JP5064412B2 - 符号同期回路、遅延時間測定装置、制御方法、制御プログラム、及びコンピュータ読み取り可能な記録媒体 - Google Patents

Description

本発明は、符号同期回路、遅延時間測定装置などに関し、より詳細には、複合符号を利用した符号同期回路、遅延時間測定装置などに関する。

現在、地球の赤道上に同心円状に広がる円軌道上には複数の静止衛星が存在しており、これらの静止衛星を利用した衛星通信が広く行なわれている。地球上の１つの地点で衛星通信が利用できる静止衛星の円軌道上の範囲は、前記１つの地点を前記円軌道の一部を弧とする扇形の中心とみなした場合に、扇形の中心角が約５０度〜６０度の範囲内である。また、隣接する静止衛星どうしの間隔は干渉をさけるため前記中心角が約２度以上離れている必要がある。

このように、衛星軌道空間が制限されている環境下において、衛星通信の利用を拡大するべく、周波数を再利用する技術の開発がかつてないほど重要となってきている。周波数重畳方式は、衛星通信における周波数の再利用を行なう上で有効な技術の１つである。

ここで、図７の（ａ）〜図７の（ｄ）に基づき、ＶＳＡＴ（very small aperture terminal：超小型地上局）システムにおける周波数重畳方式について説明する。図７の（ａ）及び図７の（ｂ）に示す通信方式は、ＶＳＡＴシステムの一形態であるＰ−ＭＰ方式（スターネットワーク型方式と称される場合もある）と呼ばれるものであるが、この通信方式では、基地局である１つのハブ局とユーザ局である複数の小型局との間で静止衛星を介して衛星通信が行なわれる。

図７の（ａ）に示すように、送信の場合、一般に、ハブ局からは周波数帯域の広いキャリア信号が、小型局からは周波数帯域の狭いキャリア信号が送信される。なお、ハブ局から送信される周波数帯域の広いキャリア信号は、アウトバウンド信号と称され、小型局からハブ局に送信される周波数帯域の狭いキャリア信号は、インバウンド信号と称される。

また、アウトバウンド信号は、通常、高速ＴＤＭ（high speed time division multiplex：高速時分割多重方式）チャネルによって構成され、インバウンド信号は、各小型局または各小型局のグループから、多くの場合、ＦＤＭＡ方式（frequency division multiple access：周波数分割多元接続方式）によって多重化された狭帯域チャネルによって構成される。

図７の（ａ）及び図７の（ｂ）における逆Ｕ字型のシンボルは、これらのキャリア信号のスペクトルをイメージ化したものである。シンボルの大きさが大きいほどキャリア信号の周波数帯域が広帯域であることを意味している。図７の（ｂ）に示すように、受信の場合、ハブ局及びそれぞれの小型局は自局の送信したキャリア信号、及び他局の送信したキャリア信号のすべてを受信する。例えば、ハブ局は、自局の送信したキャリア信号（アウトバウンド信号）と複数の小型局が送信したキャリア信号（インバウンド信号）とのすべてを受信する。

つぎに、図７の（ｃ）及び図７の（ｄ）に基づき、衛星通信の通信路の周波数帯におけるこれらのキャリア信号の配置関係について説明する。図７の（ｃ）は、従来の通信方式におけるキャリア信号の配置関係を示し、図７の（ｄ）は周波数重畳方式におけるキャリア信号の配置関係を示している。

従来の通信方式では、図７の（ｃ）に示すように、アウトバウンド信号及び複数のインバウンド信号のそれぞれのキャリア信号が、お互いに干渉しないように各周波数帯域に並列に配置される。一方、周波数重畳方式では、図７の（ｄ）に示すように、アウトバウンド信号の同一の周波数帯域内に、複数のインバウンド信号が並列に配置される。すなわち、周波数重畳方式を用いれば、理論上は、衛星通信の通信路の周波数帯における周波数の利用効率が２倍となる。

しかし、周波数重畳方式は、上述のようにアウトバウンド信号と複数のインバウンド信号とが同一帯域内に重畳されているため、例えば、ハブ局にとってはインバウンド信号は所望波であるが、自局が送信したアウトバウンド信号は不要波となる。

したがって、ハブ局が所望波のインバウンド信号を得るためには、周波数重畳されたアウトバウンド信号とインバウンド信号との干渉を避けるため、不要波であるアウトバウンド信号をキャンセルする必要がある。このように、受信した信号から不要波をキャンセルする装置をキャンセラという。

なお、前記Ｐ−ＭＰ方式では、ハブ局と小型局との受信性能の違いから、ハブ局から小型局へ送信されるアウトバウンドの信号の電力密度は、小型局からハブ局へ送信されるインバウンド信号の電力密度よりも高い。したがって、ハブ局にキャンセラは必要であるが、小型局においては必要ではない。

周波数重畳方式における不要波キャンセルのためには、ハブ局の、衛星から送り返される信号のレプリカを生成して引くことが必要である。レプリカ信号の作成方法については、以下のような方法が考えられる。レプリカ信号の典型的な作成方法として第１の方法は、レプリカ信号と受信信号とのタイミング同期をとるために、ハブ局と通信衛星との間の往復時間（以下「遅延時間」と記載する）を測定する方法である（非特許文献１及び２参照）。

第２の方法は、宇宙空間における通信衛星の衛星軌道上の位置のリアルタイム情報を利用して遅延時間を推定する方法である（非特許文献３参照）。最後に第３の方法は、受信波から不要波を復調する方法である（非特許文献４参照）。

第１の方法では、正確かつ安定した遅延時間の測定が要求されるという問題点がある。

また、第２の方法では、リアルタイムな通信衛星の衛星軌道上の位置の取得が容易ではないという問題点がある。

さらに、第３の方法では、不要波を復調する際にシンボルエラーが生じてしまうという問題点がある。この第３の方法に関して非特許文献４には不要波をキャンセルするレプリカ信号の作成方法としてアウトバウンド信号とインバウンド信号との電力密度の差を利用する方法が開示されている。この方法では、遅延時間を測定しなくても良いが、所望波と不要波との電力密度の差が十分大きいときには有効な方法である。

しかし、所望波と不要波との電力密度の差が十分に大きくない場合などにおいては、衛星通信の往復時間による遅延時間の測定が、正確なレプリカを作成するための唯一の方法である。本発明は、このような場合を想定して為されたものであり、以下では、レプリカ信号の作成方法として、衛星通信の如何なる回線にも広く適用可能な前記第１の方法を採用する場合について説明する。この第１の方法は、主信号（送信データ）にそれより十分低いレベルの符号信号による変調波を加えて伝送し、遅延時間を測定する方法である。

ここで、図８に基づき、ハブ局におけるキャンセラの原理について説明する。図８に示すように、キャンセラは、不要波であるアウトバウンド信号の擬似アウトバウンド信号であるレプリカ信号を生成し、受信したキャリア信号からこのレプリカ信号をキャンセルすることで所望波であるインバウンド信号を得るようにしている。

したがって、キャンセラの性能は、擬似アウトバウンド信号であるレプリカ信号が、いかにアウトバウンド信号を正確に再現できているかにかかっている。すなわち、アウトバウンド信号とレプリカ信号とは、理想的には、同期タイミング、周波数、位相、信号レベルのすべてが一致する必要がある。特に、衛星通信における遅延時間測定においては、不要波キャンセルのためのレプリカ信号を正確な同期タイミングで生成することが重要である。

このため、図８に示すように、レプリカ信号が不完全であると、引き算をしても残留信号が残ってしまう。この残留信号は、所望の信号に対する誤差、即ち干渉となるので、残留誤差信号と呼ばれる。図９は、受信信号とレプリカ信号とのキャリア位相誤差及びタイミング誤差によって生じた残留誤差信号の波形の一例を示す図である。この残留誤差信号が大きいと所望の信号のＢＥＲ（bit error ratio）特性に影響が及ぶ。

つぎに、図１０に基づき、許容可能なＢＥＲ特性とキャリア位相誤差及びタイミング誤差との関係について説明する。図１０は、１６ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）変調方式において、キャリア位相誤差を変化させた場合における、搬送電力比（１／（Ｃ／Ｉｈｕｂ））とタイミング誤差との関係を示す図である。ここで、Ｃ／Ｉｈｕｂは、キャリア妨害比である。

レプリカ信号に要求される許容可能なＢＥＲ＝１０^−３を満たす範囲は、図１０の斜線部分によって示される範囲である。許容可能な範囲をこの範囲に制限すると、キャリア位相誤差は１度程度であることが要求され、少なくとも２度以内には抑える必要がある。また、タイミング誤差については位相のずれが３度程度、少なくとも５度以内（約１／１００シンボル）に抑える必要があることがわかる（非特許文献２参照）。このタイミング位相誤差について許容可能な位相のずれが、遅延時間の測定に要求される測定精度ということになる。

ここで、タイミング誤差における１度は、時間に換算すると、伝送速度が１０Ｍｓｙｍｂｏｌ／ｓの場合、約０．３ｎｓなので、約０．９〜１．５ｎｓ程度に抑える必要がある。すなわち、遅延時間の測定は、ナノ秒レベルで正確な精度が要求される。

上述のように、不要波の信号キャンセルを行うためには、所望でない信号を受信したキャリア信号から除去するために正確なレプリカ信号を生成することが必要であり、そのためには高精度の遅延時間測定が必要になる。

この遅延時間の測定においては、従来から遅延時間測定用の符号信号による符号同期を利用することがしばしば行なわれている。遅延時間測定のための遅延時間測定装置の特性は、この遅延時間測定用の符号信号の相関特性、符号信号の１ビット長の整数倍で表される周期（以下「周期」と記載する）の長さ及び遅延時間測定装置が備える符号同期回路の周波数帯域幅（相関器の積分時間）などに大きく依存する。

このような従来の遅延時間測定装置に、遅延時間測定用の符号信号として単一のＰＮ（pseudo noise）符号信号による符号同期を利用するものがある。なお、ＰＮ符号信号は、擬似雑音信号とも称される。

しかしながら、この単一のＰＮ符号信号を用いた遅延時間の測定方法において、測定精度を高めるためには、極めて長い周期を必要とし、この長い周期を持つＰＮ符号信号同士を同期させる必要があるため、測定時間が長くなってしまうという問題点がある。例えば、この従来の遅延時間測定装置では、測定時間が１０分程度もかかってしまう場合もあり、実用性に欠ける。

一方、ＰＮ符号信号とキャリア信号とは、お互いの干渉を避ける必要があり、ＰＮ符号信号のレベルはキャリア信号のレベルと比較して充分に小さくする必要がある。したがって、ＰＮ符号信号の送受信は非常に低いＣ／Ｎ（carrier to noise）環境下で動作させる必要があるという問題点もある。ここで、Ｃは、遅延時間測定用の符号信号の信号レベルであり、Ｎは、符号信号にとって所望でない信号のレベルを示す。

また、上述したように、遅延時間測定に要求される測定精度は、ナノ秒レベルのオーダの範囲内であるため、このような低Ｃ／Ｎ環境下において前記測定精度を満足させることは従来の方法では長時間を要し困難である。

