JP5191672B2 - Switching amplifier - Google Patents
Switching amplifier Download PDFInfo
- Publication number
- JP5191672B2 JP5191672B2 JP2007037276A JP2007037276A JP5191672B2 JP 5191672 B2 JP5191672 B2 JP 5191672B2 JP 2007037276 A JP2007037276 A JP 2007037276A JP 2007037276 A JP2007037276 A JP 2007037276A JP 5191672 B2 JP5191672 B2 JP 5191672B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- detection
- transistor
- capacitor
- drive signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Description
本発明は、出力段のスイッチ素子に流れる過電流を検出できるスイッチングアンプに関する。 The present invention relates to a switching amplifier that can detect an overcurrent flowing through a switch element in an output stage.
図４は、従来のスイッチングアンプにおける、正側のＭＯＳＦＥＴ１５、ドライバ１１および検出回路（コンデンサＣ３）を示す回路図である。ＭＯＳＦＥＴ１５は、ドライバ１１の駆動信号出力端子２２から出力される駆動信号（ＰＷＭ信号）がハイレベルのときにオン状態となり、駆動信号がローレベルのときにオフ状態になる。ＭＯＳＦＥＴ１５がオン状態の時に、出力端子ＯＵＴには電源電圧＋ＶＤが出力される。なお、ダイオードＤ２は逆電流防止用のダイオードである。 FIG. 4 is a circuit diagram showing the positive-side MOSFET 15, the driver 11, and the detection circuit (capacitor C3) in the conventional switching amplifier. The MOSFET 15 is turned on when the drive signal (PWM signal) output from the drive signal output terminal 22 of the driver 11 is at a high level, and is turned off when the drive signal is at a low level. When the MOSFET 15 is on, the power supply voltage + VD is output to the output terminal OUT. The diode D2 is a reverse current prevention diode.
ＭＯＳＦＥＴ１５のドレインからソースに向かって流れる電流が過電流になると、ＭＯＳＦＥＴ１５の破損につがなる。そこで、ブートストラップ電圧＋ＶＢによって、コンデンサＣ３をＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン−ソース間電圧と、ダイオードＤ２の両端電圧との合計電圧まで所定の遅延時間かけて充電し、コンデンサＣ３の充電電圧がドライバ１１の検出入力端子２１に入力される。つまり、ＭＯＳＦＥＴ１５に流れる電流に対応する電圧をコンデンサＣ３で検出していることになる。ドライバ１１は、比較回路２３を内部に備えており、検出入力端子２１に入力される電圧が基準電圧以上である場合に、ＭＯＳＦＥＴ１５に過電流が流れていると判断し、駆動信号の出力を停止し、マイコンにエラー信号を出力するようになっている。 If the current flowing from the drain to the source of the MOSFET 15 becomes an overcurrent, the MOSFET 15 is damaged. Accordingly, the bootstrap voltage + VB charges the capacitor C3 over a predetermined delay time to the sum of the drain-source voltage of the MOSFET 15 and the voltage across the diode D2, and the charging voltage of the capacitor C3 is detected by the driver 11 Input to terminal 21. That is, the voltage corresponding to the current flowing through the MOSFET 15 is detected by the capacitor C3. The driver 11 includes a comparison circuit 23 inside. When the voltage input to the detection input terminal 21 is equal to or higher than the reference voltage, the driver 11 determines that an overcurrent flows through the MOSFET 15 and stops outputting the drive signal. An error signal is output to the microcomputer.
しかし、図４の回路では、ブートストラップ電圧＋ＶＢが常にコンデンサＣ３に接続されており、供給されているので、コンデンサＣ３は常に所定電圧まで充電された状態になっている。その結果、ＭＯＳＦＥＴ１５に過電流が流れていない場合にも、ドライバ１１は、ＭＯＳＦＥＴ１５に過電流が流れていると誤判断し、駆動信号の出力を停止し、マイコンにエラー信号を出力してしまうという問題がある。 However, in the circuit of FIG. 4, since the bootstrap voltage + VB is always connected to and supplied to the capacitor C3, the capacitor C3 is always charged to a predetermined voltage. As a result, even when no overcurrent flows through the MOSFET 15, the driver 11 erroneously determines that an overcurrent flows through the MOSFET 15, stops output of the drive signal, and outputs an error signal to the microcomputer. There's a problem.
また、図４の回路では、ＭＯＳＦＥＴ１５に過電流が生じると直ぐに、ドライバ１１がＭＯＳＦＥＴ１５に過電流が流れたと判断してしまう。そのため、瞬間的にＭＯＳＦＥＴ１５に過電流が流れただけではＭＯＳＦＥＴ１５の破損につながらないが、この場合にも駆動信号を停止し、エラー信号を出力してしまう。ＭＯＳＦＥＴ１５に過電流が流れたことを遅延して検出するために、コンデンサＣ３の容量を大きくすることが考えられるが、ＭＯＳＦＥＴ１５が動作開始する前にコンデンサＣ３が所定電圧まで充電されてしまい、駆動信号が出力されなくなるという問題がある。 In the circuit of FIG. 4, as soon as an overcurrent occurs in the MOSFET 15, the driver 11 determines that an overcurrent has flowed through the MOSFET 15. For this reason, if an overcurrent flows instantaneously through the MOSFET 15, the MOSFET 15 is not damaged, but in this case as well, the drive signal is stopped and an error signal is output. Although it is conceivable to increase the capacitance of the capacitor C3 in order to delay and detect that an overcurrent has flown through the MOSFET 15, the capacitor C3 is charged to a predetermined voltage before the MOSFET 15 starts to operate, and the drive signal Is no longer output.
