JP5276428B2

JP5276428B2 - Power circuit

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Publication number: JP5276428B2
Application number: JP2008329679A
Authority: JP
Inventors: 陽一大久保; 学中村; 淳也堂坂; 康弘武田; 太造伊藤; 大造山脇; 高司川本; 陽前木
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2008-12-25
Filing date: 2008-12-25
Publication date: 2013-08-28
Anticipated expiration: 2028-12-25
Also published as: JP2010154645A

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To drive a DC/DC converter 15 at an operation speed with good efficiency, for example, for DC component which is about 90% in a power supply circuit used in an amplifier. <P>SOLUTION: The power supply circuit used in the amplifier comprises; a linear amplifier (operational amplifier) 12 used as a voltage source; a DC/DC converter 15 used as a current source; a hysteresis comparator 13 for controlling the DC/DC converter 15; and the amplifier having a current detector 14 for detecting an output current from the linear amplifier (operational amplifier) 12 to be output to the hysteresis comparator 13. Then, an operation frequency of a class D amplifier is limited by providing a low pass filter 21 on an input side to the hysteresis comparator 13. <P>COPYRIGHT: (C)2010,JPO&INPIT

Description

本発明は、電源回路に関し、特に、９０％近いＤＣ付近成分について効率の良い動作速度でＤＣ／ＤＣコンバータを動作させる電源回路に関する。 The present invention relates to a power supply circuit, and more particularly to a power supply circuit that operates a DC / DC converter at an efficient operation speed for a component near DC of 90%.

従来、ＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）信号やマルチキャリア信号のような無線周波信号を電力増幅する場合には、共通増幅器に歪補償機能を付加して、共通増幅器の動作範囲を飽和領域付近にまで広げることで、低消費電力化が図られていた。歪補償機能として、フィードフォワード歪補償機能やプリディストーション歪補償機能などがあるが、歪補償だけでは低消費電力化に限界が近付いている。このため、近年、飽和型の増幅器を使用して高効率化する方法が注目されている。特に、飽和型の増幅器の電源を変動させる方式が有効であると考えられている。 Conventionally, when amplifying a radio frequency signal such as a CDMA (Code Division Multiple Access) signal or a multicarrier signal, a distortion compensation function is added to the common amplifier so that the operation range of the common amplifier is close to the saturation region. By expanding, low power consumption was achieved. As the distortion compensation function, there are a feedforward distortion compensation function, a predistortion distortion compensation function, and the like. However, the distortion compensation alone is approaching the limit of low power consumption. For this reason, in recent years, attention has been focused on a method for increasing the efficiency by using a saturated amplifier. In particular, it is considered that a method of changing the power supply of the saturation type amplifier is effective.

図５には、従来技術に係る飽和型の増幅器を用いて電源を変動させるＥＥＲ（ＥｎｖｅｌｏｐｅＥｌｉｍｉｎａｔｉｏｎａｎｄＲｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ）方式の構成例を示してある。
本構成例では、入力端１０１と出力端１０２との間に、分配器１１１と、一方の分配経路に設けられる包絡線検出器１１２及び電源回路１１３と、他方の分配経路に設けられるＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）リミット増幅器１１４及び主増幅器１１５を備えている。 FIG. 5 shows a configuration example of an EER (Envelope Elimination and Restoration) system in which a power supply is varied using a saturation type amplifier according to the prior art.
In this configuration example, between the input terminal 101 and the output terminal 102, a distributor 111, an envelope detector 112 and a power supply circuit 113 provided in one distribution path, and an RF (Radio) provided in the other distribution path. (Frequency) limit amplifier 114 and main amplifier 115.

入力端１０１から入力されたＲＦ信号が、分配器１１１により分配される。
分配された信号の一方については、包絡線検出器１１２により包絡線が検出され、検出された包絡線の信号（振幅情報）に従って電源回路１１３の電源出力が変動させられる。
分配された他方のＲＦ信号については、ＲＦリミット増幅器１１４により振幅変動分が取り除かれて、位相成分の情報のみを保ちながら主増幅器１１５により飽和状態で増幅される。
ここで、主増幅器１１５の電源（電源回路１１３からの電源）は振幅情報に従って変動するため振幅情報は復元され、増幅器は常に飽和状態で使用されるため効率が良い。 The RF signal input from the input terminal 101 is distributed by the distributor 111.
For one of the distributed signals, the envelope detector 112 detects the envelope, and the power output of the power supply circuit 113 is varied according to the detected envelope signal (amplitude information).
The other distributed RF signal is amplified in saturation by the main amplifier 115 while the amplitude variation is removed by the RF limit amplifier 114 and only the phase component information is maintained.
Here, since the power supply of the main amplifier 115 (power supply from the power supply circuit 113) fluctuates according to the amplitude information, the amplitude information is restored, and the amplifier is always used in a saturated state, so that the efficiency is high.

また、ＣＤＭＡ信号やマルチキャリア信号のような広帯域の包絡線情報の帯域は広く高速に動作する電源回路として、図６に示されるような電源を変動させる包絡線増幅器が知られている（例えば、非特許文献１参照。）。
図６には、電源を変動させる包絡線増幅器の構成例（電源回路の構成例）を示してある。
この方法では、オーディオアンプなどに採用されているリニア増幅器で補助されたスイッチング電源を応用している。一般的には、リニアアシストクラスＢＤ増幅器と言われている（例えば、非特許文献２、非特許文献３参照。）。 In addition, as a power supply circuit that operates at a high speed and has a wide band of broadband envelope information such as a CDMA signal and a multicarrier signal, an envelope amplifier that varies the power source as shown in FIG. 6 is known (for example, (Refer nonpatent literature 1.).
FIG. 6 shows a configuration example (configuration example of the power supply circuit) of the envelope amplifier that varies the power supply.
In this method, a switching power supply assisted by a linear amplifier employed in an audio amplifier or the like is applied. Generally, it is said to be a linear assist class BD amplifier (see, for example, Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3).

本例の包絡線増幅器は、入力端１と出力端２との間に、オペアンプ１２と、ヒステリシスコンパレータ１３と、電流検出器１４と、ＤＣ（ＤｉｒｅｃｔＣｕｒｒｅｎｔ）／ＤＣコンバータ１５を備えている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１５は、電圧電源３１と、スイッチ素子３２と、ダイオード３３と、インダクタンス３４から構成されている。
また、図６には、ノードＰ、Ｐ１、Ｐ２を示してある。 The envelope amplifier of this example includes an operational amplifier 12, a hysteresis comparator 13, a current detector 14, and a DC (Direct Current) / DC converter 15 between the input terminal 1 and the output terminal 2.
The DC / DC converter 15 includes a voltage power supply 31, a switch element 32, a diode 33, and an inductance 34.
FIG. 6 shows nodes P, P1, and P2.

このように、この回路は、広帯域な電圧源のオペアンプ１２と、高効率なＤＣ／ＤＣコンバータ１５と、制御回路であるヒステリシスコンパレータ１３及び電流検出器１４で構成されている。
この回路の動作は、（１）追従モードと、（２）非追従モードに分かれる。 As described above, this circuit includes the operational amplifier 12 having a wide-band voltage source, the high-efficiency DC / DC converter 15, the hysteresis comparator 13 and the current detector 14 which are control circuits.
The operation of this circuit is divided into (1) follow-up mode and (2) non-follow-up mode.