一方、遅延時間測定用の符号信号の同期を得る方法としては、前記遅延時間測定用の符号信号を付加されたキャリア信号と遅延時間測定用の符号信号との類似度を示す、理論上の相関値に対応する相関レベルを出力する相関器を用いる方法が一般的である。また、前記遅延時間測定用符号信号の同期判定は、この相関レベルに対して所定の閾値をあらかじめ設定しておき、相関レベルが前記所定の閾値を超えると同期したと判定する方法が通常用いられる。

前記理論上の相関値は、一定値であるが、相関器から得られる相関レベルは、受信したキャリア信号の入力レベルが、何らかの理由により変動すると、それに伴って変動する。そうすると、前記所定の閾値のままでは、安定して同期状態を得ることができないという問題点がある。
M. Ichikawa, T. Hara, M. Okada, H. Yamamoto and K. Andou "Fast and Accurate Canceller on Carrier Super-positioning for VSAT Frequency Reuse "IEEE-WCNC 2005, New Orleans, March, 2005. H. Kobayashi, M. Osato, T. hara, M. Okada and H. Yamamoto, "Signal Cancellation for Satellite Frequency Reuse by Super-positioning multi-level Modulation," IEEE-ISCC 2006, June, 2006. Noriaki ISHIDA, "Common-band Satellite Communication System", IEIEC Transactions Vol. J82-B, No. 8, pp 1531-1537, Aug. 1999. M. Osato, H. kobayashi, T. hara, M. Okada, and H. Yamamoto, "Simplified Canceller for Multi-level Modulation Super-positioning for Frequency Reuse Satellite Communications," ITC 2006, May, 2006. S. W. Golomb and M. F. Easterling," Digital Communications with Space Applications," Prentice-Hall, 1964. T.Hara, M.Fukui and H.Yamamoto,"Fast and stable Acquisition by Utilizing Multi-Component Code under Very Low C/N Conditions: Application to Acquisition in TDMA Satellite Communications," Electronics and Communications in Japan, Part1, Vol. 88, No.5, 2005.

本発明は、前記従来の問題点に鑑みなされたものであって、低Ｃ／Ｎ環境下での符号同期回路などにおいて、タイミング位相の測定精度が高く、受信レベルの変動に対しても安定して動作できる符号同期回路などを提供することを目的とする。

本発明の符号同期回路は、前記課題を解決するために、外部からのキャリア信号を受信する受信手段と、複合符号信号の構成に用いられ、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である複数の要素符号信号のうち、前記周期が最短である最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成するためのクロック信号を、その周波数を変化させて生成する可変発振手段と、前記クロック信号が入力されると前記複数の要素符号信号のうち、最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成する複数の要素符号信号生成手段と、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの類似度を示す第１の相関値を出力する第１の相関値出力手段と、前記第１の相関値に応じて、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号のそれぞれとが、前記キャリア信号と同期するように、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号の位相を制御する符号位相制御手段と、前記第１の相関値に基づいて、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの同期状態を判定する符号同期判定手段とを備えた符号同期回路であって、前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成する分周手段と、前記最短要素符号信号の位相を１／２ビット長だけ遅延させた遅延最短要素符号信号を出力する遅延手段と、前記遅延最短要素符号信号と前記キャリア信号との類似度を示す第２の相関値を出力する第２の相関値出力手段とを備え、前記可変発振手段は、前記第２の相関値に応じて前記キャリア信号と前記クロック信号とが同期するように、前記クロック信号の周波数を制御することを特徴としている。

また、本発明の符号同期回路の制御方法は、前記課題を解決するために、外部からのキャリア信号を受信する受信ステップと、複合符号信号の構成に用いられ、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である複数の要素符号信号のうち、前記周期が最短である最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成するためのクロック信号を、その周波数を変化させて生成する可変発振ステップと、前記クロック信号が入力されると前記複数の要素符号信号のうち、最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成する複数の要素符号信号生成ステップと、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの類似度を示す第１の相関値を出力する第１の相関値出力ステップと、前記第１の相関値に応じて、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号のそれぞれとが、前記キャリア信号と同期するように、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号の位相を制御する符号位相制御ステップと、前記第１の相関値に基づいて、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの同期状態を判定する符号同期判定ステップとを備えた符号同期回路の制御方法であって、前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成する分周ステップと、前記最短要素符号信号の位相を１／２ビット長だけ遅延させた遅延最短要素符号信号を出力する遅延ステップと、前記遅延最短要素符号信号と前記キャリア信号との類似度を示す第２の相関値を出力する第２の相関値出力ステップとを備え、前記可変発信ステップで、前記第２の相関値に応じて前記キャリア信号と前記クロック信号とが同期するように、前記クロック信号の周波数を制御することを特徴としている。

前記構成又は方法によれば、外部からのキャリア信号が受信され、複合符号信号の構成に用いられ、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である複数の要素符号信号のうち、前記周期が最短である最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成するためのクロック信号が、その周波数を変化させて生成される。

つぎに、前記クロック信号の入力により、前記複数の要素符号信号のうち、最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号が生成される。

その後、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの類似度を示す第１の相関値が出力され、該第１の相関値に応じて、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号のそれぞれとが、前記キャリア信号と同期するように、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号の位相が制御される。

また、前記第１の相関値に基づいて、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの同期状態が判定される。

このような符号同期回路などにおいて、前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成し、前記最短要素符号信号の位相を１／２ビット長だけ遅延させた遅延最短要素符号信号を出力する。その後、前記遅延最短要素符号信号と前記キャリア信号との類似度を示す第２の相関値が出力され、該第２の相関値に応じて前記キャリア信号と前記クロック信号とが同期するように、前記クロック信号の周波数が制御されるようにしている。

すなわち、本発明の符号同期回路などは、クロック信号を２分周したものを最短要素符号信号とし、この最短要素符号信号を、該最短要素符号信号以外の複数の要素符号信号のそれぞれと、キャリア信号とに共通のクロック信号の同期に利用している。したがって、キャリア信号と最短要素符号信号との同期を得ると同時に、キャリア信号とクロック信号との同期を得ることができる。

また、前記キャリア信号と、最短要素符号信号の位相を１／２ビット長だけ遅延させた遅延最短要素符号信号との類似度を示す第２の相関値を利用すれば、該第２の相関値が０のときに、前記クロック信号の位相シフト（位相誤差）が０である点と、前記キャリア信号及び前記クロック信号との同期点とを一致させることができる。

このため、前記第２の相関値出力手段、前記可変発振手段、前記分周手段、及び前記遅延手段、を含むループを、いわゆるフェーズ・ロックループと呼ばれるループとすることができる。

以上のように、前記キャリア信号とクロック信号との同期点を、第２相関値が０であり、クロック信号の位相シフトが０である点付近に合わせているので、受信したキャリア信号の入力レベルが多少変動したとしても、大きな影響を受けることは無く、安定して前記クロック信号と前記キャリア信号との同期を得ることができる。よって、低Ｃ／Ｎ環境下での符号同期回路などにおいて、タイミング位相の測定精度が高く、受信レベルの変動に対しても安定して動作できる符号同期回路などを提供できる。

また、本発明の符号同期回路は、前記課題を解決するために、外部からのキャリア信号を受信する受信手段と、複合符号信号の構成に用いられ、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である複数の要素符号信号のうち、前記周期が最短である最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成するためのクロック信号を、その周波数を変化させて生成する可変発振手段と、前記クロック信号が入力されると前記複数の要素符号信号のうち、最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成する複数の要素符号信号生成手段と、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの類似度を示す第１の相関値を出力する第１の相関値出力手段と、前記第１の相関値に応じて、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号のそれぞれとが、前記キャリア信号と同期するように、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号の位相を制御する符号位相制御手段と、前記第１の相関値が、前記キャリア信号と同期状態にある要素符号信号の数に応じて設定された同期判定用閾値を超えた場合に、前記要素符号信号の数に相当する要素符号信号が同期したと判定する符号同期判定手段とを備えた符号同期回路であって、前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成する分周手段と、前記キャリア信号と前記最短要素符号信号との類似度を示す第３の相関値を出力する第３の相関値出力手段と、前記第３の相関値に応じて前記同期判定用閾値のそれぞれを変化させる閾値制御手段とを備えていることを特徴としている。

また、本発明の符号同期回路の制御方法は、前記課題を解決するために、外部からのキャリア信号を受信する受信ステップと、複合符号信号の構成に用いられ、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である複数の要素符号信号のうち、前記周期が最短である最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成するためのクロック信号を、その周波数を変化させて生成する可変発振ステップと、前記クロック信号が入力されると前記複数の要素符号信号のうち、最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成する複数の要素符号信号生成ステップと、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの類似度を示す第１の相関値を出力する第１の相関値出力ステップと、前記第１の相関値に応じて、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号のそれぞれとが、前記キャリア信号と同期するように、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号の位相を制御する符号位相制御ステップと、前記第１の相関値が、前記キャリア信号と同期状態にある要素符号信号の数に応じて設定された同期判定用閾値を超えた場合に、前記要素符号信号の数に相当する要素符号信号が同期したと判定する符号同期判定ステップとを備えた符号同期回路の制御方法であって、前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成する分周ステップと、前記キャリア信号と前記最短要素符号信号との類似度を示す第３の相関値を出力する第３の相関値出力ステップと、前記第３の相関値に応じて前記同期判定用閾値のそれぞれを変化させる閾値制御ステップとを備えていることを特徴としている。

前記構成又は方法によれば、外部からのキャリア信号が受信され、複合符号信号の構成に用いられ、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である複数の要素符号信号のうち、前記周期が最短である最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成するためのクロック信号が、その周波数を変化させて生成される。

つぎに、前記クロック信号の入力により、前記複数の要素符号信号のうち、最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号が生成される。

その後、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの類似度を示す第１の相関値が出力され、前記第１の相関値に応じて、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号のそれぞれとが、前記キャリア信号と同期するように、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号の位相が制御される。

また、前記第１の相関値が、前記キャリア信号と同期状態にある要素符号信号の数に応じて設定された同期判定用閾値を超えた場合に、前記要素符号信号の数に相当する要素符号信号が同期したと判定される。

このような符号同期回路などにおいて、前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成し、前記キャリア信号と前記最短要素符号信号との類似度を示す第３の相関値を出力して、該第３の相関値に応じて前記同期判定用閾値のそれぞれを変化させるようにしている。

ここで、第１の相関手段及び第３の相関手段が出力する相関レベルの変動は、ともに受信レベルの変動にほぼ比例すると考えられる。したがって、受信レベルの変動に対する第３の相関レベルの変動の程度に応じて、あらかじめ設定した閾値を調整すれば、第１の相関器は、受信レベルの変動に大きく左右されることなく同期状態を判定することができる。

それゆえ、受信する信号の受信レベルの変化に応じて同期判定の閾値を調整できる。よって、低Ｃ／Ｎ環境下での符号同期回路などにおいて、タイミング位相の測定精度が高く、受信レベルの変動に対しても安定して動作できる符号同期回路などを提供できる。

