JP5334000B2 - Electrolyzed water generator - Google Patents
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Description
本発明は、水道水を電気分解する電解水生成装置に関する発明である。 The present invention relates to an electrolyzed water generating apparatus for electrolyzing tap water.
従来から電解水生成装置には電解槽の電極間を流れる電流を変えて電解能力を調整すること、及び、電解槽への通電極性を切替え可動であることが求められている。そのために、例えば、特許文献１に記載の電解水生成装置においては、商用交流電源が供給される１次側において整流電圧から正負両極性の直流出力を生じさせ、その直流出力を変圧器を介して電解槽が設けられている２次側へ供給している。そして、２次側において電解槽の電極に流れる電流を検知し、フォトカプラを介して1次側にフィードバックしている。これに基づき、１次側においてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行って直流出力電圧を変化させることで、結果として２次側の電解槽の電極に流れる電流が変更されることで電解能力を調整している。 Conventionally, an electrolyzed water generating apparatus is required to adjust the electrolysis ability by changing the current flowing between the electrodes of the electrolyzer, and to be movable by switching the polarity of energization to the electrolyzer. For this purpose, for example, in the electrolyzed water generating device described in Patent Document 1, a positive and negative DC output is generated from a rectified voltage on the primary side to which a commercial AC power is supplied, and the DC output is passed through a transformer. To the secondary side where the electrolytic cell is provided. Then, the current flowing through the electrode of the electrolytic cell is detected on the secondary side and fed back to the primary side via a photocoupler. Based on this, PWM (Pulse Width Modulation) control is performed on the primary side to change the DC output voltage, and as a result, the current flowing to the electrode of the secondary electrolytic cell is changed to adjust the electrolysis capacity doing.
尚、この駆動回路としては、２次側に2つのスイッチング素子を設けて、2つのスイッチング素子により電解槽の電極へ供給される電圧の極性の切替えを可能としている。 In this drive circuit, two switching elements are provided on the secondary side, and the polarity of the voltage supplied to the electrode of the electrolytic cell can be switched by the two switching elements.
特許文献1のように、電解能力を調整するために、電解槽が設けられた２次側に供給するための電圧を可変できる電源回路を１次側に構成した場合には、整流器やトランスが必要となり、そのためにコスト高となり、必要な基板サイズも大きくなるという課題がある。 As in Patent Document 1, in order to adjust the electrolysis capacity, when a power supply circuit that can vary the voltage supplied to the secondary side provided with the electrolytic cell is configured on the primary side, Therefore, there is a problem that the cost is increased and the necessary substrate size is increased.
本発明は、上記課題を解決するものであり、一定の直流電圧を利用して電解能力を制御可能であり、電解槽へ供給する電圧を可変するための電源回路を専用に構成する必要がなく、しかも、電解能力の調整による損失を抑えることで、放熱のためのヒートシンクを小さくでき、コストを抑えられ、基板をコンパクトに構成できる電解水生成装置を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-mentioned problems, and can control the electrolysis capacity using a constant DC voltage, and there is no need to dedicate a power supply circuit for varying the voltage supplied to the electrolytic cell. In addition, an object of the present invention is to provide an electrolyzed water generating apparatus that can reduce a heat sink for heat dissipation by suppressing loss due to adjustment of electrolysis capability, reduce costs, and make a substrate compact.
上記課題を解決するために、本発明の請求項１記載の電解水生成装置においては、通水路中に対向した電極を有する電解槽と、前記電解槽を中心として４つのスイッチング素子により構成され、所定電圧の直流電源とアースとに接続されたＨブリッジ回路と、前記スイッチング素子のオン状態とオフ状態との組み合わせを変化させることで、前記電極に印加される直流電圧の極性を切替える通電制御手段と、を備えた電解水生成装置において、
前記通電制御手段は、２つのスイッチング素子を利用して所定の極性で前記電極へ所定電圧を印加し、前記電極に流れる電流が所定電流値となると所定電圧の印加を停止することを周期的に繰り返して電解能力を制御可能であり、前記Ｈブリッジ回路には、前記電極への直流電圧の印加極性が切替えられても前記電極と直列状態で通電される位置にインダクタが接続されていることを特徴とする。
In order to solve the above-mentioned problem, in the electrolyzed water generating device according to claim 1 of the present invention, the electrolyzed water generator includes an electrolyzer having electrodes opposed to each other in a water passage, and four switching elements around the electrolyzer. An energization control means for switching the polarity of the DC voltage applied to the electrode by changing the combination of the H-bridge circuit connected to a DC power source of a predetermined voltage and the ground, and the ON state and the OFF state of the switching element. In an electrolyzed water generating device comprising:
The energization control means periodically applies a predetermined voltage to the electrode with a predetermined polarity using two switching elements, and periodically stops applying the predetermined voltage when a current flowing through the electrode reaches a predetermined current value. Electrolytic capacity can be controlled repeatedly, and the H bridge circuit has an inductor connected to a position where it is energized in series with the electrode even when the polarity of the DC voltage applied to the electrode is switched. Features.
本発明においては、Hブリッジ回路のスイッチング素子のオン状態とオフ状態との組み合わせを変化させることで、電極に印加される直流電圧の極性を切替えることが可能であり、極性を周期的に切替えることで電極に付着したスケールを除去することで、電解能力の低下を防ぐことができる。
そして、所定の極性で前記電極へ所定電圧を印加し、電極に流れる電流が所定電流値となると所定電圧の印加を停止することを周期的に繰り返すことで、電解槽に通水される水道水の水質が変わって電極間に所定電圧が印加された時に瞬間的に流れる電流値が変わっても、所定の通電期間に流れる平均電流値としての変化を抑えることができ、結果として電解能力を制御可能である。その際に、前記Ｈブリッジ回路に接続されたインダクタによって、Hブリッジを流れる電流の立ち上がりが緩やかとなり、容易に所定電流値の範囲内に制御することができ、Hブリッジを構成するスイッチング素子における発熱を抑えることができる。従って、放熱のためのヒートシンクを小さくでき、また、電圧調整のための専用の電源回路が不要であることから、電解槽の駆動回路の基板のコストを抑えて、且つ、コンパクトに構成することができる。
In the present invention, the polarity of the DC voltage applied to the electrode can be switched by changing the combination of the ON state and the OFF state of the switching element of the H-bridge circuit, and the polarity is switched periodically. By removing the scale attached to the electrode, it is possible to prevent a decrease in electrolytic ability.
Then, a predetermined voltage is applied to the electrode with a predetermined polarity, and when the current flowing through the electrode reaches a predetermined current value, the application of the predetermined voltage is periodically repeated, thereby allowing tap water to be passed through the electrolytic cell. Even if the current value that flows instantaneously when a predetermined voltage is applied between the electrodes changes due to the water quality of the water, the change in the average current value that flows during the predetermined energization period can be suppressed, and as a result, the electrolytic capacity is controlled Is possible. At that time, the inductor connected to the H-bridge circuit makes the rise of the current flowing through the H-bridge gentle and can easily be controlled within a predetermined current value range, and heat generation in the switching elements constituting the H-bridge. Can be suppressed. Therefore, the heat sink for heat dissipation can be reduced, and a dedicated power supply circuit for voltage adjustment is not required, so that the cost of the electrolytic cell driving circuit board can be reduced and the structure can be made compact. it can.
