JP5414881B2

JP5414881B2 - Lighting device

Info

Publication number: JP5414881B2
Application number: JP2012285113A
Authority: JP
Inventors: 信介船山; 信一芝原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Priority date: 2012-12-27
Filing date: 2012-12-27
Publication date: 2014-02-12
Anticipated expiration: 2027-11-09
Also published as: JP2013058502A

Description

この発明は、照明装置に関する。 The present invention relates to a lighting device.

放電灯点灯装置において、放電灯の寿命末期などにより放電灯が整流放電した場合に放電灯を消灯するため、整流放電を検出する保護検出回路が必要となる。 In the discharge lamp lighting device, when the discharge lamp rectifies and discharges due to the end of the life of the discharge lamp or the like, the discharge lamp is turned off, and thus a protection detection circuit for detecting the rectified discharge is required.

特開２００１−１５２８９号公報JP 2001-15289 A

従来の保護検出回路は、動作電流が大きく、保護検出回路における消費電力が大きい。また、保護検出回路が必要とする電流を供給するため、制御電源回路の電流供給能力を高くすると、制御電源回路における消費電力も大きくなる。
この発明は、例えば、上記のような課題を解決するためになされたものであり、保護検出回路の動作電流及び消費電力を低く抑えつつ、放電灯の整流放電を検出し、放電灯を消灯することを目的とする。 The conventional protection detection circuit has a large operating current and consumes a large amount of power in the protection detection circuit. Further, since the current required by the protection detection circuit is supplied, if the current supply capability of the control power supply circuit is increased, the power consumption in the control power supply circuit also increases.
The present invention has been made, for example, in order to solve the above-described problems, and detects the rectified discharge of the discharge lamp while keeping the operating current and power consumption of the protection detection circuit low, and turns off the discharge lamp. For the purpose.

この発明にかかる照明装置は、
光源が接続された負荷回路と、
上記負荷回路に発生した電圧を変換して直流電圧を生成する電圧変換回路と、
上記電圧変換回路が生成した直流電圧が所定の上限電圧より高いか否かを検出する電圧上昇検出回路と、
上記電圧変換回路が生成した直流電圧が所定の下限電圧より低いか否かを検出する電圧下降検出回路と、
上記直流電圧が所定の上限電圧より高いと上記電圧上昇検出回路が検出した場合と上記直流電圧が所定の下限電圧より低いと上記電圧下降検出回路が検出した場合とのうち少なくともいずれかの場合に、上記光源を消灯させる判定回路とを備え、
上記電圧上昇検出回路は、
上記電圧変換回路が生成した直流電圧を分圧して第一スイッチング電圧を生成する第一分圧回路と、
上記第一分圧回路が生成した第一スイッチング電圧が所定のスイッチング電圧より高い場合に導通する第一スイッチング回路とを有し、
上記電圧下降検出回路は、
上記電圧変換回路が生成した直流電圧を分圧して第二スイッチング電圧を生成する第二分圧回路と、
上記第二分圧回路が生成した第二スイッチング電圧が所定のスイッチング電圧より高い場合に導通する第二スイッチング回路とを有し、
上記判定回路は、上記第一スイッチング回路が導通した場合に、上記直流電圧が所定の上限電圧より高いと上記電圧上昇検出回路が検出したと判断し、上記第二スイッチング回路が導通しない場合に、上記直流電圧が所定の下限電圧より低いと上記電圧下降検出回路が検出したと判断する。 The lighting device according to the present invention includes:
A load circuit to which a light source is connected;
A voltage conversion circuit that converts a voltage generated in the load circuit to generate a DC voltage;
A voltage rise detection circuit for detecting whether or not the DC voltage generated by the voltage conversion circuit is higher than a predetermined upper limit voltage;
A voltage drop detection circuit for detecting whether or not the DC voltage generated by the voltage conversion circuit is lower than a predetermined lower limit voltage;
When the voltage rise detection circuit detects that the DC voltage is higher than a predetermined upper limit voltage or at least one of the cases when the voltage drop detection circuit detects that the DC voltage is lower than a predetermined lower limit voltage A judgment circuit for turning off the light source,
The voltage rise detection circuit is
A first voltage dividing circuit for dividing the DC voltage generated by the voltage conversion circuit to generate a first switching voltage;
A first switching circuit that conducts when the first switching voltage generated by the first voltage dividing circuit is higher than a predetermined switching voltage;
The voltage drop detection circuit is
A second voltage dividing circuit for dividing the DC voltage generated by the voltage conversion circuit to generate a second switching voltage;
A second switching circuit that conducts when the second switching voltage generated by the second voltage dividing circuit is higher than a predetermined switching voltage;
The determination circuit determines that the voltage increase detection circuit detects that the DC voltage is higher than a predetermined upper limit voltage when the first switching circuit is conductive, and when the second switching circuit is not conductive, If the DC voltage is lower than a predetermined lower limit voltage, it is determined that the voltage drop detection circuit has detected.

この発明にかかる照明装置によれば、負荷回路に発生した電圧が正常範囲から外れた場合に、光源を消灯させることができる。 According to the lighting device of the present invention, the light source can be turned off when the voltage generated in the load circuit is out of the normal range.

実施の形態１における照明器具８００の外観を示す斜視図。FIG. 3 is a perspective view illustrating an appearance of a lighting fixture 800 according to Embodiment 1. 実施の形態１における放電灯点灯装置１００の回路構成を示す電気回路図。FIG. 2 is an electric circuit diagram illustrating a circuit configuration of the discharge lamp lighting device 100 according to the first embodiment. 実施の形態１における保護検出回路１７０の回路構成を示す電気回路図。FIG. 3 is an electric circuit diagram illustrating a circuit configuration of the protection detection circuit 170 according to the first embodiment. 実施の形態１における電圧変換回路１７１が入力する電圧Ｖｐ４３と、電圧変換回路１７１が出力する直流電圧Ｖ_７５との関係を示すグラフ図。A voltage Vp43 inputting the voltage conversion circuit 171 in the first embodiment, the graph showing the relationship between the DC voltage _{V 75} of the voltage converting circuit 171 outputs. 実施の形態１におけるマイクロコンピュータ１６０が放電灯ＬＡの異常を検出する異常検出処理の流れを示すフローチャート図。The flowchart which shows the flow of the abnormality detection process in which the microcomputer 160 in Embodiment 1 detects abnormality of the discharge lamp LA. 実施の形態１における保護検出回路１７０の各部の電圧・電流を示す図。FIG. 6 is a diagram illustrating voltages and currents of respective units of the protection detection circuit 170 according to the first embodiment.

実施の形態１．
実施の形態１について、図１〜図６を用いて説明する。 Embodiment 1 FIG.
The first embodiment will be described with reference to FIGS.

図１は、この実施の形態における照明器具８００の外観を示す斜視図である。
照明器具８００は、放電灯ＬＡを着脱自在に接続できる放電灯接続部２００を有し、放電灯接続部２００に接続した放電灯ＬＡを点灯する。
照明器具８００は、内部に（図示していない）放電灯点灯装置１００を有する。
放電灯点灯装置１００は、商用電源などの交流電源ＡＣから低周波交流電圧（例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ、１００Ｖ〜２４２Ｖ）を入力し、放電灯ＬＡに印加する高周波交流電圧（例えば４５ｋＨｚ）を生成する。 FIG. 1 is a perspective view showing an external appearance of a lighting fixture 800 in this embodiment.
The lighting fixture 800 has a discharge lamp connection part 200 to which the discharge lamp LA can be detachably connected, and lights the discharge lamp LA connected to the discharge lamp connection part 200.
The lighting fixture 800 has the discharge lamp lighting device 100 (not shown) inside.
The discharge lamp lighting device 100 receives a low-frequency AC voltage (for example, 50 Hz or 60 Hz, 100 V to 242 V) from an AC power source AC such as a commercial power source, and generates a high-frequency AC voltage (for example, 45 kHz) to be applied to the discharge lamp LA.

図２は、この実施の形態における放電灯点灯装置１００の回路構成を示す電気回路図である。
放電灯点灯装置１００は、電源整流回路１１０、アクティブフィルタ回路１２０、インバータ回路１３０、負荷回路１４０、制御電源回路１５０、マイクロコンピュータ１６０、保護検出回路１７０を有する。 FIG. 2 is an electric circuit diagram showing a circuit configuration of the discharge lamp lighting device 100 according to this embodiment.
The discharge lamp lighting device 100 includes a power rectifier circuit 110, an active filter circuit 120, an inverter circuit 130, a load circuit 140, a control power circuit 150, a microcomputer 160, and a protection detection circuit 170.

電源整流回路１１０は、交流電源ＡＣから入力した交流電圧を全波整流して、脈流電圧を生成する。電源整流回路１１０は、例えば、ダイオードブリッジＤＢである。
なお、電源整流回路１１０は、ノイズを除去するためのコモンモードチョークやノーマルモードチョークやアクロスザラインコンデンサなどを有していてもよい。 The power supply rectifier circuit 110 generates a pulsating voltage by full-wave rectifying the AC voltage input from the AC power supply AC. The power rectifier circuit 110 is, for example, a diode bridge DB.
The power supply rectifier circuit 110 may include a common mode choke, a normal mode choke, an across the line capacitor, and the like for removing noise.

アクティブフィルタ回路１２０は、電源整流回路１１０が生成した脈流電圧を昇圧または降圧して、高電圧の直流電圧（例えば４４０Ｖ）を生成する。アクティブフィルタ回路１２０は、例えば、チョークコイルＬ２１、ＰＦＣ１２２、ＦＥＴＱ２３、ダイオードＤ２４、コンデンサＣ２５からなる昇圧チョッパ回路であり、電源電圧波形に沿ってスイッチングを行うことにより、入力電流波形を成形して力率を改善する。 The active filter circuit 120 boosts or steps down the pulsating voltage generated by the power supply rectifier circuit 110 to generate a high-voltage DC voltage (for example, 440 V). The active filter circuit 120 is a step-up chopper circuit composed of, for example, a choke coil L21, PFC 122, FET Q23, diode D24, and capacitor C25. By switching along the power supply voltage waveform, the input current waveform is formed to form a power factor To improve.