また、本発明の符号同期回路は、前記課題を解決するために、外部からのキャリア信号を受信する受信手段と、複合符号信号の構成に用いられ、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である複数の要素符号信号のうち、前記周期が最短である最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成するためのクロック信号を、その周波数を変化させて生成する可変発振手段と、前記クロック信号が入力されると前記複数の要素符号信号のうち、最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成する複数の要素符号信号生成手段と、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの類似度を示す第１の相関値を出力する第１の相関値出力手段と、前記第１の相関値に応じて、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号のそれぞれとが、前記キャリア信号と同期するように、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号の位相を制御する符号位相制御手段と、前記第１の相関値が、前記キャリア信号と同期状態にある要素符号信号の数に応じて設定された同期判定用閾値を超えた場合に、前記要素符号信号の数に相当する要素符号信号が同期したと判定する符号同期判定手段とを備えた符号同期回路であって、前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成する分周手段と、前記キャリア信号と前記最短要素符号信号との類似度を示す第３の相関値を出力する第３の相関値出力手段と、前記第３の相関値のレベルに応じて前記第１の相関値のレベルを補正するレベル補正手段とを備えていることを特徴としている。

また、本発明の符号同期回路の制御方法は、前記課題を解決するために、外部からのキャリア信号を受信する受信ステップと、複合符号信号の構成に用いられ、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である複数の要素符号信号のうち、前記周期が最短である最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成するためのクロック信号を、その周波数を変化させて生成する可変発振ステップと、前記クロック信号が入力されると前記複数の要素符号信号のうち、最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成する複数の要素符号信号生成ステップと、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの類似度を示す第１の相関値を出力する第１の相関値出力ステップと、前記第１の相関値に応じて、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号のそれぞれとが、前記キャリア信号と同期するように、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号の位相を制御する符号位相制御ステップと、前記第１の相関値が、前記キャリア信号と同期状態にある要素符号信号の数に応じて設定された同期判定用閾値を超えた場合に、前記要素符号信号の数に相当する要素符号信号が同期したと判定する符号同期判定ステップとを備えた符号同期回路の制御方法であって、前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成する分周ステップと、前記キャリア信号と前記最短要素符号信号との類似度を示す第３の相関値を出力する第３の相関値出力ステップと、前記第３の相関値のレベルに応じて前記第１の相関値のレベルを補正するレベル補正ステップとを備えていることを特徴としている。

前記構成又は方法によれば、前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成し、前記キャリア信号と前記最短要素符号信号との類似度を示す第３の相関値を出力して、該第３の相関値のレベルに応じて前記第１の相関値のレベルを補正する。

ここで、第１の相関手段及び第３の相関手段が出力する相関レベルの変動は、ともに受信レベルの変動にほぼ比例すると考えられる。したがって、受信レベルの変動に対する第３の相関レベルの変動の程度に応じて、第１の相関器の相関レベルを補正すれば、受信レベルの変動に大きく左右されることなく同期状態を判定することができる。

それゆえ、受信する信号の受信レベルの変化に応じて同期判定の相関レベルを調整できる。よって、低Ｃ／Ｎ環境下での符号同期回路などにおいて、タイミング位相の測定精度が高く、受信レベルの変動に対しても安定して動作できる符号同期回路などを提供できる。

本発明の他の目的、特徴、および優れた点は、以下に示す記載によって十分分かるであろう。また、本発明の利点は、添付図面を参照した次の説明で明白になるであろう。

本発明における符号同期回路の一例を示す機能ブロック図である。 本発明における符号同期回路の他の例を示す機能ブロック図である。 本発明における符号同期回路のさらに他の例を示す機能ブロック図である。 本発明における遅延時間測定装置の一例を示す機能ブロック図である。 複合符号信号Ｗと要素符号信号Ｘとの相関特性を調べるための相関マトリクスの例を示す図である。 前記符号同期回路における出力信号の相関特性及び各種入力信号を示す概略図であり、（ａ）は、前記符号同期回路における２つの相関器から出力される相関値とクロック信号の位相シフトとの関係を示し、（ｂ）は、クロック信号、２分周したクロック信号（要素符号信号Ｘ）、要素符号信号Ｙ、Ｚ、及び複合符号信号Ｗの関係を示す。 従来の通信方式の概要を示す概略図であり、（ａ）は周波数重畳方式における送信の場合を示し、（ｂ）は周波数重畳方式における受信の場合を示し、（ｃ）は、従来の通信方式における通信路の周波数帯におけるキャリア配置を示し、（ｄ）は、キャリア重畳方式における通信路の周波数帯におけるキャリア配置を示す。 不要波キャンセルのためのキャンセラの原理を説明するための概略図である。 不要波とそのレプリカ信号とのキャリア位相誤差及びタイミング位相誤差によって生じた残留誤差信号の波形の様子を示す図である。 前記符号同期回路に要求される精度を評価するための図である。 キャリア重畳方式におけるレプリカ信号作成のために必要となる遅延時間を説明するための概要図である。 典型的な、キャンセラの構成を示す、機能ブロック図である。 前記符号同期回路において使用される複合符号信号Ｗの構成例を示す図である。 前記符号同期回路において使用される複合符号信号Ｗの自己相関特性を調べるための自己相関マトリクスの例を示す図である。 遅延時間について説明するための概略図であり、（ａ）は、単一のＰＮ符号を用いた場合の遅延時間測定の原理を示し、（ｂ）は、遅延時間の算出方法示す。 前記遅延時間測定装置における遅延時間測定の原理を説明するための概要図である。 相関値及び要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺとキャリア信号との同期状態の関係を説明するための図である。 相関値及び要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺとキャリア信号との同期状態に関する各ステップにおけるステップ判定誤り率などを説明するための図である。 ランダム系列符号と特定のＭ系列符号を使用した場合の位相シフトに対する相関値の変化を示す図である。 ３種類の複合符号信号におけるのＳ／Ｎ比と平均ステップ数との関係を示す図である。 前記符号同期回路における相関器に要求される積分ビット数を評価するための図である。

符号の説明

１ 受信部（受信手段）
２ 複合符号構成部（複合符号信号構成手段・再生複合符号信号構成手段）
３Ａ 第１相関器（第１の相関値出力手段）
３Ｂ 第２相関器（第２の相関値出力手段）
３Ｃ 第３相関器（第３の相関値出力手段）
４ Ｔ／２遅延器（遅延手段）
５ 数値制御周波数可変発振部（可変発振手段）
６ 同期判定部（符号同期判定手段）
７ 閾値制御部（閾値制御手段）
８ 相関レベル補正部（レベル補正手段）
１０〜３０ 符号同期回路
１１ 同期判定・再生複合符号出力制御部（再生複合符号信号構成手段）
１２ 送信用複合符号構成部（送信用複合符号信号構成手段）
１３ 送信部（送信手段）
１４ 遅延時間演算部１４（遅延時間演算手段）
１５ 複合符号位相差演算部
１６ τ＝ｎ・Ｔ＋α演算部
２１Ａ Ｘ符号生成部（要素符号信号生成手段）
２１Ｂ Ｙ符号生成部（要素符号信号生成手段）
２１Ｃ Ｚ符号生成部（要素符号信号生成手段）
２３ ２分周器（分周手段）
２４ 乗算器
２５ 加算器
３１Ａ〜３１Ｃ 乗算器
３２Ａ〜３２Ｃ 積分器
４０ 遅延時間測定装置
８１ ａ／ｃ演算器
８２ １／２演算器
Ｗ、ｗ 複合符号信号
Ｘ〜Ｚ 要素符号信号
ｘ シフト要素符号信号

本発明の一実施形態について図１〜６、及び１１〜２１に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、説明の都合上、以下では、本発明を周波数重畳方式に適用した場合の実施形態について説明するが、本発明の適用範囲はこれに限定されるものではない。

以下では、まず、図１１〜２１に基づき、本発明を理解する上で必要な特別な用語の意義や、概念について説明する。

〔１．周波数重畳方式における遅延時間の意義〕
まず、図１１に基づいて周波数重畳方式におけるレプリカ信号を作成する場合に必要となる遅延時間の意義について説明する。図１１は、周波数重畳方式におけるキャンセラにおいて測定する必要が生じる遅延時間τについて説明するための概念図である。

図１１に示すように、地球局（ハブ局）から送信されたキャリア信号（アウトバウンド信号）は、まず衛星によって受信され、その後、該衛星から地球局へ送り返される。したがって、概念的には、信号キャンセルのためのレプリカ信号を作成するため必要な遅延時間τは、地球局と衛星との間を信号が一往復する時間となる。この遅延時間τだけ遅らせた同期タイミングでレプリカ信号を生成し、受信したキャリア信号からキャンセルすれば、所望波の信号を得ることができる。

〔２．遅延時間測定装置の基本的な構成〕
つぎに、図１２に基づき、キャンセラの基本的な構成について説明する。図１２は、典型的なキャンセラの一例であるキャンセラ５０の基本構成を説明するための機能ブロック図である。図１２に示すように、キャンセラ５０は、受信部５１、衛星遅延時間測定系５２、ＣＲ（carrier recovery）５３、減算部５４、遅延器５５、及び変調器５６を備える構成である。なお、衛星遅延時間測定系５２としては、例えば、後述する遅延時間測定装置４０を用いることが好ましい。また、遅延時間測定装置４０に用いられる符号同期回路としては、後述するように符号同期回路１０〜３０のうちのいずれかとすることが好ましい。

ここで、図１２に基づき、キャンセラ５０の動作について説明する。受信部５１が受信した受信信号は、３つに分岐されて衛星遅延時間測定系５２、ＣＲ５３、及び減算部５４に送られる。衛星遅延時間測定系５２では、受信信号に付加された受信符号信号と回路内で継続的に生成されている送信符号信号との位相差から遅延時間を得る。ＣＲ５３では、受信信号に含まれるキャリア（搬送波）が再生される。

遅延器５５では、衛星遅延時間測定系５２が得た遅延時間だけ送信データ信号の同期タイミングを遅延させる。変調器５６では、ＣＲ５３で再生されたキャリアを、遅延器５５から出力される、遅延された送信データ信号により変調する。これにより、レプリカ信号が再生される。減算部５４では、受信信号から、レプリカ信号の減算が行なわれ、所望波が出力される。

〔３．複合符号信号について〕
遅延時間測定において、複数の要素符号信号から構成される複合符号信号を用いることが測定時間の短縮化において有効であることが知られている（非特許文献２参照）。複合符号信号の同期捕捉と同期保持においては、同一の複合符号信号同士の類似度を示す自己相関値が一定の異なった多重値をとるという複合符号信号の相関特性を利用する。

複合符号信号とは、１ビット長の整数倍である周期（以下「周期」と記載する）の互いに異なる複数の要素符号信号をある演算で組合せることによって、得られた符号信号のことである。それぞれの要素符号信号の周期が互いに素であるとき、構成された複合符号信号の周期は、それぞれの要素符号の周期の積となる。この複合符号信号の同期のための位相シフト数（ビットシフト数）は、相関値の多重性により、各要素符号の同期のための位相シフト数の和となる。例えば、周期がそれぞれＬ、Ｍ、及びＮのＰＮ符号信号について考えると、複合符号信号の周期は、Ｌ×Ｍ×Ｎとなる。このときの同期捕捉に要する位相シフト数は最大でもＬ＋Ｍ＋Ｎである。

