに送る。

送信器３５００は、実装形態に応じて、さらなるユニット（例：ＩＦ段、ミキサ、出力増幅器、アンテナ）を備えていてもよい。信号の流れの観点からは、いずれも信号にノイズを付加したり、信号に対して位相シフトや減衰を発生させたりするため、そのようなユニットはチャネル３５１７に含まれるものとみなすこともできる。

ユニット３５０１〜３５１６は、専用ハードウェアまたはデジタル信号プロセッサで実施することができる。この場合、プロセッサは、本明細書に説明した方法を、コンピュータ可読ストレージメディア（例：ＲＯＭ（読取専用メモリ）、ＥＥＰＲＯＭ（電気的に消去可能な読取専用メモリ）、フラッシュメモリ）から読み取る命令を実行することによって実行する。さらに、これらの命令は、別のコンピュータ可読媒体（例：磁気ディスク、光ディスク、磁気テープ）に格納しておき、使用する前にデバイスにダウンロードすることができる。ハードウェアとソフトウェアとを混合した実施形態も可能である。

明らかに、説明した手法では、伝送チャネルのデータ伝送能力（容量）が減少する。したがって、受信器は、受信した元のデータとペアのデータを処理する方法を認識していなければならない。この情報は、例えば、送信器から受信器へのシグナリングによって得ることができる。説明した方法を適用するデータの部分の場所およびその方式を定義するいくつかの所定のパターンを、通信システムに定義しておくことが好ましい。この場合、これらの事前定義されたパターンの１つを指す、または表す単純なパラメータを伝えれば十分であり、受信器は、そのパラメータから送信器によって採用された特定の方法および方式を再構築することができる。

上記概説した方法では、例えば、送信するビットの１つ以上が置き換えられる、またはパンクチャリングされることになる。言い換えれば、そのようなビットの元の値が受信器には伝えられない。受信器は、そのように操作されたビットに関する情報を、前の段落で説明した手段によって認識することができるため、その状況に自身の出力を適応させることができる。受信器は、そのような操作されたビットの情報を、「未知」を意味する値に設定する必要がある。例えば、受信器（復調器）が出力としてＬＬＲ情報を使用する場合、「未知」を表すＬＬＲ値は０である。受信器がビット確率（bit probabilities）を使用する場合、その確率値は０.５である。硬判定を使用する場合、すなわち、０または１のいずれかである場合、受信器はビット値をランダムに生成することができる。なぜなら、置き換えられた、またはパンクチャリングされたビットの値を判定するうえでの根拠となる情報がまったくないためである。送信器において置き換えられる、またはパンクチャリングされるビットは、ＦＥＣ符号化、すなわち冗長性の付加の後のビット列の一部であることが好ましい。そのような場合、ビットを置き換える、あるいはパンクチャリングすることによって冗長性の一部が単に失われるが、それによってただちにビット情報の消失あるいはビット誤りが生じるわけではない。送信される残りの冗長性によって、ＦＥＣ復号化の後にビット誤りやブロック誤りが起こらないように、そのような冗長度の消失を補うことができる。

図４５は、送信器１３００または３５００によって送信されたデータを受信する目的で使用できる受信器の例示的な構造を示している。ＬＬＲ計算ユニット４５０７にチャネル推定値が提供され、ＬＬＲ値の計算において考慮される。ユニット４５０８は、送信器１３００または３５００においてパンクチャリングされた、または固定値に置き換えられたビットに対する適切な値（ＬＬＲの場合は０、線形確率の場合は０.５）を挿入し、次いで、ユニット４５０９が、すべてのＬＬＲ値に繰り返し結合（repetition combining）を実行する。ＬＬＲ値を挿入する必要のあるビットを決定する目的で、制御データ受信器４５１０は、送信器から情報を受信することができる。受信したデータは、置き換えられたビットを直接的に指定していてもよいし、例えばテーブル４５１１に格納されている事前定義された方式（ここから情報を導くことができる）を指定していてもよい。ユニット４５１２は、この情報を使用し、それに基づいてユニット４５０８を制御する。オプションとして、必要な計算量を低減する目的で、意味のないＬＬＲ値の計算をスキップするようにユニット４５０７を制御することができる。

