JP5045616B2 - Capacitive physical quantity detector - Google Patents

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本発明は、例えば加速度センサ装置やヨーレートセンサ装置等の、物理量を静電容量の変化として検出する容量式物理量検出装置に関する。   The present invention relates to a capacitive physical quantity detection device that detects a physical quantity as a change in capacitance, such as an acceleration sensor device or a yaw rate sensor device.

この種の容量式物理量検出装置として、例えば自動車のエアバッグの動作制御用の加速度センサ装置がある（例えば特許文献１参照）。図９に示すように、この加速度センサ装置は、半導体加速度センサチップ１と、そのセンサチップ１からの検出信号を処理する処理回路２とを備えて構成されている。   As this type of capacitive physical quantity detection device, for example, there is an acceleration sensor device for controlling the operation of an automobile airbag (see, for example, Patent Document 1). As shown in FIG. 9, the acceleration sensor device includes a semiconductor acceleration sensor chip 1 and a processing circuit 2 that processes a detection signal from the sensor chip 1.

詳しく図示はしないが、前記センサチップ１は、ばね部を介して支持され加速度の作用に応じて変位する可動電極部と、この可動電極部の変位方向両側に隙間をもって配置された一対の固定電極部とを形成して構成され、可動電極部と一方の固定電極部との間、及び、可動電極部と他方の固定電極部との間に、夫々コンデンサＣ１，Ｃ２が形成される。これらコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量は、センサチップ１に対する加速度の作用に伴う可動電極部の変位に応じて差動的に変化し、加速度を容量値の変化として取出すことができる。   Although not shown in detail, the sensor chip 1 includes a movable electrode portion that is supported via a spring portion and is displaced according to the action of acceleration, and a pair of fixed electrodes that are disposed with gaps on both sides in the displacement direction of the movable electrode portion. Capacitors C1 and C2 are formed between the movable electrode portion and one fixed electrode portion, and between the movable electrode portion and the other fixed electrode portion, respectively. The capacitances of these capacitors C1 and C2 change differentially according to the displacement of the movable electrode portion accompanying the action of acceleration on the sensor chip 1, and the acceleration can be taken out as a change in capacitance value.

一方、前記処理回路２は、前記センサチップ１の一対の固定電極部に夫々電圧（振幅）がＶｐ（例えば５Ｖ）で互いに逆位相となるパルス状の搬送波ＦＥ１、ＦＥ２を印加する搬送波出力回路３、演算増幅器４並びにその反転入力端子と出力端子との間に並列に接続された帰還コンデンサ５及びスイッチ６を備えるＣ−Ｖ変換回路７、演算増幅器４の非反転入力端子（ひいては可動電極部）に、通常時に、前記搬送波の中間電圧Ｖｐ／２（２．５Ｖ）の一定（直流）の電圧を入力させるスイッチ回路８等を備えて構成されている。   On the other hand, the processing circuit 2 applies a carrier wave output circuit 3 that applies pulsed carriers FE1 and FE2 having a voltage (amplitude) of Vp (for example, 5 V) and opposite phases to the pair of fixed electrode portions of the sensor chip 1, respectively. The CV conversion circuit 7 including the operational amplifier 4 and the feedback capacitor 5 and the switch 6 connected in parallel between the inverting input terminal and the output terminal thereof, and the non-inverting input terminal (and hence the movable electrode portion) of the operational amplifier 4 In addition, a switch circuit 8 or the like for inputting a constant (direct current) voltage of the intermediate voltage Vp / 2 (2.5 V) of the carrier wave is normally provided.

これにて、各固定電極部に搬送波ＦＥ１、ＦＥ２が夫々印加されると共に、可動電極部にそれらの中間電圧（２．５Ｖ）が印加され、センサチップ１（可動電極部）に作用する加速度をそれら固定電極部と可動電極部との間の静電容量の変化として検出することができるようになっている。   As a result, the carrier waves FE1 and FE2 are applied to the respective fixed electrode portions, and the intermediate voltage (2.5V) is applied to the movable electrode portion, so that the acceleration acting on the sensor chip 1 (movable electrode portion) is increased. It can be detected as a change in capacitance between the fixed electrode portion and the movable electrode portion.

ところが、この特許文献１の技術では、Ｃ−Ｖ変換回路７（演算増幅器４）がシングルエンドタイプであるため、スイッチ６のスイッチングや配線部の寄生容量によるノイズの影響を受けやすい事情があった。そこで、近年では、この種の容量式物理量検出装置において、低ノイズ化を図るために、例えば特許文献２に示されるように、全差動型のＣ−Ｖ変換回路を採用することも考えられている。このものでは、可動電極部にパルス状の搬送波を入力し、一対の固定電極部の電位を、全差動型のＣ−Ｖ変換回路の２つの入力端子に夫々入力することにより、容量変化をＣ−Ｖ変換回路の２つの出力端子の電位差として出力するようになっている。
特開２００１−９１５３５号公報 特開２００７−１７１１７１号公報 However, since the CV conversion circuit 7 (operational amplifier 4) is a single-ended type in the technique of Patent Document 1, there is a situation that it is easily affected by noise due to switching of the switch 6 and parasitic capacitance of the wiring portion. . Therefore, in recent years, in this type of capacitive physical quantity detection device, in order to reduce noise, for example, as shown in Patent Document 2, it may be considered to employ a fully differential CV conversion circuit. ing. In this device, a pulsed carrier wave is input to the movable electrode part, and the potential of the pair of fixed electrode parts is input to the two input terminals of the fully differential CV conversion circuit, respectively, thereby changing the capacitance. An output is made as a potential difference between two output terminals of the CV conversion circuit.
JP 2001-91535 A JP 2007-171171 A

ところで、特許文献１に記載された加速度センサ装置においては、自らが正常に動作するかどうか（所定の感度が得られるか或いはセンサチップの隙間部分に異物がないか等）を診断するための自己診断機能を備えている。図１０に示すように、この自己診断機能は、センサチップ１の可動電極部と一方の固定電極部との間に静電気力を発生させ、可動電極部を強制的に変位させる静電気力印加状態（ａ）、容量変化（電圧）を検出する第１の検出状態（ｂ）、それとは固定電極部に印加される搬送波信号が切替っている第２の検出状態（ｃ）の、３つの期間を設けることにより実現される。   By the way, in the acceleration sensor device described in Patent Document 1, self for diagnosing whether or not it operates normally (whether a predetermined sensitivity is obtained or there is no foreign substance in the gap portion of the sensor chip). Has a diagnostic function. As shown in FIG. 10, this self-diagnosis function generates an electrostatic force between the movable electrode portion of the sensor chip 1 and one fixed electrode portion, and applies an electrostatic force application state that forcibly displaces the movable electrode portion ( a), a first detection state (b) for detecting a capacitance change (voltage), and a second detection state (c) in which the carrier wave signal applied to the fixed electrode section is switched. This is realized by providing.

このとき、静電気力印加状態（ａ）においては、可動電極部に印加する電圧を、通常時のＶｐ／２（例えば２．５Ｖ）からＶself（例えば３Ｖ）に切替えることによって、静電気力を発生させて可動電極部を強制的に変位させるものである。これにより、コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が、通常時（加速度（静電気力）が作用していない状態）の静電容量Ｃ0 に対して、夫々、Ｃ0 ＋ΔＣ、Ｃ0 −ΔＣとなる。そして、第１の検出状態（ｂ）及び第２の検出状態（ｃ）では、可動電極部に印加する電圧をＶｐ／２に戻し、Ｃ−Ｖ変換回路７によって電圧信号に変換して、その変位をＣ−Ｖ変換回路７によって電圧信号に変換して、変位（静電容量の変化ΔＣ）に見合った所定電圧Ｖｏが得られているかどうかを判断するものである。   At this time, in the electrostatic force application state (a), the electrostatic force is generated by switching the voltage applied to the movable electrode portion from Vp / 2 (for example, 2.5 V) at normal time to Vself (for example, 3 V). Thus, the movable electrode portion is forcibly displaced. As a result, the capacitances of the capacitors C1 and C2 become C0 + ΔC and C0 -ΔC, respectively, with respect to the capacitance C0 in the normal state (a state where acceleration (electrostatic force) is not acting). In the first detection state (b) and the second detection state (c), the voltage applied to the movable electrode portion is returned to Vp / 2, converted into a voltage signal by the CV conversion circuit 7, The displacement is converted into a voltage signal by the CV conversion circuit 7 and it is determined whether or not a predetermined voltage Vo corresponding to the displacement (change in electrostatic capacity ΔC) is obtained.

尚、図８（ｂ）には、自己診断時において、各固定電極部及び可動電極部にそれぞれ印加される信号の波形（ＦＥ１、ＦＥ２、ＳIN）を示しており、図中、Φ１が静電気力印加状態、Φ２が第１の検出状態、Φ３が第２の検出状態に該当する。Φ２の期間の途中、及びΦ３の期間の途中で、演算増幅器４の出力信号Ｖout の取込み（サンプリング）が行われる。   FIG. 8B shows the waveforms (FE1, FE2, SIN) of signals applied to the fixed electrode portion and the movable electrode portion during the self-diagnosis. The application state, Φ2 corresponds to the first detection state, and Φ3 corresponds to the second detection state. The output signal Vout of the operational amplifier 4 is taken (sampling) during the period Φ2 and during the period Φ3.

この場合、帰還コンデンサ５の静電容量をＣｆとすると、Ｃ−Ｖ変換回路７からの出力電圧Ｖｏは、静電容量の変化ΔＣに対して、次の（１）式の関係を有する。
Ｖｏ＝２Ｖｐ・ΔＣ／Ｃｆ＋Ｖｐ／２ ‥‥（１）
この際のＶｏの値とΔＣの値との関係を検証することにより、自己診断用の専用の電極を設けずとも、可動電極部が正常に動作するかを自己診断できるのである。 In this case, assuming that the capacitance of the feedback capacitor 5 is Cf, the output voltage Vo from the CV conversion circuit 7 has the relationship of the following equation (1) with respect to the change ΔC in capacitance.
Vo = 2Vp · ΔC / Cf + Vp / 2 (1)
By verifying the relationship between the value of Vo and the value of ΔC at this time, it is possible to self-diagnose whether the movable electrode portion operates normally without providing a dedicated electrode for self-diagnosis.

しかしながら、上記特許文献２のような、全差動型のＣ−Ｖ変換回路を備えるものでは、特許文献１のようなシングルエンドタイプのＣ−Ｖ変換回路７を有するものとは、搬送波を入力する電極部が相違するため、そのまま特許文献１の自己診断の方式を適用することができない問題点がある。   However, a device having a fully differential CV conversion circuit as in Patent Document 2 has a single-ended CV conversion circuit 7 as in Patent Document 1 and receives a carrier wave. Since the electrode parts to be used are different, there is a problem that the self-diagnosis method of Patent Document 1 cannot be applied as it is.

また、上記した図１０に示した自己診断の方法では第１の検出状態（ｂ）及び第２の検出状態（ｃ）では、静電気力が加わらないため、静電気力印加状態（ａ）において変位した可動電極部が元の位置（中立状態）に戻ろうとする。このため、２つの検出状態（期間Φ２、Φ３）において、静電容量の変化分（ΔＣ）に変動が生じ、必ずしも正しい検出が行える（上記（１）式が成立する）とは限らず、誤差が生ずる不具合がある。   Further, in the self-diagnosis method shown in FIG. 10 described above, the electrostatic force is not applied in the first detection state (b) and the second detection state (c). The movable electrode portion tries to return to the original position (neutral state). For this reason, in two detection states (periods Φ2, Φ3), a change in the capacitance change (ΔC) occurs, so that correct detection cannot always be performed (the above equation (1) is not satisfied), and an error may occur. There is a problem that causes

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、物理量を静電容量の変化として検出するものにあって、全差動型のＣ−Ｖ変換回路を用いて低ノイズ化を図りながらも、自己診断機能の実行を可能とした容量式物理量検出装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, purpose of that is, in the one that detects a physical quantity as a change in capacitance, noise reduction using a C-V conversion circuit of the fully differential type It is another object of the present invention to provide a capacity type physical quantity detection device that can execute a self-diagnosis function .

