JP5370753B2 - Power converter - Google Patents
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本発明は、IGBTなどの電力変換用のスイッチング素子を用いてモータジェネレータを駆動する電力変換装置に関し、特にモータジェネレータに流れる大きな負荷電流を安価な構成で検出可能な電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power converter that drives a motor generator using a power conversion switching element such as an IGBT, and more particularly to a power converter that can detect a large load current flowing in the motor generator with an inexpensive configuration.
図1に従来の負荷電流の検出が可能な電力変換装置の回路構成を示す。電力変換装置10は、ハイブリッド車両に搭載されており、図示せぬ直流電源からの直流電力をインバータ11でU相・V相・W相の三相交流電力に変換してモータジェネレータMGを駆動するものである。即ち、インバータ11は、U相、V相及びW相からなり、各相の高圧電源線12P及び高圧接地線12Nが直流電源に並列に接続されている。U相は、高圧電源線12P側の半導体素子の上アーム用スイッチング素子T1と高圧接地線12N側の半導体素子の下アーム用スイッチング素子T2とが直列に接続されてなる。同様に、V相は上アーム用スイッチング素子T3と下アーム用スイッチング素子T4、W相は上アーム用スイッチング素子T5と下アーム用スイッチング素子T6が直列に接続されてなる。
FIG. 1 shows a circuit configuration of a conventional power converter capable of detecting a load current.
各スイッチング素子T1〜T6のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードD1〜D6がそれぞれ接続されている。但し、各スイッチング素子T1〜T6は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)であり、各ダイオードD1〜D6は、フリーホイールダイオードである。 Between the collectors and emitters of the respective switching elements T1 to T6, diodes D1 to D6 that flow current from the emitter side to the collector side are respectively connected. However, each of the switching elements T1 to T6 is an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), and each of the diodes D1 to D6 is a free wheel diode.
各スイッチング素子T1〜T6のゲート端子には、制御マイコン15からフォトカプラ13a,14aを介してSW(スイッチング)素子駆動部13b,14bに制御信号が入力されることによって、SW素子駆動部13b,14bで各スイッチング素子T1〜T6が駆動される。UVW各相のスイッチング素子T1とT2、T3とT4、T5とT6の各々の中間点は、各相の負荷線16U,16V,16WによってモータジェネレータMGの図示せぬ各相コイルに接続されている。但し、制御マイコン15は車両ボディに接続された低圧接地線GNDに接続されている。また、高圧接地線12Nは低圧接地線GNDと絶縁されており、所定の基準電位とされている。
A control signal is input to the gate terminals of the switching elements T1 to T6 from the
このような電力変換装置10において、インバータ11とモータジェネレータMGとの間にモータジェネレータMG側又はその逆側に流れる負荷電流を検出する構成として、U相及びV相の負荷線16U,16Vに、例えば特許文献1に記載のような磁気コア17a及びホール素子17bを有して成る電流センサ17が絶縁状態に組み込まれており、ホール素子17bで検出される負荷電流が電圧信号として制御マイコン15に入力されるようになっている。つまり、制御マイコン15で電流センサ17からの電圧を検出することによって、インバータ10とモータジェネレータMGとの間に流れる負荷電流を検出可能となっている。
In such a
この他に負荷電流を検出する構成回路を図2に示す。この図2に示す電力変換装置10−1において、インバータ11とモータジェネレータMGとの間にモータジェネレータMG側又はその逆側に流れる負荷電流を検出する構成は、U相及びV相の負荷線16U,16Vの各々にシャント抵抗器Rsを介挿し、負荷線16U,16V,16Wに負荷電流が流れる際にシャント抵抗器Rsの両端の電位差を抵抗器R1,R2を介して差動増幅器20に入力し、この入力に応じて差動増幅器20から出力される電圧を制御マイコン15で検出するようになっている。なお、図2においては、V相の負荷線16Vに介挿されたシャント抵抗器Rsの側の差動増幅器経路は省略してある。
In addition, FIG. 2 shows a configuration circuit for detecting a load current. In the power conversion device 10-1 shown in FIG. 2, the configuration for detecting the load current flowing between the
また、抵抗器R1と差動増幅器20の反転入力端「−」との間には分圧用の抵抗器R3が接続され、この抵抗器R3の他端21は低圧接地線GNDに接続されている。抵抗器R2と差動増幅器20の非反転入力端「+」との間には分圧用の抵抗器R4が接続され、この抵抗器R4の他端22は低圧接地線GNDに接続されている。更に、抵抗器R2と差動増幅器20の非反転入力端「+」との間には抵抗器R6が接続され、この抵抗器R6の他端23には基準電圧Vfが印加されている。また、差動増幅器20の反転入力端と出力端とは抵抗器R5を介して接続されている。
Further, a voltage dividing resistor R3 is connected between the resistor R1 and the inverting input terminal “−” of the
