JP5401726B2 - ANTENNA DEVICE AND RECEIVER HAVING THE SAME - Google Patents

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Description

この発明は、アンテナ装置およびそれを備えた受信機に関し、特に、干渉波を除去するアンテナ装置およびそれを備えた受信機に関するものである。   The present invention relates to an antenna device and a receiver including the antenna device, and more particularly to an antenna device that removes interference waves and a receiver including the antenna device.

従来、帯域外からの干渉波対策は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）フロントエンドへ加わる信号を減衰させるアッテネータ、または帯域外の干渉信号を減衰させるフィルタを用いて行なわれていた。   Conventionally, countermeasures against interference waves from outside the band have been performed by using an attenuator that attenuates a signal applied to an RF (Radio Frequency) front end or a filter that attenuates an interference signal outside the band.

しかし、前者では、所望波よりも干渉波の信号レベルが大きいときに、ＲＦフロントエンドにおいて干渉波に歪みが生じない程度にＲＦ信号を減衰させると、所望の信号が減衰することによりＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が不足するという問題がある。   However, in the former, when the RF signal is attenuated to such an extent that the interference wave is not distorted in the RF front end when the signal level of the interference wave is larger than the desired wave, the desired signal is attenuated, thereby reducing the SNR (Signal). to Noise Ratio) is a problem.

また、後者では、比較的近い周波数にある干渉波を十分に減衰させることが困難であったり、フィルタの挿入損失が問題となったり、その挿入損失を低減し、かつ、干渉波に対する減衰量を大きくすると、フィルタが大きくなり、コストが増大するという問題がある。   In the latter case, it is difficult to sufficiently attenuate the interference wave at a relatively close frequency, the insertion loss of the filter becomes a problem, the insertion loss is reduced, and the attenuation with respect to the interference wave is reduced. If it is large, there is a problem that the filter becomes large and the cost increases.

更に、干渉波自体の強入力によるＲＦフロントエンドの歪みではなく、干渉波のスプリアス信号が問題となるときには、上述した２つの方式では、干渉を抑圧することができないという問題がある。   Furthermore, when the spurious signal of the interference wave becomes a problem rather than the distortion of the RF front end due to the strong input of the interference wave itself, there is a problem that the above two methods cannot suppress the interference.

干渉波自体のスプリアス信号の干渉に対して、干渉波の歪スペクトルのみの信号レベルを検出することによって干渉波のスプリアスに対するヌルステアリングを実現している（非特許文献１）。   For the interference of the spurious signal of the interference wave itself, null steering for the spurious of the interference wave is realized by detecting the signal level of only the distortion spectrum of the interference wave (Non-Patent Document 1).

藤元，堀，“ＩＴＳ通信における干渉抑圧のためのＢＰＦ付きＰＩアダプティブアレー”，電子情報通信学会技術報告，ｖｏｌ．１０９，ｎｏ．３１，ＡＰ２００９−３１，ｐｐ．１１７−１２２，Ｍａｙ ２００９．Fujimoto, Hori, “PI Adaptive Array with BPF for Interference Suppression in ITS Communication”, IEICE Technical Report, vol. 109, no. 31, AP2009-31, pp. 117-122, May 2009.

しかし、非特許文献１に記載された方法では、ヌルステアリングの精度が低いために所望波の電力レベルをできる限り大きくすることが困難であるという問題がある。   However, the method described in Non-Patent Document 1 has a problem that it is difficult to increase the power level of the desired wave as much as possible because the accuracy of null steering is low.

そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、所望波の電力レベルをできる限り大きくすることが可能なアンテナ装置を提供することである。   Accordingly, the present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide an antenna device capable of increasing the power level of a desired wave as much as possible.

また、この発明の別の目的は、所望波の電力レベルをできる限り大きくすることが可能なアンテナ装置を備えた受信機を提供することである。   Another object of the present invention is to provide a receiver including an antenna device capable of increasing the power level of a desired wave as much as possible.

この発明によれば、アンテナ装置は、Ｋ（Ｋは２以上の整数）本のアンテナと、Ｋ個の可変移相器と、検出手段と、最適位相生成手段とを備える。Ｋ個の可変移相器は、Ｋ本のアンテナに対応して設けられる。検出手段は、所望波の周波数帯以外の周波数帯を有する干渉波が検出されると、Ｋ本のアンテナが受信した受信電波に基づいて、干渉波の方向にヌルを形成したときのＫ本のアンテナの重み係数の振幅および位相であるＫ個の振幅およびＫ個の位相を検出する。最適位相生成手段は、干渉波が検出されると、Ｋ本のアンテナのうち、振幅が閾値以上であるｎ（ｎは１≦ｎ≦Ｋを満たす整数）本のアンテナに対応するｎ個の可変移相器に検出手段によって検出されたｎ個の位相をｎ個の初期位相としてそれぞれ設定して所望波の到来方向から受信した受信電波の希望信号対干渉雑音電力比が基準値以上になるようにｎ個の可変移相器のｎ個の最適位相を演算し、その演算したｎ個の最適位相をｎ個の可変移相器に設定する。   According to this invention, the antenna apparatus includes K (K is an integer of 2 or more) antennas, K variable phase shifters, detection means, and optimum phase generation means. K variable phase shifters are provided corresponding to the K antennas. When the interference wave having a frequency band other than the desired wave frequency band is detected, the detection means detects K lines when nulls are formed in the direction of the interference wave based on the received radio waves received by the K antennas. K amplitudes and K phases, which are the amplitudes and phases of the weighting factors of the antenna, are detected. When an interference wave is detected, the optimum phase generating means is configured to change n corresponding to n (n is an integer satisfying 1 ≦ n ≦ K) antennas whose amplitude is equal to or greater than a threshold value among the K antennas. The n phases detected by the detecting means are set in the phase shifter as n initial phases, respectively, so that the desired signal-to-interference noise power ratio of the received radio wave received from the arrival direction of the desired wave is equal to or higher than the reference value. Then, n optimum phases of n variable phase shifters are calculated, and the calculated n optimum phases are set in n variable phase shifters.

好ましくは、アンテナ装置は、Ｋ個のスイッチと、スイッチ制御手段とを更に備える。Ｋ個のスイッチは、Ｋ本のアンテナに対応して設けられ、各々がアンテナと可変移相器との間に接続される。スイッチ制御手段は、Ｋ個の振幅のうち、閾値以上の強度を有するｎ個の振幅を選択し、その選択したｎ個の振幅を有するｎ個のアンテナに接続されたｎ個のスイッチをオンし、Ｋ−ｎ個のスイッチをオフする。   Preferably, the antenna device further includes K switches and switch control means. The K switches are provided corresponding to the K antennas, and each is connected between the antenna and the variable phase shifter. The switch control means selects n amplitudes having an intensity equal to or greater than a threshold value from among the K amplitudes, and turns on n switches connected to the n antennas having the selected n amplitudes. , K−n switches off.

好ましくは、Ｋ個の可変移相器の各々は、位相が任意の角度ステップで変えられる移相器である。   Preferably, each of the K variable phase shifters is a phase shifter whose phase is changed by an arbitrary angle step.

好ましくは、アンテナ装置は、送信手段を更に備える。送信手段は、ｎ個の最適位相がｎ個の可変移相器に設定された状態でｎ本のアンテナを用いて送信電波を送信する。   Preferably, the antenna device further includes transmission means. The transmission means transmits a transmission radio wave using n antennas in a state where n optimal phases are set to n variable phase shifters.

また、この発明によれば、受信機は、請求項１から請求項３のいずれかに記載のアンテナ装置と、信号処理部とを備える。信号処理部は、ｎ個の最適位相がｎ個の可変移相器に設定された状態でｎ本のアンテナが受信した受信電波をアナログ信号からデジタル信号に変換して受信信号処理を行なう。   According to the present invention, a receiver includes the antenna device according to any one of claims 1 to 3 and a signal processing unit. The signal processing unit performs reception signal processing by converting received radio waves received by n antennas from analog signals to digital signals with n optimal phases set to n variable phase shifters.

この発明の実施の形態によるアンテナ装置においては、所望波の周波数帯以外の周波数帯を有する干渉波の方向にヌルを形成したときのアンテナのウェイトの位相を初期位相として検出し、その検出した初期位相から出発して、所望波の到来方向から受信した受信電波の希望信号対干渉雑音電力比が基準値以上になるように可変移相器の位相を最適化する。その結果、可変移相器に設定される位相は、徐々に、所望波の到来方向に向けられた放射ビームを形成するための位相になる。   In the antenna device according to the embodiment of the present invention, the phase of the antenna weight when the null is formed in the direction of the interference wave having a frequency band other than the frequency band of the desired wave is detected as the initial phase, and the detected initial Starting from the phase, the phase of the variable phase shifter is optimized so that the desired signal-to-interference noise power ratio of the received radio wave received from the arrival direction of the desired wave is equal to or higher than the reference value. As a result, the phase set in the variable phase shifter gradually becomes a phase for forming a radiation beam directed in the arrival direction of the desired wave.

従って、所望波の電力レベルをできる限り大きくできる。   Therefore, the power level of the desired wave can be increased as much as possible.

この発明の実施の形態によるアンテナ装置の概略図である。1 is a schematic diagram of an antenna device according to an embodiment of the present invention. 周波数帯域の概念図である。It is a conceptual diagram of a frequency band. 図１に示すアンテナ装置の動作を説明するためのフローチャートである。2 is a flowchart for explaining the operation of the antenna device shown in FIG. 1. 図３に示すステップＳ３の詳細な動作を説明するためのフローチャートである。It is a flowchart for demonstrating the detailed operation | movement of step S3 shown in FIG. 図４に示すステップＳ３１の詳細な動作を説明するためのフローチャートである。It is a flowchart for demonstrating the detailed operation | movement of step S31 shown in FIG. ウェイトの振幅の一部が閾値よりも大きいときの最適位相の生成を示す概念図である。It is a conceptual diagram which shows the production | generation of the optimal phase when a part of amplitude of a weight is larger than a threshold value. この発明の実施の形態による他のアンテナ装置の概略図である。It is the schematic of the other antenna apparatus by embodiment of this invention. この発明の実施の形態による更に他のアンテナ装置の概略図である。It is the schematic of the other antenna apparatus by embodiment of this invention. この発明の実施の形態によるアンテナ装置を備えた受信機の概略図である。It is the schematic of the receiver provided with the antenna device by embodiment of this invention.

本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。   Embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.

