JP5378279B2 - Optical receiver - Google Patents
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Description
本発明は、光受信器に関する。特に、本発明は、受信端でシンボル同期がとれていない複数のサブキャリアから構成される光OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号を受信する光受信器に関する。 The present invention relates to an optical receiver. In particular, the present invention relates to an optical receiver that receives an optical OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal composed of a plurality of subcarriers that are not symbol-synchronized at the receiving end.
データ通信需要の増大に伴い、大容量トラヒックの伝送を可能とする光信号変調技術や光信号多重技術を用いた光伝送ネットワークが普及しつつある。大容量トラヒック伝送の実現には高い周波数利用効率の実現が必要であり、それを実現する技術として、多値変調技術や光周波数直交分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術が挙げられる。特に光OFDMは、各チャネル間で満足される光周波数の直交性を用いることで、本来ならば発生しうる隣接チャネルからの光干渉を抑制し、高い周波数利用効率を実現する方式であり、多値変調との併用も可能である(例えば、非特許文献1参照)。 As the demand for data communication increases, optical transmission networks using optical signal modulation technology and optical signal multiplexing technology that enable transmission of large-capacity traffic are becoming widespread. Realization of high-capacity traffic transmission requires realization of high frequency utilization efficiency, and examples of techniques for realizing it include multilevel modulation techniques and optical frequency orthogonal multiplexing (OFDM) techniques. In particular, optical OFDM is a scheme that suppresses optical interference from an adjacent channel that may otherwise occur by using the orthogonality of optical frequencies that are satisfied between channels, and achieves high frequency utilization efficiency. Combination with value modulation is also possible (for example, see Non-Patent Document 1).
図1に光OFDM信号を生成する光送信器の構成の一例を示す。この光送信器は光源、光変調器、クロック発生器、光遅延線及び光カプラを備えている。それぞれの光源から出力される光はサブキャリアと呼ばれ、互いに等しい周波数間隔を持って配置される(f1−f2=f3−f2=f4−f3=Δf)。それぞれのサブキャリアは各光変調器により同一のクロック周波数で個別に変調され、スペクトル広がりを持った信号となる。ここで、変調レートはサブキャリア間の周波数間隔に等しい。これらの変調されたサブキャリアを光カプラにより合波することで、光OFDM信号が生成される。光遅延線は各サブキャリアに重畳された信号のタイミングをそろえる、すなわちシンボル同期をとるために用いられる。 FIG. 1 shows an example of the configuration of an optical transmitter that generates an optical OFDM signal. The optical transmitter includes a light source, an optical modulator, a clock generator, an optical delay line, and an optical coupler. The light output from each light source is called a subcarrier and is arranged with the same frequency interval (f1-f2 = f3-f2 = f4-f3 = Δf). Each subcarrier is individually modulated at the same clock frequency by each optical modulator, and becomes a signal having a spectrum spread. Here, the modulation rate is equal to the frequency interval between subcarriers. An optical OFDM signal is generated by combining these modulated subcarriers with an optical coupler. The optical delay line is used to align the timing of signals superimposed on each subcarrier, that is, to achieve symbol synchronization.
図2に光OFDM信号を各サブキャリアに分離する光受信器の構成の一例を示す。この光受信器はマッハツェンダー干渉計(MZI:Mach-Zehnder Interferometer)、アレイ導波路回折格子(AWG:Arrayed Waveguide Grating)及び光復調器を備えている。MZIは所望の周波数の光信号を干渉なく取り出すことができるため、光OFDM信号は、遅延量Δtが1/2Δfに設定されたMZIにより偶奇それぞれのサブキャリアに分離される。ここで、Δfは隣接するサブキャリア間の周波数間隔を表す。偶奇に分離されたサブキャリアはさらにAWGにより各サブキャリアに分離され、光復調器により復調される。 FIG. 2 shows an example of the configuration of an optical receiver that separates an optical OFDM signal into subcarriers. The optical receiver includes a Mach-Zehnder Interferometer (MZI), an arrayed waveguide grating (AWG), and an optical demodulator. Since MZI can extract an optical signal having a desired frequency without interference, the optical OFDM signal is separated into even and odd subcarriers by MZI with delay amount Δt set to 1 / 2Δf. Here, Δf represents a frequency interval between adjacent subcarriers. The subcarriers separated evenly and oddly are further separated into subcarriers by AWG and demodulated by an optical demodulator.
また、光受信器として、コヒーレント検波とディジタル信号処理とを用いた構成もある。図3に光受信器の構成の別の例を示す。この場合、図3に示すように、信号光と位相同期がとられた局発光を信号光と合波し、受光器(PD:Photo Detector)により受光することで、光信号の位相情報も含んだ状態でベースバンド信号へ変換される。このベースバンド信号の1シンボルに対して、サンプリング部においてサンプリング間隔Δtがシンボル長Tに対してΔt=1/NΔfを満足するようにサンプリングし、得られたN個のデータ列S(kΔt)に対してディジタル信号処理部において(数1)で表される離散フーリエ変換を施すことにより、各サブキャリアに重畳された信号が復調される。ここでNは光OFDM信号を構成するサブキャリア数を表し、k=0,1,・・・,N−1、n=0,1,・・・,N−1であり、dnはn番目のサブキャリアに重畳された信号、fは光OFDM信号を構成する最も低周波側のサブキャリアに重畳された信号のキャリア周波数である。 Further, there is a configuration using coherent detection and digital signal processing as an optical receiver. FIG. 3 shows another example of the configuration of the optical receiver. In this case, as shown in FIG. 3, the local light that is phase-synchronized with the signal light is combined with the signal light and received by a photo detector (PD), thereby including the phase information of the optical signal. In this state, it is converted into a baseband signal. With respect to one symbol of the baseband signal, sampling is performed so that the sampling interval Δt satisfies Δt = 1 / NΔf with respect to the symbol length T in the sampling unit, and the obtained N data strings S (kΔt) are obtained. On the other hand, the signal superimposed on each subcarrier is demodulated by applying a discrete Fourier transform represented by (Equation 1) in the digital signal processing unit. Where N denotes the number of subcarriers forming an optical OFDM signal, k = 0,1, ···, N -1, n = 0,1, ···, a N-1, d n is n The signal superimposed on the first subcarrier, f, is the carrier frequency of the signal superimposed on the lowest frequency subcarrier constituting the optical OFDM signal.