上記第１の目的を達成するために、本発明の容量式物理量検出装置は、全差動型のＣ−Ｖ変換回路を用いて、物理量を固定電極部と可動電極部との間の静電容量の変化として検出するものにあって、前記固定電極部と可動電極部との間に静電気力を発生させて該可動電極部を強制的に変位させ、その際の前記Ｃ−Ｖ変換回路の出力が前記可動電極部の変位に見合ったものかどうかを判断する自己診断工程を実行する自己診断手段を設け、その自己診断手段を、前記固定電極部と可動電極部との間に静電気力を発生させる第１の期間と、容量変化を検出するための第２の期間とを周期的に有する自己診断用信号を、前記固定電極部と可動電極部との間に印加する信号印加手段と、前記自己診断用信号の第２の期間において前記センサエレメントの各固定電極部と前記Ｃ−Ｖ変換回路の各入力端子との間を接続し、前記第１の期間においてその接続の切離しを行うスイッチ手段とを設けて構成したところに特徴を有する（請求項１の発明）。   In order to achieve the first object, a capacitive physical quantity detection device of the present invention uses a fully differential CV conversion circuit to convert a physical quantity between a fixed electrode part and a movable electrode part. In the detection of a change in capacitance, an electrostatic force is generated between the fixed electrode portion and the movable electrode portion to forcibly displace the movable electrode portion, and the CV conversion circuit at that time Self-diagnosis means for executing a self-diagnosis process for determining whether the output is commensurate with the displacement of the movable electrode part is provided, and the self-diagnosis means is configured to apply an electrostatic force between the fixed electrode part and the movable electrode part. A signal applying means for applying a self-diagnosis signal periodically having a first period to be generated and a second period for detecting a capacitance change between the fixed electrode part and the movable electrode part; The sensor element in a second period of the self-diagnosis signal It is characterized in that each fixed electrode portion is connected to each input terminal of the CV conversion circuit, and switch means for disconnecting the connection in the first period is provided. 1 invention).

これによれば、信号印加手段により、固定電極部と可動電極部との間に自己診断用信号（第１の期間）が印加されることに伴い、固定電極部と可動電極部との間に静電気力が発生して可動電極部が強制的に変位され、第２の期間において、容量変化を検出することに基づいて、自己診断手段による自己診断が可能となる。このとき、第１の期間においては、スイッチ手段により、センサエレメントの各固定電極部とＣ−Ｖ変換回路の各入力端子との間の接続を一時的に切離すように構成したことによって、全差動型のＣ−Ｖ変換回路を用いて低ノイズ化を図りながらも、自己診断を可能とすることができる。   According to this, the self-diagnosis signal (first period) is applied between the fixed electrode portion and the movable electrode portion by the signal applying means, and accordingly, between the fixed electrode portion and the movable electrode portion. An electrostatic force is generated and the movable electrode portion is forcibly displaced, and self-diagnosis by the self-diagnosis means is enabled based on detecting a change in capacitance in the second period. At this time, in the first period, the switch means is configured to temporarily disconnect the connection between each fixed electrode portion of the sensor element and each input terminal of the CV conversion circuit. Self-diagnosis can be made possible while reducing noise using a differential CV conversion circuit.

より具体的には、上記信号印加手段を、自己診断用信号として、前記第１の期間において、前記固定電極部の一方に所定電圧Ｖｐ、他方に０Ｖの信号を印加し、前記可動電極部にその中間電圧（Ｖｐ／２）とは異なる電圧を印加し、前記第２の期間において、前記可動電極部に中間電圧の信号を印加するように構成することができ（請求項２の発明）、自己診断を良好に行うことができる。さらに、本発明においては、前記自己診断用信号を、前記第１の期間が長く、前記第２の期間がそれよりも短い所定のデューティ比を有するものとすれば（請求項３の発明）、可動電極部の強制的な変位を十分に行うことができ、より効果的となる。   More specifically, the signal applying means applies a predetermined voltage Vp to one of the fixed electrode portions and a signal of 0 V to the other in the first period as a self-diagnosis signal, and applies to the movable electrode portion. A voltage different from the intermediate voltage (Vp / 2) may be applied, and an intermediate voltage signal may be applied to the movable electrode portion in the second period (invention of claim 2), Self-diagnosis can be performed well. Furthermore, in the present invention, if the self-diagnosis signal has a predetermined duty ratio in which the first period is long and the second period is shorter (the invention of claim 3), The movable electrode portion can be forcibly displaced sufficiently and becomes more effective.

ところで、上記した容量変化を検出するための第２の期間において、可動電極部が変位している状態で検出（サンプリング）する場合、可動電極部が元の中間位置に戻ろうとしている途中で検出を行ってしまい、検出結果に誤差が生じてしまう不具合がある。本発明者は、第１の期間と第２の期間との間で、各コンデンサ要素に溜まっている電荷量の総和が保存されること（電荷保存則）に着目し、可動電極部が元の中間位置に戻りきった状態で検出（サンプリング）することが可能であることを確認したのである。   By the way, in the second period for detecting the capacitance change described above, when detection (sampling) is performed while the movable electrode portion is displaced, detection is performed while the movable electrode portion is returning to the original intermediate position. There is a problem that an error occurs in the detection result. The inventor pays attention to the fact that the total amount of charge accumulated in each capacitor element is preserved between the first period and the second period (charge conservation law). It has been confirmed that detection (sampling) is possible in a state where it has returned to the intermediate position.

即ち、本願の請求項４に係る発明は、請求項１又は２記載の容量式物理量検出装置において、前記自己診断手段は、前記第２の期間において、静電気力の印加が停止されて前記可動電極部が元の中間位置に戻ったタイミングで、前記Ｃ−Ｖ変換回路の出力信号を取込み、前記各電極部及び前記Ｃ−Ｖ変換回路の帰還コンデンサに溜まる電荷量の総和が、前記第１の期間と第２の期間との間で保存されることを利用して、診断を行うように構成されているところに特徴を有する。   That is, the invention according to claim 4 of the present application is the capacitive physical quantity detection device according to claim 1 or 2, wherein the self-diagnosis means stops applying the electrostatic force during the second period and the movable electrode. At the timing when the unit returns to the original intermediate position, the output signal of the CV conversion circuit is captured, and the total amount of charge accumulated in the feedback capacitors of the respective electrode units and the CV conversion circuit is the first It is characterized in that it is configured to make a diagnosis by using the fact that it is stored between the period and the second period.

これによれば、第１の期間と第２の期間との間で、各コンデンサ要素に溜まっている電荷量の総和が保存されること（電荷保存則）を利用し、可動電極部が元の中間位置に戻りきった状態で、Ｃ−Ｖ変換回路の出力信号をサンプリングし、その値（２個の出力端子間の電位差）が、第１の期間における固定電極部と可動電極部との間の静電容量の変化に見合ったものかどうかを判断することによって、上記した可動電極部が中間位置に戻る前に検出する場合の誤差を低減し、自己診断をより高精度で行うことができる。   According to this, using the fact that the total amount of charge accumulated in each capacitor element is preserved between the first period and the second period (charge conservation law), the movable electrode portion is restored to its original state. The output signal of the CV conversion circuit is sampled in the state where it has returned to the intermediate position, and the value (potential difference between the two output terminals) is between the fixed electrode portion and the movable electrode portion in the first period. It is possible to reduce the error when detecting the movable electrode part before returning to the intermediate position, and to perform self-diagnosis with higher accuracy by determining whether or not it is commensurate with the change in electrostatic capacity. .

更にこの場合、サンプリングしたＣ−Ｖ変換回路の出力値と、第１の期間における固定電極部と可動電極部との間の静電容量の変化との間の関係は、各コンデンサ要素における電荷量と電圧及び静電容量との関係を示す数式により導くことができるが、数式中に不明な変数（余分な項）が生じていると、自己診断の精度の低下を招くことになる。   Furthermore, in this case, the relationship between the sampled output value of the CV conversion circuit and the change in capacitance between the fixed electrode portion and the movable electrode portion in the first period is the amount of charge in each capacitor element. However, if an unknown variable (extra term) is generated in the mathematical formula, the accuracy of self-diagnosis is reduced.

そこで、前記信号印加手段を、前記第１の期間及び第２の期間を有する第１のバイアス状態と、前記固定電極部及び可動電極部に前記第１の期間とは異なる信号を印加する第３の期間及び容量変化を検出するための前記可動電極部に中間電圧の信号を印加する第４の期間を有する第２のバイアス状態とを含む信号を印加するように構成すると共に、前記自己診断手段を、前記第１のバイアス状態において取込んだ前記Ｃ−Ｖ変換回路の第１の出力信号と、前記第２のバイアス状態における前記第４の期間において前記可動電極部が中間位置に戻ったタイミングで取込んだ前記Ｃ−Ｖ変換回路の第２の出力信号との双方を用いて診断を行うように構成すれば（請求項５の発明）、演算により不要な変数を除去して必要な部分のみを抽出することができ、高精度な自己診断を行う点でより効果的となる。 Therefore, the signal applying means applies a signal different from the first period to the first bias state having the first period and the second period, and to the fixed electrode part and the movable electrode part. wherein the movable electrode portion while configured to apply a signal and a second bias state having a fourth period of applying a signal of an intermediate voltage, the self-diagnosis means for detecting the period and capacitance change Are the first output signal of the CV conversion circuit captured in the first bias state and the timing at which the movable electrode portion returns to the intermediate position in the fourth period in the second bias state. If the diagnosis is performed using both of the second output signal of the CV conversion circuit captured in step (invention of claim 5), an unnecessary variable is removed by calculation to obtain a necessary part. To extract only Can become more effective in performing highly accurate self-diagnosis.

より具体的には、前記信号印加手段を、前記第２のバイアス状態における第３の期間では、前記固定電極部と可動電極部との間に静電気力を発生させない信号を印加するように構成することができ（請求項６の発明）、不要な変数を除去して必要な部分のみを抽出することができる。   More specifically, the signal applying means is configured to apply a signal that does not generate an electrostatic force between the fixed electrode portion and the movable electrode portion in the third period in the second bias state. (Invention of claim 6), unnecessary variables can be removed and only necessary portions can be extracted.

以下、本発明を具体化したいくつかの実施例について、図１ないし図８を参照しながら説明する。尚、以下に述べる各実施例は、容量式物理量検出装置として、例えば自動車のエアバッグシステム（衝突検出）用の容量式の半導体加速度センサ装置に本発明を適用したものである。   Several embodiments embodying the present invention will be described below with reference to FIGS. In each of the embodiments described below, the present invention is applied to a capacitive semiconductor acceleration sensor device for a vehicle airbag system (collision detection), for example, as a capacitive physical quantity detection device.

＜１＞第１の実施例
まず、図１ないし図３を参照しながら、本発明の第１の実施例について述べる。図１は、本実施例に係る容量式物理量検出装置たる半導体加速度センサ装置１１の電気的構成を概略的に示す図であり、図２は、そのうちセンサエレメントたるセンサチップ１２の構成を概略的に示す図である。ここで、詳しく図示はしないが、この半導体加速度センサ装置１１は、センサチップ１２を、信号処理回路１３（図１参照）を形成した回路チップに実装したスタック構造を備え、それらを例えばセラミック製のパッケージ（図示せず）内に収容して構成される。 <1> First Embodiment First, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 is a diagram schematically showing an electrical configuration of a semiconductor acceleration sensor device 11 as a capacitive physical quantity detection device according to the present embodiment. FIG. 2 schematically shows a configuration of a sensor chip 12 as a sensor element. FIG. Here, although not shown in detail, the semiconductor acceleration sensor device 11 includes a stack structure in which the sensor chip 12 is mounted on a circuit chip on which a signal processing circuit 13 (see FIG. 1) is formed. It is configured to be accommodated in a package (not shown).

そのうち、まず、前記センサチップ１２の構成の概略について述べる。図２（ｂ）に示すように、このセンサチップ１２は、例えば、シリコンからなる支持基板１２ａ上に酸化膜１２ｂを介して単結晶シリコン層１２ｃを形成した矩形状（正方形状）のＳＯＩ基板をベースとし、マイクロマシニング技術によって、その表面の単結晶シリコン層１２ｃに溝を形成することにより、中央部の矩形領域に位置して物理量検出部としての加速度検出部１４を有している。   First, an outline of the configuration of the sensor chip 12 will be described. As shown in FIG. 2B, the sensor chip 12 is, for example, a rectangular (square) SOI substrate in which a single crystal silicon layer 12c is formed on a support substrate 12a made of silicon via an oxide film 12b. By using a micromachining technique as a base, grooves are formed in the single crystal silicon layer 12c on the surface, thereby having an acceleration detection unit 14 as a physical quantity detection unit located in a rectangular region in the center.