図１は、この発明の実施の形態によるアンテナ装置の概略図である。図１を参照して、この発明の実施の形態によるアンテナ装置１００は、アンテナ１〜Ｋ（Ｋは２以上の整数）と、スイッチＳＷ１〜ＳＷＫと、可変移相器１１〜１Ｋと、加算器１０と、フィルタ２１〜２Ｋと、パワーインバージョン手段３０と、スイッチ制御手段４０と、最適位相生成手段０と、判定手段６０とを備える。 FIG. 1 is a schematic diagram of an antenna device according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 1, antenna device 100 according to an embodiment of the present invention includes antennas 1 to K (K is an integer of 2 or more), switches SW 1 to SW K , variable phase shifters 11 to 1K, The adder 10 includes filters 21 to 2K, a power inversion unit 30, a switch control unit 40, an optimum phase generation unit 0, and a determination unit 60.

アンテナ装置１００は、例えば、ＩＴＳ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｓｙｓｔｅｍ）通信に用いられるアンテナ装置である。そして、アンテナ装置１００は、例えば、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式によって変調された電波を送受信する。この場合、電波の周波数帯は、中心周波数が７２０ＭＨｚであり、帯域幅が１０ＭＨｚである。   The antenna device 100 is, for example, an antenna device used for ITS (Intelligent Transport System) communication. And the antenna apparatus 100 transmits / receives the radio wave modulated by OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) system, for example. In this case, the radio frequency band has a center frequency of 720 MHz and a bandwidth of 10 MHz.

アンテナ１〜Ｋは、直線の導体からなり、例えば、距離ｄの等間隔で直線状に配置される。   The antennas 1 to K are made of straight conductors, and are arranged in a straight line at equal intervals of a distance d, for example.

スイッチＳＷ１〜ＳＷＫは、それぞれ、アンテナ１〜Ｋに対応して設けられ、アンテナ１〜Ｋと可変移相器１１〜１Ｋとの間に接続される。そして、スイッチＳＷ１〜ＳＷＫは、スイッチ制御手段４０によってオン／オフされる。 The switches SW 1 to SW K are provided corresponding to the antennas 1 to K , respectively, and are connected between the antennas 1 to K and the variable phase shifters 11 to 1K. The switches SW 1 to SW K are turned on / off by the switch control means 40.

可変移相器１１〜１Ｋは、それぞれ、アンテナ１〜Ｋに対応して設けられる。また、可変移相器１１〜１Ｋは、例えば、連続的に位相を可変できる移相器である。そして、可変移相器１１〜１Ｋは、最適位相生成手段５０からそれぞれ位相φ１〜φＫを受け、その受けた位相φ１〜φＫを設定する。 The variable phase shifters 11 to 1K are provided corresponding to the antennas 1 to K, respectively. The variable phase shifters 11 to 1K are phase shifters that can continuously vary the phase, for example. The variable phase shifters 11 to 1 </ b> K receive the phases φ 1 to φ K from the optimum phase generation unit 50, respectively, and set the received phases φ 1 to φ K.

加算器１０は、可変移相器１１〜１ｎ（ｎは、１≦ｎ≦Ｋを満たす整数）を介してｎ個の受信電波を受け、その受けたｎ個の受信電波を加算する。そして、加算器１０は、その加算結果を最適位相生成手段５０、判定手段６０および受信処理回路（図示せず）へ出力する。なお、受信処理回路は、加算器１０から受けた加算結果（＝受信電波）をＡＤ変換等して復調し、その復調した信号を出力する。   The adder 10 receives n received radio waves via the variable phase shifters 11 to 1n (n is an integer satisfying 1 ≦ n ≦ K), and adds the received n received radio waves. The adder 10 outputs the addition result to the optimum phase generation means 50, the determination means 60, and a reception processing circuit (not shown). The reception processing circuit demodulates the addition result (= received radio wave) received from the adder 10 by AD conversion or the like, and outputs the demodulated signal.

フィルタ２１〜２Ｋは、それぞれ、アンテナ１〜Ｋに対応して設けられる。フィルタ２１〜２Ｋは、受信信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），・・・，ｘＫ（ｔ）をそれぞれアンテナ１〜Ｋから受ける。そして、フィルタ２１〜２Ｋは、それぞれ、受信信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），・・・，ｘＫ（ｔ）から所望波であるＩＴＳ信号の周波数帯を除去する。そうすると、フィルタ２１〜２Ｋは、その除去後の受信信号ｘ’１（ｔ），ｘ’２（ｔ），・・・，ｘ’Ｋ（ｔ）をパワーインバージョン手段３０へ出力する。 The filters 21 to 2K are provided corresponding to the antennas 1 to K, respectively. The filters 21 to 2K receive the received signals x 1 (t), x 2 (t),..., X K (t) from the antennas 1 to K , respectively. Then, the filters 21 to 2K respectively remove the frequency band of the ITS signal that is a desired wave from the received signals x 1 (t), x 2 (t),..., X K (t). Then, the filters 21 to 2K output the received signals x ′ 1 (t), x ′ 2 (t),..., X ′ K (t) after the removal to the power inversion means 30.

パワーインバージョン手段３０は、受信信号ｘ’１（ｔ），ｘ’２（ｔ），・・・，ｘ’Ｋ（ｔ）をフィルタ２１〜２Ｋから受け、干渉波検出信号または干渉波不検出信号を判定手段６０から受ける。そして、パワーインバージョン手段３０は、干渉波検出信号を受けると、受信信号ｘ’１（ｔ），ｘ’２（ｔ），・・・，ｘ’Ｋ（ｔ）に基づいて、所望波の周波数帯以外の周波数帯を有する干渉波を受信するときのアンテナ１〜Ｋの複素ウェイトＷｉ（ｉ＝１〜Ｋ）を後述する方法によって演算する。 The power inversion means 30 receives the received signals x ′ 1 (t), x ′ 2 (t),..., X ′ K (t) from the filters 21 to 2K, and detects an interference wave detection signal or interference wave non-detection. A signal is received from determination means 60. When the power inversion means 30 receives the interference wave detection signal, the power inversion means 30 determines the desired wave based on the received signals x ′ 1 (t), x ′ 2 (t),..., X ′ K (t). Complex weights W i (i = 1 to K) of antennas 1 to K when receiving an interference wave having a frequency band other than the frequency band are calculated by a method described later.

その後、パワーインバージョン手段３０は、その演算した複素ウェイトＷｉに基づいて、後述する方法によって振幅Ａｉおよび位相φｉを検出する。そうすると、パワーインバージョン手段３０は、その検出した振幅Ａｉをスイッチ制御手段４０へ出力し、その検出した位相φｉを初期位相φｉ＿ｉｎｉｔｉａｌとして最適位相生成手段５０へ出力する。 Thereafter, the power inversion means 30 detects the amplitude A i and the phase φ i by a method to be described later based on the calculated complex weight W i . Then, the power inversion means 30 outputs the detected amplitude A i to the switch control means 40 and outputs the detected phase φ i to the optimum phase generation means 50 as the initial phase φ i_initial .

一方、パワーインバージョン手段３０は、干渉波不検出信号を受けると、動作を停止する。   On the other hand, when the power inversion means 30 receives the interference wave non-detection signal, the power inversion means 30 stops its operation.

スイッチ制御手段４０は、振幅Ａｉをパワーインバージョン手段３０から受け、干渉波検出信号または干渉波不検出信号を判定手段６０から受ける。また、スイッチ制御手段４０は、閾値Ｉｔｈを保持している。 The switch control unit 40 receives the amplitude A i from the power inversion unit 30 and receives the interference wave detection signal or the interference wave non-detection signal from the determination unit 60. Further, the switch control means 40 holds a threshold value Ith.

そして、スイッチ制御手段４０は、干渉波検出信号を受けると、振幅Ａｉを閾値Ｉｔｈと比較し、閾値Ｉｔｈよりも大きい振幅Ａｎを選択する。そうすると、スイッチ制御手段４０は、その選択した振幅Ａｎのウェイトを有するｎ本のアンテナ１〜ｎに対応するｎ個のスイッチＳＷ１〜ＳＷｎをオンし、Ｋ−ｎ個のスイッチＳＷｎ＋１〜ＳＷＫをオフする。また、スイッチ制御手段４０は、オンされたｎ個のスイッチＳＷ１〜ＳＷｎと、オフされた（Ｋ−ｎ）個のスイッチＳＷｎ＋１〜ＳＷＫとを示すスイッチ制御情報を最適位相生成手段５０へ出力する。 When the switch control unit 40 receives the interference wave detection signal, the switch control unit 40 compares the amplitude A i with the threshold value Ith, and selects an amplitude An that is larger than the threshold value Ith. Then, the switch control means 40 turns on the n number of switches SW 1 to SW n corresponding to the antenna 1~n of n pieces having the weight of the selected amplitude A n, K-n switches SW n + 1 ~ Turn off SW K. The switch control means 40 includes n switches SW 1 to SW n that are turned off by the (K-n) pieces of switch SW n + 1 optimum phase generating means switch control information indicating the to SW K 50 Output to.

一方、スイッチ制御手段４０は、干渉波不検出信号を受けると、スイッチＳＷ１〜ＳＷＫの全てをオンする。 On the other hand, when receiving the interference wave non-detection signal, the switch control unit 40 turns on all of the switches SW 1 to SW K.

最適位相生成手段５０は、初期位相φｉ＿ｉｎｉｔｉａｌをパワーインバージョン手段３０から受け、スイッチ制御情報をスイッチ制御手段４０から受け、干渉波検出信号または干渉波不検出信号を判定手段６０から受ける。 The optimum phase generation means 50 receives the initial phase φ i_initial from the power inversion means 30, receives switch control information from the switch control means 40, and receives an interference wave detection signal or an interference wave non-detection signal from the determination means 60.

そして、最適位相生成手段５０は、干渉波検出信号を受けると、スイッチ制御情報に基づいて、オンされたｎ個のスイッチＳＷ１〜ＳＷｎを検知するとともに、ｎ個のスイッチＳＷ１〜ＳＷｎに対応するｎ個の可変移相器１１〜１ｎに設定すべき初期位相φ１＿ｉｎｉｔｉａｌ〜φｎ＿ｉｎｉｔｉａｌを初期位相φｉ＿ｉｎｉｔｉａｌから選択する。その後、最適位相生成手段５０は、その選択した初期位相φ１＿ｉｎｉｔｉａｌ〜φｎ＿ｉｎｉｔｉａｌをそれぞれ可変移相器１１〜１ｎに設定する。 The optimum phase generating means 50 receives an interference wave detection signal, based on the switch control information, along with detecting the turned-on n switches SW 1 to SW n, n switches SW 1 to SW n the initial phase φ 1_initial ~φ n_initial to be set to n variable phase shifter 11~1n corresponding to selecting from the initial phase φ i_initial. Thereafter, the optimum phase generation means 50 sets the selected initial phases φ 1 — initial to φ n — initial in the variable phase shifters 11 to 1 n , respectively.

