JP5305391B2

JP5305391B2 - Servo control circuit, actuator control device, and imaging device

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Publication number: JP5305391B2
Application number: JP2009074017A
Authority: JP
Inventors: 弘治齊藤
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2009-03-25
Filing date: 2009-03-25
Publication date: 2013-10-02
Anticipated expiration: 2029-03-25
Also published as: JP2010225066A

Description

この発明は、サーボ制御回路に関し、特に、比例要素、積分要素、および微分要素を含むＰＩＤ制御方式によるサーボ制御回路に関する。また、この発明は、サーボ制御によるアクチュエータの制御装置に関するとともに、このような制御装置が組み込まれたカメラなどの撮像装置に関する。 The present invention relates to a servo control circuit, and more particularly to a servo control circuit based on a PID control system including a proportional element, an integral element, and a differential element. The present invention also relates to an actuator control apparatus based on servo control and to an imaging apparatus such as a camera in which such a control apparatus is incorporated.

最近のデジタルスチルカメラやデジタルビデオカメラなどには、手振れ補正装置が搭載されている。手振れ補正装置は、カメラの振動を加速度または角速度センサで検出し、センサの検出結果に基づいて、光学系の一部である補正レンズを光軸と直交する方向に駆動することによって像振れを補正する。このとき、補正レンズの変位量は、補正レンズの位置を検出する位置センサの出力に基づいてサーボ制御される。 Recent digital still cameras and digital video cameras are equipped with a camera shake correction device. The camera shake correction device detects camera vibration using an acceleration or angular velocity sensor, and corrects image blur by driving a correction lens, which is part of the optical system, in a direction perpendicular to the optical axis based on the sensor detection result. To do. At this time, the displacement amount of the correction lens is servo-controlled based on the output of the position sensor that detects the position of the correction lens.

手振れ補正装置におけるサーボ制御では、通常、ＰＩＤ制御が用いられる。たとえば、特開２００４−１７０５９９号公報（特許文献１）には、デジタルＰＩＤ制御によって補正レンズの位置調整を行なう方法が開示されている（同文献の図４を参照）。 In the servo control in the camera shake correction device, PID control is usually used. For example, Japanese Patent Laying-Open No. 2004-170599 (Patent Document 1) discloses a method of adjusting the position of a correction lens by digital PID control (see FIG. 4 of the same document).

デジタルＰＩＤ制御では、目標値と検出信号との偏差信号に対して、比例、積分、および微分演算が行なわれる。比例演算（Ｐ）では、偏差信号に比例ゲインが乗算される。積分演算（Ｉ）では、現在までの偏差信号の和に積分ゲインが乗算される。また、微分演算（Ｄ）では、現在の偏差信号から１サンプリング時間前の偏差信号を減算した結果に、微分ゲインが乗算される。そして、上記の比例、積分、および微分演算の全ての結果の加算値が出力される。 In digital PID control, proportionality, integration, and differentiation are performed on a deviation signal between a target value and a detection signal. In the proportional calculation (P), the deviation signal is multiplied by a proportional gain. In the integral operation (I), the sum of the deviation signals up to the present is multiplied by the integral gain. In the differential operation (D), the differential gain is multiplied by the result obtained by subtracting the deviation signal one sampling time ago from the current deviation signal. Then, an added value of all the results of the above proportional, integral, and differential operations is output.

特開２００４−１７０５９９号公報JP 2004-170599 A

通常、手振れ補正装置の補正レンズはボイスコイルモータによって駆動される。この場合、手振れによる振動に対して補正レンズが素早く追従するようにボイスコイルモータを駆動する必要があるが、ボイスコイルモータは速い振動に追従しきれない場合が多い。したがって、ＰＩＤ制御でボイスコイルモータを制御する場合には、周波数応答の高域での位相遅れを改善する必要があり、この結果、ＰＩＤ制御の微分要素の微分ゲインが大きくなる。 Usually, the correction lens of the camera shake correction device is driven by a voice coil motor. In this case, it is necessary to drive the voice coil motor so that the correction lens quickly follows the vibration caused by the camera shake, but the voice coil motor often cannot follow the fast vibration. Therefore, when the voice coil motor is controlled by PID control, it is necessary to improve the phase delay in the high frequency response region, and as a result, the differential gain of the differential element of PID control is increased.

ところが、デジタルＰＩＤ制御の場合にＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換器の精度が十分でない状態で微分ゲインを大きくしすぎると、量子化誤差が制御信号に現れることになり、制御信号にノイズが含まれてしまう。たとえば、ボイスコイルモータの場合には、モータの動きに振動が生じることになる。 However, in the case of digital PID control, if the differential gain is increased too much in a state where the accuracy of the A / D (Analog to Digital) converter is not sufficient, a quantization error will appear in the control signal, and noise will appear in the control signal. It will be included. For example, in the case of a voice coil motor, vibration occurs in the movement of the motor.

この問題に対して、デジタルＰＩＤ制御器のうち微分要素のみをアナログ回路によって構成する方法が考えられる。しかしながら、そうすると、ＰＩＤ制御器の微分要素をＬＳＩ（Large-Scale Integration）回路で構成することが困難になるので、部品点数が増加するという問題が生じる。 To solve this problem, a method in which only the differential element of the digital PID controller is configured by an analog circuit is conceivable. However, in this case, it becomes difficult to configure the differential element of the PID controller with an LSI (Large-Scale Integration) circuit, which causes a problem that the number of parts increases.

この発明は、上記の問題点を考慮してなされたものである。この発明の目的は、制御周波数が高い領域においても良好な制御特性を維持するとともに、集積回路化が容易なＰＩＤ制御によるサーボ制御回路を提供することである。 The present invention has been made in consideration of the above problems. An object of the present invention is to provide a servo control circuit based on PID control which maintains good control characteristics even in a region where the control frequency is high and which can be easily integrated.

この発明は、一局面において、制御対象から検出された検出信号とサーボ制御の目標値とに基づいて、制御対象を制御する制御信号を出力するサーボ制御回路であって、差分演算部と、Ａ／Ｄ変換部と、積分演算部と、Ｄ／Ａ変換部と、加算演算部と、制御部とを備える。差分演算部は、検出信号に比例した量と第１の信号に比例した量との差を出力する。Ａ／Ｄ変換部は、差分演算部の出力をデジタル変換する。積分演算部は、Ａ／Ｄ変換部の出力の積分値に比例した量を出力する。Ｄ／Ａ変換部は、積分演算部の出力をアナログ変換して、第１の信号として出力する。加算演算部は、Ａ／Ｄ変換部の出力に比例した量と積分演算部の出力に比例した量との和を出力する。制御部は、加算演算部の出力と目標値との差に基づいて演算を行なうことによって、制御信号を生成する。 In one aspect, the present invention is a servo control circuit that outputs a control signal for controlling a controlled object based on a detection signal detected from the controlled object and a target value for servo control, the difference calculating unit, A / D conversion unit, an integration calculation unit, a D / A conversion unit, an addition calculation unit, and a control unit are provided. The difference calculation unit outputs a difference between an amount proportional to the detection signal and an amount proportional to the first signal. The A / D conversion unit digitally converts the output of the difference calculation unit. The integral calculation unit outputs an amount proportional to the integral value of the output of the A / D conversion unit. The D / A conversion unit analog-converts the output of the integration calculation unit and outputs it as a first signal. The addition operation unit outputs a sum of an amount proportional to the output of the A / D conversion unit and an amount proportional to the output of the integration operation unit. The control unit generates a control signal by performing an operation based on a difference between the output of the addition operation unit and the target value.

好ましくは、制御部は、加算演算部の出力と目標値との差に基づいてデジタルＰＩ制御演算を行なうことによって、制御信号を生成する。 Preferably, the control unit generates a control signal by performing a digital PI control calculation based on a difference between the output of the addition calculation unit and the target value.

