JP5312384B2 - Digital sample processing method, digital sample processing apparatus, and program - Google Patents
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Description
本発明は、コヒーレント技術を用いたディジタルサンプル処理方法、ディジタルサンプル処理装置、及びプログラムに関する。 The present invention relates to a digital sample processing method, a digital sample processing apparatus, and a program using a coherent technique.
ディジタル信号処理を用いたコヒーレント伝送方式が近年盛んに研究されており、特にQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)を採用したコヒーレント伝送方式の研究がなされている(例えば、非特許文献1参照)。従来の直接検波方式に比べ、受信感度を高感度化でき、さらに受信機内でディジタル信号処理を行うことにより、波長分散や、偏波モード分散などの波形歪みを精度よく等化可能である。このため、特に光デバイスでは、補償が困難で、高速光信号の伝送距離を著しく制限していた偏波モード分散が、補償可能になり、100Gb/s/ch級の光信号の伝送距離が劇的に延伸した。 In recent years, a coherent transmission method using digital signal processing has been actively studied, and in particular, a coherent transmission method employing QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) has been studied (for example, see Non-Patent Document 1). Compared with the conventional direct detection method, the reception sensitivity can be increased, and waveform processing such as chromatic dispersion and polarization mode dispersion can be accurately equalized by performing digital signal processing in the receiver. For this reason, especially in an optical device, it is difficult to compensate, and polarization mode dispersion, which has significantly limited the transmission distance of a high-speed optical signal, can be compensated, and the transmission distance of a 100 Gb / s / ch class optical signal is dramatic. Stretched.
ディジタルコヒーレント方式は、準静的な波長分散を固定のディジタルフィルタで補償し、変動のある偏波モード分散を、ブラインドアルゴリズムに基づいた少数タップの適応フィルタで補償する方法を採用している。これにより、高速で、高周波数利用効率の光チャネルの長距離伝送が可能になった。QPSKのような多値変調技術を用いる他に、周波数利用効率を上昇させるために、偏波多重技術を用いており、受信器において、CMA(Constant modulus Algorithm)に代表されるブラインドアルゴリズムに基づく適応フィルタで偏波分離を行っている。 The digital coherent method employs a method in which quasi-static chromatic dispersion is compensated by a fixed digital filter, and fluctuation polarization mode dispersion is compensated by a small-tap adaptive filter based on a blind algorithm. As a result, long-distance transmission of an optical channel with high frequency and high frequency utilization efficiency has become possible. In addition to using multilevel modulation technology such as QPSK, polarization multiplexing technology is used to increase frequency utilization efficiency, and adaptation based on a blind algorithm typified by CMA (Constant modulus Algorithm) in the receiver Polarization separation is performed with a filter.
また、さらなる周波数利用効率向上のため、8値以上のQAM(Quadrature Amplitude modulation)フォーマットの研究も行われており(例えば、非特許文献2参照)、光信号の高密度化が進んでいる。これらの方式は、適応等化アルゴリズムとして、判定帰還型最小二乗平均アルゴリズム(DD−LMS:Decision Directed Least mean square)を採用している。 In addition, in order to further improve the frequency utilization efficiency, research on a QAM (Quadrature Amplitude Modulation) format of 8 values or more has been conducted (for example, see Non-Patent Document 2), and the density of optical signals has been increased. These systems employ a decision feedback type least mean square (DD-LMS) algorithm as an adaptive equalization algorithm.
DD−LMSアルゴリズムは、光受信信号の等化だけでなく、位相リカバリも行うことが可能なアルゴリズムであるが、キャリア周波数オフセットや、高速な位相オフセットが存在する状況下では、収束が困難である。 The DD-LMS algorithm is an algorithm that can perform not only equalization of an optical reception signal but also phase recovery, but it is difficult to converge in a situation where a carrier frequency offset or a high-speed phase offset exists. .
図7(a)、(b)は、従来技術による光多値偏波多重信号の受信機の構成を示すブロック図である。図7(a)において、光伝送路を介して光フロントエンドに入力された偏波多重光信号は、A/D変換器1〜4において、2サンプル/シンボルでディジタル複素信号列に変換され、波長分散補償回路5で、光伝送路上で受けた波長分散の影響が補償され、バタフライ型の適応フィルタ6で、偏波多重信号の成分分離、偏波モード分散による歪み等化、光フィルタやフロントエンドでの信号歪み要因の等化が行われる。
FIGS. 7A and 7B are block diagrams showing the configuration of a conventional receiver for optical multilevel polarization multiplexed signals. In FIG. 7A, the polarization multiplexed optical signal input to the optical front end via the optical transmission line is converted into a digital complex signal sequence at 2 samples / symbol in the A / D converters 1 to 4. The chromatic dispersion compensation circuit 5 compensates for the influence of chromatic dispersion received on the optical transmission line, and the butterfly
このとき、タップ係数演算回路7、8は、各々、適応等化のタップ係数の初期収束を、CMAベースのアルゴリズムを用いて行い、最尤推定法などのアルゴリズムによって周波数オフセットや位相オフセットを推定する。位相オフセット補償回路9、10では、位相のオフセット補償を行い、周波数オフセット補償回路11、12では、周波数のオフセット補償を行い、最終的に、判定回路13、14で、シンボル点が判定される。
At this time, each of the tap
その後、安定した状態になると、図7(b)に示すように、タップ係数演算回路7a、7bにおいて、DD−LMSをタップ係数演算に用い、位相オフセット補償回路9、10、及び周波数オフセット補償回路11、12における、周波数オフセット補償、位相オフセット補償のアルゴリズムも、判定指向のアルゴリズムに切り替える。
After that, when the state becomes stable, as shown in FIG. 7B, in the tap coefficient calculation circuits 7a and 7b, the DD-LMS is used for the tap coefficient calculation, and the phase
多値QAM信号でCMAを用いる場合、vitervi&viterviアルゴリズムや、最尤推定法で位相オフセット・周波数オフセット推定が可能ではあるものの、アルゴリズムが複雑化し、さらに、これらの推定アルゴリズムは、DD−LMSに移行した際には使用されない。また、CMAは、受信した光信号の状態によっては、送信された偏波多重信号の同一の偏波成分を補足する可能性がある。 When CMA is used for multi-level QAM signals, phase offset / frequency offset estimation is possible with the vitervi & vitervi algorithm or the maximum likelihood estimation method, but the algorithm has become complicated, and these estimation algorithms have moved to DD-LMS. Not used when. Moreover, CMA may supplement the same polarization component of the transmitted polarization multiplexed signal depending on the state of the received optical signal.
