JP5403307B2 - Motor control device - Google Patents
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Description
この発明は、モータをPWM(Pulse Width Modulation)制御するモータ制御装置に関する。このようなモータ制御装置は、たとえば、電動パワーステアリング装置の駆動源としてのモータを制御するために用いられる。 The present invention relates to a motor control device that performs PWM (Pulse Width Modulation) control of a motor. Such a motor control device is used, for example, to control a motor as a drive source of the electric power steering device.
電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を車両のステアリング機構に機械的に伝達することによって操舵補助する装置である。モータは、ステアリングホイールに加えられる操舵トルクに応じて設定される目標電流値に基づいて制御され、これによって、操舵トルクに応じた操舵補助力がステアリング機構に与えられる。
モータを制御するために、マイクロコンピュータを備えたコントローラが設けられる。コントローラは、モータをPWM制御するためのPWM信号を生成する。また、モータをフィードバック制御するために、モータに実際に流れている電流が検出される。検出された電流は、所定のサンプリング周期でコントローラによってサンプリングされ、PWM信号の生成のために活用される。すなわち、目標電流値に対する検出電流値の偏差に応じてPWMデューティが設定され、このPWMデューティのPWM信号が生成される。
An electric power steering device is a device that assists steering by mechanically transmitting a driving force of a motor to a steering mechanism of a vehicle. The motor is controlled based on a target current value that is set according to the steering torque applied to the steering wheel, whereby a steering assist force according to the steering torque is applied to the steering mechanism.
In order to control the motor, a controller with a microcomputer is provided. The controller generates a PWM signal for PWM control of the motor. Further, in order to feedback control the motor, the current actually flowing through the motor is detected. The detected current is sampled by the controller at a predetermined sampling period and used for generating a PWM signal. That is, the PWM duty is set according to the deviation of the detected current value with respect to the target current value, and a PWM signal having this PWM duty is generated.
PWM信号の生成のために、コントローラは、所定の搬送波周期の搬送波を生成する。モータ電流のサンプリング周期は、搬送波周期の整数倍となるように設定される。これにより、搬送波周期でのモータ電流のゆらぎを排除して、モータ電流を検出できるように意図されている。
ところが、サンプリング周期を搬送波周期に対して正確に整数倍の関係とすることは必ずしも容易ではなく、微小な誤差が生じる場合がある。この誤差に起因して、モータが周期的に駆動され、ステアリングホイールの低周波振動(たとえば数Hzの振動)を引き起こす場合がある。
この問題を図4を参照して具体的に説明する。
However, it is not always easy to set the sampling period to an integer multiple accurately with respect to the carrier period, and a minute error may occur. Due to this error, the motor is driven periodically, which may cause low-frequency vibration (for example, vibration of several Hz) of the steering wheel.
This problem will be specifically described with reference to FIG.
図4Aは、モータ電流を検出するための電流センサの出力信号を示す。モータ電流が零の場合の信号が表されており、電流センサの出力信号は、搬送波周期(搬送波周波数20kHz)で振動する正弦波となっている。モータ電流のサンプリング周期は、搬送波周期の4倍の200μsecとされており、サンプリング点SAは、いずれも、モータ電流=0の点となっている。 FIG. 4A shows the output signal of the current sensor for detecting the motor current. A signal when the motor current is zero is shown, and the output signal of the current sensor is a sine wave that oscillates at a carrier wave period (carrier wave frequency 20 kHz). The sampling period of the motor current is 200 μsec, which is four times the carrier wave period, and the sampling points SA are points where the motor current = 0.
図4Bは、図4Aと同様な状況で、サンプリング周期が微小時間だけずれて199.995μsecとなった状態を示す。この場合、サンプリング点SBでの電流値が零にならず、サンプリング後の電流値は、搬送波周期の整数倍からのサンプリング周期のずれに対応した低周波数(たとえば、2Hz)で変動する。図4Cに、図4Bの状況での電流信号のサンプリング結果を時間軸方向に圧縮して示す。 FIG. 4B shows a state in which the sampling period is shifted by a minute time to 199.995 μsec in the same situation as FIG. 4A. In this case, the current value at the sampling point SB does not become zero, and the current value after sampling varies at a low frequency (for example, 2 Hz) corresponding to the deviation of the sampling period from an integer multiple of the carrier wave period. FIG. 4C shows the sampling result of the current signal in the situation of FIG. 4B compressed in the time axis direction.