このような構成においては、高圧系に配設されたシャント抵抗器Rsの両端の電位差を抵抗器R1,R2を介して差動増幅器20に入力し、この入力に応じて差動増幅器20から出力される電圧を、低圧系に配設された制御マイコン15に入力するようになっている。このため、高圧系と低圧系とを感電事故防止等のため絶縁する必要があるので、シャント抵抗器Rsの両端の引き出し線に接続される抵抗器R1,R2を数MΩ以上の高抵抗値として、高圧系と低圧系とを絶縁する構成となっている。
In such a configuration, the potential difference between both ends of the shunt resistor Rs disposed in the high voltage system is input to the
この種の電力変換装置として特許文献2に記載のものが有る。 There exists a thing of patent document 2 as this kind of power converter device.
しかし、上述の図1に示した電力変換装置10においては、インバータ11とモータジェネレータMGとの間に流れる負荷電流を検出するために、U相及びV相の負荷線16U,16Vに電流センサ17を絶縁状態に組み込む必要があるが、電流センサ17は磁気コア17a及びホール素子17bといった高価な部品を用いているため、電力変換装置10が高価となる問題があった。
However, in the
また、図2に示した電力変換装置10−1においては、低圧系に配置された制御マイコン15を高圧系から絶縁するために、シャント抵抗器Rsの両端の引き出し線に接続される抵抗器R1,R2を数MΩ以上と高抵抗値としなければならない。この高抵抗値のため外部からのノイズの影響を受けやすくなり、ノイズの影響を受けた場合、差動増幅器20への入力電圧が変動し、制御マイコン15で正確な負荷電流の検出が出来なくなる。つまり、シャント抵抗器Rsの両端の引き出し線に接続される抵抗器R1,R2を数MΩ以上と高抵抗値としなければならないので、耐ノイズ性が悪くなるという問題があった。
Further, in the power converter 10-1 shown in FIG. 2, in order to insulate the
なお、差動増幅器20にアイソレーションアンプを用いれば、抵抗器R1,R2を数MΩ以上と高抵抗値とする必要はないが、アイソレーションアンプが高価であるため電力変換装置10−1が高価となってしまう。
If an isolation amplifier is used for the
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、安価で且つ耐ノイズ性の良い電力変換装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such circumstances, and an object thereof is to provide a power conversion device that is inexpensive and has good noise resistance.
上記目的を達成するためになされた請求項1に記載の発明は、複数のスイッチング素子を有して直流電源の高圧系の直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータと交流電力を発生する負荷装置とを接続し、前記交流電力としての負荷電流又は前記負荷装置で発生した交流電力としての負荷電流が流れる負荷線と、前記負荷電流を検出すると共に前記スイッチング素子の駆動制御を行う制御手段と、前記負荷線に介挿された電流検出用抵抗器と、前記電流検出用抵抗器の両端の電位差を分圧する分圧用抵抗器と、前記分圧用抵抗器で分圧された電圧を増幅して出力する差動増幅器とを有する電力変換装置において、前記制御手段は、前記インバータが接続される高圧系の接地線に接続されると共に、前記電流検出用抵抗器の両端の電位差が前記分圧用抵抗器で分圧され且つ前記差動増幅器から出力される電圧に基づいて前記負荷電流を検出するものであって、前記分圧用抵抗器の端に印加される基準電圧と、前記差動増幅器の基準電圧とを同じ電圧源の電圧とすることを特徴とする。 The invention according to claim 1, which has been made to achieve the above object, has an inverter that has a plurality of switching elements and converts high-voltage DC power of a DC power source into AC power, and generates AC power with the inverter. A load line through which a load current as the AC power or a load current as an AC power generated by the load device flows, and a control for detecting the load current and controlling the driving of the switching element Means, a current detecting resistor inserted in the load line, a voltage dividing resistor for dividing a potential difference between both ends of the current detecting resistor, and a voltage divided by the voltage dividing resistor The control means is connected to a high-voltage system ground line to which the inverter is connected, and is connected to both of the current detection resistors. Be one potential difference to detect the load current based on the voltage output from said frequency is divided by pressure resistor min and the differential amplifier, the reference voltage applied to the end of the voltage-dividing resistor and The reference voltage of the differential amplifier is the same voltage source voltage .