この発明は、他の局面において、制御対象から検出された検出信号とサーボ制御の目標値とに基づいて、制御対象を制御する制御信号を出力するサーボ制御回路であって、差分演算部と、Ａ／Ｄ変換部と、積分演算部と、Ｄ／Ａ変換部と、加算演算部と、制御部とを備える。差分演算部は、検出信号と目標値との差に比例した量と第１の信号に比例した量との差を出力する。Ａ／Ｄ変換部は、差分演算部の出力をデジタル変換する。積分演算部は、Ａ／Ｄ変換部の出力の積分値に比例した量を出力する。Ｄ／Ａ変換部は、積分演算部の出力をアナログ変換して、第１の信号として出力する。加算演算部は、Ａ／Ｄ変換部の出力に比例した量と積分演算部の出力に比例した量との和を出力する。制御部は、加算演算部の出力に基づいて演算を行なうことによって、制御信号を生成する。 In another aspect, the present invention is a servo control circuit that outputs a control signal for controlling a control target based on a detection signal detected from the control target and a target value for servo control, and a difference calculation unit; An A / D conversion unit, an integration calculation unit, a D / A conversion unit, an addition calculation unit, and a control unit are provided. The difference calculation unit outputs a difference between an amount proportional to the difference between the detection signal and the target value and an amount proportional to the first signal. The A / D conversion unit digitally converts the output of the difference calculation unit. The integral calculation unit outputs an amount proportional to the integral value of the output of the A / D conversion unit. The D / A conversion unit analog-converts the output of the integration calculation unit and outputs it as a first signal. The addition operation unit outputs a sum of an amount proportional to the output of the A / D conversion unit and an amount proportional to the output of the integration operation unit. A control part produces | generates a control signal by calculating based on the output of an addition calculating part.

好ましくは、制御部は、加算演算部の出力に基づいてデジタルＰＩ制御演算を行なうことによって、制御信号を生成する。 Preferably, the control unit generates a control signal by performing a digital PI control calculation based on the output of the addition calculation unit.

この発明は、さらに他の局面において、可動部を駆動するアクチュエータを、可動部の位置を検出する位置センサからの検出信号に基づいて制御するアクチュエータの制御装置であって、サーボ制御回路と、駆動回路とを備える。サーボ制御回路は、検出信号とサーボ制御の目標値とに基づいて制御信号を出力する上記の一局面または他の局面のサーボ制御回路である。駆動回路は、制御信号に基づいてアクチュエータを駆動する。 In yet another aspect, the present invention provides an actuator control apparatus that controls an actuator that drives a movable part based on a detection signal from a position sensor that detects the position of the movable part, the servo control circuit, Circuit. The servo control circuit is the servo control circuit according to one aspect or the other aspect that outputs a control signal based on a detection signal and a target value of servo control. The drive circuit drives the actuator based on the control signal.

この発明は、さらに他の局面において、手振れ補正機能を有する撮像装置であって、画像記録媒体と、結像光学系と、補正光学系と、アクチュエータと、振動検知センサと、信号処理回路と、位置センサと、サーボ制御回路と、駆動回路とを備える。結像光学系は、被写体を画像記録媒体上に結像させる。補正光学系は、結像光学系の光軸上に設けられる。アクチュエータは、補正光学系を結像光学系の光軸と交差する方向に変位させる。振動検知センサは、撮像装置の振動を検知する。信号処理回路は、振動検知センサの出力に基づいて、アクチュエータによって補正光学系を変位させる変位量を算出し、算出した変位量に対応したサーボ制御の目標値を出力する。位置センサは、補正光学系の位置を検出する。サーボ制御回路は、位置センサの検出信号と目標値とに基づいて、制御信号を出力する上記の一局面または他の局面のサーボ制御回路である。駆動回路は、制御信号に応じてアクチュエータを駆動する。 In yet another aspect, the present invention is an imaging apparatus having a camera shake correction function, an image recording medium, an imaging optical system, a correction optical system, an actuator, a vibration detection sensor, a signal processing circuit, A position sensor, a servo control circuit, and a drive circuit are provided. The imaging optical system forms an image of the subject on the image recording medium. The correction optical system is provided on the optical axis of the imaging optical system. The actuator displaces the correction optical system in a direction crossing the optical axis of the imaging optical system. The vibration detection sensor detects vibration of the imaging device. The signal processing circuit calculates a displacement amount by which the correction optical system is displaced by the actuator based on the output of the vibration detection sensor, and outputs a servo control target value corresponding to the calculated displacement amount. The position sensor detects the position of the correction optical system. The servo control circuit is the servo control circuit according to one aspect or the other aspect that outputs a control signal based on a detection signal of a position sensor and a target value. The drive circuit drives the actuator according to the control signal.

この発明によれば、ＰＩＤ制御回路における微分要素が、アナログ回路による差分演算部と、デジタル回路による積分演算部および加算演算部とによって構成される。差分演算部は、演算増幅器および抵抗素子によって実現できるので集積回路化が容易であり、しかも、Ａ／Ｄ変換部の前段に設けられた差分演算部によって微分ゲインを増加させたとしても量子化誤差による制御信号の劣化を生じない。 According to the present invention, the differential element in the PID control circuit is constituted by the difference calculation unit using an analog circuit, the integration calculation unit and the addition calculation unit using a digital circuit. Since the difference calculation unit can be realized by an operational amplifier and a resistance element, it is easy to make an integrated circuit, and even if the differential gain is increased by the difference calculation unit provided in the preceding stage of the A / D conversion unit, the quantization error is increased. Does not cause deterioration of the control signal.

この発明の実施の形態に従うアクチュエータによる駆動制御装置１の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the drive control apparatus 1 by the actuator according to embodiment of this invention. 図１の駆動制御装置１におけるサーボ制御回路１００の構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a servo control circuit 100 in the drive control device 1 of FIG. 1. 図２の差分演算部１０および増幅器５の具体的な回路構成の一例を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a specific circuit configuration of a difference calculation unit 10 and an amplifier 5 in FIG. 2. 第１の比較例としてのサーボ制御回路２００の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the servo control circuit 200 as a 1st comparative example. 第２の比較例としてのサーボ制御回路３００の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the servo control circuit 300 as a 2nd comparative example. アナログ回路による微分制御部３１０Ａの構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of 310 A of differentiation control parts by an analog circuit. 図２のサーボ制御回路１００の微分制御部２０と等価な機能を有するアナログ回路による構成例を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of an analog circuit having a function equivalent to that of the differential control unit 20 of the servo control circuit 100 of FIG. 2. 図６、図７示す回路の周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the circuit shown in FIG. 6, FIG. 図２のサーボ制御回路１００の変形例としてのサーボ制御回路１００Ａの構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a servo control circuit 100A as a modification of the servo control circuit 100 of FIG. 2. この発明の実施の形態としてのデジタルスチルカメラ１１０の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the digital still camera 110 as embodiment of this invention.

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals, and description thereof will not be repeated.

（アクチュエータによる駆動制御装置の全体構成）
図１は、この発明の実施の形態に従うアクチュエータによる駆動制御装置１の構成を示すブロック図である。図１を参照して、駆動制御装置１は、可動部（制御対象）３を変位させるアクチュエータ２と、可動部３の位置を検出する位置センサ４と、位置センサ４の出力信号を増幅する増幅器５と、サーボ制御回路１００と、アクチュエータ２を駆動する駆動回路６とを含む。駆動制御装置１をＬＳＩ回路で構成する場合、増幅器５、サーボ制御回路１００、および駆動回路６が、アクチュエータ２の制御装置７として集積回路化される。 (Overall structure of actuator drive control system)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a drive control device 1 using an actuator according to an embodiment of the present invention. Referring to FIG. 1, a drive control device 1 includes an actuator 2 that displaces a movable part (control target) 3, a position sensor 4 that detects the position of the movable part 3, and an amplifier that amplifies an output signal of the position sensor 4. 5, a servo control circuit 100, and a drive circuit 6 that drives the actuator 2. When the drive control device 1 is configured by an LSI circuit, the amplifier 5, the servo control circuit 100, and the drive circuit 6 are integrated as a control device 7 for the actuator 2.