一方、周期が前記複合符号信号と同一のＬ×Ｍ×Ｎの単一のＰＮ符号信号を用いた場合の同期捕捉に要する位相シフト数は、Ｌ×Ｍ×Ｎである。そうすると、複合符号信号を用いるほうが、同じ周期の単一の符号信号を用いる場合よりも、（Ｌ＋Ｍ＋Ｎ）／Ｌ×Ｍ×Ｎ倍だけ、位相シフト数を少なくすることができることがわかる。

また、複合符号信号の相関特性は、自己相関マトリクスによって統計的に解析することができることが知られている。しかしながら、自己相関値は、通常２つの同一の符号信号間の位相のシフトに依存して変化してしまう。仮に自己相関値が変化したとすると、同期捕捉において捕捉失敗率や検出誤り率が増加する。捕捉失敗率や検出誤り率が増加すると、同期時間の遅れを引き起こす原因となる。したがって、位相のシフトに対しても自己相関値が変動しないような要素符号信号の適切な組合せを見つけることが正確な遅延時間測定を行なう上で重要となる。

また、要素符号信号としては、時間軸相関のない雑音系列のような完全なランダム性をもったランダム系列符号信号が理想的であるが、有限周期のランダム系列符号信号では、完全なランダム性を得ることは不可能であり、完全なランダム性を得るためには、無限の周期をもつランダム系列符号信号が必要となる。

一方、雑音の性質に最も近く、また、数理的にも把握、実現できるＰＮ符号信号（擬似ランダム符号信号）として、Ｍ系列符号信号が良く知られている。そこで、適切な要素符号信号の組合せを見つけるために、Ｍ系列符号信号を用いた場合とランダム系列符号信号を用いた場合との２つのケースについてコンピュータ・シュミレーションを行なって、それぞれの相関特性を調べた。符号同期回路を入力レベルの変動に耐え得るように設計するためには、相関器による同期判定の安定性が高いことが好ましい。このため、特定の複合符号信号を用いた場合の相関値の位相シフトに対する安定性は符号同期回路の設計において重要な役割を果す。

〔４．複合符号信号の相関特性について〕
図１３は、特定の要素符号信号Ｘ、Ｙ及びＺから、
次式

によって構成される複合符号信号の一例を示している。

ここで、

（以下、「＋」を用いて省略記載する場合がある。）
は、排他的論理和であり、「・」は乗算を示している。複合符号信号Ｗは、図１３に示すように、３つの要素符号から構成されている。

ここで、排他的論理和とは、０＋０＝０，１＋０＝１，０＋１＝１，及び１＋１＝０の演算規則を持つ加算である。通常の加算と異なるのは、１＋１＝０となる点である。例えば、図１３の第１列は、Ｘ＝０、Ｙ＝０、Ｚ＝１のときの複合符号信号がＷ＝０となっているが、これは、Ｙ・Ｚ＝０・１＝０であり、得られた０とＸ＝０との排他的論理和をとって、Ｗ＝０＋０＝０を得たものである。

一方、図１３の最終列は、Ｘ＝Ｙ＝Ｚ＝１のときの複合符号信号がＷ＝０となっているが、これは、Ｙ・Ｚ＝１・１＝１であり、得られた１とＸ＝１との排他的論理和をとって、Ｗ＝１＋１＝０を得たものである。

複合符号信号Ｗの自己相関特性は、図１４に示すような、自己相関マトリクスを解析することによって、簡単に評価できる。図１４は、図１３に示される複合符号信号Ｗ（又はｗ）を構成した場合に対応する自己相関マトリクスの例である。

まず、要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺのすべてのが同期状態に無い場合は、Ｗとｗとのすべての組合せとなり、全部で６４通りとなる。

ここで、相関値Ｃの定義は、
Ｃ＝（“０”の数−“１”の数）／（“０”の数＋“１”の数）で与えられる。

すると、６４通り中“０”の数＝“１”の数＝３２であるから、
この場合の相関値Ｃａｌｌｏｕｔは、
Ｃａｌｌｏｕｔ＝（３２−３２）／６４＝０となる。

次に、要素符号信号Ｘのみが同期状態にある場合は、図１４で「Ｘ一致」と示された部分となり、全部で３２通りとなる。

この場合の相関値ＣＸは、
ＣＸ＝（２０−１２）／３２＝０．２５となる。

さらに、要素符号信号Ｘ及びＹ、或いはＸ及びＺが同期状態にある場合は、図１４で「ＸとＹ一致」と示された部分となり、全部で１６通りとなる。

この場合の相関値ＣＸＹ（又は相関値ＣＸＺ）は、
ＣＸＹ＝ＣＸＺ＝（１２−４）／１６＝０．５となる。

最後に要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺのすべてが同期状態にある場合は、図１４で「全て一致」と示された部分となり、全部で、８通りとなる。

この場合の相関値Ｃａｌｌは、
Ｃａｌｌ＝（８−０）／８＝１となる。（非特許文献５参照）
〔５．単一符号信号を用いた場合の遅延時間の測定原理〕
ここで、簡単のため、図１５の（ａ）及び図１５の（ｂ）に基づき、遅延時間測定用の符号信号として単一の符号信号を用いた場合について説明する。図１５の（ａ）に示すように、まず、地球局から静止衛星に向けて、送信データによって変調されたキャリア（搬送波）に、遅延時間測定用符号信号を付加したキャリア信号を送信する。静止衛星は受信したキャリア信号を地球局に返送する。このとき、地球局では、受信したキャリア信号と送信した遅延時間測定用符号信号（以下「送信符号信号」と略すことがある。）との相関をとることにより、往復の遅延時間を測定する。

つぎに、図１５の（ｂ）に基づき、単一の符号信号を用いたときの遅延時間の測定原理を説明する。図１５の（ａ）に示すように、送信符号信号は地球局で継続して生成される。一方、受信符号信号は前記送信符号信号が衛星によって返送されたものであり、遅延時間分だけ遅れて地球局によって受信される。この受信符号信号は、通常は、雑音等が加わるので、原形をほとんど止めていない。そこで、この受信符号信号と送信符号信号との相関をとることによって受信符号信号を再生する。図１５の（ｂ）の送信符号は、地球局で生成され続けている送信符号信号であり、受信符号は、前記再生された受信符号信号である。そうすると、原理的には、これらの信号間の位相のずれから遅延時間τを求めることができることがわかる。なお、遅延時間τは、位相のずれ（ずれのビット長又はフレーム長）×ビットレートで算出できる。

〔６．複合符号信号の選定〕
ここで、本発明の目的を達成し得る相関特性を示し、かつ、周期が比較的短い要素符号信号で構成された複合符号信号の一例を用いた場合の遅延時間の測定方法について説明する。本実施の形態における複合符号信号は、Ｘとしてクロック信号を２分周した符号信号（周期は２ビット長、以下「周期は２」と記載することがある）、Ｙ及びＺとして周期がそれぞれ６３及び１２７のＭ系列符号信号の各要素符号信号から構成されるものを使用する。

静止衛星までの距離は、３万６千ｋｍであり、往復遅延時間は約２５０ｍｓとなる。衛星の軌道ドリフトは１日あたり１００ｋｍなので、遅延時間は約０．６６（０．３３×２）ｍｓとなる。図１６に示すように、ビットレートが１０Ｍｂｐｓの場合、１万６千２ビット長の周期である１フレームは、１．６００２ｍｓに相当する。１回の往復時間では、１５４＋α（０≦α＜１）フレームである。１５４フレームは、常に一定なので、遅延時間の測定においては、１フレームの遅延時間である実数αを測定すれば良いことがわかる。周期がそれぞれ２、６３、及び１２７の要素符号信号から構成された複合符号信号の同期捕捉に要する時間は、３つの要素符号信号をサーチする時間の総和である。図１７は、この複合符号信号の同期状態と４つの相関値との関係を示す図である。

相関値が０である第１のステップ（１ｓｔＳｔｅｐ）では、要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺのいずれのも同期していない状態を示している。相関値が０．２５である第２のステップ（２ｎｄＳｔｅｐ）では、要素符号信号Ｘのみが同期している状態であり、つぎにサーチを行なう要素符号信号Ｙの位相をシフトする。相関値が０．５である第３のステップ（３ｒｄＳｔｅｐ）では、要素符号信号Ｘ、及びＹが同期している状態であり、つぎにサーチを行なう要素符号信号Ｚの位相をシフトする。最後に相関値が１となれば、要素符号信号Ｘ、Ｙ及びＺのすべてが同期状態にあることを示している。

複合符号信号は、メインキャリア信号との干渉を避けるため、メインキャリア信号よりも２５ｄＢ低い電力密度で送受信する必要がある。そこで、図１８に基づき、前記複合符号信号の同期捕捉課程における同期状態の判定誤り率について説明する。図１８は、同期捕捉過程における判定誤り率をコンピュータでシュミレートしたものである。

雑音環境下では、相関値が多重であり、相関値間の間隔が短いので、判定誤りが生じる。Ｔ１、Ｔ２及びＴ３はそれぞれ、４つの相関値を区別するための閾値である。特定のＳ／Ｎ比のとき、それぞれの相関レベルにおける雑音の分布は同じになる。ここでは、それぞれの閾値は、相関値の中間に設定する。

図１８のｐ１は第２ステップの状態にある場合に、第１ステップ又は第３ステップの状態にあると判定してしまう確率であり、ｑ１は、第３ステップの状態にある場合に、第２ステップ又は第４ステップの状態にあると判定してしまう確率である。このような判定誤りが生じると、同期時間は遅れることになる。

上述したように、前記複合符号信号の同期は、４つのレベルの相関値を検出することによって達成される。要素符号信号の周期が充分に長く、これらの要素符号信号が統計的にランダムであるという仮定の下では、相関値が本来の値をとる。しかしながら、図１９に示すように、選択した要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺのそれぞれの周期は、２、６３、及び１２７であり、実際の要素符号信号はそんなに長くする必要は無いことがわかった。

上述したように、このような短い周期の要素符号信号Ｘ、Ｙ及びＺにおいて、それぞれの要素符号信号を位相シフトした場合に、相関値が所定の値をとるかどうかということが重要である。コンピュータ・シュミレーションで、各ステップにおける相関値を計算した。図１９に示す、実線のグラフは、要素符号信号Ｙ及びＺについてランダム系列符号を使用した場合の相関値の変化の様子を示している。

一方、破線のグラフは、要素符号信号Ｙ及びＺについてＭ系列符号を使用した場合の相関値の変化の様子を示している。これら２つのケースの間においては、相関値の変化の様子に顕著な違いが見られることがわかる。この違いについて以下、詳細に説明する。

実線で示すグラフでは、それぞれの要素符号信号の位相シフト数に対して、本来取るべき相関値からかなりはずれた変化を示している。ここで、ランダム系列符号信号を使用する限り、たとえどんなに長い符号信号を使用したとしても、本来取るべき相関値からはずれた変化が見られるという点が問題である。この結果は、ランダム系列符合信号に対し、完全なランダム性が要求されるとともに、このためランダム系列符号信号の周期は、無限大である必要があることを示している。

