JP5265834B2 - センサのための増幅装置、及び、この装置を用いる物理量測定システム - Google Patents

センサのための増幅装置、及び、この装置を用いる物理量測定システム Download PDF

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Description

本発明は、センサのための増幅装置、及び、この装置を用いる物理量測定システムに関する。
本発明の装置は、特に、電圧かつ／またはインピーダンス応答センサのためのものである。電圧かつ／またはインピーダンス応答センサとは、センサが感知する物理量の変化に応じて、端子における電圧変化かつ／またはインピーダンス変化が得られるセンサのことである。
本発明は、測定システムの製造に応用され、主に、マイクロセンサとして知られている、小型化された、もしくは組み込まれた（集積された）センサを有する測定システムに応用される。この装置の使用目的を限定するわけではない例として、本発明は、サーマルプローブ、線量計または光度計に応用することができる。
上述した電圧かつ／またはインピーダンス応答センサは、可変インピーダンスに直列な固定電圧源、或いは固定インピーダンスに直列な可変電圧源、或いは可変インピーダンスに直列な可変電圧源に相当すると仮定することによって、モデル化することができる。
ETh及びZThを、センサが扱う電圧及びインピーダンス値とし、Xを、センサが感知する物理量とすると、センサの電圧感度e、或いはインピーダンス感度zは、以下のように定義される。
e=dETh/dX
z=dZTh/dX
物理量に対する感度が、そのインピーダンスにのみ影響を及ぼすセンサは、dETh=0及びdZTh=zdXという特性を示す。物理量に対する感度が、その電圧源にのみ影響を及ぼすセンサは、dETh=edX及びdZTH=0という特性を示す。
 発明が解決しようとする課題
物理量に対するセンサの感度（e及びz）は、通常、非常に低い。特に、主題のセンサが、観察すべき現象によって生み出される２次的な物理量の検出を伴う場合（例えば、可変抵抗による温度測定）には、顕著である。
センサの感度の低さは、測定精度を制限し、測定ノイズによる強い影響を誘発する。
課題を解決するための手段
本発明の目的は、上述した制限を解き放つ、センサのための増幅装置、及び測定システムを提供することである。
本発明の１つの個別の目的は、センサとは別の付加インピーダンスの端子に、測定信号を発生させることを可能にする増幅装置を提案することである。
また、本発明の１つの目的は、測定すべき物理量に対する感度が著しく増加した測定システムを提案することである。
また、本発明の１つの目的は、ノイズの影響を受けないので、検出のしきい値を下げることが可能な、測定精度が良いシステムを提案することである。
これらの目的を達成するための本発明の対象は、電圧かつ／またはインピーダンス応答センサのための増幅器である。この装置は、
センサ出力端子に接続され、これらの端子間の電圧を一定に保つ電圧制御手段と、
前記装置の端子間において、分極回路内で、センサと直列接続された少なくとも１つの付加インピーダンスと
を具備している。
電圧制御手段によって、センサの等価インピーダンスの変化、或いは、センサの等価電圧源によって供給される電圧の変化は、センサを流れる電流の変化を生み出す。これは、その端子の電圧が、強制的に固定されることによる。
付加インピーダンスは、分極回路内で、センサと直列接続されているので、センサ電流は、このインピーダンス内にも流れる。従って、電流の変化は、付加インピーダンスの終端における電圧の変化として現れる。
付加インピーダンスは、出力回路の端子間に接続されているので、付加インピーダンスの終端における電圧の変化は、出力信号に含まれる。
装置の出力端子とは、例えば、付加インピーダンスの終端、或いは、センサ（電圧は、その終端において一定である）と直列な付加インピーダンスを有する組立品の終端である。
本発明による装置の個別の実現のために、電圧制御手段は、電界効果トランジスタ(FET)を備えていてもよい。センサは、トランジスタのゲートとソースの間に接続され、一方、付加インピーダンスは、トランジスタのゲートとドレインの間に接続される。
トランジスタは、例えば、ソース接地され、好ましくは飽和状態に分極させられたMOS（金属酸化膜半導体）である。大きい分極電流の適用は、ゲート−ソース間電圧を安定した状態に保つ。分極手段は、例えば、トランジスタのソースとドレインの間に接続される電流源を備えていてもよい。
また、本発明は、上述したような増幅装置と共に動作する電圧応答またはインピーダンス応答センサを具備する物理量測定システムに関する。
この測定システムは、あらゆる型の電圧かつ／またはインピーダンスセンサを用いることができるが、特に、以下のセンサのうちのいずれか１つを具備していてもよい。熱電対、線量計、化学センサまたはバイオセンサ。バイオセンサとは、ADNのような有機種、様々な蛋白質、バクテリア等を感知するセンサのことである。