光ファイバ通信において長距離大容量伝送を実現するためには、高い周波数利用効率の実現が重要である一方、ファイバ伝送路の持つ波長分散に対する高い耐力を持つことも重要となる。 In order to realize long-distance and large-capacity transmission in optical fiber communication, it is important to realize high frequency utilization efficiency. On the other hand, it is also important to have high resistance to chromatic dispersion of the fiber transmission line.
上記の方式では、(数1)で表される離散フーリエ変換を実現するために、N個のサンプリングを実行する時間内において、各サブキャリアに重畳されたデータ信号dnが一定でなければならない。これは、各データ信号のシンボルのタイミングが揃っている、すなわちシンボル同期がとれている必要があることを意味する。この様子を図4に示す。しかし一般に、受信時における光OFDM信号のシンボルタイミングは伝送路の波長分散の影響によりずれている。これは光OFDM信号に対して伝送ペナルティを生み、伝送距離を制限する重大な要因となる。図5は実験により得られた、光OFDM信号における伝送距離とパワーペナルティとの関係を示している。ここでは各サブキャリアの偏波は直交化されている。また、伝送路の波長分散は16.6ps/nm/kmである。この光OFDM信号は2つのサブキャリアから構成されており、各サブキャリアには20Gbps NRZ-DQPSK変調が施されている。もし伝送路の波長分散によるシンボルタイミングのずれがなければ、すなわちシンボル同期がとれている状態であれば、光OFDM信号はシングルキャリアの20Gbps NRZ-DQPSK信号と同等の分散耐力(×を結ぶ実線)を有するはずである。しかし、実際には伝送路が波長分散を有しているためにシンボルタイミングのずれが生じ、伝送ペナルティが発生していることが確認できる(▲を結ぶ実線)。一方で●を結ぶ破線は、光送信器の光遅延線において伝送路の分散に合わせたシンボルタイミングの最適化を図った場合における分散耐力を示している。これを見ると、伝送路の波長分散によるシンボルタイミングのずれが、ペナルティに大きく寄与していることが確認できる。例えばペナルティが4dBとなる伝送距離に注目すると、シンボルタイミングずれの影響を抑えることで、伝送距離が40kmから60kmと、1.5倍に延伸されることがわかる。光OFDM信号に対する波長分散の影響は、シンボルタイミングのずれだけでなく、信号パルス広がりも考えられるが、図5より、シンボルタイミングのずれが光OFDM信号の信号波形劣化に対する支配的な要因であることがわかる。 In the above method, in order to realize a discrete Fourier transform represented by equation (1), within a time to perform the N sampling, the data signal d n superimposed on each subcarrier must be constant . This means that the timing of the symbols of each data signal must be aligned, that is, the symbols must be synchronized. This is shown in FIG. However, generally, the symbol timing of the optical OFDM signal at the time of reception is shifted due to the influence of chromatic dispersion in the transmission path. This creates a transmission penalty for the optical OFDM signal and becomes a serious factor that limits the transmission distance. FIG. 5 shows the relationship between the transmission distance and the power penalty in the optical OFDM signal obtained by experiment. Here, the polarization of each subcarrier is orthogonalized. The chromatic dispersion of the transmission line is 16.6 ps / nm / km. This optical OFDM signal is composed of two subcarriers, and each subcarrier is subjected to 20 Gbps NRZ-DQPSK modulation. If there is no symbol timing shift due to chromatic dispersion in the transmission line, that is, if symbol synchronization is achieved, the optical OFDM signal has the same dispersion tolerance as the single-carrier 20Gbps NRZ-DQPSK signal (solid line connecting x) Should have. However, since the transmission path actually has chromatic dispersion, it can be confirmed that a shift in symbol timing occurs and a transmission penalty occurs (solid line connecting ▲). On the other hand, the broken line connecting ● indicates the dispersion tolerance when the symbol timing is optimized in accordance with the dispersion of the transmission line in the optical delay line of the optical transmitter. From this, it can be confirmed that the deviation of the symbol timing due to the wavelength dispersion of the transmission path greatly contributes to the penalty. For example, paying attention to the transmission distance with a penalty of 4 dB, it can be seen that the transmission distance is extended 1.5 times from 40 km to 60 km by suppressing the influence of the symbol timing shift. The influence of chromatic dispersion on the optical OFDM signal may be not only the symbol timing shift but also the signal pulse spread, but from FIG. 5, the symbol timing shift is the dominant factor for the signal waveform degradation of the optical OFDM signal. I understand.
また、伝送路が波長分散を有していない場合においても、異なるクロックを用いて生成された光OFDM信号においては、厳密にシンボル同期はとれておらず、時間と共にそのずれは大きくなる。この場合も同様のペナルティが発生することが考えられる。図6にシンボルタイミングのずれとパワーペナルティとの関係を示す。ここでは数値シミュレーションにより二つの10Gbps強度変調信号から構成されている光OFDM信号に対するペナルティを算出しており、破線はサブキャリア間の偏波を直交化させたものとなっている。図6より、シンボルタイミングのずれがシンボル長の半分程度になった場合、サブキャリア間の偏波を直交化させたとしても、6dB以上のペナルティが発生していることが確認できる。このように、異なるクロックを使用することや、伝送路の波長分散によって発生するサブキャリア間のシンボルタイミングのずれは、光OFDM伝送における信号波形劣化に対して、多大な影響を与えることがわかる。 Even when the transmission path does not have chromatic dispersion, the optical OFDM signals generated using different clocks are not strictly symbol-synchronized, and the deviation increases with time. In this case, a similar penalty may occur. FIG. 6 shows the relationship between the symbol timing shift and the power penalty. Here, the penalty for the optical OFDM signal composed of two 10 Gbps intensity modulation signals is calculated by numerical simulation, and the broken line indicates that the polarization between subcarriers is orthogonalized. From FIG. 6, it can be confirmed that when the symbol timing deviation is about half the symbol length, a penalty of 6 dB or more occurs even if the polarization between subcarriers is orthogonalized. Thus, it can be seen that the use of different clocks and the shift in symbol timing between subcarriers caused by chromatic dispersion in the transmission path have a great influence on signal waveform degradation in optical OFDM transmission.