この場合、加速度検出部１４は、一方向の検出軸（Ｘ軸）を有するものとされ、図２（ａ）で前後方向（Ｘ軸方向）の加速度を検出するものとなっている。この加速度検出部１４は、加速度の作用に応じてＸ軸方向に変位する可動電極部１５と、左右一対の固定電極部１６，１７とを有して構成される。そのうち可動電極部１５は、加速度検出部１４の中心部を前後方向に延びる錘部１５ａの前後両端部に左右方向に細長い矩形枠状をなすばね部１５ｂを有すると共に、図で手前側のばね部１５ｂの更に前端側にアンカ部１５ｃを有している。そして、前記錘部１５ａから左右方向に夫々いわば櫛歯状に延びる多数本の細幅状の可動電極１５ｄを有して構成されている。   In this case, the acceleration detection unit 14 has a detection axis (X axis) in one direction, and detects acceleration in the front-rear direction (X axis direction) in FIG. The acceleration detection unit 14 includes a movable electrode unit 15 that is displaced in the X-axis direction according to the action of acceleration, and a pair of left and right fixed electrode units 16 and 17. Among them, the movable electrode portion 15 has spring portions 15b each having a rectangular frame shape elongated in the left-right direction at both front and rear ends of the weight portion 15a extending in the front-rear direction at the center of the acceleration detection portion 14, and the spring portion on the near side in the drawing. An anchor portion 15c is provided on the further front end side of 15b. And it has many narrow-width movable electrodes 15d extending from the weight portion 15a in the left-right direction so as to be comb-like.

図２（ｂ）に示すように、この可動電極部１５は、前記アンカ部１５ｃを除いて、下面側の絶縁膜１２ｂが除去されており、アンカ部１５ｃのみが支持基板１２ａに支持されたいわゆる片持ち状に浮いた状態とされている。また、前記アンカ部１５ｃの上面部には、図１にも示すように、電極パッドからなる入力端子１８（ＦＥIN）が設けられている。   As shown in FIG. 2 (b), the movable electrode portion 15 is so-called that the lower insulating film 12b is removed except for the anchor portion 15c, and only the anchor portion 15c is supported by the support substrate 12a. It is in a cantilevered state. Further, as shown in FIG. 1, an input terminal 18 (FEIN) made of an electrode pad is provided on the upper surface of the anchor portion 15c.

これに対し、左側の固定電極部１６は、矩形状の基部１６ａから右方に櫛歯状に延びる複数本の固定電極１６ｂを有すると共に、基部１６ａから前方に延びる固定電極配線部１６ｃを有して構成されている。前記各固定電極１６ｂは、前記各可動電極１５ｄのすぐ後側に微小な隙間を介して平行に隣合うように設けられている。前記固定電極配線部１６ｃの前端部の上面に、図１にも示すように、電極パッドからなる第１の出力端子１９（ＳOUT1）が設けられている。   On the other hand, the left fixed electrode portion 16 has a plurality of fixed electrodes 16b extending in a comb-like shape to the right from the rectangular base portion 16a, and has a fixed electrode wiring portion 16c extending forward from the base portion 16a. Configured. Each of the fixed electrodes 16b is provided adjacent to the movable electrode 15d in parallel immediately behind the movable electrode 15d via a minute gap. As shown in FIG. 1, a first output terminal 19 (SOUT1) made of an electrode pad is provided on the upper surface of the front end portion of the fixed electrode wiring portion 16c.

右側の固定電極部１７は、矩形状の基部１７ａから左方に櫛歯状に延びる複数本の固定電極１７ｂを有すると共に、基部１７ａから前方に延びる固定電極配線部１７ｃを有して構成されている。前記各固定電極１７ｂは、前記各可動電極１５ｄのすぐ前側に微小な隙間を介して平行に隣合うように設けられている。固定電極配線部１７ｃの前端部の上面に、図１にも示すように、電極パッドからなる第２の出力端子２０（ＳOUT2）が設けられている。   The right fixed electrode portion 17 includes a plurality of fixed electrodes 17b extending in a comb shape to the left from the rectangular base portion 17a, and a fixed electrode wiring portion 17c extending forward from the base portion 17a. Yes. Each of the fixed electrodes 17b is provided in front of each of the movable electrodes 15d so as to be adjacent to each other in parallel through a minute gap. As shown in FIG. 1, a second output terminal 20 (SOUT2) made of an electrode pad is provided on the upper surface of the front end portion of the fixed electrode wiring portion 17c.

これにて、前記可動電極部１５（可動電極１５ｄ）と固定電極部１６（固定電極１６ｂ）との間、及び、可動電極部１５（可動電極１５ｄ）と固定電極部１７（固定電極１７ｂ）との間に可動電極部１５を共通の電極としたコンデンサＣ１，Ｃ２（図１参照）が夫々形成され、これらコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量は、Ｘ軸方向の加速度の作用に伴う可動電極部１５の変位に応じて差動的に変化することになり、もって、加速度を容量値の変化として取出すことができるようになっている。   Thus, between the movable electrode portion 15 (movable electrode 15d) and the fixed electrode portion 16 (fixed electrode 16b), and between the movable electrode portion 15 (movable electrode 15d) and the fixed electrode portion 17 (fixed electrode 17b). Capacitors C1 and C2 (see FIG. 1) having the movable electrode portion 15 as a common electrode are respectively formed between them, and the capacitances of these capacitors C1 and C2 are the movable electrode portions associated with the action of acceleration in the X-axis direction. The acceleration changes differentially according to the displacement of 15, so that the acceleration can be taken out as a change in the capacitance value.

尚、図２では図示していないが、このセンサチップ１２には、ＧＮＤ端子２１（図１参照）となる電極パッドも設けられている。また、図１に示すように、このセンサチップ１２の各端子（電極パッド）１８、１９，２０は、夫々、回路チップ（信号処理回路１３）に設けられた第１の入力端子２２（ＳIN1 ）、第２の入力端子２３（ＳIN2 ）、出力端子２４（ＦＥOUT ）と接続されるようになっている。この電気的接続は、ボンディングワイヤによる接続、或いは、バンプ接続によりなされるようになっている。   Although not shown in FIG. 2, the sensor chip 12 is also provided with an electrode pad to be the GND terminal 21 (see FIG. 1). As shown in FIG. 1, each terminal (electrode pad) 18, 19, and 20 of the sensor chip 12 has a first input terminal 22 (SIN1) provided on the circuit chip (signal processing circuit 13). The second input terminal 23 (SIN2) and the output terminal 24 (FEOUT) are connected. This electrical connection is made by a bonding wire connection or a bump connection.

次に、前記回路チップは、図１に要部を示すように、前記センサチップ１２からの信号を処理するための信号処理回路１３を有して構成されている。この信号処理回路１３は、前記可動電極部１５や固定電極部１６，１７に印加する信号を発生する制御信号発生回路２５、容量変化を電圧変化に変換する全差動型のＣ−Ｖ変換回路２６、マイコン等からなり全体を制御する制御回路２７、図示しない波形整形回路、出力アンプ回路、異常検出回路、発振回路、ＥＰＲＯＭ等を備えて構成されている。   Next, the circuit chip includes a signal processing circuit 13 for processing a signal from the sensor chip 12, as shown in FIG. The signal processing circuit 13 includes a control signal generation circuit 25 that generates a signal to be applied to the movable electrode portion 15 and the fixed electrode portions 16 and 17, and a fully differential CV conversion circuit that converts a capacitance change into a voltage change. 26 includes a microcomputer 27 and the like, and includes a control circuit 27 that controls the whole, a waveform shaping circuit (not shown), an output amplifier circuit, an abnormality detection circuit, an oscillation circuit, an EPROM, and the like.

前記制御信号発生回路２５は、第１〜第４の４個の信号出力端子から、夫々搬送波Ｐ１、自己診断用信号Ｐ２、Ｐ３、Ｐ３Ｂを夫々出力するようになっている。そのうち第１の信号出力端子は、第３のスイッチ３３（ＳＷ３）を介して前記出力端子２４に接続され、第２の信号出力端子は、第４のスイッチ３４（ＳＷ４）を介して前記出力端子２４に接続されている。第３の信号出力端子は、第５のスイッチ３５（ＳＷ５）を介して前記第１の入力端子２２に接続され、第４の信号出力端子は、第６のスイッチ３６（ＳＷ６）を介して前記第２の入力端子２３に接続されている。   The control signal generation circuit 25 outputs a carrier wave P1 and self-diagnosis signals P2, P3, and P3B from the first to fourth signal output terminals, respectively. Among them, the first signal output terminal is connected to the output terminal 24 via a third switch 33 (SW3), and the second signal output terminal is connected to the output terminal via a fourth switch 34 (SW4). 24. The third signal output terminal is connected to the first input terminal 22 via a fifth switch 35 (SW5), and the fourth signal output terminal is connected to the first input terminal 22 via a sixth switch 36 (SW6). The second input terminal 23 is connected.

前記第１の信号出力端子から出力される搬送波Ｐ１は、図３に示すように、電圧Ｖｐ（例えば電源電圧に等しい５Ｖ）と０Ｖとの間で振幅し、周波数が例えば１００ｋＨｚとされたパルス状（矩形波状）をなしている。これに対し、前記第２の信号出力端子から出力される自己診断用信号Ｐ２は、図３に示すように、例えば中間電圧Ｖｐ／２とは異なる電圧Ｖself(例えば３Ｖ)と、中間電圧Ｖｐ／２（例えば２．５Ｖ）との間で所定のデューティ比で振幅し、周波数が所定の自己診断周波数とされたパルス状をなしている。このとき、所定のデューティ比の１周期のうち、電圧Ｖself側の時間（第１の期間）が長く、中間電圧Ｖｐ／２の時間（第２の期間）がそれよりも短いものとされている。   As shown in FIG. 3, the carrier wave P1 output from the first signal output terminal has a pulse shape with an amplitude between a voltage Vp (for example, 5V equal to the power supply voltage) and 0V and a frequency of, for example, 100 kHz. (Rectangular wave shape). On the other hand, the self-diagnosis signal P2 output from the second signal output terminal is, as shown in FIG. 3, for example, a voltage Vself (for example, 3V) different from the intermediate voltage Vp / 2 and an intermediate voltage Vp / 2 (for example, 2.5 V) with a predetermined duty ratio and a pulse shape having a predetermined self-diagnosis frequency. At this time, in one cycle of the predetermined duty ratio, the time on the voltage Vself side (first period) is long, and the time of the intermediate voltage Vp / 2 (second period) is shorter than that. .

前記第３の信号出力端子から出力される自己診断用信号Ｐ３は、図３に示すように、電圧Ｖｐ（５Ｖ）と０Ｖとの間で所定のデューティ比で振幅し、周波数が所定の自己診断周波数とされたパルス状をなしている。このとき、所定のデューティ比の１周期のうち、電圧Ｖｐ側の時間が十分に長く、０Ｖ側に切替わる時間がごく短いものとされている。前記第４の信号出力端子から出力される自己診断用信号Ｐ３Ｂは、前記自己診断用信号Ｐ３と逆位相となる（位相が１８０°ずれた）パルス状をなしている。尚、後述するように、前記第３〜第６のスイッチ３３〜３６は、前記制御回路２７によりオン・オフ制御されるようになっている。   As shown in FIG. 3, the self-diagnosis signal P3 output from the third signal output terminal has an amplitude with a predetermined duty ratio between the voltage Vp (5V) and 0V, and the frequency is a predetermined self-diagnosis. It has a pulse shape with frequency. At this time, in one cycle of the predetermined duty ratio, the time on the voltage Vp side is sufficiently long, and the time for switching to the 0V side is extremely short. The self-diagnosis signal P3B output from the fourth signal output terminal has a pulse shape that is in reverse phase with the self-diagnosis signal P3 (the phase is shifted by 180 °). As will be described later, the third to sixth switches 33 to 36 are on / off controlled by the control circuit 27.

前記Ｃ−Ｖ変換回路２６は、図１に示すように、２個の入力端子と２個の出力端子とを有する全差動アンプ２８と、この全差動アンプ２８の非反転入力端子と−側の出力端子との間に並列に接続されたコンデンサ２９（帰還容量Ｃｆ）及び第７のスイッチ３７（ＳＷ７）と、全差動アンプ２８の反転入力端子と＋側の出力端子との間に並列に接続されたコンデンサ３０（帰還容量Ｃｆ）及び第８のスイッチ３８（ＳＷ８）とを備えている。   As shown in FIG. 1, the CV conversion circuit 26 includes a fully differential amplifier 28 having two input terminals and two output terminals, a non-inverting input terminal of the fully differential amplifier 28, and − The capacitor 29 (feedback capacitor Cf) and the seventh switch 37 (SW7) connected in parallel with the output terminal on the side, and the inverting input terminal of the fully differential amplifier 28 and the output terminal on the + side. A capacitor 30 (feedback capacitor Cf) and an eighth switch 38 (SW8) connected in parallel are provided.