送信器１３００または３５００、もしくは受信器４５００、またはその両方は、図３６に示したように基地局３６００の一部としてもよい。そのような基地局は、データ処理ユニット３６０１および３６０２と、コアネットワークインタフェース３６０３と、対応する受信器３６０４（図４５に示したように構築することができる）とをさらに備えていてもよい。

図３７に示したような移動局３７００を、基地局３６００の相手とすることができる。移動局は、送信器１３００または３５００と、（随意的に図４５に示したように構築されている）受信器３７１０以外に、アンテナ３７０１と、アンテナスイッチ３７０２と、データ処理ユニット３７０３と、コントローラ３７０４とをさらに備えていてもよい。

移動局３７００は、携帯電話、あるいは携帯型コンピュータやＰＤＡ、自動車、自動販売機などに組み込まれているモジュールであってもよい。携帯電話は、ミックス信号ユニット３７０５と、キーボード３７０６、ディスプレイ３７０７、スピーカ３７０８およびマイクロフォン３７０９を備えるユーザインタフェースとをさらに備えていてもよい。

上に説明した実施形態による方法および送信器は、再送されるシンボルの合成結果においてあいまい性を完全に排除することができる。これにより、デジタル通信システムにおけるチャネル推定の信頼性を高めることができ、これは有利である。チャネル推定が良好であれば、利点として誤り率が低減し、弱いサービスエリア、高速フェージング条件、およびその他の不利な環境のエリアにおいて無線通信システムとの接続を提供することができる。

ここまでの全般的および詳細な説明では、例えばチャネル推定の目的にデータシンボルを使用する方法を示した。図４６（Ａ）および図４６（Ｂ）は、このプロセスを単純化してもう一度示したものである。この場合、特定のビットを固定することによって位相のあいまい性を１に低減させることを想定している。この特定のビットは、同図においては「パイロットビット」として表してある。パイロットビットをデータビットと一緒に多重化して元の列を生成し、最終的にこの元の列を使用して、元のシンボルと、少なくとも１つのペアのシンボルとを生成する。以下では、そのようなシンボルで実際に好ましく送信されうるデータの種類について説明する。以下の概説内容は、モバイル無線システムのシナリオの場合に最もあてはまるものである。しかしながら、固定回線またはその他のタイプの通信システムにも、同じ説明内容を必要な変更を加えて適用することができる。

以下の説明を簡潔にするため、用語を定義しておく。

元のシンボル：図４６に図示したように、元のビット列から生成されるシンボル。
ペアのシンボル：図４６に図示したように、元のシンボルから、または元のビット列に対する少なくとも１つのペアの列から生成される、少なくとも１つのシンボル。
疑似パイロットシンボル：元のシンボルと（１つ以上の）対応するペアのシンボルとの合成。
パイロットシンボル：チャネル推定の基準シンボルとして使用できる単一のシンボル。
単純データシンボル：１つ以上の受信器にデータビットを伝える単一のシンボル。
単純制御シンボル：正常なシステム動作に必要である、または有用である情報を伝える単一のシンボル。

一般的に、単純データシンボルは、任意の種類のデータを伝えることができる。具体的には、制御データまたはシグナリングデータのほか、ユーザもしくはサービスアプリケーションに関連するデータ（例：音声データ、映像データ、ソフトウェアデータ）が挙げられる。

物理層における単純制御シンボルは、一般的にはシグナリング目的に使用される。シグナリング目的には、ネットワークと端末との間で多くの情報を送信する必要がある。この情報としては、物理層より上で生成されるシグナリングメッセージのほか、システムの動作に必要な物理層制御チャネル（ただし上位層の機能から可視でなくてもよい）が挙げられる。この種類の情報は、通常は単純制御シンボルとして送信される。