モータ電流の検出結果がこのような低周波数の変動を示す結果として、モータが同様の低周波数で駆動されることになり、これがステアリングホイールに対して不快な振動を引き起こし、操舵違和感の原因となる。むろん、モータ電流は、搬送波周波数で変化しているが、搬送波周波数は十分に高いので、ステアリングホイールの振動の原因とはならない。 As a result of the detection result of the motor current indicating such a low frequency fluctuation, the motor is driven at the same low frequency, which causes unpleasant vibration to the steering wheel and causes a feeling of steering discomfort. . Of course, the motor current varies with the carrier frequency, but the carrier frequency is sufficiently high so that it does not cause vibration of the steering wheel.
前述の課題は、電動パワーステアリング装置に適用されるモータ制御装置だけでなく、モータをPWM制御するモータ制御装置に共通の課題である。
そこで、この発明の目的は、モータの不所望な低周波駆動を抑制または防止することができるモータ制御装置を提供することである。
The above-described problem is common to not only a motor control apparatus applied to an electric power steering apparatus but also a motor control apparatus that performs PWM control of a motor.
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a motor control device capable of suppressing or preventing undesired low-frequency driving of a motor.
上記の目的を達成するための請求項1記載の発明は、モータ(M)をPWM制御で駆動するモータ制御装置(10)であって、所定の搬送波周期の搬送波を用いて前記PWM制御のためのPWM信号を発生するPWM信号発生手段(23)と、所定のサンプリング周期で前記モータの電流を検出するモータ電流検出手段(25)と、このモータ電流検出手段によって検出されるモータ電流に基づいて、前記搬送波周期および前記サンプリング周期の周期間関係を検出する周期間関係検出手段(26,27)と、所定の基準関係に対する前記周期間関係の偏倚に基づいて、前記搬送波周期またはサンプリング周期を変更する周期変更手段(28)とを含み、前記周期間関係検出手段が、前記モータの実際の電流が零のときに、前記サンプリング周期と前記搬送波周期の整数倍との偏倚に対応して低周波数で振動する前記モータ電流検出手段のサンプリング値の周波数を求める周波数解析手段(26)を含み、前記周期変更手段が、前記周波数解析手段によって求められた前記サンプリング値の周波数に基づいて、前記サンプリング周期が前記搬送波周期の整数倍となるように、前記搬送波周期またはサンプリング周期を変更するものである、モータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は後述の実施形態における対応構成要素等を表す。
The invention according to
この構成によれば、PWM信号を生成するために用いられる搬送波の周期(搬送波周期)と、モータ電流のサンプリング周期との周期間関係が調べられる。そして、この周期間関係が所定の基準関係から偏倚している場合には、その偏倚に基づいて搬送波周期またはサンプリング周期が修正される。これにより、前記偏倚を減少または解消するように搬送波周期またはサンプリング周期を修正できる。これにより、搬送波周期とサンプリング周期との周期間関係を所望の関係に導くことができるので、不所望な低周波振動を抑制または防止することができる。
より具体的には、前記モータの実際の電流が零のときに、前記サンプリング周期と前記搬送波周期の整数倍との偏倚に対応して低周波数で振動する前記モータ電流検出手段のサンプリング値の周波数が周波数解析手段によって求められる。その求められた周波数に基づいて、サンプリング周期が搬送波周期の整数倍となるように、搬送波周期またはサンプリング周期が変更される。
請求項2記載の発明は、前記周期間関係検出手段が、さらに、前記周波数解析手段によって求められた前記サンプリング値の周波数が所定の周波数閾値未満で、かつ前記周波数解析手段によって求められた前記サンプリング値の周波数の成分の振幅が所定の振幅閾値を超えているかどうかを判定する判定手段(27)を含み、前記周期変更手段は、前記判定手段によって、前記周波数解析手段によって求められた前記サンプリング値の周波数が前記所定の周波数閾値未満で、かつ前記周波数解析手段によって求められた前記サンプリング値の周波数の成分の振幅が前記所定の振幅閾値を超えていると判断されたことを条件に、前記搬送波周期またはサンプリング周期を変更するものである、請求項1に記載のモータ制御装置である。
According to this configuration, the relationship between the period of the carrier wave used for generating the PWM signal (carrier wave period) and the sampling period of the motor current is examined. When this inter-period relationship deviates from a predetermined reference relationship, the carrier wave period or the sampling period is corrected based on the deviation. Thereby, the carrier wave period or the sampling period can be corrected so as to reduce or eliminate the deviation. As a result, the inter-period relationship between the carrier wave period and the sampling period can be led to a desired relation, so that undesired low-frequency vibrations can be suppressed or prevented.