（１）追従モードについて説明する。
図５に示される包絡線検出器１１２で検出された信号が、入力端１に入力され、オペアンプ１２により電圧源へ変換される。包絡線検出器１１２からの出力がＤＣ分である場合には、電流検出器１４のノードＰ１の電圧が上がり、ヒステリシスコンパレータ１３がスイッチ素子３２をオンさせるように動く。スイッチ素子３２とインダクタンス３４の接続点のノードＰに電源電圧３１が印加され、インダクタンス３４を経由して出力端２の電圧が徐々に上昇する。 (1) The following mode will be described.
A signal detected by the envelope detector 112 shown in FIG. 5 is input to the input terminal 1 and converted into a voltage source by the operational amplifier 12. When the output from the envelope detector 112 is DC, the voltage at the node P1 of the current detector 14 increases, and the hysteresis comparator 13 moves so as to turn on the switch element 32. The power supply voltage 31 is applied to the node P at the connection point between the switch element 32 and the inductance 34, and the voltage at the output terminal 2 gradually increases via the inductance 34.

出力端２がオペアンプ１２からの出力より高くなるとノードＰ２が高くなり、ヒステリシスコンパレータ１３はスイッチ素子３２をオフさせる。インダクタンス３４を流れていた電流はダイオード３３経由で流れ、出力端２は徐々に低下し、ヒステリシスコンパレータ１３はスイッチ素子３２をオンさせて、繰り返し動作になる。すなわち、自ら発振して制御する。
この自励周波数は自由度のあるヒステリシス幅とインダクタンス３４で決まるが、高く設定すると、スイッチング損出が増加し或いはスイッチ素子３２の限界値を超えるため、限度はある。 When the output terminal 2 becomes higher than the output from the operational amplifier 12, the node P2 becomes high, and the hysteresis comparator 13 turns off the switch element 32. The current flowing through the inductance 34 flows through the diode 33, the output terminal 2 gradually decreases, and the hysteresis comparator 13 turns on the switch element 32 and repeats the operation. That is, it oscillates and controls itself.
The self-excited frequency is determined by a hysteresis width having a degree of freedom and an inductance 34. However, if the frequency is set high, there is a limit because the switching loss increases or exceeds the limit value of the switch element 32.

また、包絡線検出器１１２からの出力がＤＣとＡＣ成分でありそれが低周波分である場合には、先ほどのＤＣの場合と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が追従して、出力電力は効率が良いＤＣ／ＤＣコンバータから供給される。 In addition, when the output from the envelope detector 112 is a DC and AC component and has a low frequency component, the PWM (Pulse Width Modulation) of the DC / DC converter 15 is the same as in the case of the DC. Following this, the output power is supplied from an efficient DC / DC converter.

（２）非追従モードについて説明する。
包絡線検出器１１２からの出力がＤＣとＡＣ成分でありそれが高周波に高くなると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のＰＷＭは追従しなくなり、オペアンプ１２から供給することになる。このとき、電流検出器１４のノードＰ１とノードＰ２の両端にＤＣ電流とＡＣ高周波成分が発生し、ヒステリシスコンパレータ１３からの出力はＡＣ成分の高周波を基本とする周波数でスイッチ素子３２を動かす。 (2) The non-following mode will be described.
When the output from the envelope detector 112 is a DC and AC component and increases to a high frequency, the PWM of the DC / DC converter 15 does not follow and is supplied from the operational amplifier 12. At this time, a DC current and an AC high frequency component are generated at both ends of the node P1 and the node P2 of the current detector 14, and the output from the hysteresis comparator 13 moves the switch element 32 at a frequency based on the high frequency of the AC component.

この電源回路の効率を図る方法としては、例えば、自励周波数を高くして追従することができるＡＣ成分を高い周波数（高域分）にまで可能にすることだが、ＷＩＭＡＸやＬＴＥなどの通信システムの帯域は広く、また、包絡線信号の帯域は更に広くなり限度がある。
従って、追従モードの場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５から出力端２へ供給して効率が良く、また、非追従モードの場合には、ＡＣ分はオペアンプ１２からの供給となり、ＤＣ分はオペアンプ１２と効率の悪くなったＤＣ／ＤＣコンバータ１５からの供給となる。 As a method for improving the efficiency of the power supply circuit, for example, an AC component that can be followed by increasing the self-excited frequency is made possible to a high frequency (for high frequency), but a communication system such as WIMAX or LTE. The bandwidth of the envelope signal is wider, and the bandwidth of the envelope signal becomes wider and has a limit.
Therefore, in the follow mode, the DC / DC converter 15 supplies the output terminal 2 with high efficiency. In the non-follow mode, the AC component is supplied from the operational amplifier 12 and the DC component is the operational amplifier. 12 and the supply from the DC / DC converter 15 whose efficiency has deteriorated.

図７（ａ）には、追従モード（ＤＣ）におけるノードＰの電圧の時間変化の一例を示してある。横軸は時間ｔを表しており、縦軸はノードＰの電圧を表している。
図７（ｂ）には、追従モード（ＤＣ）における電流検出器１４の電圧の時間変化の一例を示してある。横軸は時間ｔを表しており、縦軸は電流検出器１４の電圧を表している。
図８（ａ）には、非追従モード（ＤＣ＋ＡＣ）におけるノードＰの電圧の時間変化の一例を示してある。横軸は時間ｔを表しており、縦軸はノードＰの電圧を表している。
図８（ｂ）には、非追従モード（ＤＣ＋ＡＣ）における電流検出器１４の電圧の時間変化の一例を示してある。横軸は時間ｔを表しており、縦軸は電流検出器１４の電圧を表している。 FIG. 7A shows an example of the temporal change in the voltage at the node P in the follow-up mode (DC). The horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents the voltage at node P.
FIG. 7B shows an example of the time change of the voltage of the current detector 14 in the follow-up mode (DC). The horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents the voltage of the current detector 14.
FIG. 8A shows an example of the time change of the voltage at the node P in the non-following mode (DC + AC). The horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents the voltage at node P.
FIG. 8B shows an example of the time change of the voltage of the current detector 14 in the non-following mode (DC + AC). The horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents the voltage of the current detector 14.

図７（ａ）、（ｂ）に示されるように、追従モードのＤＣ成分の場合には、ノードＰの電圧は矩形波となり高効率スイッチング動作するが、図８（ａ）、（ｂ）に示されるように、非追従モードのＤＣ及びＡＣ高周波の場合には、スイッチング動作が入力と同じ高域分周波数となり、ノードＰの波形が矩形波から台形波になりスイッチングロスが増大する。 As shown in FIGS. 7A and 7B, in the case of the DC component in the follow-up mode, the voltage at the node P becomes a rectangular wave and performs a high-efficiency switching operation, but in FIGS. 8A and 8B, As shown, in the case of DC and AC high frequencies in the non-following mode, the switching operation has the same high frequency as that of the input, and the waveform of the node P changes from a rectangular wave to a trapezoidal wave, thereby increasing the switching loss.