以下に示すチャネルは、ＵＭＴＳネットワークに関連して使用する場合について説明してある。ＵＭＴＳ以外のネットワークでは名称が異なることがあるが、たとえ名称が異なるにしても、本明細書に説明するものと同じ、または類似する機能を果たすデータが存在する。したがって、以下の説明は、ＵＭＴＳシステムおよび記載したチャネル名称のみに制限されないことを理解されたい。

同期チャネルは、セル探索に必要である。このチャネルにより、フレームおよびスロットの同期と、セルが属しているグループに関する情報とが得られる。

ブロードキャストチャネルは、ネットワークまたは特定のセルに固有な情報を送信する目的で使用される。ネットワークごとに必要な最も代表的なデータは、セルにおける利用可能なランダムアクセス符号およびアクセススロット、そのセルに対してブロードキャストチャネル以外のチャネルとともに使用される送信ダイバーシティ方式の種類である。端末は、ブロードキャストチャネルを復号化することができなければセルに登録できないため、このチャネルは、対象のカバーエリア内の全ユーザに到達するように比較的高い信頼性で送信する必要がある。

転送アクセスチャネルは、例えば、ランダムアクセスメッセージが基地局によって受信された後、特定のセル内に位置していることが既知である端末に制御情報を伝える。さらに、このチャネルは、パケットデータを端末に送信する目的にも使用される。

ページングチャネルは、ネットワークが端末との通信を開始しようとするときに、ページング手順に関連するデータを伝える。単純な例として端末への音声呼が挙げられ、この場合、ネットワークは、端末が存在しているものと予測されるロケーションエリアに属すセル内の端末にページングメッセージを送信する。

ランダムアクセスチャネルは、端末からネットワークに制御情報を伝えることを目的としている。一般には、電源投入後に端末をネットワークに登録するためのシグナリング、１つの場所から別の場所に移動した後に位置の更新を実行するためのシグナリング、あるいは呼を開始するためのシグナリングを目的として使用される。システムが正しく動作するためには、ランダムアクセスチャネルは、セルカバーエリアのどこからでも受信できる必要があり、このため、送信されるデータの比較的高い信頼性が要求される。

取得インジケータチャネル（acquisition indicator channel）は、ランダムアクセスチャネルのシグネチャシーケンス（signature sequence）を受け取ったことを基地局から示す目的で使用される。したがって、このチャネルはセル内の全端末が受信できる必要があり、このため、送信されるデータの比較的高い信頼性が要求される。このチャネルは、一般には上位層からは見えない。

ページングインジケータチャネルは、ページングチャネルと一緒に動作して、効果的なスリープモード動作を端末に提供する。したがって、このチャネルはセル内の全端末が受信できる必要があり、このため、送信されるデータの比較的高い信頼性が要求される。

共有制御チャネルは、共有データチャネル上でのデータの受信／復調／復号化を可能とするうえで必要な物理層制御情報と、再送あるいはデータパケットに誤りがある場合に、共有データチャネル上で送られたデータの物理層結合を実行するうえで必要な物理層制御情報とを伝える。

さらに、専用の物理制御チャネルは、フィードバック信号（例：ＡＲＱアック（肯定応答ＡＣＫと否定応答ＮＡＫの両方））と、リンク品質情報（例：チャネル品質インジケータＣＱＩ）とを含んだ必要な制御情報を伝える。

共有制御チャネルには、以下の項目の１つ以上に関する詳細な情報を含めることができる。

・データ送信に使用する拡散符号、タイミング、周波数（副）搬送波のうちの１つ以上に関する情報
・データ送信に使用する変調方式（例：ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ）
・複数の冗長度バージョンを持つ（いわゆる「増加的冗長性」）ＡＲＱの場合におけるデータブロックの冗長度バージョン
・いくつかのＡＲＱプロセスが平行して存在しうる場合のＡＲＱプロセス番号
・初回送信／再送インジケータ。これらは、実際に受信したデータと以前に受信したデータとを受信器が合成すべきであるか、あるいはバッファをフラッシュして新しいデータのみを格納すべきかを示す。
・チャネル符号化（ＦＥＣ）の種類および速度

