JP2010211949A - Discharge lamp lighting circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、放電灯の異常を検出可能な放電灯点灯回路に関する。 The present invention relates to a discharge lamp lighting circuit capable of detecting an abnormality of a discharge lamp.
近年、前照灯などの車両用灯具として、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えて、メタルハライドランプ(以下、放電灯と称する)が利用されている。放電灯は、ハロゲンランプに比べて発光効率、長寿命が得られる反面、駆動電圧として数十〜数百Vが必要であるため、12Vもしくは24Vの車載バッテリでは直接駆動することができず、放電灯点灯回路(バラストとも称される)が必要となる。 In recent years, metal halide lamps (hereinafter referred to as discharge lamps) have been used as vehicle lamps such as headlamps in place of conventional halogen lamps having a filament. Although a discharge lamp can achieve luminous efficiency and a long life compared to a halogen lamp, it requires several tens to several hundreds V as a driving voltage. An electric lighting circuit (also called ballast) is required.
放電灯点灯回路は、バッテリ電圧を昇圧するDC/DCコンバータと、DC/DCコンバータの出力電圧を交流変換するHブリッジ回路などのスイッチング回路と、スタータ回路、およびこれらの回路ブロックを制御する制御回路とを備えている(たとえば特許文献1参照)。 A discharge lamp lighting circuit includes a DC / DC converter that boosts a battery voltage, a switching circuit such as an H-bridge circuit that converts an output voltage of the DC / DC converter, a starter circuit, and a control circuit that controls these circuit blocks. (For example, refer to Patent Document 1).
放電灯に発生しうる異常としては、放電灯の端子が意図せず接地される地絡や、放電灯の両端子間が接触などにより低抵抗で導通する短絡や、電極の摩耗などにより放電灯にランプ電流が流れなくなる開放などがある。放電灯点灯回路は、このような異常を検出して放電灯の駆動を停止する機能を有することが望ましい。 The abnormalities that can occur in a discharge lamp include a ground fault in which the terminal of the discharge lamp is unintentionally grounded, a short circuit in which the two terminals of the discharge lamp conduct with low resistance due to contact, etc., and wear of the electrode. There is an open circuit where the lamp current stops flowing. It is desirable that the discharge lamp lighting circuit has a function of detecting such an abnormality and stopping driving of the discharge lamp.
放電灯の異常の検出について、本発明者は以下の課題を認識した。
Hブリッジ回路のハイサイドトランジスタをオンオフするために、DC/DCコンバータの出力電圧を利用する場合を考える。例えばブートストラップによってハイサイドトランジスタをオンオフする場合である。ここで放電灯が短絡するとDC/DCコンバータの出力電圧は低下する。誤検出を避けるため、放電灯の短絡が生じてから放電灯点灯回路がその短絡を検出して放電灯の駆動を停止するまでには幾分時間がかかる。この間にDC/DCコンバータの出力電圧がハイサイドトランジスタのオンオフを決めるしきい値電圧よりも低くなると、ハイサイドトランジスタのオンオフ動作に支障が出る可能性がある。
About the detection of abnormality of a discharge lamp, this inventor recognized the following subjects.
Consider a case where the output voltage of a DC / DC converter is used to turn on and off the high-side transistor of the H-bridge circuit. For example, the high-side transistor is turned on / off by bootstrap. Here, when the discharge lamp is short-circuited, the output voltage of the DC / DC converter decreases. In order to avoid erroneous detection, it takes some time after the discharge lamp short circuit occurs until the discharge lamp lighting circuit detects the short circuit and stops driving the discharge lamp. If the output voltage of the DC / DC converter becomes lower than the threshold voltage that determines on / off of the high side transistor during this period, there is a possibility that the on / off operation of the high side transistor may be hindered.
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源電圧を低下させうる放電灯の異常が発生しても、電源電圧を利用したスイッチングを安定に行うことができる放電灯点灯回路の提供にある。 The present invention has been made in view of such circumstances, and its purpose is to discharge a discharge lamp that can stably perform switching using the power supply voltage even if an abnormality of the discharge lamp that can lower the power supply voltage occurs. In providing the circuit.
本発明のある態様は、放電灯点灯回路に関する。この放電灯点灯回路は、固定電圧と直流の電源電圧との間に直列に置かれたハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを2組含み、駆動対象の放電灯に交流の駆動電圧を供給するHブリッジ回路と、2組のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタのオンオフを制御する制御部と、を備える。Hブリッジ回路に含まれる2つのハイサイドトランジスタは、電源電圧を利用してオンされる。制御部は、放電灯の異常状態が所定の異常検出期間より長く続くと、駆動電圧の供給を止めるための制御を行い、異常状態のなかでも電源電圧が所定の短絡検出電圧より低い状態が異常検出期間よりも短い短絡検出期間より長く続くと、駆動電圧の供給を止めるための制御として、Hブリッジ回路に含まれる2つのハイサイドトランジスタをオフする。 One embodiment of the present invention relates to a discharge lamp lighting circuit. This discharge lamp lighting circuit includes two sets of a high-side transistor and a low-side transistor placed in series between a fixed voltage and a DC power supply voltage, and supplies an AC drive voltage to a discharge lamp to be driven. And a control unit for controlling on / off of the two sets of the high-side transistor and the low-side transistor. Two high-side transistors included in the H-bridge circuit are turned on using a power supply voltage. When the abnormal state of the discharge lamp lasts longer than the predetermined abnormality detection period, the control unit performs control for stopping the supply of the drive voltage, and even in the abnormal state, the state where the power supply voltage is lower than the predetermined short-circuit detection voltage is abnormal. If it lasts longer than the short-circuit detection period shorter than the detection period, the two high-side transistors included in the H-bridge circuit are turned off as control for stopping the supply of the drive voltage.
「放電灯の異常状態」とは、放電灯の異常に起因して放電灯点灯回路のパラメータが所定の条件を満たすようになった状態であってもよい。
この態様によると、電源電圧が短絡検出電圧より低い状態が短絡検出期間より長く続いた場合に、Hブリッジ回路に含まれる2つのハイサイドトランジスタをオフすることにより、ハイサイドトランジスタをオンするために利用される電源電圧を高めることができる。
The “abnormal state of the discharge lamp” may be a state in which the parameters of the discharge lamp lighting circuit satisfy a predetermined condition due to the abnormality of the discharge lamp.
According to this aspect, in order to turn on the high side transistor by turning off the two high side transistors included in the H bridge circuit when the power supply voltage is lower than the short circuit detection voltage for a longer period than the short circuit detection period. The power supply voltage used can be increased.
制御部は、電源電圧が短絡検出電圧より低い状態が短絡検出期間より長く続くと、Hブリッジ回路を通常通り動作させる通常動作期間とHブリッジ回路に含まれる2つのハイサイドトランジスタをオフする両オフ期間とを繰り返してもよい。この場合、放電灯の短絡が続く場合は、通常動作期間において電源電圧が低下するので、電源電圧が短絡検出電圧より低い状態を保つことができる。 When the power supply voltage is lower than the short-circuit detection period for a longer period than the short-circuit detection period, the control unit turns off the two high-side transistors included in the normal operation period in which the H-bridge circuit operates normally and the H-bridge circuit. The period may be repeated. In this case, when the discharge lamp continues to be short-circuited, the power supply voltage decreases during the normal operation period, so that the power supply voltage can be kept lower than the short-circuit detection voltage.
制御部は、通常動作期間における電源電圧が短絡検出電圧よりも高いことを条件のひとつとして、Hブリッジ回路を通常の動作に復帰させてもよい。この場合、放電灯の短絡が解消するとHブリッジ回路を通常の動作に復帰させることができる。 The control unit may return the H-bridge circuit to the normal operation on condition that the power supply voltage in the normal operation period is higher than the short circuit detection voltage. In this case, when the short circuit of the discharge lamp is eliminated, the H bridge circuit can be returned to normal operation.
通常動作期間は、交流の駆動電圧の半周期よりも短く設定されてもよい。 The normal operation period may be set shorter than a half cycle of the AC drive voltage.
両オフ期間は、通常動作期間より長く設定されてもよい。 Both off periods may be set longer than the normal operation period.
本発明によれば、電源電圧を低下させうる放電灯の異常が発生しても、電源電圧を利用したスイッチングを安定に行うことができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, even if the abnormality of the discharge lamp which can reduce a power supply voltage generate | occur | produces, the switching using a power supply voltage can be performed stably.
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。 The present invention will be described below based on preferred embodiments with reference to the drawings. The same or equivalent components, members, and processes shown in the drawings are denoted by the same reference numerals, and repeated descriptions are omitted as appropriate.