このように、従来のブラインドアルゴリズムを初期収束に用いた8値以上の多値のディジタルコヒーレント受信方式では、偏波多重信号を偏波分離する際に、同一偏波補足問題や、タップ係数演算アルゴリズムの切り替え後に、位相オフセット・周波数オフセット推定のアルゴリズムを切り替える必要があり、回路構成が複雑になるという問題があった。また、従来のアルゴリズムでは、偏波分離の際に、X偏波、Y偏波と分離すべき信号を、X偏波、X偏波、またはY偏波、Y偏波と同一の偏波を捕捉する場合があるという問題があった。 As described above, in the multi-value digital coherent reception system of eight or more values using the conventional blind algorithm for the initial convergence, when the polarization multiplexed signal is separated by polarization, the same polarization supplement problem or the tap coefficient calculation algorithm is used. After switching, it is necessary to switch the phase offset / frequency offset estimation algorithm, resulting in a problem that the circuit configuration becomes complicated. In the conventional algorithm, the signal to be separated from the X polarization and the Y polarization is separated into the X polarization, the X polarization, the Y polarization, and the Y polarization. There was a problem that it might be captured.
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、回路構成を簡素化することができ、また、同一の偏波を捕捉することを防ぐことができるディジタルサンプル処理方法、ディジタルサンプル処理装置、及びプログラムを提供することにある。 The present invention has been made in consideration of such circumstances, and an object of the present invention is to simplify digital circuit processing that can simplify the circuit configuration and prevent the same polarization from being captured. A method, a digital sample processing apparatus, and a program are provided.
上述した課題を解決するために、本発明は、多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理する方法であって、前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償ステップと、前記波長分散補償ステップから出力された信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理ステップと、前記等化処理ステップで得られた出力信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償ステップと、前記周波数オフセット補償ステップで得られた出力信号のシンボル判定を行う信号判定ステップと、前記周波数オフセット補償ステップで用いる周波数オフセット値を、前記周波数オフセット補償ステップで得られた出力信号と前記信号判定ステップで得られた出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算ステップと、前記等化処理ステップで用いる等化係数を、前記信号判定ステップにより得られた出力信号と前記周波数オフセット演算ステップで算出された周波数オフセット値と前記等化処理ステップで得られた出力信号とを用いて算出する係数演算ステップとを含み、前記係数演算ステップは、前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるY偏波の等化係数がX偏波の等化係数と相関を持たないように、X偏波成分を用いてY偏波成分を取得するように等化係数を算出することを特徴とするディジタルサンプル処理方法である。 In order to solve the above-described problem, the present invention provides a method for processing a digital sample sequence of a multilevel optical polarization multiplexed signal by a coherent receiver that receives the multilevel optical polarization multiplexed signal. Chromatic dispersion compensation step for compensating for chromatic dispersion of optical polarization multiplexed signal, and equalization for polarization separation, polarization mode dispersion compensation, and residual signal distortion compensation of the signal output from the chromatic dispersion compensation step A processing step, a frequency offset compensation step for compensating a frequency offset of the output signal obtained in the equalization processing step, a signal judgment step for performing symbol judgment of the output signal obtained in the frequency offset compensation step, and the frequency The frequency offset value used in the offset compensation step is the same as the output signal obtained in the frequency offset compensation step and the signal determination step. The frequency offset calculation step calculated using the output signal obtained in the step and the equalization coefficient used in the equalization processing step are calculated in the output signal obtained in the signal determination step and the frequency offset calculation step. A coefficient calculation step of calculating using the frequency offset value obtained and the output signal obtained in the equalization processing step, wherein the coefficient calculation step is a polarization component of the multilevel optical polarization multiplexed signal The equalization coefficient is calculated so that the Y polarization component is acquired using the X polarization component so that the Y polarization equalization coefficient does not correlate with the X polarization equalization coefficient. This is a digital sample processing method.
本発明は、上記の発明において、前記係数演算ステップは、ディジタルサンプル列の2つの偏波成分の実部(Ich)、及び虚部(Qch)において別個に等化係数の誤差値を演算し、適応的に等化係数を更新し、前記等化処理ステップは、前記係数演算ステップで算出された等化係数を用いて出力信号のキャリア位相を復元することを特徴とする。 According to the present invention, in the above invention, the coefficient calculation step calculates an error value of the equalization coefficient separately in a real part (Ich) and an imaginary part (Qch) of two polarization components of the digital sample sequence, The equalization coefficient is adaptively updated, and the equalization processing step restores the carrier phase of the output signal using the equalization coefficient calculated in the coefficient calculation step.
本発明は、上記の発明において、前記周波数オフセット演算ステップは、等化係数演算の収束の初期段階では、信号判定ステップの出力値の符号のみを用いて周波数オフセット値の推定を行うことを特徴とする。 The present invention is characterized in that, in the above invention, the frequency offset calculation step estimates the frequency offset value using only the sign of the output value of the signal determination step in the initial stage of convergence of the equalization coefficient calculation. To do.