アクチュエータ２は、たとえば、ボイスコイルモータなどのリニアアクチュエータである。デジタルカメラの手振れ補正機構の場合には、アクチュエータ２は、制御対象３としてのＯＩＳ（Optical Image Stabilizer）レンズを駆動する。 The actuator 2 is, for example, a linear actuator such as a voice coil motor. In the case of a camera shake correction mechanism of a digital camera, the actuator 2 drives an OIS (Optical Image Stabilizer) lens as the control target 3.

位置センサ４は、アクチュエータ２によって駆動された制御対象３の位置を検出するセンサである。デジタルカメラの手振れ補正機構の場合には、位置センサ４は、ＯＩＳレンズ３を位置を検出する。位置センサ４は、たとえば、永久磁石とホール素子とによって構成することができる。位置センサ４の出力信号ｈは、増幅器５によって増幅される。 The position sensor 4 is a sensor that detects the position of the control target 3 driven by the actuator 2. In the case of a camera shake correction mechanism of a digital camera, the position sensor 4 detects the position of the OIS lens 3. The position sensor 4 can be composed of, for example, a permanent magnet and a hall element. The output signal h of the position sensor 4 is amplified by the amplifier 5.

サーボ制御回路１００は、増幅器５から出力された検出信号ｘと、制御対象３の位置制御の目標値Ｒとに基づいて、アクチュエータ２を制御するための制御信号Ｙを出力する。図１の実施の形態１の場合、サーボ制御回路１００は、アナログ回路とデジタル回路とが混載された半導体回路によって構成され、アナログ信号である検出信号ｘに基づいて、デジタル信号である制御信号Ｙを出力する。目標値Ｒはデジタル信号で与えられる。 The servo control circuit 100 outputs a control signal Y for controlling the actuator 2 based on the detection signal x output from the amplifier 5 and the target value R for position control of the controlled object 3. In the case of the first embodiment shown in FIG. 1, the servo control circuit 100 is configured by a semiconductor circuit in which an analog circuit and a digital circuit are mixedly mounted, and based on a detection signal x that is an analog signal, a control signal Y that is a digital signal. Is output. The target value R is given as a digital signal.

駆動回路６は、アクチュエータ２を駆動するために、サーボ制御回路１００から出力された制御信号Ｙに対応したアナログ制御信号ｙをアクチュエータ２に出力する。 The drive circuit 6 outputs an analog control signal y corresponding to the control signal Y output from the servo control circuit 100 to the actuator 2 in order to drive the actuator 2.

（サーボ制御回路の構成）
図２は、図１の駆動制御装置１におけるサーボ制御回路１００の構成を示すブロック図である。図２を参照して、サーボ制御回路１００は、微分先行型のＰＩＤ制御回路であり、微分制御部２０と、微分制御部２０の出力Ｄと目標値Ｒとの偏差Ｅを出力する減算器３０と、偏差Ｅに基づいて比例演算（Ｐ）および積分演算（Ｉ）を行なうＰＩ制御部４０とを含む。 (Configuration of servo control circuit)
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the servo control circuit 100 in the drive control device 1 of FIG. Referring to FIG. 2, servo control circuit 100 is a differential precedence type PID control circuit, and includes differential control unit 20 and subtractor 30 that outputs deviation E between output D of differential control unit 20 and target value R. And a PI control unit 40 that performs proportional calculation (P) and integral calculation (I) based on deviation E.

ここで、ＰＩ制御部４０は、微分要素を含まない通常のデジタルＰＩ制御器と同様の構成である。すなわち、ＰＩ制御部４０は、偏差Ｅに比例ゲインＫｐを乗じる増幅器４１と、増幅器４１の出力に対して比例演算を行なう比例制御部４２と、偏差Ｅに積分ゲインＫｉを乗ずる増幅器４３と、増幅器４３の出力に対してデジタル積分演算を行なう積分制御部４４とを含む。さらに、ＰＩ制御部４０は、比例演算結果と積分演算結果とを加算して、加算結果を制御信号Ｙとして出力する加算器４５とを含む。 Here, the PI control unit 40 has the same configuration as a normal digital PI controller that does not include a differential element. That is, the PI control unit 40 includes an amplifier 41 that multiplies the deviation E by a proportional gain Kp, a proportional control unit 42 that performs a proportional operation on the output of the amplifier 41, an amplifier 43 that multiplies the deviation E by an integral gain Ki, And an integration control unit 44 for performing digital integration calculation on the output of 43. Furthermore, the PI control unit 40 includes an adder 45 that adds the proportional calculation result and the integral calculation result and outputs the addition result as the control signal Y.

微分制御部２０は、差分演算部１０と、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換器２１と、積分演算部１６と、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換器２３と、加算演算部１５とを含む。 The differential control unit 20 includes a difference calculation unit 10, an A / D (Analog to Digital) converter 21, an integration calculation unit 16, a D / A (Digital to Analog) converter 23, and an addition calculation unit 15. Including.

差分演算部１０は、検出信号ｘに比例した量と第１の信号としての積分信号ｆに比例した量との差ｕを出力する。図１の場合、差分演算部１０は、検出信号ｘから積分信号ｆを減じた値を出力する減算器１１と、減算器１１の出力を定数Ｋ１倍する増幅器１２とを含む。したがって、差分演算部１０の出力ｕは、ｕ＝Ｋ１×ｘ−Ｋ１×ｆと表わされる。定数Ｋ１を検出信号ｘおよび積分信号ｆに乗じてから減算器１１による減算を行なっても差分演算部１０の出力結果は同じである。また、この場合、異なる大きさの比例定数を検出信号ｘおよび積分信号ｆにそれぞれ乗じてから、両者の差分を計算してもよい。 The difference calculation unit 10 outputs a difference u between an amount proportional to the detection signal x and an amount proportional to the integrated signal f as the first signal. In the case of FIG. 1, the difference calculation unit 10 includes a subtractor 11 that outputs a value obtained by subtracting the integration signal f from the detection signal x, and an amplifier 12 that multiplies the output of the subtractor 11 by a constant K1. Therefore, the output u of the difference calculation unit 10 is expressed as u = K1 × x−K1 × f. Even if the subtracter 11 performs subtraction after multiplying the constant K1 by the detection signal x and the integration signal f, the output result of the difference calculation unit 10 is the same. In this case, the detection signal x and the integration signal f may be multiplied by different proportional constants, respectively, and the difference between them may be calculated.

Ａ／Ｄ変換器２１は、差分演算部１０の出力ｕをデジタル変換する。Ａ／Ｄ変換器２１の出力Ｕは、積分演算部１６および加算演算部１５に出力される。 The A / D converter 21 digitally converts the output u of the difference calculation unit 10. The output U of the A / D converter 21 is output to the integration calculation unit 16 and the addition calculation unit 15.

積分演算部１６は、Ａ／Ｄ変換器２１の出力Ｕの積分値に比例した量Ｆを出力する。図１の場合、積分演算部１６は、Ａ／Ｄ変換器２１の出力Ｕをデジタル積分する積分器２２と、積分器２２の出力を定数Ｋ４倍する増幅器２９とを含む。増幅器２９の出力Ｆは、Ｄ／Ａ変換器２３によってアナログ変換されて積分信号ｆとして差分演算部１０に入力される。なお、増幅器２９を積分器２２の入力側に設けてもよい。増幅器２９を積分器２２の入力側または出力側のいずれに設けても、積分演算部１６から出力される信号Ｆの大きさは同じである。 The integral calculation unit 16 outputs an amount F proportional to the integral value of the output U of the A / D converter 21. In the case of FIG. 1, the integration calculation unit 16 includes an integrator 22 that digitally integrates the output U of the A / D converter 21, and an amplifier 29 that multiplies the output of the integrator 22 by a constant K4. The output F of the amplifier 29 is analog converted by the D / A converter 23 and input to the difference calculation unit 10 as an integration signal f. The amplifier 29 may be provided on the input side of the integrator 22. Regardless of whether the amplifier 29 is provided on the input side or the output side of the integrator 22, the magnitude of the signal F output from the integration calculation unit 16 is the same.