本明細書において、「部材Aが、部材Bと接続された状態」とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。 In this specification, “the state in which the member A is connected to the member B” means that the member A and the member B are electrically connected in addition to the case where the member A and the member B are physically directly connected. It includes the case of being indirectly connected through another member that does not affect the connection state. Similarly, “the state in which the member C is provided between the member A and the member B” refers to the case where the member A and the member C or the member B and the member C are directly connected, as well as an electrical condition. It includes the case of being indirectly connected through another member that does not affect the connection state.
実施の形態に係る放電灯点灯回路は、Hブリッジ回路を用いて放電灯を交流駆動する。放電灯点灯回路は、Hブリッジ回路のハイサイド側のトランジスタを駆動するためのブートストラップ回路を備える。放電灯の両端子が何らかの原因で短絡した場合、ランプ電流はその短絡した箇所を通して流れるが、Hブリッジ回路に供給される電源電圧は低下する。電源電圧が、ハイサイドのトランジスタを駆動するために必要な電圧を下回ると、ハイサイドのトランジスタのオンオフに支障をきたし得る。そこで本実施の形態に係る放電灯点灯回路では、短絡状態が所定の期間続くと、放電灯に間欠的に駆動電圧を供給する制御に切り替わる。放電灯への駆動電圧の供給を止めている期間では電源電圧が上昇する。これによりブートストラップ回路に接続された駆動用キャパシタを充電できるので、ハイサイドのトランジスタをより確実にオンオフすることが可能となる。 In the discharge lamp lighting circuit according to the embodiment, the discharge lamp is AC-driven using an H bridge circuit. The discharge lamp lighting circuit includes a bootstrap circuit for driving a transistor on the high side of the H bridge circuit. When both terminals of the discharge lamp are short-circuited for some reason, the lamp current flows through the short-circuited portion, but the power supply voltage supplied to the H-bridge circuit is lowered. If the power supply voltage is lower than the voltage necessary for driving the high-side transistor, it may hinder the on-off of the high-side transistor. Therefore, in the discharge lamp lighting circuit according to the present embodiment, when the short-circuit state continues for a predetermined period, the control is switched to intermittently supplying the drive voltage to the discharge lamp. The power supply voltage rises during the period when the supply of the driving voltage to the discharge lamp is stopped. As a result, the driving capacitor connected to the bootstrap circuit can be charged, so that the high-side transistor can be turned on and off more reliably.
図1は、実施の形態に係る放電灯点灯回路100およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路100は、メタルハライドランプである車載用の放電灯4を駆動する。放電灯点灯回路100は、車載バッテリ(以下、単にバッテリと称する)6、電源スイッチ8と接続される。放電灯点灯回路100と放電灯4とは車両用灯具としてユニット化される。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a discharge
バッテリ6は、12V(もしくは24V)の直流のバッテリ電圧Vbatを発生する。電源スイッチ8は放電灯4の点灯のオン、オフを制御するために設けられたリレースイッチであり、バッテリ6と直列に設けられる。電源スイッチ8がオンとなると、バッテリ6からバッテリ電圧Vbatが放電灯点灯回路100に供給される。
The battery 6 generates a DC battery voltage Vbat of 12V (or 24V). The power switch 8 is a relay switch provided for controlling on / off of the discharge lamp 4 and is provided in series with the battery 6. When the power switch 8 is turned on, the battery voltage Vbat is supplied from the battery 6 to the discharge
放電灯点灯回路100は、平滑化されたバッテリ電圧Vbatを昇圧し、交流変換して放電灯4へと供給する。以下、放電灯点灯回路100の詳細な構成を説明する。
The discharge
放電灯点灯回路100は、DC/DCコンバータCONV、制御回路10、スタータ回路20、Hブリッジ回路30、第1駆動用キャパシタC1、第2駆動用キャパシタC2、入力キャパシタCin、第1ブートストラップ回路B1、第2ブートストラップ回路B2、電流検出抵抗R1、を備える。
The discharge
入力キャパシタCinは、バッテリ6と並列に設けられ、バッテリ電圧Vbatを平滑化する。より具体的には、入力キャパシタCinはトランス14の近傍に設けられており、DC/DCコンバータCONVのスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。
Input capacitor Cin is provided in parallel with battery 6 and smoothes battery voltage Vbat. More specifically, the input capacitor Cin is provided in the vicinity of the
放電灯点灯回路100は、後述するランナップ期間および定常点灯期間において、放電灯4の両端間に点灯周波数f1の交流の駆動電圧VLを供給する。点灯周波数f1は10kHz以下、さらには250Hz〜750Hzが好ましく、ここでは310Hzに設定される。点灯周波数f1の逆数を点灯周期T1(=1/f1=3.2ms)という。
The discharge
DC/DCコンバータCONVは、バッテリ電圧Vbatを昇圧する。DC/DCコンバータCONVは、非絶縁型のスイッチングレギュレータであり、トランス14、整流ダイオードD1、出力キャパシタCo、スイッチング素子M1、を含む。
The DC / DC converter CONV boosts the battery voltage Vbat. The DC / DC converter CONV is a non-insulated switching regulator, and includes a
トランス14の1次コイルL1の一端と、2次コイルL2の一端とは、スイッチング素子M1のドレインと共通に接続されている。トランス14の1次コイルL1とスイッチング素子M1は、入力キャパシタCinと並列に、DC/DCコンバータCONVの入力端子Pinと接地端子(GND)との間に直列に設けられている。たとえばスイッチング素子M1はNチャンネルMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)で構成される。第1トランス14の2次コイルL2の他端は整流ダイオードD1のアノードと接続される。出力キャパシタCoは整流ダイオードD1のカソードと接地端子間に設けられる。
One end of the primary coil L1 of the
スイッチング素子M1の制御端子(ゲート)には、点灯周波数f1より高いPWM周波数f2の制御パルス信号Spが印加される。たとえばPWM周波数f2は400kHzである。スイッチング素子M1は、制御パルス信号Spがハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。制御回路10は、放電灯4の電気的状態にもとづいてフィードバックによって制御パルス信号Spのハイレベルとローレベルのデューティ比を調節する。
昇圧された直流の電源電圧Voは、後段のHブリッジ回路30に供給される。
A control pulse signal Sp having a PWM frequency f2 higher than the lighting frequency f1 is applied to the control terminal (gate) of the switching element M1. For example, the PWM frequency f2 is 400 kHz. The switching element M1 is turned on when the control pulse signal Sp is at a high level and turned off when it is at a low level. The
The boosted DC power supply voltage Vo is supplied to the
Hブリッジ回路30は、接地端子と電源電圧Voとの間に直列に置かれた第1ハイサイドトランジスタMH1および第1ローサイドトランジスタML1と、同じく接地端子と電源電圧Voとの間に直列に置かれた第2ハイサイドトランジスタMH2および第2ローサイドトランジスタML2と、を含み、放電灯4に交流の駆動電圧VLを供給する。
第1ハイサイドトランジスタMH1、第2ハイサイドトランジスタMH2、第1ローサイドトランジスタML1、第2ローサイドトランジスタML2は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)である。
The
The first high side transistor MH1, the second high side transistor MH2, the first low side transistor ML1, and the second low side transistor ML2 are IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors).
第1ハイサイドトランジスタMH1は、第1ブートストラップ回路B1から供給される第1ハイサイド制御信号SH1によってそのオンオフが制御される。この第1ハイサイド制御信号SH1はバッテリ電圧Vbatまたは電源電圧Voを利用して生成される。第2ハイサイドトランジスタMH2は、第2ブートストラップ回路B2から供給される第2ハイサイド制御信号SH2によってそのオンオフが制御される。この第2ハイサイド制御信号SH2はバッテリ電圧Vbatまたは電源電圧Voを利用して生成される。
第1ローサイドトランジスタML1および第2ローサイドトランジスタML2のオンオフは、各トランジスタのゲートに制御回路10から供給される第1ローサイド制御信号SL1および第2ローサイド制御信号SL2によってそれぞれ制御される。
On / off of the first high-side transistor MH1 is controlled by a first high-side control signal SH1 supplied from the first bootstrap circuit B1. The first high side control signal SH1 is generated using the battery voltage Vbat or the power supply voltage Vo. The second high side transistor MH2 is controlled to be turned on / off by the second high side control signal SH2 supplied from the second bootstrap circuit B2. The second high side control signal SH2 is generated using the battery voltage Vbat or the power supply voltage Vo.