“ＡｎＩｍｐｒｏｖｅｄＰｏｗｅｒ−ＡｄｄｅｄＥｆｆｉｃｉｅｎｃｙ１９−ｄＢｍＨｙｂｒｉｄＥｎｖｅｌｏｐｅＥｌｉｍｉｎａｔｉｏｎａｎｄＲｅｓｔｏｒａｔｉｏｎＰｏｗｅｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒｆｏｒ８０２．１１ｇＷＬＡＮＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”、ＩＥＥＥＭＴＴ、ＶＯＬ．５４、ＮＯ．１２、２００６“An Improved Power-Additional Efficiency 19-dBm Hybrid Envelope Elimination and Restoration Power Amplifier for 802.11g WLAN Applications”, IEEE MTT, VOL. 54, NO. 12, 2006 “ＡＣｌａｓｓＢＳｗｉｔｃｈ−ＭｏｄｅＡｓｓｉｓｔｅｄＬｉｎｅａｒＡｍｐｌｉｆｉｅｒ”、ＩＥＥＥＰＥ、ＶＯＬ．１８、ＮＯ．６、２００３“A Class B Switch-Mode Assisted Linear Amplifier”, IEEE PE, VOL. 18, NO. 6, 2003 “Ｓｅｒｉｅｓ− ｏｒＰａｒａｌｌｅｌ−ＣｏｎｎｅｃｔｅｄＣｏｍｐｏｓｉｔｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒｓ”、ＩＥＥＥＰＥＮｏ．１、１９８６“Series-or Parallel-Connected Composite Amplifiers”, IEEE PE No. 1, 1986

図９には、ＷＩＭＡＸやＬＴＥなどの通信システム等における包絡線信号のスペクトラムの累積確率密度分布の一例を示してある。横軸は周波数（ＭＨｚ）を表しており、縦軸は累積確率密度分布（％）を表している。
図９に示されるように、ＷＩＭＡＸやＬＴＥなどの通信システム等における包絡線信号のスペクトラムはＤＣ付近成分が９０％近くまであり、非追従モードの場合には、ＤＣ付近成分を効率の悪いスイッチング速度でＤＣ／ＤＣコンバータ１５が動作することになる。
本発明は、このような従来の事情に鑑み為されたもので、９０％近いＤＣ付近成分について効率の良い動作速度でＤＣ／ＤＣコンバータを動作させることができる電源回路を提供することを目的とする。また、本発明は、電源回路全体として高効率にすることができる電源回路を提供することを目的とする。 FIG. 9 shows an example of the cumulative probability density distribution of the envelope signal spectrum in a communication system such as WIMAX or LTE. The horizontal axis represents frequency (MHz), and the vertical axis represents cumulative probability density distribution (%).
As shown in FIG. 9, the spectrum of the envelope signal in a communication system such as WIMAX or LTE has a component near DC of nearly 90%, and in the non-following mode, the component near DC is converted to an inefficient switching speed. Thus, the DC / DC converter 15 operates.
The present invention has been made in view of such a conventional situation, and an object of the present invention is to provide a power supply circuit capable of operating a DC / DC converter at an efficient operation speed with respect to a component near 90% of DC. To do. It is another object of the present invention to provide a power supply circuit that can increase the efficiency of the entire power supply circuit.

上記目的を達成するため、本発明では、増幅器に用いられる電源回路において、次のような構成とした。
すなわち、電圧源となる線形増幅器と、電流源となるＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの制御を行うヒステリシスコンパレータと、前記線形増幅器からの出力電流を検出して前記ヒステリシスコンパレータへ出力する電流検出器を有する増幅器から電源回路を構成した。そして、前記ヒステリシスコンパレータへの入力側に低域フィルタを備えて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの動作周波数を制限するようにした。
従って、例えば、９０％近いＤＣ付近成分について効率の良い動作速度でＤＣ／ＤＣコンバータを動作させることができる電源回路を実現することができる。 In order to achieve the above object, in the present invention, a power supply circuit used for an amplifier has the following configuration.
That is, a linear amplifier as a voltage source, a DC / DC converter as a current source, a hysteresis comparator for controlling the DC / DC converter, and an output current from the linear amplifier are detected and output to the hysteresis comparator. A power supply circuit was composed of an amplifier having a current detector. A low-pass filter is provided on the input side to the hysteresis comparator to limit the operating frequency of the DC / DC converter.
Therefore, for example, it is possible to realize a power supply circuit capable of operating a DC / DC converter at an efficient operation speed for a component near DC of 90%.

本発明では、増幅器に用いられる電源回路において、次のような構成とした。
すなわち、電圧源となる第１の線形増幅器と、電流源となる第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータの制御を行う第１のヒステリシスコンパレータと、前記第１の線形増幅器からの出力電流を検出して前記第１のヒステリシスコンパレータへ出力する第１の電流検出器を有する増幅器から電源回路を構成した。
そして、前記第１の線形増幅器の電源回路として、電圧源となる第２の線形増幅器と、電流源となる第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの制御を行う第２のヒステリシスコンパレータと、前記第２の線形増幅器からの出力電流を検出して前記第２のヒステリシスコンパレータへ出力する第２の電流検出器を有する増幅器を用いる。
従って、例えば、電源回路全体として高効率にすることができる電源回路を実現することができる。 In the present invention, the power supply circuit used in the amplifier has the following configuration.
That is, a first linear amplifier serving as a voltage source, a first DC / DC converter serving as a current source, a first hysteresis comparator that controls the first DC / DC converter, and the first linear amplifier. A power supply circuit is constituted by an amplifier having a first current detector that detects an output current from the amplifier and outputs the detected current to the first hysteresis comparator.
As a power supply circuit for the first linear amplifier, a second linear amplifier serving as a voltage source, a second DC / DC converter serving as a current source, and a second DC / DC converter for controlling the second DC / DC converter are controlled. And an amplifier having a second current detector that detects an output current from the second linear amplifier and outputs the detected current to the second hysteresis comparator.
Therefore, for example, it is possible to realize a power supply circuit that can increase the efficiency of the entire power supply circuit.

本発明では、一構成例として、上記のような電源回路において、前記第１のヒステリシスコンパレータと前記第２のヒステリシスコンパレータの一方又は両方について、ヒステリシスコンパレータへの入力側に低域フィルタを備えて、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータの一方又は両方の動作周波数を制限する。
従って、例えば、電源回路全体として高効率にすることができるとともに、９０％近いＤＣ付近成分について効率の良い動作速度でＤＣ／ＤＣコンバータを動作させることができる電源回路を実現することができる。 In the present invention, as one configuration example, in one or both of the first hysteresis comparator and the second hysteresis comparator in the power supply circuit as described above, a low-pass filter is provided on the input side to the hysteresis comparator, The operating frequency of one or both of the first DC / DC converter and the second DC / DC converter is limited.
Therefore, for example, it is possible to achieve a power supply circuit that can increase the efficiency of the entire power supply circuit and can operate the DC / DC converter at an efficient operation speed with respect to a component near DC of 90%.

以上説明したように、本発明に係る電源回路によると、電源回路を構成するヒステリシスコンパレータへの入力側に低域フィルタを備えて、クラスＤ増幅器の動作周波数を制限することにより、例えば、９０％近いＤＣ付近成分について効率の良い動作速度でＤＣ／ＤＣコンバータを動作させることができ、また、電源回路の線形増幅器に同様な電源回路を適用することにより、例えば、電源回路全体として高効率にすることができる。 As described above, according to the power supply circuit of the present invention, the low-pass filter is provided on the input side to the hysteresis comparator constituting the power supply circuit, and the operating frequency of the class D amplifier is limited, for example, 90% The DC / DC converter can be operated at an efficient operation speed with respect to components near DC, and the power supply circuit as a whole is made highly efficient by applying a similar power supply circuit to the linear amplifier of the power supply circuit, for example. be able to.

本発明に係る実施例を図面を参照して説明する。
図１には、本発明の一実施例に係る包絡線増幅器の構成例（電源回路の構成例）を示してある。なお、説明の便宜上から、図６に示されるものと同様なものについては同一の符号を用いて示すが、本発明を不要に限定する意図はない。
本例の包絡線増幅器は、入力端１と出力端２との間に、波形整形器１１と、オペアンプ１２と、ヒステリシスコンパレータ１３と、電流検出器１４と、コンデンサ２１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５を備えている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１５は、電圧電源３１と、スイッチ素子３２と、ダイオード３３と、インダクタンス３４から構成されている。
また、図１には、ノードＰ１、Ｐ２を示してある。 Embodiments according to the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a configuration example (configuration example of a power supply circuit) of an envelope amplifier according to an embodiment of the present invention. For convenience of explanation, the same components as those shown in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals, but the present invention is not intended to be unnecessarily limited.
The envelope amplifier of this example includes a waveform shaper 11, an operational amplifier 12, a hysteresis comparator 13, a current detector 14, a capacitor 21, and a DC / DC converter 15 between the input terminal 1 and the output terminal 2. It has.
The DC / DC converter 15 includes a voltage power supply 31, a switch element 32, a diode 33, and an inductance 34.
Further, FIG. 1 shows nodes P1 and P2.