この構成によれば、制御手段が電流検出用抵抗器と同様に高圧系に接続されているので、電流検出用抵抗器の両端から引き出されて接続される分圧用抵抗器を、従来のように数MΩ以上の高抵抗値として、低圧系に配置された制御手段を高圧系から絶縁する必要が無くなる。従来は、制御手段が高圧用の接地線と絶縁された車両ボディ等の低圧接地線に接続されて低圧系に配置されていた。このため、分圧用抵抗器を高抵抗値として、低圧系の制御手段を高圧系から絶縁する必要があった。その高抵抗値のため外部からのノイズの影響を受けやすくなり、ノイズの影響を受けた場合、差動増幅器への入力電圧が変動し、制御手段で正確な負荷電流の検出が出来なくなっていた。 According to this configuration, since the control means is connected to the high voltage system in the same manner as the current detection resistor, the voltage dividing resistor connected by being drawn from both ends of the current detection resistor can be provided as in the conventional case. As a high resistance value of several MΩ or more, there is no need to insulate the control means arranged in the low pressure system from the high pressure system. Conventionally, the control means is connected to a low-voltage ground line such as a vehicle body insulated from the high-voltage ground line and arranged in a low-pressure system. For this reason, it is necessary to insulate the low voltage control means from the high voltage system by setting the voltage dividing resistor to a high resistance value. Due to its high resistance value, it is easily affected by external noise, and when it is affected by noise, the input voltage to the differential amplifier fluctuates, making it impossible to accurately detect the load current by the control means. .
しかし、本発明では、制御手段が高圧系に配置されているので高圧系から絶縁する必要がなくなる。このため、電流検出用抵抗器の両端から引き出されて接続される分圧用抵抗器の抵抗値を数10KΩと従来よりも大幅に低抵抗値とすることができる。この低抵抗値のため外部からのノイズの影響を受けにくくなり、耐ノイズ性が向上する。つまり、ノイズの影響を受けないので差動増幅器への入力電圧が変動することがなくなり、制御手段で正確な負荷電流の検出を行なうことが出来る。 However, in the present invention, since the control means is arranged in the high pressure system, it is not necessary to insulate from the high pressure system. For this reason, the resistance value of the voltage dividing resistor connected by being drawn from both ends of the current detecting resistor can be several tens KΩ, which is significantly lower than the conventional resistance value. This low resistance value makes it less susceptible to external noise and improves noise resistance. That is, since it is not affected by noise, the input voltage to the differential amplifier does not fluctuate, and the load current can be accurately detected by the control means.
また、負荷電流検出のために、材料費の安価なシャント抵抗器等の電流検出用抵抗器や分圧用抵抗器、及び差動増幅器で済むので、電力変換装置を安価に構成することができる。
さらに、分圧用抵抗器の端の基準電圧と、差動増幅器の基準電圧とが別々に定められている場合、分圧用抵抗器の基準電圧が変動しても、差動増幅器の基準電圧は変動しないので、差動増幅器の出力電圧が変動することになるが、この構成によれば、分圧用抵抗器の基準電圧と、差動増幅器の基準電圧とを同じ電圧源の電圧としたので、分圧用抵抗器の基準電圧が変動しても、差動増幅器の基準電圧も同様に変動するため、差動増幅器の出力電圧の変動が無くなる。
In addition, since a current detection resistor such as a shunt resistor, a voltage dividing resistor, and a differential amplifier, which are low in material cost, may be used for load current detection, the power conversion device can be configured at low cost.