本発明は上記の点に鑑みてなされたものであり、受信端において光OFDM信号を構成するサブキャリア間で同期ずれがある場合でもデータ信号を復調するための光受信器を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above points, and an object thereof is to provide an optical receiver for demodulating a data signal even when there is a synchronization shift between subcarriers constituting an optical OFDM signal at a receiving end. And
上記の課題を解決するため、本発明の光受信器は、
光OFDM信号を受信する光受信器であって、
前記光OFDM信号を構成するサブキャリア間のシンボル同期ずれに応じたサンプリングタイミングで、1シンボル当たり複数のサンプリングを実施するサンプリング部と、
サンプリングにより得られた情報に基づいて、各サブキャリアに重畳されたデータ信号を復調する復調部と、
を有することを特徴とする。
In order to solve the above problems, the optical receiver of the present invention is:
An optical receiver for receiving an optical OFDM signal,
A sampling unit that performs a plurality of samplings per symbol at a sampling timing corresponding to a symbol synchronization shift between subcarriers constituting the optical OFDM signal;
A demodulator that demodulates a data signal superimposed on each subcarrier based on information obtained by sampling;
It is characterized by having.
本発明の実施の形態によれば、受信端において光OFDM信号を構成するサブキャリア間で同期ずれがある場合でもデータ信号を復調できる。従って、分散耐力が向上し、伝送距離の延伸化を実現できる。 According to the embodiment of the present invention, a data signal can be demodulated even when there is a synchronization shift between subcarriers constituting an optical OFDM signal at the receiving end. Accordingly, the dispersion resistance is improved, and the transmission distance can be extended.
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
本発明の実施の形態に係る光受信器は、隣接するサブキャリア間の偏波が直交状態にあり、受信端でシンボル同期がとれていない複数のサブキャリアから構成される光OFDM信号を受信する。受信端でシンボル同期がとれていない光OFDM信号は、光送信器において生成されてもよく、伝送路による波長分散のため生じてもよい。光受信器は、受信時の光OFDM信号のシンボル同期のずれ量によって特徴付けられるサンプリングタイミングでサンプリングを実施するサンプリング部と、サンプリングにより得られたデータ列から各サブキャリアに重畳された信号を復調するディジタル信号処理部とを有する。 An optical receiver according to an embodiment of the present invention receives an optical OFDM signal composed of a plurality of subcarriers in which polarization between adjacent subcarriers is orthogonal and symbol synchronization is not achieved at the receiving end. . An optical OFDM signal that is not symbol-synchronized at the receiving end may be generated in an optical transmitter or may be generated due to chromatic dispersion by a transmission path. The optical receiver demodulates the signal superimposed on each subcarrier from the sampling sequence that performs sampling at the sampling timing characterized by the amount of deviation in symbol synchronization of the optical OFDM signal at the time of reception. And a digital signal processing unit.
まず、本発明の原理について説明する。一般にN個のサブキャリアから構成される光OFDM信号S(t)は(数2)、コヒーレント検波された後のベースバンドOFDM信号s(t)は(数3)のように表される。 First, the principle of the present invention will be described. In general, an optical OFDM signal S (t) composed of N subcarriers is expressed as (Equation 2), and a baseband OFDM signal s (t) after coherent detection is expressed as (Equation 3).
以下では簡単のため、N=2の場合に注目する。このときシンボル非同期の光OFDM信号は図8のように表され、抽出する信号は(数5)として表される。ここで、T=1/Δfであり、d0(t)において注目するビット情報をd0、隣接するビット情報をd0'とし、d1(t)において注目するビット情報をd1、隣接するビット情報をd1'とする。今、サブキャリア0とサブキャリア1との位相差は不確定である。この不確定要因を除去するために、隣接するサブキャリア間の偏波を直交化し、各信号の抽出には直接検波を用いることとする。このような処理を行うことにより、未知数がd0,d0',d1,d1'の4個であるのに対し、抽出した信号も4つ(s(t0),s(t0+τ1),s(t0+T/2),s(t0+τ1+T/2))であるので、ディジタル信号処理を施すことにより、データ信号d0,d1を得ることが可能となる。 In the following, for simplicity, attention is paid to the case of N = 2. At this time, the symbol asynchronous optical OFDM signal is expressed as shown in FIG. 8, and the signal to be extracted is expressed as (Equation 5). Here, T = 1 / Δf, bit information of interest in d 0 (t) is d 0 , adjacent bit information is d 0 ′, bit information of interest in d 1 (t) is d 1 , and adjacent The bit information to be performed is d 1 ′. Now, the phase difference between subcarrier 0 and subcarrier 1 is indeterminate. In order to remove this uncertain factor, the polarization between adjacent subcarriers is orthogonalized, and direct detection is used to extract each signal. By performing such processing, there are four unknowns d 0 , d 0 ′, d 1 , d 1 ′, whereas four extracted signals (s (t 0 ), s (t 0 ) + Τ 1 ), s (t 0 + T / 2), and s (t 0 + τ 1 + T / 2)), it is possible to obtain data signals d 0 and d 1 by performing digital signal processing. .
(第1の実施の形態)
本発明の第1の実施の形態における光送受信器の動作及び信号光の状態を、図9〜図12を用いて説明する。図9に光送信器10の構成を示す。光送信器10は光源101、強度変調器103、クロック発生器105、偏波ビーム結合器(PBC:Polarization beam combiner)107から構成されている。各光源101は互いに異なるキャリア周波数を持った連続光を生成し、その周波数間隔Δfは信号のシンボル長Tに対して、Δf=1/Tの関係を満足する。異なるクロック発生器105により動作するそれぞれの変調器103において、強度変調によりそれぞれの連続光にデータ信号d0(t),d1(t)を付与する。なお、異なるクロック発生器105のクロック周波数に差があってもよい。また、それぞれの変調器103に対して同一のクロック発生器を用いてもよい。ここで、各サブキャリアのキャリア周波数はf,f+Δfとする。データが付与された光信号は、PBC107によりサブキャリア同士の偏波が直交するように合波される。このようにしてシンボル非同期の光OFDM信号が生成される。
(First embodiment)
The operation of the optical transceiver and the state of signal light in the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 9 shows the configuration of the optical transmitter 10. The optical transmitter 10 includes a light source 101, an intensity modulator 103, a clock generator 105, and a polarization beam combiner (PBC) 107. Each light source 101 generates continuous light having different carrier frequencies, and the frequency interval Δf satisfies the relationship of Δf = 1 / T with respect to the symbol length T of the signal. In each modulator 103 operated by different clock generators 105, data signals d 0 (t) and d 1 (t) are given to the respective continuous lights by intensity modulation. Note that there may be a difference in the clock frequency of different clock generators 105. Further, the same clock generator may be used for each modulator 103. Here, the carrier frequency of each subcarrier is f, f + Δf. The optical signal to which the data has been added is multiplexed by the PBC 107 so that the polarizations of the subcarriers are orthogonal. In this manner, a symbol asynchronous optical OFDM signal is generated.