具体的には、入力端１に波形整形器１１の入力端が接続されており、波形整形器１１の出力端がオペアンプ１２の１つの入力端に接続されており、オペアンプ１２の出力端に電流検出器（本例では、抵抗）１４の一端が接続されており、電流検出器１４の他端が出力端２に接続されている。電流検出器１４の両端のノードＰ１、Ｐ２に当該電流検出器１４に並列にコンデンサ２１が接続されており更にその先にヒステリシスコンパレータ１３の２つの入力端が接続されている。スイッチ素子３２には電源電圧３１と制御用のヒステリシスコンパレータ１３の出力端が接続されており、スイッチ素子３２のもう１つの端がインダクタンス３４の一端と接続されており、インダクタンス３４の他端が出力端２と接続されている。接地されたダイオード３３が接地端から反対側への方向を順方向として前記インダクタンス３４の前記一端と接続されている。 Specifically, the input end of the waveform shaper 11 is connected to the input end 1, the output end of the waveform shaper 11 is connected to one input end of the operational amplifier 12, and a current is connected to the output end of the operational amplifier 12. One end of the detector (resistor in this example) 14 is connected, and the other end of the current detector 14 is connected to the output end 2. A capacitor 21 is connected in parallel to the current detector 14 at nodes P1 and P2 at both ends of the current detector 14, and two input terminals of the hysteresis comparator 13 are further connected to the nodes 21 and P2. The switch element 32 is connected to the power supply voltage 31 and the output end of the control hysteresis comparator 13, the other end of the switch element 32 is connected to one end of the inductance 34, and the other end of the inductance 34 is output. Connected to the end 2. A grounded diode 33 is connected to the one end of the inductance 34 with the direction from the ground end to the opposite side as the forward direction.

本例の包絡線増幅器では、例えば図６に示される回路構成と比べて、波形整形器１１と低周波パス用のコンデンサ２１を追加してある。
この高周波除去のコンデンサ２１を追加することにより、電流検出器１４で高域成分を未検出として、ヒステリシスコンパレータ１３は入力の低域分のみ比較し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５のスイッチング周波数を抑えることが可能となる。すなわち、９０％位のＤＣ付近のエネルギーを高効率で動作させることが可能である。 In the envelope amplifier of this example, a waveform shaper 11 and a low frequency path capacitor 21 are added as compared with the circuit configuration shown in FIG. 6, for example.
By adding this high frequency removing capacitor 21, the current detector 14 does not detect the high frequency component, and the hysteresis comparator 13 compares only the low frequency of the input and suppresses the switching frequency of the DC / DC converter 15. It becomes possible. That is, it is possible to operate the energy in the vicinity of about 90% DC with high efficiency.

従来では入力信号（包絡線信号）の高出力で帯域が広い場合には対応するスイッチング素子がなく高効率が得られなかったが、本提案の高域信号除去フィルタ（本例では、コンデンサ２１によるフィルタ）を採用することにより高効率が可能となる。また、低速度である低価格のスイッチング素子やドライバ（図示せず）を使用することもでき、ＥＥＲ方式の価格上昇を抑えることもできる。 Conventionally, when the input signal (envelope signal) has a high output and a wide band, there is no corresponding switching element and high efficiency cannot be obtained. However, the proposed high-frequency signal removal filter (in this example, by the capacitor 21) High efficiency can be achieved by using a filter. In addition, a low-priced switching element or driver (not shown) having a low speed can be used, and an increase in the price of the EER method can be suppressed.

図４（ａ）には、波形整形器１１の入力電圧の時間変化の一例を示してある。横軸は時間ｔを表しており、縦軸は入力電圧を表している。
図４（ｂ）には、波形整形器１１の出力電圧の時間変化の一例を示してある。横軸は時間ｔを表しており、縦軸は出力電圧を表している。
波形整形器１１は、図４（ａ）（ｂ）に示されるように、入力電圧があるレベル以下である時にそれを一定電圧に保つものである。この理由は、出力端２の負荷である高周波増幅器が低電圧まで対応できないことから、準ＥＥＲ方式或いはＥＴ方式にするためである。 FIG. 4A shows an example of the time change of the input voltage of the waveform shaper 11. The horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents input voltage.
FIG. 4B shows an example of the time change of the output voltage of the waveform shaper 11. The horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents output voltage.
As shown in FIGS. 4A and 4B, the waveform shaper 11 keeps the input voltage at a constant voltage when the input voltage is below a certain level. This is because the high frequency amplifier which is the load of the output terminal 2 cannot cope with a low voltage, so that the quasi-EER system or the ET system is used.

なお、本例では、原理を示すために、図５で包絡線検出器１１２をアナログイメージで説明したが、他の構成例として、振幅情報が分かるブロック部（例えば、デジタル信号処理部など）を用いて、波形整形の部分を含めて回路が作られてもよい。 In this example, in order to show the principle, the envelope detector 112 has been described as an analog image in FIG. 5. However, as another configuration example, a block unit (for example, a digital signal processing unit) in which amplitude information is known can be used. By using this, a circuit including a waveform shaping portion may be formed.

図２には、他の構成例に係る包絡線増幅器の構成例（電源回路の構成例）を示してある。なお、説明の便宜上から、図１に示されるものと同様なものについては同一の符号を用いて示す。
本例の包絡線増幅器は、入力端１と出力端２との間に、波形整形器１１と、オペアンプ１２と、オペアンプ４１と、４つの抵抗５１〜５４と、電流検出器４２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３と、ヒステリシスコンパレータ４４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５ａを備えている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１５ａは、電圧電源３１と、スイッチ素子３２と、ダイオード３３ａと、インダクタンス３４ａから構成されている。
また、図１には、ノードＰ３、Ｐ４を示してある。 FIG. 2 shows a configuration example (configuration example of a power supply circuit) of an envelope amplifier according to another configuration example. For convenience of explanation, the same reference numerals are used for the same components as those shown in FIG.
The envelope amplifier of this example includes a waveform shaper 11, an operational amplifier 12, an operational amplifier 41, four resistors 51 to 54, a current detector 42, and a low-pass filter between the input terminal 1 and the output terminal 2. (LPF) 43, hysteresis comparator 44, and DC / DC converter 15a.
The DC / DC converter 15a includes a voltage power supply 31, a switch element 32, a diode 33a, and an inductance 34a.
Further, FIG. 1 shows nodes P3 and P4.