本発明の目的は、スイッチ素子に過電流が流れたときに、所定時間遅延させて、過電流を検出することができるスイッチングアンプを提供することである。 An object of the present invention is to provide a switching amplifier capable of detecting an overcurrent with a predetermined time delay when an overcurrent flows through a switch element.
本発明の好ましい実施形態によるスイッチングアンプは、検出入力端子と駆動信号出力端子とを有し、入力されるパルス変調信号に応じて該駆動信号出力端子から駆動信号を出力し、かつ、該検出入力端子に入力される電圧が基準電圧以上である場合に、該駆動信号の出力を停止する駆動手段と、第１の電圧が供給され、該駆動信号に応答してオン状態またはオフ状態になるスイッチ手段と、第２の電圧が供給され、該スイッチ手段がオン状態のときに該第２の電圧を出力し、該スイッチ手段がオフ状態のときに該第２の電圧の出力を遮断する検出切換手段と、 該スイッチ手段がオン状態のときに該検出切換手段から出力される第２の電圧によって充電され、該スイッチ手段がオフ状態のときに該第２の電圧によって充電されないことにより、該スイッチ手段に流れる電流に対応する電圧まで所定の遅延時間かけて充電され、該充電電圧を該検出入力端子に供給する検出手段とを備える。 A switching amplifier according to a preferred embodiment of the present invention has a detection input terminal and a drive signal output terminal, outputs a drive signal from the drive signal output terminal in accordance with an input pulse modulation signal, and the detection input When the voltage input to the terminal is equal to or higher than the reference voltage, driving means for stopping the output of the driving signal and a switch that is supplied with the first voltage and is turned on or off in response to the driving signal And a detection switch for supplying the second voltage when the switch means is in an ON state and shutting off the output of the second voltage when the switch means is in an OFF state. And a second voltage output from the detection switching means when the switch means is in an on state, and not charged by the second voltage when the switch means is in an off state. Is charged over a predetermined delay time to a voltage corresponding to the current flowing through the switch means, and detection means for supplying to the input terminal said detectable to the charging voltage.
好ましい実施形態においては、スイッチングアンプは、前記第１の電圧による電流が前記検出手段に流れることを防止するダイオードをさらに備え、前記スイッチ手段が、該第１の電圧が供給され、オン状態になることで該第１の電圧を出力する第１トランジスタを含み、前記検出手段が、前記第２の電圧によって、該第１トランジスタに流れる電流に対応する電圧と該ダイオードの両端電圧との合計電圧まで充電される。 In a preferred embodiment, the switching amplifier further includes a diode that prevents a current due to the first voltage from flowing to the detection means, and the switching means is supplied with the first voltage and is turned on. A first transistor that outputs the first voltage, and the detection means is configured to increase the voltage corresponding to the current flowing through the first transistor to the total voltage of the voltage across the diode by the second voltage. Charged.
好ましい実施形態においては、前記検出切換手段が、前記駆動信号が前記スイッチ手段をオン状態にする際に、該駆動信号によってオン状態にされ、該駆動信号が該スイッチ手段をオン状態にする際に、該駆動信号によってオフ状態にされるスイッチ素子を有し、該スイッチ素子がオン状態のときに前記検出手段に前記第２の電圧を出力し、オフ状態のときに該検出手段への該第２の電圧の出力を遮断する。
好ましい実施形態においては、前記検出手段が、前記第２の電圧によって充電されるコンデンサと、該コンデンサと共に前記所定の遅延時間を決定する抵抗素子とを含み、前記検出切換手段が、前記駆動信号に応じてオン状態またはオフ状態になる第２トランジスタと、該第２トランジスタの状態に応じてオン状態またはオフ状態になり、オン状態のときに該検出手段に該第２の電圧を出力し、オフ状態のときに該検出手段への該第２の電圧の出力を遮断する第３トランジスタとを含む。
In a preferred embodiment, the detection switching means is turned on by the drive signal when the drive signal turns the switch means on, and when the drive signal turns the switch means on. A switch element that is turned off by the drive signal, and outputs the second voltage to the detection means when the switch element is on, and the second voltage to the detection means when the switch element is off. The output of the voltage of 2 is cut off.
In a preferred embodiment, the detection means includes a capacitor charged by the second voltage, and a resistance element that determines the predetermined delay time together with the capacitor, and the detection switching means includes the drive signal. A second transistor that is turned on or off in response to the second transistor, and that is turned on or off depending on the state of the second transistor. And a third transistor that cuts off the output of the second voltage to the detection means when in a state.
好ましい実施形態においては、前記第２の電圧が、前記駆動手段に供給され該駆動手段が出力する駆動信号のハイレベル又はローレベルの一方のレベルとなる電圧である。 In a preferred embodiment, the second voltage is a voltage that is one of a high level and a low level of a drive signal supplied to the drive means and output from the drive means.
検出切換手段は、スイッチ手段がオン状態のときに第２の電圧を検出手段に出力し、スイッチ手段がオフ状態のときに第２の電圧の検出手段への出力を遮断する。検出手段は、第２の電圧によって、スイッチ手段に流れる電流に対応する電圧まで充電され、その充電電圧を検出入力端子に供給する。駆動手段は、検出入力端子に入力された電圧が基準電圧以上である場合に、スイッチ手段に過電流が流れていると判断し、駆動信号の出力を停止する。 The detection switching means outputs the second voltage to the detection means when the switch means is in an on state, and interrupts the output of the second voltage to the detection means when the switch means is in an off state. The detection means is charged by the second voltage to a voltage corresponding to the current flowing through the switch means, and supplies the charging voltage to the detection input terminal. When the voltage input to the detection input terminal is equal to or higher than the reference voltage, the driving unit determines that an overcurrent is flowing through the switch unit and stops outputting the driving signal.