引き続いて、最適位相生成手段５０は、初期位相φ１＿ｉｎｉｔｉａｌ〜φｎ＿ｉｎｉｔｉａｌが可変移相器１１〜１ｎに設定された状態でｎ本のアンテナ１〜ｎが受信した受信信号の出力信号ｙ（ｔ）を加算器１０から受ける。そうすると、最適位相生成手段５０は、後述する方法によって、出力信号ｙ（ｔ）の希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ａｎｄ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が基準値ＳＩＮＲ＿ｓｔｄ以上になるように最適位相φ１＿ｏｐｔ〜φｎ＿ｏｐｔを演算する。そして、最適位相生成手段５０は、その演算した最適位相φ１＿ｏｐｔ〜φｎ＿ｏｐｔをそれぞれ可変移相器１１〜１ｎに設定する。 Subsequently, the optimum phase generating means 50, the initial phase φ 1_initial ~φ n_initial output signal y of the received signal n antennas 1~n received in a state of being set to the variable phase shifter 11 to 1n (t) Is received from the adder 10. Then, the optimum phase generating means 50, by the methods described below, desired signal to interference noise power ratio SINR (Signal and Interference Noise Ratio) as is equal to or higher than the reference value SINR_std optimum phase φ 1_opt ~ in output signal y (t) φ n_opt is calculated. Then, the optimum phase generation means 50 sets the calculated optimum phases φ 1 —opt to φ n —opt in the variable phase shifters 11 to 1 n , respectively.

一方、最適位相生成手段５０は、干渉波不検出信号を受けると、アンテナ１〜Ｋをフェーズドアレーアンテナとして動作させるための位相φ１〜φＫを決定し、その決定した位相φ１〜φＫを可変移相器１１〜１Ｋに設定する。 On the other hand, when the optimum phase generation means 50 receives the interference wave non-detection signal, it determines the phases φ 1 to φ K for operating the antennas 1 to K as phased array antennas, and the determined phases φ 1 to φ K. Are set to the variable phase shifters 11 to 1K.

判定手段６０は、後述する方法によって、干渉波を検出したか否かを判定する。そして、判定手段６０は、干渉波を検出したと判定したとき、干渉波検出信号を生成し、その生成した干渉波検出信号をパワーインバージョン手段３０、スイッチ制御手段４０および最適位相生成手段５０へ出力する。一方、判定手段６０は、干渉波を検出していないと判定したとき、干渉波不検出信号を生成し、その生成した干渉波不検出信号をパワーインバージョン手段３０、スイッチ制御手段４０および最適位相生成手段５０へ出力する。   The determination unit 60 determines whether an interference wave is detected by a method described later. When the determination unit 60 determines that an interference wave has been detected, the determination unit 60 generates an interference wave detection signal, and transmits the generated interference wave detection signal to the power inversion unit 30, the switch control unit 40, and the optimum phase generation unit 50. Output. On the other hand, when the determination unit 60 determines that no interference wave is detected, the determination unit 60 generates an interference wave non-detection signal, and the generated interference wave non-detection signal is used as the power inversion unit 30, the switch control unit 40, and the optimum phase. Output to the generation means 50.

ＩＴＳ通信の主要パラメータを表１に示す。

Figure 0005401726
Table 1 shows the main parameters of ITS communication.
Figure 0005401726

データサブキャリア数は、６４本のサブキャリア数のうちの５２本である。また、データの占有周波数帯域幅は、約８．３ＭＨｚである。   The number of data subcarriers is 52 out of 64 subcarriers. The occupied frequency bandwidth of data is about 8.3 MHz.

図２は、周波数帯域の概念図である。図２を参照して、周波数帯Ｂａｎｄ１は、ＩＴＳ通信に割り当てられた周波数帯（１０ＭＨｚ）であり、周波数帯Ｂａｎｄ２は、データの占有周波数帯（８．３ＭＨｚ）である。従って、周波数帯Ｂａｎｄ３，Ｂａｎｄ４は、干渉波が存在する周波数帯である。この場合、周波数帯Ｂａｎｄ３，Ｂａｎｄ４の各々の帯域幅は、０．８５ＭＨｚである。   FIG. 2 is a conceptual diagram of a frequency band. Referring to FIG. 2, frequency band Band1 is a frequency band (10 MHz) allocated to ITS communication, and frequency band Band2 is an occupied frequency band of data (8.3 MHz). Therefore, the frequency bands Band3 and Band4 are frequency bands in which interference waves exist. In this case, the bandwidth of each of the frequency bands Band3 and Band4 is 0.85 MHz.

この発明の実施の形態においては、干渉波の受信電力レベルが所望波の受信電力レベルよりも大きい干渉波を「強入力干渉波」と定義する。   In the embodiment of the present invention, an interference wave in which the reception power level of the interference wave is larger than the reception power level of the desired wave is defined as a “strong input interference wave”.

強入力干渉波が到来していない場合、ヌルサブキャリア周波数帯（＝Ｂａｎｄ３，Ｂａｎｄ４）におけるパワースペクトルは、熱雑音レベルである（図２の（ａ）参照）。   When a strong input interference wave has not arrived, the power spectrum in the null subcarrier frequency band (= Band3, Band4) is a thermal noise level (see FIG. 2A).

一方、強入力干渉波が到来した場合、干渉波の帯域外漏洩電力によって所望波の帯域内で干渉波の信号が観測される。即ち、強入力干渉波が到来した場合、ヌルサブキャリア周波数帯（＝Ｂａｎｄ３，Ｂａｎｄ４）において、干渉波の信号が観測される（図２の（ｂ）参照）。   On the other hand, when a strong input interference wave arrives, an interference wave signal is observed within the band of the desired wave due to the out-of-band leakage power of the interference wave. That is, when a strong input interference wave arrives, an interference wave signal is observed in the null subcarrier frequency band (= Band3, Band4) (see FIG. 2B).

従来、所望波の周波数帯と同じ周波数帯で送受信される電波を干渉波として捉えることが多いが、この発明の実施の形態においては、所望波の周波数と異なる周波数を有する電波を干渉波と言う。   Conventionally, radio waves transmitted and received in the same frequency band as the desired wave frequency band are often regarded as interference waves, but in the embodiment of the present invention, radio waves having a frequency different from the frequency of the desired wave are referred to as interference waves. .

なお、強入力干渉波は、例えば、ＩＴＳ通信の隣接帯域にある地上デジタル放送の電波からなる。   The strong input interference wave is, for example, a radio wave of digital terrestrial broadcasting in an adjacent band of ITS communication.

パワーインバージョン手段３０における振幅Ａｉおよび位相φｉの求め方について説明する。 A method for obtaining the amplitude A i and the phase φ i in the power inversion means 30 will be described.

パワーインバージョン手段３０がフィルタ２１〜２Ｋから受ける受信信号＜Ｘ＞を＜Ｘ＞＝［ｘ’１（ｔ），ｘ’２（ｔ），・・・，ｘ’Ｋ（ｔ）］とすると、相関関数Ｒｘｘは、次式によって表わされる。

Figure 0005401726
When the received signal <X> received by the power inversion means 30 from the filters 21 to 2K is <X> = [x ′ 1 (t), x ′ 2 (t),..., X ′ K (t)] The correlation function R xx is expressed by the following equation.
Figure 0005401726

なお、この明細書においては、表記＜Ａ＞は、行列ＡまたはベクトルＡを表す。また、式（１）において、Ｈは、複素共役転置を表し、Ｅ［・］は、アンサンブル平均を表す。   In this specification, the notation <A> represents a matrix A or a vector A. Moreover, in Formula (1), H represents a complex conjugate transpose and E [•] represents an ensemble average.

パワーインバージョンによって強入力干渉波の到来方向にヌルを形成する複素ウェイトを＜Ｗ＞とすると、複素ウェイト＜Ｗ＞は、次式によって与えられる。

Figure 0005401726
If the complex weight that forms null in the arrival direction of the strong input interference wave by power inversion is <W>, the complex weight <W> is given by the following equation.
Figure 0005401726

なお、式（２）において、行列＜Ｃ＞は、拘束行列であり、＜Ｃ＞＝［１，０，・・・，０］Ｔである。ここで、Ｔは、行列の転置を表す。 In Equation (2), the matrix <C> is a constraint matrix, and <C> = [1, 0,..., 0] T. Here, T represents transposition of the matrix.

複素ウェイト＜Ｗ＞の各要素Ｗｉ（ｉ＝１〜Ｋ）は、次式によって表される。

Figure 0005401726
Each element W i (i = 1 to K) of the complex weight <W> is expressed by the following equation.
Figure 0005401726

従って、パワーインバージョン手段３０は、フィルタ２１〜２Ｋから受けた受信信号ｘ’１（ｔ），ｘ’２（ｔ），・・・，ｘ’Ｋ（ｔ）に基づいて、上述した式（１）〜（３）を用いて振幅Ａｉおよび位相φｉを検出する。 Therefore, the power inversion means 30 is based on the received signals x ′ 1 (t), x ′ 2 (t),..., X ′ K (t) received from the filters 21 to 2K ( The amplitude A i and the phase φ i are detected using 1) to (3).

最適位相生成手段５０における最適位相の生成方法について説明する。最適位相生成手段５０は、共役勾配法によって最適位相φ１＿ｏｐｔ〜φｎ＿ｏｐｔを生成する。そして、共役勾配法は、次の手順からなる。 An optimum phase generation method in the optimum phase generation means 50 will be described. The optimum phase generation means 50 generates optimum phases φ 1 —opt to φ n —opt by the conjugate gradient method. And the conjugate gradient method consists of the following procedures.

（手順１）パワーインバージョン手段３０によって生成された位相φｉ＿ｉｎｉｔｉａｌを共役勾配法の初期位相値（＝初期ウェイト＜Ｗ０＞）とする。 (Procedure 1) The phase φ i_initial generated by the power inversion means 30 is set as the initial phase value (= initial weight <W 0 >) of the conjugate gradient method.