インバータ回路１３０は、アクティブフィルタ回路１２０が生成した直流電圧から、高周波交流電圧を生成する。
インバータ回路１３０は、例えば、ＦＥＴＱ３１、ＦＥＴＱ３２、インバータ制御ＩＣ１３３、交流電圧出力端子ｏ３４、インバータグランド端子ｇ３５を有する。
インバータグランド端子ｇ３５は、アクティブフィルタ回路１２０の低電位側出力端子に電気接続している。
ＦＥＴＱ３１及びＦＥＴＱ３２は、Ｎ−ＭＯＳＦＥＴである。ＦＥＴＱ３１のドレイン端子は、アクティブフィルタ回路１２０の高電位側出力端子に電気接続している。ＦＥＴＱ３１のソース端子及びＦＥＴＱ３２のドレイン端子は、交流電圧出力端子ｏ３４に電気接続している。ＦＥＴＱ３２のソース端子は、インバータグランド端子ｇ３５に電気接続している。ＦＥＴＱ３１のゲート端子及びＦＥＴＱ３２のゲート端子は、インバータ制御ＩＣ１３３にそれぞれ電気接続している。
インバータ制御ＩＣ１３３は、マイクロコンピュータ１６０からの指示に基づいて、ＦＥＴＱ３１及びＦＥＴＱ３２をそれぞれオンオフするドライブ信号を出力する。インバータ制御ＩＣ１３３は、例えば、ＩＲ２１５３（ＩＲ社製）などの汎用ドライブＩＣである。
マイクロコンピュータ１６０からの指示により、高周波交流電圧を生成する場合、インバータ制御ＩＣ１３３は、ＦＥＴＱ３１及びＦＥＴＱ３２を交互にオンオフするドライブ信号を出力する。これにより、交流電圧出力端子ｏ３４に高周波の矩形波電圧が発生する。インバータ回路１３０が生成する高周波交流電圧の周波数は、インバータ制御ＩＣ１３３が生成するドライブ信号の周波数と同じであるから、インバータ制御ＩＣ１３３が生成するドライブ信号の周波数を変えることにより、インバータ回路１３０が生成する高周波交流電圧の周波数を制御することができる。
また、マイクロコンピュータ１６０からの指示により、高周波交流電圧の生成を停止する場合、インバータ制御ＩＣ１３３は、ＦＥＴＱ３１及びＦＥＴＱ３２をともにオフにするドライブ信号を出力する。これにより、交流電圧出力端子ｏ３４に発生する電圧は、０になる。 The inverter circuit 130 generates a high frequency AC voltage from the DC voltage generated by the active filter circuit 120.
The inverter circuit 130 includes, for example, an FET Q31, an FET Q32, an inverter control IC 133, an AC voltage output terminal o34, and an inverter ground terminal g35.
The inverter ground terminal g35 is electrically connected to the low potential side output terminal of the active filter circuit 120.
The FET Q31 and the FET Q32 are N-MOSFETs. The drain terminal of the FET Q31 is electrically connected to the high potential side output terminal of the active filter circuit 120. The source terminal of the FET Q31 and the drain terminal of the FET Q32 are electrically connected to the AC voltage output terminal o34. The source terminal of the FET Q32 is electrically connected to the inverter ground terminal g35. The gate terminal of the FET Q31 and the gate terminal of the FET Q32 are electrically connected to the inverter control IC 133, respectively.
The inverter control IC 133 outputs drive signals for turning on and off the FET Q31 and the FET Q32 based on an instruction from the microcomputer 160. The inverter control IC 133 is a general-purpose drive IC such as IR2153 (manufactured by IR).
When generating a high-frequency AC voltage according to an instruction from the microcomputer 160, the inverter control IC 133 outputs a drive signal for alternately turning on and off the FET Q31 and the FET Q32. As a result, a high-frequency rectangular wave voltage is generated at the AC voltage output terminal o34. Since the frequency of the high-frequency AC voltage generated by the inverter circuit 130 is the same as the frequency of the drive signal generated by the inverter control IC 133, the frequency of the drive signal generated by the inverter control IC 133 is changed to generate the inverter circuit 130. The frequency of the high-frequency AC voltage can be controlled.
In addition, when the generation of the high-frequency AC voltage is stopped by an instruction from the microcomputer 160, the inverter control IC 133 outputs a drive signal for turning off both the FET Q31 and the FET Q32. As a result, the voltage generated at the AC voltage output terminal o34 becomes zero.

負荷回路１４０には、インバータ回路１３０が生成した高周波交流電圧が印加される。これにより、放電灯接続部２００に接続した放電灯ＬＡが点灯する。
負荷回路１４０は、チョークコイルＬ４１、始動コンデンサＣ４２、結合コンデンサＣ４３を有する。
チョークコイルＬ４１は、放電灯ＬＡ点灯時に放電灯ＬＡを流れる電流を制限するためのインダクタである。チョークコイルＬ４１は、一端を交流電圧出力端子ｏ３４に電気接続し、他端を放電灯ＬＡの一方のフィラメントの一端に電気接続する。
結合コンデンサＣ４３は、インバータ回路１３０が生成した高周波交流電圧の直流成分をカットするためのコンデンサである。結合コンデンサＣ４３は、一端をインバータグランド端子ｇ３５に電気接続し、他端を放電灯ＬＡの他方のフィラメントの一端に電気接続する。
始動コンデンサＣ４２は、チョークコイルＬ４１との共振により、始動時に放電灯ＬＡに印加する高電圧を生成するためのコンデンサである。始動コンデンサＣ４２は、一端を放電灯ＬＡの一方のフィラメントの他端に電気接続し、他端を放電灯ＬＡの他方のフィラメントの他端に電気接続する。
すなわち、チョークコイルＬ４１及び結合コンデンサＣ４３は、放電灯ＬＡと直列に電気接続し、始動コンデンサＣ４２は、放電灯ＬＡと並列に電気接続する。 The high frequency AC voltage generated by the inverter circuit 130 is applied to the load circuit 140. Thereby, the discharge lamp LA connected to the discharge lamp connecting part 200 is turned on.
The load circuit 140 includes a choke coil L41, a starting capacitor C42, and a coupling capacitor C43.
The choke coil L41 is an inductor for limiting the current flowing through the discharge lamp LA when the discharge lamp LA is lit. The choke coil L41 has one end electrically connected to the AC voltage output terminal o34 and the other end electrically connected to one end of one filament of the discharge lamp LA.
The coupling capacitor C43 is a capacitor for cutting the DC component of the high-frequency AC voltage generated by the inverter circuit 130. The coupling capacitor C43 has one end electrically connected to the inverter ground terminal g35 and the other end electrically connected to one end of the other filament of the discharge lamp LA.
The starting capacitor C42 is a capacitor for generating a high voltage to be applied to the discharge lamp LA at the start by resonance with the choke coil L41. The starting capacitor C42 has one end electrically connected to the other end of one filament of the discharge lamp LA and the other end electrically connected to the other end of the other filament of the discharge lamp LA.
That is, the choke coil L41 and the coupling capacitor C43 are electrically connected in series with the discharge lamp LA, and the starting capacitor C42 is electrically connected in parallel with the discharge lamp LA.

制御電源回路１５０は、マイクロコンピュータ１６０などを動作させる制御電源電圧を生成する。
制御電源回路１５０は、例えば、電源整流回路１１０が生成した脈流電圧を入力し、入力した脈流電圧から、低電圧の直流電圧を生成して、制御電源電圧とする。
制御電源回路１５０は、制御電源出力端子と、制御電源グランド端子とを有する。
制御電源出力端子は、制御電源配線Ｖ_ＣＣに電気接続し、制御電源回路１５０が生成した制御電源電圧を、制御電源グランド端子との電位差として、出力する。
制御電源グランド端子は、グランド配線ＧＮＤに電気接続し、グランド配線ＧＮＤを介してインバータグランド端子ｇ３５に電気接続している。 The control power supply circuit 150 generates a control power supply voltage for operating the microcomputer 160 and the like.
For example, the control power supply circuit 150 receives the pulsating voltage generated by the power supply rectifier circuit 110, generates a low DC voltage from the input pulsating voltage, and sets it as the control power supply voltage.
The control power circuit 150 has a control power output terminal and a control power ground terminal.
Control power supply output terminal is electrically connected to the control power line V _CC, a control power supply voltage control power circuit 150 is generated, as a potential difference between the control power supply ground terminal and outputs.
The control power supply ground terminal is electrically connected to the ground wiring GND, and is electrically connected to the inverter ground terminal g35 via the ground wiring GND.

マイクロコンピュータ１６０（判定回路）は、制御電源回路１５０が生成した制御電源電圧により動作し、インバータ回路１３０などを制御する。
マイクロコンピュータ１６０は、放電灯ＬＡを点灯するための予熱・始動・点灯動作の設定時間や、保護検出回路１７０などが検出した放電灯ＬＡの正常・異常などに基づいて、インバータ回路１３０に高周波交流電圧を生成させるか否か、インバータ回路１３０がに生成させる高周波交流電圧の周波数などを判断する。マイクロコンピュータ１６０は、判断結果に基づいて、インバータ回路１３０に高周波交流電圧の生成を開始させる発振開始信号や、インバータ回路１３０に高周波交流電圧の生成を停止させる発振停止信号や、インバータ回路１３０が生成する高周波交流電圧の周波数を指示する周波数指示信号などを生成して出力する。
マイクロコンピュータ１６０が出力した発振開始信号や発振停止信号や周波数指示信号は、インバータ制御ＩＣ１３３が入力し、インバータ制御ＩＣ１３３がマイクロコンピュータ１６０の指示にしたがってドライブ信号を生成することにより、インバータ回路１３０は、マイクロコンピュータ１６０に指示された動作をする。
なお、マイクロコンピュータ１６０は判定回路の一例であり、判定回路は、アナログ回路により構成してもよい。 The microcomputer 160 (determination circuit) operates by the control power supply voltage generated by the control power supply circuit 150 and controls the inverter circuit 130 and the like.
The microcomputer 160 applies high-frequency alternating current to the inverter circuit 130 based on the set time of preheating / starting / lighting operation for lighting the discharge lamp LA, normality / abnormality of the discharge lamp LA detected by the protection detection circuit 170 and the like. It is determined whether or not to generate a voltage, the frequency of the high-frequency AC voltage generated by the inverter circuit 130, and the like. Based on the determination result, the microcomputer 160 generates an oscillation start signal that causes the inverter circuit 130 to start generating a high-frequency AC voltage, an oscillation stop signal that causes the inverter circuit 130 to stop generating a high-frequency AC voltage, and the inverter circuit 130 generates A frequency instruction signal or the like that indicates the frequency of the high-frequency AC voltage to be generated is generated and output.
The oscillation start signal, the oscillation stop signal, and the frequency instruction signal output from the microcomputer 160 are input by the inverter control IC 133, and the inverter control IC 133 generates a drive signal according to the instruction of the microcomputer 160. The operation instructed to the microcomputer 160 is performed.
Note that the microcomputer 160 is an example of a determination circuit, and the determination circuit may be configured by an analog circuit.

保護検出回路１７０は、放電灯ＬＡの寿命末期などによる整流放電を検出する回路である。
保護検出回路１７０は、電圧変換回路１７１、電圧上昇検出回路１８０、電圧下降検出回路１９０を有する。 The protection detection circuit 170 is a circuit that detects rectified discharge due to the end of life of the discharge lamp LA or the like.
The protection detection circuit 170 includes a voltage conversion circuit 171, a voltage increase detection circuit 180, and a voltage decrease detection circuit 190.

電圧変換回路１７１は、結合コンデンサＣ４３の両端電圧を入力し、入力した電圧を変換して、直流電圧を生成する。
結合コンデンサＣ４３の両端電圧は、ほぼ一定であるが、放電灯ＬＡを流れる電流により充放電を繰り返すので、わずかな交流成分（例えば、直流成分２２０Ｖに対して、交流成分１０Ｖ程度）を有する。電圧変換回路１７１は、この交流成分により保護検出回路１７０が誤検出しないように、交流成分を除去するとともに、直流成分を減衰させて電圧を低くする（例えば１０Ｖ程度）。 The voltage conversion circuit 171 receives the voltage across the coupling capacitor C43, converts the input voltage, and generates a DC voltage.
The voltage across the coupling capacitor C43 is substantially constant, but since charging and discharging are repeated by the current flowing through the discharge lamp LA, it has a slight AC component (for example, about 10V AC component relative to 220V DC component). The voltage conversion circuit 171 removes the AC component and attenuates the DC component to reduce the voltage (for example, about 10 V) so that the protection detection circuit 170 does not erroneously detect the AC component.

電圧上昇検出回路１８０は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧を入力し、入力した直流電圧が、所定の上限電圧より高いか否かを検出する。電圧上昇検出回路１８０は、検出結果を示す信号（以下「上昇検出信号」と呼ぶ。）を生成し出力する。
電圧下降検出回路１９０は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧を入力し、入力した直流電圧が、所定の下限電圧より低いか否かを検出する。電圧下降検出回路１９０は、検出結果を示す信号（以下「下降検出信号」と呼ぶ。）を生成し出力する。 The voltage rise detection circuit 180 receives the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 and detects whether the input DC voltage is higher than a predetermined upper limit voltage. The voltage rise detection circuit 180 generates and outputs a signal indicating a detection result (hereinafter referred to as “rise detection signal”).
The voltage drop detection circuit 190 receives the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 and detects whether or not the input DC voltage is lower than a predetermined lower limit voltage. The voltage drop detection circuit 190 generates and outputs a signal indicating a detection result (hereinafter referred to as a “fall detection signal”).

電圧上昇検出回路１８０が出力した上昇検出信号及び電圧下降検出回路１９０が出力した下降検出信号は、マイクロコンピュータ１６０が入力し、入力した上昇検出信号及び下降検出信号に基づいて、放電灯ＬＡが整流放電しているか否かを判断する。 The rise detection signal outputted from the voltage rise detection circuit 180 and the fall detection signal outputted from the voltage fall detection circuit 190 are inputted by the microcomputer 160, and the discharge lamp LA is rectified based on the inputted rise detection signal and fall detection signal. It is determined whether or not the battery is discharged.