スイッチ手段がオン状態のときのみ検出手段に第２の電圧を供給し、検出動作を実行させ、スイッチ手段がオフ状態のとき（つまり、過電流の検出が不要な期間は）、検出手段に第２の電圧を供給せず、充電しないようにする。従って、スイッチ手段に過電流が流れた場合に、遅延時間経過後に検出入力端子に入力される電圧が基準電圧以上になるので、駆動手段は、所定の遅延時間経過後にスイッチ手段に過電流が流れたことを判断することができる。 Only when the switch means is in the on state, the second voltage is supplied to the detection means, and the detection operation is executed. When the switch means is in the off state (that is, during the period when it is not necessary to detect overcurrent) Do not supply the voltage of 2 and do not charge. Therefore, when an overcurrent flows through the switch means, the voltage input to the detection input terminal after the delay time elapses exceeds the reference voltage, so that the drive means flows over the switch means after a predetermined delay time elapses. Can be judged.
以下、本発明の好ましい実施形態について、図面を参照して具体的に説明するが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。図１は、本実施形態のスイッチングアンプ１０を示す概略回路図である。スイッチングアンプ１０は、パルス幅変調回路２０、ドライバ１１、スイッチング出力回路１２、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１３および検出回路１４を備える。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings. However, the present invention is not limited to these embodiments. FIG. 1 is a schematic circuit diagram showing a switching amplifier 10 of the present embodiment. The switching amplifier 10 includes a pulse width modulation circuit 20, a driver 11, a switching output circuit 12, an LPF (Low Pass Filter) 13, and a detection circuit 14.
パルス幅変調回路２０は、入力信号（例えば、オーディオ信号）をパルス幅変調して第１のＰＷＭ信号ＯＵＴ１および第２のＰＷＭ信号ＯＵＴ２を生成する。第１のＰＷＭ信号ＯＵＴ１および第２のＰＷＭ信号ＯＵＴ２は、一方がハイレベルの信号である場合に他方がローレベルの信号である。 The pulse width modulation circuit 20 generates a first PWM signal OUT1 and a second PWM signal OUT2 by pulse width modulating an input signal (for example, an audio signal). When one of the first PWM signal OUT1 and the second PWM signal OUT2 is a high level signal, the other is a low level signal.
ドライバ１１は、第１のＰＷＭ信号ＯＵＴ１および第２のＰＷＭ信号ＯＵＴ２が入力され、電源電圧Ｖ１に基づいて、後述のスイッチ素子を駆動するための駆動信号ＤＲＶ１およびＤＲＶ２を出力する。 The driver 11 receives the first PWM signal OUT1 and the second PWM signal OUT2, and outputs drive signals DRV1 and DRV2 for driving a switch element described later based on the power supply voltage V1.
スイッチング出力回路１２は、第１の電源（例えば正の電源＋ＶＤ）と第２の電源（例えば負の電源−ＶＤ）との間に接続され、駆動信号に応答して正の電源＋ＶＤまたは負の電源−ＶＤを出力する。スイッチング出力回路１２は、スイッチ素子（本例ではＭＯＳＦＥＴ１５、１６）を有する。 The switching output circuit 12 is connected between a first power source (for example, a positive power source + VD) and a second power source (for example, a negative power source −VD), and responds to a drive signal with a positive power source + VD or a negative power source. Output power -VD. The switching output circuit 12 includes switch elements (MOSFETs 15 and 16 in this example).
ＭＯＳＦＥＴ１５、１６は、各ソースがＬＰＦ１７に接続され、各ゲートがドライバ１１に接続され、各ソースが電源＋ＶＤ又は−ＶＤに接続されている。 In the MOSFETs 15 and 16, each source is connected to the LPF 17, each gate is connected to the driver 11, and each source is connected to the power supply + VD or -VD.
電源電圧Ｖ１は、ドライバ１１がＭＯＳＦＥＴ１５、１６を駆動するための電源電圧である。電源Ｖ１はダイオードＤ１およびコンデンサＣ１を介してドライバ１１の正側に接続されており、ダイオードＤ１のカソード電圧は、ブートストラップ電圧ＶＢ（ＶＢ＝Ｖ１−Ｖｄ１（但し、Ｖｄ１はダイオードＤ１の両端電圧で約０．６Ｖ））と呼ばれ、正側のＭＯＳＦＥＴ１５を駆動する駆動信号ＤＲＶ１のハイレベルの電圧に対応している。同様に、電源Ｖ１はコンデンサＣ２を介してドライバ１１の負側に接続されており、電圧Ｖ１は負側のＭＯＳＦＥＴ１６を駆動する駆動信号ＤＲＶ２のローレベルの電圧に対応している。 The power supply voltage V1 is a power supply voltage for the driver 11 to drive the MOSFETs 15 and 16. The power supply V1 is connected to the positive side of the driver 11 via a diode D1 and a capacitor C1, and the cathode voltage of the diode D1 is a bootstrap voltage VB (VB = V1-Vd1 (where Vd1 is a voltage across the diode D1). This corresponds to a high level voltage of the drive signal DRV1 that drives the positive-side MOSFET 15. Similarly, the power source V1 is connected to the negative side of the driver 11 via the capacitor C2, and the voltage V1 corresponds to the low level voltage of the drive signal DRV2 for driving the negative side MOSFET 16.
