JP5301594B2 - Power supply for sputtering - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、コンパクトディスク（CD）やディジタル・ビデオ・ディスク（ＤＶＤ）製造用のスパッタリング装置に用いられるスパッタリング用電源装置に関する。 The present invention relates to a sputtering power supply apparatus used in a sputtering apparatus for manufacturing a compact disk (CD) or a digital video disk (DVD).
コンパクトディスク（CD）やディジタル・ビデオ・ディスク（ＤＶＤ）製造用のスパッタリング装置に用いられるスパッタリング用電源装置が知られている（例えば特許文献１，２，３）。
There is known a sputtering power supply device used in a sputtering device for producing a compact disc (CD) or a digital video disc (DVD) (for example,
コンパクトディスクやディジタル・ビデオ・ディスクへの膜の形成は、マグネトロンスパッタ技術により成膜している。このスパッタリング中にアーク放電の抑制を失敗すると、ターゲット材料が飛散してディスクに付着するため、製品の歩留まりを下げる。 Films are formed on compact discs and digital video discs by magnetron sputtering technology. Failure to suppress arc discharge during sputtering will cause the target material to scatter and adhere to the disk, thus reducing product yield.
また、より短い時間でディスク上への成膜を完了させるためには、スパッタリング装置用電源装置から出力される平均電力を上げる必要がある。 Further, in order to complete the film formation on the disk in a shorter time, it is necessary to increase the average power output from the power supply device for the sputtering apparatus.
しかし、平均電力を上げると、スパッタリング中にアーク放電が発生し易くなり、アーク放電の抑制を失敗する頻度も上がってしまう。さらに、スパッタリング中にアーク放電抑制を失敗する原因として他にも種々挙げられる。第1に、電源装置の出力フィルターに用いているコンデンサに蓄積したエネルギーがアーク抑制の失敗により起因してアーク放電に大きなエネルギーが入ってしまう、第２に、電源装置のフィルターに用いているチョークコイルのインダクタンスが小さいため、制御のフィードバックより電流が増加する速度が速くて、アークが消弧しないと通常のスパッタ電流に比べて１桁以上大きなアーク電流が流れてしまう場合、第３に、アーク放電を消弧するために逆電圧を印加する方式は、ＵＳＰ５，５７６，９３９のようにタップ付きインダクタ（オートトランス）のため、１発の逆電圧パルスの印加でアーク放電が消弧できて、消える場合は問題無いが、消えない場合はパルス毎にアーク電流は増加して行ってしまう、
第４に、アーク放電によって電流が増加すると、スイッチング素子の飽和電圧が高くなって逆電圧を発生させることができなくなる場合、第５に、前述したタップ付きチョークコイルが磁気飽和してしまうため、逆電圧を発生させることができなくなってアーク放電を消弧させることができなくなる場合などが挙げられる。
However, when the average power is increased, arc discharge is likely to occur during sputtering, and the frequency of failing to suppress arc discharge increases. Furthermore, there are various other reasons for failing to suppress arc discharge during sputtering. First, the energy stored in the capacitor used for the output filter of the power supply unit is caused by the failure of arc suppression, resulting in large energy in the arc discharge. Second, the choke used for the filter of the power supply unit Third, if the coil inductance is small and the current increases at a faster rate than the feedback of the control, and if the arc does not extinguish, an arc current that is one digit larger than the normal sputter current will flow. The method of applying the reverse voltage to extinguish the discharge is a tapped inductor (auto transformer) as in USP 5,576,939, so that the arc discharge can be extinguished by applying one reverse voltage pulse, If it disappears, there is no problem, but if it does not disappear, the arc current increases every pulse.
Fourthly, when the current increases due to arc discharge, when the saturation voltage of the switching element becomes high and the reverse voltage cannot be generated, fifth, because the above-described tapped choke coil is magnetically saturated, For example, the reverse voltage cannot be generated and the arc discharge cannot be extinguished.
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、その目的は、スパッタリング中におけるアーク放電を確実に抑制することができるスパッタリング用電源装置を提供することにある。 This invention is made | formed in view of said point, The objective is to provide the power supply device for sputtering which can suppress the arc discharge during sputtering reliably.
請求項１に係る発明のスパッタリング用電源装置は、負極出力端子および正極出力端子を有するものであって、直流電圧を出力する直流電源と、それぞれブリッジ接続された複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の出力をパルス出力に変換する第１および第２のスイッチング回路と、前記各スイッチング回路からパルス状の一次電圧が供給され、パルス状の２次電圧をそれぞれ出力する第１および第２のトランスと、前記第１のトランスから出力されるパルス状の２次電圧を整流する第1のダイオードブリッジと、前記第２のトランスから出力されるパルス状の２次電圧を整流する第２のダイオードブリッジと、前記第２のトランスから出力されるパルス状の２次電圧を整流する第３のダイオードブリッジと、前記第１のダイオードブリッジの出力端と前記負極出力端子との間に接続されたチョークコイルと、前記第３のダイオードブリッジの出力端に接続された逆電圧保持用コンデンサと、前記チョークコイルおよび前記負極出力端子の接続間と、前記逆電圧保持用コンデンサの陽極との間、に接続されたスイッチング手段と、前記負極出力端子と前記正極出力端子との間に発生する電圧を検出する電圧検出部と、前記スイッチング素子に対してスイッチング制御信号を出力すると共に、前記スイッチング手段のオン・オフを制御するスイッチング制御信号を出力する制御手段と、を備える。そして、前記第１のダイオードブリッジと前記第２のダイオードブリッジとが直列接続され、その第２のダイオードブリッジの他端と前記第３のダイオードブリッジの一端とが接続され、その第２のダイオードブリッジと第３のダイオードブリッジとの接続点が前記逆電圧保持用コンデンサの陰極および前記正極出力端子に接続されている。 The power supply device for sputtering according to the first aspect of the present invention has a negative electrode output terminal and a positive electrode output terminal, and includes a DC power source that outputs a DC voltage, and a plurality of switching elements that are bridge-connected, First and second switching circuits for converting the output of the DC power source into pulse outputs, and first and second pulse circuits that are supplied with pulsed primary voltages and output pulsed secondary voltages, respectively. A transformer, a first diode bridge that rectifies the pulsed secondary voltage output from the first transformer, and a second diode that rectifies the pulsed secondary voltage output from the second transformer. A bridge, a third diode bridge for rectifying the pulsed secondary voltage output from the second transformer, and the first diode block. A choke coil connected between the output terminal of the ridge and the negative output terminal; a capacitor for holding a reverse voltage connected to the output terminal of the third diode bridge; and a connection between the choke coil and the negative output terminal And switching means connected between the anode of the reverse voltage holding capacitor, a voltage detector for detecting a voltage generated between the negative output terminal and the positive output terminal, and the switching element And a control means for outputting a switching control signal for controlling on / off of the switching means. The first diode bridge and the second diode bridge are connected in series , the other end of the second diode bridge and one end of the third diode bridge are connected, and the second diode bridge And a third diode bridge are connected to the cathode of the reverse voltage holding capacitor and the positive output terminal .
本発明によれば、スパッタリング中におけるアーク放電抑制の失敗を無くすことができるスパッタリング用電源装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the power supply device for sputtering which can eliminate the failure of the arc discharge suppression during sputtering can be provided.
以下、図面を参照して本発明の第１の実施の形態について説明する。図１において、ＰＳ１は例えば、８００Ｖのスパッタリング用直流電源である。この直流電源ＰＳ１の両極間には、コンデンサＣ１が接続される。 The first embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. In FIG. 1, PS1 is a DC power source for sputtering of 800V, for example. A capacitor C1 is connected between both poles of the DC power supply PS1.
この直流電源ＰＳ１の陰極は定電流制御を行うためのスイッチング用トランジスタ（以下、スイッチＳＷ１と称する）、ダイオードＤ１を介して直流電源ＰＳ１の陽極に接続される。 The cathode of the DC power supply PS1 is connected to the anode of the DC power supply PS1 through a switching transistor (hereinafter referred to as a switch SW1) for performing constant current control and a diode D1.