電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が上限電圧と下限電圧との間にある場合、結合コンデンサＣ４３の両端電圧は正常範囲にある。放電灯ＬＡが整流放電すると、結合コンデンサＣ４３の両端電圧は、上昇あるいは下降する。結合コンデンサＣ４３の両端電圧が上昇すると、電圧変換回路１７１が生成する直流電圧も上昇するので、上限電圧より高くなる。また、結合コンデンサＣ４３の両端電圧が下降すると、電圧変換回路１７１が生成する直流電圧も下降するので、下限電圧より低くなる。これにより、マイクロコンピュータ１６０は、放電灯ＬＡが整流放電しているか否かを判断する。 When the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 is between the upper limit voltage and the lower limit voltage, the voltage across the coupling capacitor C43 is in the normal range. When the discharge lamp LA is rectified and discharged, the voltage across the coupling capacitor C43 increases or decreases. When the voltage across the coupling capacitor C43 increases, the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 also increases, and thus becomes higher than the upper limit voltage. Further, when the voltage across the coupling capacitor C43 decreases, the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 also decreases, and thus becomes lower than the lower limit voltage. Thereby, the microcomputer 160 determines whether or not the discharge lamp LA is rectified and discharged.

マイクロコンピュータ１６０は、放電灯ＬＡが整流放電していると判断した場合、発振停止信号を生成し出力する。インバータ制御ＩＣ１３３は、マイクロコンピュータ１６０が発振停止信号を出力した場合、ＦＥＴＱ３１及びＦＥＴＱ３２をともにオフにするドライブ信号を生成する。これにより、インバータ回路１３０は、高周波交流電圧の生成を停止する。 When the microcomputer 160 determines that the discharge lamp LA is rectified and discharged, the microcomputer 160 generates and outputs an oscillation stop signal. When the microcomputer 160 outputs an oscillation stop signal, the inverter control IC 133 generates a drive signal that turns off both the FET Q31 and the FET Q32. Thereby, the inverter circuit 130 stops the production | generation of a high frequency alternating voltage.

図３は、この実施の形態における保護検出回路１７０の回路構成を示す電気回路図である。 FIG. 3 is an electric circuit diagram showing a circuit configuration of the protection detection circuit 170 in this embodiment.

電圧変換回路１７１は、変換第一回路１７２、変換第二回路１７３、電圧入力端子ｉ７１、変換グランド端子ｇ７４、直流電圧出力端子ｏ７５を有する。
電圧入力端子ｉ７１は、結合コンデンサＣ４３と放電灯ＬＡとの接続点に電気接続している。変換グランド端子ｇ７４は、グランド配線ＧＮＤに電気接続し、グランド配線ＧＮＤを介してインバータグランド端子ｇ３５に電気接続している。インバータグランド端子ｇ３５には、結合コンデンサＣ４３のもう一方の端子が電気接続しているので、電圧入力端子ｉ７１は、結合コンデンサＣ４３の両端電圧を、変換グランド端子ｇ７４に対する電位差として入力する。
直流電圧出力端子ｏ７５は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧を、変換グランド端子ｇ７４に対する電位差として出力する。 The voltage conversion circuit 171 includes a conversion first circuit 172, a conversion second circuit 173, a voltage input terminal i71, a conversion ground terminal g74, and a DC voltage output terminal o75.
The voltage input terminal i71 is electrically connected to a connection point between the coupling capacitor C43 and the discharge lamp LA. The conversion ground terminal g74 is electrically connected to the ground wiring GND, and is electrically connected to the inverter ground terminal g35 via the ground wiring GND. Since the other terminal of the coupling capacitor C43 is electrically connected to the inverter ground terminal g35, the voltage input terminal i71 inputs the voltage across the coupling capacitor C43 as a potential difference with respect to the conversion ground terminal g74.
The DC voltage output terminal o75 outputs the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 as a potential difference with respect to the conversion ground terminal g74.

変換第一回路１７２は、一端を電圧入力端子ｉ７１に電気接続し、他端を直流電圧出力端子ｏ７５に電気接続した二端子回路である。
変換第一回路１７２は、例えば、抵抗Ｒ７６（第五の抵抗）とツェナーダイオードなどの定電圧ダイオードＺ７７（第三の定電圧ダイオード）との直列回路である。定電圧ダイオードＺ７７は、カソード端子が電圧入力端子ｉ７１側に電気接続し、アノード端子が直流電圧出力端子ｏ７５側に電気接続している。なお、定電圧ダイオードＺ７７は、なくてもよい。 The conversion first circuit 172 is a two-terminal circuit in which one end is electrically connected to the voltage input terminal i71 and the other end is electrically connected to the DC voltage output terminal o75.
The conversion first circuit 172 is, for example, a series circuit of a resistor R76 (fifth resistor) and a constant voltage diode Z77 (third constant voltage diode) such as a Zener diode. The constant voltage diode Z77 has a cathode terminal electrically connected to the voltage input terminal i71 side and an anode terminal electrically connected to the DC voltage output terminal o75 side. The constant voltage diode Z77 may be omitted.

変換第二回路１７３は、一端を直流電圧出力端子ｏ７５に電気接続し、他端を変換グランド端子ｇ７４に電気接続した二端子回路である。
変換第二回路１７３は、例えば、抵抗Ｒ７８（第六の抵抗）とコンデンサＣ７９との並列回路である。 The conversion second circuit 173 is a two-terminal circuit having one end electrically connected to the DC voltage output terminal o75 and the other end electrically connected to the conversion ground terminal g74.
The conversion second circuit 173 is, for example, a parallel circuit of a resistor R78 (sixth resistor) and a capacitor C79.

電圧入力端子ｉ７１と直流電圧出力端子ｏ７５との電位差が、定電圧ダイオードＺ７７の降伏電圧（ツェナー電圧）より低い場合、定電圧ダイオードＺ７７はオフとなり、電流が流れない。このため、コンデンサＣ７９は充電されず、直流電圧出力端子ｏ７５の変換グランド端子ｇ７４に対する電位差Ｖ_７５は０になる。
電圧入力端子ｉ７１と直流電圧出力端子ｏ７５との電位差が、定電圧ダイオードＺ７７の降伏電圧より高い場合、定電圧ダイオードＺ７７がオンになり、電流が流れる。これにより、コンデンサＣ７９が充電され、直流電圧出力端子ｏ７５の電位が上昇する。最終的に、電位差Ｖ_７５は、結合コンデンサＣ４３の両端電圧のピーク値Ｖ_ｐ４３から定電圧ダイオードＺ７７の降伏電圧Ｖ_Ｚ７７を引いた電圧を抵抗Ｒ７６の抵抗値Ｒ_７６と抵抗Ｒ７８の抵抗値Ｒ_７８とで分圧した電圧（Ｖ_ｐ４３−Ｖ_Ｚ７７）×Ｒ_７８／（Ｒ_７６＋Ｒ_７８）まで上昇する。
すなわち、電圧変換回路１７１は、結合コンデンサＣ４３の両端電圧を、定電圧ダイオードＺ７７でカットし、抵抗Ｒ７６と抵抗Ｒ７８とで分圧し、コンデンサＣ７９で平滑した電圧を出力する。 When the potential difference between the voltage input terminal i71 and the DC voltage output terminal o75 is lower than the breakdown voltage (Zener voltage) of the constant voltage diode Z77, the constant voltage diode Z77 is turned off and no current flows. For this reason, the capacitor C79 is not charged, and the potential difference V ₇₅ between the DC voltage output terminal o75 and the conversion ground terminal g74 becomes zero.
When the potential difference between the voltage input terminal i71 and the DC voltage output terminal o75 is higher than the breakdown voltage of the constant voltage diode Z77, the constant voltage diode Z77 is turned on and a current flows. As a result, the capacitor C79 is charged, and the potential of the DC voltage output terminal o75 increases. Finally, the potential difference _{V 75} is the resistance value _{R 78} of the voltage obtained by subtracting a breakdown voltage _{V Z77} of the constant voltage diode Z77 from the peak value _{V p43} of the voltage across the coupling capacitor C43 and the resistance value _{R 76} of the resistor R76 resistor R78 It rises to voltage divided _{_{_{(V p43 -V Z77) × R}}} 78 / (R 76 + R 78) in the.
That is, the voltage conversion circuit 171 cuts the voltage across the coupling capacitor C43 with the constant voltage diode Z77, divides the voltage with the resistor R76 and the resistor R78, and outputs the voltage smoothed with the capacitor C79.

図４は、この実施の形態における電圧変換回路１７１が入力する電圧Ｖ_ｐ４３と、電圧変換回路１７１が出力する直流電圧Ｖ_７５との関係を示すグラフ図である。
電圧変換回路１７１が入力する結合コンデンサＣ４３の両端電圧のピーク値Ｖ_ｐ４３と、電圧変換回路１７１が出力する直流電圧Ｖ_７５との関係は、抵抗Ｒ７８の抵抗値Ｒ_７８と抵抗Ｒ７６の抵抗値Ｒ_７６との比、及び、定電圧ダイオードＺ７７の降伏電圧Ｖ_Ｚ７７によって変わる。
この図に示した９つのグラフのうち、上段はＲ_７８：Ｒ_７６が小さい場合、中段はＲ_７８：Ｒ_７６が中くらいの場合、下段はＲ_７８：Ｒ_７６が大きい場合を示す。また、左列はＶ_Ｚ７７が０の場合（すなわち定電圧ダイオードＺ７７がない場合）、中列はＶ_Ｚ７７が小さい場合、右列はＶ_Ｚ７７が大きい場合を示す。
ここに示したように、Ｒ_７８：Ｒ_７６が大きいほうが、グラフの傾きが大きくなる。グラフの傾きが大きければ、Ｖ_ｐ４３の小さな変化に対して、Ｖ_７５が大きく変化するので、Ｖ_ｐ４３の変動に対する検出感度が高くなる。
また、Ｖ_Ｚ７７が大きいほうが、グラフの横軸切片が大きくなる。グラフの横軸切片が大きければ、同じＶ_ｐ４３に対するＶ_７５が小さくなる。
したがって、Ｖ_７５のレベルを同程度に保ったまま、Ｖ_ｐ４３の変動に対する検出感度を上げるには、Ｒ_７８：Ｒ_７６を大きくするとともに、Ｖ_Ｚ７７を大きくすればよい。 FIG. 4 is a graph showing the relationship between the voltage V _p43 input by the voltage conversion circuit 171 and the DC voltage V ₇₅ output by the voltage conversion circuit 171 in this embodiment.
A voltage conversion circuit 171 is the peak value _{V p43} of the voltage across the coupling capacitor C43 to the input, the relationship between the DC voltage _{V 75} of the voltage converting circuit 171 outputs, the resistance values of the resistance value _{R 78} of the resistor R78 resistor R76 R ₇₆ and the breakdown voltage V _Z77 of the constant voltage diode Z77.
Of the nine graphs shown in this figure, the upper graph shows the case where R ₇₈ : R ₇₆ is small, the middle graph shows the case where R ₇₈ : R ₇₆ is medium, and the lower graph shows the case where R ₇₈ : R ₇₆ is large. Further, the left column shows a case where V _Z77 is 0 (that is, when there is no constant voltage diode Z77), the middle column shows a case where V _Z77 is small, and the right column shows a case where V _Z77 is large.
As shown here, the larger R ₇₈ : R ₇₆ is, the larger the inclination of the graph is. The greater the inclination of the _graph, to small changes in _{V _p43,} since _{V 75} is greatly _changed, the detection sensitivity to variations in _{V p43} increases.
_Further , the larger the _VZ77 , the larger the horizontal axis intercept of the graph. The greater the horizontal axis intercept of the graph, _{V 75} for the same _{V p43} is reduced.
_Therefore, while maintaining the level of _{V 75} to the same _extent, to increase the detection sensitivity to variations in _{V _p43,} R _78: together with a larger _{R _76,} may be increased _{V Z77.}

図３に戻り、保護検出回路１７０の回路構成の説明を続ける。 Returning to FIG. 3, the description of the circuit configuration of the protection detection circuit 170 will be continued.