また、請求項２に係る電解水生成装置においては、前記通電制御手段は、所定電圧の印加状態から印加停止状態への変更時には、正極側のスイッチング素子のみをオフし負極側のスイッチング素子はオン維持し、前記Hブリッジ回路には、前記インダクタによって生起される回生電流が前記電極に流れることを特徴とする。そのため、回生電流が電極に流れて電解に寄与するため、電解槽の通電回路での無駄を少なくすることができる。 In the electrolyzed water generating apparatus according to claim 2, the energization control means turns off only the positive-side switching element and turns on the negative-side switching element when changing from the application state of the predetermined voltage to the application stop state. The regenerative current generated by the inductor flows through the electrode in the H bridge circuit. For this reason, the regenerative current flows through the electrodes and contributes to electrolysis, so that waste in the energization circuit of the electrolytic cell can be reduced.
また、請求項３に係る電解水生成装置においては、前記電解水生成装置は、前記電解槽による電解によって次亜塩素酸を含んだ水を殺菌水として吐水することを特徴とする。そのため、電解水生成装置が設置された場所によって、異電極間に通水される水道水の水質抵抗はなり、そのことにより電極に所定電圧が印加されたときに流れる電流値が変化するが、通電制御手段によって、平均電流値の変動を抑えるように制御されるため、電解水に含まれる次亜塩素酸濃度を殺菌を得るため必要な濃度以上とすることができ、しかも、無駄に高濃度の次亜塩素酸濃度を発生させることもない。 Moreover, in the electrolyzed water generating apparatus which concerns on Claim 3, the said electrolyzed water generating apparatus discharges the water containing hypochlorous acid as sterilization water by the electrolysis by the said electrolytic vessel, It is characterized by the above-mentioned. Therefore, depending on the location where the electrolyzed water generating device is installed, the water resistance of tap water passed between different electrodes is changed, and the current value that flows when a predetermined voltage is applied to the electrodes changes, Since it is controlled by the energization control means so as to suppress the fluctuation of the average current value, the concentration of hypochlorous acid contained in the electrolyzed water can be made higher than the concentration necessary for obtaining sterilization, and a high concentration wasted. The concentration of hypochlorous acid is not generated.
また、請求項４に係る電解水生成装置においては、前記Hブリッジと電源若しくはアースとの間に設けられた電流検出抵抗と、その電流検出抵抗を流れる電流値に基いて前記Ｈブリッジ回路の故障を判定する故障判別手段とを備え、この故障判別手段は、所定電圧の印加中と印加停止中とで前記電流検出抵抗の電圧の増幅率を変化させることで、所定電圧の印加中に前記電流検出抵抗を流れる電流値が一定であっても出力が変化することで、オン時間に前記電流検出抵抗を流れる電流値ピークが一定であっても、デューティー比によって出力が変化することから確実に故障を検出出来ることである。 Further, in the electrolyzed water generating apparatus according to claim 4, a failure of the H bridge circuit based on a current detection resistor provided between the H bridge and a power source or ground and a current value flowing through the current detection resistor. Failure determination means for determining the current detection resistance by changing an amplification factor of the voltage of the current detection resistor between application of a predetermined voltage and application stop of the current detection resistor. Even if the current value flowing through the detection resistor is constant, the output changes, so even if the current value peak flowing through the current detection resistor is constant during the on-time, the output changes depending on the duty ratio, so there is a reliable failure. Can be detected.
本発明においては。Hブリッジ回路を利用して、電極へ印加する直流電圧の極性を周期的に切替えることで電極に付着したスケールを除去することができ、また、Hブリッジを構成するスイッチング素子をオンオフ駆動して電極を流れる電流値を制御する際に、Ｈブリッジ回路に接続されたインダクタによって、スイッチング素子における発熱を抑えることで、放熱のためのヒートシンクを小型化でき、電解槽の駆動回路の基板のコストを抑えて、且つ、コンパクトに構成することができる。
In the present invention. The scale attached to the electrode can be removed by periodically switching the polarity of the DC voltage applied to the electrode using the H-bridge circuit, and the switching element that constitutes the H-bridge is driven to turn on and off the electrode. When controlling the value of the current flowing through the inductor, the inductor connected to the H-bridge circuit suppresses heat generation in the switching element, thereby reducing the size of the heat sink for heat dissipation and reducing the cost of the electrolytic cell drive circuit board. And can be configured compactly.
図１は、本発明に係る電解水生成装置を用いた温水洗浄便座のコントローラのブロック図である。図１に示すように温水洗浄便座のコントローラは、ＡＣ入力端子１、２４Ｖ電源部３、２４Ｖ電源部４、５Ｖ電源部５、２４Ｖ負荷部６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、５Ｖ負荷部７ａ、７ｂ、７ｃを備える。電解水生成装置は、前記２４Ｖ負荷部の一つであり、ここでは６ｄとする。 FIG. 1 is a block diagram of a controller for a warm water washing toilet seat using the electrolyzed water generating apparatus according to the present invention. As shown in FIG. 1, the controller of the hot water flush toilet seat includes AC input terminals 1, 24V power supply unit 3, 24V power supply unit 4, 5V power supply unit 5, 24V load units 6a, 6b, 6c, 6d, 5V load units 7a, 7b. , 7c. The electrolyzed water generating device is one of the 24V load units, and is 6d here.
図１の温水洗浄便座のコントローラについて更に詳しく説明する。ＡＣ入力端子１には商用電源が入力される。このＡＣ入力端子に入力された交流１００Ｖの商用電源は、1次側電源部３を構成する整流・平滑回路によって直流１４１Ｖとなり、２４Ｖ電源部４を構成するトランスによって２４Ｖの直流電圧に降圧される。さらに、２４Ｖ電源部４で生成された２４Ｖの直流電圧が５Ｖ電源部５に供給され、この５Ｖ電源部を構成するＤＣ−ＤＣ降圧ＩＣによって５Ｖの直流電圧が生成される。この５Ｖ電源部５で生成された５Ｖの直流電圧は、マイコン等の５Ｖ負荷部７ａ、７ｂ、７ｃを駆動させるための電源として使用される。 The controller of the warm water washing toilet seat of FIG. 1 will be described in more detail. Commercial power is input to the AC input terminal 1. The commercial power supply of AC 100V input to the AC input terminal becomes DC 141V by the rectification / smoothing circuit constituting the primary side power supply unit 3, and is stepped down to 24V DC voltage by the transformer constituting the 24V power supply unit 4. . Furthermore, the 24V DC voltage generated by the 24V power supply unit 4 is supplied to the 5V power supply unit 5, and a DC voltage of 5V is generated by the DC-DC step-down IC that constitutes the 5V power supply unit. The 5V DC voltage generated by the 5V power supply unit 5 is used as a power source for driving the 5V load units 7a, 7b, and 7c such as a microcomputer.