On / off of the first low-side transistor ML1 and the second low-side transistor ML2 is controlled by a first low-side control signal SL1 and a second low-side control signal SL2 supplied from the
第1ハイサイドトランジスタMH1と第1ローサイドトランジスタML1との第1接続点N1の第1出力電圧Vo1は、スタータ回路20を介して放電灯4の一端P1に印加される。第2ハイサイドトランジスタMH2と第2ローサイドトランジスタML2との第2接続点N2の第2出力電圧Vo2は、放電灯4の他端P2に印加される。
The first output voltage Vo1 at the first connection point N1 between the first high-side transistor MH1 and the first low-side transistor ML1 is applied to one end P1 of the discharge lamp 4 via the
制御回路10は、第1ハイサイドトランジスタMH1、第2ローサイドトランジスタML2のペアをオンする第1状態φ1と、第2ハイサイドトランジスタMH2、第1ローサイドトランジスタML1のペアをオンする第2状態φ2と、を交互に点灯周波数f1で繰り返すことにより放電灯4に交流の駆動電圧VLを供給する。
The
第1状態φ1においては、放電灯4の一端P1に第1出力電圧Vo1(≒Vo)が、他端P2に接地電圧(0V)が印加され、その結果、放電灯4には、駆動電圧VL(≒Vo1)が第1極性にて印加される。第2状態φ2においては、放電灯4の他端P2に第2出力電圧Vo2(≒Vo)が、一端P1に接地電圧が印加され、その結果、放電灯4には、駆動電圧VL(≒Vo2)が第1極性と反対の第2極性にて印加される。 In the first state φ1, the first output voltage Vo1 (≈Vo) is applied to one end P1 of the discharge lamp 4, and the ground voltage (0V) is applied to the other end P2, and as a result, the drive voltage VL is applied to the discharge lamp 4. (≈Vo1) is applied with the first polarity. In the second state φ2, the second output voltage Vo2 (≈Vo) is applied to the other end P2 of the discharge lamp 4 and the ground voltage is applied to the one end P1, and as a result, the driving voltage VL (≈Vo2) is applied to the discharge lamp 4. ) Is applied with a second polarity opposite to the first polarity.
第1ブートストラップ回路B1は、第1ベース信号SH1’がローレベルとなると、第1ハイサイド制御信号SH1を電源電圧Voと第1ハイサイドトランジスタMH1のゲートエミッタ間電圧とを足し合わせた電圧よりも高い電圧の信号とする。これにより第1ハイサイドトランジスタMH1に十分なゲートエミッタ間電圧が与えられ、第1ハイサイドトランジスタMH1がオンされる。この目的のため第1ブートストラップ回路B1は、一端が第1接続点N1と接続される第1駆動用キャパシタC1の他端と接続され、第1駆動用キャパシタC1に生じる第1両端電圧Vc1を利用する。
ここで第1ハイサイドトランジスタMH1のゲートエミッタ間電圧とは、その電圧以上の電圧が第1ハイサイドトランジスタMH1のゲートとエミッタとの間に印加されたとき第1ハイサイドトランジスタMH1がオンする電圧である。
When the first base signal SH1 ′ becomes low level, the first bootstrap circuit B1 uses a voltage obtained by adding the first high-side control signal SH1 to the power supply voltage Vo and the gate-emitter voltage of the first high-side transistor MH1. Is a high voltage signal. As a result, a sufficient gate-emitter voltage is applied to the first high-side transistor MH1, and the first high-side transistor MH1 is turned on. For this purpose, the first bootstrap circuit B1 is connected to the other end of the first driving capacitor C1 whose one end is connected to the first connection point N1, and generates a first terminal voltage Vc1 generated in the first driving capacitor C1. Use.
Here, the gate-emitter voltage of the first high-side transistor MH1 is a voltage at which the first high-side transistor MH1 is turned on when a voltage higher than that voltage is applied between the gate and the emitter of the first high-side transistor MH1. It is.
第1ブートストラップ回路B1は、第1BS抵抗52と、第1BSダイオード54と、第2BS抵抗56と、同じ向きで直列に接続された3つのツェナーダイオード(以降、第1ツェナーダイオードと称す)58と、第1npn型バイポーラトランジスタ60と、第1pnp型バイポーラトランジスタ62と、第3BS抵抗64と、第4BS抵抗66と、第1スイッチトランジスタ68と、を含む。
第1BS抵抗52の一端には電源電圧Voが印加される。第1BS抵抗52の他端は第1BSダイオード54のアノードと接続される。第1BSダイオード54のカソードは、第4BS抵抗66の一端、第1npn型バイポーラトランジスタ60のコレクタ、第1ツェナーダイオード58のカソード、および第1駆動用キャパシタC1の他端と接続される。第1npn型バイポーラトランジスタ60のエミッタは第1pnp型バイポーラトランジスタ62のエミッタと接続され、その接続ノードの信号が第2BS抵抗56を介して第1ハイサイド制御信号SH1として第1ハイサイドトランジスタMH1のゲートに供給される。第1pnp型バイポーラトランジスタ62のコレクタおよび第1ツェナーダイオード58のアノードには、第1接続点N1の第1出力電圧Vo1が印加される。第1npn型バイポーラトランジスタ60のベースと第1pnp型バイポーラトランジスタ62のベースは共に第3BS抵抗64の一端と接続される。第4BS抵抗66の他端と第3BS抵抗64の他端は共に第1スイッチトランジスタ68のコレクタと接続される。第1スイッチトランジスタ68のエミッタは接地され、ベースには第1ベース信号SH1’が入力される。
The first bootstrap circuit B1 includes a
A power supply voltage Vo is applied to one end of the
第1ツェナーダイオード58の降伏電圧(3つのツェナーダイオードの降伏電圧の和)Vzは、第1ハイサイドトランジスタMH1のゲートエミッタ間電圧よりも高い値、たとえば20V、に設定される。
The breakdown voltage (sum of the breakdown voltages of the three Zener diodes) Vz of the
この第1ブートストラップ回路B1の構成によると、第1スイッチトランジスタ68をオンとすると第1ハイサイド制御信号SH1はローレベルとなり第1ハイサイドトランジスタMH1はオフとなる。この間第1駆動用キャパシタC1は、その第1両端電圧Vc1が第1ツェナーダイオード58の降伏電圧Vz程度に達するまで充電される。第1スイッチトランジスタ68がオフとなると、第1ハイサイドトランジスタMH1のゲートにはそのエミッタの電圧よりも第1両端電圧Vc1だけ高い電圧が印加され、第1ハイサイドトランジスタMH1がオンする。
According to the configuration of the first bootstrap circuit B1, when the
第2ブートストラップ回路B2は、第1ブートストラップ回路B1と同様の回路トポロジーを有している。すなわち、第1BS抵抗52、第1BSダイオード54、第2BS抵抗56、第1ツェナーダイオード58、第1npn型バイポーラトランジスタ60、第1pnp型バイポーラトランジスタ62、第3BS抵抗64、第4BS抵抗66、第1スイッチトランジスタ68はそれぞれ、第5BS抵抗70、第2BSダイオード72、第6BS抵抗74、第2ツェナーダイオード76、第2npn型バイポーラトランジスタ78、第2pnp型バイポーラトランジスタ80、第7BS抵抗82、第8BS抵抗84、第2スイッチトランジスタ86に対応する。さらに第2駆動用キャパシタC2と第1駆動用キャパシタC1も対応している。
The second bootstrap circuit B2 has a circuit topology similar to that of the first bootstrap circuit B1. That is, the
電流検出抵抗R1は、放電灯4に流れるランプ電流ILの経路上に設けられる。図1の回路では電流検出抵抗R1は、DC/DCコンバータCONVとHブリッジ回路30とを接続する接地配線上に設けられる。第1状態φ1においては、放電灯4に第1極性(図1中の右向き)にランプ電流ILが流れ、第2状態φ2においては、第2極性(図1中の左向き)にランプ電流ILが流れる。電流検出抵抗R1には、第1状態φ1、第2状態φ2のそれぞれにおいて、ランプ電流ILに比例した電圧降下(電流検出信号SILと称する)が発生する。電流検出信号SILは、制御回路10へ入力される。
The current detection resistor R1 is provided on the path of the lamp current IL flowing through the discharge lamp 4. In the circuit of FIG. 1, the current detection resistor R <b> 1 is provided on a ground wiring that connects the DC / DC converter CONV and the
スタータ回路20は、放電灯4をブレークダウンさせるために設けられる。スタータ回路20は、放電灯4を起動する際に高電圧パルス(たとえば20kV)を生成して放電灯4の一端P1に印加する。その結果、放電灯4がブレークダウンし、放電が開始する。
The
制御回路10は、放電灯点灯回路100全体を制御する機能IC(Integrated Circuit)を含み、放電灯点灯回路100の動作シーケンスを制御するとともに、放電灯4に供給する電力を調節するために、第1ハイサイドトランジスタMH1、第2ハイサイドトランジスタMH2、第1ローサイドトランジスタML1、第2ローサイドトランジスタML2、のオンオフを制御する。制御回路10は、DC/DCコンバータCONVの出力から電源電圧Voの情報を取得する。
The
制御回路10は、放電灯4の異常を検出すると放電灯4への電力の供給を止めるための制御を行う。ここで放電灯4の異常には、上述の通り地絡、短絡、開放などが含まれる。放電灯4が短絡すると、電源電圧Voが低下する。放電灯4が開放となると、ランプ電流ILが低下する。放電灯4が地絡すると、電源電圧Voが低下するとともにランプ電流ILも低下する
The
制御回路10は図2で後述するブリッジ制御部40を含む。放電灯の異常に関して、制御回路10はブリッジ制御部40によって以下の3つの機能を実現している:
1.ブリッジ制御部40は、電源電圧Voおよびランプ電流ILを監視し、放電灯の異常状態が所定の異常検出期間PT1より長く続くと、放電灯の異常として検出する。放電灯の異常が検出されると、ブリッジ制御部40は放電灯4への駆動電圧VLの供給を止めるための制御を行う。
放電灯の異常状態とは、放電灯の異常に起因して放電灯点灯回路100のパラメータが所定の条件を満たすようになった状態であり、放電灯の異常の種類のそれぞれに対して、対応する条件が定められる。放電灯の短絡であれば、ランプ電流ILの低下は見られないが電源電圧Voが所定の短絡検出電圧Vshより低い状態が異常検出期間PT1より長く続くと短絡であると判断される。
短絡検出電圧Vshとは、放電灯4が短絡した状態にあると判定するのに十分な程度に低い電圧である。
The
1. The
The abnormal state of the discharge lamp is a state in which the parameters of the discharge
The short circuit detection voltage Vsh is a voltage that is low enough to determine that the discharge lamp 4 is in a shorted state.