相関値が本来の取るべき値からはずれると、図１８に示すような雑音の存在する環境下では、ステップ判定の誤り率がさらに増加する。また、ランダム系列符号信号を使用した場合における図１９の実線で示すグラフでは、時々、雑音が無くても閾値を超える場合がある。この結果は、要素符号信号としてランダム系列符号信号を用いることはできないことを示している。

一方、Ｍ系列符号信号を使用した場合における破線で示すグラフは、非常に安定していることがわかる。要素符号信号Ｙ及びＺに対してＭ系列符号信号を使用したときの複合符号信号の自己相関を分析した結果、以下のそれぞれの条件下における理論的な相関値を得た。ここで、３つの要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺのそれぞれの周期をＬ、Ｍ、及びＮとする。

（ａ）要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺがすべて同期状態に無い場合
Ｃａｌｌｏｕｔ＝−１／４・｛ＭＮ−３（Ｍ＋Ｎ＋１）｝／ＬＭＮ＝−１／（４Ｌ）≒０
（ｂ）要素符号信号Ｘのみが同期状態にある場合
ＣＸ＝Ｌ／４・｛ＭＮ−３（Ｍ＋Ｎ＋１）｝／ＬＭＮ＝１／４＝０．２５
（ｃ）要素符号信号Ｘ及びＹ、又はＸ及びＺが同期状態にある場合
ＣＸＹ＝ＣＸＺ＝Ｌ／２・｛ＭＮ−（Ｍ＋Ｎ＋１）｝／ＬＭＮ≒０．５
（ｄ）要素符号信号Ｘ、Ｙ及びＺのすべてが同期状態にある場合
Ｃａｌｌ＝ＬＭＮ／ＬＭＮ＝１．０
これらの式は、破線のグラフで示される符号信号の自己相関は、それぞれの要素符号信号における位相シフトに関わらず、一定値をとることを示す。

また、以下で示すように、要素符号信号Ｙ及びＺについてＭ系列符合を用いた場合、たとえ周期が短くても、非常に良い相関特性を示す。

図２０は、周期の異なる前記複合符号信号を含む合計３種類の複合符号信号を同期捕捉するまでの平均のステップ数を、Ｓ／Ｎ比（signal to noise）に対する相関値の関数として示している。なお、要素符号信号Ｘの周期は２であり、これらの複合符号信号間で共通である。図２０に示す結果は、非特許文献６に開示された理論的な方程式を解くことによって得られたものである。Ｓ／Ｎ比は、相関器による積分時間を長くすること及び受信時のＳ／Ｎ比を大きくすることによって、改善する。図２０に示すように、前記複合符号信号（Ｌ＝２、Ｍ＝６３、Ｎ＝１２７）は、非常に良い特性を持っていることがわかる。

例えば、Ｓ／Ｎ比が２５ｄＢのとき、周期がそれぞれ、Ｍ＝６３、Ｎ＝１２７の要素符号信号で構成された複合符号信号の同期捕捉までに要する位相シフトの平均ステップ数は、９９回であるのに対し、周期がＭ＝１２７、Ｎ＝２５５の要素符号信号で構成された複合符号信号は、平均ステップ数が２００回である。また、周期がＭ＝２５５、Ｎ＝５１１の要素符号信号から構成された複合符号信号の場合は、平均ステップ数が４３５回にものぼっている。この結果は、要素符号信号Ｙ及びＺとしてＭ系列符号を用いた場合には、要素符号信号の周期は、あまり長くなくても良いということを示している。

そこで、以下の説明では、符号信号の周期がそれぞれ、Ｌ＝２、Ｍ＝６３、Ｎ＝１２７の場合の要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺから構成される複合符号信号を選択した場合について説明する。

図２１は、前記複合符号信号を選択した場合における相関器による積分時間と平均同期時間との関係などを示す表である。図２１は、積分時間として１０５ビットを選択することが望ましいことを示唆している。このとき、位相の平均シフト数は９９回であり、１回のシフトあたりの時間は０．０１ｓであるから、平均同期時間は０．９９ｓである。また、入力及び出力時のＳ／Ｎ比は、ともに、２５ｄＢであるから、改善されたＳ／Ｎ比は５０ｄＢである。

つぎに、図１〜６及び１７に基づき、本発明の一実施形態である、符号同期回路、及び遅延時間測定装置などの構成及び動作について説明する。

〔７．符号同期回路の例１〕
まず、図１、５、図６の（ａ）及び図６の（ｂ）に基づき、本発明の符号同期回路の一例である符号同期回路１０の構成について説明する。図１に示すように、符号同期回路１０は、受信部（受信手段）１、複合符号構成部（複合符号信号構成手段・再生複合符号信号構成手段）２、第１相関器３Ａ（第１の相関値出力手段）、第２相関器３Ｂ（第２の相関器出力手段）、Ｔ／２遅延器（遅延手段）４、数値制御周波数可変発振部（可変発振手段）５、及び同期判定部（符号同期判定手段）６を備える構成である。

受信部１は、外部からのキャリア信号を受信するものである。複合符号構成部２は、要素符号信号（最短要素符号信号）Ｘと要素符号信号Ｙ及びＺとをそれぞれ生成し、これらの要素符号信号に適当な演算を施すことにより、複合符号信号Ｗを構成するものであり、Ｙ符号生成部（要素符号信号生成手段）２１Ａ、Ｚ符号生成部（要素符号信号生成手段）２１Ｂ、位相制御部（符号位相制御手段）２２、２分周器（分周手段）２３、乗算器２４、及び加算器２５を備える構成である。

Ｙ符号生成部２１Ａ及びＺ符号生成部２１Ｂは、それぞれ、クロック信号が入力されると要素符号信号Ｙ及びＺを生成するものである。本実施の形態においては、上述したように、要素符号信号Ｘ、Ｙ及びＺはそれぞれ、周期が２である２分周したクロック信号、周期が６３のＭ系列符号信号、周期が１２７のＭ系列符号信号を使用する。しかし、このような要素符号信号に限られず、要素符号信号Ｘの周期をＬ（０＜Ｌ）とするとき、要素符号信号Ｙ及びＺは、要素符号信号Ｘ、Ｙ及びＺのそれぞれの周期であるＬ、Ｍ及びＮ（０＜Ｌ≦Ｍ≦Ｎ：Ｌ、Ｍ及びＮは整数）が互いに素となるようなＰＮ符号信号（擬似雑音信号）などであれば何であっても良い。

位相制御部２２は、キャリア信号と同期状態にない要素符号信号Ｙ及びＺのそれぞれが、キャリア信号と同期するように、要素符号信号Ｘ以外の、キャリア信号と同期状態にない要素符号信号Ｙ及びＺの位相をそれぞれ同期状態に至るように制御するものである。

２分周器２３は、数値制御周波数可変発振部５から発振されるクロック信号を２分周するものである。なお、２分周するのは、クロック信号の周期（周期が１ビット長に相当する）を２倍にしたものを最短の要素符号信号Ｘ（周期は２ビット長となる）として用いるためである。すなわち、最短の要素符号信号Ｘとして、２分周したクロック信号を用いるのである。

乗算器２４は、要素符号信号ＹとＺとの積「Ｙ・Ｚ」を演算するものである。加算器２５は、前記の積「Ｙ・Ｚ」の排他的論理和をとることで、積分を実行するものである。

第１相関器３Ａはキャリア信号と要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺのそれぞれとの類似度を示す、理論上の第１の相関値に対応する相関レベルを出力するものである。第１相関器３Ａは、乗算器３１Ａ及び積分器３２Ａを備える。乗算器３１Ａは、キャリア信号と要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺから構成される複合符号信号とを乗算するものである。また、積分器３２Ａは、乗算器３１Ａの演算結果の総和をとって積分を実行するものであるが、ここでの和は排他的論理和である。

第２相関器３Ｂは、要素符号信号Ｘの位相を１／２ビット長だけ遅延させた遅延要素符号信号ｘ（遅延最短要素符号信号）と、キャリア信号との類似度を示す理論上の第２の相関値に対応する相関レベルを出力するものである。

第２相関器３Ｂは、乗算器３１Ｂ及び積分器３２Ｂとを備える。乗算器３１Ｂは、キャリア信号と遅延要素符号信号ｘとを乗算するものである。また、積分器３２Ｂは、乗算器３１Ｂの演算結果の総和をとって積分を実行するものであるが、ここでの和は排他的論理和である。

Ｔ／２遅延器４は、要素符号信号Ｘの位相を１／２ビット長だけ遅延させて、遅延要素符号信号ｘを得るためのものである。

数値制御周波数可変発振部５は、第２相関器３Ｂが出力する相関レベルに応じて周波数を変化させたクロック信号を発振し、キャリア信号とクロック信号との同期を制御するものである。同期判定部６は、第１相関器３Ａから出力される相関レベルから、キャリア信号と要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺのそれぞれとが同期状態にあるか否かを判定するものである。本実施の形態では、予め閾値を設定しておき、この閾値を超えると同期状態と判定する場合を考えるが、同期状態の判定法はこのような閾値を用いる場合に限定されるものでは無い。

つぎに、図１に基づき符号同期回路１０の動作について説明する。数値制御周波数可変発振部５は、クロック信号を発振する。該クロック信号は、３つの経路に分岐し、１つの経路のクロック信号は、２分周器２３によって２分周され、この２分周されたクロック信号は、周期が２ビット長となる。この周期が２倍に拡大された符号信号を要素符号信号Ｘと呼ぶ。一方、残りの２つの経路のクロック信号はＹ符号生成部２１Ａ及びＺ符号生成部２１Ｂに入力される。Ｙ符号生成部２１Ａ及びＺ符号生成部２１Ｂは、入力されるクロック信号の立ち上がりタイミングで要素符号信号Ｙ及びＺを生成する。なお、ここでは、要素符号信号Ｙ及びＺがクロック信号の立ち上がりタイミングで生成されるとしているが、このような場合に限られず、クロック信号の立下りタイミングで要素符号信号Ｙ及びＺが生成される構成であっても良い。

つぎに、要素符号信号Ｘは、さらに、Ｔ／２遅延器４によって、位相が１／２ビット長だけ遅延されて遅延要素符号信号ｘとなる。

この遅延要素符号信号ｘと受信部１によって受信されたキャリア信号とは、第２相関器３Ｂに入力され、第２相関器３Ｂからは、遅延要素符号信号ｘとキャリア信号との類似度を示す理論上の第２の相関値に対応する相関レベルが出力される。

数値制御周波数可変発振部５は、第２相関器３Ｂが出力する相関レベルに応じてキャリア信号とクロック信号とが同期するように、クロック信号の周波数を制御する。

例えば、第１の相関値が０．２５（第２の相関値０）に対応する相関レベルが得られた場合には、キャリア信号とクロック信号との同期が得られているので、位相を保持するような周波数とする。例えば、周波数としてのビットレートを１０Ｍｂｐｓとしている場合には、このビットレートを１０Ｍｂｐｓで保持する。

一方、第１の相関値が０（第２の相関値０．５）に対応する相関レベルが得られた場合には、キャリア信号とクロック信号との同期が得られていない。そこで、位相が遅れている場合には、位相を早めるような周波数とし、位相が進んでいる場合には位相を遅らせるような周波数とする。

