JP5233820B2

JP5233820B2 - モバイル直交周波数分割多元接続ネットワークにおける自動利得制御方法及び装置

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Publication number: JP5233820B2
Application number: JP2009105668A
Authority: JP
Inventors: フオチャンチヌ; ヴィオレルドリン
Original assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Current assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Priority date: 2008-04-24
Filing date: 2009-04-23
Publication date: 2013-07-10
Anticipated expiration: 2029-04-23
Also published as: JP2009268098A; US20090268678A1

Description

本発明は、モバイル直交周波数分割多元接続ネットワークにおける自動利得制御方法及び装置に関する。

無線通信ネットワークはますます多く使われるように成っている。無線通信ネットワークは一般的に基地局を含み、この基地局がその周辺にあるセルエリア（cell area）をサービスする。移動局（携帯電話等）は、基地局のサービスエリア内にいる時、その基地局と通信することができる。

しかし、無線通信ネットワークにおいては、送受信アンテナ間のビルその他の障害物により妨害されて、シャドウイング（shadowing）等の効果により、サービスエリア内であっても基地局との通信ができないデッドゾーンが生じる。この問題を解決するため、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）ネットワーク（例えば、ＩＥＥＥ８０２．１６標準に基づくネットワーク等）では、ネットワーク内で動作している移動局と基地局との間で仲介者（intermediaries）として機能し、伝送能力を強化する中継局を利用する。このように、セルサービスエリア内の基地局に直接接続できない移動局は、基地局との直接リンク（場合によっては間接リンク）を有する中継局と最初に通信して、基地局に間接的に接続することができる。

ＩＥＥＥ８０２．１６ｊ標準はＩＥＥＥ８０２．１６の標準体系（suite of standards）に新しく付け加えられたものであり、現在策定作業中であり、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅモバイルネットワークにおいて動作する中継局の振る舞いを司る。この標準はモバイル中継システム（ＭＲＳ）と呼ばれることも多い。ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ／ｊ標準に準拠したシステムは一般にＷｉＭＡＸシステムと呼ばれる。

ＩＥＥＥ８０２．１６ｅシステムはデータの搬送にスケーラブルＯＦＤＭＡを用いる。スケーラブルＯＦＤＭＡは、１．２５ＭＨｚと２８ＭＨｚの間のチャネル帯域幅と２０４８サブキャリアまでをサポートする。ＩＥＥＥ８０２．１６ｅシステムは、適応的なＭＣＳ（modulation and coding schemes）をサポートする。チャネル状態が良いとき、効率が高い６４または１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）符号化方式を用い、チャネル状態が悪いとき、基地局と移動局との間ではよりロバストなＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying）符号化方式を用いる。

ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ／ｊシステムの場合、異なるＭＣＳが使われるため、及び基地局−移動局間及び中継局−移動局間の距離が異なるために、基地局（または中継局）で受信するアップリンク信号レベルは大きく変動する。ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ標準によると、基地局は−４５ｄＢｍの最大オンチャネル信号（maximum on-channel signal）を復号でき、−１０ｄＢｍの最大信号を損失無しに許容しなければならない。一方、基地局は、帯域幅３．５ＭＨｚでＣＴＣ−ＱＰＳＫ１／２（繰り返し６）の場合に、感度レベルの少し上の弱い信号（例えば−１００ｄＢｍ）を復号できなければならない。
［関連出願との相互参照］
本出願は、以下の仮出願の優先権を主張するものである：第６１／０４７，６０１号（出願日２００８年４月２４日、発明の名称「ＷｉＭＡＸシステムにおけるアップリンク受信器のためのゾーンベースの自動利得制御（ＡＧＣ）方式」、発明者Changqin Huo and Dorin Viorel、代理人整理番号第１９７４／１０２４Ｐ）、及び第６１／０４７，８８５号（出願日２００８年４月２５日、発明の名称「ＷｉＭＡＸシステムにおけるアップリンク受信器のためのゾーン／スロットベースの自動利得制御（ＡＧＣ）方式」、発明者Changqin Huo and Dorin Viorel、代理人整理番号第１９７４／１０２５Ｐ）。これらの仮出願はここに参照援用する。

５５ｄＢ以上の信号ダイナミックレンジをサポートするために、高速かつ高ダイナミックレンジのアナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ）を使うことが、可能性のある解決策として提案されている。しかし、この解決策ではコストが高くなるが、性能は良くならない。高速かつ高ダイナミックレンジのアナログ・デジタルコンバータは、コストが高くなり、（信号が強い場合にＡＤＣの飽和を回避するために）ＲＦフロントエンドでのアナログパワー利得が低くなり、そのため信号が弱い場合の性能が悪くなる。

一実施形態による方法は、モバイル直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）ネットワークにおいてアップリンク信号を受信する段階と、前記受信したアップリンク信号をアナログベースバンド信号に変換する段階とを含む。前記方法は、さらに、前記受信したアップリンク信号の信号強度を測定し、前記受信したアップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーン中の最初のシンボルのサイクリックプレフィックスの平均パワーを、前記測定した信号強度に基づき計算する段階を含む。最後に該方法は、前記サイクリックプレフィックスの間に前記計算した平均パワーに応じて前記アナログベースバンド信号のパワーレベルを調節する段階を含む。