2.ブリッジ制御部40は、ランプ電流ILの低下は見られないが電源電圧Voが短絡検出電圧Vshより低い状態が、異常検出期間PT1よりも短い短絡検出期間PT2より長く続くと、放電灯4への駆動電圧VLの供給を止めるための制御として、第1ハイサイドトランジスタMH1および第2ハイサイドトランジスタMH2を両方オフする。その後、ブリッジ制御部40は、電源電圧Voが短絡検出電圧Vshより低い状態が続く限り、第1ハイサイドトランジスタMH1および第2ハイサイドトランジスタMH2を両方オフとする両オフ期間PT3と、Hブリッジ回路30を通常通り動作させる通常動作期間PT4とを交互に繰り返す。
通常動作期間PT4は、点灯周期T1の半分よりも短く設定される。ここでは特に通常動作期間PT4の長さは、点灯周期T1(3.2ms)の半分よりも小さい値である0.8msに設定される。
また、両オフ期間PT3の長さは、通常動作期間PT4の長さより長く設定される。ここでは特に、両オフ期間PT3の長さは通常動作期間PT4の長さ(0.8ms)の整数倍である6.4ms(=0.8×8)に設定される。
2. When the state of the power supply voltage Vo being lower than the short circuit detection voltage Vsh continues longer than the short circuit detection period PT2 shorter than the abnormality detection period PT1, the
The normal operation period PT4 is set shorter than half of the lighting cycle T1. Here, in particular, the length of the normal operation period PT4 is set to 0.8 ms, which is a value smaller than half of the lighting cycle T1 (3.2 ms).
Further, the length of both off periods PT3 is set longer than the length of the normal operation period PT4. Here, in particular, the length of both off periods PT3 is set to 6.4 ms (= 0.8 × 8) which is an integral multiple of the length (0.8 ms) of the normal operation period PT4.
このように両オフ期間PT3と通常動作期間PT4とを繰り返す理由は以下の通りである。電源電圧Voが短絡検出電圧Vshより低い状態が短絡検出期間PT2より長く続いて第1ハイサイドトランジスタMH1および第2ハイサイドトランジスタMH2の両方がオフとなった後、何もしなければ電源電圧Voはしばらく後に短絡検出電圧Vshよりも高くなる。すると制御回路10は異常状態が解消されたと判断して通常動作を開始する。しかしながら実際は放電灯4は短絡したままであるから、ふたたび電源電圧Voが短絡検出電圧Vshより低くくなり、第1ハイサイドトランジスタMH1および第2ハイサイドトランジスタMH2の両方がオフとなる。異常検出期間PT1および短絡検出期間PT2の設定によっては、このサイクルにおいて電源電圧Voが短絡検出電圧Vshより低い状態が異常検出期間PT1より長くは続かない。したがって放電灯4の短絡をいつまでたっても検出できない場合もある。
そこで本実施の形態に係る放電灯点灯回路100では、両オフ期間PT3と通常動作期間PT4とを繰り返す。放電灯4の短絡が解消しない限り、通常動作期間PT4においては放電灯4の短絡によって電源電圧Voが減少する。したがって電源電圧Voが短絡検出電圧Vshより低い状態が異常検出期間PT1より長く続き、放電灯4の短絡を検出できるのである。
The reason why the both off periods PT3 and the normal operation period PT4 are repeated in this way is as follows. The state where the power supply voltage Vo is lower than the short circuit detection voltage Vsh continues for a longer period than the short circuit detection period PT2, and after both the first high side transistor MH1 and the second high side transistor MH2 are turned off, the power supply voltage Vo is After a while, it becomes higher than the short circuit detection voltage Vsh. Then, the
Therefore, in the discharge
3.ブリッジ制御部40は、通常動作期間PT4における電源電圧Voが短絡検出電圧Vshよりも高いことを条件のひとつとして、Hブリッジ回路30を通常の動作に復帰させる。
3. The
なお、両オフ期間PT3においては第1ローサイドトランジスタML1および第2ローサイドトランジスタML2の両方もまたオフとされる。つまり両オフ期間PT3においては、Hブリッジ回路30は、放電灯駆動に関する全てのトランジスタがオフとされるリセット状態に置かれる。これにより、短絡が生じている放電灯4と放電灯点灯回路100の他の部分とを電気的に切り離すことができる。
In both off periods PT3, both the first low side transistor ML1 and the second low side transistor ML2 are also turned off. That is, in both off periods PT3, the
図2は、ブリッジ制御部40の構成を示す回路図である。ブリッジ制御部40は、信号処理部42、駆動信号生成部44、動作停止部46、異常検出部48、を含む。
信号処理部42は、電源電圧Voの情報および電流検出信号SILを受け、電源電圧Voおよびランプ電流ILが放電灯4の異常状態を示す条件を満たすか否かを判別する。ブリッジ制御部40は、その判別の結果、定常点灯状態において電源電圧Voが所定の低管電圧、例えば31Vよりも低くなるとアサートされる(例えば、ハイレベルとなる)低管電圧信号SVLを生成する。ブリッジ制御部40は、判別の結果、定常点灯状態において、電源電圧Voが所定の高管電圧、例えば69Vよりも高くなるとアサートされる(例えば、ハイレベルとなる)高管電圧信号SVHを生成する。ブリッジ制御部40は、放電灯4のブレークダウンの後、ランプ電流ILが所定の開放しきい値電流、例えば0.3Aより小さくなるとアサートされる(例えば、ハイレベルとなる)開放信号Sopを生成する。ブリッジ制御部40は、放電灯4のブレークダウンの後、電源電圧Voが短絡検出電圧Vsh、例えば18Vよりも低くなるとアサートされる(例えば、ハイレベルとなる)短絡信号Sshを生成する。
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the
The
信号処理部42における上述の信号の生成を実現する信号処理には、公知の信号処理技術が用いられる。一例としては、入力信号の電圧と基準電圧とを比較する比較器を備える構成が用いられてもよい。
A known signal processing technique is used for signal processing for realizing the above-described signal generation in the
駆動信号生成部44は、第1ベース信号SH1’、第2ベース信号SH2’、第1ローサイド制御信号SL1、第2ローサイド制御信号SL2、を生成して出力する。駆動信号生成部44は、異常検出部48からリセット信号Srstを受ける。駆動信号生成部44は、リセット信号Srstにリセットを示す情報、例えば立ち上がりエッジが現れるとリセットされる。駆動信号生成部44がリセットされると、駆動信号生成部44は両オフ期間PT3の間Hブリッジ回路30をリセット状態に置く。この間にリセット信号Srstに現れる立ち上がりエッジは無視される。駆動信号生成部44がリセットされた後両オフ期間PT3が経過すると、駆動信号生成部44は再びHブリッジ回路30を通常通り駆動する。
The
異常検出部48は、低管電圧信号SVL、高管電圧信号SVH、開放信号Sop、短絡信号Ssh、を受け、放電灯4の異常を検出する。異常検出部48は、低管電圧信号SVL、高管電圧信号SVH、開放信号Sop、のうちのいずれかが所定の第1異常検出期間PT5より長くハイレベルとなるとアサートされる(例えば、ハイレベルとなる)停止信号Sstを生成する。異常検出部48は、短絡信号Sshが第1異常検出期間PT5よりも短い第2異常検出期間PT6より長くハイレベルとなると、停止信号Sstをアサートする(例えば、ハイレベルとする)。
The
放電灯4の短絡に関して異常検出部48は、短絡信号Sshが短絡検出期間PT2より長くハイレベルとなると、通常動作期間PT4の長さと等しい短絡周期T2で立ち上がりエッジを示すリセット信号Srstを生成する。また、その後短絡が解消して短絡信号Sshが短絡検出期間PT2より長くローレベルとなるとリセット信号Srstのレベルを固定する。
なお、開放信号Sopおよび短絡信号Sshの両方がハイレベルとなる場合は、放電灯4が地絡状態にあると解釈できる。この場合もまた、異常検出部48はリセット信号Srstに通常動作期間PT4の長さと等しい短絡周期T2で立ち上がりエッジを生成する。
When the short circuit signal Ssh becomes a high level for a longer time than the short circuit detection period PT2, the
In addition, when both the open signal Sop and the short circuit signal Ssh are at a high level, it can be interpreted that the discharge lamp 4 is in a ground fault state. Also in this case, the
異常検出部48は、第1ANDゲートAND1、第2ANDゲートAND2、第1ORゲートOR1、第2ORゲートOR2、第3ORゲートOR3、第1フィルタFIL1、第2フィルタFIL2、DフリップフロップFF、カウンタCNT、を含む。
第1ORゲートOR1は、低管電圧信号SVL、高管電圧信号SVH、開放信号Sopおよび短絡信号Sshの論理和を第1フィルタFIL1に出力する。つまり低管電圧信号SVL、高管電圧信号SVH、開放信号Sopおよび短絡信号Sshのいずれかひとつでもハイレベルとなればハイレベルとなる第1信号S1が第1フィルタFIL1に入力される。
The
The first OR gate OR1 outputs a logical sum of the low tube voltage signal S VL , the high tube voltage signal S VH , the open signal Sop, and the short circuit signal Ssh to the first filter FIL1. That is, if any one of the low tube voltage signal S VL , the high tube voltage signal S VH , the open signal Sop, and the short circuit signal Ssh becomes high level, the first signal S1 that becomes high level is input to the first filter FIL1.