２４Ｖ電源部４で生成された２４Ｖの直流電圧は、電解水生成装置６ｄへ供給されて電気分解の電源として利用されると共に、他の２４Ｖ負荷部６ａ〜６ｃを駆動させるための電源として使用される。例えば、２４Ｖ負荷部６ａ〜６ｃとしては、局部洗浄ノズルを駆動するためのモータ、この局部洗浄ノズルへ供給するための洗浄水供給路を開閉するために設けられた電磁弁、使用者を検出するための焦電センサー等が接続されている。 The 24V DC voltage generated by the 24V power supply unit 4 is supplied to the electrolyzed water generating device 6d and used as an electrolysis power source, and is also used as a power source for driving the other 24V load units 6a to 6c. The For example, as the 24V load units 6a to 6c, a motor for driving a local cleaning nozzle, a solenoid valve provided to open and close a cleaning water supply path for supplying the local cleaning nozzle, and a user are detected. A pyroelectric sensor or the like is connected.
電解水生成装置６ｄは、局部洗浄ノズルよりも上流側の給水路を流れる水（湯であっても良い）を電気分解して、その水に含まれる塩素イオンを電気分解することにより次亜塩素酸を生成するために用いられる。次亜塩素酸は殺菌成分として機能するため、次亜塩素酸を含む電解水は殺菌水として、局部洗浄ノズルに向けて噴射したり、温水洗浄便座が取り付けられる大便器に噴射したりすることで、アンモニアなどによる汚れを効率的に除去あるいは分解したり、殺菌するために用いられる。具体的には、局部洗浄ノズルが温水洗浄便座に収納されている非進出状態で電解水を局部洗浄ノズルから噴射させ、その噴射水を反射させて局部洗浄ノズルに向けて浴びせたり、または、電解水生成装置６ｄの下流側を局部洗浄ノズルに至る流路と、電解水を噴射するための殺菌水噴射ノズルへ至る流路とに分岐させ、その分岐部に流路切替弁を設けておき、電解水生成装置６ｄによって電気分解を行ったときには流路切替弁によって殺菌水噴射ノズル側に連通させて、電解水を局部洗浄ノズルに対して、又は大便器へ噴射するようにしておく。 The electrolyzed water generating device 6d electrolyzes water (which may be hot water) flowing through the water supply channel upstream of the local washing nozzle, and electrolyzes chlorine ions contained in the water, thereby hypochlorous acid. Used to produce acid. Since hypochlorous acid functions as a sterilizing component, electrolyzed water containing hypochlorous acid is sprayed as sterilizing water toward a local washing nozzle or in a toilet bowl to which a warm water washing toilet seat is attached. It is used for efficiently removing or decomposing or sterilizing dirt caused by ammonia. Specifically, in a non-advanced state where the local cleaning nozzle is stored in the warm water cleaning toilet seat, electrolyzed water is sprayed from the local cleaning nozzle, and the sprayed water is reflected and bathed toward the local cleaning nozzle, or electrolysis is performed. The downstream side of the water generator 6d is branched into a flow path leading to the local cleaning nozzle and a flow path leading to the sterilizing water injection nozzle for injecting the electrolyzed water, and a flow path switching valve is provided at the branching portion, When electrolysis is performed by the electrolyzed water generating device 6d, the flow path switching valve communicates with the sterilizing water spray nozzle side so that the electrolyzed water is sprayed to the local washing nozzle or to the toilet.
このように、電解水生成装置６ｄへは、温水洗浄便座のコントローラの２４Ｖ電源部４から供給された２４Ｖの直流電圧を利用することで、電解水生成装置６ｄへの通電専用の電源を追加で構成する必要がないため、電解水生成装置６ｄの制御装置にける回路基板をコンパクトに構成することができる。 In this way, a power supply dedicated to energizing the electrolyzed water generating device 6d can be added to the electrolyzed water generating device 6d by using the DC voltage of 24V supplied from the 24V power supply unit 4 of the controller of the warm water washing toilet seat. Since it is not necessary to configure, the circuit board in the control device of the electrolyzed water generating device 6d can be configured compactly.
図２は、本発明の実施形態に係る電解水生成装置６ｄの制御装置の構成を例示するブロック図である。本実施例の制御装置１０は、電解槽１１への通電を制御するために、スイッチング素子１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄによって構成されたＨブリッジ回路、インダクタ１３、電源部１４、電流検出抵抗Ｒ１００、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄのオンオフを切替える通電制御手段１６、電解槽の故障を検出するための故障検出回路１７とを備える。ここで、電解槽１１は通水される水によって電気抵抗が変わるため、可変抵抗の記号を用いて図示している。 FIG. 2 is a block diagram illustrating the configuration of the control device of the electrolyzed water generating device 6d according to the embodiment of the invention. In order to control the energization to the electrolytic cell 11, the control device 10 of the present embodiment includes an H bridge circuit constituted by switching elements 12a, 12b, 12c, and 12d, an inductor 13, a power supply unit 14, a current detection resistor R100, The power supply control means 16 which switches on / off of the switching elements 12a-12d, and the failure detection circuit 17 for detecting the failure of an electrolytic cell are provided. Here, since the electric resistance of the electrolytic cell 11 varies depending on the water to be passed, the electrolytic cell 11 is illustrated using a variable resistance symbol.
電解槽１１は、局部洗浄ノズルの上流側に設けられており、水（又は湯）が流れる通水路中に対向した電極（図示せず）を有している。この電解槽１１を中心として４つのスイッチング素子１２ａ〜１２ｄとにより構成されたＨブリッジ回路が、電源部１４とアース１５との間に構成されており、電源部１４へは前述した２４Ｖ電源部４からの２４Ｖの直流電圧が供給されている。通電制御手段１６は、スイッチング素子１２ａ、１２ｄをオンした第一給電状態、又は、スイッチング素子１２ｂ、１２ｃをオンした第二給電状態で電解槽１１へ２４Ｖの直流電圧を印加して電解水の生成が可能である。この第一給電状態と第二給電状態とは、電解水の生成時期毎に切替わるものであり、その切替えに伴い、電極に印加される直流電圧の極性が切替わることによって、電極に付着したスケールを除去することで、電解能力の低下を防ぐことができる。スイッチング素子１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄは、通電制御手段１６にそれぞれ接続され、通電制御手段１６からの制御信号によってオン（導通状態）とオフ（非導通状態）とに切替え可能となっている。 The electrolytic cell 11 is provided on the upstream side of the local cleaning nozzle, and has electrodes (not shown) opposed to each other in a water passage through which water (or hot water) flows. An H-bridge circuit composed of four switching elements 12a to 12d with the electrolytic cell 11 as the center is formed between the power supply unit 14 and the ground 15, and the 24V power supply unit 4 described above is connected to the power supply unit 14. 24V DC voltage from is supplied. The energization control means 16 applies a 24V DC voltage to the electrolytic cell 11 in the first power supply state in which the switching elements 12a and 12d are turned on or the second power supply state in which the switching elements 12b and 12c are turned on to generate electrolyzed water. Is possible. The first power supply state and the second power supply state are switched at every generation time of the electrolyzed water, and attached to the electrode by switching the polarity of the DC voltage applied to the electrode along with the switching. By removing the scale, it is possible to prevent a decrease in electrolytic capacity. The switching elements 12a, 12b, 12c, and 12d are respectively connected to the energization control unit 16, and can be switched on (conducting state) and off (non-conducting state) by a control signal from the energization control unit 16.