他の一実施形態による方法は、モバイル直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）ネットワークにおいてアップリンク信号を受信する段階と、前記受信したアップリンク信号をアナログベースバンド信号に変換する段階とを含む。前記方法は、さらに、前記受信したアップリンク信号の信号強度を測定し、カレントスロットが前記受信したアップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーンの最初のアップリンクスロットであるとき、前記最初のアップリンクスロットの最初のサイクリックプレフィックスの平均パワーを計算し、カレントスロットが前記受信したアップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーンの最初のアップリンクスロットでないとき、前記アップリンクゾーン中の先行するスロットすべての平均パワーを計算する段階を含む。最後に該方法は、前記カレントスロットの前記サイクリックプレフィックスの間に前記計算した平均パワーに応じて前記アナログベースバンド信号のパワーレベルを調節する段階とを含む。

他の一実施形態による装置は、モバイル直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）ネットワークで動作する装置であって、アップリンク信号を受信するアンテナと、前記受信したアップリンク信号をアナログベースバンド信号に変換するアナログブロックを含む。前記装置は、さらに、前記受信したアップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーン中の最初のスロットの最初のサイクリックプレフィックス、または前記アップリンクゾーン中の最初のスロット及び前記アップリンクゾーン中に先行するアップリンクスロットがあれば前記先行するアップリンクスロットの最初のサイクリックプレフィックスのいずれかの間に受信したアップリンク信号の信号強度を測定して、デジタル受信信号強度を出力する受信信号強度部を含む。また、前記装置は、前記受信アップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーン中の最初のシンボルのサイクリックプレフィックス、または前記アップリンクゾーンの各アップリンクスロットの最初のサイクリックプレフィックスのいずれかの間に前記受信信号強度に応じてアナログベースバンド信号のパワーレベルを調節する自動利得制御器を含む。

他の一実施形態による装置は、モバイル直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）ネットワークで動作する装置であって、アップリンク信号を受信するアンテナと、前記受信したアップリンク信号をアナログベースバンド信号に変換するアナログブロックを含む。前記装置は、さらに、前記受信したアップリンク信号の信号強度を測定してアナログ受信信号強度を出力する受信信号強度部を含む。また、前記装置は、前記アナログ受信信号強度をデジタル化するアナログ・デジタルコンバータと、前記受信アップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーン中の最初のサイクリックプレフィックス、または前記受信アップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーンの各アップリンクスロットの最初のサイクリックプレフィックスのいずれかの間に前記デジタル化された受信信号強度に応じてアナログベースバンド信号のパワーレベルを調節する自動利得制御器を含む。

本発明の上記の実施形態は単なる例であり、本発明のすべての実施形態はこれらの例には限定されない。

本発明のその他の有利性は、一部は以下の説明に記載してあり、一部はその説明から自明であり、一部は本発明の実施により分かるであろう。

本発明のこれらの特徴と利点は、添付した図面を参照して以下の好ましい実施形態の説明を読めば明らかとなるであろう。
ＯＦＤＭＡネットワークにおける信号のフレーム構成例を示す図である。ＯＦＤＭＡネットワークにおける信号のフレーム構成例を示す図である。一実施形態による、自動利得制御方法を実施する受信器を示す図である。一実施形態による、自動利得制御方法を実施する受信器を示す図である。一実施形態による、自動利得制御方法を示すグラフである。一実施形態による、自動利得制御方法を示すグラフである。一実施形態によるサイクリックプレフィックスを示す図である。

２２アナログブロック
２４アンテナ
２６バンドパスフィルタ
２８低雑音増幅器
３０ローカルオシレータ
３２デジタルベースバンドブロック
３４、３６増幅器
３８受信信号強度部
４０制御論理部
４２イネーブルパルス
４６、４８アナログ・デジタルコンバータ
５２アナログブロック
５４アンテナ
５６バンドパスフィルタ
５８低雑音増幅器
６０ローカルオシレータ
６２アナログ・デジタルコンバータ
６４、６６増幅器
６８受信信号強度部
７０制御論理部
７２イネーブルパルス
７６制御ブロック

本発明の好ましい実施形態を詳細に参照する。これらの好ましい実施形態の例は添付した図面に示した。同じ要素には図面を通して同じ参照数字を付した。

図１は、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）ネットワークにおける信号のフレーム構成例を示す図である。例えば、ＯＦＤＭＡネットワークは、例えばＩＥＥＥ８０２．１６標準に準拠したモバイルＯＦＤＭＡネットワークである。しかし、様々な実施形態は、ＩＥＥＥ８０２．１６標準に基づくモバイルＯＦＤＭＡネットワークに限定されず、いかなるタイプのＯＦＤＭＡネットワークであってもよい。