本発明の他の特徴及び利点は、添付した図を参照する以下の記述において更に明瞭にされるであろう。この記述は、本発明の有効範囲を限定するものではなく、本発明による装置の様々な実現の例を示すのみである。
以下の記述において、同じ或いは類似している部品には、同じ符号を付す。
図１に、本発明の概略の動作原理を示す。
センサ10及び付加インピーダンス12は、分極手段14と接続された分極回路内で直列接続されている。分極手段14は、センサ10及び付加インピーダンス12に、図上でIと表記された電流を供給する。
付加インピーダンス12は、センサ10に接続されたノード16と、出力端子18との間に接続されている。センサ10は、ノード16と、接地端子20との間に接続されている。
電圧制御手段22もまた、ノード16に接続されている。それらは、負荷の終端間、すなわち、図示された例では、ノード16と接地端子20の間の電圧を一定に保つ。
装置の入力は、センサ端子と一致し、装置の出力電圧は、ノード16と出力端子18の間にある付加インピーダンスの端子で検出することができる。
センサ端子における電圧は一定なので、装置の出力電圧は、出力端子18と接地端子20の間でも検出することができる。この代替の方法は、以下において採用されている。
図２に、電流制御手段22が、絶縁ゲート電界効果トランジスタ(IGFET)、例えば、NチャネルMOSFETを有し、分極手段14が、電流源である測定システムの個別の実施形態を示す。トランジスタ22のドレイン、ソース及びゲートは、それぞれ、出力端子18、接地端子20及びノード16に接続されている。
電流源は、電流I0を供給し、これは、トランジスタのチャネルを流れる第１の電流IDSと、付加インピーダンス12を流れる第２の電流Iとに分岐される。引き起こされた強い分極電流（I0 ≫ I）は、飽和状態でトランジスタ22が動作することを可能にし、これにより、そのゲート電圧（ここでは、ゲート-ソース間電圧）を、実質的に一定な均衡値に固定する。センサ10の端子に印加される、この値は、以下において、VGSoと表記される。
付加インピーダンス12に流れる電流Ｉは、付加インピーダンスに直列の負荷10に流れ込む電流と同じである。ノード16から流れ出るトランジスタのゲート電流の値IGは、非常に低い（I ≫ IG）。
センサ10及び付加インピーダンス12から成る組立品は、VDSと表記されるトランジスタのドレイン-ソース間電圧と、ゲート-ソース間電圧との間で、電圧分割ブリッジを形成している。
更に、値がZと表記され、トランジスタ22のドレインとゲートの間に接続された付加インピーダンス12は、逆反応ループとして働き、センサ端子における電圧であるゲートーソース間電圧をサーボ制御して安定させる。
図において、センサ10は、値がZThである等価インピーダンス26に直列な、値がEThである等価電圧源24としてモデル化されている。この図は、テブナンの等価回路を示している。
電圧VGSoが一定なので、センサ10の特性ETh、ZThの変化dEThまたはdZThは、検出しようとする物理量の変化に応じて、電流Iの変化に変換される。これらの変化は、値がZである付加インピーダンス12によって増幅され、トランジスタのドレイン-ソース間電圧VDSの変化dVDSとして測定される。
変化dVDSは、以下の関係式によって、変化dZTh及びdEThから導かれる。
dVDS = - (VGSO - ETh).(Z/ZTh 2).dZTh - (Z/ZTh)dETh
dETh=edX及びdZTh=0のように、感度値eで、等価電圧源EThによってのみ、値Xを感知するセンサのためには、特に以下の条件が満足されるとき、この回路は有利になる。
|Z/ZTh|>1
この条件は、センサ単体によって供給される信号より高い振幅の出力信号を得ることを可能にする。
すなわち、好ましくは、付加インピーダンスの値Zは、センサの内部インピーダンス26の値ZThより大きな値が選択された方がよい。
dzth=zdX及びdETh=0のように、感度zで、インピーダンスZThによってのみ、物理量を感知するセンサのためには、特に以下の条件が満足されるとき、この回路は有利になる。
|(VSO - ETh).(Z/ZTh2)|>1
図３に、熱電対の類の熱センサに適用される、図２の測定システムを示す。
熱電対は、ゼーベック効果を伴う。この効果は、熱電気の電圧の変化に対する温度Tの変化に関するものである。熱電対のインピーダンスは、一定である。
従って、熱電対は、図３に示したように、値がRThである単なる抵抗性のインピーダンス26と直列な、電圧値がEThである可変電圧源24によってモデル化することができる。
この例においては、付加インピーダンス12として、値がRである純粋に抵抗性のものを選択することが望ましい。