ＬＰＦ１３は、スイッチング出力回路１２の出力端とスイッチングアンプ１０の出力端との間に接続され、高周波成分を除去して、スピーカー等の負荷に出力する。ＬＰＦ１３は、コイル１７およびコンデンサ１８を有する。 The LPF 13 is connected between the output end of the switching output circuit 12 and the output end of the switching amplifier 10, removes high frequency components, and outputs to a load such as a speaker. The LPF 13 has a coil 17 and a capacitor 18.
検出回路１４は、ブートストラップ電圧＋ＶＢが入力され、ブートストラップ電圧＋ＶＢに基づいて、ＭＯＳＦＥＴ１５、１６のドレイン−ソース間に流れる電流が過電流であることを検出する。検出回路１４によるＭＯＳＦＥＴ１５、１６の過電流の検出結果は、ドライバ１１の後述する検出入力端子に入力される。なお、図示しないが、負側のＭＯＳＦＥＴ１６にもマイナスの別電源電圧（電源電圧Ｖ１に対応）によって、ＭＯＳＦＥＴ１６の過電流を検出する検出回路が設けられている。 The detection circuit 14 receives the bootstrap voltage + VB, and detects that the current flowing between the drain and source of the MOSFETs 15 and 16 is an overcurrent based on the bootstrap voltage + VB. The detection result of the overcurrents of the MOSFETs 15 and 16 by the detection circuit 14 is input to a detection input terminal (described later) of the driver 11. Although not shown, the negative-side MOSFET 16 is also provided with a detection circuit that detects an overcurrent of the MOSFET 16 by using another negative power supply voltage (corresponding to the power supply voltage V1).
図２は、正側のＭＯＳＦＥＴ１５、検出回路１４、およびドライバ１１を示す概略回路図である。なお、本実施形態では、説明を簡略化するため、正側のＭＯＳＦＥＴ１５の検出回路のみを記載し説明するが、負側のＭＯＳＦＥＴ１６の検出回路についても同様である。 FIG. 2 is a schematic circuit diagram showing the positive-side MOSFET 15, the detection circuit 14, and the driver 11. In the present embodiment, only the detection circuit for the positive-side MOSFET 15 is described and described for the sake of simplicity, but the same applies to the detection circuit for the negative-side MOSFET 16.
検出回路１４は、検出部１４Ａと、検出切換部１４Ｂとを有する。検出部１４Ａは、ＭＯＳＦＥＴ１５に流れる電流が過電流であることを所定時間遅延させて検出し、検出結果をドライバ１１の検出入力端子２１に供給する。検出部１４Ａは、ブートストラップ電圧＋ＶＢが供給され、ブートストラップ電圧＋ＶＢによって、ＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン−ソース間に流れる電流に対応する電圧（つまり、ＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン−ソース間電圧）とダイオードＤ２の両端電圧とを加算した電圧まで充電される。 The detection circuit 14 includes a detection unit 14A and a detection switching unit 14B. The detection unit 14 </ b> A detects that the current flowing through the MOSFET 15 is an overcurrent with a predetermined time delay, and supplies the detection result to the detection input terminal 21 of the driver 11. The detection unit 14A is supplied with the bootstrap voltage + VB, and the voltage corresponding to the current flowing between the drain and source of the MOSFET 15 (that is, the drain-source voltage of the MOSFET 15) and the voltage across the diode D2 by the bootstrap voltage + VB. The battery is charged to the voltage obtained by adding
検出部１４Ａは、ブートストラップ電圧＋ＶＢによって充電されるコンデンサＣ３と、ＭＯＳＦＥＴ１５に過電流が流れはじめてから過電流をコンデンサＣ３が検出するまでの遅延時間をコンデンサＣ３と共に決定する抵抗Ｒ１を含む。コンデンサＣ３の一端は出力端子ＯＵＴ（出力端子ＯＵＴはＬＰＦ１７に接続されている）に接続され、その他端は検出入力端子２１に接続されている。抵抗Ｒ１の一端は、検出切換部１４のトランジスタＱ３のコレクタに接続され、その他端はコンデンサＣ３の他端および検出入力端子２１に接続されている。 The detection unit 14A includes a capacitor C3 that is charged by the bootstrap voltage + VB, and a resistor R1 that determines a delay time from when the overcurrent starts to flow through the MOSFET 15 until the capacitor C3 detects the overcurrent together with the capacitor C3. One end of the capacitor C3 is connected to the output terminal OUT (the output terminal OUT is connected to the LPF 17), and the other end is connected to the detection input terminal 21. One end of the resistor R1 is connected to the collector of the transistor Q3 of the detection switching unit 14, and the other end is connected to the other end of the capacitor C3 and the detection input terminal 21.