具体的には、入力端１に波形整形器１１の入力端が接続されており、波形整形器１１の出力端がオペアンプ１２の１つの入力端に接続されており、オペアンプ１２の出力端に電流検出器（本例では、抵抗）４２の一端が接続されており、電流検出器４２の他端が出力端２に接続されている。電流検出器４２の両端のノードＰ３、Ｐ４のそれぞれに抵抗５２、５３が接続されており更にその先にオペアンプ４１の２つの入力端が接続されている。また、電源電圧を供給するための抵抗５１の一端がオペアンプ４１の一方の入力端に接続されており、オペアンプ４１の他方の入力端と出力端とが抵抗５４を介して接続されている。オペアンプ４１の出力端がローパスフィルタ４３の一端に接続されており、ローパスフィルタ４３の他端がヒステリシスコンパレータ４４の入力端に接続されている。スイッチ素子３２には電源電圧３１と制御用のヒステリシスコンパレータ４４の出力端が接続されており、スイッチ素子３２のもう１つの端がインダクタンス３４ａの一端と接続されており、インダクタンス３４ａの他端が出力端２と接続されている。接地されたダイオード３３ａが接地端から反対側への方向を順方向として前記インダクタンス３４ａの前記一端と接続されている。 Specifically, the input end of the waveform shaper 11 is connected to the input end 1, the output end of the waveform shaper 11 is connected to one input end of the operational amplifier 12, and a current is connected to the output end of the operational amplifier 12. One end of a detector (resistor in this example) 42 is connected, and the other end of the current detector 42 is connected to the output end 2. Resistors 52 and 53 are connected to the nodes P3 and P4 at both ends of the current detector 42, respectively, and two input terminals of the operational amplifier 41 are further connected. Further, one end of a resistor 51 for supplying a power supply voltage is connected to one input end of the operational amplifier 41, and the other input end and the output end of the operational amplifier 41 are connected via a resistor 54. The output terminal of the operational amplifier 41 is connected to one end of the low-pass filter 43, and the other end of the low-pass filter 43 is connected to the input terminal of the hysteresis comparator 44. The switch element 32 is connected to the power supply voltage 31 and the output end of the control hysteresis comparator 44. The other end of the switch element 32 is connected to one end of the inductance 34a, and the other end of the inductance 34a is output. Connected to the end 2. A grounded diode 33a is connected to the one end of the inductance 34a with the direction from the ground end to the opposite side as the forward direction.

図２に示される包絡線増幅器の回路では、例えば図１に示される回路に対して、抵抗５１〜５４とオペアンプ４１からなる差動増幅器で電流を検出して、ローパスフィルタ４３で高域分を除去する構成となっており、例えば図１に示される回路と同様な効果を得ることができる。 In the envelope amplifier circuit shown in FIG. 2, for example, with respect to the circuit shown in FIG. 1, a current is detected by a differential amplifier including resistors 51 to 54 and an operational amplifier 41, and a high-frequency component is obtained by a low-pass filter 43. For example, an effect similar to that of the circuit shown in FIG. 1 can be obtained.

次に、更なる高効率化を図った構成例を示す。
図１や図２に示されるオペアンプ１２は高域分の電力を全て供給するが、オペアンプ１２の最終段がＢ級増幅器として構成されても、包絡線信号のピークファクタが高いため、ここでの消費電力は高くなる。
従って、このオペアンプ１２の電源効率を上げることも重要である。 Next, a configuration example for further improving efficiency will be shown.
The operational amplifier 12 shown in FIG. 1 and FIG. 2 supplies all of the high frequency power, but even if the final stage of the operational amplifier 12 is configured as a class B amplifier, the peak factor of the envelope signal is high. Power consumption increases.
Therefore, it is also important to increase the power supply efficiency of the operational amplifier 12.

図３には、オペアンプ１２を準ＥＥＲ方式やＥＴ方式で構成した包絡線増幅器の構成例（電源回路の構成例）を示してある。ここで、準とした理由は、オペアンプの動作は電源電圧０Ｖに対応するのではなく最低数Ｖの電圧が必要となるためでる。
図３に示される回路の動作は、例えば図１に示される回路の動作と同様である。なお、説明の便宜上から、図１に示されるものと同様なものについては同一の符号を用いて示す。 FIG. 3 shows a configuration example (configuration example of a power supply circuit) of an envelope amplifier in which the operational amplifier 12 is configured by a quasi-EER method or an ET method. Here, the reason why it is quasi is that the operation of the operational amplifier does not correspond to the power supply voltage 0V, but requires a voltage of at least several volts.
The operation of the circuit shown in FIG. 3 is the same as that of the circuit shown in FIG. For convenience of explanation, the same reference numerals are used for the same components as those shown in FIG.

本例の包絡線増幅器は、入力端１と出力端２との間に、図１に示されるのと同様な回路１１〜１５、２１を備えており、また、入力端１と波形整形器１１との間に分配器６１を備えている。そして、分配器６１とオペアンプ１２の電力供給端との間に、図１に示されるものと同様な回路を備えており、具体的には、波形整形器６２と、オペアンプ６３と、ヒステリシスコンパレータ６４と、電流検出器（本例では、抵抗）６５と、コンデンサ７１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６６を備えている。
ＤＣ／ＤＣコンバータ６６は、電圧電源８１と、スイッチ素子８２と、ダイオード８３と、インダクタンス８４から構成されている。
また、図３には、ノードＰ１、Ｐ２及びノードＰ５、Ｐ６を示してある。 The envelope amplifier of this example includes circuits 11 to 15 and 21 similar to those shown in FIG. 1 between the input terminal 1 and the output terminal 2, and the input terminal 1 and the waveform shaper 11. A distributor 61 is provided therebetween. A circuit similar to that shown in FIG. 1 is provided between the distributor 61 and the power supply terminal of the operational amplifier 12, specifically, a waveform shaper 62, an operational amplifier 63, and a hysteresis comparator 64. A current detector (resistor in this example) 65, a capacitor 71, and a DC / DC converter 66.
The DC / DC converter 66 includes a voltage power supply 81, a switch element 82, a diode 83, and an inductance 84.
FIG. 3 shows nodes P1 and P2 and nodes P5 and P6.

図１には示されていない部分についての動作例を示す。
包絡線信号が入力端１に入り、分配器６１により２分配される。２つの分配信号は、２つの波形整形器１１、６２に入力される。
波形整形器６２では、１つの分配された信号について、入力電圧が低ければある程度の電圧を出力し、それ以上である場合には入力電圧をそのまま出力する。この様子は、図４（ａ）、（ｂ）に示されるのと同様である。 FIG. 1 shows an operation example of a portion not shown in FIG.
The envelope signal enters the input terminal 1 and is divided into two by the distributor 61. The two distribution signals are input to the two waveform shapers 11 and 62.
The waveform shaper 62 outputs a certain voltage for one distributed signal if the input voltage is low, and outputs the input voltage as it is if the input voltage is more than that. This is the same as shown in FIGS. 4 (a) and 4 (b).

波形整形器６２により波形整形された信号は、図１に示されるのと同様な動作を行う回路により処理されて、その結果の電力がオペアンプ１２へ供給される。
オペアンプ１２への供給電力のＤＣ分は効率の良いＤＣ／ＤＣコンバータ６６から供給し、ＡＣ分の内の高域分はオペアンプ６３から供給する。
オペアンプ６３の消費電力は、波形整形された信号は波形整形量にも因るがＤＣ成分が多く交流分が少ないため、概ね、オペアンプ１２の消費電力の１０％程度でありそれほど多くは無い。従って、オペアンプ１２は高効率に動作する。
なお、分配器６１により分配されたもう１つの信号は、波形整形回路１１を経由してオペアンプ１２の入力端に入り、後の動作は図１や図２に示されるものと同様である。図３の高域分除去のコンデンサ２１、７１を図２のＬＰＦにしてもよい。 The signal shaped by the waveform shaper 62 is processed by a circuit that performs the same operation as shown in FIG. 1, and the resulting power is supplied to the operational amplifier 12.
The DC power supplied to the operational amplifier 12 is supplied from an efficient DC / DC converter 66, and the high frequency portion of the AC is supplied from the operational amplifier 63.
The power consumption of the operational amplifier 63 depends on the amount of waveform shaping, but the amount of power consumed by the operational amplifier 63 is generally about 10% of the power consumption of the operational amplifier 12 because there are many DC components and little AC. Therefore, the operational amplifier 12 operates with high efficiency.
The other signal distributed by the distributor 61 enters the input terminal of the operational amplifier 12 via the waveform shaping circuit 11, and the subsequent operation is the same as that shown in FIGS. The high-frequency-removal capacitors 21 and 71 in FIG. 3 may be the LPF in FIG.