また、上述した課題を解決するために、本発明は、多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理するディジタルサンプル処理装置であって、前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償回路と、与えられる等化係数に基づいて、前記波長分散補償回路から出力された信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理回路と、前記等化処理回路から出力された信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償回路と、前記周波数オフセット補償回路から出力された信号のシンボル判定を行う信号判定回路と、前記周波数オフセット補償回路で用いる周波数オフセット値を、前記周波数オフセット補償回路の出力信号と前記信号判定回路の出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算回路と、前記等化処理回路で用いる等化係数を、前記信号判定回路の出力信号と前記周波数オフセット演算回路で演算された周波数オフセット値と前記等化処理回路の出力信号とを用いて演算する係数演算回路とを備え、前記係数演算回路は、前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるY偏波の等化係数がX偏波の等化係数と相関を持たないように、X偏波成分を用いてY偏波成分を取得するように等化係数を算出することを特徴とするディジタルサンプル処理装置である。 In order to solve the above-described problem, the present invention provides a coherent receiver that receives a multilevel optical polarization multiplexed signal, and a digital sample processing apparatus that processes a digital sample sequence of the multilevel optical polarization multiplexed signal. A chromatic dispersion compensation circuit that performs chromatic dispersion compensation processing of the multi-level optical polarization multiplexed signal, and polarization separation and polarization of the signal output from the chromatic dispersion compensation circuit based on an equalization coefficient given thereto. An equalization processing circuit that performs wave mode dispersion compensation and residual signal distortion compensation, a frequency offset compensation circuit that compensates a frequency offset of a signal output from the equalization processing circuit, and a signal output from the frequency offset compensation circuit A signal determination circuit that performs symbol determination of the frequency offset value used in the frequency offset compensation circuit, and an output signal of the frequency offset compensation circuit A frequency offset calculation circuit that calculates using an output signal of the signal determination circuit, and an equalization coefficient used in the equalization processing circuit, and a frequency offset calculated by the output signal of the signal determination circuit and the frequency offset calculation circuit. A coefficient calculation circuit that calculates a value and an output signal of the equalization processing circuit, and the coefficient calculation circuit equalizes the Y polarization equalization coefficient that is a polarization component of the multilevel optical polarization multiplexed signal The digital sample processing apparatus is characterized in that the equalization coefficient is calculated so as to obtain the Y polarization component using the X polarization component so that there is no correlation with the equalization coefficient of the X polarization.
本発明は、上記の発明において、前記係数演算回路は、ディジタルサンプル列の2つの偏波成分の実部(Ich)、及び虚部(Qch)において別個に等化係数の誤差値を演算し、適応的に等化係数を更新し、前記等化処理回路は、前記係数演算回路で算出された等化係数を用いて出力信号のキャリア位相を復元することを特徴とする。 The present invention is the above invention, wherein the coefficient calculation circuit calculates an error value of the equalization coefficient separately in a real part (Ich) and an imaginary part (Qch) of two polarization components of a digital sample sequence, The equalization coefficient is adaptively updated, and the equalization processing circuit restores the carrier phase of the output signal using the equalization coefficient calculated by the coefficient calculation circuit.
本発明は、上記の発明において、前記周波数オフセット演算回路は、前記係数演算回路による等化係数演算の収束の初期段階では、前記信号判定回路の出力値の符号を用いて周波数オフセット値を算出することを特徴とする。 According to the present invention, in the above invention, the frequency offset calculation circuit calculates a frequency offset value by using a sign of an output value of the signal determination circuit in an initial stage of convergence of the equalization coefficient calculation by the coefficient calculation circuit. It is characterized by that.
また、上述した課題を解決するために、本発明は、多値光偏波多重信号を受信するコヒーレント受信器で、前記多値光偏波多重信号のディジタルサンプル列を処理するディジタルサンプル処理装置のコンピュータに、前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償機能、前記波長分散補償機能で得られた出力信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理機能、前記等化処理機能で得られた出力信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償機能、前記周波数オフセット補償機能で得られた出力信号のシンボル判定を行う信号判定機能、前記周波数オフセット補償で用いる周波数オフセット値を、周波数オフセット補償機能で得られた出力信号と前記信号判定機能で得られた出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算機能、前記信号判定機能で得られた出力信号と前記周波数オフセット演算機能で算出された周波数オフセット値と前記等化処理機能で得られた出力信号とを用いて、前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるY偏波の等化係数がX偏波の等化係数と相関を持たないように、X偏波成分を用いてY偏波成分を取得するようにして、前記等化処理機能で用いる等化係数を算出する係数演算機能を実行させることを特徴とするプログラムである。 In order to solve the above-described problem, the present invention provides a coherent receiver that receives a multilevel optical polarization multiplexed signal, and a digital sample processing device that processes a digital sample sequence of the multilevel optical polarization multiplexed signal. A chromatic dispersion compensation function for performing chromatic dispersion compensation processing of the multilevel optical polarization multiplexed signal on a computer, polarization separation of the output signal obtained by the chromatic dispersion compensation function, polarization mode dispersion compensation, and residual signal distortion An equalization processing function for performing compensation, a frequency offset compensation function for compensating for a frequency offset of the output signal obtained by the equalization processing function, a signal determination function for performing symbol determination of the output signal obtained by the frequency offset compensation function, The frequency offset value used in the frequency offset compensation is the output signal obtained by the frequency offset compensation function and the output obtained by the signal determination function. Using the frequency offset calculation function, the output signal obtained by the signal determination function, the frequency offset value calculated by the frequency offset calculation function, and the output signal obtained by the equalization function Thus, the Y polarization component is used by using the X polarization component so that the equalization coefficient of the Y polarization, which is the polarization component of the multilevel optical polarization multiplexed signal, does not correlate with the equalization coefficient of the X polarization. As a result, a coefficient calculation function for calculating an equalization coefficient used in the equalization processing function is executed.