このダイオードＤ１のアノードは、４つ直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４を介し、更に、逆方向アーク防止回路１３を介して本装置の（−）出力端子Ｏ１に接続される。この逆方向アーク防止回路１３はダイオードＤ２に抵抗Ｒ０が並列に接続されている。
The anode of the diode D1 is connected to the (−) output terminal O1 of the present apparatus via four independent choke coils L1 to L4 connected in series, and further via the reverse
さらに、直流電源ＰＳ１の陽極は、本装置の（＋）出力端子Ｏ２に接続される。さらに、最終列のチョークコイルＬ４と逆方向アーク防止回路１３との接続点はスイッチング用トランジスタ（以下、スイッチＳＷ２と呼称する）を介して逆電圧発生用直流電源ＰＳ２の陽極に接続される。
Further, the anode of the DC power supply PS1 is connected to the (+) output terminal O2 of the present apparatus. Furthermore, the connection point between the choke coil L4 in the last row and the reverse
なお、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２との間には、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２との直列接続体が接続される。この分圧抵抗Ｒ１とＲ２との接続点の電位は、制御部２１に入力される。この分圧抵抗Ｒ１及びＲ２により電圧検出部が構成される。この制御部２１は、例えばマイクロコンピュータを中心に構成されている。制御部２１は分圧抵抗Ｒ１とＲ２との接続点の電位を検出することにより、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖを検出している。
A series connection of voltage dividing resistors R1 and R2 is connected between the (−) output terminal O1 and the (+) output terminal O2 of the present apparatus. The potential at the connection point between the voltage dividing resistors R1 and R2 is input to the
前述したスイッチＳＷ１及びＳＷ２のオン・オフ制御は制御部２１により制御される。
The above-described on / off control of the switches SW1 and SW2 is controlled by the
また、４つ直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４に流れる電流Ｉは電流検出器２２により検出される。この電流検出器２２で検出された電流Ｉは制御部２１に出力される。
Further, the current I flowing through the four independent choke coils L1 to L4 connected in series is detected by the
ところで、本装置の（−）出力端子Ｏ１は、スパッタ源３１に接続され、（＋）出力端子Ｏ２は真空槽３２に接続される。通常、本装置の（＋）出力端子Ｏ２は接地される。
By the way, the (−)
制御部２１は、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖを検出することにより、真空槽３２内でスパッタ放電が発生しているかアーク放電が発生しているかを判定している。スパッタ電圧は通常３００Ｖ以上であり、アーク放電電圧は１５０Ｖ以下であるため、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖが１５０Ｖ以下に下がると、真空槽３２内でアーク放電が発生していると判定される。
The
制御部２１は、アーク放電の発生を検出すると、設定時間Ｔ1(0.01〜100μｓ）後にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２（0.3〜10μｓ)オンする。つまり、逆電圧パルスをスパッタ源３１に印加する。この間において、スイッチＳＷ１は制御部２１によりオン、オフ制御され、４つ直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４に定電流が流れるように制御される。つまり、４つ直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４に流れる電流Ｉは電流検出器２２により検出されるので、制御部２１はこの電流Ｉが定電流となるように、スイッチＳＷ１をオン・オフ制御している。前述した逆電圧パルスを印加直後のアーク判定時間Ｔ３は、１０μｓ（0.01〜10μｓ）以下としている（図１２）。そして、このアーク判定時間Ｔ３経過後に再度アークと判定された場合には、設定時間Ｔ1(0.01〜100μｓ）後にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２（0.3〜10μｓ)オンする処理が行われる。以下、アークが検出される間は、アークが検出されなくなるまで、逆電圧パルスが印加され続ける。以上の処理が遮断モードである。ここで、アークを判定してから設定時間Ｔ１後にスイッチＳＷ２をオンさせるのは、設定時間Ｔ１が経過する前にアークが自己消滅する場合があるからである。
When detecting the occurrence of arc discharge, the
次に、スイッチＳＷ２のオン制御を制御部２１の制御により定期的に行っても良い。この場合には、定期的（10から10000μｓ）にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２だけオンする。ここで、定期的にスイッチＳＷ２をオン制御する最中でも、アーク放電の発生が検出されると、前述したように設定時間Ｔ１後にスイッチＳＷ２をオンさせて逆電圧パルスを発生させる処理が行われる。また、このように定期的にスイッチＳＷ２をオンすると共に、前述したアーク放電の発生を検出すると、設定時間Ｔ1(0.01〜100μｓ）後にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２（0.3〜10μｓ)オンするようにしても良い。
Next, the ON control of the switch SW2 may be periodically performed under the control of the
さらに、制御部２１は、アーク放電の発生を検出すると、スイッチＳＷ２はオンさせないで、スイッチＳＷ１をオフ制御するようにしても良い。スイッチＳＷ１をオフすると、スパッタ源３１には電源が供給されなくなるため、アークは消弧する。このように、アークが消弧するまでに、電圧／電流特性を計測する（アーク放電特性測定モード）。そして、アークが消弧したら、スイッチＳＷ１をオン・オフ制御して再度、定電流制御を行う。このように、スイッチＳＷ１をオフしたときの電圧・電流特性を知ることができる。例えば、図１１の直線Ａに示すような電圧・電流特性が得られる。通常アーク電流が増加しても電圧はあまり変化しないため、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖが１５０Ｖ以下であると判定されると、アーク放電が発生していると判定することができる。しかし、図１１の直線Ａに示すような電圧・電流特性を持つアーク放電が存在するということは、アーク放電の判定レベルを１５０Ｖという値ではなく、Ｖarc＝Ｖa0＋Rt＊Ioというように電流の一次関数で表わす必要がある。
Furthermore, when detecting the occurrence of arc discharge, the
最近は、スパッタの適用範囲が広がって、図１１に示すように放電特性が従来と違って、150Ｖのような固定値では判断できないものがある。これは、ターゲット材料による違いに起因する。 Recently, the application range of sputtering has expanded, and as shown in FIG. 11, there are some discharge characteristics that cannot be determined by a fixed value such as 150 V, unlike the conventional case. This is due to the difference depending on the target material.
そして、Ｖarc＝Ｖa0＋Rt＊Ioのように電源の出力電流に対応したスパッタ特性と、アーク特性の中間に電圧判断レベルを設けることにより、逆電圧パルスを加えた直後でも正しくアーク判定することができる。 Then, by providing a voltage judgment level between the sputtering characteristic corresponding to the output current of the power source and the arc characteristic such as Varc = Va0 + Rt * Io, the arc can be judged correctly even immediately after the reverse voltage pulse is applied.
また、この値に対して10〜20％程度のヒステリシス特性をもちせることにより、より確実にアーク判定を行うことができる。 Moreover, by having a hysteresis characteristic of about 10 to 20% with respect to this value, the arc determination can be performed more reliably.
ここで、Ｖarc：判定レベル
Ｖa0：負荷特性から求めるＩo＝０付近の判定レベル
Ｒt：負荷特性から求めるＩoに比例する成分の係数
Ｉo：その時の電源出力電流≒Ｌ１を流れている電流
Ｖth：ヒステリシス電圧幅
このようにすることにより、逆電圧パルス印加後の電圧上昇時間が余分なコンデンサが無いため速くなっているので、負荷によっては0.1μｓ以下でもアーク判定可能である。
Where Varc: judgment level
Va0: Judgment level near Io = 0 obtained from load characteristics
Rt: Coefficient of component proportional to Io obtained from load characteristics
Io: Current flowing in power supply output current ≒ L1 at that time
Vth: Hysteresis voltage width
By doing so, the voltage rise time after application of the reverse voltage pulse is faster because there is no extra capacitor, so depending on the load, arc determination can be made even at 0.1 μs or less.
次に、アーク放電特性測定モードについて詳細に説明する。アーク放電特性測定モードとは、アーク発生時にアーク電圧及び電流特性を測定するモードである。この場合には、スイッチＳＷ２を動作させない制御を行い、アーク電圧及び電流特性を収集する。アーク放電とスパッタ放電の特性は、ターゲット機構の磁場構造やターゲット材料とプロセス条件によって相違するので、負荷によって設定を変化させる必要がある。 Next, the arc discharge characteristic measurement mode will be described in detail. The arc discharge characteristic measurement mode is a mode for measuring arc voltage and current characteristics when an arc is generated. In this case, control not to operate the switch SW2 is performed, and arc voltage and current characteristics are collected. Since the characteristics of the arc discharge and the sputter discharge differ depending on the magnetic field structure of the target mechanism, the target material, and the process conditions, it is necessary to change the setting depending on the load.
例えば、ターゲット材料として一般的な金属材料の場合には、Ｖaoが150V、Ｒtが０Ω、Vhが20Vであるが、コンポジット材料の場合には、Ｖaoが200Ｖ、Ｒtが0〜200Ω、Ｖhが30Ｖという値をとる。アーク放電とスパッタ電流を０付近から使用値を少し超えるところまで変化させて電圧・電流特性を求める。このように求める方法の一つとして、本装置の出力電圧電流を測定して図１１に示すような特性図を求めて、Ｖao、Ｒt、Vhを設定する方法がある。 For example, in the case of a general metal material as a target material, Vao is 150V, Rt is 0Ω, and Vh is 20V. However, in the case of a composite material, Vao is 200V, Rt is 0 to 200Ω, and Vh is 30V. The value is taken. The voltage and current characteristics are obtained by changing the arc discharge and the sputtering current from near 0 to a point slightly exceeding the use value. As one of the methods to obtain in this way, there is a method of setting Vao, Rt, and Vh by measuring the output voltage current of this apparatus and obtaining a characteristic diagram as shown in FIG.
また、他の方法として、電源の機能として、出力電圧と電流をＡ／Ｄ変換してメモリに取り込み、電流値に対する電圧のヒストグラムを求めて判定レベルを決定する方法である。取り込むメモリ量を節約するためには、0,10,20,30,40,50,…,…,1480,1490Ｖのように10Ｖ刻みに対応するメモリを設け、電流値を1,2,4,8,16Ａのように決めた記憶用メモリブロックとする。２バイト単位とすると、150＊５＊2＝1500バイトのメモリが必要となる。電流値が±１０％範囲でその時の電圧に対応するメモリをカウントアップするようにすれば、組み込み用マイコンの小さいメモリでもヒストグラムを簡単に収集することができる。このようにして求めた電圧電流のヒストグラムからＶao、Ｒt、Vhを決定する。また、データをとる時、電流設定を５％から100％まで急速に変えて10ms程度の時間放電させてヒストグラムデータをとる。同じ電流値に対して複数の山が得られた場合、１番高い電圧値の山がスパッタで、200Ｖ以下の山は確実にアークである。各電流値に対してヒストグラムの山頂を結んでやれば、スパッタの電圧電流特性とアークの電圧電流特性が得られる。アーク判定レベルはその中間レベルに設定する。 As another method, as a function of the power supply, the output voltage and current are A / D converted and taken into the memory, and a determination level is determined by obtaining a histogram of the voltage with respect to the current value. In order to save the amount of memory to be captured, a memory corresponding to 10V increments such as 0, 10, 20, 30, 40, 50, ..., 1480, 1490V is provided, and the current value is 1, 2, 4, A memory block for storage determined as 8,16A. If the unit is 2 bytes, 150 * 5 * 2 = 1500 bytes of memory is required. If the memory corresponding to the voltage at that time is counted up when the current value is in the range of ± 10%, the histogram can be easily collected even with a small memory of the embedded microcomputer. Vao, Rt, and Vh are determined from the voltage / current histogram thus obtained. Also, when collecting data, the current setting is rapidly changed from 5% to 100%, and discharge is performed for about 10 ms, and histogram data is obtained. When a plurality of peaks are obtained for the same current value, the peak having the highest voltage value is sputter, and the peaks below 200 V are surely arcs. If the peak of the histogram is connected to each current value, the voltage-current characteristic of sputtering and the voltage-current characteristic of arc can be obtained. The arc determination level is set to the intermediate level.