ＯＦＤＭＡシステムでは、送信はシンボル単位で行われる。アップリンクサブフレームにおいては、送信時間は、基地局または中継局によるＯＦＤＭシンボル受信ウィンドウの開始時と終了時で示される。この受信ウィンドウには、送信器（スレーブ局）により送信された、ＯＦＤＭシンボルに対応するすべての信号が含まれ、受信器（マスター局）でサンプリングされる。

実施形態では、自動利得制御（ＡＧＣ）方式により、デジタルベースバンドの信号処理に影響を与えないで、モバイルＯＦＤＭＡネットワークにおける受信器（例えば、基地局または中継局に関連する受信器）のアンテナポートからアナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ）入力までのアナログ信号チェーンのパワー利得を自動的に調節する。図１を参照するに、かかる方式により、各アップリンクゾーンの第１のサイクリックプレフィックス（ＣＰ）１０の平均パワーを用いる。アップリンクゾーンである第１のアップリンクゾーン１２及び第２のアップリンクゾーン１４は、受信器がモバイルＯＦＤＭＡネットワークにおける共通セル内で動作するマスター局からアップリンク信号を受信できる時間を表す。

ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ標準では、アップリンクサブチャンネルアロケーションは時間優先（time-first manner）で行われる。より具体的には、サブチャンネルは、最初に利用可能なシンボルの最初に利用可能なサブチャンネルにおけるバーストにアロケート（allocate）され、ＯＦＤＭＡシンボルインデックスが大きくなるように連続的にアロケートされる。第１のアップリンクゾーン１２の端に来たら、サブチャネルは、次のサブチャネルで利用可能な数字が最も低いＯＦＤＭシンボルからアロケートされる。このように、各アップリンクゾーンの最初のシンボルの平均パワーはそのアップリンクゾーンの平均パワーと近くなる。さらにまた、各シンボルのＣＰは、実際には、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ／ｊシステムの有用シンボルの後部と同じである。それゆえ、様々な実施形態では、ＡＤＣの入力における信号レベルを許容範囲内にするようアナログチェインのパワー利得を調節するために、ＣＰ１０の平均パワーを用いてアップリンクゾーン１２全体の平均パワーを表すより具体的には、様々な実施形態では、基地局及び中継局の受信器のダイナミックレンジを６３ｄＢより広くする。

一実施形態では、小さなレベルでは、カレントゾーン（current zone）の前のスロットの平均レベルを用いて、スロットベースのＡＧＣ方式のＡＧＣ性能をさらに改善できる。ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ／ｊシステムにおいて、アップリングサブフレーム中のスロット１６は、一般的に３つのＯＦＤＭシンボルにより構成される。このように、高速フェージングチャネルにおけるＡＧＣ性能を改善するために、ＡＤＣの入力における信号レベルがＡＤＣの許容範囲内になるようにアナログチェインのパワー利得を調整するために、カレントゾーンの前のスロットの推定平均パワーをさらに用いる。もちろん、ＡＤＣによって許容範囲は異なり、実施形態は特定のＡＤＣに限定されるものではない。

もちろん、モバイルＯＦＤＭＡネットワークには、アップリンクサブチャンネルアロケーションにおいて、時間優先アロケーションルールに従わない制御領域（レンジング領域や高速フィードバック領域など）がある。しかし、これらの領域のインパクトは、それぞれの基地局や中継局による、関係のあるアップリンクゾーンにおけるこれらの領域の適切なスケジューリングにより、緩和することができる。図１に示した制御領域のアロケーション例（制御領域１８）は、可能性のある解の１つである。もちろん、図２に示したように、制御領域２０がスタンドアロンエリアとしてスケジュールされれば、そのスタンドアロンエリアを特殊な「ゾーン」として取り扱うことができる。この場合、ゾーンの残りには、他のＡＧＣサイクルが必要である。この場合の解決策は、このエリアで受信したターゲットパワーにより固定アナログブロック利得を設定することでえある。

図３において、一実施形態によるＡＧＣ方式を実施する受信器（基地局または中継局等と結合したもの）のアーキテクチャを示した。図３では、受信器のアナログブロック２２に接続されたアンテナ２４でアップリンク信号を受信する。バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２６を利用して、受信したアップリンク信号の不要な帯域外ノイズを低下させる。そして、低雑音アンプ（ＬＮＡ）２８により受信アップリンク信号を増幅して、アナログチェインの雑音指数（noise figure）を制御する。ＲＦチップの技術によっては、ＬＮＡ２８の利得は複数の利得から選択可能とすることもできる。ローカルオシレータ（ＬＯ）３０は、無線周波数（ＲＦ）信号をベースバンド信号または中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコンバートするローカルキャリアトーン（local carrier tone）を供給する。アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ）４６、４８は、アナログ信号をデジタル信号に変換する。