通信においては、干渉が低減するように、通信システムにおける異なる信号間の相関を低減させることが有利なことがある。相関を０に低減させる場合、このプロセスを「直交化」と称することがある。直交化は、例えば、直交系列（例：ウォルシュ・アダマール行列から得られるＯＶＳＦ系列）を用いた拡散または乗算（multiplication）によって達成することができる。相関を低減させるための可能な手法としては、疑似ノイズ系列（例：Ｇｏｌｄ系列）などの非直交系列によるスクランブリングあるいは乗算が挙げられる。

直交化手法または相関低減手法は、本発明にも適用することができる。これは、シンボルベースの直交化手法あるいは相関低減手法を疑似パイロットシンボルにまとめて適用することによって、あるいは、これらの手法を元およびペアの疑似パイロットシンボルのそれぞれに個別に適用することによって、達成することができる。図５７および図５８は、拡散符号による乗算の場合を示している。

あるいは、ビットベースの直交化手法または相関低減手法の場合には、これらの手法を元およびペアの列にまとめて適用する、または元およびペアのビット列のそれぞれに個別に適用する。

当然ながら、疑似パイロット要素を帯域幅拡張によって拡散することもできる。この場合にも、この拡散は、構成する要素に基づいて個別に行う、または疑似パイロットシンボルに基づいてまとめて行うことができる。図５９および図６０は、拡散符号による帯域拡散の例を示している。

さらには、システムにおいて、送信前に疑似パイロットシンボルを、例えば一定の位相項との乗算によって修正することが有利なことがある。搬送波追跡の理由から、疑似パイロットシンボルの実部および虚部のいずれも０でないことが望ましい。しかしながら、疑似パイロットシンボルがいずれかの直交軸の上に位置するように疑似パイロットが設計されている場合、疑似パイロットシンボルの位相をシフトさせることができる。明らかに、疑似パイロットシンボルの位相シフトは、元のシンボルおよび対応するペアのシンボルの位相シフトと同等である。図６１には、すべての疑似パイロットシンボルに一定の位相シフトを適用する場合の原理を示してあるが、当業者には、シンボルごとにシフトが異なっていてもよいことが認識されるであろう。

図４７は、共有制御シンボルに対するパイロットシンボルの比が１である、すなわち、これらのシンボルのフレームあたりの数が同じである単純なケースを示している。したがって、パイロットシンボルのそれぞれを制御シンボルのそれぞれと合成して１つの疑似パイロットシンボルとすることは容易である。しかしながら、システムにおいて、この比を１以外にすることが可能である。１つの解決策は、パイロットシンボルと制御シンボルの両方とちょうど同じ数の疑似パイロットシンボルを構築することである。例えば、ｎ個のパイロットシンボルとｍ個の制御シンボルが存在する場合、ｍｉｎ（ｎ，ｍ）個の疑似パイロットシンボルを生成することができ、さらに、（ｎ−ｍ）個のパイロットシンボル、または（ｍ−ｎ）個の制御シンボルのいずれかを、先行技術の方式に従って単純シンボルとして送信する。

疑似パイロットを使用しての送信において、シンボルあたり少なくとも２つのビットを伝える変調方式が必要である場合、同じトランスポートチャネル（例：共有制御チャネル）に属するデータを疑似パイロットシンボルに完全にはマッピングできないことがある。一般的には、図６５に示したように、余ったデータは、疑似パイロットの変調方式とは無関係の変調方式を使用して送信することができる。しかしながら、均一な設計という観点から、そのようなトランスポートチャネルを１つの変調方式を使用して送信することが好ましいことがある。そのような場合、シンボルの数を減らすか、あるいはオプションとして、図６６に示したように、利用可能な帯域幅が埋まるように非疑似パイロットシンボルのいくつかを繰り返すことが好ましい。