この発明によれば、回路構成を簡素化することができ、また、同一の偏波を捕捉することを防ぐことができる。 According to the present invention, the circuit configuration can be simplified and the same polarization can be prevented from being captured.
以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
本発明は、バタフライ型FIRフィルタ回路のタップ係数演算回路に、キャリア位相が再生可能なブラインドアルゴリズム(例えば、MMA:Multi-modulus Algorithm)を用いて初期収束を行うことを特徴とする。MMAを用いることで、FIRフィルタ出力段で、位相オフセットが補償され、DD−LMSに切り替えた後も、周波数オフセット演算回路は同じアルゴリズムのまま動作を続けることになる。また、X偏波側タップ係数演算回路の結果をY偏波側のタップ係数演算回路で用いることを特徴とする。これにより、同一の偏波を捕捉することを防ぐという効果を奏する。以下、詳細に説明する。 The present invention is characterized in that initial convergence is performed using a blind algorithm (for example, MMA: Multi-modulus Algorithm) capable of reproducing a carrier phase in a tap coefficient calculation circuit of a butterfly FIR filter circuit. By using MMA, the phase offset is compensated at the output stage of the FIR filter, and the frequency offset calculation circuit continues to operate with the same algorithm even after switching to DD-LMS. Further, the result of the X polarization side tap coefficient calculation circuit is used in the Y polarization side tap coefficient calculation circuit. This produces an effect of preventing the same polarization from being captured. Details will be described below.
まず、本実施形態の説明において使用する変数、定数及び記号を示す。
X0(t),Y0(t):波長分差補償回路の出力信号
X1(t),Y1(t):バタフライ型FIRフィルタ回路の出力信号
X2(t),Y2(t):周波数オフセット補償回路の出力信号
Hxx,Hxy,Hyx,Hyy:バタフライ型FIRフィルタのタップ係数
μ:タップ係数のステップサイズ
εx,εy:X偏波及びY偏波における誤差信号
θxn,θyn:X偏波及びY偏波に対する位相を補正する値
η:時刻の経過により減衰する実数係数
εpol:誤差信号
ν:忘却係数
α(n):X偏波出力とY偏波出力との相関値
Sx(n),Sy(n):判定回路の出力信号
φx(n),φy(n):位相検出回路の出力信号
φxn,φyn:NCO(Numerically-Controlled Oscillator)への入力信号
K1,K2:位相検出回路における比例経路、積分経路のゲイン
R:等化する信号の多値数に応じた定数
First, variables, constants, and symbols used in the description of this embodiment are shown.
X 0 (t), Y 0 (t): Output signal of wavelength difference compensation circuit X 1 (t), Y 1 (t): Output signal of butterfly FIR filter circuit X 2 (t), Y 2 (t ): output signal H xx frequency offset compensation circuit, H xy, H yx, H yy: tap coefficients of butterfly FIR filter mu: step size epsilon x tap coefficients, epsilon y: error in X polarization and Y polarization Signals θ xn , θ yn : Values for correcting the phase with respect to X polarization and Y polarization η: Real number coefficient that attenuates as time elapses ε pol : Error signal ν: Forgetting factor α (n): X polarization output and Y Correlation values with polarization output S x (n), S y (n): output signals of determination circuit φ x (n), φ y (n): output signals of phase detection circuit φ xn , φ yn : NCO ( Input signals to Numerically-Controlled Oscillator) K1, K2: Proportional path in the phase detector circuit, the gain of the integral path R: constant corresponding to the multi-level number of the equalized signal
図1は、本発明の実施形態による光コヒーレント受信機の構成例を示すブロック図である。なお、図7に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。光伝送路を介して光フロントエンドに入力された偏波多重光信号は、A/D変換器1〜4において、2サンプル/シンボルでディジタル複素信号列に変換される。ディジタル複素信号列は、波長分散補償回路5に入力され、光伝送路上で受けた波長分散の影響を補償する。 FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of an optical coherent receiver according to an embodiment of the present invention. It should be noted that portions corresponding to those in FIG. The polarization multiplexed optical signal input to the optical front end via the optical transmission line is converted into a digital complex signal sequence at 2 samples / symbol in the A / D converters 1 to 4. The digital complex signal sequence is input to the chromatic dispersion compensation circuit 5 and compensates for the influence of chromatic dispersion received on the optical transmission line.