Furthermore, when the reference voltage at the end of the voltage dividing resistor and the reference voltage of the differential amplifier are determined separately, even if the reference voltage of the voltage dividing resistor varies, the reference voltage of the differential amplifier varies. Therefore, the output voltage of the differential amplifier fluctuates, but according to this configuration, the reference voltage of the voltage dividing resistor and the reference voltage of the differential amplifier are set to the same voltage source voltage. Even if the reference voltage of the voltage resistor fluctuates, the reference voltage of the differential amplifier also fluctuates in the same manner, so that the fluctuation of the output voltage of the differential amplifier is eliminated.
請求項2に記載の発明は、前記制御手段は、アナログ信号をディジタル信号に変換するA/D変換回路を有し、このA/D変換回路に前記差動増幅器の出力電圧が入力されるように構成され、前記差動増幅器は、前記分圧用抵抗器で分圧された電流検出用抵抗器の両端の電位差による電圧を、前記A/D変換回路に直接入力可能な範囲の電圧に増幅する増幅率を有することを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, the control means includes an A / D conversion circuit that converts an analog signal into a digital signal, and an output voltage of the differential amplifier is input to the A / D conversion circuit. The differential amplifier amplifies a voltage resulting from a potential difference between both ends of the current detection resistor divided by the voltage dividing resistor into a voltage that can be directly input to the A / D conversion circuit. It has an amplification factor.
この構成によれば、標準的なスペックのマイコンピュータ等の制御手段を使用可能なので、特別なスペックの制御手段や、制御手段の入力側に更に電圧増幅器を必要とするなどの回路構成を採らなくても良いので、その分、電力変換装置のコストを削減することが出来る。 According to this configuration, since control means such as a standard specification My computer can be used, a special specification control means or a circuit configuration that requires a voltage amplifier on the input side of the control means is not adopted. Therefore, the cost of the power conversion device can be reduced accordingly.
請求項3に記載の発明は、前記差動増幅器の基準電圧は、前記制御手段のA/D変換回路の入力側電圧の1/2であることを特徴とする。 The invention according to claim 3 is characterized in that the reference voltage of the differential amplifier is ½ of the input side voltage of the A / D conversion circuit of the control means.
この構成によれば、電流検出用抵抗器に流れる負荷電流は、負荷装置側に流れる場合とこの逆に流れる場合とがあるので、電流検出用抵抗器の両端の電位差による電圧は正弦波となる。この正弦波の中心電位の上側の半波波形が例えば負荷装置側に流れる負荷電流で、下側の半波波形がその逆側に流れる半波波形となる。ここで、差動増幅器の基準電圧がA/D変換回路の最下位電圧(例えば0V)である場合、差動増幅器から出力されてA/D変換回路に入力される電圧の波形は、正弦波の中心から上側の半波波形のみとなる。このため、制御手段では負荷装置側に流れる負荷電流しか検出できなくなってしまう。そこで、本発明のように、基準電圧をA/D変換回路の入力側電圧の1/2(例えば2.5V)として、差動増幅器から出力される正弦波の中心電位がA/D変換回路の中心電位(例えば2.5V)となるようにすれば、制御手段で正弦波の中心電位の上側と下側との電圧を容易に判別することができる。つまり、負荷装置側に流れる負荷電流と、その逆側に流れる負荷電流とを容易に判別することができる。 According to this configuration, the load current flowing through the current detection resistor may flow to the load device side or vice versa, so the voltage due to the potential difference across the current detection resistor is a sine wave. . The upper half-wave waveform of the center potential of the sine wave is, for example, a load current flowing on the load device side, and the lower half-wave waveform is a half-wave waveform flowing on the opposite side. Here, when the reference voltage of the differential amplifier is the lowest voltage (for example, 0 V) of the A / D conversion circuit, the waveform of the voltage output from the differential amplifier and input to the A / D conversion circuit is a sine wave. Only the upper half-wave waveform from the center of. For this reason, the control means can detect only the load current flowing to the load device side. Therefore, as in the present invention, the reference voltage is set to 1/2 (for example, 2.5 V) of the input side voltage of the A / D conversion circuit, and the center potential of the sine wave output from the differential amplifier is changed to the A / D conversion circuit. If the center potential is set to (for example, 2.5 V), the control means can easily determine the voltage between the upper side and the lower side of the center potential of the sine wave. That is, it is possible to easily determine the load current flowing on the load device side and the load current flowing on the opposite side.