本実施例においては、Ｈブリッジ回路部をトランジスタを用いたスイッチング素子１２ａ〜１２ｄを用いた構成を例示しているが、専用ＩＣを用いて構成してもよい。 In the present embodiment, the configuration using the switching elements 12a to 12d using transistors as the H bridge circuit portion is illustrated, but it may be configured using a dedicated IC.
図３に本実施例で使用する電解水生成装置の制御装置の変形例を示す。図２では制御装置１０を構成している制御基板上に電解槽１１に直列に接続されるインダクタ１３を配置していたが、インダクタ１３を、制御装置１０を構成した制御基板外へ配置した状態を図３に示す。これにより制御装置１０を配置した制御基板からインダクタ１３を削除することができ、制御基板の一層の小型化が可能となる。 FIG. 3 shows a modification of the control device for the electrolyzed water generator used in this embodiment. In FIG. 2, the inductor 13 connected in series to the electrolytic cell 11 is arranged on the control board constituting the control device 10, but the inductor 13 is arranged outside the control board constituting the control device 10. Is shown in FIG. Thereby, the inductor 13 can be deleted from the control board on which the control device 10 is arranged, and the control board can be further reduced in size.
図３におけるインダクタ１３の配置の一例として、電解槽１１にインダクタンスを直接持たせる構成を図４に示す。ケース１１ａ内へ配置された一対の電極１１ｂ，１１ｃに接続される銅線１３ａを、ケース１１ａ外に設置させた鉄心１３ｂの周囲へ巻きつけることによりインダクタンスを持たせる構造とする。インダクタンスはケース１１ａ外に設置させた鉄心１３ｂのサイズおよび銅線１３ａの巻き数によって調整可能であり、インダクタンスを多く確保出来る構成とすることで、デューティー制御の精度向上にもつながる。 As an example of the arrangement of the inductor 13 in FIG. 3, a configuration in which the electrolytic cell 11 has an inductance directly is shown in FIG. 4. The copper wire 13a connected to the pair of electrodes 11b and 11c arranged in the case 11a is wound around the iron core 13b installed outside the case 11a so as to have an inductance. The inductance can be adjusted by the size of the iron core 13b installed outside the case 11a and the number of windings of the copper wire 13a. By adopting a configuration that can secure a large amount of inductance, the accuracy of duty control can be improved.
次に、通電制御手段１６による電解槽１１への通電制御について説明する。電解槽１１への通電状態は、電解槽１１を流れる電解電流値を電流検出抵抗Ｒ１００の電圧値によって検出し、その電解電流値が１Ａを超えることがないように制御される。なお、電解電流値は、検出電圧値（Ｖ）／電流検出抵抗値（Ω）によって算出できる。 Next, energization control to the electrolytic cell 11 by the energization control means 16 will be described. The energization state of the electrolytic cell 11 is controlled so that the value of the electrolytic current flowing through the electrolytic cell 11 is detected by the voltage value of the current detection resistor R100 and the electrolytic current value does not exceed 1A. The electrolytic current value can be calculated by the detection voltage value (V) / current detection resistance value (Ω).
図５は、図２に表した電解水生成装置における電解槽の水質抵抗と電解槽に流れる電解電流の関係を示す図である。電解槽１１に２４Ｖの直流電圧を印加した時に電解槽１１に流れる電解電流値（以下Ioutとする）は、水質抵抗に比べて電流検出抵抗１５の抵抗値が充分に小さいので、Iout＝２４Ｖ／水質抵抗となる。そして、図５に示す通り電解槽１１に流れる電解電流は、電解槽１１の水質抵抗に係らず制限電流である１Ａを超えないように制御される。各水質抵抗（A点、B点、C点）において、電解槽１１に流れる電流波形を図６〜図８に示す。 FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the water quality resistance of the electrolytic cell and the electrolytic current flowing in the electrolytic cell in the electrolytic water generator shown in FIG. The value of the electrolytic current (hereinafter referred to as Iout) flowing through the electrolytic cell 11 when a DC voltage of 24 V is applied to the electrolytic cell 11 is sufficiently smaller than the water resistance, so that Iout = 24V / Water quality resistance. Then, as shown in FIG. 5, the electrolytic current flowing in the electrolytic cell 11 is controlled so as not to exceed 1 A, which is a limiting current, regardless of the water resistance of the electrolytic cell 11. Waveforms of current flowing in the electrolytic cell 11 at each water quality resistance (A point, B point, C point) are shown in FIGS.
図６は、図５において水質抵抗がA点にある場合の電解槽１１への通電電流波形を例示した図である。この場合、スイッチング素子１２ａ，１２ｄをオンすると、電解電流値Ｉoutは水質抵抗が４０Ωであるため２４Ｖ／４０Ｖ＝０．６Ａとなる。この０．６Ａは制限電流である１Ａを超えないので、通電制御手段１６はスイッチング素子１２ａ，１２ｄをオン状態に維持（フルデューティー状態）し、電解槽１１へは０．６Ａが流れていることになる。このフルデューティー状態は、電解電流値が制限電流である１Ａを超えない水質抵抗の範囲（＝水質抵抗が２４Ω以上）において実施される。 FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a waveform of an energization current to the electrolytic cell 11 when the water quality resistance is at point A in FIG. In this case, when the switching elements 12a and 12d are turned on, the electrolysis current value Iout is 24V / 40V = 0.6 A because the water resistance is 40Ω. Since 0.6 A does not exceed 1 A, which is the limiting current, the energization control means 16 maintains the switching elements 12 a and 12 d in the on state (full duty state), and 0.6 A flows through the electrolytic cell 11. become. This full duty state is carried out in a range of water quality resistance (= water quality resistance is 24Ω or more) in which the electrolysis current value does not exceed 1 A which is the limiting current.
図７は、図５において水質抵抗がB点にある場合の電解槽への通電電流波形を例示した図であり、図８は、図５において水質抵抗がC点にある場合の電解槽への通電電流波形を例示した図である。
これら、水質抵抗がＢ点やＣ点のように、電解電流値が制限電流である１Ａを超える場合には、電解槽１１への通電電流は、通電をオンしてピーク電流が制限電流値である１Ａを超えるとオフされることを周期Ｔで繰り返すことで、平均電流値が１Ａ以下となるようにデューティー制御（チョッピング制御）される。
FIG. 7 is a diagram exemplifying a current waveform applied to the electrolytic cell when the water quality resistance is at point B in FIG. 5, and FIG. 8 is a diagram illustrating the electrolytic cell when the water quality resistance is at point C in FIG. It is the figure which illustrated the conduction current waveform.