そして、全差動アンプ２８の非反転入力端子は、第１のスイッチ３１（ＳＷ１）を介して前記第１の入力端子２２に接続され、反転入力端子は、第２のスイッチ３２（ＳＷ２）を介して前記第２の入力端子２３に接続されている。前記第１及び第２のスイッチ３１及び３２、並びに、第７及び第８のスイッチ３７及び３８についても、制御回路２７によりオン・オフ制御されるようになっている。尚、第７及び第８のスイッチ３７及び３８は、コンデンサ２９及び３０のリフレッシュ用であり、適宜の時期にオンされるのであるが、本願発明の要旨とは関連性が薄いので、以下、オフしているものとして説明する。   The non-inverting input terminal of the fully differential amplifier 28 is connected to the first input terminal 22 via the first switch 31 (SW1), and the inverting input terminal is connected to the second switch 32 (SW2). And is connected to the second input terminal 23. The first and second switches 31 and 32 and the seventh and eighth switches 37 and 38 are also on / off controlled by the control circuit 27. The seventh and eighth switches 37 and 38 are for refreshing the capacitors 29 and 30, and are turned on at an appropriate time. However, since they are not related to the gist of the present invention, they are turned off hereinafter. It will be described as being.

さて、後の作用説明でも述べるように、前記制御回路２７は、そのソフトウエア構成（及びハードウエア構成）により、前記制御信号発生回路２５や第１〜第８のスイッチ３１〜３８等を制御する。このとき、図３に示すように、通常時つまり加速度検出時においては、第１〜第３のスイッチ３１〜３３が常にオンされ、第４〜第６のスイッチ３４〜３６は常にオフされる。   As will be described later in the description of the operation, the control circuit 27 controls the control signal generation circuit 25, the first to eighth switches 31 to 38, and the like by the software configuration (and hardware configuration). . At this time, as shown in FIG. 3, during normal time, that is, when acceleration is detected, the first to third switches 31 to 33 are always turned on, and the fourth to sixth switches 34 to 36 are always turned off.

そして、制御回路２７は、自己診断の実行を指示する信号が入力されると、前記固定電極部１６，１７と可動電極部１５との間に静電気力を発生させて、電位差のバランスを崩させ、該可動電極部１５を強制的に変位させ（Ｘ軸方向に振動させ）、その際のＣ−Ｖ変換回路２６の出力が可動電極部１５の変位に見合ったものかどうかを判断する自己診断工程を実行するようになっている。従って、制御回路２７等から自己診断手段が構成されるようになっている。   When a signal instructing execution of self-diagnosis is input, the control circuit 27 generates an electrostatic force between the fixed electrode portions 16 and 17 and the movable electrode portion 15 so as to break the balance of the potential difference. The self-diagnosis is performed by forcibly displacing the movable electrode portion 15 (vibrating in the X-axis direction) and determining whether the output of the CV conversion circuit 26 at that time corresponds to the displacement of the movable electrode portion 15. The process is to be executed. Accordingly, a self-diagnosis means is configured from the control circuit 27 and the like.

この自己診断工程においては、第１〜第３のスイッチ３１〜３３がオフされ且つ第４〜第６のスイッチ３４〜３６がオンされる期間と、その後、第１〜第３のスイッチ３１〜３３がオンされ且つ第４〜第６のスイッチ３４〜３６がオフされる期間とが、図３に示すタイミングで周期的に繰返される。このとき、第１〜第６のスイッチ３１〜３６のオン・オフの切替周期は、制御信号発生回路２５から出力される自己診断用信号Ｐ２の周期と同等とされ、また、自己診断用信号Ｐ２が第１の期間から第２の期間に切替えられた直後に（僅かに遅れて）、第１〜第６のスイッチ３１〜３６のオン・オフの切替えが行われるようになっている。   In this self-diagnosis process, a period in which the first to third switches 31 to 33 are turned off and the fourth to sixth switches 34 to 36 are turned on, and thereafter the first to third switches 31 to 33. And the period in which the fourth to sixth switches 34 to 36 are turned off are periodically repeated at the timing shown in FIG. At this time, the on / off switching cycle of the first to sixth switches 31 to 36 is equivalent to the cycle of the self-diagnosis signal P2 output from the control signal generation circuit 25, and the self-diagnosis signal P2 Immediately after switching from the first period to the second period (slightly delayed), the first to sixth switches 31 to 36 are switched on and off.

これにて、固定電極部１６，１７と可動電極部１５との間に静電気力を発生させる第１の期間と、容量変化を検出するための第２の期間とを周期的に有する自己診断用信号Ｐ２が、固定電極部１６，１７と可動電極部１５との間に印加される。また、第１，第２のスイッチ３１，３２の制御によって、前記自己診断用信号Ｐ２の第２の期間において各固定電極部１６，１７とＣ−Ｖ変換回路２６（全差動アンプ２８）の各入力端子との間が接続され、前記第１の期間においてその接続が切離されるようになっている。従って、第３〜第６のスイッチ３３〜３６、制御信号発生回路２５、制御回路２７等から信号印加手段が構成され、第１，第２のスイッチ３１，３２及び制御回路２７からスイッチ手段が構成されるようになっている。   Thus, for the self-diagnosis, which periodically includes a first period for generating an electrostatic force between the fixed electrode parts 16 and 17 and the movable electrode part 15 and a second period for detecting a change in capacitance. A signal P <b> 2 is applied between the fixed electrode portions 16 and 17 and the movable electrode portion 15. Further, by the control of the first and second switches 31 and 32, the fixed electrode portions 16 and 17 and the CV conversion circuit 26 (the fully differential amplifier 28) of the self-diagnosis signal P2 in the second period. Each input terminal is connected, and the connection is disconnected in the first period. Accordingly, the third to sixth switches 33 to 36, the control signal generating circuit 25, the control circuit 27, etc. constitute a signal applying means, and the first and second switches 31, 32 and the control circuit 27 constitute a switch means. It has come to be.

次に、上記構成の作用について、図３も参照して述べる。図３に示すように、通常時つまり加速度検出時においては、第１〜第３のスイッチ３１〜３３が常にオンされ、第４〜第６のスイッチ３４〜３６は常にオフされる。これにて、制御信号発生回路２５から、電圧Ｖｐが例えば５Ｖ（０Ｖ−５Ｖ間で振幅）で、例えば周波数が１００ｋＨｚの搬送波Ｐ１が第３のスイッチ３３（ＳＷ３）及び出力端子２４（ＦＥOUT ）を介して出力され、センサチップ１２の入力端子１８（ＦＥIN）から可動電極部１５に印加されるようになる。センサチップ１２に加速度が作用していない状態では、固定電極部１６，１７の電位が共にＶｐ／２（例えば２．５Ｖ）となってつりあった状態となり、コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が等しくなる。   Next, the operation of the above configuration will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 3, during normal time, that is, during acceleration detection, the first to third switches 31 to 33 are always turned on, and the fourth to sixth switches 34 to 36 are always turned off. As a result, the carrier signal P1 having a voltage Vp of 5 V (amplitude between 0V-5V), for example, a frequency of 100 kHz, is connected to the third switch 33 (SW3) and the output terminal 24 (FEOUT) from the control signal generation circuit 25. And is applied to the movable electrode unit 15 from the input terminal 18 (FEIN) of the sensor chip 12. In a state where no acceleration is applied to the sensor chip 12, both the fixed electrode portions 16 and 17 are suspended at a potential of Vp / 2 (for example, 2.5 V), and the capacitances of the capacitors C1 and C2 are equal. Become.

この状態から、センサチップ１２に加速度が作用すると、可動電極部１５がＸ軸方向に変位する。すると、コンデンサＣ１、Ｃ２間で、可動電極部１５の変位量つまり加速度の大きさに応じた容量変化（＋ΔＣ，−ΔＣ）があり、それに応じた固定電極部１６，１７の電位信号が、第１，第２の出力端子１９，２０（ＳOUT1，ＳOUT2）から出力される。それら信号は、Ｃ−Ｖ変換回路２６の全差動アンプ２８の各入力端子に入力されて増幅され、出力端子間の電位差信号ΔＶｏｕｔとして加速度検出信号を取出すことができるのである。このとき、全差動型のＣ−Ｖ変換回路２６（全差動アンプ２８）が用いられていることにより、低ノイズ化を図ることができる。   When acceleration acts on the sensor chip 12 from this state, the movable electrode portion 15 is displaced in the X-axis direction. Then, there is a capacitance change (+ ΔC, −ΔC) according to the amount of displacement of the movable electrode portion 15, that is, the magnitude of acceleration, between the capacitors C 1 and C 2, and the potential signals of the fixed electrode portions 16 and 17 corresponding thereto correspond to the first 1 and output from the second output terminals 19, 20 (SOUT1, SOUT2). These signals are inputted to each input terminal of the fully differential amplifier 28 of the CV conversion circuit 26 and amplified, and an acceleration detection signal can be taken out as a potential difference signal ΔVout between the output terminals. At this time, noise can be reduced by using the fully differential CV conversion circuit 26 (fully differential amplifier 28).

これに対し、制御回路２７は、自己診断の実行を指示する信号が入力されると、自己診断工程を実行する。この自己診断工程においては、図３に示すように、第１〜第６のスイッチ３１〜３６が、一定周期で所定のタイミングでオン・オフ制御される。これにより、可動電極部１５には、電圧がＶｓｅｌｆ（例えば３Ｖ）と、Ｖｐ／２（２．５Ｖ）との間で振幅し、周波数が自己診断周波数とされた所定のデューティ比（第１の期間が長く、第２の期間が短い）の自己診断用信号Ｐ２が、制御信号発生回路２５から、第４のスイッチ３４（ＳＷ４）及び出力端子２４（ＦＥOUT ）並びに入力端子１８（ＦＥIN）を介して印加されるようになる。   On the other hand, the control circuit 27 executes a self-diagnosis process when a signal instructing execution of the self-diagnosis is input. In this self-diagnosis process, as shown in FIG. 3, the first to sixth switches 31 to 36 are on / off controlled at a predetermined timing in a constant cycle. As a result, the movable electrode portion 15 has a predetermined duty ratio (first frequency) in which the voltage is amplitude between Vself (for example, 3 V) and Vp / 2 (2.5 V), and the frequency is the self-diagnosis frequency. The self-diagnosis signal P2 having a long period and a short second period is sent from the control signal generation circuit 25 via the fourth switch 34 (SW4), the output terminal 24 (FEOUT), and the input terminal 18 (FEIN). Applied.

これと共に、第１，第２，第５，第６のスイッチ３１，３２，３５，３６がオン・オフ制御されることにより、固定電極部１６，１７には、互いに逆位相の信号Ｐ３，Ｐ３Ｂが印加される。これら信号Ｐ３，Ｐ３Ｂは、電圧Ｖｐ（５Ｖ）と０Ｖとの間での振幅を有する矩形波状の信号であり、１周期のうち、固定電極部１６側の５Ｖ（固定電極部１７側は０Ｖ）の期間が前記第１の期間よりもやや長く、固定電極部１７側が５Ｖ（固定電極部１６側は０Ｖ）に切替る時間がごく短いデューティ比とされている。   At the same time, the first, second, fifth, and sixth switches 31, 32, 35, and 36 are controlled to be turned on / off, whereby signals P3, P3B having opposite phases to each other are sent to the fixed electrode portions 16, 17. Is applied. These signals P3 and P3B are rectangular wave signals having an amplitude between the voltages Vp (5V) and 0V, and 5V on the fixed electrode portion 16 side in one cycle (0V on the fixed electrode portion 17 side). This period is slightly longer than the first period, and the fixed electrode portion 17 side is set to 5 V (the fixed electrode portion 16 side is 0 V) to have a very short duty ratio.

尚、自己診断工程においては、第１，第２のスイッチ３１，３２の制御により、固定電極部１６に印加される信号Ｐ３が５Ｖの期間については、入力端子２２，２３とＣ−Ｖ変換回路２６（全差動アンプ２８）との間が切離され、信号Ｐ３が０Ｖ（信号Ｐ３Ｂが５Ｖ）に切替わる際に、入力端子２２，２３（センサチップ１２）とＣ−Ｖ変換回路２６（全差動アンプ２８）との間が接続されるようになる。そして、１つの周期から次の周期に切りわるタイミングで可動電極部１５の変位検出（サンプリング）が行われるようになっている。   In the self-diagnosis process, the input terminals 22 and 23 and the CV conversion circuit are controlled during the period in which the signal P3 applied to the fixed electrode portion 16 is 5 V by the control of the first and second switches 31 and 32. 26 (fully differential amplifier 28) is disconnected, and when the signal P3 is switched to 0V (signal P3B is 5V), the input terminals 22 and 23 (sensor chip 12) and the CV conversion circuit 26 ( A connection is made between the fully differential amplifier 28). The displacement detection (sampling) of the movable electrode portion 15 is performed at the timing when the cycle is switched from one cycle to the next.