可変利得増幅器法を用いて一実施形態によるＡＧＣ方式を実施する。図３に示した実施例は、２つの増幅器（ＶＧＡ）３４、３６を含む。これらの増幅器３４、３６は、アナログブロック２２から出力されるベースバンドアナログ信号の利得（減衰）値を、デジタル（アナログ）制御入力に応じて調節し、ＡＤＣ入力における信号レベルがＡＤＣの許容範囲内にあるようにする。上記の通り、ゾーンベースＡＧＣ（zone-based AGC）の場合、モバイルＯＦＤＭＡネットワークにおいて、アップリンクサブフレームのアップリンクゾーンにある最初のシンボルのサイクリックプレフィックスの平均パワーを決定し、その決定したサイクリックプレフィックスの平均パワーに応じて増幅器３４、３６のパワー利得を調節し、ＡＤＣへのアナログベースバンド信号出力をＡＤＣの許容範囲内にする。

スロットベースのＡＧＣの場合最初のスロットの最初のシンボルのサイクリックプレフィックスの平均パワー、または、最初のスロットでない各スロットの場合、アップリンクゾーン中の先行するスロットの平均パワーを決定し、対応するスロットの最初のサイクリックプレフィックスにおける、決定された平均パワーに応じて増幅器３４、３６のパワーゲインを調節し、ＡＤＣへのアナログベースバンド信号出力をそのＡＤＣの許容範囲内にする。

図３から分かるように、一実施形態によりアナログベースバンド信号は、受信したアップリンク信号の同相信号と、直交信号の両方を含む。よって、アップリンクサブフレームのアップリンクゾーン中にある最初のシンボルのＣＰの平均パワーに応じたベースバンド信号の調節を、同相信号と直交信号の一方または両方に対して行うことができる。これは、上記のゾーンベースＡＧＣ方式とスロットベースＡＧＣ方式の両方に当てはまる。

図３に示した実施形態では、受信信号強度（ＲＳＳＩ）部３８で求めた信号強度に基づきＡＧＣ方式を実行する。ＩＥＥＥ８０２．１６システムでは、ＲＳＳＩ値は無線環境における受信信号強度である。図３の受信器の場合、ＲＳＳＩ部３８はＡＤＣ４６、４８の後段に設けられている。それゆえ、ＲＳＳＩ値をＡＤＣ４６、４８の出力の基づき求められ、次式を用いて計算することができる：
ここで、ＲＳＳＩ（ｋ）はＯＦＤＭサンプルｋに対応するＲＳＳＩであり、αはＲＳＳＩ（ｋ）を更新するために利用する変数であり、ＲＸ_Ｉ（ｋ）^２＋ＲＸ_Ｑ（ｋ）^２はＯＦＤＭサンプルｋの瞬時受信信号強度を表す。

変数αはネットワークシステムで使用されるＯＦＤＭ高速フーリエ変換（ＦＦＴ）サイズに基づき選択する。上記の式において、αの値が小さければ小さいほど、ＲＳＳＩの変動が小さくなる。一方、αの値が大きいと、信号パワーが急に小さくなったときにＲＳＳＩが収束するためには、ＯＦＤＭサンプルの数が少ない必要がある。一実施形態によるスロットベースＡＧＣ方式の場合、上記の式を用いてカレントアップリンクゾーンの前のスロットの平均パワーを推定することができ、必要なメモリ量を低減することができる。変数αを０．４にし、ＦＦＴサイズを５１２にした場合に上記の式のＲＳＳＩ推定性能を図５に示す。図５において、この式（解）は、自動利得制御の目的にとって満足のいく性能を提供していることが分かる。

図３の受信器の場合、ＲＳＳＩ部３８はＡＤＣ４６、４８の後段に設けられている。それゆえ、ＲＳＳＩ値をＡＤＣ４６、４８の出力に基づき求められ、次式を用いて計算することもできる：
ここで、ＲＳＳＩ（ｋ）はＯＦＤＭサンプルｋに対応するＲＳＳＩであり、Ｋはウィンドウの長さであり、ＲＸ_Ｉ（ｋ）^２＋ＲＸ_Ｑ（ｋ）^２はＯＦＤＭサンプルｋの瞬時受信信号強度を表す。

ウィンドウＫはネットワークシステムで使用されるＯＦＤＭ高速フーリエ変換（ＦＦＴ）サイズに基づき選択する。上記の式において、Ｋの値が大きければ大きいほど、ＲＳＳＩの変動が小さくなる。一方、Ｋの値が大きいと、信号パワーが急に小さくなったときにＲＳＳＩが収束するためには、ＯＦＤＭサンプルの数が多い必要がある。ウィンドウの長さＫを１０にして、ＦＦＴサイズを５１２にした場合に、上記の式のＲＳＳＩ推定性能を図６に示す。図６において、この式（解）は、自動利得制御の目的にとって満足のいく性能を提供していることが分かる。