検出切換部１４Ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１５へ供給される駆動信号ＤＲＶ１に基づいて、駆動信号ＤＲＶ１がハイレベル（すなわち、ＭＯＳＦＥＴ１５がオン状態）のときに、検出部１４Ａにブートストラップ電圧＋ＶＢを供給し、駆動信号ＤＲＶ１がローレベル（すなわち、ＭＯＳＦＥＴ１５がオフ状態）のときに、検出部１４Ａへのブートストラップ電圧＋ＶＢの供給を遮断する。すなわち、検出切換部１４Ｂは、ＭＯＳＦＥＴ１５がオン状態の時だけ検出部１４Ａに過電流の検出動作を実行させ、ＭＯＳＦＥＴ１５がオフ状態の時には検出部１４Ａに過電流の検出を実行させない。その結果、ＭＯＳＦＥＴ１５がオフ状態のときには、コンデンサＣ３を充電させず、このことが過電流検出の遅延に起因する。 Based on the drive signal DRV1 supplied to the MOSFET 15, the detection switching unit 14B supplies the bootstrap voltage + VB to the detection unit 14A when the drive signal DRV1 is at a high level (that is, the MOSFET 15 is on), and the drive signal When DRV1 is at a low level (that is, the MOSFET 15 is off), the supply of the bootstrap voltage + VB to the detection unit 14A is cut off. That is, the detection switching unit 14B causes the detection unit 14A to perform an overcurrent detection operation only when the MOSFET 15 is in an on state, and does not cause the detection unit 14A to perform an overcurrent detection when the MOSFET 15 is in an off state. As a result, when the MOSFET 15 is in the OFF state, the capacitor C3 is not charged, and this is caused by the delay of the overcurrent detection.
検出切換部１４Ｂは、任意の適切なスイッチ素子（本例では、バイポーラトランジスタＱ２およびＱ３）を含む。トランジスタＱ２のベースは、ドライバ１１の駆動信号出力端子２２と抵抗Ｒ３との間に接続され、エミッタは出力端子ＯＵＴに接続されている。トランジスタＱ３は、エミッタに抵抗Ｒ２を介してブートストラップ電圧＋ＶＢが供給されており、ベースがトランジスタＱ２のコレクタに、コレクタが抵抗Ｒ１に接続されている。 Detection switching unit 14B includes any appropriate switching element (in this example, bipolar transistors Q2 and Q3). The base of the transistor Q2 is connected between the drive signal output terminal 22 of the driver 11 and the resistor R3, and the emitter is connected to the output terminal OUT. In the transistor Q3, the bootstrap voltage + VB is supplied to the emitter via the resistor R2, the base is connected to the collector of the transistor Q2, and the collector is connected to the resistor R1.
駆動信号ＤＲＶ１が、ＭＯＳＦＥＴ１５をオン状態にするハイレベルであるとき、トランジスタＱ２およびＱ３がオン状態になり、ブートストラップ電圧＋ＶＢが検出部１４Ａに供給される。駆動信号ＤＲＶ１が、ＭＯＳＦＥＴ１５をオフ状態にするローレベルであるとき、トランジスタＱ２およびＱ３がオフ状態になり、ブートストラップ電圧＋ＶＢの検出部１４Ａへの供給が遮断される。 When the drive signal DRV1 is at a high level that turns on the MOSFET 15, the transistors Q2 and Q3 are turned on, and the bootstrap voltage + VB is supplied to the detector 14A. When the drive signal DRV1 is at a low level that turns off the MOSFET 15, the transistors Q2 and Q3 are turned off, and the supply of the bootstrap voltage + VB to the detector 14A is cut off.
検出部１４Ａ（コンデンサＣ３と抵抗Ｒ１との接続点）と電源＋ＶＤ（ＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン）との間には、逆電流防止用ダイオードＤ２が設けられている。ダイオードＤ２は、電源電圧＋ＶＤから検出部１４Ａに対して電流が流れるのを防止するためのものである。 A reverse current prevention diode D2 is provided between the detection unit 14A (a connection point between the capacitor C3 and the resistor R1) and the power source + VD (the drain of the MOSFET 15). The diode D2 is for preventing current from flowing from the power supply voltage + VD to the detection unit 14A.
ドライバ１１は、検出入力端子２１、駆動信号出力端子２２および比較回路２３を含む。比較回路２３は、検出入力端子２１に入力された電圧（コンデンサＣ３の充電電圧であり、ＭＯＳＦＥＴ１５の両端電圧に対応）と基準電圧とを比較する。比較回路２３は、検出入力端子２１に入力された電圧が基準電圧以上である場合に、ＭＯＳＦＥＴ１５に過電流が流れたと判断し、駆動信号ＤＲＶ１の出力を停止し、エラー信号を図示しないマイコンに供給する。 The driver 11 includes a detection input terminal 21, a drive signal output terminal 22, and a comparison circuit 23. The comparison circuit 23 compares the voltage input to the detection input terminal 21 (which is the charging voltage of the capacitor C3 and corresponds to the voltage across the MOSFET 15) with the reference voltage. The comparison circuit 23 determines that an overcurrent has flown through the MOSFET 15 when the voltage input to the detection input terminal 21 is equal to or higher than the reference voltage, stops outputting the drive signal DRV1, and supplies an error signal to a microcomputer (not shown). To do.
以上の構成を有するスイッチングアンプ１０についてその動作を説明する。図３は、図２の回路におけるコンデンサＣ３の充電電圧の遷移を示すシミュレーション結果である。図３は、横軸に時刻（ミリ秒）、縦軸にコンデンサＣ３の充電電圧（Ｖ）を示す。 The operation of the switching amplifier 10 having the above configuration will be described. FIG. 3 is a simulation result showing the transition of the charging voltage of the capacitor C3 in the circuit of FIG. FIG. 3 shows time (milliseconds) on the horizontal axis and the charging voltage (V) of the capacitor C3 on the vertical axis.