When the water quality resistance exceeds 1A, which is the limit current, such as point B or point C, the energization current to the electrolytic cell 11 is turned on and the peak current is the limit current value. Duty control (chopping control) is performed so that the average current value becomes 1 A or less by repeating the turn-off when exceeding a certain 1 A in a cycle T.
次に電解槽１１への通電をオン／オフするデューティー制御について具体的に説明する。
図７に基いて電解槽１１への通電波形について説明する。通電制御手段１６からのオン信号（Ｈ出力）により、スイッチング素子１２ａ、１２ｄがオンすることで、電源部１４から２４Ｖの直流電圧が電解槽１１へ印加されことにより、電解槽１１へは図２に実線で示す電流が流れる。その時、電解槽１１にはインダクタ１３が直列に接続されていることで、電解槽１１に流れる電流はＲＬの所定の時定数に基いて徐々に増加し（図７の点線で囲む波形）、その電流値が制限電流値である１Ａとなると、スイッチング素子１２ａがオフする。ここで、スイッチング素子１２ａのみオフし、スイッチング素子１２ｄはオン状態を継続することで、電源部１４からの電解槽１１への電圧印加は停止され、電解槽１１へはインダクタ１３によって生起される回生電流（図２に点線で示す）が流れ、電解槽１１への通電電流は徐々に減少する（図７の一点鎖線で囲む波形）。なお、回生電流は電流検出抵抗Ｒ１００には流れない。通電制御手段１６はスイッチング素子１２ａをオンして電源部１４から電解槽１１へ電圧印加する状態（ＯＮ Ｄｕｔｙ）と、スイッチング素子１２ａをオフして電源部１４から電解槽１１へ電圧の印加を停止した状態（ＯＦＦ Ｄｕｔｙ）となるデューティー制御を一定周期Tで繰り返すことにより、結果として、電解槽１１へ通電される平均電流は制限電流である１A以下となるように制御される。
Next, the duty control for turning on / off the energization to the electrolytic cell 11 will be specifically described.
An energization waveform to the electrolytic cell 11 will be described with reference to FIG. When the switching elements 12a and 12d are turned on by the ON signal (H output) from the energization control means 16, a DC voltage of 24V is applied from the power supply unit 14 to the electrolytic cell 11, so that the electrolytic cell 11 is shown in FIG. The current indicated by the solid line flows through At that time, since the inductor 13 is connected in series to the electrolytic cell 11, the current flowing through the electrolytic cell 11 gradually increases based on a predetermined time constant of RL (a waveform surrounded by a dotted line in FIG. 7). When the current value reaches 1A, which is the limit current value, the switching element 12a is turned off. Here, only the switching element 12a is turned off, and the switching element 12d is kept in the on state, whereby the voltage application from the power supply unit 14 to the electrolytic cell 11 is stopped, and the regeneration generated by the inductor 13 is applied to the electrolytic cell 11. A current (indicated by a dotted line in FIG. 2) flows, and the energization current to the electrolytic cell 11 gradually decreases (a waveform surrounded by a one-dot chain line in FIG. 7). Note that the regenerative current does not flow through the current detection resistor R100. The energization control means 16 turns on the switching element 12a to apply a voltage from the power supply unit 14 to the electrolytic cell 11 (ON Duty), and turns off the switching element 12a to stop the voltage application from the power supply unit 14 to the electrolytic cell 11 As a result, the average current supplied to the electrolytic cell 11 is controlled to be 1 A or less, which is the limit current, by repeating the duty control in the state (OFF Duty) at a constant period T.
図８のように、水質抵抗がC点にある場合においても図７の場合と同様に通電制御手段１６は動作するが、水質抵抗がB点の時より低いため、電解槽１１への通電電流波形は、図８において点線で囲む立ち上がりが水質抵抗がB点の時よりも急俊となり、図８において一点鎖線で囲む立下りが水質抵抗がB点の時よりも緩やかになる。結果として、平均電流値は水質抵抗がB点の時より大きくなるが、制限電流値である１Ａを超えることは無い。 As shown in FIG. 8, even when the water quality resistance is at point C, the energization control means 16 operates in the same manner as in FIG. 7, but since the water quality resistance is lower than that at the point B, the energization current to the electrolytic cell 11 In the waveform, the rising edge surrounded by the dotted line in FIG. 8 is more abrupt than when the water quality resistance is point B, and the falling edge surrounded by the one-dot chain line in FIG. 8 is gentler than when the water quality resistance is the point B. As a result, the average current value becomes larger than when the water quality resistance is at point B, but does not exceed 1A which is the limit current value.
なお、電極へ付着したスケール除去を行うために、電解槽１１への通電極性は電解水を生成する毎に反転させるが、電解槽１１への通電電流の極性を変える場合は、スイッチング素子１２ｂ、１２ｃをオンさせる。通電を遮断する時は、スイッチング素子１２ｂのみオフし、スイッチング素子１２ｃはオン状態を継続する。 In order to remove the scale adhered to the electrodes, the polarity of the current supplied to the electrolytic cell 11 is reversed every time electrolyzed water is generated. However, when the polarity of the current supplied to the electrolytic cell 11 is changed, the switching element 12b , 12c is turned on. When cutting off the energization, only the switching element 12b is turned off, and the switching element 12c is kept on.
以上説明したように、電解槽１１に直列にインダクタ１３が接続されているため、電解槽１１への通電電流は、オン時には所定の時間でなめらかに立ち上がるため、電解槽１１に流れる電流値、即ち、Hブリッジを構成するスイッチング素子１２ａ〜１２ｄに流れる電流値を制限電流値を超えない範囲に制限することができ、スイッチング素子１２ａ〜１２ｄをオンオフ駆動した時の発熱を抑えることができる。従って、放熱のためのヒートシンクを小さくでき、また、電圧調整のための専用の電源回路が不要であることから、電解槽の駆動回路の基板のコストを抑えて、且つ、コンパクトに構成することができる。 As described above, since the inductor 13 is connected in series to the electrolytic cell 11, the energization current to the electrolytic cell 11 rises smoothly at a predetermined time when it is turned on. The current value flowing through the switching elements 12a to 12d constituting the H bridge can be limited to a range that does not exceed the limit current value, and heat generation when the switching elements 12a to 12d are driven on and off can be suppressed. Therefore, the heat sink for heat dissipation can be reduced, and a dedicated power supply circuit for voltage adjustment is not required, so that the cost of the electrolytic cell driving circuit board can be reduced and the structure can be made compact. it can.
図９は電極端子間ショート故障を判定する故障検出回路の構成を例示する回路図である。
図９に表したように、故障検出回路１７は図２の制御装置１０の電流検出抵抗Ｒ１００に接続されており、第一及び第二の増幅手段Ａｍｐ１２、Ａｍｐ１３を備える。
FIG. 9 is a circuit diagram illustrating the configuration of a failure detection circuit that determines a short failure between electrode terminals.