加算演算部１５は、Ａ／Ｄ変換器２１の出力Ｕに比例した量と積分演算部１６の出力Ｆに比例した量との和Ｄを出力する。図１の場合、差分演算部１０は、Ａ／Ｄ変換器２１の出力Ｕを定数Ｋ２倍する増幅器２４と、積分演算部１６の出力Ｆを定数Ｋ３倍する増幅器２５と、増幅器２４，２５の出力を加算する加算器２６とを含む。 The addition calculation unit 15 outputs a sum D of an amount proportional to the output U of the A / D converter 21 and an amount proportional to the output F of the integration calculation unit 16. In the case of FIG. 1, the difference calculation unit 10 includes an amplifier 24 that multiplies the output U of the A / D converter 21 by a constant K2, an amplifier 25 that multiplies the output F of the integration calculation unit 16 by a constant K3, and amplifiers 24 and 25. And an adder 26 for adding the outputs.

次に、以上の構成の微分制御部２０による効果について説明する。
第１の効果は、微分制御部２０の機能は、ＰＩＤ制御における不完全微分とほぼ同じであることである。簡単のために、図２で、Ａ／Ｄ変換器２１およびＤ／Ａ変換器２３を削除して全ての信号処理をアナログ信号によって行なうものとし、さらに、Ｋ２＝Ｋ３＝１とすると、微分制御部２０の伝達関数は次式（１）のようになる。ただし、次式（１）において、ｓはラプラス変換における複素変数であり、Ｔｉは積分演算部１６の積分時間であり、Ｔｉ＝１／Ｋ４と表わされる。 Next, effects of the differential control unit 20 having the above configuration will be described.
The first effect is that the function of the differentiation control unit 20 is substantially the same as incomplete differentiation in PID control. For simplicity, in FIG. 2, the A / D converter 21 and the D / A converter 23 are deleted, and all signal processing is performed by analog signals. Further, if K2 = K3 = 1, differential control is performed. The transfer function of the unit 20 is expressed by the following equation (1). However, in the following equation (1), s is a complex variable in Laplace transform, Ti is an integration time of the integration calculation unit 16, and is expressed as Ti = 1 / K4.

（１＋Ｔｉ×ｓ）／（１＋Ｔｉ×ｓ／Ｋ１） …(1)
上式（１）から明らかなように、微分制御部２０の伝達関数は、微分ゲインＫ１を有する不完全微分の伝達関数である次式（２）と、１次遅れの伝達関数である次式（３）との和によって表わされる。 (1 + Ti × s) / (1 + Ti × s / K1) (1)
As is clear from the above equation (1), the transfer function of the derivative control unit 20 is expressed by the following equation (2) which is a transfer function of incomplete differentiation having a differential gain K1, and It is represented by the sum with (3).

Ｔｉ×ｓ／（１＋Ｔｉ×ｓ／Ｋ１） …(2)
１／（１＋Ｔｉ×ｓ／Ｋ１） …(3)
第２の効果は、上記の構成の微分制御部２０が、見掛け上、Ａ／Ｄ変換器２１の分解能を増加させる効果を有することである。仮に、検出信号ｘと積分信号ｆとの差分でなく、検出信号ｘが直接、増幅器１２によって増幅されてＡ／Ｄ変換器２１に入力されたとする。この場合、増幅器１２の利得が大きくなると、Ａ／Ｄ変換器２１に入力される信号強度がＡ／Ｄ変換器２１のダイナミックレンジを超えてしまう。これに対して、上記の構成の微分制御部２０の場合には、検出信号ｘと積分信号ｆとの差分がＡ／Ｄ変換器２１入力されるので、増幅器１２の利得を上げても、Ａ／Ｄ変換器２１の入力信号強度をダイナミックレンジの範囲内に抑えることができる。 Ti × s / (1 + Ti × s / K1) (2)
1 / (1 + Ti × s / K1) (3)
The second effect is that the differential control unit 20 having the above configuration apparently has an effect of increasing the resolution of the A / D converter 21. It is assumed that the detection signal x is directly amplified by the amplifier 12 and input to the A / D converter 21 instead of the difference between the detection signal x and the integration signal f. In this case, when the gain of the amplifier 12 increases, the signal intensity input to the A / D converter 21 exceeds the dynamic range of the A / D converter 21. On the other hand, in the case of the differential control unit 20 having the above configuration, since the difference between the detection signal x and the integration signal f is input to the A / D converter 21, even if the gain of the amplifier 12 is increased, A The input signal intensity of the / D converter 21 can be suppressed within the dynamic range.

第３の効果として、上記の構成の微分制御部２０の場合には、Ａ／Ｄ変換器２１の前段に増幅器１２が配置されているので、微分ゲインＫ１を増加させたとしても、制御信号Ｙには量子化誤差によるノイズが生じない。 As a third effect, in the case of the differential control unit 20 having the above-described configuration, the amplifier 12 is arranged in front of the A / D converter 21. Therefore, even if the differential gain K1 is increased, the control signal Y There is no noise caused by quantization error.

さらに第４の効果として、サーボ制御回路１００全体のＬＳＩ化が容易な点が挙げられる。以下、この第４の効果について説明する。 A fourth effect is that the servo control circuit 100 can be easily integrated into an LSI. Hereinafter, the fourth effect will be described.

図３は、図２の差分演算部１０および増幅器５の具体的な回路構成の一例を示す図である。 FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a specific circuit configuration of the difference calculation unit 10 and the amplifier 5 of FIG.

図３を参照して、増幅器５は、演算増幅器Ａ１と抵抗素子Ｒ１，Ｒ２とを含む。抵抗素子Ｒ１は、一端に位置センサ４の出力信号ｈを受け、他端が演算増幅器Ａ１の反転入力端子に接続される。抵抗素子Ｒ２は、演算増幅器Ａ１の反転入力端子と出力端子との間に接続される。演算増幅器Ａ１の非反転入力端子は接地される。したがって、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値をそれぞれｒ１，ｒ２とすると、図３の増幅器５は、利得（ｒ２／ｒ１）を有する反転増幅器となっている。なお、図３では、増幅器５が反転増幅器であることを考慮して、増幅器５の出力信号を検出信号ｘの符号を反転させた−ｘとしている。 Referring to FIG. 3, amplifier 5 includes an operational amplifier A1 and resistance elements R1, R2. The resistance element R1 receives the output signal h of the position sensor 4 at one end, and the other end is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier A1. The resistance element R2 is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier A1. The non-inverting input terminal of the operational amplifier A1 is grounded. Therefore, when the resistance values of the resistance elements R1 and R2 are r1 and r2, respectively, the amplifier 5 in FIG. 3 is an inverting amplifier having a gain (r2 / r1). In FIG. 3, considering that the amplifier 5 is an inverting amplifier, the output signal of the amplifier 5 is set to −x obtained by inverting the sign of the detection signal x.