図３を再び参照して、デジタルベースバンドブロック３２は、（例えば、ＲＳＳＩ部３８からのデジタルＲＳＳＩと古いＶＧＡ利得制御出力等の）入力から新しいＶＧＡ利得制御出力へのマッピングをする制御論理部４０も含む。このマッピングは、設定可能ルックアップテーブル（ＬＵＴ）またはその他の方法を用いて実施することができる。通常、ＶＧＡ（増幅器３４と３６）への制御ビット数Ｎ１は約７である。ＬＮＡ２８に出力されるビット数Ｎ２は、可変であり、必要に応じてダイナミックレンジをさらに大きくするために利用できる。アナログブロックのＶＧＡがアナログ入力しか受け付けない場合、デジタル・アナログコンバータを用いて制御情報をデジタルフォーマットからアナログフォーマットに変換できる。

ゾーン／スロットベースのイネーブルパルス４２が論理ハイになると、ＶＧＡ利得更新クロックＣＬＫの立ち上がりエッジが制御論理部４０をトリガーして、制御論理部４０のＶＧＡ利得制御出力を更新する。ゾーンベースＡＧＣの場合、各ゾーンに対して少なくとも１つのパルスが必要である。一方、スロットベースＡＧＣの場合、各スロットに対して少なくとも１つのイネーブルパルスを供給する。ネットワークシステムで用いられるＦＦＴサイズと、ＡＤＣ４６及び４８の変換遅延と、ＲＳＳＩ実施方法及びパラメータとに基づき、ゾーンベースのイネーブルパルスやＶＧＡ利得更新クロックＣＬＫを設計することができる。

ゾーンベースのイネーブルパルスとＶＧＡ利得更新クロックＣＬＫの一例を図７に示す。ＣＰの長さの最初の３／８はＲＳＳＩの準備に用いられる。図３の受信器によるＡＧＣ方法の場合、２つのＶＧＡ利得更新クロックパルス４４が「ＡＮＤ」論理を通り、各アップリンクゾーンの最初のＣＰ内で２回、ＶＧＡ利得が更新される。これにより、最初に大きな信号入力がありＡＤＣ４６と４８が飽和しても、ＡＧＣの性能が改善される。ＣＰの長さの最後の１／８は、ＶＧＡ３４と３６の利得値の設定に利用される。スロットベースのＡＧＣ方式では、ＶＧＡ利得の更新は、各アップリンクゾーンの最初のＣＰを除き、スロットごとに１回でよい。

図４において、一実施形態によるＡＧＣ方式を実施する受信器（基地局または中継局等と結合したもの）のアーキテクチャを示した。図４では、受信器のアナログブロック５２に接続されたアンテナ５４でアップリンク信号を受信する。バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５６を利用して、受信したアップリンク信号の不要な帯域外ノイズを低下させる。そして、低雑音アンプ（ＬＮＡ）５８により受信アップリンク信号を増幅して、アナログチェインの雑音指数（noise figure）を制御する。ＬＮＡ５８の利得は複数の利得から選択可能とすることもできる。ローカルオシレータ（ＬＯ）６０は、無線周波数（ＲＦ）信号をベースバンド信号または中間周波数（ＩＦ）信号にダウンコンバートするローカルキャリアトーン（local carrier tone）を供給する。

可変利得増幅器法を用いて一実施形態によるＡＧＣ方式を実施する。図４に示した実施例は、２つの増幅器（ＶＧＡ）６４と６６を使用する。これらの増幅器６４、６６は、アナログブロック５２から出力されるベースバンドアナログ信号の利得（減衰）値を、デジタル（アナログ）制御入力に応じて調節し、ＡＤＣ（図４には図示せず）の入力における信号レベルがそのＡＤＣの許容範囲内に入るようにする。上記の通り、ゾーンベースＡＧＣ（zone-based AGC）の場合、モバイルＯＦＤＭＡネットワークにおいて、アップリンクサブフレームのアップリンクゾーンにある最初のシンボルのサイクリックプレフィックスの平均パワーを決定し、その決定したサイクリックプレフィックスの平均パワーに応じて増幅器６４、６６のパワー利得を調節し、ＡＤＣに出力されるアナログベースバンド信号をそのＡＤＣの許容範囲内にする。

スロットベースのＡＧＣの場合最初のスロットの最初のシンボルのサイクリックプレフィックスの平均パワー、または、最初のスロットでない各スロットの場合、アップリンクゾーン中の先行するスロットの平均パワーを決定し、対応するスロットの最初のサイクリックプレフィックスにおける、決定された平均パワーに応じて増幅器６４、６６のパワーゲインを調節し、ＡＤＣへのアナログベースバンド信号出力をそのＡＤＣの許容範囲内にする。

図４の受信器の場合、ＲＳＳＩ部６８はアナログブロック５２に含まれる。そのため、アナログベースバンド信号をＡＤＣ（図４には図示せず）に出力する前に、アナログブロック５２でＲＳＳＩ値を求める。