タイミングの理由から、制御データまたはシグナリングデータをフレームの最初の（１つ以上の）タイムスロットの中で送信することが好ましいことがある。特に、共有データチャネルの場合、またはユーザデータを少なくとも部分的に時分割方式で送信するチャネルの場合、制御データを処理し、データ情報を正しく受信するのに必要なアクションを行うための時間が受信器に与えられるように、タイミングの観点から、制御データに関連する対応するデータチャネルよりも十分に前に、制御チャネルを送信することが好ましいことがある。このことは、共有制御チャネルおよびデータチャネルの場合に特にあてはまる。図４７は、ＯＦＤＭシステムの場合の従来の解決策の例を示している。ＯＦＤＭフレームは、いくつかのタイムスロット（この場合には７つの「ＯＦＤＭシンボル」）と、いくつかの搬送波周波数（この場合には８つの「副搬送波」）とから成る。パイロットシンボルおよび共有制御シンボルは、最初のＯＦＤＭシンボルの中で周波数分割され、いずれも共有データシンボルとともに時分割される。

図４８は、本発明による対応する解決策を示している。この図は、疑似パイロットシンボルと共有データシンボルの時分割を示している。疑似パイロットシンボルには、図４６による、パイロットビットおよび共有制御ビットの多重化が含まれている。この場合、疑似パイロットシンボル（すなわち元のシンボルおよびペアのシンボル）は共有制御情報を伝えるため、１つの疑似パイロットシンボルを用いてチャネル推定を行うことができ、この場合、構成する（元およびペアの）シンボルのそれぞれが共有制御情報を伝える。パイロット情報および制御情報は最終的に変調シンボルに多重化されるため、この方式は、パイロット情報および制御情報を、同じシンボルに、「変調多重化（modulation multiplexing）」または「変調分割多重化（modulation division multiplexing）」（ＭＤＭ）を行うことと解釈できる。図４８によると、元およびペアのシンボルの多重化は周波数領域において行われるため、これを「周波数ペア多重化（frequency counterpart multiplexing）」（ＦＣＭ）と称する。したがって、要約すると、最初のＯＦＤＭシンボルはＦＣＭ−ＭＤＭ構造である。

しかしながら、元およびペアのシンボルの多重化は、図４９に示したように時間領域において行うこともできる。この場合、ＴＣＭ−ＭＤＭ（「時間ペア多重化−変調分割多重化（time counterpart multiplexing - modulation division multiplexing）」）構造が得られ、上記と同様に疑似パイロット部分および共有データ部分が時分割される。

図５０および図５１は類似する方法を示しているが、この場合には疑似パイロットシンボルおよび共有データシンボルが周波数分割されている。

当然ながら、疑似パイロットおよび共有データの多重化と、元／ペアの多重化は、いずれも、１つのＯＦＤＭフレーム内で同じ方式とする必要はない。図５２〜図５６は、疑似パイロット／共有データの多重化と、元／ペアの多重化とに関して様々な自由度が達成される例を示している。

なお、図４８〜図５６における元およびペアのシンボルの順序は重要ではないことが当業者には明らかであろう。例えば、図４９において、最初のＯＦＤＭシンボルがつねにペアのシンボルを送信し、第２のＯＦＤＭシンボルがつねに元のシンボルを送信することができる。当然ながら、混合型の形態も可能である。

元およびペアのシンボルの複素数合成（complex combination）、例えば複素数の加算以外に、元およびペアのシンボルの別のパラメータあるいは成分を合成してチャネル推定の信頼性を高めることも可能であり、これは、合成した後のパラメータまたは成分の状態／レベルの数を、合成前のパラメータまたは成分の状態／レベルの数よりも低減させることによる。シンボルのそのようなパラメータまたは成分として、例えば、実部、虚部、出力、振幅、位相、あるいはこれらの１つ以上から導かれる項または数量が挙げられる。

本発明の別の実施形態においては、チャネル推定能力を向上させる目標は、とりうる振幅レベルの数を低減させることによって達成される。これは、すべてのデータワード値の、生じうる相異なる合成値（各データワード値の振幅値として、第１のマッピングおよび少なくとも１つのさらなるマッピングによってデータワード値に関連付けられる振幅値を加算することによる）の数を、第１のマッピングにおける振幅レベルの数よりも少ない数に低減させることによって達成される。