（手順２）所望波の到来方向θｄを推定するため、初期ウェイト＜Ｗ０＞を次式に代入して所定の角度間隔毎にσ（＜Ｗ０＞）を演算する。σ（＜Ｗ０＞）は、次式によって定義される希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲである。

Figure 0005401726
(Procedure 2) In order to estimate the arrival direction θ d of the desired wave, the initial weight <W 0 > is substituted into the following equation, and σ (<W 0 >) is calculated for each predetermined angular interval. σ (<W 0 >) is a desired signal to interference noise power ratio SINR defined by the following equation.
Figure 0005401726

式（４）における＜Ｓ＞は、次式によって表わされる。

Figure 0005401726
<S> in formula (4) is represented by the following formula.
Figure 0005401726

なお、式（５）において、＜ν＞は、ステアリングベクトルである。アンテナ１〜Ｋは、距離ｄで等間隔に配置されているので、位相の基準を第１アンテナ１とすると、νｍ（ｍ＝０，１，２，・・・）は、次式によって表される。

Figure 0005401726
In Equation (5), <ν> is a steering vector. Since the antennas 1 to K are arranged at equal intervals with a distance d, ν m (m = 0, 1, 2,...) Is expressed by the following equation when the phase reference is the first antenna 1. Is done.
Figure 0005401726

なお、式（６）において、λは、アンテナ装置１００が送受信する電波の波長である。   In Equation (6), λ is the wavelength of the radio wave transmitted and received by the antenna device 100.

式（４）において、行列＜Ｒ＞は、干渉波＋雑音の信号＜ｎ＞の相関行列であり、次式によって表わされる。

Figure 0005401726
In the equation (4), the matrix <R> is a correlation matrix of the interference wave + noise signal <n> and is represented by the following equation.
Figure 0005401726

なお、相関行列＜Ｒ＞は、手順（１）における初期位相値（＝初期ウェイト＜Ｗ０＞）を用いて取得された出力信号ｙ（ｔ）を用いて生成される。 The correlation matrix <R> is generated using the output signal y (t) acquired using the initial phase value (= initial weight <W 0 >) in the procedure (1).

複数の方向のうち、σ（＜Ｗ０＞）が最大である方向を所望波の到来方向θｄと推定する。 Of the plurality of directions, the direction having the maximum σ (<W 0 >) is estimated as the arrival direction θ d of the desired wave.

（手順３）ｍ＝０を設定し、次式を演算する。

Figure 0005401726
(Procedure 3) Set m = 0 and calculate the following equation.
Figure 0005401726

ここで、次式が成立する。

Figure 0005401726
Here, the following equation holds.
Figure 0005401726

なお、式（９）において、Ｉｍは、複素数の虚数部であり、ｄｉａｇは、行列の対角成分を意味する。   In Expression (9), Im is a complex imaginary part, and diag means a diagonal component of the matrix.

（手順４）ｔ≧０に対して、次式が成立するようにｔｍを決定する。

Figure 0005401726
(Procedure 4) For t ≧ 0, t m is determined so that the following equation is established.
Figure 0005401726

（手順５）次式によってウェイト＜Ｗｍ＞を更新する。

Figure 0005401726
(Procedure 5) The weight <W m > is updated by the following equation.
Figure 0005401726

（手順６）次式によって、ｇｍおよびｈｍを更新する。

Figure 0005401726
(Procedure 6) Update g m and h m according to the following equation.
Figure 0005401726

なお、式（１２）においては、ｍ＝ｎ−１（ｍｏｄ ｎ）の場合、＜ｈｍ＋１＞＝＜ｇｍ＋１＞とおき、リセットする。 In the equation (12), when m = n−1 (mod n), <h m + 1 > = <g m + 1 > is set and reset.

（手順７）ｍを増やして（手順４）〜（手順６）を繰り返す。   (Procedure 7) Increase m and repeat (Procedure 4) to (Procedure 6).

（手順８）（手順４）〜（手順６）を繰り返しても、希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲが基準値ＳＩＮＲ＿ｓｔｄ以上にならない場合、または希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲが所定のＣＲＣエラー以下にならない場合には、（手順２）に戻り、所望波の到来方向θｄを再推定する。そして、到来方向θｄの再推定後、（手順３）以降を実行する。 (Procedure 8) Even if (Procedure 4) to (Procedure 6) are repeated, the desired signal-to-interference noise power ratio SINR does not exceed the reference value SINR_std, or the desired signal-to-interference noise power ratio SINR is equal to or less than a predetermined CRC error. if not, the process returns to (Step 2), re-estimating the arrival direction theta d of desired waves. Then, after re-estimating the arrival direction θ d , (procedure 3) and subsequent steps are executed.

最適位相生成手段５０は、上述した（手順１）〜（手順８）に従って、最適位相φ１＿ｏｐｔ〜φｎ＿ｏｐｔを生成する。 The optimum phase generation means 50 generates the optimum phases φ 1 —opt to φ n —opt according to the above (procedure 1) to (procedure 8).

このように、最適位相生成手段５０は、所定の角度間隔ごとに希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲを求め、その求めた複数の希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲの中で希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲが最大になるときの角度を所望波の到来方向θｄとして推定する。そして、最適位相生成手段５０は、その推定した到来方向θｄで希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲが向上するように共役勾配法を用いて最適位相φ１＿ｏｐｔ〜φｎ＿ｏｐｔを生成する。 As described above, the optimum phase generation means 50 obtains the desired signal-to-interference noise power ratio SINR at every predetermined angular interval, and the desired signal-to-interference noise power SINR among the obtained desired signal-to-interference noise power ratio SINR. The angle at which the ratio SINR is maximized is estimated as the arrival direction θ d of the desired wave. Then, the optimum phase generating means 50 generates the optimum phases φ 1 —opt to φ n —opt using the conjugate gradient method so that the desired signal-to-interference noise power ratio SINR is improved in the estimated arrival direction θ d .

推定方向が所望波の到来方向から大きく外れている場合には、希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲが劣化し、ＣＲＣエラー等が多発するので、所定のＳＮ比または所定のＣＲＣエラーを確保できなくなる。その場合には、最適位相生成手段５０は、到来方向の推定をやり直す。そして、最適位相生成手段５０は、再推定後に、再び、共役勾配法を用いて最適位相φ１＿ｏｐｔ〜φｎ＿ｏｐｔを生成する。 When the estimated direction deviates significantly from the arrival direction of the desired wave, the desired signal-to-interference noise power ratio SINR deteriorates and a CRC error or the like occurs frequently. Therefore, a predetermined SN ratio or a predetermined CRC error cannot be secured. . In that case, the optimum phase generation means 50 redoes the direction of arrival estimation. Then, after the re-estimation, the optimum phase generation unit 50 again generates the optimum phases φ 1 —opt to φ n —opt using the conjugate gradient method.

干渉波を検出したか否かを判定する方法について説明する。判定手段６０は、次の３つの方法のいずれかを用いて干渉波を検出したか否かを判定する。   A method for determining whether or not an interference wave has been detected will be described. The determination unit 60 determines whether an interference wave has been detected using one of the following three methods.

（ＭＴＨ１）   (MTH1)

復調精度の指標として誤差ベクトル強度ＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）がある。強入力干渉がない場合には、誤差ベクトル強度ＥＶＭは、閾値ＥＶＭ_ｔｈよりも小さくなり、強入力干渉がある場合には、誤差ベクトル強度ＥＶＭは、閾値ＥＶＭ_ｔｈ以上なる。   As an index of demodulation accuracy, there is an error vector intensity EVM (Error Vector Magnetode). When there is no strong input interference, the error vector strength EVM is smaller than the threshold value EVM_th, and when there is strong input interference, the error vector strength EVM is equal to or greater than the threshold value EVM_th.

そこで、判定手段６０は、加算器１０からの出力信号ｙ（ｔ）を受け、その受けた出力信号ｙ（ｔ）に基づいて、誤差ベクトル強度ＥＶＭをモニタリングし、誤差ベクトル強度ＥＶＭが閾値ＥＶＭ_ｔｈ以上であるとき、干渉波を検出したと判定する。一方、判定手段６０は、誤差ベクトル強度ＥＶＭが閾値ＥＶＭ_ｔｈよりも小さいとき、干渉波を検出しなかったと判定する。   Therefore, the determination unit 60 receives the output signal y (t) from the adder 10, monitors the error vector strength EVM based on the received output signal y (t), and the error vector strength EVM is equal to or greater than the threshold value EVM_th. If it is, it is determined that an interference wave has been detected. On the other hand, when the error vector intensity EVM is smaller than the threshold value EVM_th, the determination unit 60 determines that no interference wave has been detected.

（ＭＴＨ２）   (MTH2)

所望波よりも強い入力信号が到来した場合、受信機のＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）が飽和し、動作しなくなる。   When an input signal stronger than the desired wave arrives, the receiver's AGC (Automatic Gain Control) is saturated and does not operate.

そこで、判定手段６０は、ＡＧＣにおける電力レベルをモニタリングし、電力レベルが飽和状態となったとき、干渉波を検出したと判定し、電力レベルが飽和しなかったとき、干渉波を検出しなかったと判定する。   Therefore, the determination unit 60 monitors the power level in the AGC, determines that the interference wave is detected when the power level is saturated, and does not detect the interference wave when the power level is not saturated. judge.

（ＭＴＨ３）   (MTH3)

強入力干渉波が到来した場合には、アンテナ装置１００の個々のアンテナ１〜Ｋにおける受信レベルが急激に上昇する。   When a strong input interference wave arrives, the reception level at each antenna 1 to K of the antenna apparatus 100 increases rapidly.

そこで、判定手段６０は、各アンテナ１〜Ｋの受信電力レベルをモニタリングし、少なくとも１本のアンテナの受信電力レベルが所定の電力レベルＩＲＳＳＩ＿ｔｈ以上に変化したとき、干渉波を検出したと判定する。一方、判定手段６０は、受信電力レベルが所定の電力レベルＩＲＳＳＩ＿ｔｈよりも小さいとき、干渉波を検出しなかったと判定する。 Therefore, the determination unit 60 monitors the reception power level of each of the antennas 1 to K , and determines that an interference wave has been detected when the reception power level of at least one antenna changes to a predetermined power level I RSSI_th or more. . On the other hand, the determination unit 60 determines that no interference wave has been detected when the received power level is smaller than the predetermined power level I RSSI_th .

図３は、図１に示すアンテナ装置１００の動作を説明するためのフローチャートである。図３を参照して、アンテナ装置１００の動作が開始されると、判定手段６０は、上述した（ＭＴＨ１）〜（ＭＴＨ３）のいずれかの方法を用いて干渉波を検出したか否かを判定する（ステップＳ１）。   FIG. 3 is a flowchart for explaining the operation of antenna apparatus 100 shown in FIG. Referring to FIG. 3, when the operation of antenna apparatus 100 is started, determination means 60 determines whether or not an interference wave has been detected using any of the methods (MTH1) to (MTH3) described above. (Step S1).