ここで、図１に示される回路と図３に示される回路について、概略的な効率を求める。次の条件（条件１）〜（条件４）を用いる。
（条件１）ＤＣ／ＤＣコンバータ１５及びＤＣ／ＤＣコンバータ６６は、共に、効率が９３％である。
（条件２）ＤＣ／ＤＣコンバータ１５及びＤＣ／ＤＣコンバータ６６の動作周波数１．５ＭＨｚでエネルギーの８５％を供給する。
（条件３）オペアンプ１２及びオペアンプ６３の増幅帯域１．５ＭＨｚ〜でエネルギーの１５％を供給する。
（条件４）オペアンプ１２及びオペアンプ６３の平均効率は２０％である。 Here, a schematic efficiency is obtained for the circuit shown in FIG. 1 and the circuit shown in FIG. The following conditions (condition 1) to (condition 4) are used.
(Condition 1) Both the DC / DC converter 15 and the DC / DC converter 66 have an efficiency of 93%.
(Condition 2) 85% of the energy is supplied at an operating frequency of 1.5 MHz of the DC / DC converter 15 and the DC / DC converter 66.
(Condition 3) 15% of energy is supplied in the amplification band of 1.5 MHz of the operational amplifier 12 and the operational amplifier 63.
(Condition 4) The average efficiency of the operational amplifier 12 and the operational amplifier 63 is 20%.

このような条件において、図１に示される回路の全体の効率Ｚ１は、次のようになる。
Ｚ１＝１／（０．８５／０．９３＋０．１５／０．２）＝０．６
また、図３に示される回路の全体の効率Ｚ２は、次のようになる。
Ｚ２＝１／（０．８５／０．９３＋０．１５／（０．８５／０．９３＋０．１５／０．２））＝０．８５ Under such conditions, the overall efficiency Z1 of the circuit shown in FIG. 1 is as follows.
Z1 = 1 / (0.85 / 0.93 + 0.15 / 0.2) = 0.6
Further, the overall efficiency Z2 of the circuit shown in FIG. 3 is as follows.
Z2 = 1 / (0.85 / 0.93 + 0.15 / (0.85 / 0.93 + 0.15 / 0.2)) = 0.85

このように、線形増幅器に使用する電源を包絡線情報により可変する電源としてリニアアシストクラスＢＤ増幅器を使用し、リニアアシストクラスＢＤ増幅器の電流検出後に低域フィルタ（ローパスフィルタ）を挿入して高域成分の情報を未検出として、クラスＤ増幅器（ＤＣ／ＤＣコンバータ）の動作周波数を制限させて、高効率な電源回路を実現することができ、大幅に効率を上昇させることができる。
以上に述べたように、高域分を抑圧してＤＣ／ＤＣコンバータ１５を動作させる方法と、オペアンプ１２をＥＴ或いはＥＥＲ（或いは、準ＥＥＲ）方式で高効率にする方法により、効率を向上させることができるが、例えば、要求される性能に合わせて各々が単独に用いられてもよい。 In this way, a linear assist class BD amplifier is used as a power source that changes the power source used for the linear amplifier according to the envelope information, and a low pass filter (low pass filter) is inserted after the current detection of the linear assist class BD amplifier. By making the component information undetected and limiting the operating frequency of the class D amplifier (DC / DC converter), a highly efficient power supply circuit can be realized, and the efficiency can be significantly increased.
As described above, the efficiency is improved by the method of operating the DC / DC converter 15 while suppressing the high frequency band and the method of making the operational amplifier 12 highly efficient by the ET or EER (or quasi-EER) method. For example, each of them may be used independently according to the required performance.

ここで、波形整形器１１、６２やＥＥＲ方式、準ＥＥＲ方式、ＥＴ方式について説明する。
図１や図２や図３に示される回路では、波形整形器１１、６３が挿入された実施形態を示した。この理由は、上述したように、本電源回路の負荷である高周波増幅器を駆動するためには一定以上の電圧が必要となることから必要となるためである。そして、この理由のために、図４（ａ）（ｂ）に示されるように入力される包絡線波形を整形することを準ＥＥＲ方式と呼んでいる。 Here, the waveform shapers 11 and 62, the EER method, the quasi-EER method, and the ET method will be described.
In the circuit shown in FIGS. 1, 2, and 3, the embodiment in which the waveform shapers 11 and 63 are inserted is shown. This is because, as described above, a voltage of a certain level or more is required to drive the high-frequency amplifier that is the load of the power supply circuit. For this reason, shaping the input envelope waveform as shown in FIGS. 4A and 4B is called a quasi-EER method.

なお、このような波形整形器自体は、現状において実際に本例のような増幅回路を実現する場合に波形整形器を用いて準ＥＥＲ方式とすることが多いために実施例として記載されたものであり、他の構成例として、波形整形器が備えられない構成が用いられてもよい。 Such a waveform shaper itself has been described as an example because the waveform shaper is often used as a quasi-EER method when an amplifier circuit like this example is actually realized at present. As another configuration example, a configuration without a waveform shaper may be used.

ＥＥＲ方式と、準ＥＥＲ方式と、ＥＴ方式については、概略としては、振幅成分の増幅に関して次のような違いがある。
ＥＥＲ方式では、基本的に、入力される振幅成分（包絡線）をそのまま電源回路で増幅する。
準ＥＥＲ方式では、波形整形器などを用いて、図４（ａ）（ｂ）に示されるように波形整形を行い、常に電源回路から直流成分が出力されるようにする。
ＥＴ方式では、振幅成分（包絡線）に完全には追従せず、より低周波成分のみを電源回路により増幅して高周波増幅器を駆動する。
図１０には、ＥＥＲ方式と、準ＥＥＲ方式と、ＥＴ方式について、それぞれの包絡線処理の様子の一例を示してある。 The EER method, the quasi-EER method, and the ET method generally have the following differences with respect to amplification of amplitude components.
In the EER method, basically, an input amplitude component (envelope) is directly amplified by a power supply circuit.
In the quasi-EER method, a waveform shaper or the like is used to perform waveform shaping as shown in FIGS. 4A and 4B so that a DC component is always output from the power supply circuit.
In the ET method, the high frequency amplifier is driven by amplifying only a lower frequency component by a power supply circuit without completely following the amplitude component (envelope).
FIG. 10 shows an example of how envelope processing is performed for the EER method, the quasi-EER method, and the ET method.

以上のように、本例の包絡線増幅器（電源回路）は、例えば、ＥＥＲ方式などの増幅器に用いる電源回路（リニアアシストクラスＢＤ増幅器）であり、次のような構成（構成例１）〜（構成例３）を有している。
（構成例１）リニアアシストクラスＢＤ増幅器を構成するヒステリシスコンパレータ１３、４４、６４への入力にローパスフィルタ（本例では、コンデンサ２１や、ローパスフィルタ４３や、コンデンサ７１）を挿入することにより、クラスＤ増幅器の動作周波数を制限する。
具体的には、本例では、線形増幅器に使用する電源を包絡線情報により可変する電源としてリニアアシストクラスＢＤ増幅器を使用し、リニアアシストクラスＢＤ増幅器の電流検出後に低域フィルタを挿入して高域成分の情報を除去して、クラスＤ増幅器（ＤＣ／ＤＣコンバータ）の動作周波数を制限させて、高効率な電源回路を実現している（例えば、図１や図２や図３の構成）。 As described above, the envelope amplifier (power supply circuit) of this example is, for example, a power supply circuit (linear assist class BD amplifier) used for an amplifier such as an EER system, and has the following configuration (configuration example 1) to (configuration example 1) to ( Configuration example 3) is included.
(Configuration Example 1) By inserting a low-pass filter (in this example, the capacitor 21, the low-pass filter 43, and the capacitor 71) into the inputs to the hysteresis comparators 13, 44, and 64 that constitute the linear assist class BD amplifier, the class is obtained. Limit the operating frequency of the D amplifier.
Specifically, in this example, a linear assist class BD amplifier is used as a power source that varies the power source used for the linear amplifier according to envelope information, and a low pass filter is inserted after the current detection of the linear assist class BD amplifier. By removing the band component information and limiting the operating frequency of the class D amplifier (DC / DC converter), a high-efficiency power supply circuit is realized (for example, the configuration shown in FIGS. 1, 2, and 3). .