電圧上昇検出回路１８０は、第一分圧回路１８１、第一スイッチング回路１８４、プルアップ抵抗Ｒ８５を有する。
第一分圧回路１８１は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧を更に減衰させて、第一スイッチング回路１８４のスイッチング電圧（例えば０．６Ｖ）程度まで下げる回路である。
第一分圧回路１８１は、第一分圧第一回路１８２、第一分圧第二回路１８３、第一直流電圧入力端子ｉ５１、第一分圧グランド端子ｇ５２、第一分圧電圧出力端子ｏ５３を有する。
第一直流電圧入力端子ｉ５１は、電圧変換回路１７１の直流電圧出力端子ｏ７５に電気接続している。第一分圧グランド端子ｇ５２は、グランド配線ＧＮＤに電気接続し、グランド配線ＧＮＤを介して、制御電源回路１５０の制御電源グランド端子や電圧変換回路１７１の変換グランド端子ｇ７４に電気接続している。したがって、電圧入力端子ｉ７１は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧を、第一分圧グランド端子ｇ５２に対する電位差として入力する。
第一分圧電圧出力端子ｏ５３は、第一分圧回路１８１が減衰させた電圧を、第一分圧グランド端子ｇ５２に対する電位差として出力する。 The voltage rise detection circuit 180 includes a first voltage dividing circuit 181, a first switching circuit 184, and a pull-up resistor R85.
The first voltage dividing circuit 181 is a circuit that further attenuates the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 and lowers it to about the switching voltage (eg, 0.6 V) of the first switching circuit 184.
The first voltage dividing circuit 181 includes a first voltage dividing first circuit 182, a first voltage dividing second circuit 183, a first DC voltage input terminal i51, a first voltage dividing ground terminal g52, and a first voltage dividing voltage output terminal. o53.
The first DC voltage input terminal i51 is electrically connected to the DC voltage output terminal o75 of the voltage conversion circuit 171. The first voltage-dividing ground terminal g52 is electrically connected to the ground wiring GND, and is electrically connected to the control power supply ground terminal of the control power supply circuit 150 and the conversion ground terminal g74 of the voltage conversion circuit 171 via the ground wiring GND. Therefore, the voltage input terminal i71 inputs the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 as a potential difference with respect to the first voltage dividing ground terminal g52.
The first divided voltage output terminal o53 outputs the voltage attenuated by the first voltage dividing circuit 181 as a potential difference with respect to the first divided ground terminal g52.

第一分圧第一回路１８２は、一端を第一直流電圧入力端子ｉ５１に電気接続し、他端を第一分圧電圧出力端子ｏ５３に電気接続した二端子回路である。
第一分圧第一回路１８２は、例えば、ツェナーダイオードなどの定電圧ダイオードＺ５４（第一の定電圧ダイオード）と抵抗Ｒ５５（第一の抵抗）との直列回路である。定電圧ダイオードＺ５４は、カソード端子が第一直流電圧入力端子ｉ５１側に電気接続し、アノード端子が第一分圧電圧出力端子ｏ５３側に電気接続している。なお、定電圧ダイオードＺ５４は、なくてもよい。 The first voltage dividing first circuit 182 is a two-terminal circuit in which one end is electrically connected to the first DC voltage input terminal i51 and the other end is electrically connected to the first divided voltage output terminal o53.
The first voltage dividing first circuit 182 is a series circuit of a constant voltage diode Z54 (first constant voltage diode) such as a Zener diode and a resistor R55 (first resistor), for example. The constant voltage diode Z54 has a cathode terminal electrically connected to the first DC voltage input terminal i51 side and an anode terminal electrically connected to the first divided voltage output terminal o53 side. The constant voltage diode Z54 may be omitted.

第一分圧第二回路１８３は、一端を第一分圧電圧出力端子ｏ５３に電気接続し、他端を第一分圧グランド端子ｇ５２に電気接続した二端子回路である。
第一分圧第二回路１８３は、例えば、抵抗Ｒ５６（第二の抵抗）である。 The first voltage dividing second circuit 183 is a two-terminal circuit in which one end is electrically connected to the first divided voltage output terminal o53 and the other end is electrically connected to the first divided ground terminal g52.
The first voltage dividing second circuit 183 is, for example, a resistor R56 (second resistor).

第一スイッチング回路１８４は、第一制御入力端子ｉ８６、第一スイッチンググランド端子ｇ８７、第一出力端子ｏ８８を有する。
第一制御入力端子ｉ８６は、第一分圧回路１８１の第一分圧電圧出力端子ｏ５３に電気接続している。第一スイッチンググランド端子ｇ８７は、第一分圧グランド端子ｇ５２とともにグランド配線ＧＮＤに電気接続し、グランド配線ＧＮＤを介して、制御電源回路１５０の制御電源グランド端子や電圧変換回路１７１の変換グランド端子ｇ７４に電気接続している。したがって、第一制御入力端子ｉ８６は、第一分圧回路１８１が減衰させた電圧を、第一スイッチンググランド端子ｇ８７に対する電位差として入力する。
第一出力端子ｏ８８は、マイクロコンピュータ１６０に電気接続している。第一出力端子ｏ８８は、第一スイッチンググランド端子ｇ８７に対する電位差を、上昇検出信号として出力する。 The first switching circuit 184 has a first control input terminal i86, a first switching ground terminal g87, and a first output terminal o88.
The first control input terminal i86 is electrically connected to the first divided voltage output terminal o53 of the first voltage dividing circuit 181. The first switching ground terminal g87 is electrically connected to the ground wiring GND together with the first voltage dividing ground terminal g52, and the control power ground terminal of the control power circuit 150 and the conversion ground terminal g74 of the voltage conversion circuit 171 are connected via the ground wiring GND. Electrical connection to Accordingly, the first control input terminal i86 inputs the voltage attenuated by the first voltage dividing circuit 181 as a potential difference with respect to the first switching ground terminal g87.
The first output terminal o88 is electrically connected to the microcomputer 160. The first output terminal o88 outputs a potential difference with respect to the first switching ground terminal g87 as a rise detection signal.

第一スイッチング回路１８４は、第一制御入力端子ｉ８６と第一スイッチンググランド端子ｇ８７との電位差が、所定のスイッチング電圧より高い場合に、第一出力端子ｏ８８と第一スイッチンググランド端子ｇ８７との間を導通する。
第一スイッチング回路１８４は、例えば、バイポーラトランジスタＱ８９である。バイポーラトランジスタＱ８９のベース端子は第一制御入力端子ｉ８６に電気接続し、バイポーラトランジスタＱ８９のエミッタ端子は第一スイッチンググランド端子ｇ８７に電気接続し、バイポーラトランジスタＱ８９のコレクタ端子は第一出力端子ｏ８８に電気接続している。この場合、第一スイッチング回路１８４のスイッチング電圧は、約０．６Ｖ程度となる。
なお、第一スイッチング回路１８４は、バイポーラトランジスタＱ８９に代えて、ＦＥＴを用いて実現してもよい。例えば、エンハンスメント型Ｎ−ＭＯＳＦＥＴを用いた場合、第一スイッチング回路１８４のスイッチング電圧は、数Ｖ程度となる。 The first switching circuit 184 connects between the first output terminal o88 and the first switching ground terminal g87 when the potential difference between the first control input terminal i86 and the first switching ground terminal g87 is higher than a predetermined switching voltage. Conduct.
The first switching circuit 184 is, for example, a bipolar transistor Q89. The base terminal of the bipolar transistor Q89 is electrically connected to the first control input terminal i86, the emitter terminal of the bipolar transistor Q89 is electrically connected to the first switching ground terminal g87, and the collector terminal of the bipolar transistor Q89 is electrically connected to the first output terminal o88. Connected. In this case, the switching voltage of the first switching circuit 184 is about 0.6V.
The first switching circuit 184 may be realized using an FET instead of the bipolar transistor Q89. For example, when an enhancement type N-MOSFET is used, the switching voltage of the first switching circuit 184 is about several volts.

プルアップ抵抗Ｒ８５（第一プルアップ抵抗）は、一端を制御電源配線Ｖ_ＣＣに電気接続し、制御電源配線Ｖ_ＣＣを介して制御電源回路１５０の制御電源出力端子に電気接続している。また、プルアップ抵抗Ｒ８５は、他端を第一スイッチング回路１８４の第一出力端子ｏ８８に電気接続している。 Pull-up resistor R85 (first pull-up resistor) is electrically connected to the electrically connected at one end to the control power line V _CC, the control power supply output terminal of the control power supply circuit 150 via a control power line V _CC. Further, the other end of the pull-up resistor R85 is electrically connected to the first output terminal o88 of the first switching circuit 184.

第一制御入力端子ｉ８６の第一スイッチンググランド端子ｇ８７に対する電位差がスイッチング電圧より低い場合、第一スイッチング回路１８４は導通しないので、プルアップ抵抗Ｒ８５に電流が流れない。したがって、第一出力端子ｏ８８の電位は、制御電源配線Ｖ_ＣＣの電位と同じになる。
第一制御入力端子ｉ８６の第一スイッチンググランド端子ｇ８７に対する電位差がスイッチング電圧より高い場合は、第一スイッチング回路１８４が導通するので、プルアップ抵抗Ｒ８５に電流が流れる。このため、プルアップ抵抗Ｒ８５における電圧降下の分、第一出力端子ｏ８８の電位が下がり、プルアップ抵抗Ｒ８５に流れる電流が十分大きければ、第一出力端子ｏ８８の第一スイッチンググランド端子ｇ８７に対する電位差は０になる。 When the potential difference between the first control input terminal i86 and the first switching ground terminal g87 is lower than the switching voltage, the first switching circuit 184 does not conduct, so no current flows through the pull-up resistor R85. Therefore, the potential of the first output terminal o88 is the same as the potential of the control power supply line V _CC.
When the potential difference between the first control input terminal i86 and the first switching ground terminal g87 is higher than the switching voltage, the first switching circuit 184 becomes conductive, so that a current flows through the pull-up resistor R85. For this reason, if the potential of the first output terminal o88 decreases by the amount of the voltage drop in the pull-up resistor R85 and the current flowing through the pull-up resistor R85 is sufficiently large, the potential difference between the first output terminal o88 and the first switching ground terminal g87 is 0.

マイクロコンピュータ１６０は、第一出力端子ｏ８８の電位を測定し、第一出力端子ｏ８８の電位が所定の電位より高ければ、第一スイッチング回路１８４が導通していないと判断する。第一スイッチング回路１８４がオフであるということは、すなわち、第一分圧回路１８１が減衰した電圧が第一スイッチング回路１８４のスイッチング電圧より低いということなので、マイクロコンピュータ１６０は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の上限電圧より低いと判断する。逆に、マイクロコンピュータ１６０は、第一出力端子ｏ８８の電位が所定の電位より低ければ、第一スイッチング回路１８４が導通していると判断する。その場合、マイクロコンピュータ１６０は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の上限電圧より高いと判断し、放電灯ＬＡが整流放電していると判断する。 The microcomputer 160 measures the potential of the first output terminal o88, and determines that the first switching circuit 184 is not conductive if the potential of the first output terminal o88 is higher than a predetermined potential. The fact that the first switching circuit 184 is OFF means that the voltage attenuated by the first voltage dividing circuit 181 is lower than the switching voltage of the first switching circuit 184, so that the microcomputer 160 has the voltage conversion circuit 171 It is determined that the generated DC voltage is lower than a predetermined upper limit voltage. Conversely, if the potential of the first output terminal o88 is lower than the predetermined potential, the microcomputer 160 determines that the first switching circuit 184 is conductive. In that case, the microcomputer 160 determines that the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 is higher than a predetermined upper limit voltage, and determines that the discharge lamp LA is rectified and discharged.

