JP5129820B2 - 高ドップラー環境においてＡｌａｍｏｕｔｉ符号化信号をデコードする時空間デコーダおよび方法 - Google Patents

Description

本発明のいくつかの実施形態は、無線通信システムに関する。本発明のいくつかの実施形態は、高ドップラー環境において複数のアンテナにより送信されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化信号をデコードする方法に関する。

従来の送信機の中には、２つ以上のアンテナを用いて特殊な符号化信号を送信することにより、それらの信号を処理する受信機の能力を高めるものがある。例えば、いくつかのＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｉｎｐｕｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ）システムでは、時空間エンコーダにより生成されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化信号が送信されることにより、受信機のデコーディングゲインを高め、ビット誤り率（ＢＥＲ）を減らすことができる。モバイル環境では、送信機および／または受信機は動く可能性があるので、受信されたシンボルは、ドップラーシフトによって歪められる。この歪みが受信機のデコーディングゲインを低下させ、特に高いＳＮＲ（信号対雑音比）レベルでは受信機のＢＥＲは著しく上昇する可能性がある。

したがって、ドップラーシフトによって歪む可能性のある受信信号をデコードするための受信機および方法が必要とされている。また、高ドップラーシフト環境においてデコーディングゲインを高める時空間デコーダおよび方法も必要とされる。

本発明のいくつかの実施形態における無線通信システムを示す。

本発明のいくつかの実施形態における時空間デコーダのブロック図である。

本発明のいくつかの実施形態における高ドップラーシフトのチャネル内の信号をデコードする手順を示すフローチャートである。

以下の記載および図面において、本発明の特定の実施形態を当業者が実施できるように十分な説明がなされる。他の実施形態も取り入れることができ、構造的、機械的プロセス、他の変更も可能である。複数の例は、一般的に可能なバリエーションに過ぎない。いくつかの実施形態の部分および特徴は、他の実施形態の部分および特徴において示されてよく、または、それらと置き換えられてよい。請求項に記載される本発明の実施形態は、これら請求項のすべての利用可能な等価物を含む。本発明の実施形態は、便宜上、本願明細書中において個別に、または、集合的に「本発明」と称されるが、実際に複数の実施形態が開示されている場合に本出願を単一の発明または発明の概念に限定する意図はない。

図１は、本発明のいくつかの実施形態における無線通信システムを示す。無線通信システム１００は、送信機１０２および受信機１０６を有してよい。送信機１０２は、２つ以上のアンテナ１１２を用い、チャネル１０４を介して受信機１０６によって受信される高周波（ＲＦ）信号を送信してよい。受信機１０６は、１つ以上のアンテナ１１６を用い、チャネル１０４を介して送信機１０２からＲＦ信号を受信してよい。

いくつかのＭＩＭＯの実施形態では、送信機１０２は、アンテナ１１２を用いて符号化された対のシンボル（α_０, α₁)を送信してよい。いくつかの実施形態では、送信機１０２は、以下の送信マトリックスに従い、シンボル（α_０, α₁)を符号化してよい。

当該マトリックスは、シンボル（α_０, α₁)のＡｌａｍｏｕｔｉ符号化送信に対応する。シンボルα_０, α₁は、送信機１０２で変調された入力ビットの振幅または位相を示す。当該送信マトリックスが示すように、第１の時点では、第１の送信アンテナがシンボルα_０を送信する間に第２の送信アンテナがシンボルα₁を送信してよい。第２の時点では、第１の送信アンテナがシンボル−α₁ ^＊を送信する間に第２の送信アンテナがシンボルα_０ ^＊を送信してよく、^＊は、複素共役を示す。これらの符号化されたシンボルは、送信機１０２内の時空間ブロックエンコーダによって生成されてよい。これは、２つ以上のアンテナ１１２を用いてデータストリームの多重コピーを生成し、データのさまざまな受信バージョンを利用してデータ転送の信頼性を高めるという技法である。その結果、受信機１０６のデコーディングゲインが向上し、および／または、ビット誤り率（ＢＥＲ）が減少しうる。

２つの送信アンテナ１１２および１つの受信アンテナ１１６を用いる実施形態では、チャネル１０４は、送信機１０２と受信機１０６との間に２つのチャネル（チャネル１１３Ａおよび１１３Ｂとして示す）を有してよい。チャネルのそれぞれは、チャネル１０４のチャネル伝達関数を示すチャネル係数（ｈ_０，ｈ_１）により表されうる異なるチャネル特性を有してよい。チャネル１０４で示すように、チャネル係数ｈ_０を有する第１のチャネル１１３Ａは、第１の送信アンテナ１１２により送信されたシンボル−Ｓ_１ ^＊およびＳ_０に作用し、チャネル係数ｈ_１を有する第２のチャネル１１３Ｂは、第２の送信アンテナ１１２により送信されたシンボルＳ_０ ^＊およびＳ_１に作用してよい。送信されたシンボルＳ_０およびＳ_１は、上述の送信マトリックスのシンボルα_０およびα_１にそれぞれ対応してよい。さらに図示するように、チャネル１１３Ａおよび１１３Ｂからの信号は、チャネル１０４内で結合し、ｎ_０およびｎ_１と示されたノイズの影響を受け、受信機１０６によって受信されて図に示されるような受信シンボルｒ_０およびｒ_１となる。受信シンボルｒ_０およびｒ_１は、受信機１０６によって受信される信号の積分結果である複素数または値を含む。受信されたシンボルｒ_０およびｒ_１は、アンテナ１１６を介し受信されたＲＦ信号から受信機１０６内で実際には生成されるが、図１では、図示の目的からチャネル１０４内に示される。