第1の実施の形態においては、光OFDM信号は必ずしもシンボル非同期である必要はない。従って、図10又は非特許文献2に示すように、単一の光源111から送出される連続光を、強度変調器112により複数のサブキャリアに変換し、クロック発生器115により動作するそれぞれの変調器113によって互いに独立のデータ信号を付与することで生成される光OFDM信号、すなわちシンボル同期がとれた光OFDM信号を用いてもよい。この場合も同様に、それぞれの変調器113に対して同一のクロック発生器を用いてもよい。 In the first embodiment, the optical OFDM signal does not necessarily need to be symbol asynchronous. Therefore, as shown in FIG. 10 or Non-Patent Document 2, continuous light transmitted from a single light source 111 is converted into a plurality of subcarriers by an intensity modulator 112, and each modulation operated by a clock generator 115 is performed. An optical OFDM signal generated by giving independent data signals to each other by the device 113, that is, an optical OFDM signal in which symbol synchronization is established may be used. In this case as well, the same clock generator may be used for each modulator 113.
図11に光受信器20の構成を示す。光受信器20はMZI203、PD205、サンプリング部207及びディジタル信号処理部209から構成されている。光送信器より送出された光OFDM信号は、シンボル同期がとれていないため、もしくは伝送路における波長分散のため、光受信器20においてシンボル同期ずれτが生じた状態となっている。ここでいうシンボル同期ずれとは、各サブキャリアに重畳されたデータ信号列間の時間差を意味する。このような光OFDM信号を自由スペクトル領域(FSR:Free spectral range)が2ΔfであるMZI203により分波し、それぞれの光信号をPD205により直接検波する。直接検波されて光の強度情報のみとなった電気信号に対し、サンプリング部207により1シンボル当たり時間差τで2回のサンプリングを行い、そこから得られた情報をディジタル信号処理部209へ送出する。各サンプリング部207から2個ずつ、計4個のデータをもとに、ディジタル信号処理部209にてディジタル演算を施すことで、各サブキャリアに重畳されたデータ信号d0(t),d1(t)を得る。 FIG. 11 shows the configuration of the optical receiver 20. The optical receiver 20 includes an MZI 203, a PD 205, a sampling unit 207, and a digital signal processing unit 209. The optical OFDM signal transmitted from the optical transmitter is in a state where a symbol synchronization shift τ has occurred in the optical receiver 20 because symbol synchronization is not achieved or due to wavelength dispersion in the transmission path. The symbol synchronization shift here means a time difference between data signal sequences superimposed on each subcarrier. Such an optical OFDM signal is demultiplexed by the MZI 203 having a free spectral range (FSR) of 2Δf, and each optical signal is directly detected by the PD 205. The sampling unit 207 performs sampling twice with a time difference τ per symbol for the electrical signal that has been directly detected and becomes only the light intensity information, and sends the information obtained therefrom to the digital signal processing unit 209. Data signals d 0 (t), d 1 superimposed on each subcarrier are obtained by performing digital computation in the digital signal processing unit 209 based on a total of four data, two from each sampling unit 207. (T) is obtained.
以下では、各機能部における信号の状態について説明する。2つのサブキャリアから構成される光OFDM信号におけるベースバンド信号s(t)は一般に(数6)のように表される。 Below, the state of the signal in each function part is demonstrated. A baseband signal s (t) in an optical OFDM signal composed of two subcarriers is generally expressed as (Equation 6).
(数8)における右辺第二項と、(数11)における右辺第一項は隣接するサブキャリアからのクロストークである。このデータ信号から、各サブキャリアに重畳されたデータ信号の強度情報d0 2,d1 2を得るために、下記のようなディジタル信号処理を行う。 The second term on the right side in (Equation 8) and the first term on the right side in (Equation 11) are crosstalk from adjacent subcarriers. From this data signal, in order to obtain the intensity information d 0 2, d 1 2 of the superimposed data signal to each subcarrier, it performs digital signal processing as described below.
図12は2つの10Gbps強度変調信号から構成される光OFDM信号をPDにより直接検波した際のアイパターンを示している。ここではサブキャリア間の偏波は直交状態となっている。2つの図は、それぞれτ=0ps、τ=50psの場合におけるアイパターンを示している。図12より、τ=0psにおいてクロストークは発生していないが、τ=50psにおいては、隣接サブキャリアからのクロストークが発生していることが確認できる。また、クロストークのパワーは、最小で0、最大で信号パワーの1/4程度であることが確認できる。 FIG. 12 shows an eye pattern when an optical OFDM signal composed of two 10 Gbps intensity modulation signals is directly detected by a PD. Here, the polarization between subcarriers is in an orthogonal state. The two figures show eye patterns when τ = 0 ps and τ = 50 ps, respectively. From FIG. 12, it can be confirmed that crosstalk does not occur at τ = 0 ps, but crosstalk from adjacent subcarriers occurs at τ = 50 ps. Further, it can be confirmed that the crosstalk power is 0 at the minimum and about 1/4 of the signal power at the maximum.
強度変調においては、各信号は0≦d0(t)2≦1,0≦d1(t)2≦1と規格化することができるので、d0 2=0又は1,d1 2=0又は1且つ0≦d0'2≦1,0≦d1'2≦1となる。これより、上記クロストークのパワーは0≦(d0'−d0)2≦1,0≦(d1−d1')2≦1となることがわかる。また、(数9)より、B<1/2(パターン1)ならばd1 2=0、B≧1/2(パターン2)ならばd1 2=1となるので、パターン1では2B=d1'2、パターン2では2B=(d1'±1)2となる。したがってサブキャリア0に重畳されるクロストークのパワーは、パターン1のとき(d1'−d1)2/2=B、パターン2のとき、(d1'−d1)2/2=[2−√(2B)]2/2となり、Bからクロストークパワーを算出することが可能となる。サブキャリア1に重畳されるクロストークのパワーも同様にCから算出することが可能である。これらをまとめると、クロストークパワーとB,Cとの関係は(数12)のように表すことができる。 In intensity modulation, each signal can be normalized as 0 ≦ d 0 (t) 2 ≦ 1, 0 ≦ d 1 (t) 2 ≦ 1, so d 0 2 = 0 or 1, d 1 2 = 0 or 1 and 0 ≦ d 0 ′ 2 ≦ 1, 0 ≦ d 1 ′ 2 ≦ 1. From this, it can be seen that the power of the crosstalk is 0 ≦ (d 0 ′ −d 0 ) 2 ≦ 1, 0 ≦ (d 1 −d 1 ′) 2 ≦ 1. Further, from (Equation 9), if B <1/2 (pattern 1), d 1 2 = 0, and if B ≧ 1/2 (pattern 2), d 1 2 = 1. Therefore, in pattern 1, 2B = In d 1 ′ 2 and pattern 2, 2B = (d 1 ′ ± 1) 2 . Power crosstalk superimposed on subcarriers 0 Therefore, when the pattern 1 (d 1 '-d 1) 2/2 = B, when the pattern 2, (d 1' -d 1 ) 2/2 = [ 2-√ (2B)] 2 /2 , and the it is possible to calculate the crosstalk power from B. Similarly, the crosstalk power superimposed on the subcarrier 1 can be calculated from C. In summary, the relationship between the crosstalk power and B and C can be expressed as (Equation 12).