［ＭＯＳＦＥＴ１５に過電流が流れていない時］
図３において、時刻ｔ１でスイッチングアンプが通電開始され、スイッチング出力回路１２がオンオフ動作を開始する。駆動信号ＤＲＶ１がハイレベルの時、ＭＯＳＦＥＴ１５はオン状態になり、出力端子ＯＵＴに電圧＋ＶＤが出力される。つまり、電源＋ＶＤからＭＯＳＦＥＴ１５のドレインおよびソースを介して出力端子ＯＵＴに電流が流れる。駆動信号ＤＲＶ１はトランジスタＱ２のベースにも供給されているので、トランジスタＱ２がオン状態になる。トランジスタＱ２がオン状態になると、トランジスタＱ３のベースには、出力端子ＯＵＴの電圧が供給され、トランジスタＱ３もオン状態になる。その結果、ブーストラップ電圧＋ＶＢが抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ３に供給され、コンデンサＣ３はブートストラップ電圧＋ＶＢによって、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ３との時定数に応じて充電される。
[When no overcurrent flows in MOSFET 15]
In FIG. 3, the switching amplifier is energized at time t1, and the switching output circuit 12 starts an on / off operation. When the drive signal DRV1 is at a high level, the MOSFET 15 is turned on, and the voltage + VD is output to the output terminal OUT. That is, a current flows from the power source + VD to the output terminal OUT through the drain and source of the MOSFET 15. Since the drive signal DRV1 is also supplied to the base of the transistor Q2, the transistor Q2 is turned on. When the transistor Q2 is turned on, the voltage of the output terminal OUT is supplied to the base of the transistor Q3, and the transistor Q3 is also turned on. As a result, the bootstrap voltage + VB is supplied to the capacitor C3 via the resistor R1, and the capacitor C3 is charged by the bootstrap voltage + VB according to the time constant of the resistor R1 and the capacitor C3.
駆動信号ＤＲＶ１がローレベルになると、ＭＯＳＦＥＴ１５はオフ状態になる。駆動信号ＤＲＶ１はトランジスタＱ２のベースにも供給されており、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧は、導通開始電圧未満になって、オフ状態になる。トランジスタＱ２がオフ状態になると、トランジスタＱ３のベースは、開放された状態になり、トランジスタＱ３はオフ状態になる。その結果、ブーストラップ電圧＋ＶＢは、トランジスタＱ３のオフ状態によって遮断され、コンデンサＣ３に供給されない。 When the drive signal DRV1 becomes low level, the MOSFET 15 is turned off. The drive signal DRV1 is also supplied to the base of the transistor Q2, and the base-emitter voltage of the transistor Q2 becomes less than the conduction start voltage and is turned off. When the transistor Q2 is turned off, the base of the transistor Q3 is opened, and the transistor Q3 is turned off. As a result, the bootstrap voltage + VB is interrupted by the off state of the transistor Q3 and is not supplied to the capacitor C3.
駆動信号ＤＲＶ１がハイレベルとローレベルとを繰り返すことにより、コンデンサＣ３は上記のように徐々に充電を繰り返し、図３のｔ１〜ｔ２のように徐々にコンデンサＣ３の充電電圧が上昇する。ｔ２でコンデンサＣ３の充電電圧がＭＯＳＦＥＴ１５の両端電圧とダイオードＤ２の両端電圧との合計電圧になったとき、ダイオードＤ２がオン状態になると共に、コンデンサＣ３の充電電圧は一定値に維持される（図３のｔ２〜ｔ３参照）。 When the drive signal DRV1 repeats the high level and the low level, the capacitor C3 is gradually charged as described above, and the charging voltage of the capacitor C3 gradually increases as indicated by t1 to t2 in FIG. When the charging voltage of the capacitor C3 becomes the total voltage of the both-ends voltage of the MOSFET 15 and the both-ends voltage of the diode D2 at t2, the diode D2 is turned on and the charging voltage of the capacitor C3 is maintained at a constant value (FIG. 3 t2-t3).
コンデンサＣ３の充電電圧は検出入力端子２１に入力されているが、基準電圧未満であるので、過電流であることが検出されず、ドライバ１１は駆動信号ＤＲＶ１の出力を継続し、マイコンにエラー信号を出力しない。 The charging voltage of the capacitor C3 is input to the detection input terminal 21, but since it is less than the reference voltage, it is not detected that there is an overcurrent, and the driver 11 continues to output the drive signal DRV1 and sends an error signal to the microcomputer. Is not output.
［ＭＯＳＦＥＴ１５に過電流が流れた時］
図３のｔ３でＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン−ソース間に過電流が流れると、ＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン−ソース間電圧が上昇する。その結果、コンデンサＣ３は、上記のように、駆動信号ＤＲＶ１がハイレベルでＭＯＳＦＥＴ１５がオン状態のときに、ブートストラップ電圧＋ＶＢによってさらに充電され、駆動信号ＤＲＶ１がローレベルでＭＯＳＦＥＴ１５がオフ状態のときに、充電しない動作を繰り返し、コンデンサＣ３の充電電圧が、ＭＯＳＦＥＴ１５の両端電圧とダイオードＤ２の両端電圧との合計電圧まで、再び徐々に上昇するようになる。
[When overcurrent flows through MOSFET 15]
When an overcurrent flows between the drain and source of the MOSFET 15 at t3 in FIG. 3, the drain-source voltage of the MOSFET 15 rises. As a result, as described above, the capacitor C3 is further charged by the bootstrap voltage + VB when the drive signal DRV1 is at the high level and the MOSFET 15 is on, and when the drive signal DRV1 is at the low level and the MOSFET 15 is off. The operation without charging is repeated, and the charging voltage of the capacitor C3 gradually increases again to the total voltage of the voltage across the MOSFET 15 and the voltage across the diode D2.