これにより、可動電極部１５に中間電圧Ｖｐ／２（２．５Ｖ）より高い電圧Ｖｓｅｌｆ（３．０Ｖ）が印加される第１の期間では、固定電極部１６，１７との間で静電気力が作用するようになって、可動電極部１５が中間位置から一方の固定電極部１６に引付けられるように変位する。可動電極部１５の電圧が２．５Ｖに戻された第２の期間では、静電気力がオフされることにより、可動電極部１５が中間位置に戻るように変位する。そのような変位のサイクルが、所定周期で繰返されるようになる。   As a result, in the first period in which the voltage Vself (3.0 V) higher than the intermediate voltage Vp / 2 (2.5 V) is applied to the movable electrode portion 15, electrostatic force is generated between the fixed electrode portions 16 and 17. The movable electrode portion 15 is displaced so as to be attracted to the one fixed electrode portion 16 from the intermediate position. In the second period in which the voltage of the movable electrode portion 15 is returned to 2.5 V, the electrostatic force is turned off, so that the movable electrode portion 15 is displaced so as to return to the intermediate position. Such a displacement cycle is repeated at a predetermined period.

従って、図３に示すような、所定のタイミングでセンサチップ１２とＣ−Ｖ変換回路２６とを接続してサンプリング（変位検出）を行い、サンプリング時にＣ−Ｖ変換回路２６（全差動アンプ２８）から出力された加速度検出信号（電位差ΔＶｏｕｔ）が、得られるべき可動電極部１５の変位に見合った値となっているか判断することにより、加速度検出部１４の感度の良否や、隙間部分に異物が存在して変位を妨げていないかどうか等を自己診断することができるのである。   Therefore, as shown in FIG. 3, the sensor chip 12 and the CV conversion circuit 26 are connected to perform sampling (displacement detection) at a predetermined timing, and the CV conversion circuit 26 (full differential amplifier 28) is used at the time of sampling. ) Output from the acceleration detection signal (potential difference ΔVout) is a value commensurate with the displacement of the movable electrode 15 to be obtained. It is possible to self-diagnose whether or not there is a hindrance to the displacement.

尚、図示はしないが、制御回路２７は、通常の加速度検出時においては、Ｃ−Ｖ変換回路２６からの加速度検出信号（電位差ΔＶｏｕｔ）を、波形整形回路や出力アンプ回路などを介して外部に出力するようになっている。また、自己診断時においては、Ｃ−Ｖ変換回路２６からの加速度検出信号（電位差ΔＶｏｕｔ）が、異常検出回路にて正常範囲の電圧値と比較され、当該正常範囲から外れたときに、制御回路２７は、異常信号を外部に出力するようになっている。   Although not shown, the control circuit 27 outputs the acceleration detection signal (potential difference ΔVout) from the CV conversion circuit 26 to the outside via a waveform shaping circuit, an output amplifier circuit, or the like during normal acceleration detection. It is designed to output. Further, at the time of self-diagnosis, the acceleration detection signal (potential difference ΔVout) from the CV conversion circuit 26 is compared with the voltage value in the normal range by the abnormality detection circuit, and when it is out of the normal range, the control circuit 27 is configured to output an abnormal signal to the outside.

このように本実施例の半導体加速度センサ１１によれば、物理量この場合加速度を、固定電極部１６，１７と可動電極部１５との間の静電容量の変化として検出するものにあって、全差動型のＣ−Ｖ変換回路２６を用いたことにより、従来のシングルエンドタイプでＣ−Ｖ変換回路７を備えるものと異なり、低ノイズ化を実現することができる。   As described above, according to the semiconductor acceleration sensor 11 of the present embodiment, the physical quantity, in this case, the acceleration is detected as a change in the capacitance between the fixed electrode portions 16 and 17 and the movable electrode portion 15. By using the differential CV conversion circuit 26, unlike the conventional single-ended type including the CV conversion circuit 7, it is possible to realize low noise.

そして、自己診断の工程においては、固定電極部１６，１７と可動電極部１５との間に静電気力を発生させる第１の期間と、容量変化を検出するための第２の期間とを周期的に有する自己診断用信号Ｐ２、Ｐ３，Ｐ３Ｂを、前記固定電極部１６，１７と可動電極部１５との間に印加すると共に、第１，第２のスイッチ３１，３２により、第２の期間において各固定電極部１６，１７とＣ−Ｖ変換回路２６との間を接続し、第１の期間においてその接続の切離しを行うように構成したので、従来のシングルエンドタイプでＣ−Ｖ変換回路７を備えるものと同様に、自己診断機能の実行が可能となったのである。   In the self-diagnosis process, a first period for generating an electrostatic force between the fixed electrode parts 16 and 17 and the movable electrode part 15 and a second period for detecting a capacitance change are periodically generated. Are applied between the fixed electrode portions 16 and 17 and the movable electrode portion 15, and in the second period by the first and second switches 31 and 32. Since each of the fixed electrode portions 16 and 17 is connected to the CV conversion circuit 26 and the connection is disconnected in the first period, the CV conversion circuit 7 is a conventional single-ended type. It is now possible to execute a self-diagnosis function, similar to what is provided with.

尚、上記実施例では説明しなかったが、固定電極部１６，１７に印加される信号Ｐ３、Ｐ３Ｂ（位相）を逆にする（入れ替える）ようにすれば、可動電極部１５の逆方向（Ｘ−側）の変位を検出することができる。この場合、可動電極部１５を一方向に強制変位させて自己診断を行う工程と、逆方向に変位させて自己診断を行う工程との双方を行うようにすれば、より効果的となる。   Although not described in the above embodiment, if the signals P3 and P3B (phase) applied to the fixed electrode portions 16 and 17 are reversed (replaced), the reverse direction of the movable electrode portion 15 (X -Side) displacement can be detected. In this case, it is more effective to perform both the step of performing the self-diagnosis by forcibly displacing the movable electrode portion 15 in one direction and the step of performing the self-diagnosis by displacing the movable electrode portion 15 in the opposite direction.

＜２＞第２、第３の実施例
次に、図４及び図５を参照して、本発明の第２の実施例について述べる。尚、以下に述べる第２、第３の実施例は、上記第１の実施例の一部を変更したものであり、半導体加速度センサ装置１１のセンサチップ１２や、全差動アンプ２８を備えたＣ−Ｖ変換回路２６を含んだ信号処理回路１３等のハードウエア的構成については共通している。従って、上記第１の実施例と同一部分には、同一符号を付すと共に、新たな図示や詳しい説明を省略する。また、図面においては、共通部分については同一符号を付していると共に、上記した図１や図３に対し、各スイッチ３１〜３６や制御信号発生回路２５、制御回路２７等の図示を省略するといったように、大幅な省略を施している。 <2> Second and Third Embodiments Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In the second and third embodiments described below, a part of the first embodiment is changed, and the sensor chip 12 of the semiconductor acceleration sensor device 11 and the fully differential amplifier 28 are provided. The hardware configuration of the signal processing circuit 13 including the CV conversion circuit 26 is common. Accordingly, the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and new illustrations and detailed descriptions are omitted. In the drawings, common portions are denoted by the same reference numerals, and the switches 31 to 36, the control signal generation circuit 25, the control circuit 27, and the like are not shown in FIGS. 1 and 3 described above. As such, it has been greatly omitted.

この第２の実施例が、上記第１の実施例と異なる点は、制御回路２７が自己診断工程を実行させる際において、第２の期間において、静電気力の印加が停止されて可動電極部１５が元の中間位置に戻ったタイミングで、Ｃ−Ｖ変換回路２６の出力信号Ｖop及びＶomを取込み、前記各電極部１５，１６，１７及び前記Ｃ−Ｖ変換回路２６の帰還コンデンサ２９，３０に溜まる電荷量の総和が、第１の期間（図４（ａ）参照）と第２の期間（図４（ｂ）参照）との間で保存されることを利用して、診断を行うところにある。   The second embodiment is different from the first embodiment in that, when the control circuit 27 executes the self-diagnosis process, the application of electrostatic force is stopped during the second period and the movable electrode portion 15 is stopped. Is taken back to the original intermediate position, and the output signals Vop and Vom of the CV conversion circuit 26 are taken in to the respective electrode portions 15, 16, 17 and the feedback capacitors 29, 30 of the CV conversion circuit 26. The diagnosis is performed by using the fact that the total amount of accumulated charges is stored between the first period (see FIG. 4A) and the second period (see FIG. 4B). is there.

即ち、本実施例においては、図５に示すように、自己診断工程において入力端子１８に印加される自己診断用信号Ｐ２は、やはり、電圧Ｖself(例えば３Ｖ)と、中間電圧Ｖref （例えば２．５Ｖ）との間で所定のデューティ比（図ではほぼ１：１）の周期で振幅し、周波数が所定の自己診断周波数とされたパルス状をなしている。自己診断用信号Ｐ３は、自己診断用信号Ｐ２と同等の周期で、電圧Ｖｐ（例えば５Ｖ）とＶｍ（例えば０Ｖ）との間で所定のデューティ比で振幅する（自己診断用信号Ｐ２の切替え直後に切替えられる）パルス状をなし、自己診断用信号Ｐ３Ｂは、前記自己診断用信号Ｐ３と逆位相となる（位相が１８０°ずれた）パルス状をなしている。   That is, in this embodiment, as shown in FIG. 5, the self-diagnosis signal P2 applied to the input terminal 18 in the self-diagnosis step is also the voltage Vself (for example, 3V) and the intermediate voltage Vref (for example, 2.. 5V) in the form of a pulse having a predetermined duty ratio (approximately 1: 1 in the figure) and a frequency of a predetermined self-diagnosis frequency. The self-diagnosis signal P3 has the same period as the self-diagnosis signal P2, and amplifies with a predetermined duty ratio between the voltages Vp (for example, 5V) and Vm (for example, 0V) (immediately after the switching of the self-diagnosis signal P2). The self-diagnosis signal P3B has a pulse shape that is opposite in phase to the self-diagnosis signal P3 (the phase is shifted by 180 °).

これにて、図４（ａ）に示すように、第１の期間では、可動電極部１５に中間電圧Ｖref （２．５Ｖ）より高い電圧Ｖself（３．０Ｖ）が印加され、固定電極部１６，１７の電位が夫々Ｖｐ（５Ｖ）、Ｖｍ（０Ｖ）であるため、可動電極部１５と固定電極部１６，１７との間で静電気力が作用するようになって、可動電極部１５が中間位置から一方の固定電極部１６に引付けられるように変位する。尚、この第１の期間では、スイッチの制御によって、入力端子２２，２３（第１，第２の出力端子１９，２０）とＣ−Ｖ変換回路２６との間が切離されている。   As a result, as shown in FIG. 4A, in the first period, a voltage Vself (3.0 V) higher than the intermediate voltage Vref (2.5 V) is applied to the movable electrode portion 15, and the fixed electrode portion 16. , 17 are Vp (5 V) and Vm (0 V), respectively, so that an electrostatic force acts between the movable electrode portion 15 and the fixed electrode portions 16, 17 so that the movable electrode portion 15 is intermediate. It is displaced so as to be attracted to one fixed electrode portion 16 from the position. In this first period, the input terminals 22 and 23 (first and second output terminals 19 and 20) and the CV conversion circuit 26 are disconnected from each other by the control of the switch.

このとき、固定電極部１６と可動電極部１５との間に形成されるコンデンサＣ１の静電容量が、Ｃ０から（Ｃ０＋ΔＣ）に変化し、固定電極部１７と可動電極部１５との間に形成されるコンデンサＣ２の静電容量が、Ｃ０から（Ｃ０−ΔＣ）に変化する。また、コンデンサＣ１には、Ｑ１の電荷量が溜められ、コンデンサＣ２には、Ｑ２の電荷量が溜められる。尚、この時点では、帰還コンデンサ２９，３０（静電容量は共にＣｆ）に夫々溜められる電荷量Ｑ３，Ｑ４は、共に０である。   At this time, the capacitance of the capacitor C1 formed between the fixed electrode portion 16 and the movable electrode portion 15 changes from C0 to (C0 + ΔC), and is formed between the fixed electrode portion 17 and the movable electrode portion 15. The capacitance of the capacitor C2 is changed from C0 to (C0−ΔC). The capacitor C1 stores the amount of charge Q1, and the capacitor C2 stores the amount of charge Q2. At this time, the charge amounts Q3 and Q4 stored in the feedback capacitors 29 and 30 (both capacitances are both Cf) are zero.