差分演算部１０は、演算増幅器Ａ２と、抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３とを含む。抵抗素子Ｒ１１は、演算増幅器Ａ１の出力端子と演算増幅器Ａ２の反転入力端子との間に接続される。抵抗素子Ｒ１２は、Ｄ／Ａ変換器２３の出力端子と演算増幅器Ａ２の反転入力端子との間に接続される。抵抗素子Ｒ１３は、演算増幅器Ａ２の反転入力端子と出力端子との間に接続される。演算増幅器Ａ２の非反転入力端子は接地される。したがって、抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３の抵抗値をそれぞれｒ１１，ｒ１２，ｒ１３とすると、差分演算部１０の出力ｕは、Ｄ／Ａ変換器２３の出力ｆと、増幅器５の出力（−ｘ）とを用いて、次式（４）のように表わされる。 The difference calculation unit 10 includes an operational amplifier A2 and resistance elements R11, R12, and R13. The resistive element R11 is connected between the output terminal of the operational amplifier A1 and the inverting input terminal of the operational amplifier A2. The resistive element R12 is connected between the output terminal of the D / A converter 23 and the inverting input terminal of the operational amplifier A2. The resistor element R13 is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier A2. The non-inverting input terminal of the operational amplifier A2 is grounded. Therefore, if the resistance values of the resistance elements R11, R12, and R13 are r11, r12, and r13, respectively, the output u of the difference calculation unit 10 is the output f of the D / A converter 23 and the output (−x) of the amplifier 5. And is expressed as the following equation (4).

ｕ＝（ｘ／ｒ１１−ｆ／ｒ１２）×ｒ１３ …(4)
すなわち、差分演算部１０は、検出信号ｘに比例した量（ｘ×ｒ１３／ｒ１１）と、積分信号ｆに比例した量（ｆ×ｒ１３／ｒ１２）との差ｕを出力する。なお、ｒ１１＝ｒ１２の場合、図２の比例定数Ｋ１は、ｒ１３／ｒ１１に等しい。 u = (x / r11−f / r12) × r13 (4)
That is, the difference calculation unit 10 outputs a difference u between an amount proportional to the detection signal x (x × r13 / r11) and an amount proportional to the integral signal f (f × r13 / r12). When r11 = r12, the proportionality constant K1 in FIG. 2 is equal to r13 / r11.

このように、図３の構成によれば、増幅器１２の利得が抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３の抵抗値の比で表わされる。したがって、サーボ制御回路１００に増幅器５を含めた図３の回路全体をＬＳＩで構成したとしても、サーボ制御回路１００の制御特性は、抵抗素子の抵抗値のばらつきの影響を受けないという利点がある。 Thus, according to the configuration of FIG. 3, the gain of the amplifier 12 is represented by the ratio of the resistance values of the resistance elements R11, R12, and R13. Therefore, even if the entire circuit of FIG. 3 including the amplifier 5 in the servo control circuit 100 is configured by LSI, the control characteristic of the servo control circuit 100 is advantageous in that it is not affected by variations in resistance values of the resistance elements. .

（サーボ制御回路１００と比較例との対比）
次に、図２、図３のサーボ制御回路１００をサーボ制御回路２００，３００と比較する。 (Contrast between servo control circuit 100 and comparative example)
Next, the servo control circuit 100 of FIGS. 2 and 3 is compared with the servo control circuits 200 and 300.

図４は、第１の比較例としてのサーボ制御回路２００の構成を示すブロック図である。図４を参照して、サーボ制御回路２００は、ＰＩＤ制御器の微分要素もデジタル回路で構成された例である。 FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a servo control circuit 200 as a first comparative example. Referring to FIG. 4, servo control circuit 200 is an example in which the differential element of the PID controller is also constituted by a digital circuit.

サーボ制御回路２００は、検出信号ｘをデジタル変換するＡ／Ｄ変換器２１と、Ａ／Ｄ変換器２１の出力Ｘと目標値Ｒとの偏差Ｅを出力する減算器３０と、デジタルＰＩＤ制御器２１０とを含む。デジタルＰＩＤ制御器２１０は、偏差Ｅに比例ゲインＫｐを乗じる増幅器４１と、増幅器４１の出力に対して比例演算を行なう比例制御部４２と、偏差Ｅに積分ゲインＫｉを乗ずる増幅器４３と、増幅器４３の出力に対してデジタル積分演算を行なう積分制御部４４と、偏差Ｅに微分ゲインＫｄを乗ずる増幅器４６と、増幅器４６の出力に対してデジタル微分演算を行なう微分制御部４７とを含む。デジタルＰＩＤ制御器２１０は、さらに、比例演算結果、積分演算結果、および微分演算結果を加算して制御信号として出力する加算器４５を含む。 The servo control circuit 200 includes an A / D converter 21 that digitally converts the detection signal x, a subtractor 30 that outputs a deviation E between the output X of the A / D converter 21 and the target value R, and a digital PID controller. 210. The digital PID controller 210 includes an amplifier 41 that multiplies the deviation E by a proportional gain Kp, a proportional control unit 42 that performs a proportional operation on the output of the amplifier 41, an amplifier 43 that multiplies the deviation E by an integral gain Ki, and an amplifier 43 An integration control unit 44 that performs a digital integration operation on the output of the amplifier 46, an amplifier 46 that multiplies the deviation E by a differential gain Kd, and a differentiation control unit 47 that performs a digital differentiation operation on the output of the amplifier 46. The digital PID controller 210 further includes an adder 45 that adds the proportional calculation result, the integral calculation result, and the differential calculation result and outputs the result as a control signal.

既に説明したように、デジタルＰＩＤ制御器２１０を用いてボイスコイルモータを制御する場合には、周波数応答の周波数の高い領域での位相遅れを改善するために、微分演算結果に乗ずる微分ゲインＫｄが大きくなる。したがって、Ａ／Ｄ変換器２１の精度が十分でない場合には、Ａ／Ｄ変換器２１の量子化誤差によるノイズが制御信号Ｙに現れることになる。これに対して、図２の構成のサーボ制御回路１００の場合には、微分ゲインＫｄに対応する増幅器１２の比例定数Ｋ１を増加させても、増幅器１２はＡ／Ｄ変換器２１の前段に設けられているので、制御信号Ｙに量子化誤差によるノイズが現れることはない。 As described above, when the voice coil motor is controlled using the digital PID controller 210, the differential gain Kd multiplied by the differential calculation result is calculated in order to improve the phase delay in the high frequency region of the frequency response. growing. Therefore, when the accuracy of the A / D converter 21 is not sufficient, noise due to the quantization error of the A / D converter 21 appears in the control signal Y. On the other hand, in the case of the servo control circuit 100 configured as shown in FIG. 2, the amplifier 12 is provided in the preceding stage of the A / D converter 21 even if the proportionality constant K1 of the amplifier 12 corresponding to the differential gain Kd is increased. Therefore, noise due to quantization error does not appear in the control signal Y.

図５は、第２の比較例としてのサーボ制御回路３００の構成を示すブロック図である。図５のサーボ制御回路３００では、図３の微分制御部２０に代えて、アナログ回路で構成された微分制御部３１０が用いられている。さらに、図５のサーボ制御回路３００では、微分制御部３１０の後段と減算器３０との間に、微分制御部３１０の出力ｄをデジタル変換するＡ／Ｄ変換器２１が設けられる。これらの点で、図５のサーボ制御回路３００は、図３のサーボ制御回路１００と異なる。図５のその他の構成は、図２と同じである。 FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a servo control circuit 300 as a second comparative example. In the servo control circuit 300 of FIG. 5, a differential control unit 310 configured by an analog circuit is used instead of the differential control unit 20 of FIG. Further, in the servo control circuit 300 of FIG. 5, an A / D converter 21 that digitally converts the output d of the differentiation control unit 310 is provided between the subsequent stage of the differentiation control unit 310 and the subtractor 30. The servo control circuit 300 in FIG. 5 is different from the servo control circuit 100 in FIG. 3 in these points. Other configurations in FIG. 5 are the same as those in FIG.

