JP5260382B2

JP5260382B2 - Eddy current brake control device

Info

Publication number: JP5260382B2
Application number: JP2009082126A
Authority: JP
Inventors: 泰明坂本; 隆行柏木; 均長谷川; 卓笹川
Original assignee: Railway Technical Research Institute
Current assignee: Railway Technical Research Institute
Priority date: 2009-03-30
Filing date: 2009-03-30
Publication date: 2013-08-14
Anticipated expiration: 2029-03-30
Also published as: JP2010239683A

Description

本発明は、渦電流ブレーキ、リニア誘導モータ、誘導機の制御装置に関し、更に詳しくは、鉄道車両に装備される渦電流ブレーキの制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for an eddy current brake, a linear induction motor, and an induction machine, and more particularly to a control device for an eddy current brake installed in a railway vehicle.

従来からレールを２次導体として用いる渦電流ブレーキが開発されている（例えば、特許文献１）。
渦電流ブレーキは、電磁力を利用して台車とレール間に非接触で制動力を作用させる。従来の渦電流ブレーキでは、所定の制動力を得るために比較的大きな励磁電力が必要であり、そのために、電源として、主回路を使用したり、大規模バッテリの利用が検討されたりしていた。 Conventionally, an eddy current brake using a rail as a secondary conductor has been developed (for example, Patent Document 1).
Eddy current brakes use electromagnetic force to apply a braking force between the carriage and the rail without contact. Conventional eddy current brakes require a relatively large excitation power in order to obtain a predetermined braking force. For this reason, the main circuit has been used as a power source, and the use of a large-scale battery has been studied. .

特開平２００５−２７１７０４号公報Japanese Patent Laid-Open No. 2005-271704

しかしながら、渦電流ブレーキの電源を主回路に依存すると、き電系や主回路系が故障した場合に、使用できなくなり、ブレーキシステムとしての信頼性を損なうという問題があった。また、そのために、非常ブレーキとして渦電流ブレーキを使用できないという問題もあった。 However, if the power source of the eddy current brake depends on the main circuit, there is a problem that the power supply system and the main circuit system cannot be used when the power supply system or the main circuit system fails, and the reliability of the brake system is impaired. For this reason, there is also a problem that an eddy current brake cannot be used as an emergency brake.

さらに、従来の渦電流ブレーキ装置の場合、制動力を積極的に制御する方法については明らかにされていなかった。 Furthermore, in the case of the conventional eddy current brake device, a method for positively controlling the braking force has not been clarified.

本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、初期励磁に小容量の補助回路電源を用い、その後の励磁に必要な電力を発電制動時の運動エネルギから得る発電電力制御と、ブレーキの制動力制御が可能な渦電流ブレーキの制御装置を提供することである。 The present invention has been made in view of such problems. The purpose of the present invention is to use a small-capacity auxiliary circuit power source for initial excitation, and to calculate the power necessary for the subsequent excitation from the kinetic energy at the time of dynamic braking. An object of the present invention is to provide a control device for an eddy current brake capable of controlling the generated power and controlling the braking force of the brake.

前述した課題を解決するための本発明は、鉄道車両においてレールに対向する位置に設けられたリニア誘導モータの電機子を交流励磁することによりブレーキ力を発生させる渦電流ブレーキの制御装置であって、補助電源装置と、渦電流ブレーキに適切な交流電流を供給するパルス幅変調インバータと、パルス幅変調インバータの入力側に設置され、前記渦電流ブレーキの直流電源電圧を検出する電圧検出器と、前記パルス幅変調インバータの出力側に設置され、前記渦電流ブレーキの３相出力電流を検出する電流検出器と、前記補助電源回路の低圧電源で前記渦電流ブレーキの初期励磁を行う初期励磁手段と、前記パルス幅変調インバータを、発電電力が零となるような有効電力で、かつ、励磁に必要な無効電力のみを前記電機子に供給する過不足ない発電電力を得られるよう制御する電力制御手段と、前記渦電流ブレーキの制動力を、外部から与えられる制動力指令の電流値を元に制御する制動力制御手段と、を具備し、前記渦電流ブレーキの発電電力が前記交流励磁の周波数に対して一義的に決まる直線的特性により、渦電流ブレーキの発電電力をＰ、前記交流励磁の周波数をｆ、前記電機子の抵抗をｒ _１、比例定数をＫとするとき、

であり、前記電力制御手段は、前記過不足ない発電電力を得るために式（１）の関係においてＰを零とし、前記過不足ない発電電力を得るための平衡周波数を３ｒ _１／Ｋとして求め、前記電圧検出器により検出される現在の直流電圧を、外部から与えられた直流電圧設定に追従させるための周波数指令の差分値を求め、前記平衡周波数と、前記周波数指令の差分値の加算値を前記交流励磁の周波数として発電電力を制御することを特徴とする渦電流ブレーキの制御装置である。
The present invention for solving the above-described problem is a control device for an eddy current brake that generates a braking force by AC excitation of an armature of a linear induction motor provided at a position facing a rail in a railway vehicle. An auxiliary power supply, a pulse width modulation inverter that supplies an appropriate AC current to the eddy current brake, a voltage detector that is installed on the input side of the pulse width modulation inverter and detects a DC power supply voltage of the eddy current brake; A current detector that is installed on the output side of the pulse width modulation inverter and detects a three-phase output current of the eddy current brake; and an initial excitation means for initial excitation of the eddy current brake with a low-voltage power supply of the auxiliary power circuit; The pulse width modulation inverter supplies only the reactive power necessary for excitation to the armature with an effective power such that the generated power becomes zero. Power control means for controlling so as to obtain generated power that is not excessive and deficient, and braking force control means for controlling the braking force of the eddy current brake based on the current value of the braking force command given from the outside, The generated power of the eddy current brake is linearly determined with respect to the frequency of the AC excitation, so that the generated power of the eddy current brake is P, the frequency of the AC excitation is f, and the resistance of the armature is r _1. When the proportionality constant is K,

The power control means obtains the equilibrium frequency for obtaining the generated power without excess and deficiency as 3r ₁ / K in the relationship of the equation (1) to obtain the generated power without excess and deficiency. The difference value of the frequency command for causing the current DC voltage detected by the voltage detector to follow the DC voltage setting given from the outside is obtained, and the added value of the balanced frequency and the difference value of the frequency command Is a control device for an eddy current brake, wherein the generated power is controlled with the frequency of alternating current excitation as the frequency.