請求項4に記載の発明は、前記差動増幅器の基準電圧を、前記インバータの接地から電源電位までの電位差の1/2とすることを特徴とする。 The invention according to claim 4 is characterized in that the reference voltage of the differential amplifier is ½ of the potential difference from the ground of the inverter to the power supply potential.
この構成によれば、例えばインバータの接地から電源電位までの電位差が650Vの場合に、基準電圧がその1/2の325Vとなる。この325Vを基準電圧として差動増幅器で例えば0〜5Vの出力電圧を得るようにする。これによって650Vから0〜5Vの出力電圧を得る場合に比べ、その出力電圧に変換する電位差が元の電位差650Vの1/2の325Vとなるので、外部からのノイズによる電圧への影響を受けにくくなる。つまり、耐ノイズ性を向上させることが出来る。 According to this configuration, for example, when the potential difference from the ground of the inverter to the power supply potential is 650 V, the reference voltage becomes 325 V, which is a half of the reference voltage. For example, an output voltage of 0 to 5 V is obtained by a differential amplifier using 325 V as a reference voltage. As a result, compared with the case where an output voltage of 0 to 5 V is obtained from 650 V, the potential difference converted into the output voltage is 325 V, which is 1/2 of the original potential difference 650 V, so that it is less affected by the voltage due to external noise. Become. That is, noise resistance can be improved.
請求項5に記載の発明は、前記制御手段は、前記直流電源とは異なる低電圧源からの電源供給を受けて作動する低圧系の装置に対し、フォトカプラを介して接続されることを特徴とする。 The invention according to claim 5 is characterized in that the control means is connected via a photocoupler to a low-voltage system device that operates by receiving a power supply from a low-voltage source different from the DC power source. And
この構成によれば、制御手段が高圧系に配置されていても、高圧系と切り離された低圧系の装置を制御することができる。 According to this configuration, even if the control means is arranged in the high-pressure system, the low-pressure system device separated from the high-pressure system can be controlled.
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。但し、本明細書中の全図において相互に対応する部分には同一符号を付し、重複部分においては後述での説明を適時省略する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. However, parts corresponding to each other in all the drawings in this specification are denoted by the same reference numerals, and description of the overlapping parts will be omitted as appropriate.
図3は、本発明の実施形態に係る負荷電流の検出が可能な電力変換装置の回路構成を示す図である。 FIG. 3 is a diagram illustrating a circuit configuration of a power conversion device capable of detecting a load current according to the embodiment of the present invention.
図3に示す電力変換装置10−2が、図2に示した電力変換装置10−1と異なる点は、制御マイコン(制御手段)15を高圧接地線12Nに接続して高圧系側に配置したことにある。
The power converter 10-2 shown in FIG. 3 is different from the power converter 10-1 shown in FIG. 2 in that the control microcomputer (control means) 15 is connected to the high-
この電力変換装置10−2の構成を説明する。電力変換装置10−2は、ハイブリッド車両に搭載されており、U相、V相及びW相から構成されるインバータ11を備える。インバータ11は、各相の高圧電源線12P及び高圧接地線12Nが図示せぬ直流電源に並列に接続され、この直流電源からの直流電力を三相交流電力に変換してモータジェネレータMGを駆動する。また、モータジェネレータMGが発電機として働く場合にモータジェネレータMGから出力される交流電力をインバータ11で直流に変換して直流電源へ回生するようになっている。