より具体的には、波長分散補償回路5は、例えば、波長分散量から波長分散の伝達関数を演算し、周波数領域で等化を行う。また、波長分散の伝達関数からそのインパルスレスポンスを演算し、時間領域のFIRフィルタで波長分散の補償を行ってもよい。波長分散補償回路5から出力されたディジタル複素信号列は、バタフライ型FIRフィルタ回路6に入力される。
More specifically, the chromatic dispersion compensation circuit 5 calculates, for example, a chromatic dispersion transfer function from the chromatic dispersion amount, and performs equalization in the frequency domain. Further, the impulse response may be calculated from the transfer function of chromatic dispersion, and the chromatic dispersion may be compensated by a time domain FIR filter. The digital complex signal sequence output from the chromatic dispersion compensation circuit 5 is input to the butterfly
波長分散補償回路5から出力される各偏波成分を、信号X0(t),信号Y0(t)とし、バタフライ型のFIRフィルタの各成分を、Hxx,Hxy,Hyx,Hyyと置くと、バタフライ型FIRフィルタ回路6から出力される信号X1(t),信号Y1(t)は、次式(1)で与えられる。
The polarization components output from the chromatic dispersion compensation circuit 5 are the signal X 0 (t) and the signal Y 0 (t), and the butterfly FIR filter components are H xx , H xy , H yx , H When yy is set, the signal X 1 (t) and the signal Y 1 (t) output from the butterfly
ここで、タップ係数Hxx,Hxy,Hyx,Hyyにより表される行列Hは、タップ数LのFIRフィルタを示す行列であり、タップ係数Hxx,Hxyには、タップ係数演算回路20で逐次演算されたタップ係数が設定され、タップ係数Hyx,Hyyには、タップ演算回路21で逐次演算されたタップ係数が設定される。このバタフライ型FIRフィルタ回路6により、偏波多重信号の成分分離、偏波モード分散による歪み等化、光フィルタや、フロントエンドでの信号歪み要因の等化が行われる。
Here, the tap coefficient H xx, H xy, H yx, matrix H represented by H yy is a matrix showing the FIR filter taps L, tap coefficient H xx, the H xy, tap coefficient computing circuit is set sequentially calculated tap coefficients at 20, the tap coefficients H yx, the H yy, sequentially calculated tap coefficients in the tap
次に、周波数オフセット補償回路15、16は、各々、周波数オフセット演算回路22、23で演算された周波数オフセット値を用いて、バタフライ型FIRフィルタ回路6から出力されたディジタル複素信号列X1,Y1の周波数オフセットを補償し、最後に判定回路13、14によってシンボル点が判定される。
Next, the frequency offset
次に、本実施形態によるタップ係数演算回路20、21のアルゴリズム切り替えと周波数オフセット補償とについて説明する。タップ係数演算回路20、21では、キャリア位相が再生可能なブラインドアルゴリズム、例えば、MMA(Multi-modulus Algorithm)を用いて初期収束を行う。ここで、タップ係数演算回路21では、X偏波側のタップ係数演算回路20の結果を用いて演算を実行し、同一の偏波成分補足を回避する。
Next, algorithm switching and frequency offset compensation of the tap
MMAを用いることで、バタフライ型FIRフィルタ回路6の出力信号は、自動的にキャリア位相がリカバリされた状態になる。光送信器の光源と受信機内の局部発振光源の周波数オフセットが残留しているため、周波数オフセット補償をバタフライ型FIR型フィルタ回路6の出力段で行う。
By using MMA, the output signal of the butterfly
タップ係数、及び周波数オフセット推定の収束後、DD−LMSアルゴリズムに移行する。MMAを用いて演算されるタップ係数は、入力信号列に対して多値信号のシンボル点を復元するので、DD−LMSにアルゴリズムを切り替えた時に、等化係数をそのまま引き継ぐことができる。 After convergence of the tap coefficient and frequency offset estimation, the process proceeds to the DD-LMS algorithm. Since the tap coefficient calculated using MMA restores the symbol point of the multi-level signal with respect to the input signal sequence, the equalization coefficient can be inherited as it is when the algorithm is switched to DD-LMS.
DD−LMSに移行した際も、周波数オフセット推定のアルゴリズム切り替えを行う必要はなく、周波数オフセット演算回路22、23は、動作を続け、MMA動作時と同様に周波数オフセットを補償する。 When shifting to DD-LMS, it is not necessary to switch the algorithm for frequency offset estimation, and the frequency offset calculation circuits 22 and 23 continue to operate and compensate for the frequency offset in the same way as during MMA operation.
タップ係数演算回路20、21で用いる更新式は、数式(2)で与えられる。nは処理するディジタルサンプル列を表す。例えば、行列Hのタップ数が5の場合、波長分散補償回路5の出力の複素共役X0 *(n)は、長さ5の複素信号列ベクトルである。θxn,θynは、X偏波、Y偏波成分それぞれの周波数オフセット演算回路22、23で推定された位相補正項である。μは、係数更新のステップサイズである。εx,εyは、誤差信号を表す。従来方式のように、図7(a)、(b)に示す位相オフセット補償回路9、10を別途設けなくても受信が可能になる。
The update formula used in the tap
また、各偏波成分の判定回路13、14に入力される信号X2,Y2は、数式(3)で与えられる。
The signals X 2 and Y 2 input to the respective polarization
本実施形態では、アルゴリズムによらず同一の更新式を用いるため、誤差信号εx,εy、及び周波数オフセット演算回路22、23で演算される位相補正項θxn,θynの演算式のみを、初期収束と収束後とで、下記に記述するように切り替えればよい。MMAを用いる場合の誤差信号は、数式(4)を用いて演算する。Re[*]は、変数の実部、Im[*]は、変数の虚部を出力する関数である。Rは定数で、等化する信号の多値数によって最適値が異なる。 In the present embodiment, since the same update formula is used regardless of the algorithm, only the calculation formulas of the error signals ε x and ε y and the phase correction terms θ xn and θ yn calculated by the frequency offset calculation circuits 22 and 23 are obtained. Switching between initial convergence and after convergence may be performed as described below. The error signal when MMA is used is calculated using Equation (4). Re [ * ] is a function that outputs the real part of the variable, and Im [ * ] is a function that outputs the imaginary part of the variable. R is a constant, and the optimum value varies depending on the number of multilevel signals to be equalized.