上記構成により、鉄道の補助電源装置等の小容量の電源で初期励磁を行えば、その後、渦電流ブレーキの発電制動により完全に独立電源系として動作することが可能である。 With the above configuration, if initial excitation is performed with a small-capacity power source such as an auxiliary power supply device for railways, then it is possible to operate as an independent power source system completely by power generation braking of an eddy current brake.

前記電力制御手段により決定される交流励磁の周波数を、前記鉄道車両に設けた速度センサにより測定した走行速度に応じた周波数上限値以下に制御する。また、前記鉄道車両の走行速度に依存しない所定の周波数上限値を設けてもよい。 The frequency of AC excitation determined by the power control means is controlled to a frequency upper limit value or less corresponding to the traveling speed measured by a speed sensor provided in the railway vehicle. Further, a predetermined frequency upper limit value that does not depend on the traveling speed of the railway vehicle may be provided.

前記制動力制御手段は、前記渦電流ブレーキの制動力が前記パルス幅変調インバータのインバータ周波数によらず一定であり、一次電流の大きさにより一義的に決定される特性を利用し、前記電流検出器により検出される出力電流が、必要な前記渦電流ブレーキの制動力を得るための前記制動力指令の電流値に追従するように電圧を制御することにより、前記制動力を制御する。The braking force control means utilizes the characteristic that the braking force of the eddy current brake is constant regardless of the inverter frequency of the pulse width modulation inverter and is uniquely determined by the magnitude of the primary current, The braking force is controlled by controlling the voltage so that the output current detected by the detector follows the current value of the braking force command for obtaining the required braking force of the eddy current brake.

本発明によれば、初期励磁に小容量の補助回路電源を用い、励磁に必要な電力を発電制動時の運動エネルギから得る発電電力制御と、ブレーキの制動力制御が可能な渦電流ブレーキの制御装置を提供することが可能になる。 According to the present invention, a small-capacity auxiliary circuit power source is used for initial excitation, power generation control for obtaining power necessary for excitation from kinetic energy during power generation braking, and control of an eddy current brake capable of controlling braking force of the brake. An apparatus can be provided.

本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置及びその周辺部分を示す図The figure which shows the eddy current brake device which concerns on one Embodiment of this invention, and its peripheral part 本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置の基本構成を示すブロック図The block diagram which shows the basic composition of the eddy current brake device which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置のエネルギーフローの説明図Explanatory drawing of the energy flow of the eddy current brake device concerning one embodiment of the present invention 本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置の周波数特性を示す図The figure which shows the frequency characteristic of the eddy current brake device which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置の速度特性を示す図The figure which shows the speed characteristic of the eddy current brake device which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置の制御回路のブロック図（速度信号を用いる場合）Block diagram of control circuit of eddy current brake device according to one embodiment of the present invention (when using speed signal) 本発明の第２の実施形態に係る渦電流ブレーキ装置の制御回路のブロック図（速度信号を用いない場合）Block diagram of control circuit of eddy current brake device according to second embodiment of the present invention (when speed signal is not used) 本発明の第２の実施形態に係る渦電流ブレーキ装置の制御回路のシミュレーション結果を示す図The figure which shows the simulation result of the control circuit of the eddy current brake device which concerns on the 2nd Embodiment of this invention.

以下、図面に基づいて本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置及びその周辺部分を示す図である。
渦電流ブレーキ装置は、励磁極として、リニア誘導モータの電機子を適用する。すなわち、一方のレール２１に対向するように第１の電機子１１が配置され、他方のレール２２に対向するように第２の電機子１２が配置される。これらの電機子１１、１２は、コア（磁心）に形成された複数の溝に巻線を巻いて構成された直線状の電磁石であり、車輪１３を回転可能に支持する台車１４または車輪支持点である軸箱に固定されている。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing an eddy current brake device and its peripheral portion according to an embodiment of the present invention.
The eddy current brake device uses an armature of a linear induction motor as an excitation pole. That is, the first armature 11 is disposed so as to face one rail 21, and the second armature 12 is disposed so as to face the other rail 22. These armatures 11 and 12 are linear electromagnets configured by winding a plurality of grooves formed in a core (magnetic core), and a carriage 14 or a wheel support point that rotatably supports the wheel 13. It is fixed to the axle box.

図２は、本発明の一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置の基本構成を示すブロック図である。電源回路とその制御方法としては、ＶＶＶＦ（ＶａｒｉａｂｌｅＶｏｌｔａｇｅＶａｒｉａｂｌｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）インバータを使用した発電制動を適用する。
図２は、１車両２台車についての電源回路および制御回路の基本構成を示している。１台の台車に、電機子１１、１２が、もう１台の台車に電機子１１’、１２’が装備されている。 FIG. 2 is a block diagram showing a basic configuration of an eddy current brake device according to an embodiment of the present invention. As a power supply circuit and its control method, dynamic braking using a VVVF (Variable Voltage Variable Frequency) inverter is applied.
FIG. 2 shows a basic configuration of a power supply circuit and a control circuit for two vehicles per vehicle. One carriage is equipped with armatures 11 and 12, and the other carriage is equipped with armatures 11 'and 12'.

図２に示すように、本実施形態に係る渦電流ブレーキ装置は、き電系の主回路とは切り離され、例えば、直流１００Ｖ〜７００Ｖの補助電源装置１６からの電源（例えば１００Ｖ）が供給される。これにより、き電系や主回路に故障が生じた場合であっても、ブレーキシステムとしての信頼性を損なうことがない。 As shown in FIG. 2, the eddy current brake device according to the present embodiment is separated from the main circuit of the feeder system, and is supplied with power (for example, 100 V) from the auxiliary power supply device 16 having a direct current of 100 V to 700 V, for example. The Thereby, even when a failure occurs in the feeder system or the main circuit, the reliability as a brake system is not impaired.