電圧下降検出回路１９０は、電圧上昇検出回路１８０と同様の回路であり、第二分圧回路１９１、第二スイッチング回路１９４、プルアップ抵抗Ｒ９５を有する。
第二分圧回路１９１は、第一分圧回路１８１と同様の回路であり、第二分圧第一回路１９２、第二分圧第二回路１９３、第二直流電圧入力端子ｉ６１、第二分圧グランド端子ｇ６２、第二分圧電圧出力端子ｏ６３を有する。
第二直流電圧入力端子ｉ６１は、直流電圧出力端子ｏ７５に電気接続している。第二分圧グランド端子ｇ６２は、グランド配線ＧＮＤに電気接続している。第二直流電圧入力端子ｉ６１は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧を、第二分圧グランド端子ｇ６２に対する電位差として入力する。第二分圧電圧出力端子ｏ６３は、第二分圧回路１９１が減衰させた電圧を、第二分圧グランド端子ｇ６２に対する電位差として出力する。
第二分圧第一回路１９２は、一端を第二直流電圧入力端子ｉ６１に電気接続し、他端を第二分圧電圧出力端子ｏ６３に電気接続した二端子回路であり、例えば、定電圧ダイオードＺ６４（第二の定電圧ダイオード）と抵抗Ｒ６５（第三の抵抗）との直列回路である。第二分圧第二回路１９３は、一端を第二分圧電圧出力端子ｏ６３に電気接続し、他端を第二分圧グランド端子ｇ６２に電気接続した二端子回路であり、例えば、抵抗Ｒ６６（第四の抵抗）である。 The voltage drop detection circuit 190 is a circuit similar to the voltage rise detection circuit 180, and includes a second voltage dividing circuit 191, a second switching circuit 194, and a pull-up resistor R95.
The second voltage dividing circuit 191 is a circuit similar to the first voltage dividing circuit 181, and includes a second voltage dividing first circuit 192, a second voltage dividing second circuit 193, a second DC voltage input terminal i61, a second voltage dividing circuit. A voltage ground terminal g62 and a second divided voltage output terminal o63 are provided.
The second DC voltage input terminal i61 is electrically connected to the DC voltage output terminal o75. The second voltage dividing ground terminal g62 is electrically connected to the ground wiring GND. The second DC voltage input terminal i61 inputs the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 as a potential difference with respect to the second voltage dividing ground terminal g62. The second divided voltage output terminal o63 outputs the voltage attenuated by the second voltage dividing circuit 191 as a potential difference with respect to the second divided ground terminal g62.
The second voltage dividing first circuit 192 is a two-terminal circuit having one end electrically connected to the second DC voltage input terminal i61 and the other end electrically connected to the second divided voltage output terminal o63. This is a series circuit of Z64 (second constant voltage diode) and resistor R65 (third resistor). The second voltage dividing second circuit 193 is a two-terminal circuit having one end electrically connected to the second divided voltage output terminal o63 and the other end electrically connected to the second divided voltage ground terminal g62. For example, the resistor R66 ( Fourth resistance).

第二スイッチング回路１９４は、第一スイッチング回路１８４と同様の回路であり、第二制御入力端子ｉ９６、第二スイッチンググランド端子ｇ９７、第二出力端子ｏ９８を有する。
第二制御入力端子ｉ９６は第二分圧電圧出力端子ｏ６３に電気接続し、第二スイッチンググランド端子ｇ９７は第二分圧グランド端子ｇ６２とともにグランド配線ＧＮＤに電気接続し、第二出力端子ｏ９８はマイクロコンピュータ１６０に電気接続している。第二出力端子ｏ９８は、第二スイッチンググランド端子ｇ９７との電位差を、下降検出信号として出力する。第二スイッチング回路１９４は、例えば、バイポーラトランジスタＱ９９である。
プルアップ抵抗Ｒ９５（第二のプルアップ抵抗）は、一端を制御電源配線Ｖ_ＣＣに電気接続し、他端を第二出力端子ｏ９８に電気接続している。 The second switching circuit 194 is a circuit similar to the first switching circuit 184, and has a second control input terminal i96, a second switching ground terminal g97, and a second output terminal o98.
The second control input terminal i96 is electrically connected to the second divided voltage output terminal o63, the second switching ground terminal g97 is electrically connected to the ground wiring GND together with the second divided voltage ground terminal g62, and the second output terminal o98 is connected to the micro. The computer 160 is electrically connected. The second output terminal o98 outputs a potential difference with the second switching ground terminal g97 as a drop detection signal. The second switching circuit 194 is, for example, a bipolar transistor Q99.
Pull-up resistor R95 (the second pull-up resistor) is electrically connected at one end to the control power line V _CC, and electrically connecting the other end to the second output terminal O98.

電圧上昇検出回路１８０と電圧下降検出回路１９０との違いは、第一スイッチング回路１８４及び第二スイッチング回路１９４がオンになる電圧の違いである。すなわち、第一スイッチング回路１８４は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の上限電圧に達すると導通するのに対して、第二スイッチング回路１９４は、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の下限電圧に達すると導通する。下限電圧は、上限電圧より低い電圧に設定する。 The difference between the voltage increase detection circuit 180 and the voltage decrease detection circuit 190 is a voltage difference at which the first switching circuit 184 and the second switching circuit 194 are turned on. That is, the first switching circuit 184 becomes conductive when the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 reaches a predetermined upper limit voltage, whereas the second switching circuit 194 receives the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171. Conduction when a predetermined lower limit voltage is reached. The lower limit voltage is set to a voltage lower than the upper limit voltage.

マイクロコンピュータ１６０は、第二出力端子ｏ９８の電位を測定し、第二出力端子ｏ９８の電位が所定の電位より高ければ、第二スイッチング回路１９４が導通していないと判断する。その場合、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の下限電圧より低いと判断し、放電灯ＬＡが整流放電していると判断する。また、マイクロコンピュータ１６０は、第二出力端子ｏ９８の電位が所定の電位より低ければ、第二スイッチング回路１９４が導通していると判断し、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が所定の下限電圧より高いと判断する。 The microcomputer 160 measures the potential of the second output terminal o98, and determines that the second switching circuit 194 is not conductive if the potential of the second output terminal o98 is higher than a predetermined potential. In this case, it is determined that the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 is lower than a predetermined lower limit voltage, and it is determined that the discharge lamp LA is rectified and discharged. Further, if the potential of the second output terminal o98 is lower than the predetermined potential, the microcomputer 160 determines that the second switching circuit 194 is conducting, and the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 is the predetermined lower limit voltage. Judge higher.

図５は、この実施の形態におけるマイクロコンピュータ１６０が放電灯ＬＡの異常を検出する異常検出処理の流れを示すフローチャート図である。 FIG. 5 is a flowchart showing a flow of an abnormality detection process in which the microcomputer 160 in this embodiment detects an abnormality of the discharge lamp LA.

上昇判断工程Ｓ１１において、マイクロコンピュータ１６０は、上昇検出信号の電位が所定の電位より高いか否かを判断する。上昇検出信号の電位が所定の電位より高いと判断した場合、下降判断工程Ｓ１２へ進む。上昇検出信号の電位が所定の電位より低いと判断した場合、停止信号生成工程Ｓ１３へ進む。
下降判断工程Ｓ１２において、マイクロコンピュータ１６０は、下降検出信号の電位が所定の電位より低いか否かを判断する。下降検出信号の電位が所定の電位より高いと判断した場合、停止信号生成工程Ｓ１３へ進む。下降検出信号の電位が所定の電位より低いと判断した場合、異常検出処理を終了する。
停止信号生成工程Ｓ１３において、マイクロコンピュータ１６０は、発振停止信号を生成し、出力する。
発振停止工程Ｓ１４において、インバータ回路１３０は、高周波交流電圧の生成を停止する。その後、異常検出処理を終了する。 In the rise determination step S11, the microcomputer 160 determines whether or not the potential of the rise detection signal is higher than a predetermined potential. When it is determined that the potential of the rise detection signal is higher than the predetermined potential, the process proceeds to the fall determination step S12. When it is determined that the potential of the rise detection signal is lower than the predetermined potential, the process proceeds to the stop signal generation step S13.
In the decrease determination step S12, the microcomputer 160 determines whether or not the potential of the decrease detection signal is lower than a predetermined potential. When it is determined that the potential of the drop detection signal is higher than the predetermined potential, the process proceeds to the stop signal generation step S13. If it is determined that the potential of the drop detection signal is lower than the predetermined potential, the abnormality detection process is terminated.
In the stop signal generation step S13, the microcomputer 160 generates and outputs an oscillation stop signal.
In the oscillation stop process S14, the inverter circuit 130 stops the generation of the high-frequency AC voltage. Thereafter, the abnormality detection process is terminated.

このように、放電灯ＬＡが整流放電すると、結合コンデンサＣ４３の両端電圧が正常時より上昇あるいは下降することを利用して、電圧変換回路１７１が結合コンデンサＣ４３の両端電圧に対応する直流電圧を生成し、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が上限電圧と下限電圧との間に収まっていれば、放電灯ＬＡが正常点灯していると判断し、電圧変換回路１７１が生成した直流電圧が上限電圧より高いか下限電圧より低ければ、放電灯ＬＡが整流放電していると判断する。これにより、放電灯ＬＡの整流放電を検出することができる。 As described above, when the discharge lamp LA is rectified and discharged, the voltage conversion circuit 171 generates a DC voltage corresponding to the voltage across the coupling capacitor C43 by utilizing the fact that the voltage across the coupling capacitor C43 rises or falls below normal. If the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 falls between the upper limit voltage and the lower limit voltage, it is determined that the discharge lamp LA is normally lit, and the DC voltage generated by the voltage conversion circuit 171 is the upper limit. If it is higher than the voltage or lower than the lower limit voltage, it is determined that the discharge lamp LA is rectified and discharged. Thereby, the rectified discharge of the discharge lamp LA can be detected.

同様の検出は、ウィンドウコンパレータなどのコンパレータＩＣを用いても構成することが可能である。しかし、コンパレータＩＣは、動作電流が２ｍＡ程度必要であり、コンパレータＩＣの動作電流を確保できる電源を用意する必要がある。
インバータ回路１３０が高周波交流電圧を生成している場合、制御電源回路１５０が、インバータ回路１３０の出力に接続したスナバ回路から制御電源を生成するよう構成すれば、比較的大きな電流を供給することができる。しかし、回路起動時などインバータ回路１３０が高周波交流電圧を生成する前には、スナバ回路から制御電源を生成することはできない。
制御電源回路１５０が、電源整流回路１１０が生成した脈流電圧から制御電源を生成する場合、制御電源回路１５０の電流供給能力を高くすると、制御電源回路１５０における消費電力が大きくなるので、制御電源回路１５０の電流供給能力はできるだけ低くしたい。しかし、制御電源回路１５０がコンパレータＩＣにも電源を供給する場合、制御電源回路１５０の電流供給能力を低くすると、電流をコンパレータＩＣに取られてしまい、マイクロコンピュータ１６０が正常に動作しないなどの不具合が生じる可能性がある。 Similar detection can also be configured using a comparator IC such as a window comparator. However, the comparator IC requires an operating current of about 2 mA, and it is necessary to prepare a power source that can secure the operating current of the comparator IC.
When the inverter circuit 130 generates a high-frequency AC voltage, if the control power supply circuit 150 is configured to generate the control power supply from the snubber circuit connected to the output of the inverter circuit 130, a relatively large current can be supplied. it can. However, before the inverter circuit 130 generates the high-frequency AC voltage, such as when the circuit is activated, it is not possible to generate the control power from the snubber circuit.
When the control power supply circuit 150 generates the control power supply from the pulsating voltage generated by the power supply rectifier circuit 110, increasing the current supply capability of the control power supply circuit 150 increases the power consumption in the control power supply circuit 150. The current supply capability of the circuit 150 is desired to be as low as possible. However, when the control power supply circuit 150 also supplies power to the comparator IC, if the current supply capability of the control power supply circuit 150 is lowered, current is taken by the comparator IC and the microcomputer 160 does not operate normally. May occur.