（構成例２）リニアアシストクラスＢＤ増幅器を構成する線形増幅器（本例では、オペアンプ１２）に同じくリニアアシストクラスＢＤ増幅器を適用する。
具体的には、本例では、線形増幅器に使用する電源を包絡線情報により可変する電源としてリニアアシストクラスＢＤ増幅器を使用し、当該リニアアシストクラスＢＤ増幅器の電源についてもリニアアシストクラスＢＤ増幅器を採用する（例えば、図３の構成）。 (Configuration Example 2) The linear assist class BD amplifier is similarly applied to the linear amplifier (in this example, the operational amplifier 12) that configures the linear assist class BD amplifier.
Specifically, in this example, a linear assist class BD amplifier is used as a power source for changing the power source used for the linear amplifier according to the envelope information, and the linear assist class BD amplifier is also used for the power source of the linear assist class BD amplifier. (For example, the configuration of FIG. 3).

（構成例３）上記した（構成例２）における２つのリニアアシストクラスＢＤ増幅器については、（構成例１）との組み合わせ方について、全４パターンがある。すなわち、２つの増幅器のそれぞれについて上記した（構成例１）における低域フィルタ（ＬＰＦ）を挿入するパターンと挿入しないパターンがある。
具体的には、両リニアアシストクラスＢＤ増幅器の一方又は両方について、リニアアシストクラスＢＤ増幅器の電流検出後に低域フィルタを挿入して、高域成分の情報を除去して、クラスＤ増幅器（ＤＣ／ＤＣコンバータ）の動作周波数を制限させて、高効率な電源回路を実現している（例えば、両方に適用した図３の構成）。つまり、上記した（構成例２）において、２つのリニアアシストクラスＢＤ増幅器のうち、少なくとも一方に低域フィルタ（ＬＰＦ）が挿入されている。 (Configuration Example 3) The two linear assist class BD amplifiers in the above (Configuration Example 2) have a total of 4 patterns in combination with (Configuration Example 1). That is, for each of the two amplifiers, there are a pattern in which the low-pass filter (LPF) in (Configuration Example 1) described above is inserted and a pattern in which the amplifier is not inserted.
Specifically, for one or both of the linear assist class BD amplifiers, a low-pass filter is inserted after the current detection of the linear assist class BD amplifier to remove high-frequency component information, and a class D amplifier (DC / The operating frequency of the DC converter) is limited to realize a highly efficient power supply circuit (for example, the configuration of FIG. 3 applied to both). That is, in the above (Configuration Example 2), a low-pass filter (LPF) is inserted into at least one of the two linear assist class BD amplifiers.

ここで、リニアアシストクラスＢＤ増幅器自体は、公知の技術であるが、一例として、「電圧源となる線形増幅器（本例では、オペアンプ１２、６３）と、電流源となるＤＣ／ＤＣコンバータ（本例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５、１５ａ、６６）と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの制御を行うヒステリシスコンパレータ（本例では、ヒステリシスコンパレータ１３、４４、６４）と、前記線形増幅器からの出力電流を検出して前記ヒステリシスコンパレータへ出力する電流検出器（本例では、電流検出器１４、４２、６５）から構成される増幅器」と表すことができる。すなわち、高域分のみクラスＢで供給するリニアアシストクラスＢＤ増幅器とも言える。 Here, the linear assist class BD amplifier itself is a well-known technique. As an example, “a linear amplifier serving as a voltage source (in this example, operational amplifiers 12 and 63) and a DC / DC converter serving as a current source (present book). In the example, DC / DC converters 15, 15a, 66), a hysteresis comparator (in this example, hysteresis comparators 13, 44, 64) for controlling the DC / DC converter, and an output current from the linear amplifier are detected. Thus, it can be expressed as an amplifier including current detectors (current detectors 14, 42, 65 in this example) that output to the hysteresis comparator. That is, it can be said that it is a linear assist class BD amplifier that supplies only the high frequency band in class B.

以上のように、本例の包絡線増幅器（電源回路）では、スイッチングの動作速度を抑えて、低コスト化及び高効率化し、更に、高周波を供給するリニア増幅器をＥＥＲ（或いは、準ＥＥＲ）やＥＴにすることにより、大幅に効率を向上させることができる。 As described above, in the envelope amplifier (power supply circuit) of this example, the switching operation speed is suppressed, the cost is reduced and the efficiency is increased, and further, a linear amplifier that supplies a high frequency is used as an EER (or quasi-EER) By using ET, the efficiency can be greatly improved.

なお、図１に示される電源回路では、オペアンプ１２（線形増幅器）、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５、ヒステリシスコンパレータ１３、電流検出器１４、低域フィルタ（ＬＰＦ）２１を備えている。また、本例では、波形整形器１１を備えている。
また、図２に示される電源回路では、オペアンプ１２（線形増幅器）、ＤＣ／ＤＣコンバータ１５ａ、ヒステリシスコンパレータ４４、電流検出器４２、低域フィルタ（ＬＰＦ）４３を備えている。また、本例では、波形整形器１１を備えている。 The power supply circuit shown in FIG. 1 includes an operational amplifier 12 (linear amplifier), a DC / DC converter 15, a hysteresis comparator 13, a current detector 14, and a low-pass filter (LPF) 21. In this example, a waveform shaper 11 is provided.
The power supply circuit shown in FIG. 2 includes an operational amplifier 12 (linear amplifier), a DC / DC converter 15a, a hysteresis comparator 44, a current detector 42, and a low-pass filter (LPF) 43. In this example, a waveform shaper 11 is provided.

また、図３に示される電源回路では、当該電源回路（主な電源回路）の構成として、第１のオペアンプ１２（第１の線形増幅器）、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ１５、第１のヒステリシスコンパレータ１３、第１の電流検出器１４、第１の低域フィルタ（ＬＰＦ）２１を備えているとともに、当該電源回路（主な電源回路）に対する電源回路（副の電源回路）の構成として、第２のオペアンプ６３（第２の線形増幅器）、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ６６、第２のヒステリシスコンパレータ６４、第２の電流検出器６５、第２の低域フィルタ（ＬＰＦ）７１を備えている
また、本例では、波形整形器１１、６２を両方の電源回路に備えたが、いずれか一方のみに備えられてもよく、或いは、両方に備えられなくてもよい。また、ＬＰＦは電流検出器からスイッチ素子までの間にあれば良い。 In the power supply circuit shown in FIG. 3, the configuration of the power supply circuit (main power supply circuit) includes a first operational amplifier 12 (first linear amplifier), a first DC / DC converter 15, and a first hysteresis. As a configuration of a power supply circuit (sub power supply circuit) for the power supply circuit (main power supply circuit), the comparator 13, the first current detector 14, and the first low-pass filter (LPF) 21 are provided. 2 operational amplifiers 63 (second linear amplifiers), a second DC / DC converter 66, a second hysteresis comparator 64, a second current detector 65, and a second low-pass filter (LPF) 71. In this example, the waveform shapers 11 and 62 are provided in both power supply circuits. However, the waveform shapers 11 and 62 may be provided in only one of them, or may not be provided in both. The LPF may be between the current detector and the switch element.