ところで、複数直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４を用いた理由について説明する。チョークコイルＬ１〜Ｌ４全体の自己共振周波数はスイッチＳＷ１のスイッチング周波数の５倍以上に設定している。チョークコイルの値は、負荷電圧とスイッチＳＷ１のスイッチング周波数と出力電流と許容リップルで最低値が決定される。例えば、負荷電圧が500Ｖ、最大出力電流が10Ａ、出力電流が1Ａ、スイッチング周波数が50kHz、許容リップルを0.1Ａとすると、1Ａ出力しているときのパルス間隔は出力を絞った状態であるので、20μs近くになる。 Now, the reason why a plurality of independent choke coils L1 to L4 connected in series is used will be described. The entire self-resonant frequency of the choke coils L1 to L4 is set to 5 times or more the switching frequency of the switch SW1. The minimum value of the choke coil is determined by the load voltage, the switching frequency of the switch SW1, the output current, and the allowable ripple. For example, assuming that the load voltage is 500V, the maximum output current is 10A, the output current is 1A, the switching frequency is 50kHz, and the allowable ripple is 0.1A, the pulse interval when outputting 1A is the state where the output is narrowed down. Nearly 20μs.
Ｖ＝Ｌ＊di/dtであるので、
Ｌ＝Ｖ＊dt/di＝500＊20e-6/0.1＝0.1＝100[mH]
となる。従って、直流電源ＰＳ１の電圧が負荷電圧に近ければオフ時間は短くなるので、この半分から１／３の50〜30mHという大きなインダクタンスが必要とされる。スイッチング周波数を上げて、電流の変動幅（リップル）を大きく許容しても、10〜20mH程度が現実的な値である。
Since V = L * di / dt,
L = V * dt / di = 500 * 20e-6 / 0.1 = 0.1 = 100 [mH]
It becomes. Accordingly, when the voltage of the DC power supply PS1 is close to the load voltage, the off time is shortened, so that a large inductance of 50 to 30 mH, which is half of this, is required. Even if the switching frequency is increased to allow a large fluctuation range (ripple) of the current, about 10 to 20 mH is a realistic value.
例えば、10mHのチョークコイルを１個のチョークコイルで作ると、自己共振周波数が150kHz程度になり、50kHzのドライブでチョークコイルの電圧・電流が振動する。自己共振周波数をスイッチング周波数の５倍以上にすると、その振動を充分に小さくすることができる。 For example, if a choke coil of 10mH is made with one choke coil, the self-resonant frequency becomes about 150kHz, and the voltage / current of the choke coil vibrates with a 50kHz drive. When the self-resonance frequency is set to 5 times or more of the switching frequency, the vibration can be sufficiently reduced.
自己共振周波数は、インダクタンスを小さくすれば高くなる。磁気結合させないで直列接続すると、インダクタンスは足し算で増加するが、自己共振周波数はほとんど変化しない。磁気結合が和になるように結合させると、自己共振周波数は下がる。 The self-resonant frequency increases as the inductance decreases. When connected in series without magnetic coupling, the inductance increases by addition, but the self-resonant frequency hardly changes. When the magnetic coupling is combined so as to be the sum, the self-resonant frequency is lowered.
このように本発明の第1の実施の形態によれば、従来フィルターに用いていたコンデンサは使用しないでチョークコイルだけでフィルターするようにし、チョークコイルのインダクタンス値を従来の十倍以上にすることにより、アークが発生してもチョークコイルを流れる電流の振動を充分小さい値にすることができる。さらに、アーク放電とスパッタ放電を出力電流に応じた出力電圧の絶対値で判断しているので、負荷によって判断基準が変化するが、測定して判断値を設定するので、放電して電流が流れればアーク放電かスパッタ放電か瞬時に判断することができる。さらに、アーク放電と判断すると、アーク放電が消弧するまで何度でも逆電圧パルスを繰り返し印加するので確実にアーク放電を消弧させることができる。この際に、逆電圧パルスを連続して印加しても、チョークコイルの電流は一定となるように制御されているので、チョークコイルの磁気飽和が発生することを防止することができる。 As described above, according to the first embodiment of the present invention, the capacitor used in the conventional filter is not used, and only the choke coil is used for filtering, so that the inductance value of the choke coil is more than ten times that of the conventional one. Thus, even when an arc is generated, the vibration of the current flowing through the choke coil can be made sufficiently small. Furthermore, since arc discharge and sputter discharge are judged by the absolute value of the output voltage according to the output current, the judgment criteria change depending on the load, but since the judgment value is set by measurement, the discharge causes current to flow. Thus, it is possible to instantaneously determine whether the arc discharge or the spatter discharge. Further, when the arc discharge is determined, the reverse voltage pulse is repeatedly applied many times until the arc discharge is extinguished, so that the arc discharge can be reliably extinguished. At this time, even if the reverse voltage pulse is continuously applied, the current of the choke coil is controlled to be constant, so that magnetic saturation of the choke coil can be prevented.
次に、本発明の第２の実施の形態について図２を参照して説明する。この第２の実施の形態は、逆電圧パルス印加時に直流電源ＰＳ２の電圧によるチョークコイルＬ１，Ｌ２に流れる電流の増加を防止するための実施の形態である。図２において、図１と同一部分には同一番号を付し、その詳細な説明についてはその詳細な説明を省略する。この第２の実施の形態においては、チョークコイルはＬ１、Ｌ２の２個であるが、図１に示した第1の実施の形態のように４つ設けても良い。 Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The second embodiment is an embodiment for preventing an increase in current flowing through the choke coils L1, L2 due to the voltage of the DC power supply PS2 when a reverse voltage pulse is applied. 2, the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted. In the second embodiment, there are two choke coils L1 and L2, but four choke coils may be provided as in the first embodiment shown in FIG.
図２において、スイッチＳＷ１と電流検出器２２との間には、ＦＥＴよりなるスイッチＳＷ３が設けられている。このスイッチＳＷ３のオン・オフは制御部２１により制御される。
In FIG. 2, a switch SW <b> 3 made of an FET is provided between the switch SW <b> 1 and the
このスイッチＳＷ３と電流検出器２２との接続点とスイッチＳＷ２と直流電源２２との接続点との間には還流路３２が設けられている。この還流路３２には、ダイオードＤ３が図の極性で接続されている。
A
そして、逆電圧パルスを印加する場合には、スイッチＳＷ２がオンされ、スイッチＳＷ１及びＳＷ３がオフされる。 When a reverse voltage pulse is applied, the switch SW2 is turned on and the switches SW1 and SW3 are turned off.
このため、逆電圧パルス印加時には、スイッチＳＷ２、チョークコイルＬ１、Ｌ２、ダイオードＤ３のルートで電流が流れる。このルートには電源は含まれていないため、チョークコイルＬ１、Ｌ２を流れる電流が増加することを防止することができる。 For this reason, when a reverse voltage pulse is applied, a current flows through the route of the switch SW2, the choke coils L1 and L2, and the diode D3. Since this route does not include a power source, it is possible to prevent an increase in the current flowing through the choke coils L1 and L2.
ところで、アーク放電が発生すると、設定時間Ｔ1(0.01〜100μｓ）後にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２（0.3〜10μｓ)オンする処理が行われる（図１２）。以下、アークが検出される間は、アークが検出されなくなるまで、逆電圧パルスが印加され続ける。ここで、スイッチＳＷ２がオンされる場合には、スイッチＳＷ１及びＳＷ３がオフされる。 By the way, when arc discharge occurs, processing for turning on the switch SW2 for the set time T2 (0.3 to 10 μs) is performed after the set time T1 (0.01 to 100 μs) (FIG. 12). Hereinafter, while the arc is detected, the reverse voltage pulse is continuously applied until the arc is not detected. Here, when the switch SW2 is turned on, the switches SW1 and SW3 are turned off.
本発明においては、アークが検出されるとアークが検出されなくなるまで、逆電圧パルスが印加され続ける。仮に、本実施の形態の特徴であるスイッチＳＷ３及び還流路３２を設けないで、アークが検出されなくなるまで、逆電圧パルスを印加し続けると、チョークコイルＬ１、Ｌ２を流れる電流は増加してしまう。例えば、チョークコイルＬ１とＬ２の合計したインダクタンスを20mH、直流電源ＰＳ２の電圧を50V、パルス幅を10μｓとすると、
Ｖ＝Ｌdi/dtであるので、
di＝V＊dt/L＝500＊10e−6/20e−3＝0.025[A]
と小さい値であるが、１０パルス以上のマルチパルスとなった場合には、電流はパルス数に比例して増加する。図２に示すように、逆電圧パルスを印加する場合には、スイッチＳＷ２をオンし、スイッチＳＷ１及びＳＷ３をオフするので、チョークコイルＬ１及びＬ２を流れる電流は、ダイオードＤ３が設けられた還流路３２を介して流れる。つまり、逆電圧パルスを印加する場合には、スイッチＳＷ３をオフしておくようにしたので、直流電源ＰＳ２の電圧は負荷、つまりスパッタ源３１だけに印加されるようにしている。このように、スイッチＳＷ３をオフすることにより、ダイオードＤ１を切り離すようにしたので、逆電圧パルスを連続して印加した場合でも、チョークコイルＬ１及びＬ２に流れる電流を増加させないように制御することができる。
In the present invention, when the arc is detected, the reverse voltage pulse is continuously applied until the arc is not detected. If the reverse voltage pulse is continuously applied until the arc is not detected without providing the switch SW3 and the
Since V = Ldi / dt,
di = V * dt / L = 500 * 10e-6 / 20e-3 = 0.025 [A]
However, when the multi-pulse is 10 pulses or more, the current increases in proportion to the number of pulses. As shown in FIG. 2, when a reverse voltage pulse is applied, the switch SW2 is turned on and the switches SW1 and SW3 are turned off, so that the current flowing through the choke coils L1 and L2 is the return path provided with the diode D3. 32 flows through. That is, when the reverse voltage pulse is applied, the switch SW3 is turned off, so that the voltage of the DC power supply PS2 is applied only to the load, that is, the sputtering
このように、本発明の第２の実施の形態は第1の実施の形態と同様な効果を奏する。 As described above, the second embodiment of the present invention has the same effect as the first embodiment.