これに対し、図４（ｂ）に示すように、第２の期間では、可動電極部１５の電位が、Ｖref （２．５Ｖ）に戻されると共に、入力端子２２，２３（第１，第２の出力端子１９，２０）とＣ−Ｖ変換回路２６とが接続される。これにて、可動電極部１５が中間位置に戻るように変位する。そして、図５に示すように、第２の期間が終了するタイミング、つまり、可動電極部１５が中間位置に戻りきったタイミングで、サンプリングが行われ、Ｃ−Ｖ変換回路２６の２個の出力端子からの出力電圧信号Ｖop及びＶomが取込まれるのである。尚、このサンプリングは、第１の期間及び第２の期間を周期的に繰返して複数回行っても良いし、１周期のみの信号により１回のサンプリングを行っても良い。   On the other hand, as shown in FIG. 4B, in the second period, the potential of the movable electrode portion 15 is returned to Vref (2.5 V) and the input terminals 22 and 23 (first and second). Output terminals 19 and 20) and the CV conversion circuit 26 are connected. Thus, the movable electrode portion 15 is displaced so as to return to the intermediate position. Then, as shown in FIG. 5, sampling is performed at the timing when the second period ends, that is, when the movable electrode portion 15 has returned to the intermediate position, and two outputs of the CV conversion circuit 26 are output. The output voltage signals Vop and Vom from the terminals are taken in. This sampling may be performed a plurality of times by periodically repeating the first period and the second period, or may be performed once by a signal of only one period.

この第２の期間では、固定電極部１６，１７と可動電極部１５との間に夫々形成されるコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が、共にＣ０に戻る。そして、入力端子２２，２３（第１，第２の出力端子１９，２０）の電位が、夫々Ｖinとなる。また、コンデンサＣ１の電荷量がＱ１´になり、コンデンサＣ２の電荷量がＱ２´になり、帰還コンデンサ２９，３０（静電容量は共にＣｆ）に夫々溜められる電荷量が、Ｑ３´，Ｑ４´となる。   In the second period, the capacitances of the capacitors C1 and C2 formed between the fixed electrode portions 16 and 17 and the movable electrode portion 15 respectively return to C0. The potentials of the input terminals 22 and 23 (first and second output terminals 19 and 20) are each Vin. Further, the charge amount of the capacitor C1 becomes Q1 ′, the charge amount of the capacitor C2 becomes Q2 ′, and the charge amounts respectively stored in the feedback capacitors 29 and 30 (both capacitances are Cf) are Q3 ′ and Q4 ′. It becomes.

さて、上記第１の期間と第２の期間との間で、各コンデンサ要素に溜められる電荷量の総和が保存されることから、以下の式を導くことができる。
Ｑ１＋Ｑ３＝Ｑ１´＋Ｑ３´ ‥‥（２）
Ｑ２＋Ｑ４＝Ｑ２´＋Ｑ４´ ‥‥（３）
（２）式から、
(Ｃ０＋ΔＣ)(Ｖself−Ｖｐ)＝Ｃ０(Ｖref −Ｖin)＋Ｃｆ(Ｖop−Ｖin)‥(４)
（３）式から、
(Ｃ０−ΔＣ)(Ｖself−Ｖｍ)＝Ｃ０(Ｖref −Ｖin)＋Ｃｆ(Ｖom−Ｖin)‥(５)
(４)式−(５)式により
２ΔＣＶself−(Ｃ０＋ΔＣ)Ｖｐ＋(Ｃ０−ΔＣ)Ｖｍ＝Ｃｆ(Ｖop−Ｖom)
Ｖop−Ｖom＝ΔＣ／Ｃｆ(２Ｖself−(Ｖｐ−Ｖｍ))−Ｃ０／Ｃｆ(Ｖｐ−Ｖｍ)‥(６)
Ｃｆ、Ｃ０、Ｖｐ、Ｖｍ、Ｖselfは、既知の値であるから、検出されたＶop−Ｖom（電位差ΔＶout ）から、ΔＣを求めることができ、そのΔＣの値が、Ｖｐ、Ｖｍ、Ｖself等の値に対して、設計上の静電容量の変化に見合った値となっているかどうかを検証することにより、自己診断を行うことができるのである。 Now, since the total amount of charge accumulated in each capacitor element is preserved between the first period and the second period, the following equation can be derived.
Q1 + Q3 = Q1 '+ Q3' (2)
Q2 + Q4 = Q2 '+ Q4' (3)
From equation (2)
(C0 + ΔC) (Vself−Vp) = C0 (Vref−Vin) + Cf (Vop−Vin) (4)
From equation (3)
(C0−ΔC) (Vself−Vm) = C0 (Vref−Vin) + Cf (Vom−Vin) (5)
(4) According to the equation-(5), 2ΔCVself− (C0 + ΔC) Vp + (C0−ΔC) Vm = Cf (Vop−Vom)
Vop−Vom = ΔC / Cf (2Vself− (Vp−Vm)) − C0 / Cf (Vp−Vm) (6)
Since Cf, C0, Vp, Vm, and Vself are known values, ΔC can be obtained from the detected Vop−Vom (potential difference ΔVout), and the value of ΔC is Vp, Vm, Vself, etc. The self-diagnosis can be performed by verifying whether or not the value is a value commensurate with the design capacitance change.

このような第２の実施例によれば、可動電極部１５が元の中間位置に戻りきった状態で、Ｃ−Ｖ変換回路２６の出力信号をサンプリングし、その値（２個の出力端子間の電位差ΔＶout）が、第１の期間における固定電極部１６，１７と可動電極部１５との間の静電容量の変化ΔＣに見合ったものかどうかを判断することによって、可動電極部１５が中間位置に戻る前（途中）でサンプリングを行った場合の誤差を低減し、自己診断をより高精度で行うことができるものである。   According to the second embodiment, the output signal of the CV conversion circuit 26 is sampled in a state where the movable electrode portion 15 has returned to the original intermediate position, and the value (between the two output terminals) is sampled. By determining whether or not the potential difference ΔVout) is commensurate with the change ΔC in capacitance between the fixed electrode portions 16 and 17 and the movable electrode portion 15 in the first period. It is possible to reduce an error when sampling is performed before returning to the position (on the way) and to perform self-diagnosis with higher accuracy.

図６は、本発明の第３の実施例を示している。この第３の実施例が、上記第２の実施例と異なるところは、次の点にある。即ち、上記した(６)式においては、ΔＣ／Ｃｆに比べて、Ｃ０／Ｃｆの値が十分に大きくなるため、本来検出したい(６)式の右辺の第１項である、ΔＣ／Ｃｆ(２Ｖself−(Ｖｐ−Ｖｍ))の値の検出精度が劣ってしまう不具合がある。そこで、本実施例では、第２のバイアス状態を設けて、演算により余分な項、つまり(６)式の右辺の第２項を消して必要な部分のみを残すようにしているのである。   FIG. 6 shows a third embodiment of the present invention. The third embodiment differs from the second embodiment in the following points. That is, in the above equation (6), since the value of C0 / Cf is sufficiently larger than ΔC / Cf, ΔC / Cf (1), which is the first term on the right side of the equation (6) to be originally detected. There is a problem that the detection accuracy of the value of 2Vself- (Vp-Vm) is inferior. Therefore, in the present embodiment, a second bias state is provided, and an unnecessary term, that is, the second term on the right side of the equation (6) is eliminated by calculation to leave only a necessary portion.

この第３の実施例では、制御回路２７が自己診断工程を実行させるにあたって、上記第２の実施例で説明した第１の期間及び第２の期間からなる第１のバイアス状態（図４参照）に加えて、信号印加手段としての制御信号発生回路２５は、前記固定電極部１６，１７及び可動電極部１５に前記第１の期間とは異なる信号を印加する第３の期間（図６（ａ）参照）及び容量変化を検出するための前記可動電極部１７に中間電圧の信号を印加する第４の期間（図６（ｂ）参照）を有する第２のバイアス状態と含む信号を印加するように構成されている。   In the third embodiment, when the control circuit 27 executes the self-diagnosis process, the first bias state consisting of the first period and the second period described in the second embodiment (see FIG. 4). In addition, the control signal generation circuit 25 as a signal applying unit applies a third period in which a signal different from the first period is applied to the fixed electrode portions 16 and 17 and the movable electrode portion 15 (FIG. 6A And the second bias state having a fourth period (see FIG. 6B) in which an intermediate voltage signal is applied to the movable electrode portion 17 for detecting a change in capacitance. It is configured.

そして、制御回路２７は、上記第２の期間において、静電気力の印加が停止されて可動電極部１５が元の中間位置に戻ったタイミングで、Ｃ−Ｖ変換回路２６の出力信号Ｖop及びＶom（これらを第１の出力信号という）を取込むことに加えて、上記第４の期間において取込んだ前記Ｃ−Ｖ変換回路２６の第２の出力信号Ｖop´及びＶom´を取込み、それらの双方から、不要な変数を除去する演算を行うことに基づいて診断を行うように構成されている。   Then, the control circuit 27 outputs the output signals Vop and Vom (Com) of the CV conversion circuit 26 at the timing when the application of the electrostatic force is stopped and the movable electrode portion 15 returns to the original intermediate position in the second period. In addition to taking in the first output signal), taking in the second output signals Vop ′ and Vom ′ of the CV conversion circuit 26 taken in in the fourth period, and both of them. Therefore, the diagnosis is performed based on performing an operation for removing unnecessary variables.

より具体的には、本実施例では、第２のバイアス状態における第３の期間では、前記固定電極部１６、１７と可動電極部１５との間に静電気力を発生させない信号を印加するようになっている。即ち、図６（ａ）に示すように、第３の期間では、可動電極部１５に中間電圧Ｖref （２．５Ｖ）が印加され、固定電極部１６，１７には、夫々電圧がＶｐ（５Ｖ）、Ｖｍ（０Ｖ）の信号が印加される。図６（ｂ）に示すように、第４の期間では、可動電極部１５の電位は変更されず、入力端子２２，２３（第１，第２の出力端子１９，２０）とＣ−Ｖ変換回路２６とが接続される。これにて、可動電極部１５が中間位置に停止しているタイミングで、サンプリングが行われ、Ｃ−Ｖ変換回路２６の２個の出力端子からの出力電圧信号Ｖop´及びＶom´が取込まれる。   More specifically, in this embodiment, a signal that does not generate an electrostatic force is applied between the fixed electrode portions 16 and 17 and the movable electrode portion 15 in the third period in the second bias state. It has become. That is, as shown in FIG. 6A, in the third period, the intermediate voltage Vref (2.5 V) is applied to the movable electrode portion 15, and the voltage is applied to the fixed electrode portions 16 and 17 to Vp (5 V). ), A signal of Vm (0 V) is applied. As shown in FIG. 6B, in the fourth period, the potential of the movable electrode portion 15 is not changed, and the input terminals 22 and 23 (first and second output terminals 19 and 20) and the CV conversion. The circuit 26 is connected. Thus, sampling is performed at the timing when the movable electrode portion 15 stops at the intermediate position, and the output voltage signals Vop ′ and Vom ′ from the two output terminals of the CV conversion circuit 26 are taken in. .

この場合も、図６（ａ）に示す第３の状態と、図６（ｂ）に示す第４の状態とで、コンデンサＣ１，Ｃ２及び帰還コンデンサ２９，３０に溜まる電荷量の総和が保存されるので、次のような数式を導き出すことができる。   Also in this case, the total amount of charges accumulated in the capacitors C1 and C2 and the feedback capacitors 29 and 30 is preserved in the third state shown in FIG. 6A and the fourth state shown in FIG. 6B. Therefore, the following mathematical formula can be derived.

Ｃ０(Ｖref −Ｖｐ)＝Ｃ０(Ｖref −Ｖin)＋Ｃｆ(Ｖop´−Ｖin) ‥(７)
Ｃ０(Ｖref −Ｖｍ)＝Ｃ０(Ｖref −Ｖin)＋Ｃｆ(Ｖom´−Ｖin) ‥(８)
(７)式−(８)式により
Ｖop´−Ｖom´＝−Ｃ０／Ｃｆ（Ｖｐ−Ｖｍ） ‥(９)
(６)式−(９)式により
(Ｖop−Ｖom)−(Ｖop´−Ｖom´)＝ΔＣ／Ｃｆ(２Ｖself−(Ｖｐ−Ｖｍ)) ‥(10)
この（10)式により、不要な変数を除去して必要な部分のみを抽出することができ、自己診断の精度をより一層高めることができるものである。 C0 (Vref−Vp) = C0 (Vref−Vin) + Cf (Vop′−Vin) (7)
C0 (Vref−Vm) = C0 (Vref−Vin) + Cf (Vom′−Vin) (8)
(7) From equation (8), Vop′−Vom ′ = − C0 / Cf (Vp−Vm) (9)
(6) By formula-(9)
(Vop−Vom) − (Vop′−Vom ′) = ΔC / Cf (2Vself− (Vp−Vm)) (10)
By this equation (10), unnecessary variables can be removed and only necessary portions can be extracted, and the accuracy of self-diagnosis can be further improved.