本発明の別の実施形態においては、チャネル推定能力を向上させる目標は、とりうる出力レベルの数を低減させることによって達成される。これは、すべてのデータワード値の、生じうる相異なる合成値（各データワード値の出力値として、第１のマッピングおよび少なくとも１つのさらなるマッピングによってデータワード値に関連付けられる出力値を加算することによる）の数を、第１のマッピングにおける出力レベルの数よりも少ない数に低減させることによって達成される。

本発明の別の実施形態においては、チャネル推定能力を向上させる目標は、とりうる位相レベルの数を低減させることによって達成される。これは、すべてのデータワード値の、生じうる相異なる合成値（各データワード値の位相値として、第１のマッピングおよび少なくとも１つのさらなるマッピングによってデータワード値に関連付けられる位相値を加算することによる）の数を、第１のマッピングにおける振幅レベルの数よりも少ない数に低減させることによって達成される。

上述したレベル低減手法のそれぞれにおいて、または、上述したレベル低減手法の任意の組合せにおいて、コヒーレント合成の場合について概説した原理を、必要な変更を加えて適用することによって、（１つ以上の）ペアのシンボルまたは列を容易に生成することができる。一般的な原理は、図６７〜図６９にフローチャートとして示してある。当然ながら、レベル低減を組み合わせることが望ましい場合、ペアのコンスタレーションを求めるステップは、組み合わされる要件を考慮したうえで容易に実行することができる。出力レベルと位相レベルの両方を低減する必要がある場合、ペアのコンスタレーションを求めるステップは、「各シンボルについて、各ペアのコンスタレーションにおける各出力および各位相が達成されるように」と変更する必要がある。また、これらのステップの順序を変更できることも明らかである。例えば、出力レベルと位相レベルの両方をそれぞれ１および２に低減させる必要がある場合について、図６２〜図６４は、それぞれ、ＱＰＳＫ、８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭの場合の例示的な解決策を示している。なお、このセクションおよび以下の一連のセクションでは、用語「元のコンスタレーション」、「ペアのコンスタレーション」は、シンボルのレベルに関する挙動を記述する目的で使用しているものであり、本発明の適用性を、図４６による疑似パイロットの生成方法の１つのみに制限するものではない。

図６７〜図６９のフローチャートを図６２の元のＱＰＳＫに適用し、この場合に平均出力が１であると想定すると、次表の出力レベルおよび位相レベルが求められる。

明らかに、合成後に１つの出力レベルを達成することは普通のことである。次に、合成後のビット列の目標位相レベルを０とする。これにより、ペアのコンスタレーションの最後のステップは次のようになる。

これは、図６２にペアのコンスタレーションとして示してある。なお、この例においては、元のビット列の第２のビットを反転させてペアの列を得た後、そのペアの列から、元のコンスタレーションを使用してペアのシンボルを取得することによって、同じ効果の結果を達成することができる。このビット操作方法は、一般的に、変更されたコンスタレーションを得るために使用できる代替方法であることが、当業者には認識されるであろう。

図６７〜図６９のフローチャートを図６３の元の８−ＰＳＫに適用し、この場合に平均出力が１であると想定すると、次表の出力レベルおよび位相レベルが求められる。

この場合にも、合成後に１つの出力レベルを達成することは普通のことである。次に、合成後のシンボルの目標位相レベルを０とする。これにより、ペアのコンスタレーションの最後のステップは次のようになる。

これは、図６３にペアのコンスタレーションとして示してある。シンボル番号がビット列に変換されるならば、当業者は、同じ結果が達成されるビット操作を容易に適用できるであろう。

図６７〜図６９のフローチャートを図６４の元の１６−ＱＡＭに適用し、この場合に平均出力が１であると想定すると、次表の出力レベルおよび位相レベルが求められる。

合成後の単一の目標出力レベルとして２.０に設定する。合成後のシンボルの目標位相レベルを０とする。これにより、ペアのコンスタレーションの最後のステップは次のようになる。

これは、図６４にペアのコンスタレーションとして示してある。シンボル番号がビット列に変換されるならば、当業者は、同じ結果が達成されるビット操作を容易に適用できるであろう。