例えば、位相を早める場合、周波数としてのビットレートを１０Ｍｂｐｓとしている場合には、このビットレートを１１Ｍｂｐｓなどのように早める。以上によりキャリア信号とクロック信号との同期捕捉、及び同期保持が可能となる。

こうして、クロック同期が得られた時、同時に要素符号信号Ｘが同期した状態となっている。したがって、その後は、受信部１が受信したキャリア信号とクロック信号との同期が保持された状態で、要素符号信号Ｙ（又はＺ）の同期点をサーチする。具体的には、位相制御部２２が第１相関器３Ａから出力される相関レベルに応じて、要素符号信号Ｙ（又は、要素符号信号Ｚ）が同期状態に至るように位相を制御する。

ここで、キャリア信号と要素符号信号Ｙ（又は要素符号信号Ｚ）との同期が得られた状態で、さらに、要素符号信号Ｚ（又は要素符号信号Ｙ）の同期点をサーチする。要素符号信号Ｚ（又は要素符号信号Ｙ）が同期状態に至るまでの流れは、上述した要素符号信号Ｙと同様であるので説明は省略する。こうして、すべての要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺのが同期状態にいたれば、複合符号信号Ｗが同期した状態となる。この場合、符号同期回路１０の同期判定部６は、キャリア信号と複合符号信号Ｗとが同期状態に至ったと判定する。

ここで、遅延要素符号信号ｘが果す役割について図５、図６の（ａ）及び図６の（ｂ）に基づいて説明する。図５はクロック信号を２分周した符号信号（図６の（ａ）のＣＬ／２）である要素符号信号Ｘと複合符号信号Ｗとの相関マトリクスを示している。なお、図のＣＬ／２は、クロック信号を２分周したものであるという意義である。

相関値が０．５のときは、受信したキャリア信号に含まれるクロック信号と回路内のクロック信号との同期が得られた状態を示す。相関値が、−０．５のときは、受信したキャリア信号に含まれるクロック信号と回路内のクロック信号とが逆位相で同期した状態を示している。

この特性に従い第１相関器３Ａ及び第２相関器３Ｂから出力される相関レベルに対応する相関値を位相シフトΔＴの関数として図６の（ａ）に示す。図６の（ａ）では、グラフａ及びグラフｂの２つのグラフを示している。

グラフａは、遅延要素符号信号ｘとキャリア信号との相関特性を示しており、第２相関器３Ｂの相関値に対応するものである。一方、グラフｂは、要素符号信号Ｘとキャリア信号との相関特性を示しており、第１相関器３Ａの相関値に対応するものである。

グラフａが示す相関特性では、位相シフトΔＴが０．５Ｔ（Ｔはクロック周期）の時に第２の相関値が０．５で最大となっており、位相シフトΔＴが０のとき第２の相関値も０となっている。一方、グラフｂが示す相関特性では、位相シフトΔＴが０のとき第３の相関値が０．５となっており、位相シフトΔＴが０．５Ｔのときに第３の相関値が０となっている。

ここで、第２相関器３Ｂ、数値制御周波数可変発振部５、２分周器２３、及びＴ／２遅延器４、を含むループは、いわゆるフェーズ・ロックループと呼ばれる回路を形成している。このフェーズ・ロックループでクロック同期を得るためには、グラフａのような相関特性を示す状態としなければならないことが知られている。すなわち、位相シフトΔＴが０のとき第２の相関値が０となるような点を同期点としてフィードバックをかける必要がある。なお、グラフａは、原点対象のグラフであり、Ｓ字に似ているので特にＳカーブと称される形となっている。

つぎに、図６の（ｂ）に基づいて、クロック信号、２分周したクロック信号（要素符号信号Ｘ）と、要素符号信号Ｙ及びＺと、複合符号信号Ｗとの関係について説明する。「ＣＬ」はクロック信号を示している。「２分周ＣＬ（Ｘ符号）」は、クロック信号を２分周して符号信号としたものであり、周期が２ビット長の要素符号信号Ｘのことである。「Ｙ」、「Ｚ」、及び「Ｗ」は、それぞれ要素符号信号Ｙ、Ｚ、及び複合符号信号Ｗのことである。

なお、クロック信号の１周期に１つ符号を生成するので、クロック信号の１周期が１ビット長に相当する。

図６の（ｂ）では、クロック信号の立ち上がりタイミングに合わせて要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺと複合符号信号Ｗとが生成される様子を示している。なお、複合符号信号Ｗと要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺとの関係は、４．複合符号信号の相関特性についてにおいて説明したとおりである。

以上より、符号同期回路１０は、クロック信号を２分周したものを周期が最短である要素符号信号Ｘとし、この要素符号信号Ｘを、要素符号信号Ｘ以外の要素符号信号Ｙ及びＺのそれぞれと、キャリア信号とに共通のクロック信号の同期に利用している。したがって、キャリア信号と要素符号信号Ｘとの同期を得ると同時にキャリア信号とクロック信号との同期を得ることができる。

また、前記キャリア信号と、要素符号信号Ｘの位相を１／２ビット長だけ遅延させた遅延要素符号信号ｘとの類似度を示す第２の相関値を利用すれば、該第２の相関値が０のときに、前記クロック信号の位相シフト（位相誤差）が０である点と、前記キャリア信号及び前記クロック信号との同期点とを一致させることができる。

このため、上記のように、前記第２相関器３Ｂ、数値制御周波数可変発振部５、２分周器２３、及びＴ／２遅延器、を含むループを、いわゆるフェーズ・ロックループと呼ばれるループとすることができる。

以上のように、前記キャリア信号とクロック信号との同期点を、第２相関値が０であり、クロック信号の位相シフトΔＴ＝０である点付近に合わせているので、受信したキャリア信号の入力レベルが多少変動したとしても、大きな影響を受けることは無く、安定して前記クロック信号と前記キャリア信号との同期を得ることができる。よって、低Ｃ／Ｎ環境下での符号同期回路において、タイミング位相の測定精度が高く、受信レベルの変動に対しても安定して動作できる符号同期回路を提供できる。

〔８．符号同期回路の例２〕
本発明の符号同期回路の他の例である符号同期回路２０について図２及び１７に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本符号同期回路の例２において説明すること以外の構成は、前記符号同期回路の例１と同じである。また、説明の便宜上、前記符号同期回路の例１の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図２は、符号同期回路２０の構成を示す機能ブロック図である。符号同期回路１０と異なる点は、第３相関器（第３の相関値出力手段）３Ｃ及び閾値制御部（閾値制御手段）７を備える点のみである。

第３相関器３Ｃは、受信部１が受信したキャリア信号と２分周器２３が生成するクロック信号を２分周した要素符号信号Ｘとの類似度を示す第３の相関値に対応する相関レベルを出力するものである。第３相関器３Ｃは、乗算器３１Ｃ及び積分器３２Ｃとを備える。乗算器３１Ｃは、キャリア信号と要素符号信号Ｘとを乗算するものである。また、積分器３２Ｃは、乗算器３１Ｃの演算結果の総和をとって積分を実行するものであるが、ここでの和は排他的論理和である。

閾値制御部７は、第３相関器３Ｃの相関レベルに応じて、同期判定部６があらかじめ設定している閾値のレベルを調整する。例えば、上述した図１７の例のように、４つの相関値０、０．２５、０．５、及び１に対応する相関レベルが存在する場合、例えば、あらかじめ３つの閾値として、Ｔ１＝０．１２５、Ｔ２＝０．３７５、及びＴ３＝０．７５を設定する。

符号同期回路２０においてキャリア信号と要素符号信号Ｘとが同期状態にあると第１相関器３Ａから得られる理論上の相関値は０．２５を示す。この０．２５という相関値に対応する相関レベルは、入力レベルの変動によって変化し得る。しかしながら、第１相関器３Ａにおける積分時間を充分に長くとって平均化した後は、閾値Ｔ２・Ｔ３を第３相関器３Ｃの出力を用いて修正することが可能である。

例えば、第３相関器３Ｃの相関レベルが、基準の相関レベル（例えば相関値を基準値とする場合など）より大きくなったときは、閾値Ｔ２・Ｔ３のそれぞれのレベルを高くし、第３相関器３Ｃの相関レベルが基準の相関レベルよりも小さくなった時は、閾値Ｔ２・Ｔ３のレベルを低くするように制御すれば良い。

以上によれば、符号同期回路１０の構成にくわえて、さらに、受信する信号の受信レベルの変化に応じて同期判定の閾値を調整できる。よって、低Ｃ／Ｎ環境下での符号同期回路などにおいて、タイミング位相の測定精度が高く、受信レベルの変動に対しても安定して動作できる符号同期回路などを提供できる。

〔９．符号同期回路の例３〕
本発明の符号同期回路のさらに他の例である符号同期回路３０について図３に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本符号同期回路の例３において説明すること以外の構成は、前記符号同期回路の例１又は２と同じである。また、説明の便宜上、前記符号同期回路の例１又は２の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図３は、符号同期回路３０の構成を示す機能ブロック図である。符号同期回路１０と異なる点は、第３相関器３Ｃ及び相関レベル補正部（レベル補正手段）８を備えている点のみである。また、符号同期回路２０と異なる点は、閾値制御部７に替えて相関レベル補正部８を備える点である。

相関レベル補正部８は、第３相関器３Ｃから出力される相関レベルの変化に応じて、第１相関器３Ａから出力される相関レベルの大きさを調整するものであり、ａ／ｃ演算器８１と１／２演算器８２とを備える。

ａ／ｃ演算器８１は、第１相関器３Ａから出力される相関レベル（実数ａとする）の、第３相関器３Ｃから出力される相関レベル（実数ｃとする）に対する比（ａ／ｃ）を演算するものである。１／２演算器８２は、ａ／ｃの値を１／２倍する演算器である。

ここで、受信レベルの変動による相関レベルの変動を補正する方法としては、例えば、以下のように、第１の相関値の相関レベルを理論的な第１の相関値に維持する方法が考えられる。

まず、キャリア信号とクロック信号とが同期した状態では、第１相関器３Ａの理論的な相関値は０．２５を示し、この相関値（図３ではａと示している。）に対応する相関レベルは、受信レベルに比例する。すなわち、比例定数をｋ（ｋは実数）として０．２５ｋとなる。一方、第３相関器３Ｃの理論的な相関値は０．５を示し、この相関値に対応する相関レベル（図３ではｃと示している。）も、受信レベルに比例する。すなわち０．５ｋである。

そうすると、これらの比（ａ／ｃ）をとれば、受信レベルに関する比例定数ｋを相殺させることができる。この比はａ／ｃ演算器８１が出力し、ａ／ｃ＝０．２５ｋ／０．５ｋ＝０．２５／０．５＝０．５となる。

この０．５という値は理論的な第１の相関値０．２５の２倍である。

そこで、１／２演算器８２を用いて（ａ／ｃ）・（１／２）＝０．５・（１／２）＝０．２５とする。このようにすれば、同期判定部６に入力される相関レベルを理論的な相関値である第１の相関値とすることができる。