More specifically, when the actual current of the motor is zero, the frequency of the sampling value of the motor current detecting means that vibrates at a low frequency corresponding to the deviation between the sampling period and an integral multiple of the carrier period. The wave number is obtained by frequency analysis means. Based on that the obtained frequency, the sampling period is such that an integral multiple of the carrier wave period, the carrier wave cycle or sampling period is changed.
Invention according to
以下では、この発明の実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図1は、この発明の一実施形態に係る電動パワーステアリング装置の電気的構成を示すブロック図である。車両の操向のための操作手段としてのステアリングホイール1に加えられた操舵トルクは、ステアリングシャフト2を介して、ステアリング機構3に機械的に伝達される。ステアリング機構3には、電動モータMからの操舵補助力が、減速機構(図示せず)を介して、またはダイレクトドライブ方式によって、伝達されるようになっている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing an electrical configuration of an electric power steering apparatus according to an embodiment of the present invention. A steering torque applied to the
ステアリングシャフト2は、ステアリングホイール1側に結合された入力軸2Aと、ステアリング機構3側に結合された出力軸2Bとに分割されていて、これらの入力軸2Aおよび出力軸2Bは、トーションバー4によって互いに連結されている。トーションバー4は、操舵トルクに応じてねじれを生じるものであり、このねじれの方向および量は、トルクセンサ5によって検出されるようになっている。
The
トルクセンサ5は、たとえば、入力軸2Aと出力軸2Bとの回転方向の位置関係の変化に応じて変化する磁気抵抗を検出する磁気式のもので構成されている。このトルクセンサ5の出力信号は、モータ制御装置としてのコントローラ10(ECU:電子制御ユニット)に入力されている。
コントローラ10には、トルクセンサ5の出力信号のほかに、車速センサ6が出力する車速信号が入力されている。コントローラ10は、トルクセンサ5によって検出される操舵トルクおよび車速センサ6によって検出される車速に応じて、目標駆動値としてのモータ電流目標値を定め、操舵トルクおよび車速に応じた操舵補助力がステアリング機構3に与えられるように、電動モータMを駆動制御する。コントローラ10は、車両の電装品に電力を供給する電源としての車載バッテリ8からの電力を電動モータMに供給することによって、この電動モータMを駆動制御する。
For example, the
In addition to the output signal of the
コントローラ10は、マイクロコンピュータ11と、モータ駆動回路13と、電動モータMに流れるモータ電流を検出するモータ電流検出回路14とを備えている。モータ駆動回路13は、車載バッテリ8からの電力の供給を受ける。このモータ駆動回路13に関連して電流センサ15が設けられており、この電流センサ15の出力信号がモータ電流検出回路14に入力されるようになっている。
The
マイクロコンピュータ11は、トルクセンサ5によって検出される操舵トルクおよび車速センサ6によって検出される車速に基づいて、モータ電流目標値を設定し、モータ駆動回路13を制御する。
より具体的には、マイクロコンピュータ11は、CPU(中央処理装置)およびメモリ(ROM、RAMおよび不揮発性メモリ)を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能する。この複数の機能処理部は、アシスト特性記憶部21と、モータ電流目標値設定部22と、モータ駆動回路13の駆動のための電流PWM(Pulse Width Modulation)制御部23と、電流偏差演算部24と、サンプリング部25と、周波数解析部26と、周期判定部27と、周期修正部28と、修正値記憶部29と、PWM搬送波生成部30とを含む。
The
More specifically, the
アシスト特性記憶部21は、操舵トルクおよび車速に対応したモータ電流目標値を予め定めた基本アシスト特性(アシストマップ)を記憶している。
モータ電流目標値設定部22は、トルクセンサ5によって検出される操舵トルクおよび車速センサ6によって検出される車速を、アシスト特性記憶部21に記憶された基本アシスト特性に当てはめて、モータ電流目標値Iobjを求める。このモータ電流目標値設定部22は、基本アシスト特性から求められるモータ電流目標値に対して、いわゆる慣性補償制御やダンピング制御などの公知の補償制御演算を施してモータ電流目標値Iobjを求めるものであってもよい。
The assist characteristic storage unit 21 stores a basic assist characteristic (assist map) in which a motor current target value corresponding to the steering torque and the vehicle speed is determined in advance.