As shown in FIG. 9, the failure detection circuit 17 is connected to the current detection resistor R100 of the control device 10 of FIG. 2, and includes first and second amplifying means Amp12 and Amp13.
第一の増幅手段Ａｍｐ１２は制御装置１０に含まれる電流検出抵抗Ｒ１００（以後、Ｒ１００とも呼ぶ）とＲ１００に流れる電流で積算された電圧ＶＩＮを、設定したゲインによって増幅する。
第二の増幅手段Ａｍｐ１３はＲ１１００に流れる電流が電流制限設定値に到達し、チョッピングする水質抵抗範囲で動作し、Ｒ１００に流れる電流のオフ時間の長さに応じて比較器２の出力オン時間が可変する。
The first amplifying means Amp12 amplifies the current detection resistor R100 (hereinafter also referred to as R100) included in the control device 10 and the voltage VIN integrated by the current flowing through R100 with a set gain.
The second amplifying means Amp13 operates in the water resistance range in which the current flowing through R1100 reaches the current limit set value and chops, and the output on time of the comparator 2 depends on the length of the off time of the current flowing through R100. Variable.
増幅手段Ａｍｐ１２の構成についてもう少し詳しく説明する。電源Ｖ０の正側から、スイッチ手段Ｑ１と、スイッチ手段Ｑ１の電流制限抵抗Ｒ１（以後、Ｒ１と呼ぶ）と、容量手段Ｃ１とが直列にこの順に接続され、さらに容量手段Ｃ１には並列に第一の増幅手段Ａｍｐ１２のゲイン設定用の抵抗Ｒ２、Ｒ３（以降Ｒ２、Ｒ３と呼ぶ）が接続されている。また、Ｒ３には並列に容量手段Ｃ２が接続されている。尚、Ｒ２とＲ３の接続点は比較器１の非反転入力端子（＋）にも接続さている。 The configuration of the amplification means Amp12 will be described in a little more detail. From the positive side of the power source V0, the switch means Q1, the current limiting resistor R1 (hereinafter referred to as R1) of the switch means Q1, and the capacitor means C1 are connected in series in this order, and further connected in parallel to the capacitor means C1. Resistors R2 and R3 (hereinafter referred to as R2 and R3) for gain setting of one amplification means Amp12 are connected. In addition, capacitance means C2 is connected in parallel to R3. The connection point between R2 and R3 is also connected to the non-inverting input terminal (+) of the comparator 1.
次に、増幅手段Ａｍｐ１３についてもう少し詳しく説明する。Ｒ３の陽極端子にさらに第２のゲイン設定用の抵抗Ｒ４（以降Ｒ４と呼ぶ）が接続され、Ｒ４のもう片側の端子は比較器２の出力端子に接続されている。
また、比較器２の電源Ｖ０入力端子からＤＣバイアス電圧を設定するＲ５とＲ６がこの順で接続され、さらにＨブリッジ回路のＲ１００を介してアース１５側に至る。
Next, the amplification means Amp13 will be described in a little more detail. A second gain setting resistor R4 (hereinafter referred to as R4) is further connected to the anode terminal of R3, and the other terminal of R4 is connected to the output terminal of the comparator 2.
Further, R5 and R6 for setting the DC bias voltage are connected in this order from the power supply V0 input terminal of the comparator 2, and further to the ground 15 side via R100 of the H bridge circuit.
さらに、Ｒ１００の正側と電源Ｖ０の負側には並列に時定数設定用の抵抗７と容量手段Ｃ３が接続されており、Ｒ７とＣ３の接続点は比較器２の反転入力端子（−）に接続されている。 Further, a resistor 7 for time constant setting and a capacitor means C3 are connected in parallel to the positive side of R100 and the negative side of the power source V0, and the connection point between R7 and C3 is the inverting input terminal (−) of the comparator 2. It is connected to the.
増幅手段Ａｍｐ１２やＡｍｐ１３の構成は一例であって、別の手段で構成してもよい。 The configuration of the amplifying means Amp12 and Amp13 is an example, and may be configured by another means.
次に、故障検出回路１７の動作について説明する。
まず、Ｈブリッジ回路により定電流制御されて電解槽１１を流れる電解電流がＲ１００へ流れているいわゆるオン期間（ＯＮ Ｄｕｔｙ）中について説明する。
デューティー制御状態において、電解電流がＲ１００に流れている期間、故障検出回路１７には「電解電流Ｉ１×検出抵抗Ｒ１００」によって生じる電圧ＶＩＮが増幅手段Ａｍｐ１２及びＡｍｐ１３に入力される。
Next, the operation of the failure detection circuit 17 will be described.
First, a description will be given of a so-called ON period during which an electrolytic current flowing through the electrolytic cell 11 under constant current control by the H bridge circuit flows to R100.
In the duty control state, the voltage VIN generated by “electrolytic current I1 × detection resistor R100” is input to the amplifying means Amp12 and Amp13 in the failure detection circuit 17 during the period in which the electrolytic current flows through R100.
これにより、比較器１の反転入力端子（-）には電圧ＶＩＮが印加される。この時、容量手段Ｃ１に充電されていない状態にある時、比較器１の非反転入力端子（＋）の電圧より、反転入力端子（-）の電圧が大きくなり、比較器１はロウレベル信号を出力する。 As a result, the voltage VIN is applied to the inverting input terminal (−) of the comparator 1. At this time, when the capacitor means C1 is not charged, the voltage at the inverting input terminal (−) becomes larger than the voltage at the non-inverting input terminal (+) of the comparator 1, and the comparator 1 outputs a low level signal. Output.
比較器１の出力がオンしロウレベル信号を出力すると、スイッチ手段Ｑ１がオンし、容量手段Ｃ１に電荷が充電される。この時、電流オン期間中の増幅手段Ａｍｐ１２のゲインＧ(on中)はゲイン設定用の抵抗Ｒ２とＲ３によって、以下の（１）の式により表せられる。 When the output of the comparator 1 is turned on and a low level signal is outputted, the switch means Q1 is turned on and the capacitor means C1 is charged. At this time, the gain G (in the on state) of the amplifying means Amp12 during the current on period is expressed by the following equation (1) by the gain setting resistors R2 and R3.
Ｇ(on中)＝（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ３・・・（１） G (on) = (R2 + R3) / R3 (1)
次にＨブリッジ回路により定電流制御されている時に電解電流がＲ１００に流れている期間における増幅手段Ａｍｐ１３の動作について説明する。電解電流がＲ１００に流れているオン期間は、比較器２の非反転入力端子（＋）Ｖ１は反転入力端子（−）の電圧Ｖ２より大きくなる。（反転入力端子電圧は抵抗Ｒ７と容量手段Ｃ３により、ＶＩＮ電圧が平均化される）すなわち、Ｖ１＞Ｖ２となる。この時、比較器２の出力はオフ状態となる。 Next, the operation of the amplifying means Amp13 during a period in which the electrolytic current flows through R100 when constant current control is performed by the H bridge circuit will be described. During the ON period in which the electrolytic current flows through R100, the non-inverting input terminal (+) V1 of the comparator 2 is larger than the voltage V2 of the inverting input terminal (−). (The inverting input terminal voltage is obtained by averaging the VIN voltage by the resistor R7 and the capacitor C3). That is, V1> V2. At this time, the output of the comparator 2 is turned off.