トランジスタ22が、しきい値電圧Vtを有するNチャネルMOS型である場合に、以下の関係式が満足されるとき、最高の動作が得られる。
IG ≪ I ≪ I0
0 < VT < VGSo < VDS
ETh < VGSo
R/RTh > 1
VDSが出力電圧であるとすれば、温度測定における感度dVDS/dTは増幅され、|dVDS/dT|=(E/RTh)aになる。ここで、aは、本来の熱電対の感度である。
図４に、センサ10が線量計、すなわち放射線を感知するセンサである、本発明の応用の別の例を示す。この部品としては、例えば、MOS型（金属酸化膜半導体）コンデンサがある。放射レベルは、フラットバンドポテンシャルと呼ばれる電気的ポテンシャルVFbの変化によって測定される。センサ10は、値がCThである純粋に容量性のインピーダンスと直列な、値がEThで、感度が一定値eである可変電圧源24としてモデル化することができる。
図４の例においては、付加インピーダンス12もまた、値がCの純粋なコンデンサが選択されている。トランジスタ22は、しきい値電圧VTを有するPチャネルMOS型トランジスタである。この場合、Nチャネルトランジスタの使用に適合する前図に対して、電流I0が流れる方向が、逆であることに注意すべきである。
この例において、回路は、以下の関係式を満足するように部品を選択すると、最高の状態で動作する。
IG ≪ I ≪ I0
VDS < VGSo < VT < 0
VGSO < ETh
CTh/C > 1
MOSコンデンサの直線性を強要し、これにより、その本来の感度をsと定義することによって、dVDS/dDと表記される、放射線量Dの測定感度は、以下のように表現される。
dVDS/dD = (CTh/C).s
図５に、第３の例、すなわち、センサ10が電界効果イオン感知コンデンサ(ISFEC)である例を示す。そのようなセンサは、ペーハー(pH)測定に用いられる。溶液のpH測定は、絶縁／電気分解インターフェースにおける電気ポテンシャルの変化によって行われる。
ISFEC型センサは、値がEThで、感度がsである可変電圧源24としてモデル化することができる。この可変電圧源24は、値がCThに固定されたMOS型コンデンサ26aであるインピーダンスと直列で、かつ、値がRSである抵抗26bとも直列である。この抵抗値は、電解質及びセンサ参照電極の直列抵抗に由来する。
図示したように、付加インピーダンス12は、抵抗値がＲの抵抗12bに並列な、容量値がCのコンデンサ12aを有する。
また、値がRPである抵抗28も示されていて、この抵抗28は、ノード16と接地端子20の間の負荷に対して並列に接続されている。
高い値のリーク抵抗は、MOSコンデンサ26aの電流リーク、及び、トランジスタ22のゲート-ソース間容量に起因する。より低い値でよい抵抗12b及び28は、分割ブリッジを構成し、値が評価しにくい、これらのリーク抵抗を無視することが可能になっている。従って、それらは、リーク電流の制御を可能にする。
しかしながら、センサ10及びコンデンサ12aを有するブリッジで得られるpH検出能力の増幅度は、直列抵抗の値すなわち値RSと、抵抗12b、28を有するブリッジの効果とによって変化する。
トランジスタ22は、しきい値電圧VTを有するPチャネル型トランジスタである。
回路の最高の動作のために、部品は、次の関係式を満足するように選択される。
IG ≪ I ≪ I0
VDS < VGSo < VT < 0
VGSo < ETh
CTh/C < 1
CTh/C < R/Rp
図５における回路によって生成される電圧VDSは、時間と共に変化する。それは、最初、センサ10／コンデンサ12aのブリッジの効果によって、過渡的な段階Aを示し、次に、抵抗性のブリッジ28、12bの効果によって、定常状態Bを示す。これらの段階を、図６に示す。この図における、縦座標は電圧VDSで、その単位はボルトで、横座標は時間で、その単位はミリ秒である。VDSの極大値すなわちVmaxは、検出特性の増幅度を表している。水素のポテンシャル測定感度は、下記の値まで引き上げられる。
|dVmax/dpH| = α(CTh/C).s
比率CTh/Cは、容量性ブリッジの増幅度を表している。一方、係数αは、抵抗性ブリッジ(R, RP)及び直列抵抗RSによる増幅度の減衰度を表している(α < 1)。
全般的に、そして、pH値の広い範囲にわたって、本発明は、標準的な手法を用いて、現在、得られる、理論上の最大値（ネルンストの法則 室温において、s= 59 mv/pH）よりはるかに大きい値まで、pH測定の感度を増加させる。
図７における、単位がボルトの縦座標に、横座標におけるpH値に対する、図５のシステムによって測定された電圧Vmaxが示されている。