(第2の実施の形態)
本発明の第2の実施の形態における光送受信器の動作及び信号光の状態を、図14及び図15を用いて説明する。図14に光送信器12の構成を示す。光送信器12は光源121、位相変調器123、クロック発生器125、PBC127から構成されている。各光源121は互いに異なるキャリア周波数を持った連続光を生成し、その周波数間隔Δfは信号のシンボル長Tに対して、Δf=1/Tの関係を満足する。異なるクロック発生器125により動作するそれぞれの変調器123において、差動位相シフトキーイング(DPSK:Differential phase shift keying)によりそれぞれの連続光にデータ信号d0(t),d1(t)を付与する。なお、異なるクロック発生器125のクロック周波数に差があってもよい。また、それぞれの変調器123に対して同一のクロック発生器を用いてもよい。ここで、各サブキャリアのキャリア周波数はf,f+Δfとする。データが付与された光信号は、PBC127によりサブキャリア同士の偏波が直交するように合波される。このようにしてシンボル非同期の光OFDM信号が生成される。
(Second Embodiment)
The operation of the optical transceiver and the state of signal light in the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 14 shows the configuration of the optical transmitter 12. The optical transmitter 12 includes a light source 121, a phase modulator 123, a clock generator 125, and a PBC 127. Each light source 121 generates continuous light having different carrier frequencies, and the frequency interval Δf satisfies the relationship of Δf = 1 / T with respect to the symbol length T of the signal. In each modulator 123 operated by different clock generators 125, data signals d 0 (t) and d 1 (t) are given to the respective continuous lights by differential phase shift keying (DPSK). . There may be a difference in the clock frequency of the different clock generators 125. The same clock generator may be used for each modulator 123. Here, the carrier frequency of each subcarrier is f, f + Δf. The optical signal to which data is added is multiplexed by the PBC 127 so that the polarizations of the subcarriers are orthogonal to each other. In this manner, a symbol asynchronous optical OFDM signal is generated.
第2の実施の形態においては、光OFDM信号は必ずしもシンボル非同期である必要はない。従って、第1の実施の形態と同様に、単一の光源から送出される連続光を、強度変調器により複数のサブキャリアに変換し、クロック発生器によって互いに独立のデータ信号を付与することで生成される光OFDM信号、すなわちシンボル同期がとれた光OFDM信号を用いてもよい。 In the second embodiment, the optical OFDM signal does not necessarily need to be symbol asynchronous. Accordingly, as in the first embodiment, continuous light transmitted from a single light source is converted into a plurality of subcarriers by an intensity modulator, and independent data signals are given by a clock generator. A generated optical OFDM signal, that is, an optical OFDM signal with symbol synchronization may be used.
図15に光受信器22の構成を示す。光受信器22はMZI221、MZI223、PD225、サンプリング部227及びディジタル信号処理部229から構成されている。光送信器より送出された光OFDM信号は、シンボル同期がとれていないため、もしくは伝送路における波長分散のため、光受信器22においてシンボル同期ずれτが生じた状態となっている。このような光OFDM信号をFSRがΔfであるMZI221を通過させることで、各サブキャリアに重畳されているDPSK信号を強度変調信号に変換し、さらにその強度変調信号を、FSRが2ΔfであるMZI223により分波したものをPD225により直接検波する。PD225により検波される信号は第1の実施の形態と同様の強度変調信号となっているため、検波後のサンプリング部227及びディジタル信号処理部229の処理に関しては第1の実施の形態と同様の操作を行うことで各サブキャリアに重畳されたデータ信号d0,d1を得る。なお、d0 2,d1 2=1は隣接ビット間の位相差が0の場合を、d0 2,d1 2=1は隣接ビット間の位相差がπの場合をそれぞれ示している。 FIG. 15 shows the configuration of the optical receiver 22. The optical receiver 22 includes an MZI 221, an MZI 223, a PD 225, a sampling unit 227, and a digital signal processing unit 229. The optical OFDM signal transmitted from the optical transmitter is in a state in which the symbol synchronization shift τ has occurred in the optical receiver 22 because symbol synchronization is not achieved or due to chromatic dispersion in the transmission path. By passing such an optical OFDM signal through the MZI 221 having an FSR of Δf, the DPSK signal superimposed on each subcarrier is converted into an intensity modulation signal, and the intensity modulation signal is further converted into an MZI 223 having an FSR of 2Δf. The signal demultiplexed by is directly detected by PD225. Since the signal detected by the PD 225 is an intensity modulation signal similar to that of the first embodiment, the processing of the sampling unit 227 and the digital signal processing unit 229 after detection is the same as that of the first embodiment. By performing the operation, data signals d 0 and d 1 superimposed on each subcarrier are obtained. Note that d 0 2 and d 1 2 = 1 indicate that the phase difference between adjacent bits is 0, and d 0 2 and d 1 2 = 1 indicate that the phase difference between adjacent bits is π.