第1フィルタFIL1は、回路で発生しうる瞬間的なノイズなどによる放電灯の異常検出への影響を取り除くために設けられる。第1フィルタFIL1は、第1信号S1がハイレベルとなってから所定の第1フィルタ定数TF1、例えば1.6ms〜3.2msの範囲の定数の間、第1信号S1がハイレベルを保ち続けるとネゲートされる(例えば、ローレベルとなる)第1フィルタ信号Sf1を生成する。これにより、第1フィルタ定数TF1より短い時間幅を有するノイズによって第1ORゲートOR1の入力信号が乱されたとしても、それを放電灯4の異常として誤検出することを防ぐことができる。 The first filter FIL1 is provided to remove the influence on the abnormality detection of the discharge lamp due to instantaneous noise that may occur in the circuit. The first filter FIL1 keeps the first signal S1 at the high level for a predetermined first filter constant TF1, for example, a constant in the range of 1.6 ms to 3.2 ms after the first signal S1 becomes the high level. And the first filter signal Sf1 that is negated (for example, becomes low level) is generated. Thereby, even if the input signal of the first OR gate OR1 is disturbed by noise having a time width shorter than the first filter constant TF1, it can be prevented that it is erroneously detected as an abnormality of the discharge lamp 4.
第2フィルタFIL2もまた、第1フィルタFIL1と同様の目的で設けられる。第2フィルタFIL2は、短絡信号Sshがハイレベルとなってから短絡検出期間PT2の長さと等しい第2フィルタ定数TF2、例えば1.6msの間、短絡信号Sshがハイレベルを保ち続けるとアサートされる(例えば、ハイレベルとなる)第2フィルタ信号Sf2を生成する。これにより、第2フィルタ定数TF2より短い時間幅を有するノイズによって短絡信号Sshが乱されたとしても、それを放電灯4の短絡として誤検出することを防ぐことができる。また、第2フィルタFIL2は、短絡信号Sshがローレベルとなってから第2フィルタ定数TF2の間、短絡信号Sshがローレベルを保ち続けると第2フィルタ信号Sf2をネゲートする(ローレベルとする)。 The second filter FIL2 is also provided for the same purpose as the first filter FIL1. The second filter FIL2 is asserted when the short circuit signal Ssh keeps the high level for a second filter constant TF2, which is equal to the length of the short circuit detection period PT2, for example, 1.6 ms after the short circuit signal Ssh becomes the high level. A second filter signal Sf2 (for example, at a high level) is generated. Thereby, even if the short circuit signal Ssh is disturbed by noise having a shorter time width than the second filter constant TF2, it can be prevented from being erroneously detected as a short circuit of the discharge lamp 4. The second filter FIL2 negates (sets to the low level) the second filter signal Sf2 if the short circuit signal Ssh continues to keep the low level for the second filter constant TF2 after the short circuit signal Ssh becomes the low level. .
第1ANDゲートAND1は、地絡を検出するために、開放信号Sopと短絡信号Sshとの論理積である第2信号S2を出力する。
第2ORゲートOR2は、第2フィルタ信号Sf2と第2信号S2との論理和である第3信号S3をDフリップフロップFFのリセット端子に出力する。
DフリップフロップFFのクロック端子には、異常検出部48において生成されもしくは異常検出部48の外部から供給されるクロック信号SCLKが入力される。クロック信号SCLKは所定のクロック周期T3、例えば通常動作期間PT4の長さ(=短絡周期T2=0.8ms)の半分である0.4msの周期を有する矩形波である。
The first AND gate AND1 outputs a second signal S2 that is a logical product of the open signal Sop and the short circuit signal Ssh in order to detect a ground fault.
The second OR gate OR2 outputs a third signal S3 that is a logical sum of the second filter signal Sf2 and the second signal S2 to the reset terminal of the D flip-flop FF.
The clock signal S CLK generated in the
DフリップフロップFFの反転出力端子から出力されるリセット信号SrstはDフリップフロップFFのデータ端子に入力される。第3信号S3がローレベルの場合はDフリップフロップFFはリセットされ、リセット信号Srstはハイレベルを保つ。また、DフリップフロップFFの非反転出力端子から出力されるカウント増速信号Supはローレベルを保つ。第3信号S3がハイレベルとなると、DフリップフロップFFのリセットが解除され、カウント増速信号Supおよびリセット信号Srstはいずれも、エッジがクロック信号SCLKと同期し、周期がクロック周期T3の2倍、つまり短絡周期T2である矩形波となる。カウント増速信号Supとリセット信号Srstの位相は180度ずれる。 The reset signal Srst output from the inverting output terminal of the D flip-flop FF is input to the data terminal of the D flip-flop FF. When the third signal S3 is at a low level, the D flip-flop FF is reset and the reset signal Srst is maintained at a high level. Further, the count acceleration signal Sup output from the non-inverting output terminal of the D flip-flop FF is kept at a low level. When the third signal S3 is at the high level, reset is released the D flip-flop FF, both the count up speed signal Sup and a reset signal Srst, the edge is synchronized with the clock signal S CLK, the period of the clock cycle T3 2 A rectangular wave having a double, that is, a short-circuit period T2. The phases of the count acceleration signal Sup and the reset signal Srst are shifted by 180 degrees.
カウンタCNTは、第1フィルタ信号Sf1およびカウント増速信号Supを受ける。カウンタCNTは、第1フィルタ信号Sf1がローレベルとなってから、第1異常検出期間PT5から第1フィルタ定数TF1を減じた期間の間、第1フィルタ信号Sf1がローレベルを維持するとハイレベルとなる第1異常信号Sab1を生成する。第1異常検出期間PT5の長さは500msに設定される。 The counter CNT receives the first filter signal Sf1 and the count acceleration signal Sup. The counter CNT changes to a high level when the first filter signal Sf1 maintains a low level during a period in which the first filter constant TF1 is subtracted from the first abnormality detection period PT5 after the first filter signal Sf1 becomes a low level. The first abnormal signal Sab1 is generated. The length of the first abnormality detection period PT5 is set to 500 ms.