補助電源装置１６は、スイッチ１７およびダイオード１８を介してＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）インバータ１５に接続される。
ＰＷＭインバータ１５は、車輪１３を介してレールに接地されており（１９）、補助電源装置１６からスイッチ１７、ダイオード１８を介して印加される例えば１００Ｖの直流電圧に基づいて、電機子１１、１２、１１’、１２’に交流電流を流し、電機子１１、１２、１１’、１２’を励磁して、ブレーキ力を発生させる。
ここで、図２では、１台車の（または１１’、１２’）をＰＷＭインバータ１５に対して直列に接続し、２台の台車の電機子１１、１２および電機子１１’、１２’をＰＷＭインバータ１５に対して並列に接続しているが、電機子１１、１２、
１１’、１２’の接続構成はこれに限るものではない。 The auxiliary power supply device 16 is connected to a PWM (Pulse Width Modulation) inverter 15 via a switch 17 and a diode 18.
The PWM inverter 15 is grounded to the rail via the wheel 13 (19), and the armatures 11 and 12 are based on a DC voltage of, for example, 100V applied from the auxiliary power supply 16 via the switch 17 and the diode 18. , 11 ′, 12 ′, an alternating current is supplied to excite the armatures 11, 12, 11 ′, 12 ′ to generate a braking force.
Here, in FIG. 2, one carriage (or 11 ′, 12 ′) is connected in series to the PWM inverter 15, and the armatures 11, 12 and the armatures 11 ′, 12 ′ of the two carriages are PWMed. Although connected in parallel to the inverter 15, the armatures 11, 12,
The connection configuration of 11 'and 12' is not limited to this.

電機子１１、１２、
１１’、１２’の巻線に流れる電流を検出するために、ＰＷＭインバータ１５の出力側に電流検出器３１が配置され、検出された電流値Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗ３２が制御回路２０に入力される。
制御回路２０の詳細については後述するが、制御回路２０は、電流検出器３１により検出された電流値Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗ３２に基づいて、電機子１１、１２、１１’、１２’に流れる電流ベクトルを検出し、制動力指令信号Ｉ_ｒｅｆ ^２３４と直流電圧設定値Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３、実速度Ｖｅｌ３５に従い、電機子１１、１２、１１’、１２’に供給する３相交流電圧パターンＴ_Ｕ、Ｔ_Ｖ、Ｔ_Ｗ３６を算出し、ＰＷＭインバータ１５に出力する。 Armature 11, 12,
In order to detect the current flowing through the windings 11 ′ and 12 ′, a current detector 31 is arranged on the output side of the PWM inverter 15, and the detected current values I _U , I _V , I _W 32 are the control circuit 20. Is input.
Although details of the control circuit 20 will be described later, the control circuit 20 is based on the current values I _U , I _V , I _W 32 detected by the current detector 31, and the armatures 11, 12, 11 ′, 12 ′. detecting a current vector flowing through the braking force command signal _I ^ref 2 34 and the DC voltage setting value _{V dc_ref} 33, in accordance with the actual speed Vel35, armature 11,12,11 ', 12' 3-phase AC voltage pattern T supplied to _U , T _V , and T _W 36 are calculated and output to the PWM inverter 15.

ここで、図２においては、速度センサ（図示しない）を用いて実速度Ｖｅｌ３５を測定し制御回路２０に入力しているが、実速度Ｖｅｌ情報は必ずしも必要なく、速度センサを使用しない速度センサレスの制御回路２０を構成してもよい。これについては後述する。 Here, in FIG. 2, the actual speed Vel 35 is measured using a speed sensor (not shown) and input to the control circuit 20. However, the actual speed Vel information is not necessarily required, and a speed sensorless sensor that does not use a speed sensor is used. The control circuit 20 may be configured. This will be described later.

補助電源回路１６とＰＷＭインバータ１５間にダイオード１８を挿入することで、ＰＷＭインバータ１５は、低電圧から起動した後に、発電電力を利用して直流電圧を上昇させる。そして、所定の直流電圧に到達したら、制動力を保ちつつ、発電電力と電機子銅損が平衡するような電力制御を実行し、ＰＷＭインバータ１５の定常動作に必要な直流電圧を維持し続けるようにする。 By inserting the diode 18 between the auxiliary power circuit 16 and the PWM inverter 15, the PWM inverter 15 starts up from a low voltage and then increases the DC voltage using the generated power. When a predetermined DC voltage is reached, power control is performed such that the generated power and the armature copper loss are balanced while maintaining the braking force so that the DC voltage necessary for the steady operation of the PWM inverter 15 is maintained. To.

図３は、一実施形態に係る渦電流ブレーキ装置のエネルギーフローの説明図である。
図３において、渦電流ブレーキ装置を構成する電機子１１、１２、１１’、１２’、ＰＷＭインバータ１５、制御回路２０等を装備した車両は、レール２１、２２上を走行することにより運動エネルギを蓄えている。この運動エネルギは、制動時には電機子１１、１２、１１’、１２’の銅損およびレール２１、２２の発熱で消費することになる。 Drawing 3 is an explanatory view of the energy flow of the eddy current brake device concerning one embodiment.
In FIG. 3, a vehicle equipped with armatures 11, 12, 11 ′, 12 ′, a PWM inverter 15, a control circuit 20, etc. constituting the eddy current brake device generates kinetic energy by running on rails 21, 22. Accumulate. This kinetic energy is consumed by the copper loss of the armatures 11, 12, 11 ′, 12 ′ and the heat generation of the rails 21, 22 during braking.

このとき、電機子１１、１２、１１’、１２’の初期励磁には補助電源回路１６からの電流を使用し、その後は、車両に蓄えられた運動エネルギの一部によって電機子１１、１２、１１’、１２’を励磁し、所望の制動力を得る。 At this time, the current from the auxiliary power circuit 16 is used for initial excitation of the armatures 11, 12, 11 ′, 12 ′, and thereafter, the armatures 11, 12, 11 ′ and 12 ′ are excited to obtain a desired braking force.

この発電制動において、ＰＷＭインバータ１５は、発電出力が零となるように有効電力を調整し、かつ、励磁に必要な無効電力のみを電機子１１、１２、１１’、１２’に供給する必要がある。 In this power generation braking, the PWM inverter 15 needs to adjust the active power so that the power generation output becomes zero, and supply only the reactive power necessary for excitation to the armatures 11, 12, 11 ′, 12 ′. is there.