The motor current target
モータ電流目標値設定部22によって設定されるモータ電流目標値Iobjは、電流偏差演算部24に与えられる。一方、サンプリング部25は、モータ電流検出回路14の出力信号を所定のサンプリング周期毎にサンプリングして、モータ電流Iを電流偏差演算部24に与える。電流偏差演算部24は、モータ電流目標値Iobjに対するモータ電流Iの偏差(電流偏差)を求め、これを電流PWM制御部23に与える。サンプリング部25におけるサンプリング周期は変更可能である。
The motor current target value Iobj set by the motor current target
電流PWM制御部23は、電流偏差演算部24から与えられる電流偏差が零になるように、すなわち、モータ電流Iがモータ電流目標値Iobjに等しくなるように、比例・積分演算によってデューティ比を定める。電流PWM制御部23は、このようにして定められたデューティ比の電流PWM信号を生成し、モータ駆動回路13に与える。電流PWM信号は、PWM搬送波生成部30が生成する搬送波を用いて生成される。
The current
PWM搬送波生成部30は、所定搬送波周期の搬送波を生成する。その搬送波周期は変更可能である。たとえば、PWM搬送波生成部30における搬送波周期の初期値が定められており、この初期値に対する修正値(補正値)が周期修正部28からPWM搬送波生成部30に与えられるようになっている。これにより、PWM搬送波生成部30は、初期値に対して前記修正値による修正を施した搬送波周期の搬送波を生成し、この搬送波を電流PWM制御部23に与える。修正値は、不揮発性メモリで構成された修正値記憶部29に記憶されるようになっている。周期修正部28は、修正値記憶部29から修正値を読み出してPWM搬送波生成部30に与える。
The PWM carrier
周波数解析部26は、サンプリング部25によってサンプリングされたモータ電流信号の周波数解析を、たとえばFFT(高速フーリエ変換)周波数解析によって行う。この解析結果は、モータ電流信号の周波数を表しており、これが周期判定部27に与えられる。
周期判定部27は、モータ電流の周波数に基づいて、PWM搬送波生成部30が生成する搬送波(たとえば、初期値の搬送波周期を有するもの)と、サンプリング部25のサンプリング周期との周期間関係が、予め定める所定の基準関係となっているかどうかを判定する。より具体的には、サンプリング周期が搬送波周期の整数倍となっているかどうかを判定する。そして、周期判定部27は、前記基準関係に対する前記周期間関係の偏倚を求め、これを周期修正部28に与える。
The
The
周期修正部28は、車両の始動スイッチ(イグニッションスイッチ)が導通されたときに、修正値記憶部29内に修正値が格納されているかどうかを判定し、修正値が未格納の場合には、周期判定部27からの前記偏倚に基づいて、修正値を演算する。この演算された修正値は、修正値記憶部29に書き込まれる。
モータ駆動回路13は、電流PWM制御部23から与えられる電流PWM信号によって駆動されるスイッチング素子(パワーMOSFET)を備え、その電流PWM信号のデューティ比で、車載バッテリ8の出力電圧を電動モータMに印加する。
The
The motor drive circuit 13 includes a switching element (power MOSFET) driven by a current PWM signal supplied from the current
図2は、マイクロコンピュータ11の動作を説明するためのフローチャートである。イグニッション(IG)スイッチがオンされると(ステップS1)、周期修正部28は、修正値記憶部29に修正値が記憶されているかどうかを確認する(ステップS2)。より具体的には、修正値記憶部29には、修正値が格納済みであるかどうかを表す修正演算フラグが格納されるようになっている。周期修正部28は、この修正演算フラグを参照することにより、修正値が演算済みであって、演算済みの修正値が修正値記憶部29に格納済みであるかどうかを判断する。