カウンタCNTは、カウント増速信号Supに短絡周期T2の矩形波が現れると、その矩形波を利用してカウントを増速する。カウント増速信号Supに矩形波が現れるのは、第2ORゲートOR2の出力がハイレベルとなる場合、つまり短絡の場合か地絡の場合である。したがって、短絡もしくは地絡の場合にはカウンタCNTにおけるカウントが増速されることとなる。この場合、カウンタCNTは第1フィルタ信号Sf1がローレベルとなってから、第2異常検出期間PT6から第1フィルタ定数TF1を減じた期間の間、第1フィルタ信号Sf1がローレベルを維持するとハイレベルとなる第2異常信号Sab2を生成する。第2異常検出期間PT6の長さは100msに設定される。 When a rectangular wave having a short circuit period T2 appears in the count acceleration signal Sup, the counter CNT uses the rectangular wave to increase the count. A rectangular wave appears in the count acceleration signal Sup when the output of the second OR gate OR2 is at a high level, that is, in the case of a short circuit or a ground fault. Therefore, in the case of a short circuit or a ground fault, the count in the counter CNT is increased. In this case, the counter CNT is high when the first filter signal Sf1 is maintained at the low level during the period obtained by subtracting the first filter constant TF1 from the second abnormality detection period PT6 after the first filter signal Sf1 is at the low level. A second abnormal signal Sab2 that is level is generated. The length of the second abnormality detection period PT6 is set to 100 ms.
第2ANDゲートAND2は、第2異常信号Sab2とリセット信号Srstとの論理積である信号を第3ORゲートOR3に出力する。第3ORゲートOR3は、その第2ANDゲートAND2の出力信号と第1異常信号Sab1との論理和を停止信号Sstとして動作停止部46に出力する。これにより、停止信号Sstは、低管電圧状態、高管電圧状態、開放状態、のうちのいずれかひとつでも第1異常検出期間PT5より長く続くとハイレベルとなる。また、停止信号Sstは、短絡状態もしくは地絡状態が第2異常検出期間PT6よりも長く続くとハイレベルとなる。 The second AND gate AND2 outputs a signal that is a logical product of the second abnormal signal Sab2 and the reset signal Srst to the third OR gate OR3. The third OR gate OR3 outputs the logical sum of the output signal of the second AND gate AND2 and the first abnormality signal Sab1 to the operation stop unit 46 as the stop signal Sst. As a result, the stop signal Sst becomes a high level if any one of the low tube voltage state, the high tube voltage state, and the open state continues longer than the first abnormality detection period PT5. Further, the stop signal Sst becomes a high level when the short circuit state or the ground fault state continues longer than the second abnormality detection period PT6.
動作停止部46は、停止信号Sstを受け、停止信号Sstがハイレベルとなると放電灯4への駆動電圧VLの供給を止めるための制御を行う。この駆動電圧VLの供給を止めるための制御には、例えばHブリッジ回路30をリセット状態に置くことや、DC/DCコンバータCONVのスイッチング素子M1をオフとすることが含まれる。
The operation stop unit 46 receives the stop signal Sst and performs control for stopping the supply of the drive voltage VL to the discharge lamp 4 when the stop signal Sst becomes a high level. The control for stopping the supply of the drive voltage VL includes, for example, placing the
図3は、定常点灯状態において放電灯4の短絡が生じた場合の、図2の異常検出部48に含まれる信号の波形を示すタイムチャートである。図3の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図3は上から順に、短絡信号Ssh、第2フィルタ信号Sf2、クロック信号SCLK、リセット信号Srst、第1ベース信号SH1’、第2ベース信号SH2’、を示す。
FIG. 3 is a time chart showing a waveform of a signal included in the
放電灯4に短絡が発生し、時刻t1において電源電圧Voが短絡検出電圧Vshを下回ったとする。すると短絡信号Sshがハイレベルとなる。
時刻t1から第2フィルタ定数TF2後の時刻t2において、第2フィルタFIL2の出力である第2フィルタ信号Sf2がハイレベルとなる。するとDフリップフロップFFのリセットが解除され、DフリップフロップFFは0.8ms周期の矩形波をリセット信号Srstに生成する。この矩形波はクロック信号SCLKとエッジの位置が同期する。
時刻t2の後にリセット信号Srstに立ち上がりエッジが初めて現れる時刻t3において、それまで第1状態φ1に対応する駆動を行っていた駆動信号生成部44がリセットされる。すると第1ベース信号SH1’および第2ベース信号SH2’は両方ハイレベルとなり、第1ハイサイドトランジスタMH1および第2ハイサイドトランジスタMH2が両方オフとされる。
It is assumed that a short circuit occurs in the discharge lamp 4 and the power supply voltage Vo falls below the short circuit detection voltage Vsh at time t1. Then, the short circuit signal Ssh becomes a high level.
At time t2 after the second filter constant TF2 from time t1, the second filter signal Sf2 that is the output of the second filter FIL2 becomes high level. Then, the reset of the D flip-flop FF is released, and the D flip-flop FF generates a rectangular wave with a period of 0.8 ms in the reset signal Srst. This rectangular wave is synchronized with the clock signal SCLK at the edge position.
At time t3 when a rising edge first appears in the reset signal Srst after time t2, the drive
時刻t3から始まる両オフ期間PT3においては、第1ベース信号SH1’および第2ベース信号SH2’は両方ハイレベルに維持される。時刻t3から両オフ期間PT3の長さである6.4ms後の時刻t4において駆動信号生成部44は通常通りの駆動を始める。ここでは第1状態φ1に対応する駆動を始めるものとする。したがって、時刻t4において第1ベース信号SH1’はローレベルとなり第1ハイサイドトランジスタMH1がオンされる。
ここで放電灯4の短絡状態が解消されていない場合、電源電圧Voは低下し短絡信号Sshはハイレベルのままとなる。したがって時刻t4の後にリセット信号Srstに立ち上がりエッジが初めて現れる時刻t5において、駆動信号生成部44は再びリセットされる。この時刻t4と時刻t5との間の期間が通常動作期間PT4であり、長さは0.8msである。
In both off periods PT3 starting from time t3, both the first base signal SH1 ′ and the second base signal SH2 ′ are maintained at a high level. At time t4 after 6.4 ms, which is the length of both off periods PT3 from time t3, the drive
Here, when the short-circuit state of the discharge lamp 4 has not been eliminated, the power supply voltage Vo decreases and the short-circuit signal Ssh remains at the high level. Therefore, at time t5 when the rising edge first appears in the reset signal Srst after time t4, the drive
以上が放電灯点灯回路100の構成である。続いてその動作を、シーケンスに従って説明する。図4は、放電灯点灯回路100の動作状態を示すタイムチャートである。図4の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。
The above is the configuration of the discharge
1. 電源投入
時刻t1においてユーザが電源スイッチ8をオンすると、放電灯点灯回路100が起動する。制御回路10はDC/DCコンバータCONVを起動すると共にHブリッジ回路30をリセット状態に置く。放電灯点灯回路100はバッテリ電圧Vbatを所定の高電圧(400V)に昇圧して安定化する。
1. When the user turns on the power switch 8 at power-on time t1, the discharge
2. ブレークダウン
時刻t2において、スタータ回路20は、DC/DCコンバータCONVにより生成された400Vの電源電圧Voを受け、20kV以上の高電圧パルスを発生する。その結果、放電灯4の駆動電圧VLは15kV程度まで上昇してブレークダウンし、グロー放電が始まる。
2. At the breakdown time t2, the
3. DC期間φDC
ブレークダウンの後、制御回路10はまず第1状態φ1においてランプ電流ILを第1極性の向きにおよそ10msの間流す制御を行う。次に制御回路10は、第2状態φ2に切り替え、ランプ電流ILを第2極性の向きにおよそ10msの間流す制御を行う。この期間をDC期間φDCと呼ぶこととする。このDC期間φDCにおいてグロー放電からアーク放電へと移行させる。
3. DC period φ DC
After the breakdown, the
DC期間φDCが終了してアーク放電が安定すると、制御回路10は、Hブリッジ回路30を制御して、点灯周期T1にて交互に第1状態φ1と第2状態φ2とを繰り返す。
When the DC period phi DC termination to the arc discharge is stabilized, the
図5(a)、(b)は、放電灯点灯回路100のDC期間φDC後の動作状態を示すタイムチャートである。図5(a)、(b)の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図5(a)、(b)はそれぞれ、ランナップ過程および定常点灯時の波形を示している。
5A and 5B are time charts showing an operation state after the DC period φ DC of the discharge
4. ランナップ
アーク放電の成長にともない、放電灯4の光出力が上昇していく。光出力の立ち上がりは規格で定められており、規格にマッチした光出力(電力)が得られるように、制御回路10は、電源電圧Vo、ランプ電流ILを監視し、フィードバックによって、スイッチング素子M1のオン・オフのデューティ比を調節する。放電灯点灯回路100は、ランナップ期間において放電灯4の光出力を急速に上昇させるため、一時的に定格電力より高い過電力を供給し、その後、ランプ電圧を45V、ランプ電流ILを0.8Aに安定化して定格電力(35W)に近づけていく。(図5(a))
4). As the run-up arc discharge grows, the light output of the discharge lamp 4 increases. The rise of the optical output is determined by the standard, and the
5. 定常点灯
ランナップ過程を経て、放電灯4の光出力が安定化すると、放電灯4に供給される電力が定格値35Wに安定化される(図5(b))。なお、図5(a)、(b)に示される駆動電圧VLおよびランプ電流ILの波形は、見やすさのために簡略化したものであり、実際には250Hz〜750Hzの周波数を有している。
5). Steady lighting After the run-up process, when the light output of the discharge lamp 4 is stabilized, the power supplied to the discharge lamp 4 is stabilized at a rated value of 35 W (FIG. 5B). Note that the waveforms of the drive voltage VL and the lamp current IL shown in FIGS. 5A and 5B are simplified for easy viewing, and actually have a frequency of 250 Hz to 750 Hz. .