本発明による測定装置の単純化された概略ブロック図である。 電界効果トランジスタを有する測定システムの実現可能な設計を示す電気回路図である。 図２による測定システムの個別の応用を示す電気回路図である。 図２による測定システムの個別の応用を示す電気回路図である。 図２による測定システムの個別の応用を示す電気回路図である。 水素を感知するセンサを有する、本発明による測定システムの出力電圧の、時間軸上での変化を示すグラフである。 溶液中で測定された水素のポテンシャルに関して、前記測定システムの出力電圧の最大値を示すグラフである。
10 センサ
12 付加インピーダンス
14 分極手段
16 ノード
18 出力端子
20 接地端子
22 電圧制御手段

Claims (10)

  1. 電圧かつ／またはインピーダンス応答センサのための増幅装置において、
    前記増幅装置の出力端子(16, 20)に接続され、前記端子間の電圧を一定に保つ電圧制御手段(22)と、
    前記増幅装置の出力端子間(18-20)における電圧分割ブリッジ内で、前記センサと直列接続された、少なくとも１つの付加インピーダンス(12)と
    を具備することを特徴とする増幅装置。
  2. 前記電圧制御手段(22)は、ゲート、ソース及びドレインを有する電界効果トランジスタを備え、
    前記センサ(10)は、トランジスタのゲートとソースの間に接続され、
    前記付加インピーダンス(12)は、トランジスタのゲートとドレインの間に接続されている
    ことを特徴とする請求項１に記載の増幅装置。
  3. 前記トランジスタは、MOS型（金属酸化膜半導体）である
    ことを特徴とする請求項２に記載の増幅装置。
  4. 前記トランジスタを飽和状態に分極させる分極手段(14)
    を具備することを特徴とする請求項２に記載の増幅装置。
  5. 前記分極手段(14)は、出力端子(18, 20)、かつトランジスタ(22)のソースとドレインの間に接続された電流源を備えている
    ことを特徴とする請求項４に記載の増幅装置。
  6. 電圧かつ／またはインピーダンス応答センサ(10)と、
    請求項１に記載の増幅装置と
    を具備することを特徴とする物理量測定システム。
  7. 前記センサは、熱電対である
    ことを特徴とする請求項６に記載の測定システム。
  8. 前記センサは、値がEThである熱電気ポテンシャル(24)と、値がRThである抵抗性のみのインピーダンス(26)とを有し、
    前記付加インピーダンス(12)の値は、Rであり、
    かつ以下の関係式を満足する
    ことを特徴とする請求項７に記載のシステム。
    IG ≪ I ≪ I0
    0 < VT < VGSo < VDS
    ETh < VGSo
    R/RTh > 1
    ここで、VT、IG、I0、VDS、VGSo及びIは、それぞれ、電圧制御手段として用いられるNチャネル電界効果トランジスタのしきい値電圧、トランジスタのゲート電流、トランジスタの分極電流、トランジスタのドレイン-ソース間電圧、トランジスタの平衡ゲート-ソース間電圧及びセンサを流れる電流である。
  9. 前記センサは、値がEThである可変電圧源(24)に相当するMOS線量計であり、値がCThである純粋な容量性インピーダンス(26)を有し、
    前記付加インピーダンス(12)は、容量性インピーダンスCであり、
    かつ以下の関係式を満足する
    ことを特徴とする請求項６に記載のシステム。
    IG ≪ I ≪ I0
    VDS < VGSo < VT < 0
    VGSo < ETh
    CTh/C > 1
    ここで、VT、IG、I0、VDS、VGSo及びIは、それぞれ、電圧制御手段として用いられるPチャネル電界効果トランジスタのしきい値電圧、トランジスタのゲート電流、トランジスタの分極電流、トランジスタの平衡ゲート-ソース間電圧及びセンサを流れる電流である。
  10. 前記センサ(10)は、値がCThである固定コンデンサ(26a)と抵抗(26b)を有するインピーダンスと直列な、値がEThである可変電圧源(24)に相当するISFEC型イオン感知センサであり、
    前記付加インピーダンス(12)は、値がRである抵抗と並列な、値がCであるコンデンサで構成され、
    値がRPである抵抗(28)は、センサ(10)に並列接続され、
    かつ以下の関係式を満足する
    ことを特徴とする請求項６に記載のシステム。
    IG ≪ I ≪ I0
    VDS < VGSo < VT < 0
    VGSo < ETh
    CTh/C > 1
    CTh/C > R/Rp
    ここで、VT、IG、I0、VDS、VGSo及びIは、それぞれ、電圧制御手段として用いられるPチャネル電界効果トランジスタのしきい値電圧、トランジスタのゲート電流、トランジスタの分極電流、トランジスタのドレイン-ソース間電圧、トランジスタの平衡ゲート-ソース間電圧及びセンサを流れる電流である。
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