FIG. 2 is a flowchart for explaining the operation of the
修正値が演算済みである場合には(ステップS3:NO)、周期修正部28は、修正値記憶部29から修正値を読み込み(ステップS4)、この修正値をPWM搬送波生成部30に与える。これにより、PWM搬送波生成部30は、初期値に対して修正値による修正を施した搬送波周期で搬送波を生成する。こうして、当該修正値が反映される(ステップS5)。この後は、モータ電流目標値Iobjに基づいて電動モータMを制御するためのメイン制御ルーチンの処理が行われる。この場合に、電流PWM制御部23は、PWM搬送波生成部30が生成する搬送波を用いてPWM信号を生成する。
When the correction value has been calculated (step S3: NO), the
一方、修正値記憶部29に修正値が未格納である場合には(ステップS3:YES)、周波数解析部26、周期判定部27および周期修正部28によって、搬送波周期を修正するための修正値を求める演算が実行される。より具体的には、サンプリング部25によってサンプリング周期毎にモータ電流が取り込まれ(ステップS6)、これが周波数解析部26に与えられてFFT周波数解析処理を受ける(ステップS7)。この時点では実際のモータ電流は零であるが、サンプリング周期が搬送波周期の整数倍から偏倚している場合には、前述の図4に示すように、サンプリング部25によってサンプリングされる値は、当該偏倚に対応した低周波数で変動する。その周波数と位相とが、周波数解析部26によって求められる。
On the other hand, when the correction value is not stored in the correction value storage unit 29 (step S3: YES), the
周期判定部27は、周波数解析部26によって求められた周波数が所定の閾値A未満であるかどうかを判断する(ステップS8)。この実施形態では、さらに、周期判定部27は、その周波数成分の絶対値(振幅)が所定の閾値Bよりも大きいかどうかを判断する(ステップS8)。閾値Aは、当該電動パワーステアリング装置の機械的時定数に対応しており、たとえば、インターミディエイトシャフト(図示せず)やトーションバー4等の機械的な振動に対応した周波数に相当する。また、閾値Bは、モータ出力(コギングトルクやトルクリップル)やコラム減速比から操舵トルク振動として発生してしまう振幅に相当する。したがって、周波数が閾値A未満で、かつ、振幅がBを超える周波数成分があれば、この周波数成分が、サンプリング周期が搬送波周期の整数倍から偏倚していることに起因するものであると判断される。
The
ステップS8での判断が否定される場合には(ステップS8:NO)、サンプリング周期と搬送波周期(初期値)との関係は適正であるので、搬送波周期を修正する必要はない。したがって、搬送波周期を修正することなく、メイン制御ルーチンの処理が開始される。
ステップS8での判断が肯定されると(ステップS8:YES)、周期修正部28は、修正値を求める(ステップS9)。すなわち、周期修正部28は、閾値A未満の周波数で振幅が閾値Bを超える周波数成分の当該周波数に基づいて、搬送波周期を修正するための修正値を求める。より具体的には、当該周波数および位相に基づいて、初期搬送波周期を修正して、サンプリング周期が搬送波周期の整数倍となる関係に導くための修正値が求められる。
If the determination in step S8 is negative (step S8: NO), the relationship between the sampling period and the carrier wave period (initial value) is appropriate, and there is no need to correct the carrier wave period. Therefore, the process of the main control routine is started without correcting the carrier wave period.