放電灯4に短絡が生じている状態で、ユーザが電源スイッチ8をオンして放電灯点灯回路100を起動する場合を考える。図6は、この場合の放電灯点灯回路100の動作状態を示すタイムチャートである。図6の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図6は上から順に、電源電圧Vo、第1両端電圧Vc1、第2ベース信号SH2’、第1ベース信号SH1’、第1ローサイド制御信号SL1、第2ローサイド制御信号SL2、を示す。
Consider a case where the user turns on the power switch 8 to activate the discharge
時刻t1において電源スイッチ8がオンされる。その後程なくして電源電圧Voは400Vに達する。Hブリッジ回路30はリセット状態に置かれるので、第1駆動用キャパシタC1の第1両端電圧Vc1は降伏電圧Vzである20V程度まで充電される。
時刻t2においてブレークダウンを開始するため、第1ハイサイドトランジスタMH1および第2ローサイドトランジスタML2がオンされるのであるが、放電灯4が短絡しているため、電源電圧Voはすぐに短絡検出電圧Vshである18Vを下回る。すると時刻t2から第2フィルタ定数TF2経過し、さらに短絡周期T2だけ経過した後の時刻t3においてHブリッジ回路30はリセット状態に置かれる。すると電源電圧Voは400Vに回復し、第1両端電圧Vc1もまた20Vに近づいてゆく。
時刻t3から両オフ期間PT3の長さである6.4ms後の時刻t4において、再び通常通りの動作が開始され、第1ハイサイドトランジスタMH1および第2ローサイドトランジスタML2がオンされる。短絡が解消していない場合、時刻t4から短絡周期T2だけ経過した後の時刻t5においてHブリッジ回路30はリセット状態に再び置かれる。
以降短絡が解消しない限り、第2異常検出期間PT6が経過するまで両オフ期間PT3と通常動作期間PT4との繰り返しが続く。この繰り返しが続く間、第1両端電圧Vc1は20V程度に保たれ、第1ハイサイドトランジスタMH1は正常にオンオフされる。
At time t1, the power switch 8 is turned on. Shortly thereafter, the power supply voltage Vo reaches 400V. Since the H-
The first high-side transistor MH1 and the second low-side transistor ML2 are turned on to start the breakdown at time t2, but since the discharge lamp 4 is short-circuited, the power supply voltage Vo is immediately reduced to the short-circuit detection voltage Vsh. Is less than 18V. Then, the second filter constant TF2 elapses from time t2, and the
At time t4 after 6.4 ms, which is the length of both off periods PT3 from time t3, normal operation is started again, and the first high-side transistor MH1 and the second low-side transistor ML2 are turned on. If the short circuit has not been eliminated, the
Thereafter, both the off-period PT3 and the normal operation period PT4 continue until the second abnormality detection period PT6 elapses unless the short circuit is eliminated. While this repetition continues, the first terminal voltage Vc1 is maintained at about 20V, and the first high-side transistor MH1 is normally turned on / off.
以上が実施の形態に係る放電灯点灯回路100の動作である。この放電灯点灯回路100は、従来の放電灯点灯回路に比べて以下の利点を有する。
The above is the operation of the discharge
(1)本実施の形態に係る放電灯点灯回路100によれば、ランプ電流ILの低下は見られないが電源電圧Voが短絡検出電圧Vshを下回る期間が第2異常検出期間PT6より長くなると、放電灯4の短絡として検出して動作を停止するための制御を行う。加えて、電源電圧Voが短絡検出電圧Vshを下回る期間が短絡検出期間PT2よりも長くなると、第1ハイサイドトランジスタMH1および第2ハイサイドトランジスタMH2を両方オフとする。放電灯4が短絡すると、電源電圧Voが低下し、それに伴いハイサイドトランジスタの駆動用キャパシタに充電される電圧が低下する。しかしながら放電灯点灯回路100によれば、第1ハイサイドトランジスタMH1および第2ハイサイドトランジスタMH2を両方オフとすることにより電源電圧Voを回復させてハイサイドトランジスタの駆動用キャパシタを再度十分に充電することが可能となる。これにより、第2異常検出期間PT6が経過するまでの間、駆動用キャパシタの両端電圧の低下によってハイサイドトランジスタのオンオフが不安定になることを避けることができる。
(1) According to the discharge
従来の放電灯点灯回路では、IGBTであるハイサイドトランジスタが活性領域で使用された場合、そのハイサイドトランジスタにおける発熱が大きくなってトランジスタそのものに不具合が生じうる。したがって、上述のように本実施の形態に係る放電灯点灯回路100によって短絡時でもハイサイドトランジスタのオンオフを安定的に行うことは特に有益である。
In a conventional discharge lamp lighting circuit, when a high-side transistor, which is an IGBT, is used in an active region, heat generation in the high-side transistor becomes large, and a problem may occur in the transistor itself. Therefore, as described above, it is particularly beneficial to stably turn on and off the high-side transistor even when a short circuit is caused by the discharge
また、従来の放電灯点灯回路では、ハイサイドトランジスタが活性領域で使用されている状態で電源電圧Voおよびランプ電流ILが安定してしまう可能性もある。この場合電源電圧Voが短絡検出電圧Vshより高い値で安定してしまうと、放電灯の短絡を検出できないこととなり、好ましくない。したがって、上述のように本実施の形態に係る放電灯点灯回路100によって短絡時でもハイサイドトランジスタのオンオフを安定的に行うことは特に有益である。
In the conventional discharge lamp lighting circuit, the power supply voltage Vo and the lamp current IL may be stabilized in a state where the high side transistor is used in the active region. In this case, if the power supply voltage Vo is stabilized at a value higher than the short circuit detection voltage Vsh, it is not preferable because a short circuit of the discharge lamp cannot be detected. Therefore, as described above, it is particularly beneficial to stably turn on and off the high-side transistor even when a short circuit is caused by the discharge
(2)放電灯4の短絡が一時的な要因によって発生したものであって、第2異常検出期間PT6が経過する前に短絡が解消された場合、解消された後の通常動作期間PT4では、電源電圧Voが上昇する。両オフ期間PT3では当然電源電圧Voが上昇するので、短絡が解消された後のある通常動作期間PT4において、電源電圧Voが短絡検出電圧Vshよりも高くなる。
ここで本実施の形態に係る放電灯点灯回路100では、通常動作期間PT4における電源電圧Voが短絡検出電圧Vshよりも高いことを条件のひとつとして、Hブリッジ回路30を通常の動作に復帰させる。したがって、第2異常検出期間PT6が経過する前に放電灯4の短絡が解消した場合に、放電灯4を引き続き通常通り駆動することができる。
(2) If the short circuit of the discharge lamp 4 is caused by a temporary factor and the short circuit is resolved before the second abnormality detection period PT6 has elapsed, in the normal operation period PT4 after the cancellation, The power supply voltage Vo increases. Since the power supply voltage Vo naturally increases in both off periods PT3, the power supply voltage Vo becomes higher than the short circuit detection voltage Vsh in a normal operation period PT4 after the short circuit is eliminated.