ここで本実施形態の特徴は、X偏波の出力信号X2を用いた数式(5)で表される誤差信号εpolをY偏波の誤差信号に加算することで、同一偏波の補足を回避するところにある。α(n)は、サンプルnにおける、X偏波出力とY偏波出力の相関を表す。ηは、時刻の経過により減衰する実数係数である。νは、1より小さい実数の忘却係数である。 Here, the feature of the present embodiment is that the error signal ε pol expressed by Expression (5) using the output signal X 2 of X polarization is added to the error signal of Y polarization, thereby supplementing the same polarization. There is a place to avoid. α (n) represents the correlation between the X polarization output and the Y polarization output in sample n. η is a real coefficient that attenuates over time. ν is a real forgetting factor smaller than 1.
数式(5)では、1シンボルを用いて、同一偏波補足を回避するが、α(n)を拡張して前後の数シンボルのX2を用いて誤差信号εpolを演算してもよい。MMAによりタップ係数が収束した後は、数式(6)に従うDD−LMSによりタップ係数の更新演算を行う。Sx(n),Sy(n)は、n番目のシンボルの判定回路13、14の出力結果を示す信号である。
In Equation (5), supplementation of the same polarization is avoided by using one symbol, but the error signal ε pol may be calculated by extending α (n) and using X 2 of several symbols before and after. After the tap coefficient is converged by MMA, the tap coefficient is updated by DD-LMS according to Equation (6). S x (n) and S y (n) are signals indicating the output results of the
次に、周波数オフセット演算回路22、23について説明する。周波数オフセット演算回路22、23は、各々、位相検出回路22−1、23−1、ループフィルタ22−2、23−2、及びNCO(Numerically-Controlled Oscillator)22−3、23−3を備えている。 Next, the frequency offset calculation circuits 22 and 23 will be described. The frequency offset calculation circuits 22 and 23 include phase detection circuits 22-1 and 23-1, loop filters 22-2 and 23-2, and NCO (Numerically-Controlled Oscillator) 22-3 and 23-3, respectively. Yes.
図2は、本実施形態による周波数オフセット演算回路22、23のループフィルタ22−2、23−2の構成例を示すブロック図である。ループフィルタ22−2、23−2として、図2のような一般的なアクティブフィルタを用いる場合、NCO(Numerically-Controlled Oscillator)22−3、23−3に入力される信号φxn,φynは、数式(7)で与えられる。 FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of the loop filters 22-2 and 23-2 of the frequency offset calculation circuits 22 and 23 according to the present embodiment. When a general active filter as shown in FIG. 2 is used as the loop filters 22-2 and 23-2, signals φ xn and φ yn input to NCO (Numerically-Controlled Oscillator) 22-3 and 23-3 are , Given by equation (7).
φx,φyは、位相検出回路22−1、23−1の出力である。K1,K2は、アクティブフィルタのゲインで、K1は、比例経路、K2は、積分経路のゲインである。K1,K2を調整することにより、補償可能な周波数オフセット量、及び収束時間を設定することができる。NCO22−3、23−3の出力位相θxn,θynは、φxn,φynをそれぞれ時間積分して得られる。 φ x and φ y are outputs of the phase detection circuits 22-1 and 23-1. K 1 and K 2 are the gains of the active filter, K 1 is the proportional path, and K 2 is the gain of the integration path. By adjusting K 1 and K 2 , a frequency offset amount that can be compensated and a convergence time can be set. The output phases θ xn and θ yn of the NCOs 22-3 and 23-3 are obtained by time integration of φ xn and φ yn , respectively.
本実施形態では、収束速度を早めるため、位相検出回路22−1、23−1は、周波数オフセット推定値の収束状態により位相検出方法を切り替える。周波数オフセット推定値が真の値より離れている場合、判定回路13、14の出力の信頼度が低い。このときは、判定回路13、14の出力の符号を用いて、数式(8)に従って位相を検出する。Sign(*)は、変数の符号を出力する関数である。
In the present embodiment, in order to increase the convergence speed, the phase detection circuits 22-1 and 23-1 switch the phase detection method depending on the convergence state of the frequency offset estimation value. When the estimated frequency offset is far from the true value, the reliability of the outputs of the
周波数オフセット値、及び等化フィルタの係数がある程度収束し、判定回路13、14の出力の信頼度が向上したときには、位相検出回路22−1、23−1は、数式(9)に従い、精度良く位相誤差を検出し、周波数オフセット推定の精度を向上させる。
When the frequency offset value and the coefficient of the equalization filter converge to some extent and the reliability of the outputs of the
図3は、本発明の実施形態による光コヒーレント受信機の動作を説明するためのフローチャートである。まず、波長分散補償回路5は、A/D変換器1〜4で2サンプル/シンボルでディジタル複素信号列に変換された光信号の波長分散の補償処理を行う(ステップS1)。次に、バタフライ型FIRフィルタ回路6は、所定の等化係数に従って、波長分散補償回路5から出力される信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う(等化処理)(ステップS2)。
FIG. 3 is a flowchart for explaining the operation of the optical coherent receiver according to the embodiment of the present invention. First, the chromatic dispersion compensation circuit 5 performs chromatic dispersion compensation processing of the optical signal converted into a digital complex signal sequence at 2 samples / symbol by the A / D converters 1 to 4 (step S1). Next, the butterfly
次に、周波数オフセット補償回路15、16は、上記等化処理された信号の周波数オフセットを補償し(ステップS3)、判定回路13、14は、周波数オフセット補償された信号のシンボル判定を行う(ステップS4)。次に、周波数オフセット演算回路22、23は、周波数オフセット補償で用いる周波数オフセット値を、周波数オフセット補償回路15、16の出力信号と判定回路13、14の出力信号(シンボル判定結果)とを用いて演算する(ステップS5)。
Next, the frequency offset
そして、タップ係数演算回路20、21は、判定回路13、14の出力信号(シンボル判定結果)と周波数オフセット演算回路22、23で推定された周波数オフセット値とバタフライ型FIRフィルタ回路6の出力信号とを用いて、等化処理で用いる等化係数を演算する(ステップS6)。このとき、タップ係数演算回路21は、Y偏波の等化係数がX偏波の等化係数と相関を持たないように、X偏波側のタップ係数演算回路20の出力を用いて、偏波多重信号の異なる偏波成分であるY偏波成分を取得するように等化係数を演算する。これにより、同一の偏波成分補足を回避する。
The tap
図4、及び図5は、本実施形態よる、160Gb/s、16QAM信号、及び240Gb/s、64QAM信号の偏波多重信号を復調したコンスタレーションを示す図である。また、図6は、本実施形態よる、160Gb/sの偏波多重16QAM信号を用いた伝送実験の結果を示す図ある。誤り訂正符号(FEC)の閾値である9.1dBを3120km伝送後で超えており、長距離伝送後でも品質良く多値信号を受信できることが分かる。 4 and 5 are diagrams showing constellations obtained by demodulating a 160 Gb / s, 16 QAM signal and a polarization multiplexed signal of 240 Gb / s, 64 QAM signal according to the present embodiment. FIG. 6 is a diagram showing a result of a transmission experiment using a polarization-division multiplexed 16QAM signal of 160 Gb / s according to the present embodiment. The error correction code (FEC) threshold value of 9.1 dB is exceeded after 3120 km transmission, and it can be seen that a multilevel signal can be received with good quality even after long distance transmission.