ドップラーシフトがない状況（すなわち安定したチャネル）では、受信されたシンボルｒ_０およびｒ_１は、以下の方程式で表される。

これらの方程式では、Ｒ_０およびＲ_１は、第１および第２の時点の受信シンボルｒ_０およびｒ_１にそれぞれ対応し、α_０およびα₁は、送信マトリックスの送信信号を表し、ｈ_０およびｈ_１は、チャネル１１３Ａおよび１１３Ｂのチャネル係数をそれぞれ表し、ｎ_０およびｎ_１は、第１および第２の時点の平均白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）成分をそれぞれ表す。従来の受信機では、デコーダは、雑音は考慮に入れずに、以下の方程式に従い送信されたシンボルα_０およびα₁を評価してよい。

これらの方程式では、β_０およびβ_１は、従来のデコーダからの出力決定を表す。送信機または受信機が動いている高ドップラー環境では、チャネル１０４の時間依存性が原因で、受信されたシンボルは歪むことがある。高ドップラーシフトは、例えば自動車または列車などの車両（例えば時速３００キロ未満の）において送信機１０２および／または受信機１０６が動く状況により生じうる。歪みは、以下の方程式により表されうる。

これらの方程式において、δ_０は、チャネル１１３Ａのチャネル変化率を表し、δ_１は、チャネル１１３Ｂのチャネル変化率を表す。いくつかの実施形態では、受信機１０６内のチャネル推定器は、異なる時間に測定されたチャネル係数に基づき、チャネル変化率δ_０およびδ_１を計算してよい。これらの実施形態は、以下でさらに詳しく説明される。

従来の受信機では、Ａｌａｍｏｕｔｉデコーダの出力は、以下のように示されうる。

これらの値は、以下の方程式によっても表される。

これらの方程式は、前述された方程式（３）の安定したチャネルのケースでのＡｌａｍｏｕｔｉデコーダ出力と比べ、チャネル変化率δ_０およびδ_１によってβ_０およびβ_１が歪められたことを示す。

本発明のいくつかの実施形態によれば、受信機１０６は、高ドップラーシフトによる時間依存性チャネルの歪みを補償しうる時空間デコーダを有してよい。いくつかの実施形態では、受信機１０６は、受信されたシンボルｒ_０およびｒ_１、チャネル変化率δ_０およびδ_１、および、チャネル係数ｈ_０およびｈ_１に基づき、軟シンボル出力ｖ_０およびｖ_１を生成する。これらの実施形態は、以下で詳しく説明される。いくつかの実施形態では、時空間デコーダは、最尤デコーディングを実行することにより、軟シンボル出力ｖ_０およびｖ_１から硬シンボル出力ｘ_０およびｘ_１を生成する。いくつかの実施形態では、硬シンボル出力ｘ_０およびｘ_１は、軟シンボル出力ｖ_０およびｖ_１までの最小ユークリッド距離を有する信号点配置における点を検出することにより、軟シンボル出力ｖ_０およびｖ_１から計算されてよい。これらの実施形態は、以下でさらに詳しく説明される。

いくつかの実施形態では、受信機１０６は、初期硬シンボル出力ｘ_０およびｘ_１、受信されたシンボルｒ_０およびｒ_１、チャネル変化率チャネル変化率δ_０およびδ_１、および、チャネル係数ｈ_０およびｈ_１に基づき、修正軟シンボル出力θ_０およびθ_１も生成してよい。これらの実施形態では、最終硬シンボル出力ｘ_０およびｘ_１は、修正軟シンボル出力θ_０およびθ_１に対し最尤デコーディングを実行することにより生成されてよい。これらの実施形態は、以下でさらに詳しく説明される。チャネル変化率δ_０およびδ_１は、高ドップラーシフトによるチャネル１０４内の歪みを少なくとも一部補償するために用いられてよい。これらの実施形態では、最尤デコーディングにより生成される最終硬シンボル出力ｘ_０およびｘ_１は、送信機１０２により送信されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化シンボルα_０およびα_１の推定値であってよい。いくつかの実施形態では、修正軟シンボル出力θ_０およびθ_１と、暫定硬シンボル出力とが反復的に生成されることにより、最終硬シンボル出力ｘ_０およびｘ_１が生成されるが、本発明の範囲はこれに限定されない。