以下、交流励磁方式の渦電流ブレーキの電気的特性を例示しながら、ＰＷＭインバータ１５に具備させるべき基本的な制御則について説明する。
速度制御用途などに使用される従来の誘導機制御には、ベクトル制御や、Ｖ/Ｆ制御と滑り周波数制御を組み合わせた制御方式が使用されている。これらの方法は、トルクに比例するパラメータを直接制御することでトルク制御系（速度制御系）の高応答化を図るものである。 Hereinafter, a basic control law to be provided in the PWM inverter 15 will be described while exemplifying electrical characteristics of the AC excitation type eddy current brake.
In conventional induction machine control used for speed control applications and the like, a vector control or a control method combining V / F control and slip frequency control is used. These methods are intended to increase the response of the torque control system (speed control system) by directly controlling a parameter proportional to the torque.

一方、交流励磁方式の渦電流ブレーキでは、ＰＷＭインバータ１５の容量は極力小さくすることが望まれる。このため、非常に高い滑り周波数（低いインバータ周波数）を用いて、大きな二次電流を誘起させ、所定の制動力を確保することになる。すなわち、制動力を確保するため励磁電流を大きくとりながら、低いインバータ周波数の範囲内に滑り周波数を制御し、発電電力を制御するようなシステムにすることが実用的である。 On the other hand, in the AC excitation type eddy current brake, it is desirable to reduce the capacity of the PWM inverter 15 as much as possible. For this reason, a large secondary current is induced using a very high slip frequency (low inverter frequency), and a predetermined braking force is secured. That is, it is practical to make a system that controls the generated power by controlling the slip frequency within a range of a low inverter frequency while taking a large excitation current to ensure the braking force.

図４は、定電流運転を前提とした場合の、ブレーキ力（制動力）（図４（ａ））、発電電力（図４（ｂ））、皮相容量（等価二次入力）（図４（ｃ））の周波数特性を概念モデル（等価回路）で計算した結果を示す図である。一次電流Ｉ_１＝１４８９Ａ/ｍとして、各種速度（１６０ｋｍ/ｈ、１３０ｋｍ/ｈ、１００ｋｍ/ｈ、７０ｋｍ/ｈ）について計算した。 FIG. 4 shows braking force (braking force) (FIG. 4 (a)), generated power (FIG. 4 (b)), apparent capacity (equivalent secondary input) (FIG. It is a figure which shows the result of having calculated the frequency characteristic of c)) with the conceptual model (equivalent circuit). The calculation was performed for various speeds (160 km / h, 130 km / h, 100 km / h, 70 km / h) with the primary current I ₁ = 1490 A / m.

図４（ａ）に示すように、ブレーキ力（制動力）は、インバータ周波数ｆに対してフラットな特性を示し、更に、速度依存性も小さい。
また、図４（ｂ）に示すように、発電電力は、速度に依存せず、インバータ周波数ｆに対して一義的に決まる直線的特性を示している。
さらに、図４（ｃ）に示すように、皮相容量は、インバータ周波数ｆに対して二乗曲線的に増加する特性を示す。 As shown in FIG. 4A, the braking force (braking force) exhibits a flat characteristic with respect to the inverter frequency f, and further has a small speed dependency.
Further, as shown in FIG. 4B, the generated power does not depend on the speed and shows a linear characteristic that is uniquely determined with respect to the inverter frequency f.
Furthermore, as shown in FIG. 4C, the apparent capacity exhibits a characteristic that increases in a square curve with respect to the inverter frequency f.

これらの特性は、低いインバータ周波数ｆを用いてインバータ容量を小さくするという要求から好都合であり、特に、滑り周波数によらず、ほぼ一定のブレーキ力（制動力）を発生できることから、制動力指令のパラメータを電流値振幅Ｉ_１のみで指定することが可能である。
また、発電電力についても、一次電流Ｉ_１とインバータ周波数ｆに対して一義的に決まるので、制御回路２０の構築に好都合である。 These characteristics are advantageous due to the requirement to reduce the inverter capacity by using a low inverter frequency f. In particular, since a substantially constant braking force (braking force) can be generated regardless of the slip frequency, the braking force command it is possible to specify a parameter in only the current value amplitude I _1.
Also, the generated power is determined uniquely with respect to the primary current I ₁ and the inverter frequency f, which is convenient for the construction of the control circuit 20.

ここで、電機子抵抗をｒ_１、比例定数をＫとすると、図４（ｂ）の直線的特性より、発電電力Ｐを表現できる。 Here, assuming that the armature resistance is r ₁ and the proportionality constant is K, the generated power P can be expressed from the linear characteristics of FIG.

これをインバータ周波数ｆについての式にすると、

となる。ここで、Ｋ_ｐは発電電力に関する定数、およびＫ_ｒは電機子抵抗に関する定数である。

If this is an equation for the inverter frequency f,

It becomes. Here, _Kp is a constant related to the generated power, and _Kr is a constant related to the armature resistance.

（２）式から分かるように、予め発電電力Ｐを設定して、発電電力Ｐに追随させる制御系を想定すると、制御回路２０は本質的に速度情報が必要なく、速度センサなしで一義的に周波数指令を決定できる。
速度情報を必要としない制御系は、フェイル要因の排除の観点から有利であり、信頼性が重視されるブレーキシステムに適用する利点は大きい。 As can be seen from the equation (2), assuming a control system in which the generated power P is set in advance and follows the generated power P, the control circuit 20 essentially does not need speed information and is uniquely without a speed sensor. The frequency command can be determined.
A control system that does not require speed information is advantageous from the viewpoint of eliminating a failure factor, and has a great advantage when applied to a brake system where reliability is important.