ここで、本発明に係るシステムや装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記録する記録媒体などとして提供することも可能であり、また、種々なシステムや装置として提供することも可能である。
また、本発明の適用分野としては、必ずしも以上に示したものに限られず、本発明は、種々な分野に適用することが可能なものである。
また、本発明に係るシステムや装置などにおいて行われる各種の処理としては、例えばプロセッサやメモリ等を備えたハードウエア資源においてプロセッサがＲＯＭ（ＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）に格納された制御プログラムを実行することにより制御される構成が用いられてもよく、また、例えば当該処理を実行するための各機能手段が独立したハードウエア回路として構成されてもよい。
また、本発明は上記の制御プログラムを格納したフロッピー（登録商標）ディスクやＣＤ（ＣｏｍｐａｃｔＤｉｓｃ）−ＲＯＭ等のコンピュータにより読み取り可能な記録媒体や当該プログラム（自体）として把握することもでき、当該制御プログラムを当該記録媒体からコンピュータに入力してプロセッサに実行させることにより、本発明に係る処理を遂行させることができる。 Here, the configuration of the system and apparatus according to the present invention is not necessarily limited to the configuration described above, and various configurations may be used. The present invention can also be provided as, for example, a method or method for executing the processing according to the present invention, a program for realizing such a method or method, or a recording medium for recording the program. It is also possible to provide various systems and devices.
The application field of the present invention is not necessarily limited to the above-described fields, and the present invention can be applied to various fields.
In addition, as various processes performed in the system and apparatus according to the present invention, for example, the processor executes a control program stored in a ROM (Read Only Memory) in hardware resources including a processor and a memory. A controlled configuration may be used, and for example, each functional unit for executing the processing may be configured as an independent hardware circuit.
The present invention can also be understood as a computer-readable recording medium such as a floppy (registered trademark) disk or a CD (Compact Disc) -ROM storing the control program, and the program (itself). The processing according to the present invention can be performed by inputting the program from the recording medium to the computer and causing the processor to execute the program.

本発明の一実施例に係る包絡線増幅器の構成例（電源回路の構成例）を示す図である。It is a figure which shows the structural example (configuration example of a power supply circuit) of the envelope amplifier which concerns on one Example of this invention. 他の構成例に係る包絡線増幅器の構成例（電源回路の構成例）を示す図である。It is a figure which shows the structural example (configuration example of a power supply circuit) of the envelope amplifier which concerns on another structural example. オペアンプを準ＥＥＲ方式で構成した包絡線増幅器の構成例（電源回路の構成例）を示す図である。It is a figure which shows the structural example (configuration example of a power supply circuit) of the envelope amplifier which comprised the operational amplifier by the quasi-EER system. （ａ）は波形整形器の入力電圧の時間変化の一例を示す図であり、（ｂ）は波形整形器の出力電圧の時間変化の一例を示す図である。(A) is a figure which shows an example of the time change of the input voltage of a waveform shaper, (b) is a figure which shows an example of the time change of the output voltage of a waveform shaper. 従来技術に係る飽和型の増幅器を用いて電源を変動させるＥＥＲ方式の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the EER system which changes a power supply using the saturation type amplifier which concerns on a prior art. 電源を変動させる包絡線増幅器の構成例（電源回路の構成例）を示す図である。It is a figure which shows the structural example (configuration example of a power supply circuit) of the envelope amplifier which fluctuates a power supply. （ａ）は追従モード（ＤＣ）におけるノードＰの電圧の時間変化の一例を示す図であり、（ｂ）は追従モード（ＤＣ）における電流検出器の電圧の時間変化の一例を示す図である。(A) is a figure which shows an example of the time change of the voltage of the node P in tracking mode (DC), (b) is a figure which shows an example of the time change of the voltage of the current detector in tracking mode (DC). . （ａ）は非追従モード（ＤＣ＋ＡＣ）におけるノードＰの電圧の時間変化の一例を示す図であり、（ｂ）は非追従モード（ＤＣ＋ＡＣ）における電流検出器の電圧の時間変化の一例を示す図である。(A) is a figure which shows an example of the time change of the voltage of the node P in non-following mode (DC + AC), (b) is a figure which shows an example of the time change of the voltage of the current detector in non-following mode (DC + AC). It is. ＷＩＭＡＸやＬＴＥなどの通信システム等における包絡線信号のスペクトラムの累積確率密度分布の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the cumulative probability density distribution of the spectrum of the envelope signal in communication systems, such as WIMAX and LTE. ＥＥＲ方式と準ＥＥＲ方式とＥＴ方式についてそれぞれの包絡線処理の様子の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the mode of each envelope process about an EER system, a semi-EER system, and an ET system.

Explanation of symbols

１、１０１・・入力端、２、１０２・・出力端、１１、６２・・波形整形器、１２、４１、６３・・オペアンプ（演算増幅器）、１３、４４、６４・・ヒステリシスコンパレータ、１４、４２、６５・・電流検出器、１５、１５ａ、６６・・ＤＣ／ＤＣコンバータ、２１、７１・・コンデンサ、３１、８１・・電源電圧、３２、８２・・スイッチ素子、３３、３３ａ、８３・・ダイオード、３４、３４ａ、８４・・インダクタンス、４３・・ローパスフィルタ、Ｐ１〜Ｐ６、Ｐ・・ノード、５１〜５４・・抵抗、６１、１１１・・分配器、１１２・・包絡線検出器、１１３・・電源回路、１１４・・ＲＦリミット増幅器、１１５・・増幅器（主増幅器）、 1, 101... Input end, 2, 102 .. Output end, 11, 62 .. Waveform shaper, 12, 41, 63 .. Operational amplifier (op amp), 13, 44, 64 .. Hysteresis comparator, 14, 42, 65 ... Current detectors 15, 15a, 66 ... DC / DC converters 21, 71 ... Capacitors 31, 81 ... Power supply voltage 32, 82 ... Switch elements 33, 33a, 83 ... .., diode, 34, 34a, 84..inductance, 43..low pass filter, P1-P6, P..node, 51-54..resistor, 61, 111..distributor, 112..envelope detector, 113 .. Power supply circuit, 114 .. RF limit amplifier, 115 .. Amplifier (main amplifier),

Claims

In a power supply circuit used for an amplifier,
A linear amplifier that is a voltage source, a DC / DC converter that is a current source, a hysteresis comparator that controls the DC / DC converter, and a current detection that detects an output current from the linear amplifier and outputs it to the hysteresis comparator Consisting of an amplifier having a device,
A low pass filter is provided between the current detector and the input to the hysteresis comparator to limit the operating frequency of the DC / DC converter;
A power supply circuit characterized by that.

In a power supply circuit used for an amplifier,
A first linear amplifier serving as a voltage source, a first DC / DC converter serving as a current source, a first hysteresis comparator for controlling the first DC / DC converter, and the first linear amplifier. And an amplifier having a first current detector for detecting and outputting to the first hysteresis comparator,
As a power supply circuit for the first linear amplifier, a second linear amplifier serving as a voltage source, a second DC / DC converter serving as a current source, and a second DC / DC converter for controlling the second DC / DC converter. A hysteresis comparator and an amplifier having a second current detector that detects an output current from the second linear amplifier and outputs the detected current to the second hysteresis comparator;
A power supply circuit characterized by that.

The power supply circuit according to claim 2,
A low-pass filter for one or both of the first current detector and the first hysteresis comparator and between the second current detector and the second hysteresis comparator; Limiting the operating frequency of one or both of the DC / DC converter and the second DC / DC converter;
A power supply circuit characterized by that.