When the determination in step S8 is affirmed (step S8: YES), the
この場合の修正値は周期の形態で求められればよいが、搬送波周期の修正は搬送周波数の修正と同義であるから、修正値は周波数の形態で求められてもよい。むろん、初期搬送波周期を修正する場合には周期の形態で修正値を求めるのが便利であり、初期搬送波周波数を修正する場合には周波数の形態で修正値を求めるのが便利である。
こうして求められた修正値は、修正値記憶部29に格納される(ステップS10)。このとき、周期修正部28は、修正演算フラグを、修正値が演算済みであることを表す値に書き換えて修正値記憶部29に格納する(ステップS10)。
The correction value in this case may be obtained in the form of a period, but the correction of the carrier wave period is synonymous with the correction of the carrier frequency, so the correction value may be obtained in the form of frequency. Of course, when correcting the initial carrier period, it is convenient to obtain the correction value in the form of a period, and when correcting the initial carrier frequency, it is convenient to obtain the correction value in the form of frequency.
The correction value thus obtained is stored in the correction value storage unit 29 (step S10). At this time, the
この後、マイクロコンピュータ11は、一旦、リセットされて再起動され、ステップS1以降の処理が再開されることになる。このときには、修正値記憶部29に修正値が格納済みであるので、ステップS3からステップS4へと処理が分岐することになる。
図3Aおよび図3Bは、搬送波周期の修正による効果を説明するための図である。
図3Aには、サンプリング周期が搬送波周期(搬送周波数=20kHz)の整数倍からずれていて、サンプリングされる電流に低周波数(この例では1.8Hz)の変動が生じる場合を示す。この場合、サンプリングされる電流変化に応じて電動モータMが駆動される結果、周波数1.8Hzで電動モータMに電流が供給され、それに応じて、トルクセンサ5は、周波数1.8Hzの操舵トルクを検出する。これがステアリングホイール1の不快な振動を引き起こす。
Thereafter, the
FIG. 3A and FIG. 3B are diagrams for explaining the effect of correcting the carrier wave period.
FIG. 3A shows a case where the sampling period is deviated from an integral multiple of the carrier period (carrier frequency = 20 kHz), and the sampled current varies at a low frequency (1.8 Hz in this example). In this case, as a result of driving the electric motor M in accordance with the sampled current change, a current is supplied to the electric motor M at a frequency of 1.8 Hz, and accordingly, the
一方、図3Bには、搬送波周期を修正して、搬送波周波数を20.1kHzとした例を示す。図3Aとの比較から理解されるように、低周波数のトルク振動がなくなり、比較的高い周波数(119Hz)のトルク振動が表れているにすぎない。このような高い周波数の振動は、運転者に不快な振動と認識されることはない。したがって、図3Aの状況と比較して、不快な振動が低減され、操舵フィーリングが向上される。 On the other hand, FIG. 3B shows an example in which the carrier wave frequency is corrected and the carrier wave frequency is 20.1 kHz. As understood from the comparison with FIG. 3A, the low-frequency torque vibration disappears, and only the relatively high-frequency (119 Hz) torque vibration appears. Such high frequency vibrations are not perceived as unpleasant vibrations for the driver. Therefore, uncomfortable vibration is reduced and steering feeling is improved as compared with the situation of FIG. 3A.
以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明はさらに他の形態で実施することもできる。たとえば、前述の実施形態では、搬送波周期を修正する例について説明したが、図1において二点鎖線で示すように、搬送波周期を修正する代わりに、または搬送波周期を修正するとともに、サンプリング周期を修正するようにしてもよい。この場合には、むろん、周期修正部28は、サンプリング周期を修正するための修正値を演算し、このような修正値が修正値記憶部29に記憶されることになる。
As mentioned above, although one Embodiment of this invention was described, this invention can also be implemented with another form. For example, in the above-described embodiment, the example in which the carrier wave period is corrected has been described. However, as indicated by a two-dot chain line in FIG. 1, instead of correcting the carrier wave period, the carrier wave period is corrected, and the sampling period is corrected. You may make it do. In this case, of course, the
また、前述の実施形態では、不揮発性メモリに修正値を記憶しておくこととしたが、修正後の搬送波周期および/またはサンプリング周期を不揮発性メモリに格納するようにして、これを用いて搬送波周期および/またはサンプリング周期が設定されるようにしてもよい。
さらに、前述の実施形態では、電動パワーステアリング装置に適用されたモータ制御装置について説明したが、この発明のモータ制御装置は、電動パワーステアリング装置以外の装置に備えられた電動モータの制御のために適用されてもよい。
In the above embodiment, the correction value is stored in the non-volatile memory. However, the corrected carrier wave period and / or sampling period is stored in the non-volatile memory, and this is used for the carrier wave. A period and / or a sampling period may be set.