したがって、図６２〜図６４を検討することにより認識されるように、出力または振幅と位相とについて合成を個別に行うならば、元およびペアを合成した後の出力レベルまたは振幅レベルの数と、位相レベルの数とを１に低減させるのに、これらの方法は十分である。

そのような場合におけるチャネル係数ｈの実際の推定には、以下の方式を採用することが好ましい。いま、元およびペアのコンスタレーションからのシンボルの出力レベルをそれぞれｐ_Ｏおよびｐ_Ｃと表し、同様に、振幅レベルをａ_Ｏおよびａ_Ｃ、位相レベルをφ_Ｏおよびφ_Ｃとして表すものとする。チャネル係数ｈは、次の式（４）のように振幅利得ｋと位相シフトδとに分解できるものと想定する。

すると、受信出力、振幅および位相レベルの特性として、次の式（５）〜（７）が得られる（他のチャネルの影響は無視する）。

受信値を加えることによって、次の式（８）〜（１０）を得ることができる。

したがって、チャネルの振幅利得ｋおよび位相シフトδは、次の式（１１）、（１２）のように推定することができる。

なお、これらの等式は、１つの元のシンボルと１つのペアのシンボルとで十分である単純な場合に成り立つ。いくつかのペアのコンスタレーションを使用する場合には、チャネル振幅利得の等式の分母において、１つのペアのコンスタレーションについてではなく、それらのペアのコンスタレーションすべての合計を考慮する必要がある。同様に、チャネルの位相シフトの等式の分母は、ペアのコンスタレーションの数に（元のコンスタレーションの）１を加えた数値とする必要がある。

出力、振幅および位相レベルを表１よりも詳しく検討する目的で、表２は、実際のレベルを示している。この場合、各コンスタレーションがシンボルあたりの平均出力１に正規化されるものと想定している。

例として、図６４に示した１６−ＱＡＭにおいて示す。表２および図６４から、１６個のシンボルのいずれについても、合計は常に次の式（１３）、（１４）のようになる。

この１６−ＱＡＭの例の値を使用すると、次の式（１５）、（１６）が得られる。

図６２および図６３におけるＱＰＳＫおよび８−ＰＳＫの例の場合、出力レベルの合計と振幅レベルの合計は、いずれも、次の式（１７）、

となる。

したがって、振幅レベルまたは出力レベルの合成のいずれかを使用して、チャネル振幅利得ｋの推定に達することができる。これは、任意の純粋なＰＳＫ方式において可能である。また、表２から、純粋なＡＳＫ方式の場合、振幅レベルの使用が好ましいと結論することもできる。なぜなら、１つのペアのコンスタレーションによって合成が１つの振幅レベルに低減されるように、コンスタレーションを容易に構築できるためである。ＡＳＫおよびＰＳＫの混合型（例：２−ＡＳＫ／２−ＰＳＫ、４−ＡＳＫ／４−ＰＳＫ）では、個々の方式それぞれの好ましい条件（または制約）を尊重する必要がある。これらの場合にも、振幅レベルの合成が好ましい。なぜなら、ＡＳＫでは、出力レベルの合成よりも、（必要なペアのコンスタレーションが１つだけであるため）振幅レベルの合成が好ましいためである。

このことは、図７０における４−ＡＳＫ／４−ＰＳＫにおいてさらに実証される。一般性のため、各信号点には、ビット列（数字）とシンボルラベル（英字）とを付してある。図６８および図６９のフローチャートを元の４−ＡＳＫ／４−ＰＳＫに適用し、平均出力が１であると想定すると、以下の振幅レベルおよび位相レベルが求められる。

合成後の単一の目標振幅レベルを８／√（２１）に設定する。合成後の目標位相レベルは０とする。これにより、ペアのコンスタレーションの最後のステップは次のようになる。

これは、図７０にペアのコンスタレーションとして示してある。なお、この例においては、元のビット列の第１および第３のビットを反転させてペアの列を得た後、そのペアの列から、元のコンスタレーションを使用してペアのシンボルを取得することによって、同じ効果の結果を達成することができる。