従って、Ｈブリッジ回路により定電流制御されている時に電流がＲ１００に流れているオン期間は、比較器２がオフ状態にあるため、ＶｏｕｔはＲ１００の両端電圧ＶＩＮに対し、以下の（２）の式により表せられる。 Therefore, when the constant current is controlled by the H-bridge circuit, the comparator 2 is in the OFF state during the ON period when the current flows to R100. Therefore, Vout is the following (2) with respect to the voltage VIN across R100. It is expressed by the formula.
Ｖｏｕｔ＝ＶＩＮ×Ｇ(on中)・・・（２） Vout = VIN × G (on) (2)
次に、Ｈブリッジ回路により定電流制御されている電解電流がＲ１００に流れていない期間、いわゆるオフ期間（ＯＦＦ Ｄｕｔｙ）中の故障検出回路１７の動作について説明する。 Next, the operation of the failure detection circuit 17 during a period in which the electrolytic current under constant current control by the H bridge circuit does not flow through the R100, that is, a so-called OFF period will be described.
まず、増幅手段１２の動作について説明する。Ｒ１００に電解電流が流れていないため、Ｒ１００の両端電圧ＶＩＮは０Ｖとなる。この時、増幅手段Ａｍｐ１２では比較器１の反転入力端子（-）に抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の接続点に生じる、Ｖ０電源電圧が抵抗Ｒ５、抵抗Ｒ６及び抵抗Ｒ１００の抵抗比により分圧された電圧Ｖ３が印加される。 First, the operation of the amplifying unit 12 will be described. Since no electrolytic current flows through R100, the voltage VIN across R100 is 0V. At this time, in the amplifying means Amp12, a voltage obtained by dividing the V0 power supply voltage at the connection point of the resistors R5 and R6 to the inverting input terminal (−) of the comparator 1 by the resistance ratio of the resistors R5, R6, and R100. V3 is applied.
この時、比較器１の非反転入力端子（＋）に生じる電圧Ｖ４は、容量手段Ｃ２の両端電圧となる。容量手段Ｃ２には、容量手段Ｃ１に充電された電荷が電流オフ期間中に抵抗Ｒ２を介して、充電されることで電圧が生じる。この時、故障検出回路１７は容量手段Ｃ２に充電される電圧が、Ｒ３の両端電圧以上にならないように動作する。尚、電解電流がオン、オフする１周期中の容量手段Ｃ２両端電圧は、Ｒ１００両端電圧をピークホールドした値と一致する。
上記の結果、比較器１の非反転入力端子（＋）の電圧Ｖ４は反転入力端子（−）の電圧Ｖ３より大きくなった直後（Ｖ３は数十ミリボルト程度の電圧になるよう抵抗５と抵抗６を設定している）比較器１の出力はオフ状態となり、スイッチ手段Ｑ１がオフする。
At this time, the voltage V4 generated at the non-inverting input terminal (+) of the comparator 1 becomes the voltage across the capacitor C2. A voltage is generated in the capacitor C2 by charging the charge charged in the capacitor C1 through the resistor R2 during the current off period. At this time, the failure detection circuit 17 operates so that the voltage charged in the capacitor means C2 does not exceed the voltage across R3. Note that the voltage across the capacitor means C2 during one cycle when the electrolysis current is turned on and off coincides with the peak hold value of the voltage across the R100.
As a result, immediately after the voltage V4 of the non-inverting input terminal (+) of the comparator 1 becomes larger than the voltage V3 of the inverting input terminal (−), the resistors 5 and 6 are set to a voltage of about several tens of millivolts. The output of the comparator 1 is turned off, and the switch means Q1 is turned off.
この時、容量手段Ｃ１の電荷はＲ２、Ｒ３を介してＧＮＤへ放電されるため、容量手段Ｃ１の両端電圧は放電される電荷に応じて小さくなる。 At this time, since the charge of the capacitor means C1 is discharged to GND via R2 and R3, the voltage across the capacitor means C1 becomes small according to the discharged charge.
次に、電流オフ期間中の増幅手段Ａｍｐ１３の動作について説明する。
Ｒ１００に電解電流が流れていない場合、比較器２の反転入力端子（−）電圧Ｖ２と非反転入力端子（＋）電圧Ｖ１の関係は、Ｖ２＞Ｖ１となる。
Next, the operation of the amplifying unit Amp13 during the current off period will be described.
When no electrolytic current flows through R100, the relationship between the inverting input terminal (−) voltage V2 and the non-inverting input terminal (+) voltage V1 of the comparator 2 is V2> V1.
よって、比較器２の出力はオン状態となり、ロウレベル信号を出力する。
従って、この電流オフ期間中の増幅手段１２のＧ（off中）は、以下の（３）の式により表せられる。
Therefore, the output of the comparator 2 is turned on and a low level signal is output.
Therefore, G (during off) of the amplifying means 12 during the current off period can be expressed by the following equation (3).
以上のように、電解電流がＲ１００に流れている時と流れていない時において故障検出回路のゲインはオン期間中では（１）式で表すことが出来、オフ期間中では（３）式で表すことが出来る。 As described above, the gain of the failure detection circuit can be expressed by equation (1) during the on-period when the electrolytic current flows through R100 and when it does not flow, and is expressed by equation (3) during the off-period. I can do it.
これにより、定電流動作を行うオン期間中とオフ期間中を組み合わせた１周期のゲインＧ（total）は以下の（４）の式により表せられる。
Ｇ(total) ＝Ｇ(on中)×ＯＮ Ｄｕｔｙ＋Ｇ(off中)×ＯＦＦ Ｄｕｔy ・・・（４）
従って、定電流動作中の故障検出回路の出力電圧ＶｏｕｔはＶＩＮに対し、以下の（５）の式により表せられる。
Ｖｏｕｔ＝ＶＩＮ×{Ｇ(on中)×ＯＮ Ｄｕｔｙ＋Ｇ(off中)×ＯＦＦ Ｄｕｔy}・・・（５）
Thereby, the gain G (total) of one cycle combining the on period and the off period in which the constant current operation is performed can be expressed by the following equation (4).
G (total) = G (on) x ON Duty + G (off) x OFF Duty (4)
Therefore, the output voltage Vout of the failure detection circuit during constant current operation is expressed by the following equation (5) with respect to VIN.