軟シンボル出力ｖ_０およびｖ_１（ならびに修正軟シンボル出力θ_０およびθ_１）は、送信されたシンボルα_０およびα_１にそれぞれ対応する複素平面における点を示してよい。硬シンボル出力ｘ_０およびｘ_１は、対応する軟シンボル出力ｖ_０およびｖ_１までの最小ユークリッド距離を有する信号点配置における点を表わしてよい。送信機１０２が２位相偏移変調（ＢＰＳＫ）を用いる場合、硬シンボル出力ｘ_０およびｘ_１は、硬ビット出力を有し、軟シンボル出力ｖ_０およびｖ_１は、軟ビット出力を有しうるので、さらなる復調は必要ない。いくつかの非ＢＰＳＫの実施形態では、硬シンボル出力ｘ_０およびｘ_１は、受信機１０６内でさらに復調されて硬ビット出力ｖ_０およびｖ_１を生成し、軟シンボル出力ｖ_０およびｖ_１は、受信機１０６内でさらに復調されて軟ビット出力を生成してよい。これらの非ＢＰＳＫの実施形態では、送信機１０２は、４位相偏移変調（ＱＰＳＫ）および８位相偏移変調、あるいは、１６ＱＡＭまたは６４ＱＡＭなどの直交振幅変調などの高い変調レベルでシンボルを変調してよいが、本発明の範囲はこれに限定されない。

図２は、本発明のいくつかの実施形態における時空間デコーダのブロック図である。時空間デコーダ２００は、受信機１０６（図１）で用いられるのに適してよく、高ドップラーシフトによる時間依存性チャネルの歪みを補償してよい。

いくつかの実施形態では、時空間デコーダ２００は、受信されたシンボル（ｒ_０，ｒ_１）２０１、チャネル変化率（δ_０，δ_１）２０５、および、チャネル係数（ｈ_０，ｈ_１）２０３に基づき、軟シンボル出力（ｖ_０，ｖ_１）２０７を生成するコンバイナ２０６を有する。時空間デコーダ２００は、最尤デコーディングを実行して軟シンボル出力（ｖ_０，ｖ_１）２０７から硬シンボル出力（ｘ_０，ｘ_１）２１３を生成する最尤検出器２０８も有してよい。

いくつかの実施形態では、硬シンボル出力（ｘ_０，ｘ_１）２１５は、初期硬シンボル出力であってよい。いくつかの実施形態では、時空間デコーダ２００は、初期硬シンボル出力（ｘ_０，ｘ_１）２１５、受信されたシンボル（ｒ_０，ｒ_１）２０１、チャネル変化率（δ_０，δ_１）２０５、および、チャネル係数（ｈ_０，ｈ_１）２０３に基づき、修正軟シンボル出力（θ_０，θ_１）２１１を生成するコレクタ２１０をさらに有してよい。これらの実施形態では、最尤検出器２０８は、修正軟シンボル出力（θ_０，θ_１）２１１に最尤デコーディングを実行することにより、最終硬シンボル出力（ｘ_０，ｘ_１）２１３を生成してよい。

これらの実施形態では、受信されたシンボル（ｒ_０，ｒ_１）２０１は、送信アンテナ１１２（図１）などの２つ以上の送信アンテナによって送信されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化シンボル（対のシンボルｓ_０，ｓ１など）を含んでよい。コンバイナ２０６およびコレクタ２１０は、チャネル変化率（δ_０，δ_１）２０５を適用し、高ドップラーシフトによるチャネル１０４（図１）内の歪みを少なくとも一部補償してよいが、本発明の範囲はこれに限定されない。これらの実施形態では、最尤検出器２０８によって生成される最終硬シンボル出力（ｘ_０，ｘ_１）２１３は、上記の送信されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化シンボル（α_０，α_１）の推定値であってよい。

いくつかの実施形態では、時空間デコーダ２００は、チャネル１１３Ａ（図１）およびチャネル１１３Ｂ（図１）を介して送信されたトレーニング信号に基づき、チャネル係数（ｈ_０，ｈ_１）２０３を計算するチャネル係数推定器２０２を有してよい。いくつかの実施形態では、チャネル係数推定器２０２は、チャネル係数２０３の２つ以上の組からチャネル変化率（δ_０，δ_１）２０５を計算してもよい。いくつかの実施形態では、トレーニング信号がそれぞれの送信アンテナ１１２（図１）により別々に（異なる時間に）送信されることにより、チャネル係数推定器２０２は、チャネル１１３Ａ（図１）およびチャネル１１３Ｂ（図１）のチャネル係数２０３を個別に決定できるようになる。

いくつかの実施形態では、コレクタ２１０は、修正軟シンボル出力（θ_０，θ_１）２１１を生成し、最尤検出器２０８は、最終硬シンボル出力（ｘ_０，ｘ_１）２１３を生成する前に、暫定硬シンボル出力２１５を反復的に（すなわち１回以上）を生成するが、本発明の範囲はこれに限定されない。いくつかの実施形態では、１回の繰り返しで十分な場合もある。