A configuration of the power conversion device 10-2 will be described. The power conversion device 10-2 is mounted on a hybrid vehicle and includes an
U相は、高圧電源線12P側の半導体素子の上アーム用スイッチング素子T1と高圧接地線12N側の半導体素子の下アーム用スイッチング素子T2とが直列に接続されて成り、同様に、V相は上アーム用スイッチング素子T3と下アーム用スイッチング素子T4、W相は上アーム用スイッチング素子T5と下アーム用スイッチング素子T6が直列に接続されて成る。
The U phase is formed by connecting a switching element T1 for the upper arm of the semiconductor element on the high voltage
各スイッチング素子T1〜T6のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードD1〜D6がそれぞれ接続されている。高圧電源線12P側の上アーム用のスイッチング素子T1,T3,T6のゲート端子にはフォトカプラ13aを介した制御マイコン15の制御に応じたSW素子駆動部13bの駆動制御信号が入力され、下アーム用スイッチング素子T2,T4,T6には直接、制御マイコン15の制御に応じたSW素子駆動部14bの駆動制御信号が入力され、これによって各スイッチング素子T1〜T6の駆動が制御される。UVW各相のスイッチング素子T1とT2、T3とT4、T5とT6の各々の中間点は、各相の負荷線16U,16V,16WによってモータジェネレータMGの図示せぬ各相コイルに接続されている。但し、制御マイコン15は車両ボディに接続された低圧接地線GNDに接続されている。また、高圧接地線12Nは低圧接地線GNDと絶縁されており、5V等の所定の基準電位とされている。
Between the collectors and emitters of the respective switching elements T1 to T6, diodes D1 to D6 that flow current from the emitter side to the collector side are respectively connected. A drive control signal of the SW
更に、この電力変換装置10−2において、インバータ11とモータジェネレータMGとの間にモータジェネレータMG側又はその逆側に流れる負荷電流(例えば500A)を検出する構成は、U相及びV相の負荷線16U,16Vの各々にシャント抵抗器(電流検出用抵抗器)Rsを介挿し、負荷線16U,16V,16Wに負荷電流が流れる際にシャント抵抗器Rsの両端の電位差(例えば50mV)を抵抗器R1a,R2aを介して差動増幅器20aに入力し、この入力に応じて差動増幅器20から出力される電圧(例えば0〜5V)を制御マイコン15に入力するようになっている。なお、図3においては、V相の負荷線16Vに介挿されたシャント抵抗器Rsの側の差動増幅器経路は省略してある。
Further, in the power conversion device 10-2, the configuration for detecting the load current (for example, 500A) flowing between the
また、抵抗器R1aと差動増幅器20aの反転入力端「−」との間には分圧用の抵抗器R3aが接続され、この抵抗器R3aの他端21aは高圧接地線12Nに接続されている。抵抗器R2aと差動増幅器20aの非反転入力端「+」との間には分圧用の抵抗器R4aが接続され、この抵抗器R4aの他端22aは高圧接地線12Nに接続されている。更に、抵抗器R2aと差動増幅器20aの非反転入力端「+」との間には抵抗器R6aが接続され、この抵抗器R6aの他端23aには基準電圧Vfが印加されている。また、差動増幅器20aの反転入力端と出力端とは抵抗器R5aを介して接続されている。更に、制御マイコン15には、フォトカプラ31,32を介して低圧接地線GND側に配置された車両の通信装置30が接続されている。
Further, a voltage dividing resistor R3a is connected between the resistor R1a and the inverting input terminal “−” of the
この構成の電力変換装置10−2によれば、各相の負荷線16U,16V,16Wに負荷電流が流れる際にシャント抵抗器Rsの両端の電位差が、抵抗器R1a及びR3aによる分圧用抵抗器と、抵抗器R2a及びR4aによる分圧用抵抗器とで分圧されて差動増幅器20aの反転入力端及び非反転入力端に入力され、この入力に応じて差動増幅器20から出力される電圧が制御マイコン15に入力される。これによって制御マイコン15で、インバータ11とモータジェネレータMGとの間にモータジェネレータMG側又はその逆側に流れる負荷電流を検出することができる。
According to the power conversion device 10-2 having this configuration, when a load current flows through the
このような本実施形態の電力変換装置10−2は、制御マイコン15がシャント抵抗器Rsと同様に高圧系に接続されているので、シャント抵抗器Rsの両端の引き出し線に接続される抵抗器R1a,R2aを従来のように数MΩ以上の高抵抗値として、低圧系の制御マイコン15を高圧系から絶縁する必要が無くなる。従って、シャント抵抗器Rsの両端の引き出し線に接続される抵抗器R1a,R2aの抵抗値を数10KΩと従来よりも大幅に低抵抗値とすることができる。
In such a power converter 10-2 of this embodiment, since the
この低抵抗値のため外部からのノイズの影響を受けにくくなり、耐ノイズ性が向上する。つまり、ノイズの影響を受けないので差動増幅器20aへの入力電圧が変動することがなくなり、制御マイコン15で正確な負荷電流の検出を行なうことが出来る。また、負荷電流検出のために、材料費の安価なシャント抵抗器Rs及び差動増幅器20a並びに複数の抵抗器R1a〜R6aで済むので、電力変換装置10−2を安価に構成することができる。つまり、従来のように電流センサや、差動増幅器としてアイソレーションアンプを用いることが無いので、その分、電力変換装置10−2を安価に構成することができる。このことから本実施形態によれば、電力変換装置10−2を安価で且つ耐ノイズ性の良いものとすることができる。