これに対し、この実施の形態における保護検出回路１７０は、コンパレータＩＣを用いずに構成されているので、動作電流が小さい。特に、インバータ回路１３０が高周波交流電圧の生成を開始する前にあっては、第一スイッチング回路１８４及び第二スイッチング回路１９４がともに導通しないので、保護検出回路１７０の動作電流はほとんど０である。
このため、制御電源回路１５０の電流供給能力を高くする必要がなく、制御電源回路１５０における消費電力を抑えることができる。 On the other hand, since the protection detection circuit 170 in this embodiment is configured without using the comparator IC, the operation current is small. In particular, before the inverter circuit 130 starts to generate a high-frequency AC voltage, the first switching circuit 184 and the second switching circuit 194 are not both conductive, so the operating current of the protection detection circuit 170 is almost zero.
For this reason, it is not necessary to increase the current supply capability of the control power supply circuit 150, and power consumption in the control power supply circuit 150 can be suppressed.

次に、放電灯点灯装置１００の設計段階において、保護検出回路１７０の回路定数を決定する方法を説明する。 Next, a method for determining the circuit constant of the protection detection circuit 170 in the design stage of the discharge lamp lighting device 100 will be described.

図６は、この実施の形態における保護検出回路１７０の各部の電圧・電流を示す図である。 FIG. 6 is a diagram showing the voltage / current of each part of the protection detection circuit 170 in this embodiment.

まず、電圧変換回路１７１が生成する直流電圧Ｖ_７５が下降して、第二スイッチング回路１９４が非導通になり、第二出力端子ｏ９８の電位Ｖ_９８が制御電源配線Ｖ_ＣＣの電位とほぼ同じになる場合について考える。 First, it lowered DC voltage V ₇₅ of the voltage conversion circuit 171 generates the second switching circuit 194 is rendered non-conductive, and substantially the same potential of the second potential V ₉₈ is controlled power lines V _CC output terminal o98 Think about the case.

バイポーラトランジスタＱ８９及びバイポーラトランジスタＱ９９がともにオフなので、バイポーラトランジスタＱ８９のベース電流Ｉ_Ｂ８９及びバイポーラトランジスタＱ９９のベース電流Ｉ_Ｂ９９は、ともに０である。
バイポーラトランジスタＱ９９がオフになるぎりぎりの電圧を考えているので、バイポーラトランジスタＱ９９のベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥ９９は、約０．６Ｖである。
Ｉ_Ｂ８９＝０なので、抵抗Ｒ５５を流れる電流Ｉ_５５と抵抗Ｒ５６を流れる電流Ｉ_５６とは等しい。定電圧ダイオードＺ５４の降伏電圧をＶ_Ｚ５４、抵抗Ｒ５５の抵抗値をＲ_５５、抵抗Ｒ５６の抵抗値をＲ_５６とすると、以下の関係が成り立つ。 Since the bipolar transistor Q89 and the bipolar transistor Q99 is both off, the base current _{I B99} of the base current _{I B89} and bipolar transistor Q99 of bipolar transistor Q89 are both 0.
Since the last voltage at which the bipolar transistor Q99 is turned off is considered, the base-emitter voltage _VBE99 of the bipolar transistor Q99 is about 0.6V.
Since I _B89 = 0, the current I ₅₅ flowing through the resistor R55 is equal to the current I ₅₆ flowing through the resistor R56. _{V Z54} the breakdown voltage of the constant voltage diode Z54, and the resistance value of the resistor R55 _{R 55,} the resistance value of the resistor R56 and _{R 56,} the following relationship holds.

同様に、Ｉ_Ｂ９９＝０なので、抵抗Ｒ６５を流れる電流Ｉ_６５と抵抗Ｒ６６を流れる電流Ｉ_６６とは等しい。定電圧ダイオードＺ６４の降伏電圧をＶ_Ｚ６４、抵抗Ｒ６５の抵抗値をＲ_６５、抵抗Ｒ６６の抵抗値をＲ_６６とすると、Ｖ_ＢＥ９９＝０．６なので、以下の関係が成り立つ。 Similarly, since I _B99 = 0, the current I ₆₅ flowing through the resistor R65 is equal to the current I ₆₆ flowing through the resistor R66. Assuming that the breakdown voltage of the constant voltage diode Z64 is V _Z64 , the resistance value of the resistor R65 is R ₆₅ , and the resistance value of the resistor R66 is R ₆₆ , V _BE99 = 0.6, so the following relationship is established.

この場合における結合コンデンサＣ４３の両端電圧のピーク値Ｖ_ｐ３４をＶ_ＴＬ、抵抗Ｒ７６を流れる電流をＩ_７６とすると、以下の関係が成り立つ。 When the peak value _{V p34} _{V TL} of the voltage across the coupling capacitor C43 in this case, the current flowing through the resistor R76 and _{I 76,} the following relationship holds.

抵抗Ｒ７８の抵抗値をＲ_７８、抵抗Ｒ７８を流れる電流をＩ_７８とする。平衡状態であればコンデンサＣ７９を流れる電流Ｉ_７９は０なので、以下の関係が成り立つ。 The resistance value of the resistor R78 _{R 78,} the current flowing through the resistor R78 and _{I 78.} In the equilibrium state, the current I ₇₉ flowing through the capacitor C79 is 0, so the following relationship is established.

数３に数４を代入し、更に、数２を代入すると、以下の式が得られる。 Substituting equation 4 into equation 3 and further substituting equation 2 yields the following equation.

次に、電圧変換回路１７１が生成する直流電圧Ｖ_７５が上昇して、第一スイッチング回路１８４が導通し、第一出力端子ｏ８８の電位Ｖ_８８がグランド配線ＧＮＤの電位とほぼ同じになる場合について考える。 Next, a case where the DC voltage V ₇₅ generated by the voltage conversion circuit 171 rises, the first switching circuit 184 becomes conductive, and the potential V ₈₈ of the first output terminal o ₈₈ becomes almost the same as the potential of the ground wiring GND. Think.

バイポーラトランジスタＱ８９及びバイポーラトランジスタＱ９９がともにオンなので、バイポーラトランジスタＱ８９のベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥ８９及びバイポーラトランジスタＱ９９のベース−エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥ９９は、ともに約０．６Ｖである。
第一出力端子ｏ８８の電位Ｖ８８がグランド配線ＧＮＤの電位とほぼ同じなので、プルアップ抵抗Ｒ８５の抵抗値をＲ_８５、プルアップ抵抗Ｒ８５を流れる電流をＩ_８５とすると、Ｖ_ＣＣ＝Ｒ_８５×Ｉ_８５である。
第一出力端子ｏ８８の増幅率をｈ_ＦＥ８９とすると、Ｉ_８５＝ｈ_ＦＥ８９×Ｉ_Ｂ８９なので、Ｖ_ＣＣ＝Ｒ_８５×ｈ_ＦＥ８９×Ｉ_Ｂ８９である。また、Ｉ_５５＝Ｉ_５６＋Ｉ_Ｂ８９、Ｖ_ＢＥ８９＝Ｒ_５６×Ｉ_５６＝０．６なので、Ｉ_５５＝０．６／Ｒ_５６＋Ｖ_ＣＣ／（Ｒ_８５×ｈ_ＦＥ８９）である。したがって、以下の関係が成り立つ。 Since the bipolar transistor Q89 and the bipolar transistor Q99 is both turned on, the base of the bipolar transistor Q89 - base emitter voltage _{V BE89} and bipolar transistors Q99 - emitter voltage _{V BE99} are both approximately 0.6V.
Since the potential V88 of the first output terminal o88 is substantially the same as the potential of the ground wiring GND, assuming that the resistance value of the pull-up resistor R85 is R ₈₅ and the current flowing through the pull-up resistor R85 is I ₈₅ , V _CC = R ₈₅ × I ₈₅ .
When the gain of the first output terminal o88 and _{h _FE89,} since _{_{I 85 = h FE89 × I B89}} , a _{_{V CC = R 85 × h FE89}} × I B89. Since I ₅₅ = I ₅₆ + I _B89 and V _BE89 = R ₅₆ × I ₅₆ = 0.6, I ₅₅ = 0.6 / R ₅₆ + V _CC / (R ₈₅ × h _FE89 ). Therefore, the following relationship holds.

また、Ｖ_ＢＥ９９＝０．６なので、Ｖ_７５＝Ｖ_Ｚ６４＋Ｒ_６５×Ｉ_６５＋０．６である。 Since V _BE99 = 0.6, V ₇₅ = V _Z64 + R ₆₅ × I ₆₅ +0.6.

この場合における結合コンデンサＣ４３の両端電圧のピーク値Ｖ_ｐ３４をＶ_ＴＨとすると、以下の関係が成り立つ。 When the peak value _{V p34} of the voltage across the coupling capacitor C43 in this case a _{V TH,} the following relationship holds.

保護検出回路１７０の設計にあたり、まず、正常な放電灯ＬＡ及び寿命末期の放電灯ＬＡを放電灯点灯装置１００に接続して、正常放電時・整流放電時の結合コンデンサＣ４３の両端電圧のピーク値Ｖ_ｐ３４を測定し、Ｖ_ＴＨ及びＶ_ＴＬを決定する。
次に、電圧上昇検出回路１８０における消費電力の観点から、バイポーラトランジスタＱ８９がオンのときのＩ_５６及びＩ_８５を決定し、これに基づいてＲ_５６及びＲ_８５を決定する。
同様に、電圧下降検出回路１９０における消費電力の観点から、バイポーラトランジスタＱ９９がオンのときのＩ_６６及びＩ_９５を決定し、これに基づいてＲ_６６及びＲ_９５を決定する。
更に、電圧変換回路１７１における消費電力の観点から、正常時におけるＩ_７６を決定し、これに基づいてＲ_７６及びＲ_７８を決定する。また、電圧上昇検出回路１８０及び電圧下降検出回路１９０の検出感度の観点から、Ｖ_Ｚ７７及びＶ_Ｚ５４及びＶ_Ｚ６４を決定する。 In designing the protection detection circuit 170, first, the normal discharge lamp LA and the end-of-life discharge lamp LA are connected to the discharge lamp lighting device 100, and the peak value of the voltage across the coupling capacitor C43 during normal discharge / rectified discharge is obtained. V _p34 is measured and V _TH and V _TL are determined.
Next, from the viewpoint of power consumption in the voltage rise detection circuit 180, I ₅₆ and I ₈₅ when the bipolar transistor Q89 is on are determined, and R ₅₆ and R ₈₅ are determined based on this.
Similarly, from the viewpoint of power consumption in voltage drop detection circuit 190, I ₆₆ and I ₉₅ when bipolar transistor Q99 is on are determined, and R ₆₆ and R ₉₅ are determined based on this.
Further, from the viewpoint of power consumption in the voltage conversion circuit 171, I ₇₆ in a normal state is determined, and R ₇₆ and R ₇₈ are determined based on this. In addition, V _Z77, V _Z54, and V _Z64 are determined from the viewpoint of detection sensitivity of the voltage increase detection circuit 180 and the voltage decrease detection circuit 190.

そして、決定したこれらの値を上述した数５及び数７に代入して、Ｒ_５５及びＲ_６５を求める。 Then, these determined values are substituted into the above-described Equations 5 and 7, and R ₅₅ and R ₆₅ are obtained.

ここで、Ｒ_５５≫Ｒ_７６、Ｒ_６５≫Ｒ_７６であると仮定すると、数５より、 _Here, assuming that the _{_{_{R 55 »R 76, R 65 »R}}} 76, than the number 5,

したがって、以下の関係が成り立つ。 Therefore, the following relationship holds.

また、数７より、

From Equation 7,

このように、Ｒ_５５≫Ｒ_７６、Ｒ_６５≫Ｒ_７６であれば、Ｒ_５５とＲ_６５とは互いに独立する。例えば、Ｖ_ＴＨを変えたい場合は、Ｒ_５５を変更すればよく、Ｒ_６５を変更する必要はない。逆に、Ｖ_ＴＬを変えたい場合は、Ｒ_６５を変更すればよく、Ｒ_５５を変更する必要はない。
したがって、Ｒ_５５及びＲ_６５がＲ_７６よりも十分大きければ、Ｒ_５５及びＲ_６５を簡単な計算式で、容易に決定することができる。 _Thus, if _{_{_{R 55 »R 76, R 65 »R}}} 76, independent from one another and _{R 55} and _{R 65.} For example, when V _{TH is} to be changed, R ₅₅ may be changed, and R ₆₅ need not be changed. Conversely, if it is desired to change V _TL , it is only necessary to change R _65, and there is no need to change R ₅₅ .
_{Accordingly, R 55} and _{R 65} is larger sufficiently than _{R _76,} and _{R 55} and _{R 65} by a simple formula can be readily determined.