次に、図３は図２を参照して説明した第２の実施の形態の変形例について説明する。図３において、図２と同一部分には同一番号を付し、その詳細な説明については省略する。図３の構成は、図２のダイオードＤ２と抵抗Ｒ０との並列回路のうち、抵抗Ｒ０のみを直流電源ＰＳ２の陽極の直ぐ上流で、しかも還流路３２の接続点３２ｐよりも直流電源ＰＳ２の陽極よりに接続している。
Next, FIG. 3 illustrates a modification of the second embodiment described with reference to FIG. 3, the same parts as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. 3 includes only the resistor R0 in the parallel circuit of the diode D2 and the resistor R0 in FIG. 2 immediately upstream of the anode of the DC power source PS2, and the anode of the DC power source PS2 with respect to the connection point 32p of the
つまり、図２の回路において、ダイオードＤ２を不要することができる。図３において、直流電源ＰＳ２の負荷は抵抗Ｒ０とスパッタ源３１であるため、抵抗Ｒ０を直流電源ＰＳ２の陽極の直上流に移動させることにより、図２の回路図と同様な動作を行わせることができる。
That is, the diode D2 can be omitted in the circuit of FIG. In FIG. 3, since the load of the DC power source PS2 is the resistor R0 and the sputtering
次に、本発明の第３の実施の形態について図４を参照して説明する。図４において、３相交流電圧（ＡＣ２００Ｖ３φ）は３相整流回路Ｄ０で全波整流された後、フィルタＬ０を通過した後、一対のスイッチング回路Ｓ１０，Ｓ２０によりパルス出力にされた後、トランスＴ１，Ｔ２の一次側にそれぞれ接続される。 Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In FIG. 4, a three-phase AC voltage (AC200V3φ) is full-wave rectified by a three-phase rectifier circuit D0, passes through a filter L0, and is converted to a pulse output by a pair of switching circuits S10 and S20. Each is connected to the primary side of T2.
スイッチング回路Ｓ１０はスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４、スイッチング回路Ｓ２０はスイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２４を有する。これらスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４、Ｓ２１〜Ｓ２４のオン・オフ制御は、制御部２１からの制御信号により行われる。
The switching circuit S10 includes switching elements S11 to S14, and the switching circuit S20 includes switching elements S21 to S24. On / off control of the switching elements S11 to S14 and S21 to S24 is performed by a control signal from the
さらに、スイッチング回路Ｓ１０には並列に平滑用コンデンサＣ１１が接続され、スイッチング回路Ｓ２０には並列に平滑用コンデンサＣ１２が接続されている。 Further, a smoothing capacitor C11 is connected in parallel to the switching circuit S10, and a smoothing capacitor C12 is connected in parallel to the switching circuit S20.
トランスＴ１の２次側は４つのダイオードからなるブリッジ回路Ｂ１に接続され、トランスＴ２の２次側は４つのダイオードからなるブリッジ回路Ｂ２に接続される。 The secondary side of the transformer T1 is connected to a bridge circuit B1 composed of four diodes, and the secondary side of the transformer T2 is connected to a bridge circuit B2 composed of four diodes.
ブリッジ回路Ｂ１の一端は、４つ直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４を介し、更に、逆方向アーク防止回路１３を介して本装置の（−）出力端子Ｏ１に接続される。この逆方向アーク防止回路１３はダイオードＤ２に抵抗Ｒ０が並列に接続されている。
One end of the bridge circuit B <b> 1 is connected to the (−) output terminal O <b> 1 of the present apparatus through the reverse
さらに、ブリッジ回路Ｂ１の他端は、本装置の（＋）出力端子Ｏ２に接続される。さらに、最終列のチョークコイルＬ４と逆方向アーク防止回路１３との接続点はスイッチング用トランジスタ（以下、スイッチＳＷ２と呼称する）を介して逆電圧保持用コンデンサＣ３１の陽極に接続される。
Further, the other end of the bridge circuit B1 is connected to the (+) output terminal O2 of the present apparatus. Further, the connection point between the choke coil L4 in the last row and the reverse
ところで、ブリッジ回路Ｂ１の他端は、ブリッジ回路Ｂ２の一端に接続されている。ブリッジ回路Ｂ１とＢ２との接続点は、コンデンサＣ３１の陰極に接続されると共に本装置の（＋）出力端子Ｏ２に接続される。 By the way, the other end of the bridge circuit B1 is connected to one end of the bridge circuit B2. The connection point between the bridge circuits B1 and B2 is connected to the cathode of the capacitor C31 and to the (+) output terminal O2 of the present apparatus.
なお、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２との間には、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２との直列接続体が接続される。この分圧抵抗Ｒ１とＲ２との接続点の電位は、制御部２１に入力される。この分圧抵抗Ｒ１及びＲ２により電圧検出部が構成される。この制御部２１は、例えばマイクロコンピュータを中心に構成されている。制御部２１は分圧抵抗Ｒ１とＲ２との接続点の電位を検出することにより、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖを検出している。
A series connection of voltage dividing resistors R1 and R2 is connected between the (−) output terminal O1 and the (+) output terminal O2 of the present apparatus. The potential at the connection point between the voltage dividing resistors R1 and R2 is input to the
前述したスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４、Ｓ２１〜Ｓ２４及びスイッチＳＷ２のオン・オフ制御は制御部２１により制御される。
On / off control of the switching elements S11 to S14, S21 to S24 and the switch SW2 described above is controlled by the
また、４つ直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４に流れる電流Ｉは電流検出器２２により検出される。この電流検出器２２で検出された電流Ｉは制御部２１に出力される。
Further, the current I flowing through the four independent choke coils L1 to L4 connected in series is detected by the
ところで、本装置の（−）出力端子Ｏ１は、スパッタ源３１に接続され、（＋）出力端子Ｏ２は真空槽３２に接続される。通常、本装置の（＋）出力端子Ｏ２は接地される。
By the way, the (−)
制御部２１は、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖを検出することにより、真空槽３２内でスパッタ放電が発生しているかアーク放電が発生しているかを判定している。スパッタ電圧は通常３００Ｖ以上であり、アーク放電電圧は１５０Ｖ以下であるため、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖが１５０Ｖ以下に下がると、真空槽３２内でアーク放電が発生していると判定される。
The
制御部２１は、アーク放電の発生を検出すると、設定時間Ｔ1(0.01〜100μｓ）後にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２（0.3〜10μｓ)オンする（図１２）。つまり、逆電圧パルスをスパッタ源３１に印加する。この間において、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４は制御部２１によりオン、オフ制御され、４つ直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４に定電流が流れるように制御される。つまり、４つ直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４に流れる電流Ｉは電流検出器２２により検出されるので、制御部２１はこの電流Ｉが定電流となるように、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をオン・オフ制御している。前述した逆電圧パルスを印加直後のアーク判定時間Ｔ３は、１０μｓ（0.01〜10μｓ）以下としている。そして、このアーク判定時間Ｔ３経過後に再度アークと判定された場合には、設定時間Ｔ1(0.01〜100μｓ）後にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２（0.3〜10μｓ)オンする処理が行われる。以下、アークが検出される間は、アークが検出されなくなるまで、逆電圧パルスが印加され続ける。以上の処理が遮断モードである。ここで、アークを判定してから設定時間Ｔ１後にスイッチＳＷ２をオンさせるのは、設定時間Ｔ１が経過する前にアークが自己消滅する場合があるからである。
When detecting the occurrence of arc discharge, the
次に、スイッチＳＷ２のオン制御を制御部２１の制御により定期的に行っても良い。この場合には、定期的（10から10000μｓ）にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２だけオンする。ここで、定期的にスイッチＳＷ２をオン制御する最中でも、アーク放電の発生が検出されると、前述したように設定時間Ｔ１後にスイッチＳＷ２をオンさせて逆電圧パルスを発生させる処理が行われる。また、このように定期的にスイッチＳＷ２をオンすると共に、前述したアーク放電の発生を検出すると、設定時間Ｔ1(0.01〜100μｓ）後にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２（0.3〜10μｓ)オンするようにしても良い。
Next, the ON control of the switch SW2 may be periodically performed under the control of the
さらに、制御部２１は、アーク放電の発生を検出すると、スイッチＳＷ２はオンさせないで、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をすべてオフ制御するようにしても良い。スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をすべてオフすると、スパッタ源３１には電源が供給されなくなるため、アークは消弧する。このように、アークが消弧するまでに、電圧／電流特性を計測する（アーク放電特性測定モード）。そして、アークが消弧したら、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をオン・オフ制御して再度、定電流制御を行う。このように、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をオフしたときの電圧・電流特性を知ることができる。例えば、図１１の直線Ａに示すような電圧・電流特性が得られる。通常アーク電流が増加しても電圧はあまり変化しないため、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖが１５０Ｖ以下であると判定されると、アーク放電が発生していると判定することができる。
Furthermore, when detecting the occurrence of arc discharge, the
しかし、図１１の直線Ａに示すような電圧・電流特性を持つアーク放電が存在するということは、アーク放電の判定レベルを１５０Ｖという値ではなく、Ｖarc＝Ｖa0＋Rt＊Ioというように電流の一次関数で表わす必要がある。 However, the presence of arc discharge having voltage / current characteristics as shown by the straight line A in FIG. 11 indicates that the arc discharge determination level is not a value of 150V, but a linear function of current such as Varc = Va0 + Rt * Io. It is necessary to express with.
最近は、スパッタの適用範囲が広がって、図１１に示すように放電特性が従来と違って、150Ｖのような固定値では判断できないものがある。これは、ターゲット材料による違いに起因する。 Recently, the application range of sputtering has expanded, and as shown in FIG. 11, there are some discharge characteristics that cannot be determined by a fixed value such as 150 V, unlike the conventional case. This is due to the difference depending on the target material.
そして、Ｖarc＝Ｖa0＋Rt＊Ioのように電源の出力電流に対応したスパッタ特性と、アーク特性の中間に電圧判断レベルを設けることにより、逆電圧パルスを加えた直後でも正しくアーク判定することができる。 Then, by providing a voltage judgment level between the sputtering characteristic corresponding to the output current of the power source and the arc characteristic such as Varc = Va0 + Rt * Io, the arc can be judged correctly even immediately after the reverse voltage pulse is applied.