This low resistance value makes it less susceptible to external noise and improves noise resistance. That is, since it is not affected by noise, the input voltage to the
また、制御マイコン15における差動増幅器20aからの電圧の入力回路は、A/D(アナログ/ディジタル)変換回路から構成されている。このため、差動増幅器20aを、分圧用の抵抗器R1a〜R4aで分圧されたシャント抵抗器Rsの両端の電位差による電圧を、A/D変換回路に直接入力可能な範囲の電圧に増幅する増幅率としても良い。このようにすれば、標準的なスペックの制御マイコン15を使用可能なので、特別なスペックの制御マイコンや、制御マイコンの入力側に更に電圧増幅器を必要とするなどの回路構成を採らなくても良いので、その分、装置コストを削減することが出来る。
The voltage input circuit from the
また、差動増幅器20aの非反転入力端「+」に接続される抵抗器R6aの端23aに印加される基準電圧Vfは、制御マイコン15のA/D変換回路の入力側電圧の1/2(例えば2.5V)としても良い。
The reference voltage Vf applied to the
ここで、シャント抵抗器Rsに流れる負荷電流は、モータジェネレータMG側に流れる場合とこの逆に流れる場合とがある。このため、シャント抵抗器Rsの両端の電位差による電圧は、例えば0〜5Vの正弦波となる。つまり、正弦波の中心電位の上側の半波波形が例えばモータジェネレータMG側に流れる負荷電流で、下側の半波波形がその逆側に流れる半波波形となる。 Here, the load current flowing through the shunt resistor Rs may flow to the motor generator MG side or vice versa. For this reason, the voltage by the electric potential difference of the both ends of shunt resistor Rs turns into a sine wave of 0-5V, for example. That is, the upper half-wave waveform of the center potential of the sine wave is, for example, a load current that flows on the motor generator MG side, and the lower half-wave waveform is a half-wave waveform that flows on the opposite side.
ここで、差動増幅器20aの基準電圧VfがA/D変換回路の最下位電圧(例えば0V)である場合、差動増幅器20aから出力されてA/D変換回路に入力される電圧の波形は、正弦波の中心から上側の半波波形のみとなる。このため、制御マイコン15ではモータジェネレータMG側に流れる負荷電流しか検出できなくなってしまう。
Here, when the reference voltage Vf of the
そこで、上記のように、基準電圧VfをA/D変換回路の入力側電圧の1/2(例えば2.5V)として、差動増幅器20aから出力される正弦波の中心電位がA/D変換回路の中心電位(例えば2.5V)となるようにすれば、正弦波の中心電位の上側と下側との電圧を容易に判別することができる。つまり、モータジェネレータMG側に流れる負荷電流と、その逆側に流れる負荷電流とを容易に判別することができる。
Therefore, as described above, the reference voltage Vf is set to 1/2 (for example, 2.5 V) of the input side voltage of the A / D conversion circuit, and the center potential of the sine wave output from the
次に、図4に示す電力変換装置10−3のように、差動増幅器20aの基準電圧Vfを、高圧接地線12Nから高圧電源線12Pまでの電位差の電圧の1/2としても良い。これは、高圧接地線12Nと高圧電源線12Pとを2つの抵抗器R11,R12を介して接続し、それら抵抗器R11,R12の間と、差動増幅器20aの非反転入力端「+」に接続された抵抗器R6aの端23aとを接続して実現する。但し、分圧用の抵抗器R3a及びR4aの端21a,22aの電位も基準電圧Vfと同じとする。
Next, as in the power converter 10-3 shown in FIG. 4, the reference voltage Vf of the
このようにすれば、例えば高圧接地線12Nから高圧電源線12Pまでの電位差の電圧が650Vの場合に、基準電圧Vfがその1/2の325Vとなる。この325Vを基準電圧Vfとして差動増幅器20aで例えば0〜5Vの出力電圧を得るようにする。これによって650Vから0〜5Vの出力電圧を得る場合に比べ、その出力電圧に変換する電位差が元の電位差650Vの1/2の325Vとなるので、外部からのノイズによる電圧への影響を受けにくくなる。つまり、耐ノイズ性を向上させることが出来る。
In this way, for example, when the voltage of the potential difference from the high-
また、図3において、分圧用抵抗器R3a及びR4aの端21a,22aに印加される基準電圧と、差動増幅器20aの基準電圧Vfとを同じ電圧源の電圧としても良い。前述した図3の電力変換装置10−2,10−3のように、分圧用の抵抗器R3a及びR4aの端21a,22aが高圧接地線12Nに接続されて基準電圧が定められ、これとは別に差動増幅器20aの基準電圧Vfが定められている場合、抵抗器R3a及びR4aの基準電圧が変動しても、基準電圧Vfは変動しないので、差動増幅器20aの出力電圧が変動することになる。