更に、ｈ_ＦＥ８９×Ｒ_８５≫Ｒ_５６であると仮定すると、以下の関係が成り立つ。 Further, _assuming that h _FE89 × R ₈₅ >> R ₅₆ , the following relationship holds.

したがって、ｈ_ＦＥ８９×Ｒ_８５がＲ_５６よりも十分大きければ、Ｒ_５５を更に簡単な計算式で、更に容易に決定することができる。 _{Therefore, h FE89} × _{R 85} is larger sufficiently than _{R _56,} in a simpler formula for _{R 55,} it can be more easily determined.

なお、Ｖ_ＴＨ＞Ｖ_ＴＬなので、以下の不等式が成り立つ。 Since V _TH > V _TL , the following inequality holds.

したがって、Ｖ_Ｚ５４＋０．６×Ｒ_５５／Ｒ_５６＞Ｖ_Ｚ６４＋０．６×Ｒ_６５／Ｒ_６６である。
これより、Ｒ_６５／Ｒ_６６とＲ_５５／Ｒ_５６とがほぼ等しい場合、定電圧ダイオードＺ６４の降伏電圧Ｖ_Ｚ６４を、定電圧ダイオードＺ５４の降伏電圧Ｖ_Ｚ５４より低く設定すれば、Ｖ_ＴＨ＞Ｖ_ＴＬとなることがわかる。
また、定電圧ダイオードＺ５４及び定電圧ダイオードＺ６４がない場合（すなわち、Ｖ_Ｚ５４＝Ｖ_Ｚ６４＝０の場合）には、Ｒ_６５／Ｒ_６６＜Ｒ_５５／Ｒ_５６であれば、Ｖ_ＴＨ＞Ｖ_ＴＬとなることがわかる。すなわち、抵抗Ｒ６５の抵抗値Ｒ_６５と抵抗Ｒ５６の抵抗値Ｒ_５６との積が、抵抗Ｒ５５の抵抗値Ｒ_５５と抵抗Ｒ６６の抵抗値Ｒ_６６との積より小さくなるように設定すればよい。 _Thus, a _{_{V Z54 + 0.6 × R 55 /}} R 56> V Z64 + 0.6 × R 65 / R 66.
Than _this, when the R 65 _{/ R 66} and _R 55 _{/ R 56} is approximately equal, the breakdown voltage _{V Z64} of the constant voltage diode Z64, is set lower than the breakdown voltage _{V Z54} of the constant voltage diode _{Z54, V} TH> V It turns out that it becomes _TL .
Further, when there is no constant voltage diode Z54 and constant voltage diode Z64 (that is, when V _Z54 = V _Z64 = 0), if R ₆₅ / R ₆₆ <R ₅₅ / R ₅₆ , then V _TH > V _TL It turns out that it becomes. That is, the product of the resistance value _{R 65} of the resistor R65 and the resistance value _{R 56} of the resistor R56 may be set to be smaller than the product of the resistance value _{R 66} of the resistance value _{R 55} resistor R66 of the resistor R55.

この実施の形態における放電灯点灯装置１００によれば、結合コンデンサＣ４３の両端電圧を電圧変換回路１７１が変換して直流電圧Ｖ_７５を生成し、直流電圧Ｖ_７５が所定の上限電圧Ｖ_ＴＨより高いか否かを電圧上昇検出回路１８０が検出し、直流電圧Ｖ_７５が所定の下限電圧Ｖ_ＴＬより低いか否かを電圧下降検出回路１９０が検出し、直流電圧Ｖ_７５が所定の上限電圧Ｖ_ＴＨより高いことを電圧上昇検出回路１８０が検出した場合、あるいは、直流電圧Ｖ_７５が所定の下限電圧Ｖ_ＴＬより低いことを電圧下降検出回路１９０が検出した場合に、マイクロコンピュータ１６０が発振停止信号を生成して、インバータ回路１３０が高周波交流電圧の生成を停止するので、放電灯ＬＡが寿命末期などにより整流放電した場合に、放電灯ＬＡを消灯することができるという効果を奏する。 According to the discharge lamp lighting apparatus 100 in this embodiment, the voltage across the coupling capacitor C43 converts the voltage conversion circuit 171 generates a DC voltage V _75, the DC voltage V ₇₅ is higher than the predetermined upper limit voltage V _TH whether the detected voltage rises detection circuit 180, the DC voltage V ₇₅ is detected by a predetermined lower limit voltage V _TL lower than whether the voltage drop detecting circuit 190, the DC voltage V ₇₅ reaches a predetermined upper limit voltage V _TH When the voltage rise detection circuit 180 detects that the voltage is higher, or when the voltage drop detection circuit 190 detects that the DC voltage V ₇₅ is lower than the predetermined lower limit voltage V _TL , the microcomputer 160 outputs an oscillation stop signal. Since the inverter circuit 130 stops generating the high-frequency AC voltage, the discharge lamp L is discharged when the discharge lamp LA is rectified and discharged at the end of its life. An effect that can be turned off.

この実施の形態における放電灯点灯装置１００によれば、直流電圧Ｖ_７５を第一分圧回路１８１が分圧して第一スイッチング電圧Ｖ_ＢＥ８９を生成し、第一スイッチング電圧Ｖ_ＢＥ８９が所定のスイッチング電圧より高い場合に第一スイッチング回路１８４が導通し、直流電圧Ｖ_７５を第二分圧回路１９１が分圧して第二スイッチング電圧Ｖ_ＢＥ９９を生成し、第二スイッチング電圧Ｖ_ＢＥ９９が所定のスイッチング電圧より高い場合に第二スイッチング回路１９４が導通し、第一スイッチング回路１８４が導通した場合に直流電圧Ｖ_７５が所定の上限電圧Ｖ_ＴＨより高いことを電圧上昇検出回路１８０が検出したと、マイクロコンピュータ１６０が判断し、第二スイッチング回路１９４が導通しない場合に直流電圧Ｖ_７５が所定の下限電圧Ｖ_ＴＬより低いことを電圧下降検出回路１９０が検出したと、マイクロコンピュータ１６０が判断するので、コンパレータを用いることなく電圧上昇検出回路１８０及び電圧下降検出回路１９０を構成でき、電圧上昇検出回路１８０及び電圧下降検出回路１９０における消費電流を抑えることができるという効果を奏する。
特に、インバータ回路１３０が高周波交流電圧を生成していない場合、結合コンデンサＣ４３の両端電圧が０になるので、直流電圧Ｖ_７５は下限電圧より低くなり、第一スイッチング回路１８４及び第二スイッチング回路１９４は、ともに導通しない状態となる。したがって、電圧上昇検出回路１８０及び電圧下降検出回路１９０のおける消費電力は、ほとんど０となる。
このため、回路起動時など、インバータ回路１３０が高周波交流電圧を生成していない場合に、制御電源回路１５０が供給できる電流の容量が小さくて済む。したがって、制御電源回路１５０における無駄な電力消費を抑えることができる。 According to the discharge lamp lighting apparatus 100 in this embodiment, the DC voltage V ₇₅ first divider circuit 181 generates a first switching voltage V _BE89 by dividing, the first switching voltage V _BE89 is predetermined switching voltage If higher, the first switching circuit 184 becomes conductive, the second voltage dividing circuit 191 _divides the DC voltage V ₇₅ to generate the second switching voltage V _BE99 , and the second switching voltage V _BE99 is greater than the predetermined switching voltage. If the voltage switching detection circuit 180 detects that the DC voltage V ₇₅ is higher than the predetermined upper limit voltage V _TH when the second switching circuit 194 is conductive when the voltage is high, and the first switching circuit 184 is conductive, the microcomputer 160 There is determined, the lower the DC voltage V ₇₅ is predetermined when the second switching circuit 194 does not conduct And that lower than the voltage V _TL voltage falling detection circuit 190 detects, since the microcomputer 160 determines, can form a voltage rise detection circuit 180 and the voltage falling detection circuit 190 without using a comparator, the voltage rise detection circuit 180 In addition, the current consumption in the voltage drop detection circuit 190 can be suppressed.
In particular, when the inverter circuit 130 does not generate a high-frequency AC voltage, the voltage across the coupling capacitor C43 is 0, so the DC voltage _V75 is lower than the lower limit voltage, and the first switching circuit 184 and the second switching circuit 194 Are in a non-conductive state. Therefore, the power consumption in the voltage rise detection circuit 180 and the voltage fall detection circuit 190 is almost zero.
For this reason, when the inverter circuit 130 does not generate a high-frequency AC voltage such as when the circuit is activated, the capacity of the current that can be supplied by the control power supply circuit 150 can be small. Therefore, useless power consumption in the control power supply circuit 150 can be suppressed.

この実施の形態における放電灯点灯装置１００によれば、第一スイッチング回路１８４の第一スイッチンググランド端子ｇ８７が制御電源回路１５０の制御電源グランド端子に電気接続し、プルアップ抵抗Ｒ８５の一端が制御電源回路１５０の制御電源出力端子に電気接続し、プルアップ抵抗Ｒ８５の他端が第一スイッチング回路１８４の第一出力端子ｏ８８に電気接続し、第二スイッチング回路１９４の第一スイッチンググランド端子ｇ８７が制御電源回路１５０の制御電源グランド端子に電気接続し、プルアップ抵抗Ｒ９５の一端が制御電源回路１５０の制御電源出力端子に電気接続し、プルアップ抵抗Ｒ９５の他端が第二スイッチング回路１９４の第二出力端子ｏ９８に電気接続しているので、マイクロコンピュータ１６０が第一出力端子ｏ８８及び第二出力端子ｏ９８の電位を入力することにより、第一スイッチング回路１８４及び第二スイッチング回路１９４が導通しているか否かがわかり、直流電圧Ｖ７５が所定の上限電圧より高いか、所定の下限電圧より低いかを判断できるという効果を奏する。 According to the discharge lamp lighting device 100 in this embodiment, the first switching ground terminal g87 of the first switching circuit 184 is electrically connected to the control power supply ground terminal of the control power supply circuit 150, and one end of the pull-up resistor R85 is the control power supply. The control power supply output terminal of the circuit 150 is electrically connected, the other end of the pull-up resistor R85 is electrically connected to the first output terminal o88 of the first switching circuit 184, and the first switching ground terminal g87 of the second switching circuit 194 is controlled. The power supply circuit 150 is electrically connected to the control power supply ground terminal, one end of the pull-up resistor R95 is electrically connected to the control power supply output terminal of the control power supply circuit 150, and the other end of the pull-up resistor R95 is the second of the second switching circuit 194. Since it is electrically connected to the output terminal o98, the microcomputer 160 outputs the first output. By inputting the potential of the child o88 and the second output terminal o98, it can be determined whether or not the first switching circuit 184 and the second switching circuit 194 are conductive, and whether the DC voltage V75 is higher than a predetermined upper limit voltage or not. It is possible to determine whether the voltage is lower than the lower limit voltage.