渦電流ブレーキの動作に過不足ない電力を発電させるには、（２）式のＫ_ｐを零にすればよい。図５は、図４の計算に用いたものと同一の概念モデルについて、発電電力ＫｆＩ_１ ^２を３０ｋＷ（うち電機子銅損３ｒ_１Ｉ_１ ^２を２０ｋＷ）で一定として制御した場合の速度特性を示す図である。図５（ａ）は、ブレーキ力Ｆｘ（制動力）およびインバータ周波数ｆについての速度特性を示す図、図５（ｂ）は、皮相容量および発電電力およびレール発熱低減率の速度特性を示す図である。 In order to generate electric power that is not excessive or insufficient for the operation of the eddy current brake, K _p in equation (2) may be set to zero. FIG. 5 shows speed characteristics when the generated power KfI ₁ ² is controlled to be constant at 30 kW (of which the armature copper loss 3r ₁ I ₁ ² is 20 kW) for the same conceptual model used in the calculation of FIG. FIG. FIG. 5A is a diagram showing the speed characteristics for the braking force Fx (braking force) and the inverter frequency f, and FIG. 5B is a diagram showing the speed characteristics of the apparent capacity, the generated power, and the rail heat generation reduction rate. is there.

図５（ａ）に示すように、定電流・定発電制御を行う場合、インバータ周波数ｆおよびブレーキ力Ｆｘ（制動力）はほぼ一定に保たれることが分かる。また、図５（ｂ）に示すように、皮相容量は、速度の低下に伴って増加することが分かる。 As shown in FIG. 5A, it is understood that when the constant current / constant power generation control is performed, the inverter frequency f and the braking force Fx (braking force) are kept substantially constant. Moreover, as shown in FIG.5 (b), it turns out that apparent capacity increases with the fall of speed.

以上の交流励磁方式渦電流ブレーキの特性と、ＰＷＭインバータ１５の実用的な容量を考慮して、制御回路２０の基本制御則は、一次電流振幅Ｉ_１でブレーキ力（制動力）を制御し、インバータ周波数ｆで発電電力を制御することとする。ここで、ＰＷＭインバータ１５は、電圧と周波数を個別に制御する。 And characteristics of the above AC excitation method eddy current brake, taking into account the practical capacity of the PWM inverter 15, the basic control law of the control circuit 20 controls the braking force (braking force) by the primary current amplitude I _1, The generated power is controlled at the inverter frequency f. Here, the PWM inverter 15 individually controls the voltage and frequency.

図６は、一実施形態の制御回路２０の制御ブロック図である。
制御回路２０は、予め設定される直流電圧設定Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３、必要な制動力に応じて設定される制動力指令の電流振幅値Ｉ_ｒｅｆ ^２３４を設定値とし、渦電流ブレーキ４０の電機子１１、１２、１１’、１２’の巻線に流れ、電流検出器３１で検出される現在の電流値Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗ３２と、ＰＷＭインバータ１５の入力側に設けられた電圧検出器３７で検出される現在の電圧値、速度センサ（図示しない）で検出される実速度Ｖ_ｅｌ３５を元に、（２）式をフォワード項としたＰＩ（ＰｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌＩｎｔｅｇｒａｌ）制御、ＰＤ（ＰｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）制御等により、ＰＷＭインバータ１５に設定する３相出力電圧パターンＴ_Ｕ ^＊、Ｔ_Ｖ ^＊、Ｔ_Ｗ ^＊３６を算出する。 FIG. 6 is a control block diagram of the control circuit 20 according to the embodiment.
The control circuit 20 sets the DC voltage setting V _{dc_ref} 33 set in advance and the current amplitude value I _ref ² 34 of the braking force command set according to the necessary braking force as the set values, and the armature 11 of the eddy current brake 40 is set. , 12, 11 ′, 12 ′, current values I _U , I _V , I _W 32 detected by the current detector 31, and a voltage detector provided on the input side of the PWM inverter 15 Based on the current voltage value detected at 37 and the actual speed V _el 35 detected by a speed sensor (not shown), PI (Proportional Integral) control, PD (Proportional Differential) with formula (2) as a forward term. By control or the like, the three-phase output voltage patterns T _U ^* , T _V ^* , and T _W ^* 36 set in the PWM inverter 15 are calculated.

図６において、Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３は直流電圧設定値、Ｉ_ｒｅｆは出力電流指令、Ｖ_ｄｃは直流電圧、ｆ_ｒｅｆはフォワード周波数指令、ｆ_ｍａｘは周波数上限、ｆ_ｒｅｆ ^＊は周波数指令、Ｖ_ｒｅｆはフォワード出力電圧指令、Ｖ_ｒｅｆ ^＊は出力電圧指令、Ｉは出力電流、Ｉ_α、Ｉ_βは２相電流、Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗ３２は３相出力電流、Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊は３相出力電圧指令、Ｔ_Ｕ ^＊、Ｔ_Ｖ ^＊、Ｔ_Ｗ ^＊３６は３相出力電圧パターン、Ｋ_ｐ、Ｋ_ｒ、Ｋ_Ｖ/Ｆは定数である。 In FIG. 6, V _{dc_ref} 33 is a DC voltage set value, I _ref is an output current command, V _dc is a DC voltage, f _ref is a forward frequency command, f _max is a frequency upper limit, f _ref ^* is a frequency command, and V _ref is a forward command. Output voltage command, V _ref ^* is an output voltage command, I is an output current, I _α , I _β are two-phase currents, I _U , I _V , I _W 32 are three-phase output currents, V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* is a three-phase output voltage command, T _U ^* , T _V ^* , and T _W ^* 36 are three-phase output voltage patterns, and K _p , K _r , and K _{V / F} are constants.

電流検出器３１で検出された現在の電流値Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗ３２は、Ａ/Ｄ（アナログ−ディジタル）変換器２１０でディジタル値に変換後、演算器２０９により２相電流ベクトル値Ｉ_α、Ｉ_βに変換し、演算器２０８により現在の出力電流値Ｉ^２を求め、フィルタ２０７によりフィルタリングする。フィルタリング後の値と制動力指令の電流振幅値Ｉ_ｒｅｆ ^２３４の差分を求め、出力電流コントローラ２０６に入力する。 The current values I _U , I _V , and I _W 32 detected by the current detector 31 are converted into digital values by an A / D (analog-digital) converter 210, and then a two-phase current vector value is calculated by an arithmetic unit 209. I _alpha, converted to I _beta, obtained from the current output current value ^{I 2} by calculator 208, filtered by filter 207. The difference between the value after filtering and the current amplitude value I _ref ² 34 of the braking force command is obtained and input to the output current controller 206.