ステップＳ１において、干渉波が検出されなかったと判定されたとき、判定手段６０は、干渉波不検出信号を生成し、その生成した干渉波不検出信号をパワーインバージョン手段３０、スイッチ制御手段４０および最適位相生成手段５０へ出力する。   When it is determined in step S1 that no interference wave has been detected, the determination unit 60 generates an interference wave non-detection signal, and the generated interference wave non-detection signal is used as the power inversion unit 30, the switch control unit 40, and Output to the optimum phase generation means 50.

パワーインバージョン手段３０は、干渉波不検出信号に応じて、動作を停止する。また、スイッチ制御手段４０は、干渉波不検出信号に応じて、スイッチＳＷ１〜ＳＷＫの全てをオンする。更に、最適位相生成手段５０は、干渉波不検出信号に応じて、アンテナ１〜Ｋをフェーズドアレーアンテナとして動作させるための位相φ１〜φＫを決定し、その決定した位相φ１〜φＫをそれぞれ可変移相器１１〜１Ｋに設定する。これによって、アンテナ装置１００は、アンテナ１〜Ｋをフェーズドアレーアンテナとして動作させ、電波を受信する（ステップＳ２）。 The power inversion means 30 stops the operation according to the interference wave non-detection signal. Further, the switch control means 40 turns on all of the switches SW 1 to SW K according to the interference wave non-detection signal. Further, the optimum phase generation means 50 determines phases φ 1 to φ K for operating the antennas 1 to K as phased array antennas according to the interference wave non-detection signal, and the determined phases φ 1 to φ K. Are set to the variable phase shifters 11 to 1K, respectively. As a result, the antenna device 100 operates the antennas 1 to K as phased array antennas and receives radio waves (step S2).

一方、ステップＳ１において、干渉波が検出されたと判定されたとき、判定手段６０は、干渉波検出信号をパワーインバージョン手段３０、スイッチ制御手段４０および最適位相生成手段５０へ出力する。そして、パワーインバージョン手段３０、スイッチ制御手段４０および最適位相生成手段５０は、受信電波の希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲが基準値ＳＩＮＲ＿ｓｔｄ以上になるように位相φ１〜φｎを決定する（ステップＳ３）。 On the other hand, when it is determined in step S <b> 1 that the interference wave is detected, the determination unit 60 outputs the interference wave detection signal to the power inversion unit 30, the switch control unit 40, and the optimum phase generation unit 50. Then, the power inversion means 30, the switch control means 40, and the optimum phase generation means 50 determine the phases φ 1 to φ n so that the desired signal-to-interference noise power ratio SINR of the received radio wave is equal to or greater than the reference value SINR_std ( Step S3).

そして、最適位相生成手段５０は、アンテナ１〜ｎに対応付けられたｎ個の可変移相器に位相φ１〜φｎを設定する。そうすると、アンテナ装置１００は、アンテナ１〜ｎに対応付けられたｎ個の可変移相器に位相φ１〜φｎが設定された状態で電波を受信する（ステップＳ４）。 Then, the optimum phase generation means 50 sets the phases φ 1 to φ n to n variable phase shifters associated with the antennas 1 to n . Then, antenna apparatus 100 receives radio waves in a state where phases φ 1 to φ n are set in n variable phase shifters associated with antennas 1 to n (step S4).

そして、ステップＳ２またはステップＳ４の後、一連の動作が終了する。   And a series of operation | movement is complete | finished after step S2 or step S4.

図４は、図３に示すステップＳ３の詳細な動作を説明するためのフローチャートである。図４を参照して、図３のステップＳ１において、干渉波が検出されたと判定された後、パワーインバージョン手段３０は、パワーインバージョン（ＰＩ：Ｐｏｗｅｒ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）によって、初期位相値（初期ウェイト）を検出し、スイッチ制御手段４０は、使用するアンテナ１〜ｎを決定する（ステップＳ３１）。   FIG. 4 is a flowchart for explaining the detailed operation of step S3 shown in FIG. Referring to FIG. 4, after determining that an interference wave is detected in step S <b> 1 of FIG. 3, power inversion means 30 performs initial phase value (initial weight) by power inversion (PI). The switch control means 40 determines the antennas 1 to n to be used (step S31).

パワーインバージョン手段３０は、その検出した初期位相値（初期ウェイト）を最適位相生成手段５０へ出力する。そして、最適位相生成手段５０は、初期位相値（初期ウェイト）をアンテナ１〜ｎに対応付けられたｎ個の可変移相器に設定して受信信号ｙ０（ｔ）を加算器１０から取得する（ステップＳ３２）。 The power inversion unit 30 outputs the detected initial phase value (initial weight) to the optimum phase generation unit 50. Then, the optimum phase generation means 50 sets the initial phase value (initial weight) to n variable phase shifters associated with the antennas 1 to n and acquires the received signal y 0 (t) from the adder 10. (Step S32).

その後、最適位相生成手段５０は、上述した式（４）〜（７）を用いて、所望波の到来方向θｄを推定する（ステップＳ３３）。この場合、相関行列＜Ｒ＞は、パワーインバージョンによって検出された初期位相値をｎ個の可変移相器に設定して受信された受信信号ｙ０（ｔ）に基づいて演算される。また、最適位相生成手段５０は、例えば、４５度の角度間隔で角度θを変えて複数のσ（Ｗ０）を演算し、その複数のσ（Ｗ０）のうち、最大のσ（Ｗ０）が得られるときの角度θを所望波の推定方向θｄと推定する。 Thereafter, the optimum phase generating means 50 using the foregoing equation (4) to (7), and estimates the arrival direction theta d of desired waves (step S33). In this case, the correlation matrix <R> is calculated based on the received signal y 0 (t) received by setting the initial phase value detected by power inversion to n variable phase shifters. Further, the optimum phase generation means 50 calculates a plurality of σ (W 0 ) by changing the angle θ at an angular interval of 45 degrees, for example, and among the plurality of σ (W 0 ), the maximum σ (W 0) ) Is obtained as the estimated direction θ d of the desired wave.

そして、最適位相生成手段５０は、ｍ＝０を設定し（ステップＳ３４）、上述した式（８），（９）を用いてｇ０，ｈ０を演算する（ステップＳ３５）。この場合、ステップＳ３３において推定された到来方向θｄが式（６）のθに代入されてステアリングベクトルνｍが演算され、その演算されたステアリングベクトルνｍを用いて行列＜Ｓ＞が演算される。 Then, the optimum phase generation means 50 sets m = 0 (step S34), and calculates g 0 and h 0 using the above-described equations (8) and (9) (step S35). In this case, the arrival direction theta d estimated in step S33 is calculated assignment has been steering vector [nu m to theta of formula (6), the matrix <S> is calculated by using the calculated steering vector [nu m The

引き続いて、最適位相生成手段５０は、ｔ≧０に対して、式（１０）を満たすようにｔｍを決定する（ステップＳ３６）。 Subsequently, the optimum phase generation means 50 determines t m so as to satisfy the expression (10) for t ≧ 0 (step S36).

そして、最適位相生成手段５０は、ステップＳ３５において演算したｇ０，ｈ０、およびステップＳ３６において決定したｔｍを式（１１）に代入してウェイト＜Ｗｍ＋１＞を演算する（ステップＳ３７）。 Then, the optimum phase generating means 50 calculates weight <W m + 1 > by substituting g 0 , h 0 calculated in step S35 and t m determined in step S36 into the equation (11) (step S37).

その後、最適位相生成手段５０は、式（１２）を用いて＜ｇｍ＋１＞，＜ｈｍ＋１＞を演算する（ステップＳ３８）。 Thereafter, the optimum phase generation means 50 calculates <g m + 1 >, <h m + 1 > using the equation (12) (step S38).

そして、最適位相生成手段５０は、式（４）を用いて希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲ＝σ（Ｗｍ＋１）を演算する（ステップＳ３９）。 Then, the optimum phase generation means 50 calculates the desired signal-to-interference noise power ratio SINR = σ (W m + 1 ) using the equation (4) (step S39).

そうすると、最適位相生成手段５０は、ｍが所定回数に達したか否かを判定する（ステップＳ４０）。   Then, the optimum phase generation means 50 determines whether m has reached a predetermined number of times (step S40).

ステップＳ４０において、ｍが所定回数に達していないと判定されたとき、最適位相生成手段５０は、ｍ＝ｎ−１（ｍｏｄ ｎ）が成立するか否かを更に判定する（ステップＳ４１）。   When it is determined in step S40 that m has not reached the predetermined number of times, the optimum phase generation means 50 further determines whether m = n−1 (mod n) is satisfied (step S41).

ステップＳ４１において、ｍ＝ｎ−１（ｍｏｄ ｎ）が成立しなかったと判定されたとき、最適位相生成手段５０は、ｍ＝ｍ＋１を設定する（ステップＳ４２）。そして、一連の動作は、ステップＳ３６へ戻り、ステップＳ３６〜ステップＳ４２が繰り返し実行される。   When it is determined in step S41 that m = n−1 (mod n) is not satisfied, the optimum phase generation unit 50 sets m = m + 1 (step S42). And a series of operation | movement returns to step S36, and step S36-step S42 are repeatedly performed.

一方、ステップＳ４１において、ｍ＝ｎ−１（ｍｏｄ ｎ）が成立したと判定されたとき、最適位相生成手段５０は、＜ｇｍ＋１＞＝＜ｈｍ＋１＞と設定し、リセットする（ステップＳ４３）。そして、一連の動作は、ステップＳ３４へ戻り、ステップＳ３４〜ステップＳ４３が繰り返し実行される。 On the other hand, when it is determined in step S41 that m = n−1 (mod n) is established, the optimum phase generation means 50 sets <g m + 1 > = <h m + 1 > and resets (step S43). . And a series of operation | movement returns to step S34, and step S34-step S43 are repeatedly performed.

一方、ステップＳ４０において、ｍが所定回数に達したと判定されたとき、最適位相生成手段５０は、ステップＳ３９において演算した希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲが基準値ＳＩＮＲ＿ｓｔｄ以上であるか否かを更に判定する（ステップＳ４５）。   On the other hand, when it is determined in step S40 that m has reached the predetermined number of times, the optimum phase generating means 50 determines whether or not the desired signal-to-interference noise power ratio SINR calculated in step S39 is greater than or equal to the reference value SINR_std. Further determination is made (step S45).

ステップＳ４５において、希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲが基準値ＳＩＮＲ＿ｓｔｄ以上でないと判定されたとき、一連の動作は、ステップＳ３３へ戻り、ステップＳ３３〜ステップＳ４５が再実行される。   When it is determined in step S45 that the desired signal-to-interference noise power ratio SINR is not greater than or equal to the reference value SINR_std, the series of operations returns to step S33, and steps S33 to S45 are executed again.