図５のアナログ回路による微分制御部３１０は、演算増幅器Ａ２と、抵抗素子Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３と、コンデンサＣ１とを含む。抵抗素子Ｒ２１は、増幅器５の演算増幅器Ａ１の出力端子と演算増幅器Ａ２の反転入力端子との間に接続される。抵抗素子Ｒ２２およびコンデンサＣ１は、増幅器５の演算増幅器Ａ１の出力端子と演算増幅器Ａ２の反転入力端子との間に直列接続される。抵抗素子Ｒ２３は、演算増幅器Ａ２の反転入力端子と出力端子との間に接続される。演算増幅器Ａ２の非反転入力端子は接地される。 5 includes an operational amplifier A2, resistance elements R21, R22, and R23, and a capacitor C1. The resistance element R21 is connected between the output terminal of the operational amplifier A1 of the amplifier 5 and the inverting input terminal of the operational amplifier A2. Resistor element R22 and capacitor C1 are connected in series between the output terminal of operational amplifier A1 of amplifier 5 and the inverting input terminal of operational amplifier A2. The resistor element R23 is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier A2. The non-inverting input terminal of the operational amplifier A2 is grounded.

ここで、抵抗素子Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３の抵抗値をｒ２１，ｒ２２，ｒ２３とし、コンデンサＣ１の容量をｃ１とする。そうすると、上記の微分制御部３１０の構成によれば、周波数の高い領域（周波数がおよそ１／（ｃ１×ｒ２２）以上）での利得はｒ２３／ｒ２２以下に制限される。また、直流での利得はｒ２３／ｒ２１である。そして、直流から高域までは、利得が周波数に比例して増加する微分特性が実現されている。 Here, the resistance values of the resistance elements R21, R22, and R23 are r21, r22, and r23, and the capacitance of the capacitor C1 is c1. Then, according to the configuration of differential control section 310 described above, the gain in the high frequency region (frequency is about 1 / (c1 × r22) or more) is limited to r23 / r22 or less. The gain at DC is r23 / r21. A differential characteristic in which the gain increases in proportion to the frequency is realized from the direct current to the high frequency range.

図５の微分制御部３１０の問題点は、抵抗素子Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３の他にコンデンサＣ１が含まれている点にある。したがって、ＬＳＩによって微分制御部３１０を作製した場合には、抵抗素子Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３とコンデンサＣ１の特性のばらつきの影響がサーボ制御回路の特性に現れてしまう。ばらつきを回避するために、抵抗素子Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３およびコンデンサＣ１をディスクリートのアナログ部品で構成すると、サーボ制御回路全体の面積が大きくなってしまう。 The problem of the differential control unit 310 in FIG. 5 is that a capacitor C1 is included in addition to the resistance elements R21, R22, and R23. Therefore, when the differential control unit 310 is manufactured by LSI, the influence of variation in characteristics of the resistance elements R21, R22, R23 and the capacitor C1 appears in the characteristics of the servo control circuit. If the resistance elements R21, R22, R23 and the capacitor C1 are formed of discrete analog parts in order to avoid variations, the area of the entire servo control circuit is increased.

これに対して、図３の場合には、アナログ回路の部分である差分演算部１０にはコンデンサが含まれず、差分演算部１０の利得は抵抗素子の抵抗値の比によって決まる。したがって、ＬＳＩを作製したときに生じるプロセスごとの抵抗素子の抵抗値のばらつきはキャンセルされる。 On the other hand, in the case of FIG. 3, the difference calculation unit 10 which is a part of the analog circuit does not include a capacitor, and the gain of the difference calculation unit 10 is determined by the ratio of the resistance values of the resistance elements. Therefore, the variation in resistance value of the resistance element for each process that occurs when the LSI is manufactured is cancelled.

次に、図５の構成による微分制御部３１０の特性と、図２、図３の微分制御部２０の特性とがほぼ等価であることを数値計算を用いて説明する。 Next, it will be described using numerical calculation that the characteristics of the differential control unit 310 having the configuration shown in FIG. 5 are substantially equivalent to the characteristics of the differential control unit 20 shown in FIGS.

図６は、アナログ回路による微分制御部３１０Ａの構成を示す回路図である。同図では、図５の増幅器５は、微分制御部３１０Ａの機能に含めることができるので省略されている。 FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of the differentiation control unit 310A using an analog circuit. In FIG. 5, the amplifier 5 of FIG. 5 is omitted because it can be included in the function of the differentiation control unit 310A.

また、入力信号の符号が反転される図５の微分制御部３１０の構成と異なり、図６の微分制御部３１０Ａでは入力信号の符号が反転されない構成となっている。さらに、Ａ／Ｄ変換器２１で発生する折り返し誤差を除去するために、演算増幅器Ａ２の反転入力端子と出力端子との間に、抵抗素子Ｒ１１３と並列にコンデンサＣ１０２が接続されている。この場合、抵抗素子Ｒ１１３の抵抗値をｒ１１３とし、コンデンサＣ１０２の容量をｃ１０２とすると、周波数がおよそ１／（ｒ１１３×ｃ１０２）以上では、微分制御部３１０Ａの利得を周波数に反比例して減少させることができる。 Further, unlike the configuration of the differential control unit 310 in FIG. 5 in which the sign of the input signal is inverted, the differential control unit 310A in FIG. 6 has a configuration in which the sign of the input signal is not inverted. Further, in order to remove a folding error generated in the A / D converter 21, a capacitor C102 is connected in parallel with the resistor element R113 between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier A2. In this case, if the resistance value of the resistance element R113 is r113 and the capacitance of the capacitor C102 is c102, the gain of the differentiation control unit 310A is decreased in inverse proportion to the frequency when the frequency is approximately 1 / (r113 × c102) or more. Can do.

数値計算での具体的な図６の回路パラメータは、Ｃ１０１＝１μＦ、Ｃ１０２＝４７ｐＦ、Ｒ１１１＝５．６ｋΩ、Ｒ１１２＝３３０Ω、Ｒ１１３＝１８０ｋΩとした。 The specific circuit parameters of FIG. 6 in the numerical calculation were C101 = 1 μF, C102 = 47 pF, R111 = 5.6 kΩ, R112 = 330Ω, and R113 = 180 kΩ.

図７は、図２のサーボ制御回路１００の微分制御部２０と等価な機能を有するアナログ回路による構成例を示す回路図である。ただし、図３の増幅器５は入力信号が反転する構成となっていたのに対して、図７の増幅器５は、入力信号が反転しない構成となっている。また、演算増幅器Ａ１の反転入力端子と出力端子との間に、折り返し誤差を除去するために高域の利得を低減させるコンデンサＣ２０１が接続されている。 FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration example of an analog circuit having a function equivalent to that of the differential control unit 20 of the servo control circuit 100 of FIG. However, the amplifier 5 in FIG. 3 has a configuration in which the input signal is inverted, whereas the amplifier 5 in FIG. 7 has a configuration in which the input signal is not inverted. In addition, a capacitor C201 for reducing a high-frequency gain is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier A1 in order to remove a folding error.

図７の場合、図２、図３のデジタル回路の積分器２２に対応する図７の積分器２２Ａは、演算増幅器Ａ３、抵抗素子Ｒ２０６、およびコンデンサＣ２０３によって構成される。また、図２、図３の加算演算部１５に対応する図７の加算演算部１５Ａは、演算増幅器Ａ６および抵抗素子Ｒ２１１，Ｒ２１２，Ｒ２１３によって構成される。 In the case of FIG. 7, the integrator 22A of FIG. 7 corresponding to the integrator 22 of the digital circuit of FIGS. 2 and 3 includes an operational amplifier A3, a resistance element R206, and a capacitor C203. Further, the addition operation unit 15A in FIG. 7 corresponding to the addition operation unit 15 in FIGS. 2 and 3 includes an operational amplifier A6 and resistance elements R211, R212, and R213.