コンデンサＣ３の充電電圧が上昇することにより、ｔ３でＭＯＳＦＥＴ１５に過電流が流れ始めてから所定の遅延時間経過後に、ｔ４で検出入力端子２１に入力される電圧が基準電圧に達する。その結果、ドライバ１１は、ＭＯＳＦＥＴ１５に過電流が流れたと判断し、駆動信号ＤＲＶ１の出力を停止し、マイコンにエラー信号を出力する。 As the charging voltage of the capacitor C3 increases, the voltage input to the detection input terminal 21 reaches the reference voltage at t4 after a predetermined delay time has elapsed since the overcurrent began to flow through the MOSFET 15 at t3. As a result, the driver 11 determines that an overcurrent has flown through the MOSFET 15, stops outputting the drive signal DRV1, and outputs an error signal to the microcomputer.
以上のように、ＭＯＳＦＥＴ１５がオン状態のときのみコンデンサＣ３をブートストラップ電圧＋ＶＢによって充電し、ＭＯＳＦＥＴ１５がオフ状態のときにはコンデンサＣ３をブートストラップ電圧によって充電しない。ＭＯＳＦＥＴ１５がＯＦＦ状態のときにコンデンサＣ３に充電されることがないので、過電流検出に所定の遅延時間を発生させることができる。また、時定数を決定するコンデンサＣ３の容量を大きくした場合にも、ＭＯＳＦＥＴ１５がＯＦＦ状態の時にコンデンサＣ３が充電されることがないので、ＭＯＳＦＥＴ１５が動作していないときの誤判断を防止することができる。 As described above, the capacitor C3 is charged with the bootstrap voltage + VB only when the MOSFET 15 is on, and the capacitor C3 is not charged with the bootstrap voltage when the MOSFET 15 is off. Since the capacitor C3 is not charged when the MOSFET 15 is in the OFF state, a predetermined delay time can be generated for overcurrent detection. Further, even when the capacitance of the capacitor C3 for determining the time constant is increased, the capacitor C3 is not charged when the MOSFET 15 is in the OFF state, so that erroneous determination when the MOSFET 15 is not operating can be prevented. it can.
以上、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。例えば、パルス幅変調回路の代わりにパルス密度変調回路等のパルス変調回路を使用してもよい。また、スイッチング出力回路のスイッチ素子はＭＯＳＦＥＴに限定されない。検出切換部１４Ｂのスイッチ素子もバイポーラトランジスタに限定されない。コンデンサＣ３を充電する電圧としてブートストラップ電圧を利用したが、別の電源電圧を用いてもよい。しかし、ブートストラップ電圧を用いることで、電源回路を削減することができる。 As mentioned above, although preferable embodiment of this invention was described, this invention is not limited to these embodiment. For example, a pulse modulation circuit such as a pulse density modulation circuit may be used instead of the pulse width modulation circuit. Further, the switch element of the switching output circuit is not limited to the MOSFET. The switch element of the detection switching unit 14B is not limited to the bipolar transistor. Although the bootstrap voltage is used as the voltage for charging the capacitor C3, another power supply voltage may be used. However, the power supply circuit can be reduced by using the bootstrap voltage.
本発明はオーディオ用のスイッチングアンプに好適に適用され得る。 The present invention can be suitably applied to an audio switching amplifier.
１０ スイッチングアンプ
１１ ドライバ
１２ スイッチング出力回路
１３ ＬＰＦ
１４ 検出回路
１４Ａ 検出部
１４Ｂ 検出切換部
１５ ＭＯＳＦＥＴ
１６ ＭＯＳＦＥＴ
10 switching amplifier 11 driver 12 switching output circuit 13 LPF
14 detection circuit 14A detection unit 14B detection switching unit 15 MOSFET
16 MOSFET
Claims (2)
第１の電圧が供給され、前記駆動信号に応答してオン状態またはオフ状態になる第１トランジスタと、
前記第１の電圧による電流が検出手段に流れることを防止するダイオードと、
前記第１の電圧とは異なる第２の電圧が供給され、前記第１トランジスタがオン状態のときに前記第２の電圧を前記検出手段に出力し、前記第１トランジスタがオフ状態のときに前記第２の電圧の前記検出手段に対する出力を遮断する検出切換手段と、
前記第２の電圧によって充電されるコンデンサと、前記コンデンサと共に所定の遅延時間を決定する抵抗素子とを含み、前記第１トランジスタがオン状態のときに前記検出切換手段から出力される第２の電圧によって前記コンデンサが充電され、前記第１トランジスタがオフ状態のときに前記第２の電圧によって前記コンデンサが充電されないことにより、前記第１トランジスタに流れる電流に対応する電圧と前記ダイオードの両端電圧との合計電圧まで前記所定の遅延時間かけて充電され、前記充電電圧を前記検出入力端子に供給する前記検出手段とを備え、
前記検出切換手段が、前記駆動信号が供給されオン状態またはオフ状態になる第２トランジスタと、前記第２トランジスタの状態に応じてオン状態またはオフ状態になり、オン状態のときに前記検出手段に前記第２の電圧を出力し、オフ状態のときに前記検出手段への前記第２の電圧の出力を遮断する第３トランジスタとを含む、スイッチングアンプ。 In has a detection input terminal and the driving signal output terminal, and outputs a drive signal from the drive signal output terminals in accordance with the pulse modulated signal input, and the voltage input to the detection input terminal a reference voltage or more in some cases, a drive means for stopping the output of the drive signal,
First voltage is supplied, a first transistor turned on or off in response to said drive signal,
A diode for preventing a current due to the first voltage from flowing to the detecting means;
Wherein the first voltage is supplied are different from the second voltage, and outputs the second voltage when the first transistor is in the ON state to the detecting means, wherein when said first transistor is in the OFF state Detection switching means for cutting off the output of the second voltage to the detection means ;
Wherein a capacitor is charged by the second voltage, and a resistor element that determines a predetermined delay time with said capacitor, a second voltage that the first transistor is output from the detection switch means when in the on state by the capacitor is charged, the first transistor by the capacitor is not charged by the second voltage in the off state, the voltage across voltage and the diode corresponding to the current flowing through the first transistor is charged over said predetermined delay time up to a total voltage, and a said detecting means for supplying the charging voltage to the detection input terminal,
The detection switching means is turned on or off according to the state of the second transistor that is supplied with the drive signal and is turned on or turned off. And a third transistor that outputs the second voltage and shuts off the output of the second voltage to the detection means in the off state .