この場合にも、ペアのコンスタレーションに達する効果は、ビット列から変調状態へのマッピング規則を変更することによって、あるいは、元のビット列をペアの列に修正した後、元のビット列のマッピングにも使用されるマッピング規則に従ってペアの列を変調状態にマッピングすることによって、達成することができる。

なお、出力もしくは振幅または位相の合成の場合に、ペアのコンスタレーションの複素平面における配置が元のコンスタレーションの配置と同じである必要がなければ、出力／振幅／位相レベルの低減目標をつねに単独で達成できる１つのペアのコンスタレーションを構築することができる。元およびペアとでコンスタレーションの配置が異なる例として、図６における右側と左側のコンスタレーションが挙げられる。

また、データの送信、特に特定の種類のデータ（例：制御データ、シグナリングデータ、ブロードキャストデータ）の送信に疑似パイロットを使用する上述した方法は、疑似パイロットのあいまい性レベルを低減する方法とは無関係に適用することができる。したがって、例えば出力合成および位相合成方法を使用して疑似パイロットを生成する場合、図４８〜図５６におけるように、例えば共有制御チャネルを疑似パイロットを使用して送信することも好ましい。出力合成／振幅合成／位相合成方法の１つ以上を使用する場合と、複素数を合成する方法を使用する場合とで、生成される疑似パイロットにおいて送信できるデータの種類は本質的に違いがないことが、当業者には認識されるであろう。

ここまで、本発明について、本発明に従って構築される実施形態に関連して説明したが、上記の教示に鑑み、添付の請求項の範囲内で、本発明の精神および対象とする範囲から逸脱することなく、本発明の様々な変更形態または変形形態を構築する、あるいは改良を行うことができることが、当業者には明らかであろう。さらには、本明細書に記載する本発明が不必要にあいまいになることがないように、該当する技術分野における通常の技能を有する者が精通していると考えられる領域については、本明細書においては説明していない。したがって、本発明は、説明を目的とした特定の実施形態によって制限されることはなく、添付の請求項の範囲によってのみ制限されることを理解されたい。

Claims

ＯＦＤＭ無線通信システムにおいてデータを受信する方法であって、
ａ）第１のシンボルと、前記第１のシンボルと複素平面上の実軸に関して互いに線対称の関係にある前記第１のシンボルと少なくとも１つのさらなるシンボルとを前記ＯＦＤＭ無線通信システムにおける隣接するサブキャリアにより受信するステップと、
ｂ）前記第１のシンボルの少なくとも１つのパラメータと、前記少なくとも１つのさらなるシンボルの少なくとも１つのパラメータとの少なくとも１つの合成を得るステップと、
を含み、
前記合成した後に結果として生じうる相異なるパラメータの状態の数が、合成する前の相異なるパラメータの状態の数よりも小さくなる、
方法。
前記少なくとも１つの合成は、前記第１のシンボルと前記少なくとも１つのさらなるシンボルの出力の合成を含む、
請求項１に記載の方法。
前記少なくとも１つの合成は、前記第１のシンボルと前記少なくとも１つのさらなるシンボルの振幅の合成を含む、
請求項１または請求項２に記載の方法。
前記少なくとも１つの合成は、前記第１のシンボルと前記少なくとも１つのさらなるシンボルの位相の合成を含む、
請求項１から請求項３のいずれかに記載の方法。
前記少なくとも１つの合成は、前記第１のシンボルと前記少なくとも１つのさらなるシンボルの複素数の合成を含む、
請求項１から請求項４のいずれかに記載の方法。
前記パラメータは、振幅利得および位相シフトの少なくとも一方と、チャネルの複素数係数とを含む、
請求項１から請求項５のいずれかに記載の方法。
請求項１から請求項６のいずれかに記載の方法を実行するように構成されている、デジタル通信システムの受信器。
請求項７に記載の受信器を備える、モバイル通信システムの基地局。
請求項７に記載の受信器を備える、モバイル通信システムの移動局。