Furthermore, in the above-described embodiment, the motor control device applied to the electric power steering device has been described. However, the motor control device of the present invention is for controlling an electric motor provided in a device other than the electric power steering device. May be applied.
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。 In addition, various design changes can be made within the scope of matters described in the claims.
11…マイクロコンピュータ、15…電流センサ 11 ... Microcomputer, 15 ... Current sensor
Claims (2)
所定の搬送波周期の搬送波を用いて前記PWM制御のためのPWM信号を発生するPWM信号発生手段と、
所定のサンプリング周期で前記モータの電流を検出するモータ電流検出手段と、
このモータ電流検出手段によって検出されるモータ電流に基づいて、前記搬送波周期および前記サンプリング周期の周期間関係を検出する周期間関係検出手段と、
所定の基準関係に対する前記周期間関係の偏倚に基づいて、前記搬送波周期またはサンプリング周期を変更する周期変更手段とを含み、
前記周期間関係検出手段が、前記モータの実際の電流が零のときに、前記サンプリング周期と前記搬送波周期の整数倍との偏倚に対応して低周波数で振動する前記モータ電流検出手段のサンプリング値の周波数を求める周波数解析手段を含み、
前記周期変更手段が、前記周波数解析手段によって求められた前記サンプリング値の周波数に基づいて、前記サンプリング周期が前記搬送波周期の整数倍となるように、前記搬送波周期またはサンプリング周期を変更するものである、モータ制御装置。 A motor control device for driving a motor by PWM control,
PWM signal generating means for generating a PWM signal for the PWM control using a carrier wave of a predetermined carrier wave period;
Motor current detecting means for detecting the current of the motor at a predetermined sampling period;
Based on the motor current detected by the motor current detecting means, the period relation detecting means for detecting the relation between the carrier period and the sampling period,
A period changing means for changing the carrier wave period or the sampling period based on a deviation of the inter-period relation with respect to a predetermined reference relation;
The circumferential period relationship detection unit, when the actual current is zero the motor, sampling values of the motor current detecting means for vibrating at correspondingly low frequency bias of an integral multiple of the carrier wave period and the sampling period It includes frequency analysis means for determining the frequency,
The period changing means changes the carrier period or the sampling period based on the frequency of the sampling value obtained by the frequency analyzing means so that the sampling period is an integral multiple of the carrier period. , Motor control device.
前記周期変更手段は、前記判定手段によって、前記周波数解析手段によって求められた前記サンプリング値の周波数が前記所定の周波数閾値未満で、かつ前記周波数解析手段によって求められた前記サンプリング値の周波数の成分の振幅が前記所定の振幅閾値を超えていると判断されたことを条件に、前記搬送波周期またはサンプリング周期を変更するものである、
請求項1に記載のモータ制御装置。 The inter-period relationship detecting means further includes the frequency of the sampling value obtained by the frequency analyzing means being less than a predetermined frequency threshold, and the amplitude of the frequency component of the sampling value obtained by the frequency analyzing means is Determining means for determining whether or not a predetermined amplitude threshold is exceeded,
The period changing unit is configured such that the frequency of the sampling value obtained by the frequency analyzing unit is less than the predetermined frequency threshold by the determining unit and the frequency component of the sampling value obtained by the frequency analyzing unit is determined . The carrier wave period or the sampling period is changed on condition that the amplitude is determined to exceed the predetermined amplitude threshold value.
The motor control device according to claim 1.
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