以上説明したように、本発明によれば、コヒーレント光伝送システムにおいて、既知信号を用いずに多値光偏波多重信号を同一偏波補足せずに高品質で受信できる。 As described above, according to the present invention, in a coherent optical transmission system, a multilevel optical polarization multiplexed signal can be received with high quality without supplementing the same polarization without using a known signal.
1〜4 A/D
5 波長分散補償回路
6 バタフライ型FIRフィルタ回路
13、14 判定回路
15、16 周波数オフセット補償回路
20、21 タップ係数演算回路
22、23 周波数オフセット演算回路
22−1、23−1 位相検出回路
22−2、23−2 ループフィルタ
22−3、23−3 NCO
1-4 A / D
DESCRIPTION OF SYMBOLS 5 Chromatic
Claims (7)
前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償ステップと、
前記波長分散補償ステップから出力された信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理ステップと、
前記等化処理ステップで得られた出力信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償ステップと、
前記周波数オフセット補償ステップで得られた出力信号のシンボル判定を行う信号判定ステップと、
前記周波数オフセット補償ステップで用いる周波数オフセット値を、前記周波数オフセット補償ステップで得られた出力信号と前記信号判定ステップで得られた出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算ステップと、
前記等化処理ステップで用いる等化係数を、前記信号判定ステップにより得られた出力信号と前記周波数オフセット演算ステップで算出された周波数オフセット値と前記等化処理ステップで得られた出力信号とを用いて算出する係数演算ステップと
を含み
前記係数演算ステップは、
前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるY偏波の等化係数がX偏波の等化係数と相関を持たないように、X偏波成分を用いてY偏波成分を取得するように等化係数を算出する
ことを特徴とするディジタルサンプル処理方法。 A method of processing a digital sample sequence of the multilevel optical polarization multiplexed signal with a coherent receiver that receives the multilevel optical polarization multiplexed signal,
A chromatic dispersion compensation step for performing chromatic dispersion compensation processing of the multilevel optical polarization multiplexed signal;
Equalization processing step for performing polarization separation, polarization mode dispersion compensation, and residual signal distortion compensation of the signal output from the chromatic dispersion compensation step;
A frequency offset compensation step for compensating a frequency offset of the output signal obtained in the equalization processing step;
A signal determination step for performing symbol determination of the output signal obtained in the frequency offset compensation step;
A frequency offset calculation step for calculating the frequency offset value used in the frequency offset compensation step using the output signal obtained in the frequency offset compensation step and the output signal obtained in the signal determination step;
The equalization coefficient used in the equalization processing step uses the output signal obtained in the signal determination step, the frequency offset value calculated in the frequency offset calculation step, and the output signal obtained in the equalization processing step. The coefficient calculation step includes the following steps:
The Y polarization component is acquired using the X polarization component so that the Y polarization equalization coefficient that is the polarization component of the multi-level optical polarization multiplexed signal does not correlate with the X polarization equalization coefficient. A digital sample processing method characterized in that an equalization coefficient is calculated as follows.
ディジタルサンプル列の2つの偏波成分の実部(Ich)、及び虚部(Qch)において別個に等化係数の誤差値を演算し、適応的に等化係数を更新し、
前記等化処理ステップは、
前記係数演算ステップで算出された等化係数を用いて出力信号のキャリア位相を復元する
ことを特徴とする請求項1記載のディジタルサンプル処理方法。 The coefficient calculation step includes:
An error value of the equalization coefficient is separately calculated in the real part (Ich) and the imaginary part (Qch) of the two polarization components of the digital sample sequence, and the equalization coefficient is updated adaptively.
The equalization processing step includes
The digital sample processing method according to claim 1, wherein the carrier phase of the output signal is restored using the equalization coefficient calculated in the coefficient calculation step.
等化係数演算の収束の初期段階では、信号判定ステップの出力値の符号のみを用いて周波数オフセット値の推定を行う
ことを特徴とする請求項2記載のディジタルサンプル処理方法。 The frequency offset calculating step includes:
3. The digital sample processing method according to claim 2, wherein in the initial stage of convergence of the equalization coefficient calculation, the frequency offset value is estimated using only the sign of the output value of the signal determination step.