出力電流コントローラ２０６は、例えば、ＰＩ制御コントローラであり、現在の出力電流値Ｉ^２を制動力指令の電流振幅値Ｉ_ｒｅｆ ^２３４に追従させるように出力電圧指令Ｖ_ｒｅｆ ^＊を制御する。すなわち、出力電流コントローラ２０６により、出力電圧指令の差分値Δ_ｒｅｆを求め、制動力指令の電流振幅値Ｉ_ｒｅｆ ^２３４と周波数指令ｆ_ｒｅｆ ^＊を入力として演算器２０５で求めたフォワード出力電圧指令Ｖ_ｒｅｆと加算して出力電圧指令Ｖ_ｒｅｆ ^＊を算出する。
周波数指令ｆ_ｒｅｆ ^＊の変化に対して制動力は直接的な干渉はほとんど受けないが、出力電流Ｉが干渉を受け、その結果間接的に干渉を受けるため、周波数指令ｆ_ｒｅｆ ^＊および出力電流指令Ｉ_ｒｅｆに応じたフォワード出力電圧Ｖ_ｒｅｆを加算して出力電圧指令Ｖ_ｒｅｆ ^＊を算出することにより、非干渉化する。 The output current controller 206 is, for example, a PI control controller, and controls the output voltage command V _ref ^* so that the current output current value I ² follows the current amplitude value I _ref ² 34 of the braking force command. That is, the output current controller 206 obtains the difference value Δ _ref of the output voltage command, and the forward output voltage command V obtained by the calculator 205 with the current amplitude value I _ref ² 34 of the braking force command and the frequency command f _ref ^* as inputs. _The output voltage command V _ref ^* is calculated by adding to _ref .
Although the braking force hardly receives direct interference with respect to the change of the frequency command f _ref ^* , the output current I receives interference and as a result indirectly receives interference, so the frequency command f _ref ^* and the output current command The output voltage command V _ref ^* is calculated by adding the forward output voltage V _ref corresponding to I _ref , thereby decoupling.

一方、ＰＷＭインバータ１５の入力側に設けられた電圧検出器３７で検出された現在の直流電圧値はＡ/Ｄ（アナログ−ディジタル）変換器２０１でディジタル値Ｖ_ｄｃに変換後、直流電圧設定Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３との差分を求め、直流電圧コントローラ２０２に入力される。直流電圧設定Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３は例えば６００Ｖにプリセットされる。 On the other hand, the current DC voltage value detected by the voltage detector 37 provided on the input side of the PWM inverter 15 is converted to the digital value V _dc by the A / D (analog-digital) converter 201 and then the DC voltage setting V The difference from _{dc_ref} 33 is obtained and input to the DC voltage controller 202. The DC voltage setting V _{dc_ref} 33 is preset to 600V, for example.

直流電圧コントローラ２０２は、例えば、ＰＤ制御コントローラであり、現在の直流電圧Ｖ_ｄｃを直流電圧設定Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３に追従させるように周波数指令ｆ_ｒｅｆ ^＊を制御する。すなわち、直流電圧コントローラ２０２により、周波数指令の差分値Δｆ_ｒｅｆを求め、制動力指令の電流振幅値Ｉ_ｒｅｆ ^２３４と前述の（２）式の演算器２０３により演算されたフォワード周波数指令ｆ_ｒｅｆと加算する。
渦電流ブレーキ自身の動作に過不足ない電力を発電させる場合には定数Ｋ_ｐを零とするが、この場合は出力電流Ｉの変化に対して直流電圧Ｖ_ｄｃは干渉を受けない。また、渦電流ブレーキ自身の動作に過不足ない電力を発電させる場合の周波数を予めＫ_ｒとして設定しておき、これをフォワード周波数指令ｆ_ｒｅｆとして周波数指令の差分値Δｆ_ｒｅｆと加算する。
定数Ｋ_ｒは、速度、周波数、出力電流に依存しない一定値として差し支えない。 The DC voltage controller 202 is a PD controller, for example, and controls the frequency command f _ref ^* so that the current DC voltage V _dc follows the DC voltage setting V _{dc_ref} 33. That is, the DC voltage controller 202 obtains the difference value Δf _ref of the frequency command, the current amplitude value I _ref ² 34 of the braking force command, and the forward frequency command f _ref calculated by the calculator 203 of the above equation (2) to add.
The constant _{Kp is set} to zero when generating electric power that is sufficient for the operation of the eddy current brake itself, but in this case, the DC voltage V _dc is not interfered with the change of the output current I. Alternatively, it is acceptable to set the frequency of the case of generating electric power without excess or deficiency the operation of the eddy current brake itself as previously K _r, which adds the difference value Delta] f _ref frequency reference as a forward frequency instruction f _ref.
The constant _Kr may be a constant value that does not depend on the speed, frequency, or output current.

次に、以上により求めた周波数指令値を比較器２１１により比較し、適正な範囲の周波数指令ｆ_ｒｅｆ ^＊を求める。
すなわち、フォワード周波数指令ｆ_ｒｅｆから大きく周波数が増加しすぎると制動力や発電電力が減少する領域に入るため、周波数指令上限ｆ_ｍａｘを定める必要があるためである。
周波数指令ｆ_ｒｅｆ ^＊の上限値は実速度Ｖ_ｅｌ３５から演算器２０４により求めることが可能である。ここで、Ｓ_ｍａｘは滑りの最大値、τは磁極ピッチである。これにより求めた上限値ｆ_ｍａｘを比較器２１１に設定することにより、０＜≦ｆ_ｍａｘの範囲の周波数指令ｆ_ｒｅｆ ^＊を求める。 Next, the frequency command value obtained as described above is compared by the comparator 211 to obtain a frequency command f _ref ^* in an appropriate range.
In other words, if the frequency increases too much from the forward frequency command f _ref , the frequency command upper limit f _max needs to be determined because the braking force or the generated power falls.
The upper limit value of the frequency command f _ref ^* can be obtained from the actual speed V _el 35 by the calculator 204. Here, S _max is the maximum value of slip and τ is the magnetic pole pitch. By setting the upper limit value f _max thus obtained in the comparator 211, the frequency command f _ref ^* in the range of 0 <≦ f _max is obtained.