一方、ステップＳ４５において、希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲが基準値ＳＩＮＲ＿ｓｔｄ以上であると判定されたとき、最適位相生成手段５０は、最終的に演算したウェイトＷｍ＋１＝ｅｊφｍ＋１を満たす位相φｍ＋１を位相φ１〜φｎとして決定する（ステップＳ４６）。そして、一連の動作は、図３のステップＳ４へ移行する。 On the other hand, when it is determined in step S45 that the desired signal-to-interference noise power ratio SINR is greater than or equal to the reference value SINR_std, the optimum phase generating means 50 has a phase φ m + 1 that satisfies the finally calculated weight W m + 1 = e jφm + 1. Are determined as the phases φ 1 to φ n (step S46). And a series of operation | movement transfers to step S4 of FIG.

図５は、図４に示すステップＳ３１の詳細な動作を説明するためのフローチャートである。図５を参照して、図３のステップＳ１において、干渉波が検出されたと判定された後、パワーインバージョン手段３０は、上述した式（１），（２）を用いて、パワーインバージョンによるウェイトを生成する（ステップＳ３１１）。   FIG. 5 is a flowchart for explaining the detailed operation of step S31 shown in FIG. Referring to FIG. 5, after determining that the interference wave is detected in step S <b> 1 of FIG. 3, the power inversion unit 30 uses the above-described equations (1) and (2) to perform power inversion. A weight is generated (step S311).

そして、パワーインバージョン手段３０は、その生成したウェイトおよび式（３）に基づいて、振幅Ａｉおよび位相φｉを演算し（ステップＳ３１２）、その演算した振幅Ａｉをスイッチ制御手段４０へ出力し、その演算した位相φｉを最適位相生成手段５０へ出力する。 Then, the power inversion means 30 calculates the amplitude A i and the phase φ i based on the generated weight and expression (3) (step S312), and outputs the calculated amplitude A i to the switch control means 40. Then, the calculated phase φ i is output to the optimum phase generation means 50.

その後、スイッチ制御手段４０は、振幅Ａｉの全てが閾値Ｉｔｈよりも大きいか否かを判定する（ステップＳ３１３）。 Thereafter, the switch control unit 40 determines whether or not all of the amplitudes A i are larger than the threshold value Ith (step S313).

ステップＳ３１３において、振幅Ａｉの全てが閾値Ｉｔｈよりも大きいと判定されたとき、スイッチ制御手段４０は、スイッチＳＷ１〜ＳＷＫの全てをオンするための制御電圧をスイッチＳＷ１〜ＳＷＫへ出力し、全てのアンテナ１〜ＫのスイッチＳＷ１〜ＳＷＫをオンする（ステップＳ３１４）。 In step S313, when all of the amplitude A i is determined to be larger than the threshold value Ith, the switch control means 40, the control voltage for turning on all the switches SW 1 to SW K to the switch SW 1 to SW K The switches SW 1 to SW K of all the antennas 1 to K are turned on (step S314).

その後、最適位相生成手段５０は、スイッチ制御手段４０から受けたスイッチ制御情報に基づいて、スイッチＳＷ１〜ＳＷＫの全てがオンされたことを検知し、ウェイトの振幅Ａｉを全て１とし、パワーインバージョン手段３０から受けた位相φｉをフェーズドアレーアンテナの可変移相器１１〜２Ｋの位相φ１〜φＫとする（ステップＳ３１５）。 Thereafter, the optimum phase generation means 50 detects that all of the switches SW 1 to SW K are turned on based on the switch control information received from the switch control means 40, and sets all of the weight amplitudes A i to 1, The phase φ i received from the power inversion means 30 is set as the phases φ 1 to φ K of the variable phase shifters 11 to 2K of the phased array antenna (step S315).

一方、ステップＳ３１３において、振幅Ａｉの少なくとも１つが閾値Ｉｔｈ以下であると判定されたとき、スイッチ制御手段４０は、振幅Ａｉが閾値Ｉｔｈよりも大きいアンテナをオンし、振幅Ａｉが閾値Ｉｔｈ以下であるアンテナをオフする（ステップＳ３１６）。即ち、スイッチ制御手段４０は、閾値Ｉｔｈよりも大きい振幅Ａｉを有するｎ個のアンテナ１〜ｎに対応付けられたｎ個のスイッチをオンし、閾値Ｉｔｈ以下の振幅Ａｉを有する（Ｋ−ｎ）個のアンテナｎ＋１〜Ｋに対応付けられた（Ｋ−ｎ）個のスイッチをオフする。 On the other hand, when it is determined in step S313 that at least one of the amplitudes A i is equal to or smaller than the threshold value Ith, the switch control unit 40 turns on the antenna whose amplitude A i is larger than the threshold value Ith, and the amplitude A i is equal to the threshold value Ith. The following antennas are turned off (step S316). That is, the switch control means 40 turns on n switches associated with n antennas 1 to n having an amplitude A i larger than the threshold value Ith and has an amplitude A i equal to or smaller than the threshold value Ith (K−). n) Turn off (K−n) switches associated with the antennas n + 1 to K + 1.

その後、最適位相生成手段５０は、オン状態のｎ個のアンテナのウェイトの振幅Ａ１〜Ａｎを全て１とし、ウェイトの位相φ１〜φｎをフェーズドアレーアンテナのｎ個の可変移相器の位相とする（ステップＳ３１７）。 Thereafter, the optimum phase generating means 50, and all of the amplitude A 1 to A n of the n-number of antennas of the on-state weights 1, the phase phi 1 to [phi] n of the weight of the phased array antenna of n variable phase shifter (Step S317).

そして、ステップＳ３１５またはステップＳ３１７の後、スイッチ制御手段４０は、スイッチＳＷ１〜ＳＷＫの全てをオンするための制御電圧をスイッチＳＷ１〜ＳＷＫの全てをオンしたことを示すスイッチ制御情報として最適位相生成手段５０へ出力し、またはｎ個のスイッチをオンするための制御電圧と（Ｋ−ｎ）個のスイッチをオフするための制御電圧とを、オンされたｎ個のスイッチと、オフされた（Ｋ−ｎ）個のスイッチとを示すスイッチ制御情報として適位相生成手段５０へ出力する。また、最適位相生成手段５０は、パワーインバージョン手段３０から受けた位相φｉを初期位相とする（ステップＳ３１８）。即ち、最適位相生成手段５０は、ステップＳ３１５からステップＳ３１８へ移行した場合、スイッチ制御情報に基づいて、スイッチＳＷ１〜ＳＷＫの全てがオンされたことを検知し、パワーインバージョン手段３０から受けた位相φｉの全て（＝φ１〜φＫ）を初期位相φ１＿ｉｎｉｔｉａｌ〜φＫ＿ｉｎｉｔｉａｌとする。一方、最適位相生成手段５０は、ステップＳ３１７からステップＳ３１８へ移行した場合、スイッチ制御情報に基づいて、パワーインバージョン手段３０から受けた位相φｉの全て（＝φ１〜φＫ）のうち、オンされたｎ個のスイッチに対応付けられたｎ個の可変移相器の位相φ１〜φｎを初期位相φ１＿ｉｎｉｔｉａｌ〜φｎ＿ｉｎｉｔｉａｌとする。 After step S315 or step S317, the switch control means 40, as the switch control information indicating that the turn on all of the control voltage switch SW 1 to SW K for turning on all the switches SW 1 to SW K A control voltage for turning on n switches and a control voltage for turning off (K−n) switches are output to the optimum phase generating means 50, and n switches that are turned on and off It outputs to the appropriate phase generation means 50 as switch control information indicating the (K−n) switches that have been made. Further, the optimum phase generation means 50 sets the phase φ i received from the power inversion means 30 as the initial phase (step S318). That is, the optimum phase generation means 50 detects that all of the switches SW 1 to SW K are turned on based on the switch control information when the process proceeds from step S315 to step S318, and receives from the power inversion means 30. all phase phi i the (= φ 1 ~φ K) and the initial phase φ 1_initial ~φ K_initial. On the other hand, when the optimum phase generation means 50 proceeds from step S317 to step S318, based on the switch control information, out of all the phases φ i received from the power inversion means 30 (= φ 1 to φ K ) the phase phi 1 to [phi] n of turned-on n pieces of n associated with the switch of the variable phase shifter and the initial phase φ 1_initial ~φ n_initial.

そして、ステップＳ３１８の後、一連の動作は、図４のステップＳ３２へ移行する。   And after step S318, a series of operation | movement transfers to step S32 of FIG.

上述したように、この発明の実施の形態においては、最適位相生成手段５０は、位相のみの共役勾配法を用いて最適位相を求める。この場合、所望波の到来方向が既知であることが必要であるが、この発明の実施の形態においては、式（４）〜（７）を用いて所望波の到来方向θｄを推定し、その推定した到来方向θｄが間違っているとき、再度、所望波の到来方向θｄを推定する（図４のステップＳ４５の“ＮＯ”→Ｓ３３参照）。 As described above, in the embodiment of the present invention, the optimum phase generation means 50 obtains the optimum phase using the conjugate gradient method with only the phase. In this case, it is necessary that the direction of arrival of the desired wave is known, but in the embodiment of the present invention, the direction of arrival θ d of the desired wave is estimated using equations (4) to (7), when the estimated arrival direction theta d is wrong, again, to estimate the arrival direction theta d of desired waves (see "NO" → S33 in step S45 in FIG. 4).

図６は、ウェイトの振幅の一部が閾値よりも大きいときの最適位相の生成を示す概念図である。図６を参照して、パワーインバージョンによって求められた振幅Ａｉのうち、ｎ個の振幅が閾値Ｉｔｈよりも大きいとき、その閾値Ｉｔｈよりも大きいｎ個の振幅を有するｎ個のアンテナがオンされる。 FIG. 6 is a conceptual diagram illustrating generation of an optimum phase when a part of the amplitude of the weight is larger than the threshold value. Referring to FIG. 6, when n amplitudes among amplitudes A i obtained by power inversion are larger than threshold Ith, n antennas having n amplitudes larger than threshold Ith are turned on. Is done.

また、閾値Ｉｔｈ以下の（Ｋ−ｎ）個の振幅を有する（Ｋ−ｎ）個のアンテナがオフされる。そして、オフされた（Ｋ−ｎ）個のアンテナの（Ｋ−ｎ）個のウェイトは、無視される。   Further, (K−n) antennas having (K−n) amplitudes equal to or less than the threshold value Ith are turned off. The (Kn) weights of the (Kn) antennas that are turned off are ignored.