また、図16に示すように、光受信器23の構成としてFSRが2ΔfであるMZI233を前段に、ΔfであるMZI231を後段に配置する構成も考えられる。この構成においても、PD235による検波後のサンプリング部237及びディジタル信号処理部239の処理に関しては、図15の場合と同様の操作を行うことで、サブキャリアに重畳されたデータ信号d0,d1を得ることが可能である。 As shown in FIG. 16, the optical receiver 23 may have a configuration in which an MZI 233 having an FSR of 2Δf is arranged in the previous stage and an MZI 231 having an Δf is arranged in the subsequent stage. Also in this configuration, regarding the processing of the sampling unit 237 and the digital signal processing unit 239 after detection by the PD 235, the same operation as in the case of FIG. 15 is performed, so that the data signals d 0 and d 1 superimposed on the subcarriers. It is possible to obtain
第2の実施の形態においても、第1の実施の形態同様、図15の光受信器22で1シンボル当たり2回のサンプリングを行う代わりに、図17のように光受信器24を構成してもよい。光受信器24を図17のように構成することにより、シンボル同期ずれτが時間的に変化する場合や、不確定である場合においても、信号からクロックを抽出することが可能である限り、データ信号d0,d1の復調が可能である。また、それぞれのサンプリング部247でのアイ開口タイミングにおいてサンプリングを行うため、シンボル同期ずれτが非常に小さい場合であっても高速なサンプリングを行う必要がなくなる。 Also in the second embodiment, as in the first embodiment, instead of performing sampling twice per symbol by the optical receiver 22 in FIG. 15, an optical receiver 24 is configured as shown in FIG. Also good. By configuring the optical receiver 24 as shown in FIG. 17, data can be extracted as long as the clock can be extracted from the signal even when the symbol synchronization shift τ changes over time or is uncertain. Demodulation of the signals d 0 and d 1 is possible. In addition, since sampling is performed at the eye opening timing in each sampling unit 247, it is not necessary to perform high-speed sampling even when the symbol synchronization deviation τ is very small.
また、図16の光受信器23で1シンボル当たり2回のサンプリングを行う代わりに、図18のように光受信器25を構成してもよい。光受信器25を図18のように構成することにより、シンボル同期ずれτが時間的に変化する場合や、不確定である場合においても、信号からクロックを抽出することが可能である限り、データ信号d0,d1の復調が可能である。また、それぞれのサンプリング部257でのアイ開口タイミングにおいてサンプリングを行うため、シンボル同期ずれτが非常に小さい場合であっても高速なサンプリングを行う必要がなくなる。 Further, instead of performing sampling twice per symbol by the optical receiver 23 of FIG. 16, the optical receiver 25 may be configured as shown in FIG. By configuring the optical receiver 25 as shown in FIG. 18, data can be extracted as long as the clock can be extracted from the signal even when the symbol synchronization shift τ changes with time or is uncertain. Demodulation of the signals d 0 and d 1 is possible. Further, since sampling is performed at the eye opening timing in each sampling unit 257, it is not necessary to perform high-speed sampling even when the symbol synchronization deviation τ is very small.
<本発明の実施の形態の効果>
本発明の実施の形態によれば、受信端において光OFDM信号を構成するサブキャリア間で同期ずれがある場合でもデータ信号を復調できる。従って、分散耐力が向上し、伝送距離の延伸化を実現できる。また、サブキャリア間でクロック周波数に差がある場合でもデータ信号を復調できる。
<Effect of Embodiment of the Present Invention>
According to the embodiment of the present invention, a data signal can be demodulated even when there is a synchronization shift between subcarriers constituting an optical OFDM signal at the receiving end. Accordingly, the dispersion resistance is improved, and the transmission distance can be extended. Further, the data signal can be demodulated even when there is a difference in the clock frequency between the subcarriers.
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明は、上記の実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲内において、種々の変更・応用が可能である。 Although the embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications and applications can be made within the scope of the claims.
10、11、12 光送信器
20、21、22、23、24、25 光受信器
10, 11, 12 Optical transmitter 20, 21, 22, 23, 24, 25 Optical receiver
Claims (7)
前記光OFDM信号を構成するサブキャリア間のシンボル同期ずれに応じたサンプリングタイミングで、1シンボル当たり複数のサンプリングを実施するサンプリング部と、
サンプリングにより得られた情報に基づいて、各サブキャリアに重畳されたデータ信号を復調する復調部と、
を有し、
前記光OFDM信号が、光強度変調された、互いに偏波が直交関係にある2つのサブキャリアで構成される場合、
前記サンプリング部は、
遅延量が1/(2Δf)(Δfは前記2つのサブキャリア間の周波数間隔を表す)に設定されたマッハツェンダー干渉計を用いて、前記光OFDM信号に対して自己遅延干渉を実施し、
前記マッハツェンダー干渉計のconstructiveポート及びdeconstructiveポートの各出力ポートから出力された光信号に対して、前記サブキャリア間のシンボル同期ずれτに等しいタイミング差を有する所定のサンプリングタイミングt0及びt0+τにおいてサンプリングを実施し、
前記復調部は、以下の式に従って、各サブキャリアに重畳されたデータ信号を復調する光受信器。
d 0 2 及びd 1 2 は、各サブキャリアに重畳されたデータ信号の強度情報、
A及びBは、それぞれ前記マッハツェンダー干渉計の前記constructiveポート及び前記deconstructiveポートから出力された光信号に対して、タイミングt 0 においてサンプリングした情報、
C及びDは、それぞれ前記マッハツェンダー干渉計の前記constructiveポート及び前記deconstructiveポートから出力された光信号に対して、タイミングt 0 +τにおいてサンプリングした情報。 An optical receiver for receiving an optical OFDM signal,
A sampling unit that performs a plurality of samplings per symbol at a sampling timing corresponding to a symbol synchronization shift between subcarriers constituting the optical OFDM signal;
A demodulator that demodulates a data signal superimposed on each subcarrier based on information obtained by sampling;
Have
When the optical OFDM signal is composed of two subcarriers whose optical polarization is modulated and whose polarizations are orthogonal to each other,
The sampling unit
Using a Mach-Zehnder interferometer with a delay amount set to 1 / ( 2Δf ) (Δf represents a frequency interval between the two subcarriers), self-delay interference is performed on the optical OFDM signal,
Predetermined sampling timings t 0 and t 0 + having a timing difference equal to the symbol synchronization shift τ between the subcarriers with respect to the optical signals output from the output ports of the constructive port and the deconstructive port of the Mach-Zehnder interferometer conducted a Oite sampling to τ,
The demodulator is therefore the following formulas, the optical receiver you demodulated data signal superimposed on each subcarrier.
d 0 2 and d 1 2 are the intensity information of the data signal superimposed on each subcarrier,
A and B are information sampled at timing t 0 with respect to the optical signals output from the constructive port and the deconstructive port of the Mach-Zehnder interferometer, respectively .
C and D are information sampled at timing t 0 + τ with respect to the optical signals output from the constructive port and the deconstructive port of the Mach-Zehnder interferometer, respectively .