このような方法の他、第３相関器３Ｃの相関レベルが、基準の相関レベル（例えば相関値を基準値とする場合など）より大きくなったときは、第１相関器３Ａから出力される相関レベルを大きくし、第３相関器３Ｃの相関レベルが基準の相関レベルよりも小さくなった時は、第１相関器３Ａから出力される相関レベルを小さくするように制御する方法を採用しても良い。

以上によれば、前記の構成にくわえて、さらに、受信する信号の受信レベルの変化に応じて同期判定の相関レベルを調整できる。

よって、低Ｃ／Ｎ環境下での符号同期回路などにおいて、タイミング位相の測定精度が高く、受信レベルの変動に対しても安定して動作できる符号同期回路などを提供できる
〔１０．遅延時間測定装置の例〕
本発明の遅延時間測定装置の一例である遅延時間測定装置４０について図４に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本遅延時間測定装置の例において説明すること以外の構成は、前記符号同期回路の例１〜３と同じである。また、説明の便宜上、前記符号同期回路の例１〜３の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

図４は、本実施の一実施形態である遅延時間測定装置４０の構成を示す機能ブロック図である。図４に示すように、符号同期回路１０、同期判定・再生複合符号出力制御部（再生複合符号信号構成手段）１１、送信用複合符号構成部（送信用複合符号信号構成手段）１２、送信部（送信手段）１３、遅延時間演算部（遅延時間演算手段）１４を備えた構成である。

図４では、符号同期回路１０を備えた例を示しているが、これに限られず、符号同期回路２０又は符号同期回路３０を用いて構成しても良い。また、複合符号信号を利用する符号同期回路であれば、どんな符号同期回路であっても良い。そこで以下では、符号同期回路１０〜３０のいずれかを用いるという意味で、「符号同期回路１０〜３０」と記載する。

同期判定・再生複合符号出力制御部１１は、符号同期回路１０〜３０においてキャリア信号と複合符号信号とが同期状態に至ると、キャリア信号から再生された再生複合符号信号を遅延時間演算部１４に送るものである。

送信用複合符号構成部１２は、符号同期回路１０〜３０が構成する複合符号信号と特性が同一の送信用の送信用複合符号信号を構成し、送信部１３及び遅延時間演算部１４に送るものである。送信部１３は、キャリア（搬送波）を前記送信用複合符号信号で変調したキャリア信号を外部へ送信するものである。

遅延時間演算部１４は、複合符号位相差演算部１５と、τ＝ｎ・Ｔ＋α演算部１６とを備える。

複合符号位相差演算部１５は、送信用複合符号信号と再生複合符号信号との１フレームの位相差から、複合符号信号の１フレームあたりの遅延時間である実数α（但し、０≦α＜１）を算出する部分である。

ここで、遅延時間τを、送信部１３が、キャリア信号の送信を行なってから、図１の符号同期回路１０〜３０の受信部１が、該送信用複合符号信号を付加したキャリア信号を受信するまでの遅延時間と定義する。また、前記複合符号信号及び前記送信用の複合符号信号の共通の周期を実定数Ｔとするとき、
ｎは、次式
ｎ・Ｔ≦τ＜（ｎ＋１）・Ｔ ・・・・（２）
を満たす整数とする。

τ＝ｎ・Ｔ＋α演算部１６は、
次式
τ＝ｎ・Ｔ＋α ・・・・（３）
に基づき前記遅延時間τを求める部分である。

つぎに、図４に基づき、遅延時間測定装置４０の動作について説明する。まず、送信用複合符号構成部１２は、送信用複合符号信号を構成し、送信部１３に送る。送信部１３では、通信用の搬送波であるキャリアを送信用複合符号信号で変調し、キャリア信号として、外部へ送信する。このキャリア信号は、地球の周りに存在する静止衛星が受信し、該静止衛星は、受信したキャリア信号を遅延時間測定装置４０に送り返す。

遅延時間測定装置４０の符号同期回路１０〜３０は、受信したキャリア信号と符号同期回路１０〜３０内で構成される複合符号信号との同期をとる。符号同期回路１０〜３０は、複合符号信号を構成するすべての要素符号信号とキャリア信号との同期が得られると同期状態と判定し、それを同期判定・再生複合符号出力制御部１１に通知する。

同期判定・再生複合符号出力制御部１１は、この通知を受けると、符号同期回路１０〜３０が構成するキャリア信号との同期が得られた複合符号信号を再生複合符号信号として遅延時間演算部１４に送るよう指示するとともに、前記同期が得られたことを遅延時間演算部１４に通知するための同期確立信号を遅延時間演算部１４に発する。

遅延時間演算部１４は、同期判定・再生複合符号出力制御部１１から同期確立信号を受け取ると、上述したようにして遅延時間τを算出し、出力する。

以上によれば、遅延時間測定装置４０は、符号同期回路１０〜３０を備えているので、遅延時間測定装置４０におけるキャリア信号と複合符号信号との同期確立を安定させることができる。遅延時間測定装置４０を遅延時間の測定に用いれば、７５０ｋＨｚの帯域における同期タイミングの再生を位相が５度以下の正確さで実現することが可能である。

それゆえ、低Ｃ／Ｎ環境下での遅延時間測定装置などにおいて、タイミング位相の測定精度が高く、受信レベルの変動に対しても安定して動作できる遅延時間測定装置などを提供できる。

〔１１．まとめ〕
Ａ．本実施の形態においては、衛星通信における周波数重畳方式におけるレプリカ信号生成のための遅延時間測定用符号信号の選定を行なった。この遅延時間測定用符号信号として、下記の要素符号信号、Ｘ、Ｙ、及びＺから構成される複合符号信号Ｗを選定した。要素符号信号Ｘ、Ｙ、Ｚはそれぞれ、クロック信号を２分周した符号信号（周期は２）、周期が６３のＭ系列符号信号、周期が１２７のＭ系列符号信号を使用している。

Ｂ．不要波のキャンセラの特性は、遅延時間測定装置の特性に大きく依存することを示し、遅延時間測定装置の一実施形態として遅延時間測定装置４０を提供する。

Ｃ．正確で安定した動作を得るための符号同期回路の設計及び、要素符号信号の周期や、相関器における積分時間など回路設計において重要なパラメータの設定例を示した。

Ｄ．ランダム系列が使用される時のように、各要素符号同士の間の位相のずれによって自己相関特性が一定値をとらないような場面では、要素符号信号を慎重に選定する必要があることがわかった。

なお、本発明は、上述した各符号同期回路の例及び遅延時間測定装置の例で示される実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

最後に、符号同期回路１０〜３０及び遅延時間測定装置４０の各ブロックは、ハードウェアロジックによって構成してもよいし、次のようにＣＰＵを用いてソフトウェアによって実現してもよい。

すなわち、符号同期回路１０〜３０及び遅延時間測定装置４０は、各機能を実現する制御プログラムの命令を実行するＣＰＵ（central processing unit）、前記プログラムを格納したＲＯＭ（read only memory）、前記プログラムを展開するＲＡＭ（random access memory）、前記プログラムおよび各種データを格納するメモリ等の記憶装置（記録媒体）などを備えている。そして、本発明の目的は、上述した機能を実現するソフトウェアであるの制御プログラムのプログラムコード（実行形式プログラム、中間コードプログラム、ソースプログラム）をコンピュータで読み取り可能に記録した記録媒体を、符号同期回路１０〜３０及び遅延時間測定装置４０に供給し、そのコンピュータ（またはＣＰＵやＭＰＵ）が記録媒体に記録されているプログラムコードを読み出し実行することによっても、達成可能である。

前記記録媒体としては、例えば、磁気テープやカセットテープ等のテープ系、フロッピー（登録商標）ディスク／ハードディスク等の磁気ディスクやコンパクトディスク−ＲＯＭ／ＭＯ／ＭＤ／デジタルビデオデイスク／コンパクトディスク−Ｒ等の光ディスクを含むディスク系、ＩＣカード（メモリカードを含む）／光カード等のカード系、あるいはマスクＲＯＭ／ＥＰＲＯＭ／ＥＥＰＲＯＭ／フラッシュＲＯＭ等の半導体メモリ系などを用いることができる。

また、符号同期回路１０〜３０及び遅延時間測定装置４０を通信ネットワークと接続可能に構成し、前記プログラムコードを通信ネットワークを介して供給してもよい。この通信ネットワークとしては、特に限定されず、例えば、インターネット、イントラネット、エキストラネット、ＬＡＮ、ＩＳＤＮ、ＶＡＮ、ＣＡＴＶ通信網、仮想専用網（virtual private network）、電話回線網、移動体通信網、衛星通信網等が利用可能である。また、通信ネットワークを構成する伝送媒体としては、特に限定されず、例えば、ＩＥＥＥ１３９４、ＵＳＢ、電力線搬送、ケーブルＴＶ回線、電話線、ＡＤＳＬ回線等の有線でも、ＩｒＤＡやリモコンのような赤外線、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）、８０２．１１無線、ＨＤＲ、携帯電話網、衛星回線、地上波デジタル網等の無線でも利用可能である。なお、本発明は、前記プログラムコードが電子的な伝送で具現化された、搬送波に埋め込まれたコンピュータデータ信号の形態でも実現され得る。

また、本発明の符号同期回路は、前記構成に加えて、前記最短要素符号信号以外の残りのすべての要素符号信号がＭ系列符号信号であることが好ましい。

前記構成によれば、いわゆるランダム系列符号信号が、安定した自己相関特性を得るために、非常に長い周期を要するのと比較して、かなり短い周期のＭ系列符号信号でも、安定した自己相関特性を得ることができる。

なお、「自己相関特性」とは、特定の符号信号と、該符号信号との類似度を示す相関値が持つ特性のことを言う。

また、本発明の符号同期回路は、前記構成に加えて、さらに、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である３つの要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺから複合符号信号Ｗを構成する複合符号信号構成手段を備え、前記要素符号信号Ｘが、前記最短要素符号信号であり、

を排他的論理和とするとき、
次式

に基づく演算処理を行なう演算手段を用いて前記複合符号信号Ｗを構成することが好ましい。

前記構成によれば、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である３つの要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺから複合符号信号Ｗを構成し、要素符号信号Ｘを最短要素符号信号とし、上式（１）に基づく演算処理を行なうことにより複合符号信号を構成する。

それゆえ、複合符号信号の同期のための位相シフト数は、複合符号信号Ｗの自己相関値の多重性により、要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺのそれぞれの同期のための位相シフト数の和となる。よって、複合符号信号Ｗと同一の周期を持つ、いわゆる単一のＰＮ符号（擬似雑音符号）を用いた場合と比較して、キャリア信号とすべての要素符号信号Ｘ、Ｙ及びＺとを同期させるために要する位相シフト数を大幅に低減させることができる。