算出された周波数指令と出力電圧指令Ｖ_ｒｅｆ ^＊は、Ｄ/Ａ（ディジタル−アナログ）変換器２１２によりアナログ値に変換したうえ、３相電圧演算およびＡ/Ｄ変換器２１３により３相の出力電圧値指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊を求め、これをＰＷＭ変調２１４して３相出力電圧パターンＴ_Ｕ ^＊、Ｔ_Ｖ ^＊、Ｔ_Ｗ ^＊３６に変換してＰＷＭインバータ１５に入力する。 The calculated frequency command and output voltage command V _ref ^* are converted into an analog value by a D / A (digital-analog) converter 212, and a three-phase output voltage is calculated by a three-phase voltage calculation and A / D converter 213. Value command values V _U ^* , V _V ^* , and V _W ^* are obtained, and this is PWM modulated 214 to be converted into a three-phase output voltage pattern T _U ^* , T _V ^* , T _W ^* 36 and input to the PWM inverter 15 To do.

以上の制御回路２０により、一次電流振幅Ｉ_１（Ｉ_ｒｅｆ ^２３４）でブレーキ力（制動力）を制御し、インバータ周波数ｆ（ｆ_ｒｅｆ ^＊）で発電電力を制御することが可能になる。
また、初期励磁時に例えば１００Ｖの補助電源装置１６から電圧を供給することにより、その後は外部からの電力供給をすることなく、例えば６００Ｖにプリセットされた直流電圧設定Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３にまで直流電圧値を上昇させ、その後は直流電圧値を維持し、制動力を保ちつつ、発電電力と電機子銅損の平衡を保つように電力制御を行うことが可能になる。 With the control circuit 20 described above, it becomes possible to control the braking force (braking force) with the primary current amplitude I ₁ (I _ref ² 34) and to control the generated power with the inverter frequency f (f _ref ^* ).
Further, by supplying a voltage from the auxiliary power supply device 16 of, for example, 100 V at the time of initial excitation, the DC voltage value is set to a DC voltage setting V _{dc_ref} 33 preset to, for example, 600 V without supplying power from the outside thereafter. After that, it is possible to perform power control so that the generated power and the armature copper loss are balanced while maintaining the DC voltage value and maintaining the braking force.

図７は、第２の実施形態に係る速度センサなしの制御回路２０の制御ブロック図である。
多くの部分は図６に示した第１の実施形態にかかる制御回路２０の制御ブロック図と同様の構成である。
第２の実施形態の制御回路２０は、第１の実施形態で使用した実速度Ｖ_ｅｌ３５を用いずに周波数指令上限ｆ_ｍａｘを定める。
図７において、上限周波数を規定する情報は周波数変化上限値Ｆ_ｍａｘ２２０である。すなわち、適切な周波数変化上限値Ｆ_ｍａｘ２２０を速度に依存しない一定値として予め定めておき、これを比較器２１１の上限値ｆ_ｍａｘとして設定する。 FIG. 7 is a control block diagram of the control circuit 20 without the speed sensor according to the second embodiment.
Many parts have the same configuration as the control block diagram of the control circuit 20 according to the first embodiment shown in FIG.
The control circuit 20 of the second embodiment determines the frequency command upper limit f _max without using the actual speed V _el 35 used in the first embodiment.
In FIG. 7, information defining the upper limit frequency is a frequency change upper limit value F _max 220. That is, an appropriate frequency change upper limit value F _max 220 is determined in advance as a constant value that does not depend on the speed, and is set as the upper limit value f _max of the comparator 211.

第１の実施形態の制御装置２０の場合のように、実速度Ｖ_ｅｌ３５に応じたｆ_ｍａｘを使用すると大きな発電電力を扱うことが可能になるが、ＰＷＭインバータ１５の容量として相当に大きいものが要求される。よって、周波数変化上限値Ｆ_ｍａｘ２２０を予め定めることにより、インバータ容量制限を考慮することが可能になる。更に、実速度Ｖ_ｅｌ３５を使用しないので、速度信号を要さない速度センサなしの制御回路２０を構築することが可能になる。 As in the case of the control device 20 of the first embodiment, if f _max corresponding to the actual speed V _el 35 is used, large generated power can be handled, but the capacity of the PWM inverter 15 is considerably large. Is required. Therefore, it is possible to consider the inverter capacity limit by setting the frequency change upper limit value F _max 220 in advance. Further, since the actual speed V _el 35 is not used, it is possible to construct the control circuit 20 without a speed sensor that does not require a speed signal.

図８は、第２の実施形態に係る制御回路２０を用いた場合の渦電流ブレーキ装置の概念モデルのシミュレーション結果を示す図である。
ここでは、出力電流コントローラにはＰＩ制御を、直流電圧コントローラにはＰＤ制御を適用した。 FIG. 8 is a diagram illustrating a simulation result of a conceptual model of the eddy current brake device when the control circuit 20 according to the second embodiment is used.
Here, PI control is applied to the output current controller, and PD control is applied to the DC voltage controller.

図８（ａ）に示す出力電流指令Ｉ_ｒｅｆ３４により、図８（ｇ）に示すように、直流電圧Ｖ_ｄｃが初期励磁に使用される補助電源装置１６の１００Ｖから、直流電圧設定Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}３３でプリセットされた６００Ｖに立ちあげられ、同時に、図８（ｂ）に示すように、出力電流Ｉが出力電流指令Ｉ_ｒｅｆ３４の指令値１００Ａへ追従している。そして、図８（ｈ）に示すように、約２０００Ｎの制動力Ｆ_ｂを発生している。
この間、渦電流ブレーキ装置、ＰＷＭインバータ１５および制御回路２０は外部との電力授受はなく、完全に独立電源系として動作することが可能である。 In response to the output current command I _ref 34 shown in FIG. 8A, as shown in FIG. 8G, the DC voltage setting V _{dc_ref} 33 is changed from 100 V of the auxiliary power supply 16 where the DC voltage V _dc is used for initial excitation. At the same time, the output current I follows the command value 100A of the output current command I _ref 34 as shown in FIG. 8 (b). Then, as shown in FIG. 8 (h), which generates a braking force _{F b} of about 2000N.
During this time, the eddy current brake device, the PWM inverter 15 and the control circuit 20 do not exchange power with the outside, and can completely operate as an independent power supply system.