引き続き図４を参照するに、アナログブロック５２が供給するＲＳＳＩがアナログフォーマットであり、ＡＤＣがアナログのＲＳＳＩをデジタル化する場合、ＡＤＣ６２は制御ブロック７６に含まれる。制御ブロック７６は、（例えば、ＲＳＳＩ部６８からのデジタル化されたＲＳＳＩと古いＶＧＡ利得制御出力の一部等の）入力から新しいＶＧＡ利得制御出力へのマッピングをする制御論理部７０も含む。このマッピングは、設定可能ルックアップテーブル（ＬＵＴ）またはその他の方法を用いて実施することができる。通常、ＶＧＡ（増幅器６４と６６）への制御ビット数Ｎ１は約７である。ＬＮＡ５８に出力されるビット数Ｎ２は、可変であり、必要に応じてダイナミックレンジをさらに大きくするために利用できる。アナログブロックのＶＧＡがアナログ入力しか受け付けない場合、デジタル・アナログコンバータを用いて制御情報をデジタルフォーマットからアナログフォーマットに変換できる。

ゾーン／スロットベースのイネーブルパルス７２が論理ハイになると、ＶＧＡ利得更新クロックＣＬＫの立ち上がりエッジが制御論理部７０をトリガーして、制御論理部７０のＶＧＡ利得制御出力を更新する。ゾーンベースＡＧＣの場合、各ゾーンに対して１つのパルスが必要である。一方、スロットベースＡＧＣの場合、各スロットに対して１つのイネーブルパルスを供給する。ネットワークシステムで用いられるＦＦＴサイズと、ＡＤＣ６２の変換遅延と、ＲＳＳＩステップ応答性能とに基づき、ゾーンベースのイネーブルパルスやＶＧＡ利得更新クロックＣＬＫを設計することができる。

ゾーンベースのイネーブルパルスとＶＧＡ利得更新クロックＣＬＫの一例を図７に示す。ＣＰの長さの最初の３／８はＲＳＳＩの準備に用いられる。図４の受信器により提供されるＡＧＣ方法の場合、１つのＶＧＡ利得更新クロックパルス７４が「ＡＮＤ」論理を通過する。これによりＲＳＳＩ推定の精度は良くなる。ＣＰの長さの最後の１／８は、ＶＧＡ６４と６６の利得値の設定に利用される。

本発明の実施形態は、ＡＧＣ実施方式を提供するものである。該ＡＧＣ実施方式は、ゾーンベースＡＧＣ及びスロットベースＡＧＣ方式の両方の場合、アップリンクゾーンの最初のＣＰのパワー測定に基づき、アップリンクゾーンの最初のＣＰにおいて、アナログチェイン利得を更新する。また、アップリンクゾーンの最初のスロットでないスロットのスロットベースＡＧＣの場合、前のアップリンクスロットのパワー測定に基づき、アップリンクスロットの最初のＣＰにおいて、アナログチェイン利得を更新する。これらの方式により、ＷｉＭＡＸシステムにおける（基地局及び／または中継局等で実施される）アップリンク受信器のダイナミックレンジを効果的に向上し、デジタルベースバンドの信号処理には影響を与えないことができる。さらに、これらのＡＧＣ方式の実施は非常に容易であり、アナログブロックに利得制御可能増幅器があればよい。

本発明は、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ、ＩＥＥＥ８０２．１６ｊ等を含むがこれには限定されない修正及び拡張を含めて、ＩＥＥＥ８０２．１６標準でのモバイルＯＦＤＭＡネットワークに関する。ＩＥＥＥ８０２．１６標準はその全体をここに参照援用する。

アナログブロックとアナログ・デジタルコンバータの様々な例を示した。しかし、本発明の実施形態はこれらの具体的な実施例に限定されず、多くの変形が可能である。

本発明の少数の好ましい実施形態を図示して説明したが、当業者には言うまでもなく、本発明の原理と精神から逸脱することなくこれらの実施形態に変更を加えることができる。本発明の範囲は、請求項及びその均等の範囲により規定される。

以上説明した実施形態に関し、以下の付記を記す。
（付記１）モバイル直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）ネットワークにおいてアップリンク信号を受信する段階と、
前記受信したアップリンク信号をアナログベースバンド信号に変換する段階と、
前記受信したアップリンク信号の信号強度を測定し、前記受信したアップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーン中の最初のシンボルのサイクリックプレフィックスの平均パワーを、前記測定した信号強度に基づき計算する段階と、
前記サイクリックプレフィックスの間に前記計算した平均パワーに応じて前記アナログベースバンド信号のパワーレベルを調節する段階と、を含む方法。
（付記２）前記信号強度は直交周波数分割多重されたサンプルにおいて測定した信号強度であり、前記計算は次式

で行い、ここで、ＲＳＳＩ（ｋ）はＯＦＤＭサンプルｋで測定した信号強度であり、αはＲＳＳＩ（ｋ）を更新するために利用する変数であり、ＲＳＳＩ（ｋ−１）はＯＦＤＭサンプルｋ−１で測定した信号強度であり、ＲＸ_Ｉ（ｋ）^２＋ＲＸ_Ｑ（ｋ）^２はサンプルｋの瞬時受信信号強度である、付記１に記載の方法。
（付記３）信号強度は直交周波数分割多重されたサンプルにおいて測定した信号強度であり、前記計算は次式