＜３＞参考例
次に、図７及び図８を参照して、参考例について説明する。図７は、参考例の半導体加速度センサ装置４１の要部の電気的構成を、概略的に（一部を省略して）示している。この半導体加速度センサ装置４１は、センサエレメント（センサチップ）４２と、信号処理回路４３を備えている。そのうちセンサエレメント４２は、上記第１〜第３の実施例と同様に、可動電極部１５と、一対の固定電極部１６，１７とを備えており、それらからコンデンサＣ１，Ｃ２が形成されるようになっている。 <3> Reference Example Next, a reference example will be described with reference to FIGS. FIG. 7 schematically shows an electrical configuration of a main part of the semiconductor acceleration sensor device 41 of the reference example (a part thereof is omitted). The semiconductor acceleration sensor device 41 includes a sensor element (sensor chip) 42 and a signal processing circuit 43. The sensor element 42 includes a movable electrode portion 15 and a pair of fixed electrode portions 16 and 17 as in the first to third embodiments, from which capacitors C1 and C2 are formed. It has become.

また、センサエレメント４２には、固定電極部１６，１７に夫々接続された第１、第２の入力端子４４，４５と、可動電極部１５に接続された出力端子４６とが設けられている。入力端子４４，４５には、図示しない搬送波出力回路が接続され、電位がＶｐ（例えば５Ｖ）とＶｍ（例えば０Ｖ）との間の振幅を有し、互いに逆位相となるパルス状の搬送波ＦＥ１、ＦＥ２が印加されるようになっている。出力端子４６は、信号処理回路４３の入力端子５１（ＳIN）に接続されている。   The sensor element 42 is provided with first and second input terminals 44 and 45 connected to the fixed electrode portions 16 and 17, and an output terminal 46 connected to the movable electrode portion 15. A carrier wave output circuit (not shown) is connected to the input terminals 44 and 45, and a pulsed carrier wave FE1 having a potential between Vp (for example, 5V) and Vm (for example, 0V) and having an opposite phase to each other. FE2 is applied. The output terminal 46 is connected to the input terminal 51 (SIN) of the signal processing circuit 43.

前記信号処理回路４３は、演算増幅器４７並びにその反転入力端子と出力端子との間に並列に接続された帰還コンデンサ４８及びスイッチ４９を備えるシングルエンドタイプのＣ−Ｖ変換回路５０を備えている。前記入力端子５１は、演算増幅器４７の反転入力端子に接続されている。演算増幅器４７の非反転入力端子（ひいては可動電極部１５）には、図示しない制御信号発生回路がスイッチ回路を介して接続され、通常時（加速度検出時）には、前記搬送波の中間電圧Ｖref （（Ｖｐ＋Ｖｍ）／２、例えば２．５Ｖ）の一定（直流）の電圧信号が入力され、自己診断時には、中間電圧Ｖref とは異なる電圧Ｖself（例えば３Ｖ）の電圧信号が入力されるようになっている。   The signal processing circuit 43 includes an operational amplifier 47 and a single-ended CV conversion circuit 50 including a feedback capacitor 48 and a switch 49 connected in parallel between an inverting input terminal and an output terminal thereof. The input terminal 51 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 47. A control signal generation circuit (not shown) is connected to the non-inverting input terminal (and hence the movable electrode portion 15) of the operational amplifier 47 through a switch circuit. During normal operation (acceleration detection), the carrier voltage intermediate voltage Vref ( A constant (direct current) voltage signal of (Vp + Vm) / 2, for example, 2.5 V) is input, and a voltage signal of a voltage Vself (for example, 3 V) different from the intermediate voltage Vref is input during self-diagnosis. Yes.

図示しない制御回路は、前記搬送波出力回路、制御信号発生回路、スイッチ回路、スイッチ４９等を制御し、通常時においては加速度の検出を実行させる。この加速度検出時においては、前記各固定電極部１６，１７に搬送波ＦＥ１、ＦＥ２が夫々印加されると共に、可動電極部１７にそれらの中間電圧Ｖref （２．５Ｖ）が印加され、センサチップ１（可動電極部）に作用する加速度をそれら固定電極部１６，１７と可動電極部１５との間の静電容量の変化として検出する、つまりＣ−Ｖ変換回路５０から検出電圧値として出力するようになっている。   A control circuit (not shown) controls the carrier wave output circuit, the control signal generation circuit, the switch circuit, the switch 49, and the like, and executes acceleration detection in normal times. At the time of detecting the acceleration, the carrier waves FE1 and FE2 are applied to the fixed electrode portions 16 and 17, respectively, and the intermediate voltage Vref (2.5V) is applied to the movable electrode portion 17 so that the sensor chip 1 ( The acceleration acting on the movable electrode portion) is detected as a change in capacitance between the fixed electrode portions 16 and 17 and the movable electrode portion 15, that is, output from the CV conversion circuit 50 as a detected voltage value. It has become.

そして、前記制御回路は、自己診断の実行を指示する信号が入力されることに基づき、前記固定電極部１６，１７と可動電極部１５との間に静電気力を発生させて該可動電極部１５を強制的に変位させ、その際の前記Ｃ−Ｖ変換回路５０の出力（Ｖｏ）が可動電極部１５の変位に見合ったものかどうかを判断する自己診断工程を実行する自己診断手段として機能する。またこのとき、前記搬送波出力回路、制御信号発生回路、スイッチ回路などから信号印加手段が構成される。   The control circuit generates an electrostatic force between the fixed electrode portions 16 and 17 and the movable electrode portion 15 based on the input of a signal instructing execution of self-diagnosis, and the movable electrode portion 15 Is forcibly displaced, and functions as a self-diagnosis means for executing a self-diagnosis step for judging whether or not the output (Vo) of the CV conversion circuit 50 at that time corresponds to the displacement of the movable electrode portion 15. . At this time, a signal applying means is constituted by the carrier wave output circuit, the control signal generation circuit, the switch circuit, and the like.

この自己診断工程では、前記固定電極部１６，１７と可動電極部１５との間に静電気力を発生させる第１の期間Φ１と、容量変化（ΔＣ）を検出するための第２の期間Φ２とを有する自己診断用信号（図８（ａ）参照）を、固定電極部１６，１７と可動電極部１５との間に印加するようになっている。そして、前記第２の期間Φ２において、静電気力の印加が停止されて前記可動電極部１７が元の中間位置に戻ったタイミングで、前記Ｃ−Ｖ変換回路５０の出力信号（Ｖｏ）を取込み、コンデンサＣ１，Ｃ２及び帰還コンデンサ４８に溜まる電荷量の総和が、前記第１の期間Φ１と第２の期間Φ２との間で保存されることを利用して、診断を行うようになっている。   In this self-diagnosis step, a first period Φ1 for generating an electrostatic force between the fixed electrode portions 16, 17 and the movable electrode portion 15, and a second period Φ2 for detecting a capacitance change (ΔC), A self-diagnosis signal (see FIG. 8A) having the above is applied between the fixed electrode portions 16 and 17 and the movable electrode portion 15. Then, in the second period Φ2, the output signal (Vo) of the CV conversion circuit 50 is captured at the timing when the application of electrostatic force is stopped and the movable electrode portion 17 returns to the original intermediate position, Diagnosis is performed by using the fact that the total amount of charges accumulated in the capacitors C1 and C2 and the feedback capacitor 48 is stored between the first period Φ1 and the second period Φ2.

即ち、本参考例においては、図８（ａ）に示すように、自己診断工程においては、固定電極部１６に入力される搬送波ＦＥ１は、電圧Ｖｐ（例えば５Ｖ）とＶｍ（例えば０Ｖ）との間で所定のデューティ比（Ｖｐ側が長く、Ｖｍ側が短い）で振幅するパルス状をなし、固定電極部１７に入力される搬送波ＦＥ２は、搬送波ＦＥ１と逆位相となる（位相が１８０°ずれた）パルス状をなしている。そして、入力端子５１（ひいては可動電極部１７）に印加される信号ＳINは、電圧Ｖself(例えば３Ｖ)と、中間電圧Ｖref （例えば２．５Ｖ）との間で、搬送波ＦＥ１、ＦＥ２と同等の周期及びデューティ比で振幅するパルス状をなしている。尚、図８（ｂ）は、従来の自己診断の手法における、信号波形及びサンプリングのタイミングを示している。 That is, in the present reference example , as shown in FIG. 8A, in the self-diagnosis process, the carrier wave FE1 input to the fixed electrode portion 16 has a voltage Vp (for example, 5 V) and a voltage Vm (for example, 0 V). The carrier wave FE2 inputted to the fixed electrode unit 17 has an opposite phase to the carrier wave FE1 (the phase is shifted by 180 °). The pulse wave has an amplitude with a predetermined duty ratio (long on the Vp side and short on the Vm side). It has a pulse shape. The signal SIN applied to the input terminal 51 (and hence the movable electrode portion 17) is a period equivalent to the carrier waves FE1 and FE2 between the voltage Vself (for example, 3V) and the intermediate voltage Vref (for example, 2.5V). In addition, it has a pulse shape that amplitudes with a duty ratio. FIG. 8B shows signal waveforms and sampling timing in the conventional self-diagnosis method.

これにて、図７（ａ）に示すように、第１の期間Φ１では、可動電極部１５に中間電圧Ｖref （２．５Ｖ）より高い電圧Ｖself（３．０Ｖ）が印加され、固定電極部１６，１７の電位が夫々Ｖｐ（５Ｖ）、Ｖｍ（０Ｖ）であるため、可動電極部１５と固定電極部１６，１７との間で静電気力が作用するようになって、可動電極部１５が中間位置から一方の固定電極部１６に引付けられるように変位する。   As a result, as shown in FIG. 7A, in the first period Φ1, a voltage Vself (3.0 V) higher than the intermediate voltage Vref (2.5 V) is applied to the movable electrode portion 15, and the fixed electrode portion. Since the potentials 16 and 17 are Vp (5 V) and Vm (0 V), respectively, electrostatic force acts between the movable electrode portion 15 and the fixed electrode portions 16 and 17, and the movable electrode portion 15 It is displaced so as to be attracted to one fixed electrode portion 16 from the intermediate position.

このとき、固定電極部１６と可動電極部１５との間に形成されるコンデンサＣ１の静電容量が、Ｃ０から（Ｃ０＋ΔＣ）に変化し、固定電極部１７と可動電極部１５との間に形成されるコンデンサＣ２の静電容量が、Ｃ０から（Ｃ０−ΔＣ）に変化する。また、コンデンサＣ１には、Ｑ１の電荷量が溜められ、コンデンサＣ２には、Ｑ２の電荷量が溜められる。尚、この時点では、帰還コンデンサ４８（静電容量がＣｆ）に夫々溜められる電荷量Ｑ３は、０である。   At this time, the capacitance of the capacitor C1 formed between the fixed electrode portion 16 and the movable electrode portion 15 changes from C0 to (C0 + ΔC), and is formed between the fixed electrode portion 17 and the movable electrode portion 15. The capacitance of the capacitor C2 is changed from C0 to (C0−ΔC). The capacitor C1 stores the amount of charge Q1, and the capacitor C2 stores the amount of charge Q2. At this time, the amount of charge Q3 stored in the feedback capacitor 48 (capacitance is Cf) is zero.

これに対し、図7（ｂ）に示すように、第２の期間Φ２では、可動電極部１５の電位が、Ｖref （２．５Ｖ）に戻される。これにて、可動電極部１５が中間位置に戻るように変位する。そして第２の期間Φ２が終了するタイミング、つまり、可動電極部１５が中間位置に戻りきったタイミングで、サンプリングが行われ、Ｃ−Ｖ変換回路５０の出力端子からの出力電圧信号Ｖｏが取込まれるのである。尚、このサンプリングは、第１の期間Φ１及び第２の期間Φ２を周期的に繰返して複数回行っても良いし、１周期のみの信号により１回のサンプリングのみを行っても良い。   On the other hand, as shown in FIG. 7B, the potential of the movable electrode portion 15 is returned to Vref (2.5 V) in the second period Φ2. Thus, the movable electrode portion 15 is displaced so as to return to the intermediate position. Then, sampling is performed at the timing when the second period Φ2 ends, that is, when the movable electrode portion 15 has returned to the intermediate position, and the output voltage signal Vo from the output terminal of the CV conversion circuit 50 is captured. It is. The sampling may be performed a plurality of times by periodically repeating the first period Φ1 and the second period Φ2, or may be performed only once by a signal of only one period.