前記マッハツェンダー干渉計の前記constructiveポートから出力された光信号を二分岐し、分岐後の一方の光信号である第1の光信号に対して、アイ開口タイミングでクロック抽出を行うことにより、サンプリングタイミングt0においてサンプリングを実施し、
前記マッハツェンダー干渉計の前記deconstructiveポートから出力された光信号を二分岐し、分岐後の一方の光信号である第2の光信号に対して、アイ開口タイミングでクロック抽出を行うことにより、サンプリングタイミングt 0 +τにおいてサンプリングを実施し、
前記マッハツェンダー干渉計の前記constructiveポートから出力された光信号の分岐後の他方の光信号である第3の光信号に対して、前記第2の光信号のサンプリングとタイミングを合わせることにより、サンプリングタイミングt 0 +τにおいてサンプリングを実施し、
前記マッハツェンダー干渉計の前記deconstructiveポートから出力された光信号の分岐後の他方の光信号である第4の光信号に対して、前記第1の光信号のサンプリングとタイミングを合わせることにより、サンプリングタイミングt 0 においてサンプリングを実施する、請求項1に記載の光受信器。 The sampling unit
The optical signal output from the constructive port of the Mach-Zehnder interferometer is bifurcated , and sampling is performed by performing clock extraction at the eye opening timing on the first optical signal that is one of the optical signals after the branching. Sampling is performed at timing t 0 ,
Before SL Mach an optical signal output from the deconstructive port Zehnder interferometer bifurcated, with respect to the second optical signal which is one of the optical signal after branching, by performing clock extraction in eye opening timing, Sampling is performed at the sampling timing t 0 + τ,
Sampling is performed by matching the timing of the second optical signal with the timing of the third optical signal, which is the other optical signal after branching of the optical signal output from the constructive port of the Mach-Zehnder interferometer. Sampling is performed at timing t 0 + τ,
For the fourth optical signal which is the other optical signal after branching of the optical signal output from the deconstructive port of the Mach-Zehnder interferometer, the Rukoto combined sampling timing of the first optical signal, implementing sampled at sampling timing t 0, the optical receiver of claim 1.
前記光OFDM信号を構成するサブキャリア間のシンボル同期ずれに応じたサンプリングタイミングで、1シンボル当たり複数のサンプリングを実施するサンプリング部と、
サンプリングにより得られた情報に基づいて、各サブキャリアに重畳されたデータ信号を復調する復調部と、
を有し、
前記光OFDM信号が、光差動位相変調された、互いに偏波が直交関係にある2つのサブキャリアで構成される場合、
前記サンプリング部は、
遅延量が1/Δf(Δfは前記2つのサブキャリア間の周波数間隔を表す)に設定された第1のマッハツェンダー干渉計を用いて、前記光OFDM信号に対して自己遅延干渉を実施することで、前記光OFDM信号を強度変調信号に変換し、
遅延量が1/(2Δf)に設定された第2のマッハツェンダー干渉計を用いて、前記強度変調信号に対して自己遅延干渉を実施し、
前記第2のマッハツェンダー干渉計のconstructiveポート及びdeconstructiveポートの各出力ポートから出力された光信号に対して、前記サブキャリア間のシンボル同期ずれτに等しいタイミング差を有する所定のサンプリングタイミングt0及びt0+τにおいてサンプリングを実施し、
前記復調部は、以下の式に従って、各サブキャリアに重畳されたデータ信号を復調する光受信器。
d 0 2 及びd 1 2 は、各サブキャリアに重畳されたデータ信号の強度情報、
A及びBは、それぞれ前記第2のマッハツェンダー干渉計の前記constructiveポート及び前記deconstructiveポートから出力された光信号に対して、タイミングt 0 においてサンプリングした情報、
C及びDは、それぞれ前記第2のマッハツェンダー干渉計の前記constructiveポート及び前記deconstructiveポートから出力された光信号に対して、タイミングt 0 +τにおいてサンプリングした情報。 An optical receiver for receiving an optical OFDM signal,
A sampling unit that performs a plurality of samplings per symbol at a sampling timing corresponding to a symbol synchronization shift between subcarriers constituting the optical OFDM signal;
A demodulator that demodulates a data signal superimposed on each subcarrier based on information obtained by sampling;
Have
When the optical OFDM signal is composed of two subcarriers that are optically differential phase modulated and whose polarizations are orthogonal to each other,
The sampling unit
Using the first Mach-Zehnder interferometer with a delay amount set to 1 / Δf (Δf represents the frequency interval between the two subcarriers), self-delay interference is performed on the optical OFDM signal Then, the optical OFDM signal is converted into an intensity modulation signal,
Using a second Mach-Zehnder interferometer with a delay amount set to 1 / ( 2Δf ) , self-delay interference is performed on the intensity modulated signal,
A predetermined sampling timing t 0 having a timing difference equal to a symbol synchronization shift τ between the subcarriers with respect to the optical signals output from the output ports of the constructive port and the deconstructive port of the second Mach-Zehnder interferometer; the Oite sampling conducted to t 0 + τ,
The demodulator is therefore the following formulas, the optical receiver you demodulated data signal superimposed on each subcarrier.
d 0 2 and d 1 2 are the intensity information of the data signal superimposed on each subcarrier,
A and B are information sampled at timing t 0 with respect to the optical signals output from the constructive port and the deconstructive port of the second Mach-Zehnder interferometer, respectively .
C and D are information sampled at timing t 0 + τ with respect to the optical signals output from the constructive port and the deconstructive port of the second Mach-Zehnder interferometer, respectively .
前記第2のマッハツェンダー干渉計の前記constructiveポートから出力された光信号を二分岐し、分岐後の一方の光信号である第1の光信号に対して、アイ開口タイミングでクロック抽出を行うことにより、サンプリングタイミングt0においてサンプリングを実施し、
前記第2のマッハツェンダー干渉計の前記deconstructiveポートから出力された光信号を二分岐し、分岐後の一方の光信号である第2の光信号に対して、アイ開口タイミングでクロック抽出を行うことにより、サンプリングタイミングt 0 +τにおいてサンプリングを実施し、
前記第2のマッハツェンダー干渉計の前記constructiveポートから出力された光信号の分岐後の他方の光信号である第3の光信号に対して、前記第2の光信号のサンプリングとタイミングを合わせることにより、サンプリングタイミングt 0 +τにおいてサンプリングを実施し、
前記第2のマッハツェンダー干渉計の前記deconstructiveポートから出力された光信号の分岐後の他方の光信号である第4の光信号に対して、前記第1の光信号のサンプリングとタイミングを合わせることにより、サンプリングタイミングt 0 においてサンプリングを実施する、請求項3に記載の光受信器。 The sampling unit
To the second Mach-optical signal output from the constructive port of Zehnder interferometer bifurcated, the first optical signal which is one of the optical signal after branching, by performing clock extraction in eye opening timing Accordingly, to implement sampled at sampling timing t 0,
Before SL and bifurcated output optical signal from the deconstructive port of the second Mach-Zehnder interferometer, the second optical signal which is one of the optical signal after branching, perform clock extraction with eye opening timing Thus , sampling is performed at the sampling timing t 0 + τ,
The sampling of the second optical signal is synchronized with the timing of the third optical signal which is the other optical signal after the branching of the optical signal output from the constructive port of the second Mach-Zehnder interferometer. To perform sampling at the sampling timing t 0 + τ,
For the fourth optical signal which is the other optical signal after branching of the optical signal output from the deconstructive port of said second Mach-Zehnder interferometer, Ru combined sampling timing of said first optical signal The optical receiver according to claim 3 , wherein sampling is performed at sampling timing t 0 .