さらに、図７の微分制御部２０Ａでは、符号を反転させるために反転増幅器２７，２８が付加される。この場合の反転増幅器２７は、演算増幅器Ａ５および抵抗素子Ｒ２０７，Ｒ２０８によって構成され、反転増幅器２８は、演算増幅器Ａ４および抵抗素子Ｒ２０９，Ｒ２１０によって構成される。 Further, in the differential control unit 20A of FIG. 7, inverting amplifiers 27 and 28 are added to invert the sign. In this case, the inverting amplifier 27 includes an operational amplifier A5 and resistance elements R207 and R208, and the inverting amplifier 28 includes an operational amplifier A4 and resistance elements R209 and R210.

数値計算のための具体的な図７の回路パラメータは次のとおりである。まず、増幅器５において、Ｃ２０１＝１μＦ、Ｒ２０１＝１０ｋΩ、Ｒ２０２＝１００ｋΩとした。差分演算部１０において、Ｒ２０３＝Ｒ２０４＝１０ｋΩ、Ｒ２０５＝１００ｋΩとした。積分器２２Ａにおいて、Ｃ２０３＝０．１μＦ、Ｒ２０６＝１００ｋΩとした。加算演算部１５Ａにおいて、Ｒ２１１＝Ｒ２１２＝Ｒ２１３＝１０ｋΩとした。反転増幅器２７，２８において、Ｒ２０７＝Ｒ２０８＝Ｒ２０９＝Ｒ２１０＝１０ｋΩとした。 Specific circuit parameters in FIG. 7 for numerical calculation are as follows. First, in the amplifier 5, C201 = 1 μF, R201 = 10 kΩ, and R202 = 100 kΩ. In the difference calculation unit 10, R203 = R204 = 10 kΩ and R205 = 100 kΩ. In the integrator 22A, C203 = 0.1 μF and R206 = 100 kΩ. In the addition operation unit 15A, R211 = R212 = R213 = 10 kΩ was set. In the inverting amplifiers 27 and 28, R207 = R208 = R209 = R210 = 10 kΩ.

図８は、図６、図７示す回路の周波数特性を示す図である。同図にはゲイン特性を示す曲線Ｇと位相特性を示す曲線Ｐとが示されている。ゲイン特性については、上述の回路パラメータを用いることによって、図６の場合と図７の場合とでほぼ一致させることができた。このとき、位相特性についても、高域で若干のずれがあるものの（図８の曲線Ｐ１が図６に対応し、曲線Ｐ２が図７に対応する。）、低域から中域ではほぼ一致している。このように、図２、図３の微分制御部２０は、演算増幅器を用いた図５、図６の公知の微分回路と機能的に等価であることがわかる。 FIG. 8 is a diagram showing the frequency characteristics of the circuits shown in FIGS. In the figure, a curve G indicating a gain characteristic and a curve P indicating a phase characteristic are shown. With respect to the gain characteristics, by using the above-described circuit parameters, the case of FIG. 6 and the case of FIG. At this time, although there is a slight shift in the high frequency range (the curve P1 in FIG. 8 corresponds to FIG. 6 and the curve P2 corresponds to FIG. 7), the phase characteristics almost coincide from the low range to the mid range. ing. Thus, it can be seen that the differential control unit 20 of FIGS. 2 and 3 is functionally equivalent to the known differential circuit of FIGS. 5 and 6 using an operational amplifier.

以上のとおり、図２、図３のサーボ制御回路１００によれば、ＰＩＤ制御回路における微分要素が、アナログ回路による差分演算部１０と、デジタル回路による積分演算部１６および加算演算部１５とによって等価的に構成できる。このとき、アナログ回路の差分演算部１０は、演算増幅器Ａ２および抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３によって実現できるので集積回路化が容易である。しかも、差分演算部１０は、Ａ／Ｄ変換器２１の前段に設けられているので、微分ゲインに対応する増幅器１２のゲインＫ１を増加させたとしても量子化誤差による制御特性の劣化を生じない。 As described above, according to the servo control circuit 100 of FIGS. 2 and 3, the differential element in the PID control circuit is equivalent to the difference calculation unit 10 using an analog circuit, the integration calculation unit 16 and the addition calculation unit 15 using a digital circuit. Can be configured. At this time, the difference calculation unit 10 of the analog circuit can be realized by the operational amplifier A2 and the resistance elements R11, R12, and R13, so that an integrated circuit can be easily formed. Moreover, since the difference calculation unit 10 is provided in the preceding stage of the A / D converter 21, even if the gain K1 of the amplifier 12 corresponding to the differential gain is increased, the control characteristics are not deteriorated due to the quantization error. .

（サーボ制御回路の変形例）
図９は、図２のサーボ制御回路１００の変形例としてのサーボ制御回路１００Ａの構成を示すブロック図である。図９のサーボ制御回路１００Ａは、微分制御部２０とＰＩ制御部４０との間に代えて増幅器５と微分制御部２０との間に、フィードバック結合のための減算器５０を設けた点で、図２、図３のサーボ制御回路１００と異なる。図９のその他の構成については、図２のサーボ制御回路１００と同じであるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰返さない。 (Modification of servo control circuit)
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a servo control circuit 100A as a modification of the servo control circuit 100 of FIG. The servo control circuit 100A of FIG. 9 is provided with a subtracter 50 for feedback coupling between the amplifier 5 and the differential control unit 20 instead of between the differential control unit 20 and the PI control unit 40. Different from the servo control circuit 100 of FIGS. The other configuration in FIG. 9 is the same as that of servo control circuit 100 in FIG. 2, and therefore, the same or corresponding portions are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.

図９の場合、減算器５０は、アナログ信号である目標値ｒと検出信号ｘとの偏差ｅを出力する。微分制御部２０は偏差ｅに対して等価的な微分演算を行なう。ＰＩ制御部４０は、微分制御部２０の出力Ｄに対して、比例演算および積分演算を行なって制御信号Ｙを出力する。このような構成のサーボ制御回路１００Ａも、図２のサーボ制御回路１００と同様の作用効果を奏する。 In the case of FIG. 9, the subtracter 50 outputs a deviation e between the target value r, which is an analog signal, and the detection signal x. The differential control unit 20 performs an equivalent differential operation on the deviation e. The PI control unit 40 performs a proportional operation and an integration operation on the output D of the differential control unit 20 and outputs a control signal Y. The servo control circuit 100A having such a configuration also has the same effect as the servo control circuit 100 of FIG.

（撮像装置の手振れ防止装置への適用例）
図１０は、この発明の実施の形態としてのデジタルスチルカメラ１１０の構成を示すブロック図である。 (Application example of image pickup device to camera shake prevention device)
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a digital still camera 110 as an embodiment of the present invention.

図１０を参照して、デジタルスチルカメラ１１０は、画像記録媒体としてのＣＭＯＳ（Complementary Metal-Oxide Semiconductor）またはＣＣＤ（Charge-Coupled Device）などのイメージセンサ１１２と、被写体をイメージセンサ１１２上に結像させる結像光学系としての撮像レンズ１１１と、イメージセンサ１１２の画像信号を処理する画像処理回路１１３とを含む。 Referring to FIG. 10, a digital still camera 110 forms an image on an image sensor 112 with an image sensor 112 such as a complementary metal-oxide semiconductor (CMOS) or a charge-coupled device (CCD) as an image recording medium. An imaging lens 111 as an imaging optical system to be imaged and an image processing circuit 113 that processes an image signal of the image sensor 112 are included.

デジタルスチルカメラ１１０は、さらに、手振れ防止のために、撮像レンズ１１１の光軸１１６上に設けられた制御対象としての補正レンズ３と、補正レンズ３を変位させるボイスコイルモータ２とを含む。補正レンズ３は、通常、ＯＩＳレンズと呼ばれ、ボイスコイルモータ２によって駆動されることにより、光軸１１６と直交する２方向に変位する。補正レンズ３は、手振れによってイメージセンサ１１２上での被写体の結像位置が移動した場合に、結像位置を補正するために用いられる。 The digital still camera 110 further includes a correction lens 3 as a control target provided on the optical axis 116 of the imaging lens 111 and a voice coil motor 2 that displaces the correction lens 3 to prevent camera shake. The correction lens 3 is usually called an OIS lens, and is displaced in two directions orthogonal to the optical axis 116 by being driven by the voice coil motor 2. The correction lens 3 is used to correct the imaging position when the imaging position of the subject on the image sensor 112 is moved due to camera shake.