で行い、ここで、ＲＳＳＩ（ｋ）はＯＦＤＭサンプルｋで測定した信号強度であり、Ｋは最初のシンボルのウィンドウの長さであり、ＲＸ_Ｉ（ｉ）^２＋ＲＸ_Ｑ（ｉ）^２はＯＦＤＭサンプルｉの瞬時受信信号強度である、付記１に記載の方法。
（付記４）前記アナログベースバンド信号は前記受信アップリンク信号の同相信号である、付記１に記載の方法。
（付記５）前記アナログベースバンド信号は前記受信アップリンク信号の直交信号である、付記１に記載の方法。
（付記６）前記アナログベースバンド信号は前記受信アップリンク信号の同相信号と直交信号を両方とも含み、前記調節する段階において、前記計算された平均パワーに応じて前記同相信号と前記直交信号の両方のパワーレベルを前記計算された平均パワーに応じて調節する、付記１に記載の方法。
（付記７）前記アナログベースバンド信号はある利得を有する増幅器により増幅され、前記調節する段階は前記増幅器の利得を調節することにより前記アナログベースバンド信号のパワーレベルを調節する段階を含む、付記１に記載の方法。
（付記８）前記サイクリックプレフィックスの計算した平均パワーをアップリンクゾーン全体の平均パワーとして設定する段階をさらに含む、付記１に記載の方法。
（付記９）モバイル直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）ネットワークにおいてアップリンク信号を受信する段階と、
前記受信したアップリンク信号をアナログベースバンド信号に変換する段階と、
前記受信したアップリンク信号の信号強度を測定し、カレントスロットが前記受信したアップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーンの最初のアップリンクスロットであるとき、前記最初のアップリンクスロットの最初のサイクリックプレフィックスの平均パワーを計算し、カレントスロットが前記受信したアップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーンの最初のアップリンクスロットでないとき、前記アップリンクゾーン中の先行するスロットすべての平均パワーを計算する段階と、
前記カレントスロットの前記サイクリックプレフィックスの間に前記計算した平均パワーに応じて前記アナログベースバンド信号のパワーレベルを調節する段階と、を含む方法。
（付記１０）前記信号強度は直交周波数分割多重されたサンプルにおいて測定した信号強度であり、前記計算は次式
で行い、ここで、ＲＳＳＩ（ｋ）はＯＦＤＭサンプルｋで測定した信号強度であり、αはＲＳＳＩ（ｋ）を更新するために利用する変数であり、ＲＳＳＩ（ｋ−１）はＯＦＤＭサンプルｋ−１で測定した信号強度であり、ＲＸ_Ｉ（ｋ）^２＋ＲＸ_Ｑ（ｋ）^２はサンプルｋの瞬時受信信号強度である、付記９に記載の方法。
（付記１１）前記アナログベースバンド信号は前記受信アップリンク信号の同相信号である、付記９に記載の方法。
（付記１２）前記アナログベースバンド信号は前記受信アップリンク信号の直交信号である、付記９に記載の方法。
（付記１３）前記アナログベースバンド信号は前記受信アップリンク信号の同相信号と直交信号を両方とも含み、前記調節する段階において、前記計算された平均パワーに応じて前記同相信号と前記直交信号の両方のパワーレベルを前記計算された平均パワーに応じて調節する、付記９に記載の方法。
（付記１４）前記アナログベースバンド信号はある利得を有する増幅器により増幅され、前記調節する段階は前記増幅器の利得を調節することにより前記アナログベースバンド信号のパワーレベルを調節する段階を含む、付記９に記載の方法。
（付記１５）先行するスロットがあれば、前記先行するスロットの計算された平均パワーを前記カレントスロットの平均パワーとして設定する段階をさらに含む、付記９に記載の方法。
（付記１６）モバイル直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）ネットワークで動作する装置であって、
アップリンク信号を受信するアンテナと、
前記受信したアップリンク信号をアナログベースバンド信号に変換するアナログブロックと、
前記受信したアップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーン中の最初のスロットの最初のサイクリックプレフィックス、または前記アップリンクゾーン中の最初のスロット及び前記アップリンクゾーン中に先行するアップリンクスロットがあれば前記先行するアップリンクスロットの最初のサイクリックプレフィックスのいずれかの間に受信したアップリンク信号の信号強度を測定して、デジタル受信信号強度を出力する受信信号強度部と、
前記受信アップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーン中の最初のシンボルのサイクリックプレフィックス、または前記アップリンクゾーンの各アップリンクスロットの最初のサイクリックプレフィックスのいずれかの間に前記受信信号強度に応じてアナログベースバンド信号のパワーレベルを調節する自動利得制御器とを有する装置。
（付記１７）前記受信信号強度部は、ゾーンベース自動利得制御方式の場合、前記受信したアップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーン中の最初のシンボルのサイクリックプレフィックス中に受信した前記アップリンク信号の信号強度を測定する、付記１６に記載の装置。
（付記１８）前記受信信号強度部は、前記装置がスロットベース自動利得制御方式の場合、前記アップリンクゾーンの最初のアップリンクスロット及び前記アップリンクゾーン中の先行するアップリンクスロットがあれば前記アップリンクスロットの各々の最初のサイクリックプレフィックスにおいて受信した前記アップリンク信号の信号強度を測定する、付記１６に記載の装置。
（付記１９）モバイル直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）ネットワークで動作する装置であって、
アップリンク信号を受信するアンテナと、
前記受信したアップリンク信号をアナログベースバンド信号に変換するアナログブロックと、
前記受信したアップリンク信号の信号強度を測定してアナログ受信信号強度を出力する受信信号強度部と、
前記アナログ受信信号強度をデジタル化するアナログ・デジタルコンバータと、
前記受信アップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーン中の最初のサイクリックプレフィックス、または前記受信アップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーンの各アップリンクスロットの最初のサイクリックプレフィックスのいずれかの間に前記デジタル化された受信信号強度に応じてアナログベースバンド信号のパワーレベルを調節する自動利得制御器とを有する装置。
（付記２０）前記受信信号強度部は、ゾーンベース自動利得制御方式の場合、前記受信したアップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーン中の最初のシンボルのサイクリックプレフィックスにおいて、または中断せずに、前記アップリンク信号の信号強度を供給する、付記１９に記載の装置。
（付記２１）前記受信信号強度部は、前記装置がスロットベース自動利得制御方式の場合、アップリンクゾーンの各アップリンクスロットの最初のサイクリックプレフィックスにおいて、または中断されずに、前記受信したアップリンク信号の信号強度を測定する、付記１９に記載の装置。