前記光OFDM信号を構成するサブキャリア間のシンボル同期ずれに応じたサンプリングタイミングで、1シンボル当たり複数のサンプリングを実施するサンプリング部と、
サンプリングにより得られた情報に基づいて、各サブキャリアに重畳されたデータ信号を復調する復調部と、
を有し、
前記光OFDM信号が、光差動位相変調された、互いに偏波が直交関係にある2つのサブキャリアで構成される場合、
前記サンプリング部は、
遅延量が1/(2Δf)(Δfは前記2つのサブキャリア間の周波数間隔を表す)に設定された第1のマッハツェンダー干渉計を用いて、前記光OFDM信号に対して自己遅延干渉を実施し、
遅延量が1/Δfに設定された第2及び第3のマッハツェンダー干渉計を用いて、それぞれ前記第1のマッハツェンダー干渉計のconstructiveポート及びdeconstructiveポートの各出力ポートから出力された光信号に対して自己遅延干渉を実施することで、それぞれ強度変調信号に変換し、
前記各強度変調信号に対して、前記サブキャリア間のシンボル同期ずれτに等しいタイミング差を有する所定のサンプリングタイミングt0及びt0+τにおいてサンプリングを実施し、
前記復調部は、以下の式に従って、各サブキャリアに重畳されたデータ信号を復調する光受信器。
d 0 2 及びd 1 2 は、各サブキャリアに重畳されたデータ信号の強度情報、
A及びBは、それぞれ前記第2及び第3のマッハツェンダー干渉計から出力された強度変調信号に対して、タイミングt 0 においてサンプリングした情報、
C及びDは、それぞれ前記第2及び第3のマッハツェンダー干渉計から出力された強度変調信号に対して、タイミングt 0 +τにおいてサンプリングした情報。 An optical receiver for receiving an optical OFDM signal,
A sampling unit that performs a plurality of samplings per symbol at a sampling timing corresponding to a symbol synchronization shift between subcarriers constituting the optical OFDM signal;
A demodulator that demodulates a data signal superimposed on each subcarrier based on information obtained by sampling;
Have
When the optical OFDM signal is composed of two subcarriers that are optically differential phase modulated and whose polarizations are orthogonal to each other,
The sampling unit
Using the first Mach-Zehnder interferometer with a delay amount set to 1 / ( 2Δf ) (Δf represents the frequency interval between the two subcarriers), self-delayed interference is performed on the optical OFDM signal And
Using the second and third Mach-Zehnder interferometers with a delay amount set to 1 / Δf, optical signals output from the output ports of the constructive port and the deconstructive port of the first Mach-Zehnder interferometer, respectively. by carrying out the self-delay interference against converts each intensity-modulated signal,
Wherein for each intensity-modulated signal, and performs a predetermined Oite sampling the sampling timing t 0 and t 0 + tau with timing difference equal to the symbol synchronization error tau between the sub-carrier,
The demodulator is therefore the following formulas, the optical receiver you demodulated data signal superimposed on each subcarrier.
d 0 2 and d 1 2 are the intensity information of the data signal superimposed on each subcarrier,
A and B are information sampled at timing t 0 with respect to the intensity modulation signals output from the second and third Mach-Zehnder interferometers, respectively .
C and D are information sampled at timing t 0 + τ with respect to the intensity modulation signals output from the second and third Mach-Zehnder interferometers, respectively .
前記第2のマッハツェンダー干渉計から出力された強度変調信号を二分岐し、分岐後の一方の強度変調信号である第1の強度変調信号に対して、アイ開口タイミングでクロック抽出を行うことにより、サンプリングタイミングt0においてサンプリングを実施し、
前記第3のマッハツェンダー干渉計から出力された強度変調信号を二分岐し、分岐後の一方の強度変調信号である第2の強度変調信号に対して、アイ開口タイミングでクロック抽出を行うことにより、サンプリングタイミングt 0 +τにおいてサンプリングを実施し、
前記第2のマッハツェンダー干渉計から出力された強度変調信号の分岐後の他方の強度変調信号である第3の強度変調信号に対して、前記第2の強度変調信号のサンプリングとタイミングを合わせることにより、サンプリングタイミングt 0 +τにおいてサンプリングを実施し、
前記第3のマッハツェンダー干渉計から出力された強度変調信号の分岐後の他方の強度変調信号である第4の強度変調信号に対して、前記第1の強度変調信号のサンプリングとタイミングを合わせることにより、サンプリングタイミングt 0 においてサンプリングを実施する、請求項5に記載の光受信器。 The sampling unit
And bifurcated output intensity modulated signal from the second Mach-Zehnder interferometer, the first intensity modulated signal which is one of the intensity-modulated signal after branching, by performing clock extraction in eye opening timing , Sampling at sampling timing t 0 ,
By bifurcating the intensity modulation signal output from the third Mach-Zehnder interferometer and performing clock extraction at the eye opening timing on the second intensity modulation signal which is one of the intensity modulation signals after the branching Sampling is performed at sampling timing t 0 + τ,
Synchronizing the sampling of the second intensity modulation signal with the timing of the third intensity modulation signal which is the other intensity modulation signal after branching of the intensity modulation signal output from the second Mach-Zehnder interferometer. To perform sampling at the sampling timing t 0 + τ,
To the third fourth intensity modulated signal which is the other of the intensity modulation signal after branching the output intensity modulated signal from the Mach-Zehnder interferometer, Ru combined sampling timing of the first intensity-modulated signal The optical receiver according to claim 5 , wherein sampling is performed at sampling timing t 0 .
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