以上に示したように、（２）式に則り、一次電流振幅Ｉ_１でブレーキ力（制動力）を制御し、インバータ周波数ｆで発電電力を制御する制御回路２０の基本制御則により、初期励磁に小容量の補助回路電源を用い、励磁に必要な電力を発電制動時の運動エネルギから得る発電電力制御と、一次電流振幅指令によるブレーキの制動力制御が可能な渦電流ブレーキの制御装置を提供することが可能になる。 As described above, the initial excitation is performed according to the basic control law of the control circuit 20 that controls the braking force (braking force) with the primary current amplitude I ₁ and controls the generated power with the inverter frequency f according to the equation (2). Eddy current brake control device that uses a small-capacity auxiliary circuit power source to obtain power necessary for excitation from the kinetic energy during dynamic braking and brake braking force control by primary current amplitude command It becomes possible to do.

低圧の補助回路電源で動作するため、き電系の主回路に依存することなく、ブレーキシステムとしての信頼性を向上することが可能である。
また、速度信号が必須でなく、速度センサなしで制御回路２０を構成することが可能であり、設備を簡素化することが可能である。 Since it operates with a low-voltage auxiliary circuit power supply, it is possible to improve the reliability of the brake system without depending on the feeder main circuit.
Further, the speed signal is not essential, the control circuit 20 can be configured without a speed sensor, and the equipment can be simplified.

また、すべり周波数の大きい周波数域（低いインバータ周波数域）で動作させるため、ＰＷＭインバータ１５を小容量で実現することが可能である。 In addition, since the operation is performed in a frequency range where the slip frequency is large (low inverter frequency range), the PWM inverter 15 can be realized with a small capacity.

さらに、制御回路２０は、ＰＩコントローラやＰＤコントローラ等を使用したフィードバック制御によりロバスト化されるので、一次電流によるレール表面の磁気飽和の影響や端効果の影響を補償することが可能である。 Furthermore, since the control circuit 20 is made robust by feedback control using a PI controller, a PD controller, or the like, it is possible to compensate for the effects of magnetic saturation on the rail surface and the end effect due to the primary current.

尚、本発明は、前述した実施の形態に限定されるものではなく、種々の改変が可能であり、それらも、本発明の技術範囲に含まれる。 The present invention is not limited to the embodiment described above, and various modifications are possible, and these are also included in the technical scope of the present invention.

１１、１２………電機子
１５………ＰＷＭインバータ
１６………補助電源装置
１７………スイッチ
１８………ダイオード
１９………接地
２０………制御回路
２１、２２………レール
３１………電流検出器
３２………３相出力電流Ｉ_Ｕ、Ｉ_Ｖ、Ｉ_Ｗ
３３………直流電圧設定Ｖ_{ｄｃ＿ｒｅｆ}
３４………制動力指令Ｉ_ｒｅf ^２
３５………実速度Ｖ_ｅｌ
３６………３相出力電圧パターンＴ_Ｕ ^＊、Ｔ_Ｖ ^＊、Ｔ_Ｗ ^＊
３７………電圧検出器 11, 12 ......... Armature 15 ......... PWM inverter 16 ......... Auxiliary power supply 17 ......... Switch 18 ......... Diode 19 ...... Ground 20 ...... Control circuit 21, 22 ......... Rail 31 ... …… Current detector 32 ………… Three-phase output currents I _U , I _V , I _W
33 ..... DC voltage setting V _{dc_ref}
34 ......... braking force command I _ref ²
35 ......... Actual speed V _el
36 ......... Three-phase output voltage pattern T _U ^* , T _V ^* , T _W ^*
37 ......... Voltage detector

Claims

A control device for an eddy current brake that generates a braking force by exciting an armature of a linear induction motor provided at a position facing a rail in a railway vehicle,
An auxiliary power supply,
A pulse width modulation inverter for supplying an appropriate alternating current to the eddy current brake;
A voltage detector installed on the input side of the pulse width modulation inverter for detecting the DC power supply voltage of the eddy current brake;
A current detector installed on the output side of the pulse width modulation inverter for detecting a three-phase output current of the eddy current brake;
Initial excitation means for initial excitation of the eddy current brake with a low-voltage power supply of the auxiliary power circuit;
Power control means for controlling the pulse width modulation inverter so as to obtain a generated power that is not a surplus or deficiency that supplies only the reactive power necessary for excitation to the armature with an effective power such that the generated power becomes zero; ,
Braking force control means for controlling the braking force of the eddy current brake based on a current value of a braking force command given from the outside;
Comprising
The generated power of the eddy current brake is linearly determined with respect to the frequency of the AC excitation, so that the generated power of the eddy current brake is P, the frequency of the AC excitation is f, and the resistance of the armature is r _1. When the proportionality constant is K,

And
The power control means includes
In order to obtain the generated power without excess or deficiency, P is set to zero in the relationship of the expression (1), and the equilibrium frequency for obtaining the generated power without excess or deficiency is determined as 3r ₁ / K.
Finding the current DC voltage detected by the voltage detector, the difference value of the frequency command for following the DC voltage setting given from the outside,
A control device for an eddy current brake, wherein generated power is controlled using an addition value of a difference value between the balanced frequency and the frequency command as the frequency of the AC excitation.

The braking force control means utilizes the characteristic that the braking force of the eddy current brake is constant regardless of the inverter frequency of the pulse width modulation inverter and is uniquely determined by the magnitude of the primary current, The braking force is controlled by controlling the voltage so that the output current detected by the detector follows the current value of the braking force command for obtaining the required braking force of the eddy current brake. The eddy current brake control device according to claim 1.

2. The vortex according to claim 1 , wherein the frequency of the AC excitation determined by the power control unit is controlled to be equal to or lower than a frequency upper limit value corresponding to a traveling speed measured by a speed sensor provided in the railway vehicle. Current brake control device.

2. The eddy current brake control device according to claim 1 , wherein the frequency of the AC excitation determined by the power control unit is controlled to be equal to or less than a predetermined frequency upper limit value that does not depend on a traveling speed of the railway vehicle. .