Claims

モバイル直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）ネットワークにおいてアップリンク信号を受信する段階と、
前記受信したアップリンク信号をアナログベースバンド信号に変換する段階と、
前記受信したアップリンク信号の信号強度を測定し、前記受信したアップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーン中の最初のシンボルのサイクリックプレフィックスの平均パワーを、前記測定した信号強度に基づき計算する段階と、
前記サイクリックプレフィックスの間に前記計算した平均パワーに応じて前記アナログベースバンド信号のパワーレベルを調節する段階と、を含む方法。
前記信号強度は直交周波数分割多重されたサンプルにおいて測定した信号強度であり、前記計算は次式
で行い、ここで、ＲＳＳＩ（ｋ）はＯＦＤＭサンプルｋで測定した信号強度であり、αはＲＳＳＩ（ｋ）を更新するために利用する変数であり、ＲＳＳＩ（ｋ−１）はＯＦＤＭサンプルｋ−１で測定した信号強度であり、ＲＸ_Ｉ（ｋ）^２＋ＲＸ_Ｑ（ｋ）^２はサンプルｋの瞬時受信信号強度である、請求項１に記載の方法。
信号強度は直交周波数分割多重されたサンプルにおいて測定した信号強度であり、前記計算は次式
で行い、ここで、ＲＳＳＩ（ｋ）はＯＦＤＭサンプルｋで測定した信号強度であり、Ｋは最初のシンボルのウィンドウの長さであり、ＲＸ_Ｉ（ｉ）^２＋ＲＸ_Ｑ（ｉ）^２はＯＦＤＭサンプルｉの瞬時受信信号強度である、請求項１に記載の方法。
モバイル直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）ネットワークにおいてアップリンク信号を受信する段階と、
前記受信したアップリンク信号をアナログベースバンド信号に変換する段階と、
前記受信したアップリンク信号の信号強度を測定し、カレントスロットが前記受信したアップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーンの最初のアップリンクスロットであるとき、前記最初のアップリンクスロットの最初のサイクリックプレフィックスの平均パワーを計算し、カレントスロットが前記受信したアップリンク信号のアップリンクサブフレーム中のアップリンクゾーンの最初のアップリンクスロットでないとき、前記アップリンクゾーン中の先行するスロットすべての平均パワーを計算する段階と、
前記カレントスロットの前記サイクリックプレフィックスの間に前記計算した平均パワーに応じて前記アナログベースバンド信号のパワーレベルを調節する段階と、を含む方法。
前記信号強度は直交周波数分割多重されたサンプルにおいて測定した信号強度であり、前記計算は次式
で行い、ここで、ＲＳＳＩ（ｋ）はＯＦＤＭサンプルｋで測定した信号強度であり、αはＲＳＳＩ（ｋ）を更新するために利用する変数であり、ＲＳＳＩ（ｋ−１）はＯＦＤＭサンプルｋ−１で測定した信号強度であり、ＲＸ_Ｉ（ｋ）^２＋ＲＸ_Ｑ（ｋ）^２はサンプルｋの瞬時受信信号強度である、請求項４に記載の方法。