Here, in the discharge
特にノイズなどによる外的で一時的な要因で放電灯4が短絡した場合、その要因が解消すると短絡も解消する。本実施の形態に係る放電灯点灯回路100では、このような場合を、放電灯4の交換を必要とするような実質的な短絡ではないとして短絡の検出から除くことができる。
In particular, when the discharge lamp 4 is short-circuited due to an external and temporary factor such as noise, the short-circuit is also eliminated when the factor is eliminated. In the discharge
(3)短絡した放電灯4を通常通りに駆動すると、大きな短絡電流がHブリッジ回路30のオンとなっているトランジスタに流れる。そこで本実施の形態に係る放電灯点灯回路100では、通常動作期間PT4は、点灯周期T1の半分よりも短く設定される。これによりその大きな短絡電流が長い時間、ひとつのトランジスタに流れ続けることを防ぐことができる。
(3) When the short-circuited discharge lamp 4 is driven as usual, a large short-circuit current flows through the transistor in which the H-
(4)また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路100では、両オフ期間PT3は、通常動作期間PT4より長く設定される。これにより、短絡電流により発熱したトランジスタが、より長い両オフ期間PT3の間冷却される。その結果、短絡が検出されて動作が停止するまでの間におけるHブリッジ回路30全体の発熱を低減でき、トランジスタに不具合が生じる可能性も低減できる。
(4) In the discharge
(5)また、短絡または地絡に関する第2異常検出期間PT6は、その他の異常に関する第1異常検出期間PT5よりも短く設定される。これにより、Hブリッジ回路30のトランジスタに大きな短絡電流、地絡電流が流れうる短絡または地絡の場合には、より速く放電灯点灯回路100の動作を停止できる。これによりトランジスタに不具合が生じる可能性を低減できる。
(5) Further, the second abnormality detection period PT6 related to the short circuit or the ground fault is set shorter than the first abnormality detection period PT5 related to other abnormalities. Thereby, in the case of a short circuit or a ground fault in which a large short circuit current, a ground fault current can flow in the transistor of the
以上、実施の形態をもとに本発明を説明した。これらの実施の形態は例示であり、各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 The present invention has been described above based on the embodiment. These embodiments are exemplifications, and it is understood by those skilled in the art that various modifications can be made to combinations of each component and each processing process, and such modifications are also within the scope of the present invention. .
実施の形態では、短絡検出電圧Vshとは、放電灯4が短絡した状態にあると判定するのに十分な程度に低いしきい値電圧である場合について説明したがこれに限られない。例えば、短絡検出電圧Vshは、Hブリッジ回路30のハイサイドトランジスタのしきい値電圧、例えばゲートエミッタ間電圧に基づいて定めてもよい。この場合、ハイサイドトランジスタに十分なゲートエミッタ間電圧をより確実に供給できる。
また、短絡検出電圧Vshがゲートエミッタ間電圧よりも高く設定されてもよい。この場合、電源電圧Voがゲートエミッタ間電圧を下回る前に短絡状態を検出して両オフ期間PT3を設定できる。これにより、駆動用キャパシタの電圧の低下をより好適に防ぐことができる。
In the embodiment, the case where the short-circuit detection voltage Vsh is a threshold voltage that is low enough to determine that the discharge lamp 4 is in a short-circuited state has been described, but is not limited thereto. For example, the short circuit detection voltage Vsh may be determined based on the threshold voltage of the high side transistor of the
Further, the short circuit detection voltage Vsh may be set higher than the gate-emitter voltage. In this case, the both-off period PT3 can be set by detecting a short circuit state before the power supply voltage Vo falls below the gate-emitter voltage. Thereby, the fall of the voltage of the drive capacitor can be prevented more suitably.
実施の形態では、両オフ期間PT3においてHブリッジ回路30をリセット状態に置く場合について説明したが、これに限られない。例えば、両オフ期間PT3において、第1ローサイドトランジスタML1および第2ローサイドトランジスタML2を両方オンとしてもよい。この場合、両オフ期間PT3においては短絡した放電灯4の両端を接地できるので、放電灯4の短絡による放電灯点灯回路100の他の部分への影響を低減することができる。
In the embodiment, the case where the
実施の形態に係る放電灯点灯回路の制御回路またはその一部にマイコンを用いてもよい。 A microcomputer may be used for the control circuit of the discharge lamp lighting circuit according to the embodiment or a part thereof.
実施の形態では、車両用の放電灯を駆動する放電灯点灯回路を例に説明したが、本発明の用途はこれに限定されず、放電灯の異常を検出する機能を有する放電灯点灯回路に広く適用できる。 In the embodiment, a discharge lamp lighting circuit for driving a vehicle discharge lamp has been described as an example. However, the application of the present invention is not limited to this, and the discharge lamp lighting circuit has a function of detecting an abnormality of the discharge lamp. Widely applicable.
実施の形態で説明した回路において、信号のハイレベル、ローレベルの論理値の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。 In the circuit described in the embodiment, the setting of the high level and low level logic values of the signal is an example, and can be freely changed by appropriately inverting it with an inverter or the like.
実施の形態では、Hブリッジ回路30の4つのトランジスタはIGBTである場合について説明したが、これに限られない。これらのトランジスタは、すべてNチャンネルMOSFETであってもよいし、あるいは、バイポーラトランジスタであってもよい。
In the embodiment, the case where the four transistors of the H-
実施の形態では、ランプ電流ILが開放しきい値電流より小さくなり、かつ電源電圧Voが短絡検出電圧Vshよりも低くなると放電灯4の地絡とし、ランプ電流ILは開放しきい値電流より大きいが電源電圧Voが短絡検出電圧Vshよりも低くなると放電灯4の短絡とする場合について説明したが、これに限られない。例えば、電源電圧Voが所定の短絡地絡検出電圧、例えば18Vを下回ると放電灯の短絡もしくは地絡のいずれかであるとしてもよい。 In the embodiment, when the lamp current IL becomes smaller than the open-circuit threshold current and the power supply voltage Vo becomes lower than the short-circuit detection voltage Vsh, a ground fault occurs in the discharge lamp 4, and the lamp current IL is larger than the open-circuit threshold current. However, the case where the discharge lamp 4 is short-circuited when the power supply voltage Vo becomes lower than the short-circuit detection voltage Vsh has been described, but the present invention is not limited thereto. For example, when the power supply voltage Vo falls below a predetermined short-circuit ground fault detection voltage, for example, 18 V, it may be either a short circuit or a ground fault of the discharge lamp.
実施の形態では、第2異常検出期間PT6は第1異常検出期間PT5よりも短い場合について説明したが、これに限られない。例えば、第1異常検出期間PT5の長さと第2異常検出期間PT6の長さとを等しく設定してもよい。 In the embodiment, the case where the second abnormality detection period PT6 is shorter than the first abnormality detection period PT5 has been described. However, the present invention is not limited to this. For example, the length of the first abnormality detection period PT5 may be set equal to the length of the second abnormality detection period PT6.
実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。 Although the present invention has been described using specific words and phrases based on the embodiments, the embodiments are merely illustrative of the principles and applications of the present invention, and the embodiments are defined in the claims. Many modifications and arrangements can be made without departing from the spirit of the present invention.
4 放電灯、 6 車載バッテリ、 8 電源スイッチ、 10 制御回路、 20 スタータ回路、 30 Hブリッジ回路、 40 ブリッジ制御部、 42 信号処理部、 44 駆動信号生成部、 46 動作停止部、 48 異常検出部、 100 放電灯点灯回路、 Vo 電源電圧。
4 discharge lamp, 6 onboard battery, 8 power switch, 10 control circuit, 20 starter circuit, 30 H bridge circuit, 40 bridge control unit, 42 signal processing unit, 44 drive signal generation unit, 46 operation stop unit, 48
Claims (5)
前記2組のハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタのオンオフを制御する制御部と、を備え、
前記Hブリッジ回路に含まれる2つのハイサイドトランジスタは、前記電源電圧を利用してオンされ、
前記制御部は、前記放電灯の異常状態が所定の異常検出期間より長く続くと、前記駆動電圧の供給を止めるための制御を行い、前記異常状態のなかでも前記電源電圧が所定の短絡検出電圧より低い状態が前記異常検出期間よりも短い短絡検出期間より長く続くと、前記駆動電圧の供給を止めるための制御として、前記Hブリッジ回路に含まれる2つのハイサイドトランジスタをオフすることを特徴とする放電灯点灯回路。 An H-bridge circuit including two sets of a high-side transistor and a low-side transistor placed in series between a fixed voltage and a DC power supply voltage, and supplying an AC driving voltage to a discharge lamp to be driven;
A control unit for controlling on / off of the two sets of high-side transistors and low-side transistors,
Two high-side transistors included in the H-bridge circuit are turned on using the power supply voltage,
The control unit performs control for stopping the supply of the drive voltage when the abnormal state of the discharge lamp continues longer than a predetermined abnormality detection period, and the power supply voltage is a predetermined short-circuit detection voltage in the abnormal state. When the lower state continues longer than the short-circuit detection period shorter than the abnormality detection period, the two high-side transistors included in the H-bridge circuit are turned off as control for stopping the supply of the drive voltage. A discharge lamp lighting circuit.
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WO2014083753A1 (en) * | 2012-11-28 | 2014-06-05 | パナソニック株式会社 | Discharge lamp lighting device and headlight using same |
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