ボイスコイルモータ２を制御するために、デジタルスチルカメラ１１０は、位置センサ４と、増幅器５と、サーボ制御回路１００と、駆動回路６とを含む。これらの構成要素は既に図１で説明したので、以下、簡単に説明する。まず、位置センサｘは、制御対象である補正レンズ３の位置を検出する。増幅器５は、位置センサ４の出力を増幅する。サーボ制御回路１００は、増幅器５から出力された検出信号ｘとサーボ制御の目標値Ｒとに基づいて、制御信号Ｙを出力する。駆動回路６は、制御信号Ｙに従って、ボイスコイルモータ２を駆動する。 In order to control the voice coil motor 2, the digital still camera 110 includes a position sensor 4, an amplifier 5, a servo control circuit 100, and a drive circuit 6. Since these components have already been described with reference to FIG. 1, they will be briefly described below. First, the position sensor x detects the position of the correction lens 3 to be controlled. The amplifier 5 amplifies the output of the position sensor 4. The servo control circuit 100 outputs a control signal Y based on the detection signal x output from the amplifier 5 and the servo control target value R. The drive circuit 6 drives the voice coil motor 2 according to the control signal Y.

さらに、デジタルスチルカメラ１１０は、サーボ制御回路１００に入力されるサーボ制御の目標値Ｒを検出するために、角速度センサ１１４と信号処理回路１１５とを含む。角速度センサ１１４は、手振れによる振動を検出する振動検知センサとして用いられる。信号処理回路１１５は、角速度センサ１１４の出力に基づいて、手振れ補正のために補正レンズ３を変位する変位量を算出する。そして、信号処理回路１１５は、算出した補正レンズ３の変位量に対応した目標値Ｒをサーボ制御回路１００に出力する。 Further, the digital still camera 110 includes an angular velocity sensor 114 and a signal processing circuit 115 in order to detect a servo control target value R input to the servo control circuit 100. The angular velocity sensor 114 is used as a vibration detection sensor that detects vibration due to camera shake. Based on the output of the angular velocity sensor 114, the signal processing circuit 115 calculates a displacement amount for displacing the correction lens 3 for camera shake correction. Then, the signal processing circuit 115 outputs a target value R corresponding to the calculated displacement amount of the correction lens 3 to the servo control circuit 100.

上記構成のデジタルスチルカメラ１１０によれば、手振れによる振動に対して補正レンズ３が素早く追従するようにボイスコイルモータ２を制御することができる。このとき、サーボ制御回路１００では、微分ゲインを増大させたとしても、従来のデジタルＰＩＤ制御器のように量子化誤差によるノイズが生じることがない。さらに、サーボ制御回路１００を集積回路化によって小型化することも容易である。 According to the digital still camera 110 having the above-described configuration, the voice coil motor 2 can be controlled so that the correction lens 3 quickly follows vibrations caused by camera shake. At this time, even if the differential gain is increased in the servo control circuit 100, noise due to quantization error does not occur unlike the conventional digital PID controller. Furthermore, it is easy to downsize the servo control circuit 100 by making it an integrated circuit.

なお、この発明に従うサーボ制御回路１００は、カメラの手振れ補正装置に好適なものであるが、この発明の適用範囲はこれに限るものでない。ＰＩＤ制御器によるサーボ制御回路全般に対してこの発明は適用可能である。 The servo control circuit 100 according to the present invention is suitable for a camera shake correction device, but the scope of application of the present invention is not limited to this. The present invention is applicable to all servo control circuits using a PID controller.

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time must be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

１アクチュエータの制御装置、２アクチュエータ（ボイスコイルモータ）、３制御対象（補正レンズ）、４位置センサ、５増幅器、６駆動回路、１０差分演算部、１５加算演算部、１６積分演算部、２０微分制御部、２１Ａ／Ｄ変換器、２２積分器、２３Ｄ／Ａ変換器、３０，５０減算器、４０ＰＩ制御部、１００，１００Ａサーボ制御回路、１１０デジタルスチルカメラ、１１１撮像レンズ、１１２イメージセンサ、１１３画像処理回路、１１４角速度センサ、１１５信号処理回路。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Control apparatus of an actuator, 2 Actuator (voice coil motor), 3 Control object (correction lens), 4 Position sensor, 5 Amplifier, 6 Drive circuit, 10 Difference calculating part, 15 Addition calculating part, 16 Integration calculating part, 20 Differentiation Control unit, 21 A / D converter, 22 integrator, 23 D / A converter, 30, 50 subtractor, 40 PI control unit, 100, 100A servo control circuit, 110 digital still camera, 111 imaging lens, 112 image Sensor, 113 Image processing circuit, 114 Angular velocity sensor, 115 Signal processing circuit.

Claims

A servo control circuit that outputs a control signal for controlling the control target based on a detection signal detected from the control target and a target value for servo control,
A difference calculation unit that outputs a difference between an amount proportional to the detection signal and an amount proportional to the first signal;
An A / D converter that digitally converts the output of the difference calculator;
An integration calculation unit that outputs an amount proportional to the integral value of the output of the A / D conversion unit;
A D / A converter that analog-converts the output of the integral calculator and outputs the first signal;
An addition operation unit that outputs a sum of an amount proportional to an output of the A / D conversion unit and an amount proportional to an output of the integration operation unit;
A servo control circuit comprising: a control unit that generates the control signal by performing a calculation based on a difference between an output of the addition calculation unit and the target value.

The servo control circuit according to claim 1, wherein the control unit generates the control signal by performing a digital PI control calculation based on a difference between an output of the addition calculation unit and the target value.

A servo control circuit that outputs a control signal for controlling the control target based on a detection signal detected from the control target and a target value for servo control,
A difference calculation unit that outputs a difference between an amount proportional to the difference between the detection signal and the target value and an amount proportional to the first signal;
An A / D converter that digitally converts the output of the difference calculator;
An integration calculation unit that outputs an amount proportional to the integral value of the output of the A / D conversion unit;
A D / A converter that analog-converts the output of the integral calculator and outputs the first signal;
An addition operation unit that outputs a sum of an amount proportional to an output of the A / D conversion unit and an amount proportional to an output of the integration operation unit;
A servo control circuit comprising: a control unit that generates the control signal by performing an operation based on an output of the addition operation unit.

The servo control circuit according to claim 3, wherein the control unit generates the control signal by performing digital PI control calculation based on an output of the addition calculation unit.

An actuator control apparatus for controlling an actuator that drives a movable part based on a detection signal from a position sensor that detects a position of the movable part,
The servo control circuit according to any one of claims 1 to 4, wherein a control signal is output based on the detection signal and a target value for servo control.
And a drive circuit that drives the actuator based on the control signal.

An imaging apparatus having a camera shake correction function,
An image recording medium;
An imaging optical system for imaging a subject on the image recording medium;
A correction optical system provided on the optical axis of the imaging optical system;
An actuator for displacing the correction optical system in a direction intersecting the optical axis of the imaging optical system;
A vibration detection sensor for detecting vibration of the imaging device;
A signal processing circuit that calculates a displacement amount for displacing the correction optical system by the actuator based on an output of the vibration detection sensor, and outputs a servo control target value corresponding to the calculated displacement amount;
A position sensor for detecting the position of the correction optical system;
The servo control circuit according to any one of claims 1 to 4, wherein a control signal is output based on a detection signal of the position sensor and the target value.
An imaging apparatus comprising: a drive circuit that drives the actuator in response to the control signal.