また、この値に対して10〜20％程度のヒステリシス特性をもちせることにより、より確実にアーク判定を行うことができる。 Moreover, by having a hysteresis characteristic of about 10 to 20% with respect to this value, the arc determination can be performed more reliably.
ここで、Ｖarc：判定レベル
Ｖa0：負荷特性から求めるＩo＝０付近の判定レベル
Ｒt：負荷特性から求めるＩoに比例する成分の係数
Ｉo：その時の電源出力電流≒Ｌ１を流れている電流
Ｖth：ヒステリシス電圧幅
このようにすることにより、逆電圧パルス印加後の電圧上昇時間が余分なコンデンサが無いため速くなっているので、負荷によっては0.1μｓ以下でもアーク判定可能である。
Where Varc: judgment level
Va0: Judgment level near Io = 0 obtained from load characteristics
Rt: Coefficient of component proportional to Io obtained from load characteristics
Io: Current flowing in power supply output current ≒ L1 at that time
Vth: Hysteresis voltage width
By doing so, the voltage rise time after application of the reverse voltage pulse is faster because there is no extra capacitor, so depending on the load, arc determination can be made even at 0.1 μs or less.
次に、アーク放電特性測定モードについて詳細に説明する。アーク放電特性測定モードとは、アーク発生時にアーク電圧及び電流特性を測定するモードである。この場合には、スイッチＳＷ２を動作させない制御を行い、アーク電圧及び電流特性を収集する。アーク放電とスパッタ放電の特性は、ターゲット機構の磁場構造やターゲット材料とプロセス条件によって相違するので、負荷によって設定を変化させる必要がある。 Next, the arc discharge characteristic measurement mode will be described in detail. The arc discharge characteristic measurement mode is a mode for measuring arc voltage and current characteristics when an arc is generated. In this case, control not to operate the switch SW2 is performed, and arc voltage and current characteristics are collected. Since the characteristics of the arc discharge and the sputter discharge differ depending on the magnetic field structure of the target mechanism, the target material, and the process conditions, it is necessary to change the setting depending on the load.
例えば、ターゲット材料として一般的な金属材料の場合には、Ｖaoが150V、Ｒtが０Ω、Vhが20Vであるが、コンポジット材料の場合には、Ｖaoが200Ｖ、Ｒtが0〜200Ω、Ｖhが30Ｖという値をとる。アーク放電とスパッタ電流を０付近から使用値を少し超えるところまで変化させて電圧・電流特性を求める。このように求める方法の一つとして、本装置の出力電圧電流を測定して図１１に示すような特性図を求めて、Ｖao、Ｒt、Vhを設定する方法がある。また、他の方法として、電源の機能として、出力電圧と電流をＡ／Ｄ変換してメモリに取り込み、電流値に対する電圧のヒストグラムを求めて判定レベルを決定する方法である。取り込むメモリ量を節約するためには、0,10,20,30,40,50,…,…,1480,1490Ｖのように10Ｖ刻みに対応するメモリを設け、電流値を1,2,4,8,16Ａのように決めた記憶用メモリブロックとする。２バイト単位とすると、150＊５＊2＝1500バイトのメモリが必要とつれる。電流値が±１０％範囲でその時の電圧に対応するメモリをカウントアップするようにすれば、組み込み用マイコンの小さいメモリでもヒストグラムを簡単に収集することができる。このようにして求めた電圧電流のヒストグラムからＶao、Ｒt、Vhを決定する。また、データをとる時、電流設定を５％から100％まで急速に変えて10ms程度の時間放電させてヒストグラムデータをとる。同じ電流値に対して複数の山が得られた場合、１番高い電圧値の山がスパッタで、200Ｖ以下の山は確実にアークである。各電流値に対してヒストグラムの山頂を結んでやれば、スパッタの電圧電流特性とアークの電圧電流特性が得られる。アーク判定レベルはその中間レベルに設定する。 For example, in the case of a general metal material as a target material, Vao is 150V, Rt is 0Ω, and Vh is 20V. However, in the case of a composite material, Vao is 200V, Rt is 0 to 200Ω, and Vh is 30V. The value is taken. The voltage and current characteristics are obtained by changing the arc discharge and the sputtering current from near 0 to a point slightly exceeding the use value. As one of the methods to obtain in this way, there is a method of setting Vao, Rt, and Vh by measuring the output voltage current of this apparatus and obtaining a characteristic diagram as shown in FIG. As another method, as a function of the power supply, the output voltage and current are A / D converted and taken into the memory, and a determination level is determined by obtaining a histogram of the voltage with respect to the current value. In order to save the amount of memory to be captured, a memory corresponding to 10V increments such as 0, 10, 20, 30, 40, 50, ..., 1480, 1490V is provided, and the current value is 1, 2, 4, A memory block for storage determined as 8,16A. If the unit is 2 bytes, 150 * 5 * 2 = 1500 bytes of memory is needed. If the memory corresponding to the voltage at that time is counted up when the current value is in the range of ± 10%, the histogram can be easily collected even with a small memory of the embedded microcomputer. Vao, Rt, and Vh are determined from the voltage / current histogram thus obtained. Also, when collecting data, the current setting is rapidly changed from 5% to 100%, and discharge is performed for about 10 ms, and histogram data is obtained. When a plurality of peaks are obtained for the same current value, the peak having the highest voltage value is sputter, and the peaks below 200 V are surely arcs. If the peak of the histogram is connected to each current value, the voltage-current characteristic of sputtering and the voltage-current characteristic of arc can be obtained. The arc determination level is set to the intermediate level.
ところで、複数直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４を用いた理由について説明する。チョークコイルＬ１〜Ｌ４全体の自己共振周波数はスイッチＳＷ１のスイッチング周波数の５倍以上に設定している。チョークコイルの値は、負荷電圧とスイッチＳＷ１のスイッチング周波数と出力電流と許容リップルで最低値が決定される。例えば、負荷電圧が500Ｖ、最大出力電流が10Ａ、出力電流が1Ａ、スイッチング周波数が50kHz、許容リップルを0.1Ａとすると、1Ａ出力しているときのパルス間隔は出力を絞った状態であるので、20μs近くになる。 Now, the reason why a plurality of independent choke coils L1 to L4 connected in series is used will be described. The entire self-resonant frequency of the choke coils L1 to L4 is set to 5 times or more the switching frequency of the switch SW1. The minimum value of the choke coil is determined by the load voltage, the switching frequency of the switch SW1, the output current, and the allowable ripple. For example, assuming that the load voltage is 500V, the maximum output current is 10A, the output current is 1A, the switching frequency is 50kHz, and the allowable ripple is 0.1A, the pulse interval when outputting 1A is the state where the output is narrowed down. Nearly 20μs.
Ｖ＝Ｌ＊di/dtであるので、
Ｌ＝Ｖ＊dt/di＝500＊20e-6/0.1＝0.1＝100[mH]
となる。従って、直流電源ＰＳ１の電圧が負荷電圧に近ければオフ時間は短くなるので、この半分から１／３の50〜30mHという大きなインダクタンスが必要とされる。スイッチング周波数を上げて、電流の変動幅（リップル）を大きく許容しても、10〜20mH程度が現実的な値である。
Since V = L * di / dt,
L = V * dt / di = 500 * 20e-6 / 0.1 = 0.1 = 100 [mH]
It becomes. Accordingly, when the voltage of the DC power supply PS1 is close to the load voltage, the off time is shortened, so that a large inductance of 50 to 30 mH, which is half of this, is required. Even if the switching frequency is increased to allow a large fluctuation range (ripple) of the current, about 10 to 20 mH is a realistic value.
例えば、10mHのチョークコイルを１個のチョークコイルで作ると、自己共振周波数が150kHz程度になり、50kHzのドライブでチョークコイルの電圧・電流が振動する。自己共振周波数をスイッチング周波数の５倍以上にすると、その振動を充分に小さくすることができる。 For example, if a choke coil of 10mH is made with one choke coil, the self-resonant frequency becomes about 150kHz, and the voltage / current of the choke coil vibrates with a 50kHz drive. When the self-resonance frequency is set to 5 times or more of the switching frequency, the vibration can be sufficiently reduced.
自己共振周波数は、インダクタンスを小さくすれば高くなる。磁気結合させないで直列接続すると、インダクタンスは足し算で増加するが、自己共振周波数はほとんど変化しない。磁気結合が和になるように結合させると、自己共振周波数は下がる。 The self-resonant frequency increases as the inductance decreases. When connected in series without magnetic coupling, the inductance increases by addition, but the self-resonant frequency hardly changes. When the magnetic coupling is combined so as to be the sum, the self-resonant frequency is lowered.
ところで、コンデンサＣ３１の充電電圧により直流電源ＰＳ２を発生させている。つまり、制御部２１は、スイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２４をオン・オフ制御することにより、コンデンサＣ３１に充電される電圧をＰＳ２一定に保っている。また、連続して直流電源ＰＳ２から逆電圧パルスを発生させるときに、つまり連続アーク遮断時にチョークコイルＬ１〜Ｌ４に流れる電流の増加を抑制するために、スイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２４をオフ制御される。
Incidentally, the DC power supply PS2 is generated by the charging voltage of the capacitor C31. That is, the
このように、本発明の第３の実施の形態によれば、第1の実施の形態と同様な効果を奏すると共に、定電流制御を一次側で行うようにしたので、スイッチＳＷ１を省略することができる。さらに、トランスの二次側にはコンデンサは存在しないので、チョークコイルＬ１〜Ｌ４とコンデンサにより振動するのを抑制することができる。 As described above, according to the third embodiment of the present invention, the same effect as that of the first embodiment is obtained, and constant current control is performed on the primary side, so that the switch SW1 is omitted. Can do. Furthermore, since there is no capacitor on the secondary side of the transformer, vibrations caused by the choke coils L1 to L4 and the capacitor can be suppressed.
次に、本発明の第４の実施の形態について図５を参照して説明する。図５において、図４と同じ部分には同一番号を付し、その詳細な説明について省略する。図５の回路においては、コンデンサＣ３１に充電される電圧は、トランスＴ２の２次側からとっていたが、図４の回路においては、コンデンサＣ３１に充電される電圧をトランスＴ１の２次側からとっている。このため、図４のスイッチング回路Ｓ２０をなくすことができる。 Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 5, the same parts as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted. In the circuit of FIG. 5, the voltage charged to the capacitor C31 is taken from the secondary side of the transformer T2. In the circuit of FIG. 4, the voltage charged to the capacitor C31 is taken from the secondary side of the transformer T1. I'm taking it. For this reason, the switching circuit S20 of FIG. 4 can be eliminated.