Vout = VIN × {G (on) × ON Duty + G (off) × OFF Duty} (5)
ここで、図１０は、図９の故障検出回路において、電極端子間が正常な時の各部波形例を表し、図１１は、図９の故障検出回路において、電極端子間がショートした場合の各部波形例を表す。図１０においては、電極端子間が正常な時としてＯＮ Ｄｕｔｙが５０％の場合であり、図１１においては、電極端子間に異物が詰ってショートしたため、電解電流が急激に立ち上がることで、ＯＮ Ｄｕｔｙが１０％とった場合である。 Here, FIG. 10 shows an example of a waveform of each part when the electrode terminals are normal in the failure detection circuit of FIG. 9, and FIG. 11 shows each part when the electrode terminals are short-circuited in the failure detection circuit of FIG. An example of a waveform is shown. In FIG. 10, the ON Duty is 50% when the distance between the electrode terminals is normal. In FIG. 11, since the foreign substance is clogged between the electrode terminals and short-circuited, the electrolytic current suddenly rises and the ON Duty is increased. Is 10%.
図１０において、例えば、Ｒ２＝４．７ｋΩ、Ｒ３＝１ｋΩ、Ｒ４＝１ｋΩと設定した場合、電極端子が正常である時の故障検出回路の出力電圧Ｖｏｕｔを算出する。但し、前提条件として
ＶＩＮ＝０．４Ｖとし、ＯＮ Ｄｕｔｙ＝５０％，ＯＦＦ Ｄｕｔｙ＝５０％である。
In FIG. 10, for example, when R2 = 4.7 kΩ, R3 = 1 kΩ, and R4 = 1 kΩ, the output voltage Vout of the failure detection circuit when the electrode terminal is normal is calculated. However, as preconditions, VIN = 0.4V, ON Duty = 50%, OFF Duty = 50%.
Ｇ(on中) ＝（４．７ｋ＋１ｋ）/１ｋ＝５．７
Ｇ(off中) ＝４．７ｋ＋{（１ｋ×１ｋ）/（１ｋ＋１ｋ）}/{（１ｋ×１ｋ）/（１ｋ＋１Ｋ）＝１０．３３
よって、
Ｖｏｕｔ＝０．４Ｖ×{５．７×０．５＋１０．３３×０．５}＝３．２Ｖ
G (on) = (4.7k + 1k) /1k=5.7
G (in off) = 4.7k + {(1k × 1k) / (1k + 1k)} / {(1k × 1k) / (1k + 1K) = 10.33
Therefore,
Vout = 0.4V × {5.7 × 0.5 + 10.33 × 0.5} = 3.2V
次に、図１１において、電極端子間がショート故障した時の故障検出回路の出力電圧Ｖｏｕtを算出する。但し、前提条件としてＯＮ Ｄｕｔｙ、ＯＦＦ Ｄｕｔｙ以外は図１０で仮定した値と同じとし、ここではＯＮ Ｄｕｔｙ＝１０％、ＯＦＦ Ｄｕｔｙ＝９０％である時の値を算出する。 Next, in FIG. 11, the output voltage Vout of the failure detection circuit when a short circuit failure occurs between the electrode terminals is calculated. However, the preconditions are the same as those assumed in FIG. 10 except for ON Duty and OFF Duty, and here, values when ON Duty = 10% and OFF Duty = 90% are calculated.
Ｖｏｕｔ＝０．４Ｖ×{５．７×０．１＋１０．３３×０．９}≒４．０Ｖ Vout = 0.4V × {5.7 × 0.1 + 10.33 × 0.9} ≈4.0V
この図１０、図１１に表したように、本実施形態によれば電極端子間がショート故障した場合において、たとえＲ１００に流れる電流ピーク値が同じであっても、すなわちＶＩＮが同じ値であってもＯＮ ＤｕｔｙとＯＦＦ Ｄｕｔｙの比率に応じて故障検出回路が持つゲインを可変することで故障検出回路の出力電圧に差を持たせることが出来る。
例えばこの出力電圧をＣＰＵなど、ロジックＩＣを用いて監視させることにより、電極端子間が正常時か、異常かを故障検出回路のＶｏｕｔ電圧をＡＤ値換算さえることで、明確に区別することが出来る。
As shown in FIGS. 10 and 11, according to the present embodiment, when a short circuit failure occurs between the electrode terminals, even if the current peak value flowing in R100 is the same, that is, VIN is the same value. Also, by varying the gain of the failure detection circuit in accordance with the ratio between the ON duty and the OFF duty, it is possible to make a difference in the output voltage of the failure detection circuit.
For example, by monitoring this output voltage using a logic IC such as a CPU, whether the electrode terminals are normal or abnormal can be clearly distinguished by converting the Vout voltage of the failure detection circuit into an AD value. .
６ｄ１０…制御装置、１１…電解槽、１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄ…スイッチング素子（Ｈブリッジ回路）、１３…インダクタ、１４…電源部、１６…通電制御手段、１７…故障検出回路、電流検出抵抗…Ｒ１００ 6d10: control device, 11: electrolytic cell, 12a, 12b, 12c, 12d ... switching element (H bridge circuit), 13 ... inductor, 14 ... power supply unit, 16 ... energization control means, 17 ... failure detection circuit, current detection resistor ... R100
Claims (4)
前記電解槽を中心として４つのスイッチング素子により構成され、所定電圧の直流電源とアースとに接続されたＨブリッジ回路と、
前記スイッチング素子のオン状態とオフ状態との組み合わせを変化させることで、前記電極に印加される直流電圧の極性を切替える通電制御手段と、
を備えた電解水生成装置において、
前記通電制御手段は、２つのスイッチング素子を利用して所定の極性で前記電極へ所定電圧を印加し、前記電極に流れる電流が所定電流値となると所定電圧の印加を停止することを周期的に繰り返して電解能力を制御可能であり、
前記Ｈブリッジ回路には、前記電極への直流電圧の印加極性が切替えられても前記電極と直列状態で通電される位置にインダクタが接続されていることを特徴とする電解水生成装置。 An electrolytic cell having opposed electrodes in the water channel;
An H bridge circuit composed of four switching elements centered on the electrolytic cell and connected to a DC power source having a predetermined voltage and a ground;
Energization control means for switching the polarity of the DC voltage applied to the electrode by changing the combination of the on state and the off state of the switching element;
In an electrolyzed water generating apparatus comprising:
The energization control means periodically applies a predetermined voltage to the electrode with a predetermined polarity using two switching elements, and periodically stops applying the predetermined voltage when a current flowing through the electrode reaches a predetermined current value. The electrolytic capacity can be controlled repeatedly,
An electrolyzed water generating apparatus, wherein an inductor is connected to the H bridge circuit at a position where electricity is applied in series with the electrode even when the polarity of the DC voltage applied to the electrode is switched.
前記Hブリッジ回路には、前記インダクタによって生起される回生電流が前記電極に流れることを特徴とする請求項１記載の電解水生成装置。 The energization control means turns off only the positive side switching element and keeps the negative side switching element on when changing from the application state of the predetermined voltage to the application stop state,
The electrolyzed water generating apparatus according to claim 1, wherein a regenerative current generated by the inductor flows through the electrode in the H bridge circuit.
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