オンされるアンテナが決定されると、パワーインバージョンによって検出された初期位相φ１＿ｉｎｉｔｉａｌ〜φｎ＿ｉｎｉｔｉａｌを、オンされたｎ個のアンテナに対応付けられたｎ個の可変移相器の位相φ１〜φｎとして引き込む。 When the antenna is turned on is determined, the power of the initial phase φ 1_initial ~φ n_initial detected by inversion, the turned-on n-number of antennas into n associated variable phase shifter phase phi 1 ~ It draws as φ n.

その後、ｎ個の可変移相器の初期位相φ１＿ｉｎｉｔｉａｌ〜φｎ＿ｉｎｉｔｉａｌを用いて最適位相が生成され、ヌル形成によって干渉波が抑圧される。 Thereafter, an optimum phase is generated using initial phases φ 1 —initial to φ n —initial of n variable phase shifters, and interference waves are suppressed by null formation.

このように、アンテナ１〜Ｋの一部がオンされた場合、そのオンされた一部のアンテナに対応付けられた可変移相器の位相を最適化して干渉波が抑圧される。   As described above, when a part of the antennas 1 to K is turned on, the phase of the variable phase shifter associated with the part of the turned-on antenna is optimized to suppress the interference wave.

上述したように、干渉波が検出されたとき、最適位相生成手段５０は、干渉波の方向にヌルを形成したときの初期位相値（φ１＿ｉｎｉｔｉａｌ〜φＫ＿ｉｎｉｔｉａｌまたはφ１＿ｉｎｉｔｉａｌ〜φｎ＿ｉｎｉｔｉａｌ）から出発して、推定した所望波の到来方向θｄから受信した電波の希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲが基準値ＳＩＮＲ＿ｓｔｄ以上になるように可変移相器（可変移相器１１〜１Ｋの全てまたはｎ個の可変移相器）の位相（φ１〜φＫまたはφ１〜φｎ）を決定する。そして、最適位相生成手段５０は、その決定した位相（φ１〜φＫまたはφ１〜φｎ）を可変移相器（可変移相器１１〜１Ｋの全てまたはｎ個の可変移相器）に設定する。その結果、アンテナ装置１００は、その決定された位相（φ１〜φＫまたはφ１〜φｎ）が可変移相器（可変移相器１１〜１Ｋの全てまたはｎ個の可変移相器）に設定された状態で電波を受信する。即ち、アンテナ装置１００は、干渉波の方向にヌルが形成された状態で電波を受信する。 As described above, when the interference wave is detected, the optimum phase generation means 50 starts from the initial phase value (φ 1 — initial to φ K — initial or φ 1 — initial to φ n — initial ) when a null is formed in the direction of the interference wave. Te, all or the n estimated desired wave arrival direction theta d wave of a desired signal to interference noise power ratio variable phase shifter so SINR becomes equal to or higher than the reference value SINR_std received from (variable phase shifter 11~1K The phase (φ 1 to φ K or φ 1 to φ n ) is determined. Then, the optimum phase generating means 50 uses the determined phase (φ 1 to φ K or φ 1 to φ n ) as a variable phase shifter (all or n variable phase shifters of the variable phase shifters 11 to 1K). Set to. As a result, the antenna device 100 has the determined phase (φ 1 to φ K or φ 1 to φ n ) variable phase shifters (all or n variable phase shifters of the variable phase shifters 11 to 1K). Receive radio waves with set to. That is, the antenna device 100 receives a radio wave in a state where a null is formed in the direction of the interference wave.

従って、受信電波の希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲをできる限り大きくできる。即ち、干渉波を抑圧できる。   Therefore, the desired signal to interference noise power ratio SINR of the received radio wave can be increased as much as possible. That is, interference waves can be suppressed.

なお、上記においては、可変移相器１１〜１Ｋは、連続的に移相を可変できる移相器であると説明したが、この発明の実施の形態においては、可変移相器１１〜１Ｋは、任意の角度ステップで位相を可変できる移相器からなっていてもよい。これによって、可変移相器（可変移相器１１〜１Ｋの全てまたはｎ個の可変移相器）の位相（φ１〜φＫまたはφ１〜φｎ）を最適化するときに可変移相器（可変移相器１１〜１Ｋの全てまたはｎ個の可変移相器）が取り得る位相値が限定される。 In the above description, the variable phase shifters 11 to 1K have been described as phase shifters capable of continuously varying the phase shift. However, in the embodiment of the present invention, the variable phase shifters 11 to 1K are The phase shifter may change the phase at an arbitrary angle step. Thereby, when optimizing the phase (φ 1 to φ K or φ 1 to φ n ) of the variable phase shifter (all or n variable phase shifters of the variable phase shifters 11 to 1K), the variable phase shift is performed. The phase values that can be taken by the converter (all or n variable phase shifters 11 to 1K) are limited.

従って、可変移相器（可変移相器１１〜１Ｋの全てまたはｎ個の可変移相器）の位相（φ１〜φＫまたはφ１〜φｎ）を、より速く収束できる。 Therefore, the phases (φ 1 to φ K or φ 1 to φ n ) of the variable phase shifters (all or n variable phase shifters 11 to 1K) can be converged more quickly.

図７は、この発明の実施の形態による他のアンテナ装置の概略図である。この発明の実施の形態によるアンテナ装置は、図７に示すアンテナ装置１００Ａであってもよい。   FIG. 7 is a schematic diagram of another antenna device according to the embodiment of the present invention. The antenna device according to the embodiment of the present invention may be an antenna device 100A shown in FIG.

図７を参照して、アンテナ装置１００Ａは、図１に示すアンテナ装置１００に可変減衰器３１〜３Ｋを追加したものであり、その他は、アンテナ装置１００と同じである。   Referring to FIG. 7, antenna device 100 </ b> A is obtained by adding variable attenuators 31 to 3 </ b> K to antenna device 100 shown in FIG. 1, and is otherwise the same as antenna device 100.

可変減衰器３１〜３Ｋは、それぞれ、アンテナ１〜Ｋに対応して、アンテナ１〜Ｋとフィルタ２１〜２Ｋとの間に設けられる。そして、可変減衰器３１〜３Ｋは、それぞれ、アンテナ１〜Ｋから受けた受信信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），・・・，ｘＫ（ｔ）の受信電力レベルを減衰し、その減衰後の受信信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），・・・，ｘＫ（ｔ）をそれぞれフィルタ２１〜２Ｋへ出力する。 The variable attenuators 31 to 3K are provided between the antennas 1 to K and the filters 21 to 2K corresponding to the antennas 1 to K, respectively. The variable attenuators 31 to 3K attenuate the received power levels of the received signals x 1 (t), x 2 (t),..., X K (t) received from the antennas 1 to K , respectively. The attenuated received signals x 1 (t), x 2 (t),..., X K (t) are output to the filters 21 to 2K, respectively.

強入力干渉によってフェーズドアレーアンテナの移相器制御のための制御部（パワーインバージョン手段３０、スイッチ制御手段４０および最適位相生成手段５０）が動作しない場合がある。   Control units (power inversion means 30, switch control means 40, and optimum phase generation means 50) for controlling the phase shifter of the phased array antenna may not operate due to strong input interference.

従って、アンテナ装置１００Ａにおいては、強入力干渉が生じても、制御部（パワーインバージョン手段３０、スイッチ制御手段４０および最適位相生成手段５０）が動作するようにするために、可変減衰器３１〜３Ｋが設けられた。   Therefore, in the antenna device 100A, even if strong input interference occurs, the variable attenuators 31 to 31 are configured so that the control units (power inversion means 30, switch control means 40, and optimum phase generation means 50) operate. 3K was provided.

なお、可変減衰器３１〜３Ｋは、受信信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），・・・，ｘＫ（ｔ）の受信電力レベルを相互に同じ減衰量だけ減衰させてもよく、強入力干渉波の受信電力レベルに応じた減衰量だけ受信信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），・・・，ｘＫ（ｔ）の受信電力レベルを減衰してもよい。 The variable attenuators 31 to 3K may attenuate the reception power levels of the reception signals x 1 (t), x 2 (t),..., X K (t) by the same attenuation amount. The reception power level of the reception signals x 1 (t), x 2 (t),..., X K (t) may be attenuated by an attenuation amount corresponding to the reception power level of the strong input interference wave.

図８は、この発明の実施の形態による更に他のアンテナ装置の概略図である。この発明の実施の形態によるアンテナ装置は、図８に示すアンテナ装置１００Ｂであってもよい。   FIG. 8 is a schematic view of still another antenna device according to the embodiment of the present invention. The antenna device according to the embodiment of the present invention may be an antenna device 100B shown in FIG.

図８を参照して、アンテナ装置１００Ｂは、図１に示すアンテナ装置１００に送信手段７０を追加したものであり、その他は、アンテナ装置１００と同じである。   Referring to FIG. 8, antenna device 100 </ b> B is obtained by adding transmitting means 70 to antenna device 100 shown in FIG. 1, and is otherwise the same as antenna device 100.

アンテナ装置１００Ｂにおいては、パワーインバージョン手段３０、スイッチ制御手段４０および最適位相生成手段５０は、干渉波が検出されると、上述した方法によって、所望波の到来方向における受信電波の希望信号対干渉雑音電力比ＳＩＮＲが基準値ＳＩＮＲ＿ｓｔｄ以上になるように可変移相器（Ｋ個の可変移相器１１〜１Ｋまたはｎ個の可変移相器）の位相を最適化し、その最適化した位相を可変移相器（Ｋ個の可変移相器１１〜１Ｋまたはｎ個の可変移相器）に設定する。即ち、アンテナ装置１００Ｂにおいては、干渉波の方向にヌルが形成される。   In the antenna device 100B, the power inversion means 30, the switch control means 40, and the optimum phase generation means 50, when an interference wave is detected, perform the desired signal-to-interference of the received radio wave in the arrival direction of the desired wave according to the method described above. The phase of the variable phase shifter (K variable phase shifters 11 to 1K or n variable phase shifters) is optimized so that the noise power ratio SINR is equal to or greater than the reference value SINR_std, and the optimized phase is variable. Set to phase shifters (K variable phase shifters 11 to 1K or n variable phase shifters). That is, in the antenna device 100B, a null is formed in the direction of the interference wave.