制御部２１は、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖを検出することにより、真空槽３２内でスパッタ放電が発生しているかアーク放電が発生しているかを判定している。スパッタ電圧は通常３００Ｖ以上であり、アーク放電電圧は１５０Ｖ以下であるため、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖが１５０Ｖ以下に下がると、真空槽３２内でアーク放電が発生していると判定される。
The
制御部２１は、アーク放電の発生を検出すると、設定時間Ｔ1(0.01〜100μｓ）後にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２（0.3〜10μｓ)オンする（図１２）。つまり、逆電圧パルスをスパッタ源３１に印加する。この間において、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４は制御部２１によりオン、オフ制御され、４つ直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４に定電流が流れるように制御される。つまり、４つ直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４に流れる電流Ｉは電流検出器２２により検出されるので、制御部２１はこの電流Ｉが定電流となるように、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をオン・オフ制御している。前述した逆電圧パルスを印加直後のアーク判定時間Ｔ３は、１０μｓ（0.01〜10μｓ）以下としている。そして、このアーク判定時間Ｔ３経過後に再度アークと判定された場合には、設定時間Ｔ1(0.01〜100μｓ）後にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２（0.3〜10μｓ)オンする処理が行われる。以下、アークが検出される間は、アークが検出されなくなるまで、逆電圧パルスが印加され続ける。以上の処理が遮断モードである。ここで、アークを判定してから設定時間Ｔ１後にスイッチＳＷ２をオンさせるのは、設定時間Ｔ１が経過する前にアークが自己消滅する場合があるからである。
When detecting the occurrence of arc discharge, the
次に、スイッチＳＷ２のオン制御を制御部２１の制御により定期的に行っても良い。この場合には、定期的（10から10000μｓ）にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２だけオンする。ここで、定期的にスイッチＳＷ２をオン制御する最中でも、アーク放電の発生が検出されると、前述したように設定時間Ｔ１後にスイッチＳＷ２をオンさせて逆電圧パルスを発生させる処理が行われる。また、このように定期的にスイッチＳＷ２をオンすると共に、前述したアーク放電の発生を検出すると、設定時間Ｔ1(0.01〜100μｓ）後にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２（0.3〜10μｓ)オンするようにしても良い。
Next, the ON control of the switch SW2 may be periodically performed under the control of the
さらに、制御部２１は、アーク放電の発生を検出すると、スイッチＳＷ２はオンさせないで、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をすべてオフ制御するようにしても良い。スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をすべてオフすると、スパッタ源３１には電源が供給されなくなるため、アークは消弧する。このように、アークが消弧するまでに、電圧／電流特性を計測する（アーク放電特性測定モード）。そして、アークが消弧したら、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をオン・オフ制御して再度、定電流制御を行う。このように、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をオフしたときの電圧・電流特性を知ることができる。例えば、図１１の直線Ａに示すような電圧・電流特性が得られる。通常アーク電流が増加しても電圧はあまり変化しないため、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖが１５０Ｖ以下であると判定されると、アーク放電が発生していると判定することができる。
Furthermore, when detecting the occurrence of arc discharge, the
ここで、アーク発生時にスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をすべてオフし、スイッチＳＷ２をオン制御して、逆電圧パルスを連続して印加されると、コンデンサＣ３１への充電は行われなくなる。従って、連続したアーク遮断に入ると、コンデンサＣ３１の電位が下がるので、逆電圧パルス印加によるチョークコイルＬ１〜Ｌ４に流れる電流の増加を抑えることができる。 Here, when the arc is generated, all of the switching elements S11 to S14 are turned off, the switch SW2 is turned on, and the reverse voltage pulse is continuously applied, so that the capacitor C31 is not charged. Therefore, since the potential of the capacitor C31 is lowered when the continuous arc interruption is started, an increase in current flowing through the choke coils L1 to L4 due to application of the reverse voltage pulse can be suppressed.
このように第４の実施の形態によれば、前述した第３の実施の形態と同様な効果を奏すると共に、トランスＴ１の二次側から直流電源ＰＳ２の電源も得るようにしたので、回路部品点数を削減することができる。 As described above, according to the fourth embodiment, the same effect as that of the above-described third embodiment is obtained, and the power source of the DC power source PS2 is also obtained from the secondary side of the transformer T1, so that circuit components are obtained. The score can be reduced.
次に、本発明の第５の実施の形態について図６を参照して説明する。図６において図５と同一部分には同一番号を付し、その詳細な説明については省略する。図６において、図５の抵抗Ｒ０とダイオードＤ２との並列回路をなくし、ブリッジ回路Ｂ２の中点間に抵抗Ｒ０を接続するようにしている。 Next, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In FIG. 6, the same parts as those in FIG. In FIG. 6, the parallel circuit of the resistor R0 and the diode D2 in FIG. 5 is eliminated, and the resistor R0 is connected between the midpoints of the bridge circuit B2.
このように本発明の第５の実施の形態によれば、第４の実施の形態と同様な効果を奏すると共に、ダイオードＤ２を省略することにより、通常のスパッタリング動作時にダイオードＤ２の順方向に流れる電流によるロスを無くすことができる。 As described above, according to the fifth embodiment of the present invention, the same effect as that of the fourth embodiment is obtained, and the diode D2 is omitted, so that the current flows in the forward direction of the diode D2 during the normal sputtering operation. Loss due to current can be eliminated.
次に、本発明の第６の実施の形態について図７を参照して説明する。図７において、３相交流電圧（ＡＣ２００Ｖ３φ）は３相整流回路Ｄ０で全波整流された後、フィルタＬ０を通過した後、一対のスイッチング回路Ｓ１０，Ｓ２０によりパルス出力にされた後、トランスＴ１１，Ｔ１２の一次側にそれぞれ接続される。 Next, a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In FIG. 7, the three-phase AC voltage (AC200V3φ) is full-wave rectified by the three-phase rectifier circuit D0, passes through the filter L0, and is converted to a pulse output by the pair of switching circuits S10 and S20. Each is connected to the primary side of T12.
スイッチング回路Ｓ１０はスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４、スイッチング回路Ｓ２０はスイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２４を有する。これらスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４、Ｓ２１〜Ｓ２４のオン・オフ制御は、制御部２１からの制御信号により行われる。
The switching circuit S10 includes switching elements S11 to S14, and the switching circuit S20 includes switching elements S21 to S24. On / off control of the switching elements S11 to S14 and S21 to S24 is performed by a control signal from the
さらに、スイッチング回路Ｓ１０には並列に平滑用コンデンサＣ１１が接続され、スイッチング回路Ｓ２０には並列に平滑用コンデンサＣ１２が接続されている。 Further, a smoothing capacitor C11 is connected in parallel to the switching circuit S10, and a smoothing capacitor C12 is connected in parallel to the switching circuit S20.
トランスＴ１１の２次側は４つのダイオードからなるブリッジ回路Ｂ１１に接続され、トランスＴ２の２次側は４つのダイオードからなるブリッジ回路Ｂ１２に接続される。 The secondary side of the transformer T11 is connected to a bridge circuit B11 composed of four diodes, and the secondary side of the transformer T2 is connected to a bridge circuit B12 composed of four diodes.
さらに、トランスＴ１２の２次側にはもう１つのブリッジ回路Ｂ１３が接続されている。 Furthermore, another bridge circuit B13 is connected to the secondary side of the transformer T12.
ブリッジ回路Ｂ１１の一端は、４つ直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４を介し、更に、逆方向アーク防止回路１３を介して本装置の（−）出力端子Ｏ１に接続される。この逆方向アーク防止回路１３はダイオードＤ２に抵抗Ｒ０が並列に接続されている。
One end of the bridge circuit B <b> 11 is connected to the (−) output terminal O <b> 1 of the present apparatus via the reverse
さらに、ブリッジ回路Ｂ１２の他端は、本装置の（＋）出力端子Ｏ２に接続される。さらに、最終列のチョークコイルＬ４と逆方向アーク防止回路１３との接続点はスイッチング用トランジスタＳＷ２１、２２を介して逆電圧保持用コンデンサＣ３１の陽極に接続される。このトランジスタＳＷ２１、ＳＷ２２はドライバ４１により制御される。このドライバ４１は制御部２１からの制御信号により制御される。
Further, the other end of the bridge circuit B12 is connected to the (+) output terminal O2 of the present apparatus. Further, the connection point between the choke coil L4 in the last row and the reverse
トランジスタＳＷ２１の両端及びトランジスタＳＷ２２の両端には、それぞれ保護バリスタＤ３１、Ｄ３２が接続されている。 Protection varistors D31 and D32 are connected to both ends of the transistor SW21 and both ends of the transistor SW22, respectively.
ところで、ブリッジ回路Ｂ１１にはブリッジ回路１２が直列に接続されている。さらに、ブリッジ回路１２にはブリッジ回路１３が直列に接続されている。
Incidentally, the
ブリッジ回路Ｂ１２とＢ１３との接続点は、コンデンサＣ３１の陰極に接続されると共に本装置の（＋）出力端子Ｏ２に接続される。さらに、ブリッジ回路Ｂ１３の他端はコンデンサＣ３１の陽極に接続される。 The connection point between the bridge circuits B12 and B13 is connected to the cathode of the capacitor C31 and to the (+) output terminal O2 of the present apparatus. Further, the other end of the bridge circuit B13 is connected to the anode of the capacitor C31.