前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償回路と、
与えられる等化係数に基づいて、前記波長分散補償回路から出力された信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理回路と、
前記等化処理回路から出力された信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償回路と、
前記周波数オフセット補償回路から出力された信号のシンボル判定を行う信号判定回路と、
前記周波数オフセット補償回路で用いる周波数オフセット値を、前記周波数オフセット補償回路の出力信号と前記信号判定回路の出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算回路と、
前記等化処理回路で用いる等化係数を、前記信号判定回路の出力信号と前記周波数オフセット演算回路で演算された周波数オフセット値と前記等化処理回路の出力信号とを用いて演算する係数演算回路と
を備え、
前記係数演算回路は、
前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるY偏波の等化係数がX偏波の等化係数と相関を持たないように、X偏波成分を用いてY偏波成分を取得するように等化係数を算出する
ことを特徴とするディジタルサンプル処理装置。 A coherent receiver for receiving a multilevel optical polarization multiplexed signal, a digital sample processing device for processing a digital sample sequence of the multilevel optical polarization multiplexed signal,
A chromatic dispersion compensation circuit that performs chromatic dispersion compensation processing of the multilevel optical polarization multiplexed signal;
An equalization processing circuit for performing polarization separation, polarization mode dispersion compensation, and residual signal distortion compensation of a signal output from the chromatic dispersion compensation circuit based on a given equalization coefficient;
A frequency offset compensation circuit for compensating for a frequency offset of the signal output from the equalization processing circuit;
A signal determination circuit for performing symbol determination of the signal output from the frequency offset compensation circuit;
A frequency offset calculation circuit that calculates a frequency offset value used in the frequency offset compensation circuit using an output signal of the frequency offset compensation circuit and an output signal of the signal determination circuit;
A coefficient calculation circuit that calculates an equalization coefficient used in the equalization processing circuit by using an output signal of the signal determination circuit, a frequency offset value calculated by the frequency offset calculation circuit, and an output signal of the equalization processing circuit And
The coefficient arithmetic circuit is
The Y polarization component is acquired using the X polarization component so that the Y polarization equalization coefficient that is the polarization component of the multi-level optical polarization multiplexed signal does not correlate with the X polarization equalization coefficient. A digital sample processing device, characterized in that an equalization coefficient is calculated.
ディジタルサンプル列の2つの偏波成分の実部(Ich)、及び虚部(Qch)において別個に等化係数の誤差値を演算し、適応的に等化係数を更新し、
前記等化処理回路は、
前記係数演算回路で算出された等化係数を用いて出力信号のキャリア位相を復元する
ことを特徴とする請求項4に記載のディジタルサンプル処理装置。 The coefficient arithmetic circuit is
An error value of the equalization coefficient is separately calculated in the real part (Ich) and the imaginary part (Qch) of the two polarization components of the digital sample sequence, and the equalization coefficient is updated adaptively.
The equalization processing circuit includes:
The digital sample processing apparatus according to claim 4, wherein the carrier phase of the output signal is restored using the equalization coefficient calculated by the coefficient arithmetic circuit.
前記係数演算回路による等化係数演算の収束の初期段階では、前記信号判定回路の出力値の符号を用いて周波数オフセット値を算出する
ことを特徴とする請求項5に記載のディジタルサンプル処理装置。 The frequency offset calculation circuit includes:
6. The digital sample processing device according to claim 5, wherein in an initial stage of convergence of equalization coefficient calculation by the coefficient calculation circuit, a frequency offset value is calculated using a sign of an output value of the signal determination circuit.
前記多値光偏波多重信号の波長分散の補償処理を行う波長分散補償機能、
前記波長分散補償機能で得られた出力信号の偏波分離、偏波モード分散補償、及び残留信号歪み補償を行う等化処理機能、
前記等化処理機能で得られた出力信号の周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償機能、
前記周波数オフセット補償機能で得られた出力信号のシンボル判定を行う信号判定機能、
前記周波数オフセット補償で用いる周波数オフセット値を、周波数オフセット補償機能で得られた出力信号と前記信号判定機能で得られた出力信号とを用いて演算する周波数オフセット演算機能、
前記信号判定機能で得られた出力信号と前記周波数オフセット演算機能で算出された周波数オフセット値と前記等化処理機能で得られた出力信号とを用いて、前記多値光偏波多重信号の偏波成分であるY偏波の等化係数がX偏波の等化係数と相関を持たないように、X偏波成分を用いてY偏波成分を取得するようにして、前記等化処理機能で用いる等化係数を算出する係数演算機能
を実行させることを特徴とするプログラム。 In a coherent receiver that receives a multilevel optical polarization multiplexed signal, a computer of a digital sample processing device that processes a digital sample sequence of the multilevel optical polarization multiplexed signal,
A chromatic dispersion compensation function for performing chromatic dispersion compensation processing of the multilevel optical polarization multiplexed signal;
An equalization processing function for performing polarization separation of the output signal obtained by the chromatic dispersion compensation function, polarization mode dispersion compensation, and residual signal distortion compensation;
A frequency offset compensation function for compensating a frequency offset of the output signal obtained by the equalization processing function;
A signal determination function for performing symbol determination of the output signal obtained by the frequency offset compensation function;
A frequency offset calculation function for calculating a frequency offset value used in the frequency offset compensation using an output signal obtained by a frequency offset compensation function and an output signal obtained by the signal determination function;
Using the output signal obtained by the signal determination function, the frequency offset value calculated by the frequency offset calculation function, and the output signal obtained by the equalization processing function, the deviation of the multilevel optical polarization multiplexed signal is obtained. The equalization processing function acquires the Y polarization component using the X polarization component so that the equalization coefficient of the Y polarization that is the wave component does not correlate with the equalization coefficient of the X polarization. A program for executing a coefficient calculation function for calculating an equalization coefficient used in.
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