いくつかの実施形態では、時空間デコーダ２００は、最尤検出器２０８の入力をコンバイナ２０６の出力からコレクタ２１０の出力へと切り替えるスイッチング回路２２０を有してよい。また、時空間デコーダ２００は、コレクタ２１０が修正軟シンボル出力２１１を生成し、最尤検出器２０８が暫定硬シンボル出力２１５を生成する場合、最尤検出器２０８の出力をコレクタ２１０の入力に切り替えるスイッチング回路２２２も有してよい。

いくつかの実施形態によれば、受信されたシンボル（ｒ_０，ｒ_１）２０１は、不均一な受信シンボルを含んでよい。これらの実施形態では、受信されたシンボル（ｒ_０，ｒ_１）２０１は、前もってチャネル係数が適用されることなくコンバイナ２０６によって処理されてよい。したがって、これらの実施形態では、チャネルイコライザは不要である。

いくつかの実施形態では、コンバイナ２０６は、以下の方程式に実質的に基づき、軟シンボル出力（ｖ_０，ｖ_１）２０７を生成してよい。

これらの方程式は、ドップラーシフトによる歪みを少なくとも一部補償しうる。これらの方程式において、ｒ_０は、第１の時点で受信されたシンボルを表し、ｒ_１は、第２の時点で受信されたシンボルを表し、ｈ_０は、チャネル１１３Ａ（図１）のチャネル係数を表し、ｈ_１は、チャネル１１３Ｂ（図１）のチャネル係数を表し、δ_０は、チャネル１１３Ａ（図１）の変化率を表し、δ_１は、チャネル１１３Ｂ（図１）の変化率を表し、^＊は、複素共役を表す。方程式（７）において、分母は、受信されたシンボルの振幅および位相をスケーリングするのに用いられる複素スケーリング係数である。

いくつかの実施形態では、付加的な処理が実行されてよい。これらの実施形態では、軟シンボル出力（ｖ_０，ｖ_１）２０７によって表される決定は、高ドップラー環境に対してさらに改善されてよい。これらの実施形態では、コレクタ２１０は、以下の方程式に実質的に基づき、修正軟シンボル出力（θ_０，θ_１）２１１を生成してよい。

これらの方程式では、

は、軟シンボル出力ｖ_ｉに基づく最尤検出器２０８の暫定出力を表す。修正軟シンボル出力（θ_０，θ_１）２１１の値に基づき、最尤検出器２０８は、最終決定を硬シンボル出力２１３として生成してよい。

いくつかの実施形態では、デコーダの効率を高めるべく、暫定出力

および、修正軟シンボル出力θ_ｉは、以下の方程式により表されるように再計算されてよい。

これらの実施形態では、修正軟シンボル出力θ_０およびθ_１として示される修正軟決定は、方程式（８）に従い計算されてよい。このプロセスは、何回か繰り返されてよいが、本発明の範囲はこれに限定されない。複素チャネルの変化率（δ_ｉ）に対してはレイリー分布を有し、分散が約０．２５の実数部および虚数部に対しては正規分布を有するチャネルにＢＰＳＫ変調を用いる実施形態では、標準的なＡｌａｍｏｕｔｉデコーディングにおけるＢＥＲを著しく減少させうるが、本発明の範囲はこれに限定されない。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を通信するいくつかの実施形態では、受信機１０６は、アンテナ１１６（図１）によって受信される時間領域信号から、受信されたシンボル２０１に対応する周波数領域信号を生成するフーリエ変換回路も有してよい。これらの実施形態では、受信機１０６は、硬ビット出力および／または軟ビット出力に誤り訂正デコーディングを実行する前方誤り訂正（ＦＥＣ）デコーダなどの誤り訂正回路も有してよいが、本発明の範囲はこれに限定されない。いくつかの実施形態では、硬ビット出力および軟ビット出力は、硬シンボル出力２１３および軟シンボル出力２０７をそれぞれ復調することによって生成されてよい。受信機１０６（図１）は、個別に図示されてはいないが、当該受信機１０６の物理層の一部でありえ、送信されたシンボルに対応するデコードビットストリームを生成する他の機能構成要素を有してもよい。

時空間デコーダ２００は、いくつかの個別の機能構成要素を有するように図示されているが、機能構成要素の１つ以上が組み合わされるか、または、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を含む処理要素などのソフトウェア設定要素、および／または、他のハードウェア要素の組合せによって実装されてもよい。例えば、いくつかの要素は、１つ以上のマイクロプロセッサ、ＤＳＰ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、および、本願明細書中に記載される機能を少なくとも実行するさまざまなハードウェアと論理回路との組合せを含んでよい。いくつかの実施形態では、時空間デコーダ２００の機能要素は、１つ以上の処理要素に対して実行される１つ以上のプロセスを指してよい。

図３は、本発明のいくつかの実施形態における、高ドップラーシフトのチャネルにおける信号のデコーディング手順を示すフローチャートである。手順３００は、時空間デコーダ２００（図１）などの時空間デコーダにより実行されてよいが、他のデコーダでも適応可能である。手順３００は、高ドップラーシフトのチャネル内で信号をデコードするのに適用可能であるが、ドップラーシフトがほとんどないチャネルの信号をデコードするのにも適用できる。

動作３０２では、チャネル係数（ｈ_０，ｈ_１）が計算される。いくつかの実施形態では、チャネル係数推定器２０２（図１）が送信機１０２（図１）などの送信機から受信されたトレーニング信号に基づき、１つ以上の組のチャネル係数を計算してよい。

動作３０４では、チャネル係数に基づきチャネル変化率（δ_０，δ_１）が計算される。いくつかの実施形態では、チャネル係数推定器２０２（図２）は、動作３０２において生成されたチャネル係数に基づきチャネル変更率を計算してよい。

動作３０６では、初期軟シンボル出力（ｖ_０，ｖ_１）が生成される。いくつかの実施形態では、コンバイナ２０６（図２）は、受信されたシンボル（ｒ_０，ｒ_１）、チャネル変化率（δ_０，δ_１）、および、チャネル係数（ｈ_０，ｈ_１）に基づき、初期軟シンボル出力ｖ_０，ｖ_１を生成してよい。いくつかの実施形態では、初期軟シンボル出力ｖ_０，ｖ_１は、上記方程式（７）に実質的に基づき生成されてよい。

動作３０８では、初期硬シンボル出力（ｘ_０，ｘ_１）が生成される。いくつかの実施形態では、初期硬シンボル出力ｘ_０，ｘ_１は、動作３０６において生成された初期軟シンボル出力ｖ_０，ｖ_１に基づき、最尤検出器２０８（図２）によって生成されてよい。

動作３１０では、修正軟シンボル出力（θ_０，θ_１）が生成される。いくつかの実施形態では、コレクタ２１０（図２）は、初期硬シンボル出力ｘ_０，ｘ_１、受信されたシンボルｒ_０，ｒ_１、チャネル変化率δ_０，δ_１、および、チャネル係数ｈ_０，ｈ_１に基づき、修正軟シンボル出力θ_０，θ_１を生成してよい。いくつかの実施形態では、修正軟シンボル出力θ_０，θ_１は、上記方程式（８）に基づき生成されてよい。

動作３１２では、修正硬シンボル出力（ｘ_０，ｘ_１）が生成される。いくつかの実施形態では、修正硬シンボル出力ｘ_０，ｘ_１は、動作３１０で生成された修正軟シンボル出力θ_０，θ_１に基づき、最尤検出器２０８（図２）によって生成されてよい。

動作３１４では、動作３１０および３１２が繰り返されることにより、修正硬シンボル出力（ｘ_０，ｘ_１）が生成されてよい。いくつかの実施形態では、動作３１４はオプションである。これらの実施形態では、修正硬シンボル出力ｘ_０，ｘ_１は、動作３１０および３１２を１回繰り返すことにより生成されてよいが、本発明の範囲はこれに限定されない。

動作３１２または３１４が終了すると、送信機１０２（図１）によって符号化されたシンボルストリームに対応しうる出力シンボルストリームを生成する次なる処理を実行すべく、最終硬シンボル出力ｘ_０，ｘ_１が時空間デコーダ２００（図２）により提供されてよい。出力シンボルストリームが変調レベルに基づき復調され、送信機１０２（図１）によって変調されたビットストリームに対応しうる出力ビットストリームが生成されてよい。

手順３００のそれぞれの動作は別々の動作として図示され、説明されているが、それぞれの動作の１つ以上は同時に実行されてよく、また、動作は図示されている順序で実行される必要はない。

図１に戻ると、いくつかの実施形態では、送信機１０２および受信機１０６は、マルチキャリア通信チャネルを介してＯＦＤＭ通信信号を伝達してよい。マルチキャリア通信チャネルは、予め決められた周波数スペクトル内にあってよく、複数の直交サブキャリアを有してよい。いくつかの実施形態では、マルチキャリア信号は、密集したＯＦＤＭサブキャリアによって定められてよい。いくつかの実施形態では、送信機１０２および受信機１０６は、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）などの多元接続技術に従い通信してよいが、本発明の範囲はこれに限定されない。いくつかの実施形態では、送信機１０２および受信機１０６は、スペクトラム拡散信号を用いて通信してよいが、本発明の範囲はこれに限定されない。

いくつかの実施形態では、送信機１０２および／または受信機１０６は、ＷｉＦｉ通信ステーション、アクセスポイント（ＡＰ）、または、モバイルステーション（ＭＳ）を含む無線ＬＡＮ（ＷＬＡＮ）通信ステーションなどの通信ステーションの一部であってよい。いくつかの実施形態では、送信機１０２および／または受信機１０６は、ＷｉＭａｘ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ ｆｏｒ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ａｃｃｅｓｓ）通信ステーションなどのＢＷＡ（ｂｒｏａｄｂａｎｄ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ａｃｃｅｓｓ）ネットワーク通信ステーションの一部であってよいが、本発明の範囲はこれに限定されない。

いくつかの実施形態では、送信機１０２および／または受信機１０６は、無線通信能力を備えたＰＤＡ（パーソナル携帯情報機器）、ラップトップ、または、ポータブルコンピュータ、ウェブタブレット、無線電話、無線ヘッドセット、ポケベル、インスタントメッセージングデバイス、デジタルカメラ、アクセスポイント、テレビ、医療機器（心拍数計、血圧計など）、または、情報を無線で受信および／または送信できる他のデバイスの一部であってよい。

いくつかの実施形態では、送信機１０２および受信機１０６によって用いられる通信信号の周波数スペクトルは、５ギガヘルツ（ＧＨｚ）周波数スペクトル、または、２．４ＧＨｚ周波数スペクトルを含んでよい。これらの実施形態では、５ギガヘルツ（ＧＨｚ）周波数スペクトルは、約４．９から５．９ＧＨｚの範囲の周波数を含んでよく、２．４ＧＨｚ周波数スペクトルは、約２．３から２．５ＧＨｚの範囲の周波数を含んでよいが、本発明の範囲はこれらに限定されず、他の周波数スペクトルも同様に適用可能である。ＢＷＡネットワークのいくつかの実施形態では、通信信号の周波数スペクトルは、２から１１ＧＨｚの周波数を含んでよいが、本発明の範囲はこれに限定されない。

いくつかの実施形態では、送信機１０２および受信機１０６は、ＩＥＥＥ ８０２．１１（ａ）、８０２．１１（ｂ）、８０２．１１（ｇ）、８０２．１ｌ（ｈ）および／または８０２．１ｌ（ｎ）規格を含むＩＥＥＥ（米国電気電子学会）規格などの特定の通信規格、および、または、無線ＬＡＮ用に提案された仕様に従い通信してよいが、本発明の範囲はこれらに限定されず、他の技術および規格に従い送信および／または受信を実行するのにも適用しうる。ＢＷＡネットワークのいくつかの実施形態では、送信機１０２および受信機１０６は、さまざまに進化したＷＭＡＮ（無線メトロポリタンネットワーク）のＩＥＥＥ ８０２．１６−２００４およびＩＥＥＥ ８０２．１６（ｅ）規格に従い通信してよいが、本発明の範囲はこれらに限定されず、他の技術または規格に従い送信および／または受信を実行するのにも適用しうる。ＩＥＥＥ８０２．１１およびＩＥＥＥ８０２．１６規格に関するさらなる情報は、「情報技術のためのＩＥＥＥ規格−システム間の電気通信および情報交換−ローカルエリアネットワーク−特定要件−パート１１、「無線ＬＡＮ媒体アクセスコントロール（ＭＡＣ）および物理層（ＰＨＹ）、ＩＳＯ／ＩＥＣ８８０２−１１：１９９９年」、および、メトロポリタンエリアネットワーク−特定要件−パート１６「Ａｉｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ ｆｏｒ Ｆｉｘｅｄ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ａｃｃｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ」２００５年５月、および関連の改訂版を参照されたい。いくつかの実施形態は、データの優先順位付け、音声および動画像通信を含むサービス品質（ＱｏＳ）機能を備えたＩＥＥＥ８０２．１１ＷＬＡＮ仕様の強化を意図したＩＥＥＥ８０２．１１ｅに関連する。

送信アンテナ１１２および受信アンテナ１１６は、例えば、ダイポールアンテナ、モノポールアンテナ、パッチアンテナ、ループアンテナ、マイクロストリップアンテナ、または、ＲＦ信号の送信に適した他のタイプのアンテナ含む、１つ以上の指向性または全方向性アンテナを含んでよい。ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）のいくつかの実施形態では、２つ以上のアンテナが用いられてよい。いくつかの実施形態では、２つ以上のアンテナに代わり、複数の開口を有する単一のアンテナが用いられてよい。これらの実施形態では、各開口は、別々のアンテナと考えられてよい。

いくつかの他の実施形態では、送信機１０２および受信機１０６は、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）と称される汎欧州移動システム規格などの規格に従い、通信してよい。送信機１０２および受信機１０６は、ＧＰＲＳ（Ｇｅｎｅｒａｌ Ｐａｃｋｅｔ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ）パケットデータ通信サービスなどのパケット無線通信サービスに従い動作してもよい。いくつかの実施形態では、送信機１０２および受信機１０６は、例えば、３ＧＰＰのＬＴＥ（ロングタームエボリューション）を含む、２．５Ｇおよび３Ｇ無線規格（３ＧＰＰ技術仕様、バージョン３．２．０、２０００年３月を参照されたい）に従う通信技術を実装しうる次世代ＧＳＭ用のＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ Ｓｙｓｔｅｍ）に従い通信してよい。これらの実施形態のいくつかでは、送信機１０２および受信機１０６は、パケットデータプロトコル（ＰＤＰ）を利用したパケットデータサービス（ＰＤＳ）を提供してよい。いくつかの実施形態では、送信機１０２および受信機１０６は、他の規格、または、ＥＤＧＥ（ｅｎｈａｎｃｅｄ ｄａｔａ ｆｏｒ ＧＳＭ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格（３ＧＰＰ技術仕様、バージョン３．２．０、２０００年３月を参照されたい）と互換性のあるインターフェースを含む他のエアインターフェースに従い通信してよいが、本発明の範囲はこれに限定されない。

特に明記しない限り、処理、計算、算出、決定、表示などの用語は、処理システムのレジスタおよびメモリ内の物理（電子）量として表されるデータを処理し、処理システムのレジスタまたはメモリ内の物理量として同様に表される他のデータに変換しうる１つ以上の処理またはコンピューティングシステム、または、同様のデバイス、あるいは、他のこのような情報記憶、伝送またはディスプレイデバイスの動作および／またはプロセスのことを指してよい。さらに、本願明細書中で用いられるようなコンピューティングデバイスは、揮発または不揮発性メモリ、あるいは、それらの組合せでありうるコンピュータ可読メモリに結合された１つ以上の演算処理部を有する。

本発明のいくつかの実施形態は、ハードウェア、ファームウェア、および、ソフトウェアの１つまたはそれらの組合せに実装されてよい。本発明の実施形態は、本願明細書中に記載される動作を実行する少なくとも１つのプロセッサにより読み出されて実行されうる機械可読媒体に格納される命令として実装されてもよい。機械可読媒体は、機械（例えばコンピュータ）によって読み取られることができる形態で情報を格納または伝送するいかなるメカニズムを有してよい。例えば、機械可読媒体は、ＲＯＭ（リードオリーメモリ）、ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）、磁気ディスク記憶媒体、光記憶媒体、フラッシュメモリ素子、電気、光、音波、または、他の形態の伝搬信号（例えば搬送波、赤外線信号、デジタル信号など）、およびその他を含みうる。

要約書は、米国特許施行規則１．７２（ｂ）に則り、技術的開示の性質および要旨を読者が確認できるようにしている。要約書は、本発明の範囲および趣旨を限定または解釈されるために用いられるのではないという理解のもとに提出される。以下の請求項は、本願明細書中における詳細な説明に組み込まれ、それぞれの請求項は、独立した好適な実施形態として個々に成り立っている。

Claims (20)

1. 時空間デコーダであって、
   受信されたシンボル、チャネル変化率、および、チャネル係数に基づき、軟シンボル出力を生成するコンバイナと、
   最尤デコーディングを実行し、前記軟シンボル出力に基づく硬シンボル出力を生成する最尤検出器と、
   を備え、
   前記硬シンボル出力は、初期硬シンボル出力であり、
   前記時空間デコーダは、前記初期硬シンボル出力、前記受信されたシンボル、前記チャネル変化率、および、前記チャネル係数に基づき、修正軟シンボル出力を生成するコレクタをさらに有し、
   前記最尤検出器は、前記修正軟シンボル出力に対して最尤デコーディングを実行することにより、最終硬シンボル出力を生成する、
   時空間デコーダ。
2. 前記受信されたシンボルは、２つの送信アンテナによって送信されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化シンボルを含み、
   前記コンバイナおよび前記コレクタは、前記チャネル変化率を適用することにより、高ドップラーシフトによって生じるチャネル内の歪みを少なくとも一部補償し、
   前記最尤検出器により生成される前記最終硬シンボル出力は、前記送信されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化シンボルの推定値である、
   請求項１に記載の時空間デコーダ。
3. 前記受信されたシンボルは、不均一な受信シンボルを含む、
   請求項２に記載の時空間デコーダ。
4. 送信機と受信機との間で２つ以上のチャネルを介し送信されるトレーニング信号に基づき、前記チャネル係数を計算するチャネル係数推定器をさらに備え、
   前記チャネル係数推定器は、前記チャネル係数の２つ以上の組に基づき、前記チャネル変化率をさらに計算する、
   請求項１から請求項３までの何れか一項に記載の時空間デコーダ。
5. 前記最終硬シンボル出力を生成する前に、前記コレクタによる前記修正軟シンボル出力の生成と、前記最尤検出器による暫定硬シンボル出力の生成とが反復的に行われる、
   請求項１から請求項４までの何れか一項に記載の時空間デコーダ。
6. 前記コレクタおよび前記最尤検出器が反復的に暫定硬シンボル出力を生成した場合、
   前記最尤検出器の入力を前記コンバイナの出力から前記コレクタの出力に切り替え、
   前記最尤検出器の出力を前記コレクタの入力に切り替えるスイッチング回路をさらに備える、
   請求項５に記載の時空間デコーダ。
7. 前記チャネル変化率は、送信機と受信機との間における第１のチャネルのチャネル変化率と、前記送信機と前記受信機との間における第２のチャネルのチャネル変化率とを含み、
   前記チャネル係数は、前記第１のチャネルのチャネル係数と、前記第２のチャネルのチャネル係数とを含み、
   前記受信されたシンボルは、第１および第２の連続して受信されたシンボルを含み、
   前記コンバイナは、１に前記第１のチャネルの前記チャネル変化率の複素共役を加算した値に、前記第１のチャネルの前記チャネル係数の複素共役と、第１の受信された信号とを乗算した値に基づき、第１の軟シンボル出力を生成する、
   請求項１から請求項６までの何れか一項に記載の時空間デコーダ。
8. 前記コンバイナは、１に前記第２のチャネルの前記チャネル変化率の複素共役を加算した値に、前記第２のチャネルの前記チャネル係数の複素共役と、前記第１の受信された信号とを乗算した値に基づき、第２の軟シンボル出力を生成する、
   請求項７に記載の時空間デコーダ。
9. 前記受信されたシンボルは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式による周波数領域信号であり、受信された時間領域信号に対してフーリエ変換を実行することにより生成される、
   請求項１から請求項８までの何れか一項に記載の時空間デコーダ。
10. 受信されたシンボルをデコードする方法であって、
    受信されたシンボル、チャネル変化率、および、チャネル係数に基づき、軟シンボル出力を生成する段階と、
    最尤デコーディングを実行し、前記軟シンボル出力に基づく硬シンボル出力を生成する段階と、
    を備え、
    前記硬シンボル出力は、初期硬シンボル出力であり、
    前記方法は、
    前記初期硬シンボル出力、前記受信されたシンボル、前記チャネル変化率、および、前記チャネル係数に基づき、修正軟シンボル出力を生成する段階と、
    前記修正軟シンボル出力に対して最尤デコーディングを実行することにより、最終硬シンボル出力を生成する段階と、
    をさらに備える、
    方法。
11. 前記受信されたシンボルは、２つの送信アンテナによって送信されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化シンボルを含み、
    前記方法は、
    前記チャネル変化率を適用することにより、高ドップラーシフトによって生じるチャネル内の歪みを少なくとも一部補償する段階をさらに備え、
    前記最終硬シンボル出力は、前記送信されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化シンボルの推定値を含む、
    請求項１０に記載の方法。
12. 前記受信されたシンボルは、不均一な受信シンボルである、
    請求項１１に記載の方法。
13. 送信機と受信機との間で２つ以上のチャネルを介し送信されるトレーニング信号に基づき、前記チャネル係数を計算する段階と、
    前記チャネル係数の２つ以上の組に基づき、前記チャネル変化率を計算する段階と、をさらに備える、
    請求項１０から請求項１２までの何れか一項に記載の方法。
14. 前記最終硬シンボル出力を生成する段階の前に、前記修正軟シンボル出力と暫定硬シンボル出力とを反復的に生成する段階をさらに備える、
    請求項１０から請求項１３までの何れか一項に記載の方法。
15. 前記軟シンボル出力はコンバイナによって生成され、前記暫定硬シンボル出力および前記最終硬シンボル出力は最尤検出器によって生成され、前記修正軟シンボル出力はコレクタによって生成され、
    前記方法は、
    前記最尤検出器の入力を前記コンバイナの出力から前記コレクタの出力に切り替える段階と、
    前記コレクタおよび前記最尤検出器が反復的に前記暫定硬シンボル出力を生成した場合、前記最尤検出器の出力を前記コレクタの入力に切り替える段階と、
    をさらに備える、
    請求項１４に記載の方法。
16. 前記受信されたシンボルは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式による周波数領域信号であり、受信された時間領域信号に対してフーリエ変換を実行することにより生成される、
    請求項１０から請求項１５までの何れか一項に記載の方法。
17. コンバイナおよび最尤検出器を有する時空間デコーダと、
    受信されたシンボルを含む信号を受信する略全方向性アンテナと、
    を備え、
    前記コンバイナは、前記受信されたシンボル、チャネル変化率、および、チャネル係数に基づき、軟シンボル出力を生成し、
    前記最尤検出器は、最尤デコーディングを実行して、前記軟シンボル出力に基づく硬シンボル出力を生成し、
    前記硬シンボル出力は、初期硬シンボル出力であり、
    前記時空間デコーダは、前記初期硬シンボル出力、前記受信されたシンボル、前記チャネル変化率、および、前記チャネル係数に基づき、修正軟シンボル出力を生成するコレクタをさらに有し、
    前記最尤検出器は、前記修正軟シンボル出力に対して最尤デコーディングを実行することにより、最終硬シンボル出力を生成する、
    受信機。
18. 前記受信されたシンボルは、２つの送信アンテナによって送信されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化シンボルを含み、
    前記コンバイナおよび前記コレクタは、前記チャネル変化率を適用することにより、高ドップラーシフトによって生じるチャネル内の歪みを少なくとも一部補償し、
    前記最尤検出器により生成される前記最終硬シンボル出力は、前記送信されたＡｌａｍｏｕｔｉ符号化シンボルの推定値である、
    請求項１７に記載の受信機。
19. 送信機と前記受信機との間で２つ以上のチャネルを介し送信されるトレーニング信号に基づき、前記チャネル係数を計算するチャネル係数推定器をさらに備え、
    前記チャネル係数推定器は、前記チャネル係数の２つ以上の組に基づき、前記チャネル変化率をさらに計算する、
    請求項１７または請求項１８に記載の受信機。
20. 前記最終硬シンボル出力を生成する前に、前記コレクタによる前記修正軟シンボル出力の生成と、前記最尤検出器による暫定硬シンボル出力の生成とが反復的に行われる、
    請求項１７から請求項１９までの何れか一項に記載の受信機。

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