この実施の形態における放電灯点灯装置１００によれば、第一分圧第一回路１８２が第一の抵抗Ｒ５５と第一の定電圧ダイオードＺ５４との直列回路であり、第一分圧第二回路１８３が第二の抵抗Ｒ５６であり、第二分圧第一回路１９２が第三の抵抗Ｒ６５と第二の定電圧ダイオードＺ６４との直列回路であり、第二分圧第二回路１９３が第四の抵抗Ｒ６６であるので、直流電圧Ｖ７５の変化に対する電圧上昇検出回路１８０及び電圧下降検出回路１９０の感度を高くすることができるという効果を奏する。
また、第二の定電圧ダイオードＺ６４の降伏電圧が第一の定電圧ダイオードＺ５４の降伏電圧より低いので、第一スイッチング回路１８４が導通する所定の上限電圧より、第二スイッチング回路１９４が導通する所定の下限電圧のほうが低くなる。 According to the discharge lamp lighting device 100 in this embodiment, the first voltage dividing first circuit 182 is a series circuit of the first resistor R55 and the first constant voltage diode Z54, and the first voltage dividing second circuit. 183 is the second resistor R56, the second voltage dividing first circuit 192 is a series circuit of the third resistor R65 and the second constant voltage diode Z64, and the second voltage dividing second circuit 193 is the fourth resistor. Therefore, the sensitivity of the voltage increase detection circuit 180 and the voltage decrease detection circuit 190 with respect to the change of the DC voltage V75 can be increased.
In addition, since the breakdown voltage of the second constant voltage diode Z64 is lower than the breakdown voltage of the first constant voltage diode Z54, a predetermined upper limit voltage at which the first switching circuit 184 is conductive is higher than the predetermined upper limit voltage at which the first switching circuit 184 is conductive. The lower limit voltage is lower.

なお、第一の定電圧ダイオードＺ５４及び第二の定電圧ダイオードＺ６４はなくてもよい。その場合、第一の抵抗Ｒ５５の抵抗値Ｒ_５５と第四の抵抗Ｒ６６の抵抗値Ｒ_６６との積Ｒ_５５×Ｒ_６６が第二の抵抗Ｒ５６の抵抗値Ｒ_５６と第三の抵抗Ｒ６５の抵抗値Ｒ_６５との積Ｒ_５６×Ｒ_６５より大きければ、第一スイッチング回路１８４が導通する所定の上限電圧より、第二スイッチング回路１９４が導通する所定の下限電圧のほうが低くなる。 The first constant voltage diode Z54 and the second constant voltage diode Z64 may not be provided. In that case, the product R ₅₅ × R ₆₆ of the resistance value R ₅₅ of the first resistor R ₅₅ and the resistance value R ₆₆ of the fourth resistor R ₆₆ is equal to the resistance value R ₅₆ of the second resistor R ₅₆ and the third resistor R 65. is greater than the product R ₅₆ × R ₆₅ between the resistance value R _65, than a predetermined upper limit voltage to the first switching circuit 184 is conductive, better the predetermined lower voltage second switching circuit 194 becomes conductive decreases.

この実施の形態における放電灯点灯装置１００によれば、結合コンデンサＣ４３の一端がインバータ回路１３０のインバータグランド端子ｇ３５に電気接続し、変換第一回路１７２の一端が結合コンデンサＣ４３の他端に電気接続し、変換第一回路１７２の他端及び変換第二回路１７３の一端が直流電圧出力端子ｏ７５に電気接続し、変換第二回路１７３の他端がインバータ回路１３０のインバータグランド端子ｇ３５に電気接続しているので、電圧変換回路１７１は、結合コンデンサＣ４３の両端電圧を変換第一回路１７２と変換第二回路１７３とで分圧した電圧を生成するという効果を奏する。 According to the discharge lamp lighting device 100 in this embodiment, one end of the coupling capacitor C43 is electrically connected to the inverter ground terminal g35 of the inverter circuit 130, and one end of the conversion first circuit 172 is electrically connected to the other end of the coupling capacitor C43. The other end of the conversion first circuit 172 and one end of the conversion second circuit 173 are electrically connected to the DC voltage output terminal o75, and the other end of the conversion second circuit 173 is electrically connected to the inverter ground terminal g35 of the inverter circuit 130. Therefore, the voltage conversion circuit 171 produces an effect of generating a voltage obtained by dividing the voltage across the coupling capacitor C43 by the conversion first circuit 172 and the conversion second circuit 173.

この実施の形態における放電灯点灯装置１００によれば、変換第一回路１７２が第五の抵抗Ｒ７６と第三の定電圧ダイオードＺ７７との直列回路であり、変換第二回路１７３が第六の抵抗Ｒ７８とコンデンサＣ７９との並列回路であるので、電圧変換回路１７１は、結合コンデンサＣ４３の両端電圧の交流成分を除去し、結合コンデンサＣ４３の両端電圧の変化に対する感度の高い直流電圧Ｖ_７５を生成できるという効果を奏する。 According to the discharge lamp lighting device 100 in this embodiment, the conversion first circuit 172 is a series circuit of the fifth resistor R76 and the third constant voltage diode Z77, and the conversion second circuit 173 is the sixth resistor. since a parallel circuit of R78 and capacitor C79, the voltage conversion circuit 171, coupled removes an alternating current component of the voltage across the capacitor C43, it generates a DC voltage V ₇₅ sensitive to changes in the voltage across the coupling capacitor C43 There is an effect.

なお、定電圧ダイオードＺ７７はなくてもよい。その場合、電圧変換回路１７１の製造コストを抑えることができる。 The constant voltage diode Z77 may not be provided. In that case, the manufacturing cost of the voltage conversion circuit 171 can be suppressed.

この実施の形態における照明器具８００によれば、放電灯ＬＡを着脱自在に接続する放電灯接続部２００と、放電灯点灯装置１００とを有しているので、放電灯接続部２００に接続した放電灯ＬＡが寿命末期などにより整流放電したことを検出して、放電灯ＬＡを消灯することができるという効果を奏する。 According to the lighting fixture 800 in this embodiment, since the discharge lamp connection section 200 for detachably connecting the discharge lamp LA and the discharge lamp lighting device 100 are provided, the discharge lamp connected to the discharge lamp connection section 200 is provided. The effect that the discharge lamp LA can be extinguished by detecting that the lamp LA has been rectified and discharged at the end of its life or the like is achieved.

１００放電灯点灯装置、１１０電源整流回路、１２０アクティブフィルタ回路、１２２ＰＦＣ、１３０インバータ回路、１３３インバータ制御ＩＣ、１４０負荷回路、１５０制御電源回路、１６０マイクロコンピュータ、１７０保護検出回路、１７１電圧変換回路、１７２変換第一回路、１７３変換第二回路、１８０電圧上昇検出回路、１８１第一分圧回路、１８２第一分圧第一回路、１８３第一分圧第二回路、１８４第一スイッチング回路、１９０電圧下降検出回路、１９１第二分圧回路、１９２第二分圧第一回路、１９３第二分圧第二回路、１９４第二スイッチング回路、２００放電灯接続部、８００照明器具、ＡＣ交流電源、Ｃ４２始動コンデンサ、Ｃ４３結合コンデンサ、Ｃ２５，Ｃ７９コンデンサ、Ｄ２４ダイオード、ＤＢダイオードブリッジ、ｇ８７第一スイッチンググランド端子、ｇ９７第二スイッチンググランド端子、ｇ３５インバータグランド端子、ｇ５２第一分圧グランド端子、ｇ６２第二分圧グランド端子、ｇ７４変換グランド端子、ＧＮＤグランド配線、ｉ５１第一直流電圧入力端子、ｉ６１第二直流電圧入力端子、ｉ７１電圧入力端子、ｉ８６第一制御入力端子、ｉ９６第二制御入力端子、Ｌ２１，Ｌ４１チョークコイル、ＬＡ放電灯、ｏ８８第一出力端子、ｏ９８第二出力端子、ｏ５３第一分圧電圧出力端子、ｏ６３第二分圧電圧出力端子、ｏ３４交流電圧出力端子、ｏ７５直流電圧出力端子、Ｑ２３，Ｑ３１，Ｑ３２ＦＥＴ、Ｑ８９，Ｑ９９バイポーラトランジスタ、Ｒ５５，Ｒ５６，Ｒ６５，Ｒ６６，Ｒ７６，Ｒ７８抵抗、Ｒ８５，Ｒ９５プルアップ抵抗、ＶＣＣ制御電源配線、Ｚ５４，Ｚ６４，Ｚ７７定電圧ダイオード。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 100 Discharge lamp lighting device, 110 Power supply rectifier circuit, 120 Active filter circuit, 122 PFC, 130 Inverter circuit, 133 Inverter control IC, 140 Load circuit, 150 Control power circuit, 160 Microcomputer, 170 Protection detection circuit, 171 Voltage conversion circuit , 172 conversion first circuit, 173 conversion second circuit, 180 voltage rise detection circuit, 181 first voltage dividing circuit, 182 first voltage dividing first circuit, 183 first voltage dividing second circuit, 184 first switching circuit, 190 voltage drop detection circuit, 191 second voltage dividing circuit, 192 second voltage dividing first circuit, 193 second voltage dividing second circuit, 194 second switching circuit, 200 discharge lamp connecting part, 800 lighting fixture, AC AC power source , C42 starting capacitor, C43 coupling capacitor, C25, C79 Capacitor, D24 diode, DB diode bridge, g87 first switching ground terminal, g97 second switching ground terminal, g35 inverter ground terminal, g52 first voltage dividing ground terminal, g62 second voltage dividing ground terminal, g74 conversion ground terminal, GND Ground wiring, i51 first DC voltage input terminal, i61 second DC voltage input terminal, i71 voltage input terminal, i86 first control input terminal, i96 second control input terminal, L21, L41 choke coil, LA discharge lamp, o88 First output terminal, o98 second output terminal, o53 first divided voltage output terminal, o63 second divided voltage output terminal, o34 AC voltage output terminal, o75 DC voltage output terminal, Q23, Q31, Q32 FET, Q89, Q99 Bipolar transistor, R 5, R56, R65, R66, R76, R78 resistors, R85, R95 pullup resistor, VCC control power lines, Z54, Z64, Z77 constant voltage diode.

Claims

A load circuit to which a light source is connected;
A voltage conversion circuit that converts a voltage generated in the load circuit to generate a DC voltage;
A voltage rise detection circuit for detecting whether or not the DC voltage generated by the voltage conversion circuit is higher than a predetermined upper limit voltage;
A voltage drop detection circuit for detecting whether or not the DC voltage generated by the voltage conversion circuit is lower than a predetermined lower limit voltage;
When the voltage rise detection circuit detects that the DC voltage is higher than a predetermined upper limit voltage or at least one of the cases when the voltage drop detection circuit detects that the DC voltage is lower than a predetermined lower limit voltage A judgment circuit for turning off the light source,
The voltage rise detection circuit is
A first voltage dividing circuit for dividing the DC voltage generated by the voltage conversion circuit to generate a first switching voltage;
A first switching circuit that conducts when the first switching voltage generated by the first voltage dividing circuit is higher than a predetermined switching voltage;
The voltage drop detection circuit is
A second voltage dividing circuit for dividing the DC voltage generated by the voltage conversion circuit to generate a second switching voltage;
A second switching circuit that conducts when the second switching voltage generated by the second voltage dividing circuit is higher than a predetermined switching voltage;
The determination circuit determines that the voltage increase detection circuit detects that the DC voltage is higher than a predetermined upper limit voltage when the first switching circuit is conductive, and when the second switching circuit is not conductive, A lighting device, wherein the voltage drop detection circuit determines that the DC voltage is lower than a predetermined lower limit voltage.

The first voltage dividing circuit includes a series circuit of a first resistor and a first constant voltage diode, and a second resistor electrically connected to an output terminal of the series circuit,
The first switching circuit is electrically connected to an output terminal of a series circuit of the first voltage dividing circuit,
The second voltage dividing circuit includes a series circuit of a third resistor and a second constant voltage diode, and a fourth resistor electrically connected to an output terminal of the series circuit,
The second switching circuit is electrically connected to an output terminal of a series circuit of the second voltage dividing circuit,
The lighting device according to claim 1, wherein a breakdown voltage of the second constant voltage diode is lower than a breakdown voltage of the first constant voltage diode.

The first voltage dividing circuit includes a first resistor and a second resistor electrically connected to the output terminal of the first resistor,
The first switching circuit is electrically connected to the output terminal of the first resistor,
The second voltage dividing circuit has a third resistor and a fourth resistor electrically connected to the output terminal of the third resistor,
The second switching circuit is electrically connected to the output terminal of the third resistor,
The product of the resistance value of the first resistor and the resistance value of the fourth resistor is greater than the product of the resistance value of the second resistor and the resistance value of the third resistor. The lighting device according to claim 1.