前記抵抗素子の他端が、前記第３トランジスタを介して前記第２の電圧に接続され、The other end of the resistance element is connected to the second voltage via the third transistor,
前記ダイオードのカソードが、前記第１トランジスタと前記第１の電圧とに接続されている、請求項１に記載のスイッチングアンプ。The switching amplifier according to claim 1, wherein a cathode of the diode is connected to the first transistor and the first voltage.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2007037276A JP5191672B2 (en) | 2007-02-19 | 2007-02-19 | Switching amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2007037276A JP5191672B2 (en) | 2007-02-19 | 2007-02-19 | Switching amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2008205662A JP2008205662A (en) | 2008-09-04 |
| JP5191672B2 true JP5191672B2 (en) | 2013-05-08 |
Family
ID=39782714
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2007037276A Expired - Fee Related JP5191672B2 (en) | 2007-02-19 | 2007-02-19 | Switching amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5191672B2 (en) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5861787B2 (en) * | 2013-01-23 | 2016-02-16 | 三菱電機株式会社 | Semiconductor device driving apparatus and semiconductor device |
| JP6318780B2 (en) * | 2014-04-01 | 2018-05-09 | オンキヨー株式会社 | Overcurrent detection circuit and switching amplifier |
| CN106714032B (en) * | 2015-11-18 | 2020-02-04 | 晶豪科技股份有限公司 | Electronic device with bootstrap capacitor charging circuit |
| JP6952840B1 (en) * | 2020-07-13 | 2021-10-27 | 三菱電機株式会社 | Switching equipment and power conversion equipment |
| CN113466661B (en) * | 2021-06-30 | 2022-09-20 | 东风汽车集团股份有限公司 | High-side driving circuit diagnosis method and diagnosis device |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57131125A (en) * | 1981-02-06 | 1982-08-13 | Fuji Electric Co Ltd | Short-circuit protecting circuit of semiconductor switch |
| JP5114818B2 (en) * | 2001-08-13 | 2013-01-09 | ヤマハ株式会社 | Current detection method, current detection circuit and overcurrent protection circuit |
| JP2006033499A (en) * | 2004-07-16 | 2006-02-02 | Sony Corp | Class d amplifier |
-
2007
- 2007-02-19 JP JP2007037276A patent/JP5191672B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2008205662A (en) | 2008-09-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4810283B2 (en) | Switching control circuit | |
| JP5516825B2 (en) | Insulated gate switching element drive circuit | |
| JP2009207242A (en) | Power supply device | |
| JP5191672B2 (en) | Switching amplifier | |
| US8330406B2 (en) | Motor drive circuit | |
| US8427804B2 (en) | Power amplifier | |
| JP6979981B2 (en) | Switching power supply | |
| KR101803539B1 (en) | Switch control circuit, coupled indector boost converter comprising the same, and driving method of the coupled indector boost converter | |
| JP5831528B2 (en) | Semiconductor device | |
| KR20050009151A (en) | Semiconductor device including dc-dc converter control circuit | |
| JP6943650B2 (en) | High-side transistor drive circuit, DC / DC converter control circuit using it, DC / DC converter | |
| JP2005269829A (en) | Power supply device | |
| JP5229495B2 (en) | Switching device and control method thereof | |
| JP5484940B2 (en) | Digital amplifier | |
| JP2008109776A (en) | Dc/dc converter | |
| JP5831527B2 (en) | Semiconductor device | |
| US10333452B2 (en) | Control apparatus and method for sensing overcurrent of DC motor of vehicle | |
| US11128120B2 (en) | Inductive load control device | |
| JP2000308250A (en) | Controller and method for power supplying | |
| JP2006223071A (en) | Overcurrent detector of load drive circuit | |
| JP4992161B2 (en) | Switching amplifier | |
| JP2018007307A (en) | Switching regulator of synchronous rectification system | |
| JP2008067531A (en) | Switching control circuit | |
| JP2015220932A (en) | Semiconductor device | |
| US11595039B2 (en) | Power switching circuit and corresponding method of operation |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20091208 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20101209 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20101213 |
|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20101227 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110125 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20110920 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20130130 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5191672 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20160208 Year of fee payment: 3 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |