JP5085260B2

JP5085260B2 - Ｐｗｍ信号生成回路、このｐｗｍ信号生成回路を備えた系統連系インバータシステム、及びこのｐｗｍ信号生成回路を実現するためのプログラム

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Publication number: JP5085260B2
Application number: JP2007257576A
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Inventors: 徳行諸富
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Publication date: 2012-11-28
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Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータ装置をＰＷＭ制御するための信号を生成するＰＷＭ信号生成回路、このＰＷＭ信号生成回路を備えた系統連系インバータシステム、及びこのＰＷＭ信号生成回路を実現するためのプログラムに関する。

従来、太陽光電池などによって生成される直流電力を商用電力系統に連系させて電力を供給する系統連系インバータシステムが開発されている。この系統連系インバータシステムにおいては、太陽光電池で生成された直流電力を商用電力系統に供給するための交流電力に効率よく変換するために、インバータ回路のスイッチング素子のスイッチング回数を低減してスイッチングロスを低減する方法が採用されている。

図７は、従来の系統連系インバータシステムを説明するためのブロック図である。系統連系インバータシステム１１０は、太陽光電池を備えた直流電源１２０により生成された直流電力を、インバータ回路１４０で交流電力に変換し、商用電力系統１７０に供給するものである。

ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号生成回路１８０は、インバータ回路１４０を制御するＰＷＭ信号を生成するものである。ＰＷＭ信号生成回路１８０は、位相同期回路（Phase Locked Loop：以後「ＰＬＬ」という）１８１、指令値信号生成回路１８２、キャリア信号生成回路１８５、比較回路１８６、及びパルス生成回路１８７を備えている。

ＰＬＬ１８１は、インバータ回路１４０、フィルタ回路１５０、及び、変圧回路１６０からなるインバータ装置と商用電力系統１７０との連系点における系統電圧信号と周波数が等しく、位相が同期した矩形波信号を出力する。指令値信号生成回路１８２は、目標とする出力電圧信号をＰＬＬ１８１から入力された矩形波信号と同期させて、指令値信号として出力する。キャリア信号生成回路１８５は、予め設定されている周波数の三角波信号をＰＬＬ１８１から入力された矩形波信号と同期させて、キャリア信号として出力する。

比較回路１８６は、指令値信号生成回路１８２が出力する指令値信号とキャリア信号生成回路１８５が出力するキャリア信号との差分を出力する。パルス生成回路１８７は、比較回路１８６から入力される差分に基づいて、デッドタイムを付加したパルス信号を生成する。パルス生成回路１８７が生成したパルス信号は、ＰＷＭ信号として、インバータ回路１４０に入力される。インバータ回路１４０は、入力されたＰＷＭ信号に基づいて図示しないスイッチング素子のスイッチングを行う。

図８は、ＰＷＭ信号生成回路１８０の動作を説明するための波形図である。図８（ａ）の波形は指令値信号およびキャリア信号を示し、図８（ｂ）の波形はＰＷＭ信号を示している。パルス生成回路１８７が出力するＰＷＭ信号は、比較回路１８６から入力される差分が正の間、すなわち、指令値信号がキャリア信号より大きい場合ハイレベルとなり、差分が負の間、すなわち、指令値信号がキャリア信号より小さい場合ローレベルとなる。

ここで、ＰＷＭ信号生成回路１８０が出力するＰＷＭ信号の周波数は、キャリア信号生成回路１８５が生成するキャリア信号の周波数（以下、「キャリア周波数」とする。）と一致する。したがって、キャリア周波数を低く設定することにより、ＰＷＭ信号の周波数も低くなる。これにより、インバータ回路１４０のスイッチング素子のスイッチング回数が低減されて、スイッチングロスが低減される。スイッチングロスが低減されると、電力の変換効率は向上する。したがって、電力の変換効率を重視する場合、出力電力の低下を招かない最低限のスイッチング回数とするために、キャリア周波数は４ｋＨｚ程度に設定されている。

特開２０００‐８３３２４号公報

キャリア周波数が４ｋＨｚの場合、スイッチング素子のスイッチング周波数も４ｋＨｚである。したがって、フィルタ回路１５０を構成するリアクトル１５１を流れる電流の向きは１秒間に４０００回変更される。リアクトル１５１は、流れる電流の変化により振動するので、４ｋＨｚの周波数で振動する。この振動により、リアクトル１５１から騒音が発生する。

一方、直流電源１２０から出力される直流電力は、直流電源１２０に備えられた太陽光電池により太陽光エネルギーが電気エネルギーに変換されたものである。したがって、当該直流電力は、太陽光電池が受ける太陽光エネルギーの量により変動する。例えば、曇りの日には直流電力の出力が減少し、快晴の日には直流電力の出力が増加する。また、朝や夕方には直流電力の出力が減少し、昼頃には直流電力の出力が増加する。

直流電力の出力が小さい場合は、インバータ回路１４０が出力する交流電力も小さく、フィルタ回路１５０を流れる交流電流は小さい。したがって、リアクトル１５１の振動も小さく、リアクトル１５１から発生する騒音も小さいのであまり問題とならない。しかし、直流電力の出力が増加したときは、リアクトル１５１から発生する騒音も大きくなり、近年の低騒音性の要請に反することになる。

人間の可聴領域は十数ｋＨｚ以下であり、それ以上の周波数の音は聞こえない。したがって、キャリア周波数を可聴領域より高い周波数に設定すると騒音を除去することができる。また、可聴領域内であっても十分高い周波数であれば、騒音を低減することができる。また、フィルタ回路１５０が設置されるケースの遮音効果は、周波数が高いほど大きくなる。したがって、低騒音性を重視する場合、キャリア周波数を可聴領域上限近傍の１２ｋＨｚ程度に設定すればよい。

しかしながら、キャリア周波数を高く設定すると、直流電力の出力が小さく騒音が問題にならない場合でも、スイッチング回数が多くなるので、スイッチングロスによる電力の変換効率の低下が問題となる。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、インバータ装置から発生する騒音を抑制し、かつ、インバータ装置の電力変換効率も低下させないＰＷＭ信号生成回路を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供されるＰＷＭ信号生成回路は、直流電力を交流電力に変換するインバータ装置をＰＷＭ制御するための信号を生成するＰＷＭ信号生成回路において、前記インバータ装置に備えられたリアクトルに流れる電流のリプル電流成分から補正値を算出する補正値算出手段と、前記直流電力を生成する直流電源の状態量と前記補正値とから補正状態量を算出する補正状態量算出手段と、前記補正状態量に応じた周波数のキャリア信号を生成し、当該補正状態量が所定の値以上の場合は生成するキャリア信号の周波数を人間の可聴領域の上限近傍の所定周波数以上とし、当該補正状態量が所定の値より小さい場合は生成するキャリア信号の周波数を前記所定周波数より低いものとするキャリア信号生成手段と、前記インバータ装置の出力電圧信号に基づいて指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、前記キャリア信号と前記指令値信号とからパルス信号を生成するパルス信号生成手段と、を備えたことを特徴とする（請求項１）。

この構成によると、補正状態量が所定の値以上となってインバータ装置に設けられているフィルタ回路に流れる電流が増加し、フィルタ回路を構成するリアクトルで発生する騒音が大きくなるときに、その騒音を抑制することができる。また、リアクトルで発生する騒音が小さいときは、インバータ装置のスイッチングロスを補正状態量が所定の値以上の場合より低減できる。このとき、キャリア信号の周波数を十分低く設定しておけば、補正状態量が所定の値以上のときに増加するスイッチングロスを補正状態量が所定の値より小さいときに低減できるので、インバータ装置の騒音の抑制と電力変換効率の向上を両立することができる。

直流電源の状態量とは、直流電源の出力に関係する全ての変動量であり、例えば、直流電源の出力電力値、出力電圧値、出力電流値や、直流電源が備える太陽光電池への日射量、太陽光電池の周囲の気温、湿度、風速、太陽光電池自身の温度、およびこれらの量を組み合わせて算出された量などを含む。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記キャリア信号生成手段は、前記補正状態量に所定の変換比率を乗算し所定の基準周波数を加えて算出した周波数のキャリア信号を生成する（請求項２）。

この構成によると、キャリア信号の周波数を補正状態量から算出することができる。算出のための変換比率や基準周波数を適切に定めることにより、インバータ装置の騒音の抑制と電力変換効率の向上を両立することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記キャリア信号生成手段は、前記補正状態量に対応する周波数を記憶する記憶手段を備え、前記補正状態量に基づいて、前記記憶手段に記憶されている前記補正状態量に対応する周波数のキャリア信号を生成する（請求項３）。

この構成によると、キャリア信号の周波数を、補正状態量に基づいて記憶手段に記憶されている周波数とすることができる。補正状態量に対応する周波数を適切に記憶しておくことにより、インバータ装置の騒音の抑制と電力変換効率の向上を両立することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記状態量は、前記直流電源の出力電力値である（請求項４）。この構成によると、キャリア信号の周波数が直流電源の出力電力値により決定される。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記状態量は、前記直流電源が備える太陽光電池への日射量である（請求項５）。この構成によると、キャリア信号の周波数が直流電源が備える太陽光電池への日射量により決定される。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記リプル電流成分は、前記直流電源の出力電圧と前記インバータ装置の出力電圧とから算出される（請求項６）。

この構成によると、インバータ装置の入力電圧及び出力電圧の状態からリプル電流を算出するので、入力電圧の変動や、出力電圧の変動に追従して、より正確に騒音レベルを推定して、その騒音レベルに応じたキャリア信号を生成することができる。したがって、より的確にその騒音を抑制することができる。

本発明の第２の側面によって提供される系統連系インバータシステムは、請求項１〜６のいずれかに記載のＰＷＭ信号生成回路を備えたことを特徴とする(請求項７)。

本発明の第３の側面によって提供されるプログラムは、コンピュータを、直流電力を交流電力に変換するインバータ装置をＰＷＭ制御するための信号を生成するＰＷＭ信号生成回路として機能させるためのプログラムにおいて、前記コンピュータを、前記インバータ装置に備えられたリアクトルに流れる電流のリプル電流成分から補正値を算出する補正値算出手段と、前記直流電力を生成する直流電源の状態量と前記補正値とから補正状態量を算出する補正状態量算出手段と、前記補正状態量に応じた周波数のキャリア信号を生成し、当該補正状態量が所定の値以上の場合は生成するキャリア信号の周波数を人間の可聴領域の上限近傍の所定周波数以上とし、当該補正状態量が所定の値より小さい場合は生成するキャリア信号の周波数を前記所定周波数より低いものとするキャリア信号生成手段と、前記インバータ装置の出力電圧信号に基づいて指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、前記キャリア信号と前記指令値信号とからパルス信号を生成するパルス信号生成手段と、して機能させることを特徴とする(請求項８)。この構成によると、上記請求項１の発明と同様の作用効果を奏する。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本発明に係るＰＷＭ信号生成回路の第１実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。系統連系インバータシステム１は、直流電源２、電力計３、インバータ回路４、フィルタ回路５、変圧回路６、商用電力系統７、ＰＷＭ信号生成回路８を備えている。直流電源２、電力計３、インバータ回路４、フィルタ回路５、変圧回路６、及び、商用電力系統７は、この順で直列に接続されている。インバータ回路４にはＰＷＭ信号生成回路８が接続されている。系統連系インバータシステム１は、直流電源２により生成された直流電力を、インバータ回路４で交流電力に変換し、商用電力系統７に供給するものである。

直流電源２は、直流電力を生成するものであり、太陽光エネルギーを電気エネルギーに変換する太陽光電池を備えている。電力計３は、直流電源２から出力される直流電力の電力値を計測するものである。計測された直流電力の電力値は、ＰＷＭ信号生成回路８に入力される。

インバータ回路４は、図示しない複数個のスイッチング素子を備えたＰＷＭ制御型インバータ回路である。インバータ回路４は、ＰＷＭ信号生成回路８から入力されるＰＷＭ信号に基づいて各スイッチング素子をオンオフ動作させることで、直流電源２から入力される直流電力を交流電力に変換する。

フィルタ回路５は、リアクトル５１とキャパシタ５２とを備えたローパスフィルタである。フィルタ回路５は、インバータ回路４から出力される交流電圧に含まれるスイッチングノイズを除去する。変圧回路６は、フィルタ回路５から出力される交流電圧を系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧または降圧する。インバータ回路４、フィルタ回路５、及び、変圧回路６は、インバータ装置を構成する。

ＰＷＭ信号生成回路８は、インバータ回路４のスイッチング素子のオンオフ動作を制御するＰＷＭ信号を生成するものである。ＰＷＭ信号生成回路８は、インバータ装置と商用電力系統７との連系点における系統電圧信号と、電力計３により計測された電力値とを入力され、インバータ回路４にＰＷＭ信号を出力する。ＰＷＭ信号生成回路８は、ＰＬＬ８１、指令値信号生成回路８２、電力／キャリア周波数変換回路８３、非同期内部発振回路８４、キャリア信号生成回路８５、比較回路８６、及びパルス生成回路８７を備えている。

ＰＬＬ８１は、系統電圧信号を入力され、矩形波信号を指令値信号生成回路８２に出力する。ＰＬＬ８１は、図示しない内部発振回路にフィードバック制御をかけることで、出力する矩形波信号の周波数を、入力される系統電圧信号の周波数と等しくし、出力する矩形波信号と系統電圧信号の位相を同期させている。

指令値信号生成回路８２は、目標とする出力電圧信号をＰＬＬ８１から入力された矩形波信号と同期させて、指令値信号として比較回路８６に出力する。目標とする出力電圧信号の波形はインバータの各種状態量から演算により求められる。ＰＬＬ８１から入力される矩形波信号は系統電圧信号と同期されているので、指令値信号生成回路８２が出力する指令値信号も系統電圧信号と同期されている。すなわち、指令値信号生成回路８２は、系統電圧信号と同期された目標とする出力電圧信号を指令値信号として出力する。

電力／キャリア周波数変換回路８３は、電力計３より入力される、直流電源２の出力電力の電力値からキャリア周波数を算出して非同期内部発振回路８４に出力する。入力される電力値をＰ_IN、電力値からキャリア周波数への変換比をＫ_IN、キャリア周波数の初期値をＦ_INI、所定の電力値をＰ₁、所定の周波数をＦ₁とすると、算出されるキャリア周波数Ｆ_CARは下記（１）式となり、入力される電力値Ｐ_INと出力されるキャリア周波数Ｆ_CARとの対応は図２のようになる。

直流電源２から出力される電力が大きくなるとフィルタ回路５に流れる電流が増加するので、リアクトル５１から発生する騒音は大きくなる。所定の電力値Ｐ₁は、この騒音が除去されるべき大きさとなる電力値として予め設定されている。所定の周波数Ｆ₁は、人間の可聴領域より高い周波数として予め設定されている。キャリア周波数の初期値Ｆ_INIは、出力電力の低下を招かない最低限のスイッチング回数とするためのキャリア周波数として、例えば４ｋＨｚが設定されている。

キャリア周波数Ｆ_CARは入力される電力値Ｐ_INに比例して上昇し、Ｐ_INが所定の電力値Ｐ₁に達すると所定の周波数Ｆ₁に達する。すなわち、騒音が除去されるべき大きさとなったときに、Ｆ_CARが人間の可聴領域より高い周波数となるように設定されている。Ｐ_INがＰ₁を超えた場合にも、Ｆ_CARがＰ_INに比例して上昇するようにしてもよいが、Ｆ_CARをＦ₁より高くする必要はない。したがって、必要以上に周波数を高くしてスイッチングロスを増大させないように、Ｐ_INがＰ₁を超えた場合は、Ｆ_CARがＦ₁となるよう設定されている（図２参照）。

なお、所定の周波数Ｆ₁は必ずしも人間の可聴領域より高い周波数としなくてもよく、人間の可聴領域には個人差があることや、リアクトル５１が設置されるケースの遮音効果も踏まえて、可聴領域上限近傍の周波数としてもよい。通常、人間の可聴領域の上限は十数ｋＨｚなので、周波数Ｆ₁は例えば１２ｋＨｚ程度に設定してもよい。

電力／キャリア周波数変換回路８３は、キャリア信号生成回路８５から入力される三角波信号の谷のタイミングで、キャリア周波数を算出して非同期内部発振回路８４に出力する。図３は、電力計３が計測した電力値の変動によるキャリア周波数の変更のタイミングを説明するための図である。図３に示すように、電力値が変動しても、キャリア周波数はすぐに変更されず、キャリア信号の谷のタイミングで変更されている。これにより、キャリア信号のキャリア周波数が三角波信号の途中で切り替わる事を防いでいるので、出力の急激な変動やスイッチング素子の上下短絡の発生による破壊を防ぐことができる。

非同期内部発振回路８４は、電力／キャリア周波数変換回路８３から入力されるキャリア周波数で発振するように駆動され、キャリア周波数の矩形波信号を生成してキャリア信号生成回路８５に出力する。

キャリア信号生成回路８５は、非同期内部発振回路８４から入力される矩形波信号と同じ周波数の三角波信号を生成して、キャリア信号として比較回路８６に出力する。また、キャリア信号は、三角波信号の谷のタイミングを知らせるために、電力／キャリア周波数変換回路８３にも入力される。

比較回路８６は、指令値信号生成回路８２から入力される指令値信号とキャリア信号生成回路８５から入力されるキャリア信号との差分をパルス生成回路８７に出力する。

パルス生成回路８７は、比較回路８６から入力される差分に基づいて、デッドタイムを付加したパルス信号を生成する。パルス生成回路８７が生成したパルス信号は、ＰＷＭ信号として、インバータ回路４に入力される。

次に、ＰＷＭ信号生成回路８の動作について、図４を参照して説明する。

図４は、ＰＷＭ信号生成回路８の動作を説明するための波形図である。図４（ａ）の波形は指令値信号およびキャリア信号を示し、図４（ｂ）の波形はＰＷＭ信号を示している。指令値信号は、系統電圧信号と同期された目標とする出力電圧信号である。キャリア信号は、直流電源２の出力電力値から算出されたキャリア周波数の三角波信号である。キャリア信号は、直流電源２の出力電力値の変動により、三角波信号の谷の部分（ｃ１，ｃ２，ｃ３，ｃ４参照）で周波数が変更されている。

パルス生成回路８７は、比較回路８６から入力される、指令値信号とキャリア信号との差分に基づいてＰＷＭ信号を生成する。このＰＷＭ信号は、比較回路８６から入力される差分が正の間、すなわち、指令値信号がキャリア信号より大きい場合ハイレベルとなり、差分が負の間、すなわち、指令値信号がキャリア信号より小さい場合ローレベルとなる。なお、図４は説明のために簡略化されたものであり、実際には、指令値信号とキャリア信号とで周波数が大きく異なる（指令値信号は５０〜６０Ｈｚ程度であり、キャリア信号は４〜１２ｋＨｚ程度である）。

次に、ＰＷＭ信号生成回路８の作用について説明する。

直流電源２が出力する直流電力は、インバータ回路４に入力されて交流電力に変換される。変換された交流電力はフィルタ回路５でスイッチングノイズを除去されるが、このときフィルタ回路５を流れる交流電流によりリアクトル５１が振動させられることにより騒音が発生する。直流電源２が出力する直流電力が大きいと、インバータ回路４により変換された交流電力も大きくなり、フィルタ回路５を流れる交流電流も大きくなる。その結果、リアクトル５１の振動が増大される。

本実施形態によると、直流電源２の出力電力の電力値が大きくなるに従って、キャリア周波数が高くなる（図２参照）。これにより、リアクトル５１から発生する騒音の周波数も高くなり、その騒音は人間にとって聞こえにくいものになる。特に、電力値がＰ₁に達すると、キャリア周波数は人間の可聴領域より高いＦ₁となるので、リアクトル５１から発生する騒音は人間にとって聞こえないものとなる。したがって、リアクトル５１の振動が増大されて騒音が大きくなる場合に、その騒音の周波数を高くすることにより聞こえにくいものとするので、直流電源２の高出力時に騒音を抑制することができる。

また、本実施形態によると、直流電源２の出力電力の電力値がＰ₁以上の場合、キャリア周波数はＦ₁に固定されている（図２参照）。これにより、必要以上に周波数を高くしてスイッチングロスを増大することなしに、騒音を抑制することができる。

直流電源２の出力電力の電力値が小さい場合、フィルタ回路５を流れる交流電流も小さくなる。したがって、リアクトル５１から発生する騒音は小さくなり、あまり気にならないものとなる。本実施形態によると、直流電源２の出力電力の電力値が小さい場合、キャリア周波数も低くなる（図２参照）。これにより、低出力時の騒音レベルを規定値以下に抑えつつ、インバータ回路４のスイッチングロスを低減することが可能となる。したがって、出力範囲全体の騒音レベルを規定値以下に抑え、且つ、出力範囲全体の電力変換効率を改善することができる。

先述したように、リアクトル５１から発生する騒音は、リアクトル５１を流れる電流（以下、「リアクトル電流」とする。）の変化により発生する。上記第１実施形態においては、直流電源２が出力する直流電力が大きくなるとリアクトル５１に流れる電流も大きくなり、騒音も大きくなるので、キャリア周波数を高くしている。一方、リアクトル５１に流れる電流のリプル電流成分の大きさも騒音の大きさに関わってくる。したがって、直流電源２が出力する直流電力だけでなく、リアクトル電流のリプル電流成分の大きさも考慮することにより、より正確に騒音レベルを推定することができる。

図５は、本発明に係るＰＷＭ信号生成回路の第２実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。なお、同図において、上記第１実施形態と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

本実施形態のＰＷＭ信号生成回路８’においては、電力／キャリア周波数変換回路８３’がキャリア周波数を算出するために、リアクトル５１を流れる電流のリプル電流成分を補正値として用いる点で第１実施形態と異なる。すなわち、図５は、図１において電流検出器９を追加し、電流検出器９が検出するリアクトル電流信号をＰＷＭ信号生成回路８に入力し、電力／キャリア周波数変換回路８３を変更した点が異なる。

図６は、電力／キャリア周波数変換回路８３’の内部構成を説明するためのブロック図である。電力／キャリア周波数変換回路８３’は、ハイパスフィルタ１１、実効値演算回路１２、ＰＩ制御回路１３、演算回路１４を備えている。

ハイパスフィルタ１１は、リアクトル電流検出用ＣＴから入力されたリアクトル電流信号から、リプル電流成分を抽出して出力する。実効値演算回路１２は、入力されたリプル電流から実効値を演算して出力する。ＰＩ制御回路１３は、リプル電流の実効値が予め設定しているリプル電流の目標値となるようにＰＩ制御を行い、リプル電流補正値を出力する。

演算回路１４は、直流電源２の出力電力の電力値とＰＩ制御回路１３が出力するリプル電流補正値とからキャリア周波数を算出して非同期内部発振回路８４に出力する。入力される電力値をＰ_IN、リプル電流補正値をＩ_RIP、キャリア周波数への変換比をＫ’_IN、キャリア周波数の初期値をＦ’_INIとすると、算出されるキャリア周波数Ｆ’_CARは下記（２）式となる。ａは重み付け係数であり、電力値Ｐ_INをリプル電流補正値Ｉ_RIPより重み付けするために、例えばａ＞１の条件で設定されている。

本実施形態においては、直流電源２が出力する直流電力に対してリアクトル電流のリプル電流成分の大きさを補正値として加えることにより、騒音レベルをより正確に推定することができ、その騒音レベルに応じたキャリア信号を生成することができる。したがって、より的確にその騒音を抑制することができる。

本実施形態の制御系をデジタル処理する場合、リプル電流を正確に検出するためには、図示しないＡ／Ｄ変換器のサンプリング周期を、エイリアシング（サンプリング点からもとの信号が正しく再現できなくなる現象）の影響を考慮して、キャリア周波数の７倍以上にする必要がある。Ａ／Ｄ変換器の性能等による制約により、このようなサンプリング周期の実現が困難な場合は、以下の方法でリプル電流の実効値を推定して、上記実効値演算回路１２の出力に変えて用いることができる。

まず、直流電源２からの入力電圧Ｖ_DCと系統電圧の実効値Ｖ_ACとを検出する。リアクトル５１の両端にかかるリアクトル電圧のピークトゥピーク値Ｖ_LP-Pを、数式の簡略化のため、入力電圧Ｖ_DCと系統電圧の実効値Ｖ_ACとの差分とみなすと、下記（３）式となる。また、誘導リアクタンスＸ_Lは、キャリア周波数をＦ’_CAR、リアクトル５１のインダクタンスをＬとすると、下記（４）式となる。したがって、リプル電流のピークトゥピーク値の推定値Ｉ_RP-Pは、下記（５）式より算出される。

リプル電流の実効値の推定値Ｉ_RRMSは、下記（６）式より算出される。

上述した実施形態では、キャリア周波数を微調整できるように、キャリア信号の出力を系統電圧信号と同期させていない。この理由としては、同期させた状態でキャリア周波数をリニアに変更すると制御周期が変わってしまい制御が困難になるからである。したがって、キャリア信号が非同期であることにより、インバータ装置の出力電流に含まれるＤＣ成分や高調波成分が増大する可能性がある。これを防ぐために、電力／キャリア周波数変換回路８３，８３’と非同期内部発振回路８４の代わりに、ＰＬＬ８１の出力を逓倍する逓倍回路を設け、逓倍数を直流電源２の出力電力値に応じて変化させて、逓倍回路の出力をキャリア信号生成回路８５に入力するようにしてもよい。これにより、キャリア信号を系統電圧信号と同期させつつ、キャリア信号の周波数を、離散的にではあるが、変更することができる。

上述した実施形態において、電力／キャリア周波数変換回路８３，８３’は、キャリア周波数を、入力された直流電力の電力値から演算により算出し、キャリア周波数が線形変化するようにしたので、騒音の抑制と電力変効率の改善をバランスよく行うことができる。一方、キャリア周波数が、非線形変化するように構成してもよい。

例えば、記憶回路を設けて、電力値に対応するキャリア周波数を記憶させておき、入力された電力値に対応するキャリア周波数を出力するようにしてもよい。このとき、記憶回路に記憶させるキャリア周波数を、入力された電力に対して所定の騒音レベル（例えば、６０ｄＢ）以下となるキャリア周波数とすれば、入力される直流電力が変動しても常に、発生する騒音を所定の騒音レベル以下に抑えることができる。また、必要以上にキャリア周波数が高くならないので、スイッチングロスが増大することを抑制することができる。

また、記憶回路に記憶させるキャリア周波数を、所定の値以上の電力値に対しては可聴領域上限近傍の所定の周波数とし、所定の値より小さい電力値に対しては十分低い所定の周波数として、出力を２つのキャリア周波数の切替えとしてもよい。この場合、電力値が所定の値以上のときはキャリア周波数が可聴領域上限近傍の所定の周波数とされるので、発生する騒音を抑制することができる。また、電力値が所定の値となるまでは十分低いキャリア周波数とされるので、電力変換効率をより改善することができる。

上述した実施形態では、直流電源２の出力電力値に基づいてキャリア周波数を変更するようにしているが、これに限られない。例えば、直流電源２の出力電圧値や出力電流値に基づくようにしてもよい。これらの値が増加してもフィルタ回路５に流れる電流が増加し、リアクトル５１で発生する騒音が大きくなるからである。この場合には、図１において、電力計３の代わりに電圧計または電流計を設け、電力／キャリア周波数変換回路８３の代わりに電圧計または電流計より入力される計測値からキャリア周波数を算出する回路を設ける必要がある。

また、太陽光電池の近くに日射計を設置し、この日射計が計測した日射量に基づいてキャリア周波数を変更するようにしてもよい。日射量が増加すると太陽光電池の出力電力値が増加するからである。同様に、太陽光電池の近くに設置された気温計が計測した気温、湿度計が計測した湿度、風速計が計測した風速、太陽光電池に設置された温度計が計測した温度に基づくようにしてもよい。この場合には、図１において、電力計３の代わりに各種計測装置を設け、電力／キャリア周波数変換回路８３の代わりに各計測装置より入力される計測値からキャリア周波数を算出する回路を設ける必要がある。

また、これらの値の組み合わせでキャリア周波数を決定してもよい。例えば、日射量が所定の値以上で、太陽光電池の温度が所定の値以上の場合のみ、キャリア周波数を高い周波数に切り替える構成としてもよい。

また、季節や時間帯によって日射量が推測でき、日射量により太陽光電池の出力電力値が推測できることを利用して、現在の日付と時刻を計時するタイマーと、日付と時刻より推測できる出力電力値に対応するキャリア周波数を記憶した記憶回路とにより、キャリア周波数を変更する構成としてもよい。この場合、計測装置などの新たな設備を追加することなしに、上述した実施形態とほぼ同様の効果を奏することができる。

また、上述したＰＷＭ信号生成回路を、プログラムを用いて、コンピュータに実現させてもよい。

本発明に係るＰＷＭ信号生成回路の第１実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。入力される電力値と出力されるキャリア周波数との関係を示すグラフである。計測された電力値の変動によるキャリア周波数の変更のタイミングを説明するための図である。本発明に係るＰＷＭ信号生成回路の動作を説明するための波形図である。本発明に係るＰＷＭ信号生成回路の第２実施形態を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。電力／キャリア周波数変換回路の内部構成を説明するためのブロック図である。従来のＰＷＭ信号生成回路を備えた系統連系インバータシステムの一例を説明するためのブロック図である。従来のＰＷＭ信号生成回路の動作を説明するための波形図である。

符号の説明

１系統連系インバータシステム
２直流電源
３電力計
４インバータ回路
５フィルタ回路
６変圧回路
７商用電力系統
８ＰＷＭ信号生成回路
８１ＰＬＬ
８２指令値信号生成回路
８３電力／キャリア周波数変換回路
８４非同期内部発振回路
８５キャリア信号生成回路
８６比較回路
８７パルス生成回路
９電流検出器

Claims

直流電力を交流電力に変換するインバータ装置をＰＷＭ制御するための信号を生成するＰＷＭ信号生成回路において、
前記インバータ装置に備えられたリアクトルに流れる電流のリプル電流成分から補正値を算出する補正値算出手段と、
前記直流電力を生成する直流電源の状態量と前記補正値とから補正状態量を算出する補正状態量算出手段と、
前記補正状態量に応じた周波数のキャリア信号を生成し、当該補正状態量が所定の値以上の場合は生成するキャリア信号の周波数を人間の可聴領域の上限近傍の所定周波数以上とし、当該補正状態量が所定の値より小さい場合は生成するキャリア信号の周波数を前記所定周波数より低いものとするキャリア信号生成手段と、
前記インバータ装置の出力電圧信号に基づいて指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、
前記キャリア信号と前記指令値信号とからパルス信号を生成するパルス信号生成手段と、
を備えたことを特徴とするＰＷＭ信号生成回路。
前記キャリア信号生成手段は、前記補正状態量に所定の変換比率を乗算し所定の基準周波数を加えて算出した周波数のキャリア信号を生成する
ことを特徴とする、請求項１に記載のＰＷＭ信号生成回路。
前記キャリア信号生成手段は、
前記補正状態量に対応する周波数を記憶する記憶手段を備え、
前記補正状態量に基づいて、前記記憶手段に記憶されている前記補正状態量に対応する周波数のキャリア信号を生成する
ことを特徴とする、請求項１に記載のＰＷＭ信号生成回路。
前記状態量は、前記直流電源の出力電力値である
ことを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載のＰＷＭ信号生成回路。
前記状態量は、前記直流電源が備える太陽光電池への日射量である
ことを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載のＰＷＭ信号生成回路。
前記リプル電流成分は、前記直流電源の出力電圧と前記インバータ装置の出力電圧とから算出されることを特徴とする、請求項１〜５のいずれかに記載のＰＷＭ信号生成回路。
請求項１〜６のいずれかに記載のＰＷＭ信号生成回路を備えた系統連系インバータシステム。
コンピュータを、
直流電力を交流電力に変換するインバータ装置をＰＷＭ制御するための信号を生成するＰＷＭ信号生成回路として機能させるためのプログラムにおいて、
前記コンピュータを、
前記インバータ装置に備えられたリアクトルに流れる電流のリプル電流成分から補正値を算出する補正値算出手段と、
前記直流電力を生成する直流電源の状態量と前記補正値とから補正状態量を算出する補正状態量算出手段と、
前記補正状態量に応じた周波数のキャリア信号を生成し、当該補正状態量が所定の値以上の場合は生成するキャリア信号の周波数を人間の可聴領域の上限近傍の所定周波数以上とし、当該補正状態量が所定の値より小さい場合は生成するキャリア信号の周波数を前記所定周波数より低いものとするキャリア信号生成手段と、
前記インバータ装置の出力電圧信号に基づいて指令値信号を生成する指令値信号生成手段と、
前記キャリア信号と前記指令値信号とからパルス信号を生成するパルス信号生成手段と、
して機能させることを特徴とするプログラム。