In FIG. 3, the reference voltage applied to the
しかし、分圧用抵抗器R3a及びR4aの端21a,22aに印加される基準電圧と、差動増幅器20aの基準電圧Vfとを同じ電圧源の電圧とした場合、抵抗器R3a及びR4aの基準電圧が変動しても、基準電圧Vfも同様に変動するので、差動増幅器20aの出力電圧の変動を無くすことが出来る。
However, when the reference voltage applied to the
また、制御マイコン15は、直流電源とは異なる低電圧源からの電源供給を受けて作動する低圧系の装置(例えば通信装置30)に対し、フォトカプラ31,32を介して接続されている。これによって、制御マイコン15が高圧系に配置されていても、高圧系と切り離された低圧系の装置を制御することができる。
Further, the
10−2,10−3 電力変換装置
11 インバータ
12P 高圧電源線
12N 高圧接地線
13a,14a,31,32 フォトカプラ
13b,14b SW素子駆動部
15 制御マイコン
16U,16V,16W 負荷線
20a 差動増幅器
30 通信装置
T1,T3,T5 上アーム用スイッチング素子
T2,T4,T6 下アーム用スイッチング素子
D1〜D6 ダイオード
MG モータジェネレータ
Rs シャント抵抗器
R1a〜R6a,R11,R12 抵抗器
Vf 差動増幅器の基準電圧
GND 低圧接地線
10-2, 10-3
Claims (5)
前記制御手段は、前記インバータが接続される高圧系の接地線に接続されると共に、前記電流検出用抵抗器の両端の電位差が前記分圧用抵抗器で分圧され且つ前記差動増幅器から出力される電圧に基づいて前記負荷電流を検出するものであって、
前記分圧用抵抗器の端に印加される基準電圧と、前記差動増幅器の基準電圧とを同じ電圧源の電圧とすることを特徴とする電力変換装置。 An inverter that has a plurality of switching elements and converts high-voltage DC power of a DC power source into AC power, and the inverter and a load device that generates AC power are connected, and the load current as the AC power or the load A load line through which a load current as AC power generated in the apparatus flows, a control means for detecting the load current and controlling the driving of the switching element, a current detection resistor inserted in the load line, In a power converter having a voltage dividing resistor that divides a potential difference between both ends of the current detecting resistor, and a differential amplifier that amplifies and outputs a voltage divided by the voltage dividing resistor,
The control means is connected to a high-voltage ground line to which the inverter is connected, and a potential difference between both ends of the current detection resistor is divided by the voltage dividing resistor and output from the differential amplifier. be one that detects the load current on the basis of that voltage,
The power converter according to claim 1, wherein a reference voltage applied to an end of the voltage dividing resistor and a reference voltage of the differential amplifier are set to the same voltage source .
前記差動増幅器は、前記分圧用抵抗器で分圧された電流検出用抵抗器の両端の電位差による電圧を、前記A/D変換回路に直接入力可能な範囲の電圧に増幅する増幅率を有することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 The control means includes an A / D conversion circuit that converts an analog signal into a digital signal, and is configured such that an output voltage of the differential amplifier is input to the A / D conversion circuit,
The differential amplifier has an amplification factor for amplifying a voltage resulting from a potential difference between both ends of the current detection resistor divided by the voltage dividing resistor into a voltage within a range that can be directly input to the A / D conversion circuit. The power conversion apparatus according to claim 1.
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