なお、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２との間には、分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２との直列接続体が接続される。この分圧抵抗Ｒ１とＲ２との接続点の電位は、制御部２１に入力される。この分圧抵抗Ｒ１及びＲ２により電圧検出部が構成される。この制御部２１は、例えばマイクロコンピュータを中心に構成されている。制御部２１は分圧抵抗Ｒ１とＲ２との接続点の電位を検出することにより、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖを検出している。
A series connection of voltage dividing resistors R1 and R2 is connected between the (−) output terminal O1 and the (+) output terminal O2 of the present apparatus. The potential at the connection point between the voltage dividing resistors R1 and R2 is input to the
前述したスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４、Ｓ２１〜Ｓ２４及びドライバ４１の制御は制御部２１により制御される。
The control of the switching elements S11 to S14, S21 to S24 and the
また、４つ直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４に流れる電流Ｉは電流検出器２２により検出される。この電流検出器２２で検出された電流Ｉは制御部２１に出力される。
Further, the current I flowing through the four independent choke coils L1 to L4 connected in series is detected by the
ところで、本装置の（−）出力端子Ｏ１は、スパッタ源３１に接続され、（＋）出力端子Ｏ２は真空槽３２に接続される。通常、本装置の（＋）出力端子Ｏ２は接地される。
By the way, the (−)
制御部２１は、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖを検出することにより、真空槽３２内でスパッタ放電が発生しているかアーク放電が発生しているかを判定している。スパッタ電圧は通常３００Ｖ以上であり、アーク放電電圧は１５０Ｖ以下であるため、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖが１５０Ｖ以下に下がると、真空槽３２内でアーク放電が発生していると判定される。
The
制御部２１は、アーク放電の発生を検出すると、設定時間Ｔ1(0.01〜100μｓ）後にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２（0.3〜10μｓ)オンする。つまり、逆電圧パルスをスパッタ源３１に印加する。この間において、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４は制御部２１によりオン、オフ制御され、４つ直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４に定電流が流れるように制御される。つまり、４つ直列接続される互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４に流れる電流Ｉは電流検出器２２により検出されるので、制御部２１はこの電流Ｉが定電流となるように、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をオン・オフ制御している。前述した逆電圧パルスを印加直後のアーク判定時間Ｔ３は、１０μｓ（0.01〜10μｓ）以下としている。そして、このアーク判定時間Ｔ３経過後に再度アークと判定された場合には、設定時間Ｔ1(0.01〜100μｓ）後にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２（0.3〜10μｓ)オンする処理が行われる（図１２）。以下、アークが検出される間は、アークが検出されなくなるまで、逆電圧パルスが印加され続ける。以上の処理が遮断モードである。ここで、アークを判定してから設定時間Ｔ１後にスイッチＳＷ２をオンさせるのは、設定時間Ｔ１が経過する前にアークが自己消滅する場合があるからである。
When detecting the occurrence of arc discharge, the
次に、スイッチＳＷ２のオン制御を制御部２１の制御により定期的に行っても良い。この場合には、定期的（10から10000μｓ）にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２だけオンする。ここで、定期的にスイッチＳＷ２をオン制御する最中でも、アーク放電の発生が検出されると、前述したように設定時間Ｔ１後にスイッチＳＷ２をオンさせて逆電圧パルスを発生させる処理が行われる。また、このように定期的にスイッチＳＷ２をオンすると共に、前述したアーク放電の発生を検出すると、設定時間Ｔ1(0.01〜100μｓ）後にスイッチＳＷ２を設定時間Ｔ２（0.3〜10μｓ)オンするようにしても良い。
Next, the ON control of the switch SW2 may be periodically performed under the control of the
さらに、制御部２１は、アーク放電の発生を検出すると、スイッチＳＷ２はオンさせないで、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をすべてオフ制御するようにしても良い。スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をすべてオフすると、スパッタ源３１には電源が供給されなくなるため、アークは消弧する。このように、アークが消弧するまでに、電圧／電流特性を計測する（アーク放電特性測定モード）。そして、アークが消弧したら、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をオン・オフ制御して再度、定電流制御を行う。このように、スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１４をオフしたときの電圧・電流特性を知ることができる。例えば、図１１の直線Ａに示すような電圧・電流特性が得られる。通常アーク電流が増加しても電圧はあまり変化しないため、本装置の（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子Ｏ２の電位差Ｖが１５０Ｖ以下であると判定されると、アーク放電が発生していると判定することができる。
Furthermore, when detecting the occurrence of arc discharge, the
しかし、図１１の直線Ａに示すような電圧・電流特性を持つアーク放電が存在するということは、アーク放電の判定レベルを１５０Ｖという値ではなく、Ｖarc＝Ｖa0＋Rt＊Ioというように電流の一次関数で表わす必要がある。 However, the presence of arc discharge having voltage / current characteristics as shown by the straight line A in FIG. 11 indicates that the arc discharge determination level is not a value of 150V, but a linear function of current such as Varc = Va0 + Rt * Io. It is necessary to express with.
最近は、スパッタの適用範囲が広がって、図１１に示すように放電特性が従来と違って、150Ｖのような固定値では判断できないものがある。これは、ターゲット材料による違いに起因する。 Recently, the application range of sputtering has expanded, and as shown in FIG. 11, there are some discharge characteristics that cannot be determined by a fixed value such as 150 V, unlike the conventional case. This is due to the difference depending on the target material.
そして、Ｖarc＝Ｖa0＋Rt＊Ioのように電源の出力電流に対応したスパッタ特性と、アーク特性の中間に電圧判断レベルを設けることにより、逆電圧パルスを加えた直後でも正しくアーク判定することができる。 Then, by providing a voltage judgment level between the sputtering characteristic corresponding to the output current of the power source and the arc characteristic such as Varc = Va0 + Rt * Io, the arc can be judged correctly even immediately after the reverse voltage pulse is applied.
また、この値に対して10〜20％程度のヒステリシス特性をもちせることにより、より確実にアーク判定を行うことができる。 Moreover, by having a hysteresis characteristic of about 10 to 20% with respect to this value, the arc determination can be performed more reliably.
ここで、Ｖarc：判定レベル
Ｖa0：負荷特性から求めるＩo＝０付近の判定レベル
Ｒt：負荷特性から求めるＩoに比例する成分の係数
Ｉo：その時の電源出力電流≒Ｌ１を流れている電流
Ｖth：ヒステリシス電圧幅
このようにすることにより、逆電圧パルス印加後の電圧上昇時間が余分なコンデンサが無いため速くなっているので、負荷によっては0.1μｓ以下でもアーク判定可能である。
Where Varc: judgment level
Va0: Judgment level near Io = 0 obtained from load characteristics
Rt: Coefficient of component proportional to Io obtained from load characteristics
Io: Current flowing in power supply output current ≒ L1 at that time
Vth: Hysteresis voltage width
By doing so, the voltage rise time after application of the reverse voltage pulse is faster because there is no extra capacitor, so depending on the load, arc determination can be made even at 0.1 μs or less.
この第６の実施の形態では、このチョークコイルの小型化のため、位相をずらした複数のスイッチング回路の２次側を整流後に直列接続して、広い範囲の負荷インピーダンスに対してチョークコイルにかかる電圧変動を小さく制御をしている。 In the sixth embodiment, in order to reduce the size of the choke coil, the secondary sides of a plurality of switching circuits whose phases are shifted are connected in series after rectification and applied to the choke coil with respect to a wide range of load impedances. The voltage fluctuation is controlled to be small.
本実施の形態では、位相をずらした複数のスイッチング回路の２次側を整流したのち直列接続し、複数のスイッチング回路を制御することによりリップルを減少させることができる。 In the present embodiment, ripples can be reduced by rectifying the secondary sides of a plurality of switching circuits whose phases are shifted and then connecting them in series and controlling the plurality of switching circuits.
例えば、チョークコイルを10mH、負荷電圧を500Ｖ、トランスの２次側で整流した後の800Ｖの電圧をPWM制御する。トランスの一次側のスイッチング周波数を50kHzとすると、整流後のパルス周期は10μsでパルス幅が可変する。 For example, the choke coil is 10 mH, the load voltage is 500 V, and the voltage of 800 V after rectification on the secondary side of the transformer is PWM controlled. If the switching frequency on the primary side of the transformer is 50 kHz, the pulse width after rectification is 10 μs and the pulse width is variable.
パルスがオンしている間は、チョークコイルＬ１には、800−500Ｖの電流を増加させる方向の電圧がかかる。パルスがオフしている間はチョークコイルＬ１は、500Ｖを負荷に供給しなければならないので、電流は減少する。オン時間ｔｏとオフ時間ｔｆにおいて同じ電流上昇と下降になれば平均電流は安定する。 While the pulse is on, the choke coil L1 is applied with a voltage in a direction that increases the current of 800-500V. Since the choke coil L1 must supply 500V to the load while the pulse is off, the current decreases. If the same current rises and falls during the on time to and the off time tf, the average current becomes stable.
Ｖ＊di/dtでdi＝dt＊Ｖ／Ｌであるので、to＊300／Ｌ＝tf＊500／Ｌ
となる。従って、to／tf＝500／300となる。
Since V = di / dt and di = dt * V / L, to * 300 / L = tf * 500 / L
It becomes. Therefore, to / tf = 500/300.
パルス幅は、to／(10−to）＝500／300＝5／３
to＝5／3＊（10−to） to＝50／8＝6.25［μｓ］
電流の変化量diは、
di＝6.25e−6＊300／10e−3＝（10−6.25）＊te−6＊500／10e−3
＝0.1875［Ａ］となる（図９参照）。
Pulse width is to / (10-to) = 500/300 = 5/3
to = 5/3 * (10-to) to = 50/8 = 6.25 [μs]
The amount of change in current di is
di = 6.25e-6 * 300 / 10e-3 = (10-6.25) * te-6 * 500 / 10e-3
= 0.1875 [A] (see FIG. 9).
それに対して400Ｖ出力のスイッチング回路を90度位相をずらして２個使用した場合には、パルスがオーバラップしないと負荷電圧より高くならないので、電流が増加するのはオーバラップ時間trで減少する場合、パルスがオーバラップしていない時間tsとなる。 On the other hand, when two switching circuits of 400V output are used 90 degrees out of phase, the pulse voltage will not be higher than the load voltage unless it overlaps, so the current increases when it decreases with the overlap time tr , The time ts when the pulses do not overlap.
上昇は(400＋400−500）＝300Ｖで下降は500−400＝100Ｖとなる。 The rise is (400 + 400-500) = 300V and the fall is 500-400 = 100V.
tr＊300／Ｌ＝ts＊100／tr／ts＝100／300となる。 tr * 300 / L = ts * 100 / tr / ts = 100/300.