また、本発明の遅延時間測定装置は、前記符号同期回路と、該符号同期回路の前記符号同期判定手段が、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のすべてとが同期していると判定した場合の複合符号信号である再生複合符号信号を構成する再生複合符号信号構成手段と、前記複数の要素符号信号を生成し、該複数の要素符号信号から送信用複合符号信号を構成する送信用複合符号信号構成手段と、前記送信用複合符号信号を付加したキャリア信号の送信を行なう送信手段とを備えた遅延時間測定装置であって、前記送信手段が、前記送信用複合符号信号を付加したキャリア信号の送信を行なってから、前記受信手段が、該送信用複合符号信号を付加したキャリア信号を受信するまでの遅延時間をτ、前記複合符号信号及び前記送信用の複合符号信号の共通の周期を実定数Ｔとし、
ｎは、次式
ｎ・Ｔ≦τ＜（ｎ＋１）・Ｔ ・・・・（２）
を満たす整数であり、実数α（但し、０≦α＜１）を時間の次元をもつパラメータとするとき、前記再生複合符号信号と前記送信用複合符号信号との位相差から前記実数αを求め、
次式
τ＝ｎ・Ｔ＋α ・・・・（３）に基づき前記遅延時間τを求める遅延時間演算手段を有することが好ましい。

前記構成によれば、符号同期は、前記符号同期回路によって行なわれる。また、遅延時間τが、上式（２）を満たすような場合に、上式（３）に基づいて遅延時間τを求める。

それゆえ、遅延時間τを算出するのに、最大でも複合符号信号の周期分だけ位相をシフトすれば良いので、大幅に遅延時間τの測定時間を短縮することができる。

なお、前記符号同期回路及び前記遅延時間測定装置は、コンピュータによって実現してもよく、この場合には、コンピュータを前記各手段として動作させることにより前記符号同期回路及び前記遅延時間測定装置をコンピュータにて実現させる前記符号同期回路及び前記遅延時間測定装置の制御プログラム、およびそれを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体も、本発明の範疇に入る。

本発明によれば、たとえば周波数重畳を用いるＶＳＡＴ衛星通信ネットワークにおいて、不要波のレプリカ信号作成のために必要な遅延時間測定などに適用できる符号同期回路及び遅延時間測定装置などを提供できる。

Claims (12)

1. 外部からのキャリア信号を受信する受信手段と、
   複合符号信号の構成に用いられ、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である複数の要素符号信号のうち、前記周期が最短である最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成するためのクロック信号を、その周波数を変化させて生成する可変発振手段と、
   前記クロック信号が入力されると、前記複数の要素符号信号のうち、最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成する複数の要素符号信号生成手段と、
   前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの類似度を示す第１の相関値を出力する第１の相関値出力手段と、
   前記第１の相関値に応じて、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号のそれぞれとが、前記キャリア信号と同期するように、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号の位相を制御する符号位相制御手段と、
   前記第１の相関値に基づいて、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの同期状態を判定する符号同期判定手段とを備えた符号同期回路であって、
   前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成する分周手段と、
   前記最短要素符号信号の位相を１／２ビット長だけ遅延させた遅延最短要素符号信号を出力する遅延手段と、
   前記遅延最短要素符号信号と前記キャリア信号との類似度を示す第２の相関値を出力する第２の相関値出力手段とを備え、
   前記可変発振手段は、前記第２の相関値に応じて前記キャリア信号と前記クロック信号とが同期するように、前記クロック信号の周波数を制御することを特徴とする符号同期回路。
2. 外部からのキャリア信号を受信する受信手段と、
   複合符号信号の構成に用いられ、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である複数の要素符号信号のうち、前記周期が最短である最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成するためのクロック信号を、その周波数を変化させて生成する可変発振手段と、
   前記クロック信号が入力されると前記複数の要素符号信号のうち、最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成する複数の要素符号信号生成手段と、
   前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの類似度を示す第１の相関値を出力する第１の相関値出力手段と、
   前記第１の相関値に応じて、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号のそれぞれとが、前記キャリア信号と同期するように、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号の位相を制御する符号位相制御手段と、
   前記第１の相関値が、前記キャリア信号と同期状態にある要素符号信号の数に応じて設定された同期判定用閾値を超えた場合に、前記要素符号信号の数に相当する要素符号信号が同期したと判定する符号同期判定手段とを備えた符号同期回路であって、
   前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成する分周手段と、
   前記キャリア信号と前記最短要素符号信号との類似度を示す第３の相関値を出力する第３の相関値出力手段と、
   前記第３の相関値に応じて前記同期判定用閾値のそれぞれを変化させる閾値制御手段とを備えていることを特徴とする符号同期回路。
3. 外部からのキャリア信号を受信する受信手段と、
   複合符号信号の構成に用いられ、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である複数の要素符号信号のうち、前記周期が最短である最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成するためのクロック信号を、その周波数を変化させて生成する可変発振手段と、
   前記クロック信号が入力されると前記複数の要素符号信号のうち、最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成する複数の要素符号信号生成手段と、
   前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの類似度を示す第１の相関値を出力する第１の相関値出力手段と、
   前記第１の相関値に応じて、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号のそれぞれとが、前記キャリア信号と同期するように、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号の位相を制御する符号位相制御手段と、
   前記第１の相関値が、前記キャリア信号と同期状態にある要素符号信号の数に応じて設定された同期判定用閾値を超えた場合に、前記要素符号信号の数に相当する要素符号信号が同期したと判定する符号同期判定手段とを備えた符号同期回路であって、
   前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成する分周手段と、
   前記キャリア信号と前記最短要素符号信号との類似度を示す第３の相関値を出力する第３の相関値出力手段と、
   前記第３の相関値のレベルに応じて前記第１の相関値のレベルを補正するレベル補正手段とを備えていることを特徴とする符号同期回路。
4. 前記最短要素符号信号以外の残りのすべての要素符号信号がＭ系列符号信号であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の符号同期回路。
5. さらに、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である３つの要素符号信号Ｘ、Ｙ、及びＺから複合符号信号Ｗを構成する複合符号信号構成手段を備え、
   前記要素符号信号Ｘが、前記最短要素符号信号であり、
   を排他的論理和とするとき、
   次式
   に基づく演算処理を行なう演算手段を用いて前記複合符号信号Ｗを構成することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の符号同期回路。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の符号同期回路と、
   該符号同期回路の前記符号同期判定手段が、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のすべてとが同期していると判定した場合の複合符号信号である再生複合符号信号を構成する再生複合符号信号構成手段と、
   前記複数の要素符号信号を生成し、該複数の要素符号信号から送信用複合符号信号を構成する送信用複合符号信号構成手段と、
   前記送信用複合符号信号を付加したキャリア信号の送信を行なう送信手段とを備えた遅延時間測定装置であって、
   前記送信手段が、前記送信用複合符号信号を付加したキャリア信号の送信を行なってから、前記受信手段が、該送信用複合符号信号を付加したキャリア信号を受信するまでの遅延時間をτ、前記複合符号信号及び前記送信用の複合符号信号の共通の周期を実定数Ｔとし、
   ｎは、次式
   ｎ・Ｔ≦τ＜（ｎ＋１）・Ｔ ・・・・（２）
   を満たす整数であり、実数α（但し、０≦α＜１）を時間の次元をもつパラメータとするとき、
   前記再生複合符号信号と前記送信用複合符号信号との位相差から前記実数αを求め、
   次式
   τ＝ｎ・Ｔ＋α ・・・・（３）
   に基づき前記遅延時間τを求める遅延時間演算手段を有することを特徴とする遅延時間測定装置。
7. 外部からのキャリア信号を受信する受信ステップと、
   複合符号信号の構成に用いられ、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である複数の要素符号信号のうち、前記周期が最短である最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成するためのクロック信号を、その周波数を変化させて生成する可変発振ステップと、
   前記クロック信号が入力されると前記複数の要素符号信号のうち、最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成する複数の要素符号信号生成ステップと、
   前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの類似度を示す第１の相関値を出力する第１の相関値出力ステップと、
   前記第１の相関値に応じて、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号のそれぞれとが、前記キャリア信号と同期するように、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号の位相を制御する符号位相制御ステップと、
   前記第１の相関値に基づいて、前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの同期状態を判定する符号同期判定ステップとを備えた符号同期回路の制御方法であって、
   前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成する分周ステップと、
   前記最短要素符号信号の位相を１／２ビット長だけ遅延させた遅延最短要素符号信号を出力する遅延ステップと、
   前記遅延最短要素符号信号と前記キャリア信号との類似度を示す第２の相関値を出力する第２の相関値出力ステップとを備え、
   前記可変発振ステップで、前記第２の相関値に応じて前記キャリア信号と前記クロック信号とが同期するように、前記クロック信号の周波数を制御することを特徴とする符号同期回路の制御方法。
8. 外部からのキャリア信号を受信する受信ステップと、
   複合符号信号の構成に用いられ、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である複数の要素符号信号のうち、前記周期が最短である最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成するためのクロック信号を、その周波数を変化させて生成する可変発振ステップと、
   前記クロック信号が入力されると前記複数の要素符号信号のうち、最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成する複数の要素符号信号生成ステップと、
   前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの類似度を示す第１の相関値を出力する第１の相関値出力ステップと、
   前記第１の相関値に応じて、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号のそれぞれとが、前記キャリア信号と同期するように、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号の位相を制御する符号位相制御ステップと、
   前記第１の相関値が、前記キャリア信号と同期状態にある要素符号信号の数に応じて設定された同期判定用閾値を超えた場合に、前記要素符号信号の数に相当する要素符号信号が同期したと判定する符号同期判定ステップとを備えた符号同期回路の制御方法であって、
   前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成する分周ステップと、
   前記キャリア信号と前記最短要素符号信号との類似度を示す第３の相関値を出力する第３の相関値出力ステップと、
   前記第３の相関値に応じて前記同期判定用閾値のそれぞれを変化させる閾値制御ステップとを備えていることを特徴とする符号同期回路の制御方法。
9. 外部からのキャリア信号を受信する受信ステップと、
   複合符号信号の構成に用いられ、１ビット長の整数倍で表される周期が互いに素である複数の要素符号信号のうち、前記周期が最短である最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成するためのクロック信号を、その周波数を変化させて生成する可変発振ステップと、
   前記クロック信号が入力されると前記複数の要素符号信号のうち、最短要素符号信号以外のそれぞれの要素符号信号を生成する複数の要素符号信号生成ステップと、
   前記キャリア信号と前記複数の要素符号信号のそれぞれとの類似度を示す第１の相関値を出力する第１の相関値出力ステップと、
   前記第１の相関値に応じて、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号のそれぞれとが、前記キャリア信号と同期するように、前記最短要素符号信号以外の、前記キャリア信号と同期状態にない要素符号信号の位相を制御する符号位相制御ステップと、
   前記第１の相関値が、前記キャリア信号と同期状態にある要素符号信号の数に応じて設定された同期判定用閾値を超えた場合に、前記要素符号信号の数に相当する要素符号信号が同期したと判定する符号同期判定ステップとを備えた符号同期回路の制御方法であって、
   前記クロック信号を２分周して前記最短要素符号信号を生成する分周ステップと、
   前記キャリア信号と前記最短要素符号信号との類似度を示す第３の相関値を出力する第３の相関値出力ステップと、
   前記第３の相関値のレベルに応じて前記第１の相関値のレベルを補正するレベル補正ステップとを備えていることを特徴とする符号同期回路の制御方法。
10. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の符号同期回路における各手段としてコンピュータを動作させるための符号同期回路の制御プログラム。
11. 請求項６に記載の遅延時間測定装置における各手段としてコンピュータを動作させるための遅延時間測定装置の制御プログラム。
12. 請求項１０又は１１に記載の制御プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。