送信手段７０は、ＯＦＤＭ方式によって変調されたデジタル信号からなる送信信号を信号処理回路（図示せず）から受け、その受けた送信信号をデジタル信号からアナログ信号に変換する。そして、送信手段７０は、他の無線システムによって送信された電波の到来方向にヌルが形成された放射ビームがアンテナ（アンテナ１〜Ｋまたはｎ個のアンテナ）から放射されている状態で、アナログ信号からなる送信信号をアンテナ（アンテナ１〜Ｋまたはｎ個のアンテナ）を介して送信する。   The transmission means 70 receives a transmission signal composed of a digital signal modulated by the OFDM method from a signal processing circuit (not shown), and converts the received transmission signal from a digital signal to an analog signal. Then, the transmission means 70 is an analog signal in a state in which a radiation beam in which a null is formed in the arrival direction of a radio wave transmitted by another wireless system is radiated from an antenna (antennas 1 to K or n antennas). Is transmitted through antennas (antennas 1 to K or n antennas).

その結果、アンテナ装置１００Ｂから送信された電波は、他の無線システムによって電波を送信している無線装置によって受信されない。   As a result, the radio wave transmitted from the antenna device 100B is not received by the radio device transmitting the radio wave by another radio system.

従って、他の無線システムによって電波を送信している無線装置に干渉を与えることを防止できる。   Therefore, it is possible to prevent interference with a wireless device that is transmitting radio waves by another wireless system.

なお、この発明の実施の形態によるアンテナ装置は、図７に示すアンテナ装置１００Ａに送信手段７０を追加したものであってもよい。   The antenna device according to the embodiment of the present invention may be obtained by adding transmitting means 70 to antenna device 100A shown in FIG.

図９は、この発明の実施の形態によるアンテナ装置１００を備えた受信機の概略図である。図９を参照して、受信機２００は、アンテナ装置１００と、信号処理部８０とを備える。   FIG. 9 is a schematic diagram of a receiver including the antenna device 100 according to the embodiment of the present invention. Referring to FIG. 9, receiver 200 includes antenna device 100 and signal processing unit 80.

信号処理部８０は、不要波を含む特定の周波数帯で送信された電波をアンテナ装置１００から受け、その受けた電波を一括してＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換した信号をＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）またはソフトウェアによってデジタル信号処理し、所望波を復調する。   The signal processing unit 80 receives radio waves transmitted in a specific frequency band including unnecessary waves from the antenna device 100, collectively A / D converts the received radio waves, and converts the A / D converted signals into FPGA ( Digital signal processing by a field programmable gate array) or software to demodulate a desired wave.

この場合、アンテナ装置１００は、上述した方法によって不要波の信号レベルを低減し、その不要波の信号レベルを低減した電波を信号処理部８０へ出力する。   In this case, the antenna device 100 reduces the signal level of the unnecessary wave by the method described above, and outputs the radio wave with the reduced signal level of the unnecessary wave to the signal processing unit 80.

従って、信号処理部８０に含まれるＡＤ変換器に要求されるダイナミックレンジを低減できる。   Therefore, the dynamic range required for the AD converter included in the signal processing unit 80 can be reduced.

なお、このような処理は、所望帯域のみを通過させるバンドパスフィルタを設けて不要波を抑圧すれば同様の効果が得られる。しかし、所望帯域の比帯域が狭帯域（例えば、１％未満）で中心周波数を可変とする場合、このバンドパスフィルタを高周波帯で実現することは困難である。   Note that such processing can achieve the same effect if a band-pass filter that passes only the desired band is provided to suppress unwanted waves. However, when the desired frequency band is narrow (for example, less than 1%) and the center frequency is variable, it is difficult to realize this bandpass filter in the high frequency band.

従って、高周波帯において不要波の信号レベルを低減させる方法としてアンテナ装置１００を用いて不要波の信号レベルを低減させる方法が有効である。   Therefore, a method of reducing the signal level of unnecessary waves using the antenna device 100 is effective as a method of reducing the signal level of unnecessary waves in the high frequency band.

この発明の実施の形態による受信機は、アンテナ装置１００に代えてアンテナ装置１００Ａ，１００Ｂのいずれかを備えるものであってもよい。   The receiver according to the embodiment of the present invention may include one of antenna devices 100A and 100B instead of antenna device 100.

上記においては、所望波の到来方向θｄを推定するとき、４５度の角度間隔で方向を変えながら、複数のσ（Ｗ０）を演算すると説明したが、この発明の実施の形態においては、これに限らず、４５度以外の角度間隔で方向を変えながら、複数のσ（Ｗ０）を演算してもよい。 In the above description, when estimating the arrival direction θ d of the desired wave, a plurality of σ (W 0 ) is calculated while changing the direction at an angular interval of 45 degrees. Not limited to this, a plurality of σ (W 0 ) may be calculated while changing the direction at an angular interval other than 45 degrees.

また、上記においては、最適位相生成手段５０は、共役勾配法を用いて最適位相を求めると説明したが、この発明の実施の形態においては、これに限らず、最適位相生成手段５０は、ＭＭＳＥ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）法によって最適位相を求めてもよい。この場合、参照信号は、例えば、パワーインバージョンで強入力干渉を抑圧した後、受信機で受信した信号を復調すること（復調出力値）によって取得される。   In the above description, the optimum phase generation means 50 has been described as obtaining the optimum phase using the conjugate gradient method. However, in the embodiment of the present invention, the optimum phase generation means 50 is not limited to this. The optimum phase may be obtained by the (Maximum Mean Square Error) method. In this case, the reference signal is acquired, for example, by demodulating the signal received by the receiver (demodulated output value) after suppressing strong input interference by power inversion.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。   The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is shown not by the above description of the embodiments but by the scope of claims for patent, and is intended to include meanings equivalent to the scope of claims for patent and all modifications within the scope.

この発明は、干渉波を除去するアンテナ装置に適用される。また、この発明は、干渉波を除去するアンテナ装置を備えた受信機に適用される。   The present invention is applied to an antenna device that removes interference waves. The present invention is also applied to a receiver including an antenna device that removes interference waves.

１〜Ｋ アンテナ、１０ 加算器、１１〜１Ｋ 可変移相器、２１〜２Ｋ フィルタ、３０ パワーインバージョン手段、３１〜３Ｋ 可変減衰器、４０ スイッチ制御手段、５０ 最適位相生成手段、６０ 判定手段、７０ 送信手段、信号処理部、１００，１００Ａ，１００Ｂ アンテナ装置、２００ 受信機。   1 to K antenna, 10 adder, 11 to 1K variable phase shifter, 21 to 2K filter, 30 power inversion means, 31 to 3K variable attenuator, 40 switch control means, 50 optimum phase generation means, 60 determination means, 70 Transmitting means, signal processing unit, 100, 100A, 100B antenna device, 200 receiver.

Claims (5)

Ｋ（Ｋは２以上の整数）本のアンテナと、
前記Ｋ本のアンテナに対応して設けられたＫ個の可変移相器と、
所望波の周波数帯以外の周波数帯を有する干渉波が検出されると、前記Ｋ本のアンテナが受信した受信電波に基づいて、前記干渉波の方向にヌルを形成したときの前記Ｋ本のアンテナの重み係数の振幅および位相であるＫ個の振幅およびＫ個の位相を検出する検出手段と、
前記干渉波が検出されると、前記Ｋ本のアンテナのうち、前記振幅が閾値以上であるｎ（ｎは１≦ｎ≦Ｋを満たす整数）本のアンテナに対応するｎ個の可変移相器に前記検出手段によって検出されたｎ個の位相をｎ個の初期位相としてそれぞれ設定して前記所望波の到来方向から受信した受信電波の希望信号対干渉雑音電力比が基準値以上になるように前記ｎ個の可変移相器のｎ個の最適位相を演算し、その演算したｎ個の最適位相を前記ｎ個の可変移相器に設定する最適位相生成手段とを備えるアンテナ装置。 K antennas (K is an integer of 2 or more),
K variable phase shifters provided corresponding to the K antennas;
When an interference wave having a frequency band other than the frequency band of the desired wave is detected, the K antennas when nulls are formed in the direction of the interference waves based on received radio waves received by the K antennas Detecting means for detecting K amplitudes and K phases which are amplitudes and phases of the weighting factors of
When the interference wave is detected, among the K antennas, n variable phase shifters corresponding to n antennas (n is an integer satisfying 1 ≦ n ≦ K) whose amplitude is equal to or greater than a threshold value. The n phases detected by the detecting means are respectively set as n initial phases so that the desired signal-to-interference noise power ratio of the received radio wave received from the arrival direction of the desired wave is equal to or higher than a reference value. An antenna device comprising: n optimum phases of the n variable phase shifters, and optimum phase generation means for setting the calculated n optimum phases in the n variable phase shifters. 前記Ｋ本のアンテナに対応して設けられ、各々が前記アンテナと前記可変移相器との間に接続されたＫ個のスイッチと、
前記Ｋ個の振幅のうち、前記閾値以上の強度を有するｎ個の振幅を選択し、その選択したｎ個の振幅を有するｎ個のアンテナに接続されたｎ個のスイッチをオンし、Ｋ−ｎ個のスイッチをオフするスイッチ制御手段とを更に備える、請求項１に記載のアンテナ装置。 K switches provided corresponding to the K antennas, each connected between the antenna and the variable phase shifter;
Of the K amplitudes, select n amplitudes having an intensity equal to or greater than the threshold, turn on n switches connected to the n antennas having the selected n amplitudes, and The antenna device according to claim 1, further comprising switch control means for turning off n switches. 前記Ｋ個の可変移相器の各々は、前記位相が任意の角度ステップで変えられる移相器である、請求項１または請求項２に記載のアンテナ装置。   The antenna device according to claim 1 or 2, wherein each of the K variable phase shifters is a phase shifter in which the phase is changed by an arbitrary angle step. 前記ｎ個の最適位相が前記ｎ個の可変移相器に設定された状態で前記ｎ本のアンテナを用いて送信電波を送信する送信手段を更に備える、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載のアンテナ装置。   The transmission apparatus according to any one of claims 1 to 3, further comprising a transmission unit configured to transmit a transmission radio wave using the n antennas in a state where the n optimal phases are set in the n variable phase shifters. The antenna device according to item 1. 請求項１から請求項３のいずれかに記載のアンテナ装置と、
前記ｎ個の最適位相が前記ｎ個の可変移相器に設定された状態で前記ｎ本のアンテナが受信した受信電波をアナログ信号からデジタル信号に変換して受信信号処理を行なう信号処理部とを備える受信機。 The antenna device according to any one of claims 1 to 3,
A signal processing unit that performs reception signal processing by converting received radio waves received by the n antennas from analog signals to digital signals with the n optimal phases set to the n variable phase shifters; Receiver with.
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