オーバラップすると周期は半分になるので、
tr／(5−tr)＝1／3 tr＝5／3−tr／3 tr（1＋1／3)＝5／3
tr＝5／3＊3／4＝1.25［μｓ］
電流の変化量は
di＝1.25ｅ−6＊300／10ｅ−3＝（5−1.25）＊te＊−6＊100／10e−3
＝0.0375［Ａ］となり、電流変動は１／５に小さくなる（図１０）。逆に言うと、チョークコイルの値を小さくすることができる。チョークコイルの値を小さくすることができれば、単独のチョークコイルでＬ１を構成することも可能である。しかし、自己共振周波数を充分大きくしておく必要があるために、複数の独立したチョークコイルを用いている。
When overlapped, the period is halved.
tr / (5−tr) = 1/3 tr = 5 / 3−tr / 3 tr (1 + 1/3) = 5/3
tr = 5/3 * 3/4 = 1.25 [μs]
The amount of change in current is
di = 1.25e-6 * 300 / 10e-3 = (5-1.25) * te * -6 * 100 / 10e-3
= 0.0375 [A], and the current fluctuation is reduced to 1/5 (FIG. 10). In other words, the value of the choke coil can be reduced. If the value of the choke coil can be reduced, it is possible to configure L1 with a single choke coil. However, since it is necessary to make the self-resonant frequency sufficiently large, a plurality of independent choke coils are used.
このように本発明の第６の実施の形態によれば、位相をずらした複数のスイッチング回路の２次側を整流した後で直列接続し実質上コンデンサを省いてチョークコイルだけのフィルタ回路とすることができる。パルスが重ならなければ、並列接続したのと等価であり、オーバラップすると直列接続により電圧が加算されるため、電流の変動を小さくすることができる。 As described above, according to the sixth embodiment of the present invention, the secondary side of the plurality of switching circuits whose phases are shifted is rectified and then connected in series, and the capacitor is substantially omitted, so that the filter circuit includes only the choke coil. be able to. If the pulses do not overlap, it is equivalent to the parallel connection. If the pulses overlap, the voltage is added by the series connection, so that the fluctuation of the current can be reduced.
次に、本発明の第７の実施の形態について図８を参照して説明する。図８において、図７と同一部分には同一番号を付し、その詳細な説明については省略する。 Next, a seventh embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 8, the same parts as those in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
この第７の実施の形態においては、トランジスタＳＷ２２とコンデンサＣ３１の陽極との間に、切換えスイッチＳＷ３が設けられている。このＳＷ３は手動あるいは制御部２１からの制御信号により切り換えられる。切換えスイッチＳＷ３が図示のａ位置にある場合には、アークが検出されると逆電圧パルスが印加され（バイポーラ動作）、ｂ位置にある場合には逆電圧パルスは印加されない（モノポーラ動作）。
In the seventh embodiment, a changeover switch SW3 is provided between the transistor SW22 and the anode of the capacitor C31. This SW3 is switched manually or by a control signal from the
このように本発明の第７の実施の形態によれば、第６の実施の形態の効果の他にアーク検出した時に逆電圧パルスを印加するか否かを選択することができる。 Thus, according to the seventh embodiment of the present invention, in addition to the effects of the sixth embodiment, it is possible to select whether or not to apply a reverse voltage pulse when an arc is detected.
なお、前述した第1ないし第６の実施の形態では、制御部２１は複数直列接続された複数の互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４に定電流を流すように制御したが、（−）出力端子Ｏ１と（＋）出力端子から出力される電力が一定となるように複数の複数の互いに独立のチョークコイルＬ１〜Ｌ４を流れる電流を制御するようにしても良い。このように定電力制御することによりスパッタ成膜レートを一定にすることができる。
In the above-described first to sixth embodiments, the
１３…逆方向アーク防止回路、２１…制御部、２２…電流検出器、３１…スパッタ源、３２…真空槽、ＰＳ１…スパッタリング用直流電源。
DESCRIPTION OF
Claims (12)
直流電圧を出力する直流電源と、
それぞれブリッジ接続された複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の出力をパルス出力に変換する第１および第２のスイッチング回路と、
前記各スイッチング回路からパルス状の一次電圧が供給され、パルス状の２次電圧をそれぞれ出力する第１および第２のトランスと、
前記第１のトランスから出力されるパルス状の２次電圧を整流する第１のダイオードブリッジと、
前記第２のトランスから出力されるパルス状の２次電圧を整流する第２のダイオードブリッジと、
前記第２のトランスから出力されるパルス状の２次電圧を整流する第３のダイオードブリッジと、
前記第１のダイオードブリッジの出力端と前記負極出力端子との間に接続されたチョークコイルと、
前記第３のダイオードブリッジの出力端に接続された逆電圧保持用コンデンサと、
前記チョークコイルおよび前記負極出力端子の接続間と、前記逆電圧保持用コンデンサの陽極との間、に接続されたスイッチング手段と、
前記負極出力端子と前記正極出力端子との間に発生する電圧を検出する電圧検出部と、
前記スイッチング素子に対してスイッチング制御信号を出力すると共に、前記スイッチング手段のオン・オフを制御するスイッチング制御信号を出力する制御手段と、
を具備し、
前記第１のダイオードブリッジと前記第２のダイオードブリッジとが直列接続され、その第２のダイオードブリッジの他端と前記第３のダイオードブリッジの一端とが接続され、その第２のダイオードブリッジと第３のダイオードブリッジとの接続点が前記逆電圧保持用コンデンサの陰極および前記正極出力端子に接続されている、
ことを特徴とするスパッタリング用電源装置。 In a sputtering power supply device having a negative output terminal and a positive output terminal,
DC power supply that outputs DC voltage;
First and second switching circuits each having a plurality of switching elements bridge-connected and converting the output of the DC power source into a pulse output;
A first transformer and a second transformer, each of which receives a pulsed primary voltage from each of the switching circuits and outputs a pulsed secondary voltage;
A first diode bridge for rectifying a pulsed secondary voltage output from the first transformer;
A second diode bridge for rectifying the pulsed secondary voltage output from the second transformer;
A third diode bridge for rectifying the pulsed secondary voltage output from the second transformer;
A choke coil connected between the output end of the first diode bridge and the negative output terminal;
A reverse voltage holding capacitor connected to the output terminal of the third diode bridge;
Switching means connected between the connection of the choke coil and the negative output terminal and between the anode of the reverse voltage holding capacitor;
A voltage detection unit for detecting a voltage generated between the negative output terminal and the positive output terminal;
A control means for outputting a switching control signal for controlling on / off of the switching means, as well as outputting a switching control signal to the switching element;
Comprising
The first diode bridge and the second diode bridge are connected in series , the other end of the second diode bridge and one end of the third diode bridge are connected, and the second diode bridge and the second diode bridge are connected to each other. 3 is connected to the cathode of the reverse voltage holding capacitor and the positive electrode output terminal .
A power supply device for sputtering.
ことを特徴とする請求項１記載のスパッタリング用電源装置。 The control means controls the first switching circuit and the second switching circuit by shifting the phases;
The power supply device for sputtering according to claim 1.
をさらに備えることを特徴とする請求項１または請求項２記載のスパッタリング用電源装置。 A reverse arc prevention circuit provided between the connection point of the switching means and the negative output terminal between the connection of the choke coil and the negative output terminal;
The sputtering power supply device according to claim 1, further comprising:
をさらに備えることを特徴とする請求項１または請求項２記載のスパッタリング用電源装置。 A resistor connected between a secondary winding of the third diode bridge and the second transformer;
The sputtering power supply device according to claim 1, further comprising:
ことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載のスパッタリング用電源装置。 The choke coil is a plurality of choke coils connected in series with each other.
The power supply device for sputtering according to any one of claims 1 to 4, wherein:
ことを特徴とする請求項１記載のスパッタリング用電源装置。 The control means performs on / off control of the switching elements of the first and second switching circuits to control a constant current to flow through the choke coil.
The power supply device for sputtering according to claim 1.
ことを特徴とする請求項１記載のスパッタリング用電源装置。 The control means controls on / off of the switching elements of the first and second switching circuits, and sets a current value to flow through the choke coil so that constant power is output from the negative output terminal and the positive output terminal. Control,
The power supply device for sputtering according to claim 1.
ことを特徴とする請求項１記載のスパッタリング用電源装置。 The control means further makes an arc determination based on the voltage detected by the voltage detector, and when the arc is determined, after T1, the switching means is turned on for a set time T2 to generate a reverse voltage pulse. After the output is finished, the arc determination is performed again after the set time T3 and the same process is repeated.
The power supply device for sputtering according to claim 1.
ことを特徴とする請求項１記載のスパッタリング用電源装置。 The control means periodically turns on the switching means for a set time T2 to generate a reverse voltage pulse.
The power supply device for sputtering according to claim 1.
ことを特徴とする請求項２記載のスパッタリング用電源装置。 The control means performs an arc determination based on the voltage detected by the voltage detection unit, and when the arc determination is performed, turns off all the switching elements of the first and second switching circuits, thereby causing a voltage-current of arc discharge. It has an arc discharge characteristic measurement mode that measures the characteristics.
The power supply device for sputtering according to claim 2.
ことを特徴とする請求項１０記載のスパッタリング用電源装置。 The control means performs an arc determination based on a voltage-current characteristic of arc discharge measured in the arc discharge characteristic measurement mode.
The power supply device for sputtering according to claim 10 .
この切換スイッチの切換えにより、前記逆電圧保持用コンデンサから逆電圧パルスを発生させるかゼロ電圧を発生させるか切換えられる、
ことを特徴とする請求項１記載のスパッタリング用電源装置。 A switch for selectively switching the connection between the switching means and the positive electrode of the reverse voltage holding capacitor and the connection between the switching means and the negative electrode of the reverse voltage holding capacitor;
By switching the changeover switch, it is possible to switch whether to generate a reverse voltage pulse or zero voltage from the reverse voltage holding capacitor.
The power supply device for sputtering according to claim 1.
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