この第２の期間Φ２では、固定電極部１６，１７と可動電極部１５との間に夫々形成されるコンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が、共にＣ０に戻る。そして、コンデンサＣ１の電荷量がＱ１´に変化し、コンデンサＣ２の電荷量がＱ２´になり、帰還コンデンサ４８に溜められる電荷量が、Ｑ３´となる。   In the second period Φ2, the capacitances of the capacitors C1 and C2 formed between the fixed electrode portions 16 and 17 and the movable electrode portion 15 respectively return to C0. Then, the charge amount of the capacitor C1 changes to Q1 ′, the charge amount of the capacitor C2 becomes Q2 ′, and the charge amount stored in the feedback capacitor 48 becomes Q3 ′.

さて、上記第１の期間Φ１と第２の期間Φ２との間で、各コンデンサ要素に溜められる電荷量の総和が保存されることから、以下の式を導くことができる。
Ｑ１＋Ｑ２＋Ｑ３＝Ｑ１´＋Ｑ２´＋Ｑ３´ ‥‥(11)
(11)式から、
(Ｃ０＋ΔＣ)(Ｖｐ−Ｖself)＋(Ｃ０−ΔＣ)(Ｖｍ−Ｖself)
＝Ｃ０(Ｖｐ−Ｖref )＋Ｃ０(Ｖｍ−Ｖref )＋Ｃｆ(Ｖｏ−Ｖref )‥(12)
Ｖｏ＝ΔＣ／Ｃｆ(Ｖｐ−Ｖｍ)＋Ｖref −２Ｃ０／Ｃｆ(Ｖself−Ｖref ) ‥(13)
Ｃｆ、Ｃ０、Ｖｐ、Ｖｍ、Ｖself、Ｖref は、既知の値であるから、検出されたＶｏの値から、ΔＣを求めることができ、そのΔＣの値が、見合った値となっているかどうかを検証することにより、自己診断を行うことができる。 Now, since the sum of the amount of charge stored in each capacitor element is stored between the first period Φ1 and the second period Φ2, the following equation can be derived.
Q1 + Q2 + Q3 = Q1 ′ + Q2 ′ + Q3 ′ (11)
From equation (11)
(C0 + ΔC) (Vp−Vself) + (C0−ΔC) (Vm−Vself)
= C0 (Vp-Vref) + C0 (Vm-Vref) + Cf (Vo-Vref) (12)
Vo = ΔC / Cf (Vp−Vm) + Vref−2C0 / Cf (Vself−Vref) (13)
Since Cf, C0, Vp, Vm, Vself, and Vref are known values, ΔC can be obtained from the detected value of Vo, and whether or not the value of ΔC is an appropriate value. By performing verification, self-diagnosis can be performed.

このような参考例によれば、シングルエンドタイプのＣ−Ｖ変換回路５０を用いるものにあっても、第１の期間Φ１と第２の期間Φ２との間で、各コンデンサ要素に溜まっている電荷量の総和が保存されること（電荷保存則）を利用し、可動電極部１５が元の中間位置に戻りきった状態で、Ｃ−Ｖ変換回路５０の出力信号Ｖｏをサンプリングし、その値が、第１の期間Φ１における固定電極部１６，１７と可動電極部１５との間の静電容量の変化ΔＣに見合ったものかどうかを判断することによって、可動電極部１５が中間位置に戻る前に検出する場合の誤差を低減し、自己診断をより高精度で行うことができる。 According to such a reference example , even in the case of using the single-ended type CV conversion circuit 50, the capacitor elements are accumulated between the first period Φ1 and the second period Φ2. The output signal Vo of the CV conversion circuit 50 is sampled in a state where the total amount of charges is stored (charge conservation law) and the movable electrode unit 15 has returned to the original intermediate position. Is determined to be commensurate with the capacitance change ΔC between the fixed electrode portions 16 and 17 and the movable electrode portion 15 in the first period Φ1, so that the movable electrode portion 15 returns to the intermediate position. to reduce the error in the case of detecting the front, Ru can be performed with higher accuracy self-diagnosis.

尚、上記各実施例では、本発明を半導体加速度センサに適用するようにしたが、例えばヨーレートセンサなど、他の容量式の半導体センサ装置（物理量検出装置）にも適用することができ、更には、二方向以上の検出軸を有する物理量センサに適用することもできる。また、上記した各電圧（Ｖｐ、Ｖself等）や周波数などの具体的数値は、あくまでも一例を示したに過ぎず、実使用に応じて適切な値を設定すれば良い等、本発明は上記した各実施例に限定されるものではなく、要旨を逸脱しない範囲内で適宜変更して実施し得るものである。   In each of the above embodiments, the present invention is applied to a semiconductor acceleration sensor. However, the present invention can also be applied to other capacitive semiconductor sensor devices (physical quantity detection devices) such as a yaw rate sensor. The present invention can also be applied to a physical quantity sensor having detection axes in two or more directions. In addition, the specific numerical values such as the above-described voltages (Vp, Vself, etc.) and frequency are merely examples, and the present invention has been described above, such as setting appropriate values according to actual use. The present invention is not limited to each embodiment, and can be implemented with appropriate modifications within a range not departing from the gist.

本発明の第１の実施例を示すもので、半導体加速度センサ装置の要部の電気的構成を概略的に示す図The 1st Example of this invention is a figure which shows schematically the electric constitution of the principal part of a semiconductor acceleration sensor apparatus. センサチップの概略的な平面図（ａ）及び縦断正面図（ｂ）Schematic plan view of sensor chip (a) and longitudinal front view (b) 各スイッチのオン・オフ制御の様子及び各入力、出力端子の信号波形、並びに可動電極部の変位の様子を示すタイミングチャートTiming chart showing on / off control of each switch, signal waveform of each input and output terminal, and displacement of movable electrode section 本発明の第２の実施例を示すもので、第１の期間（ａ）及び第２の期間（ｂ）に関して、電気的構成の要部を概略的に示す図The 2nd Example of this invention is a figure which shows the principal part of an electrical structure roughly regarding 1st period (a) and 2nd period (b). 要部の信号波形を示すタイミングチャートTiming chart showing the signal waveform of the main part 本発明の第３の実施例を示すもので、第３の期間（ａ）及び第４の期間（ｂ）に関して、電気的構成の要部を概略的に示す図The 3rd Example of this invention is a figure which shows schematically the principal part of an electrical structure regarding the 3rd period (a) and the 4th period (b). 参考例を示すもので、第１の期間（ａ）及び第２の期間（ｂ）に関して、半導体加速度センサ装置の要部の電気的構成を概略的に示す図 The example which shows a reference example and shows roughly the electric composition of the principal part of a semiconductor acceleration sensor device about the 1st period (a) and the 2nd period (b). 要部の信号波形を示すタイミングチャートTiming chart showing the signal waveform of the main part 従来例を示す図１相当図1 equivalent diagram showing a conventional example 静電気力印加状態（ａ）、第１の検出状態（ｂ）、第２の検出状態（ｃ）の、３つの期間に関して、電気的構成の要部を概略的に示す図The figure which shows schematically the principal part of an electrical structure regarding three periods, an electrostatic force application state (a), a 1st detection state (b), and a 2nd detection state (c).

符号の説明Explanation of symbols

図面中、１１，４１は半導体加速度センサ装置（容量式物理量検出装置）、１２、４２はセンサチップ（センサエレメント）、１４は加速度検出部、１５は可動電極部、１６，１７は固定電極部、２５は制御信号発生回路（信号印加手段）、２６はＣ−Ｖ変換回路、２７は制御回路（自己診断手段）、２８は全差動アンプ、３１〜３８はスイッチ（スイッチ手段）、４７は演算増幅器、５０はＣ−Ｖ変換回路を示す。   In the drawings, 11 and 41 are semiconductor acceleration sensor devices (capacitive physical quantity detection devices), 12 and 42 are sensor chips (sensor elements), 14 is an acceleration detection unit, 15 is a movable electrode unit, 16 and 17 are fixed electrode units, 25 is a control signal generating circuit (signal applying means), 26 is a CV conversion circuit, 27 is a control circuit (self-diagnostic means), 28 is a fully differential amplifier, 31 to 38 are switches (switch means), and 47 is an arithmetic operation. An amplifier 50 is a CV conversion circuit.

Claims (6)

ばね部を介して支持され物理量の作用に応じて変位する可動電極部と、この可動電極部の変位方向両側に夫々隙間をもって配置された一対の固定電極部とを有するセンサエレメントを備えると共に、前記各固定電極部が夫々接続される２個の入力端子と、２個の出力端子とを有する全差動型のＣ−Ｖ変換回路を備えて構成され、
前記可動電極部にパルス状の搬送波を印加した状態で、前記可動電極部の変位に応じた前記各固定電極部と可動電極部との間の静電容量の変化を、前記Ｃ−Ｖ変換回路の２個の出力端子間の電位差として出力するようにした容量式物理量検出装置であって、
前記固定電極部と可動電極部との間に静電気力を発生させて該可動電極部を強制的に変位させ、その際の前記Ｃ−Ｖ変換回路の出力が前記可動電極部の変位に見合ったものかどうかを判断する自己診断工程を実行する自己診断手段を備えてなり、
該自己診断手段は、前記固定電極部と可動電極部との間に静電気力を発生させる第１の期間と、容量変化を検出するための第２の期間とを周期的に有する自己診断用信号を、前記固定電極部と可動電極部との間に印加する信号印加手段と、前記自己診断用信号の第２の期間において前記センサエレメントの各固定電極部と前記Ｃ−Ｖ変換回路の各入力端子との間を接続し、前記第１の期間においてその接続の切離しを行うスイッチ手段とを備えて構成されていることを特徴とする容量式物理量検出装置。 A sensor element having a movable electrode portion supported via a spring portion and displaced in accordance with the action of a physical quantity, and a pair of fixed electrode portions disposed with gaps on both sides in the displacement direction of the movable electrode portion, and A fully differential CV conversion circuit having two input terminals to which each fixed electrode portion is connected and two output terminals;
In a state where a pulsed carrier wave is applied to the movable electrode portion, a change in electrostatic capacitance between the fixed electrode portion and the movable electrode portion according to the displacement of the movable electrode portion is converted into the CV conversion circuit. A capacitance type physical quantity detection device that outputs a potential difference between two output terminals of
An electrostatic force is generated between the fixed electrode portion and the movable electrode portion to forcibly displace the movable electrode portion, and the output of the CV conversion circuit at that time corresponds to the displacement of the movable electrode portion. A self-diagnosis means for executing a self-diagnosis process for judging whether or not
The self-diagnosis means is a self-diagnosis signal periodically having a first period for generating an electrostatic force between the fixed electrode part and the movable electrode part and a second period for detecting a change in capacitance. Is applied between the fixed electrode portion and the movable electrode portion, and each fixed electrode portion of the sensor element and each input of the CV conversion circuit in the second period of the self-diagnosis signal. A capacitive physical quantity detection device comprising: a switching unit that connects to a terminal and disconnects the connection during the first period. 前記信号印加手段は、前記自己診断用信号として、前記第１の期間において、前記固定電極部の一方に所定電圧Ｖｐ、他方に０Ｖの信号を印加し、前記可動電極部にその中間電圧（Ｖｐ／２）とは異なる電圧を印加し、前記第２の期間において、前記可動電極部に中間電圧の信号を印加することを特徴とする請求項１記載の容量式物理量検出装置。   The signal applying means applies a signal of a predetermined voltage Vp to one of the fixed electrode portions and a signal of 0 V to the other as the self-diagnosis signal in the first period, and applies an intermediate voltage (Vp) to the movable electrode portion. 2. The capacitive physical quantity detection device according to claim 1, wherein a voltage different from / 2) is applied, and an intermediate voltage signal is applied to the movable electrode portion in the second period. 前記自己診断用信号は、前記第１の期間が長く、前記第２の期間がそれよりも短い所定のデューティ比を有することを特徴とする請求項１又は２記載の容量式物理量検出装置。   3. The capacitive physical quantity detection device according to claim 1, wherein the self-diagnosis signal has a predetermined duty ratio that is longer in the first period and shorter in the second period. 前記自己診断手段は、前記第２の期間において、静電気力の印加が停止されて前記可動電極部が元の中間位置に戻ったタイミングで、前記Ｃ−Ｖ変換回路の出力信号を取込み、前記各電極部及び前記Ｃ−Ｖ変換回路の帰還コンデンサに溜まる電荷量の総和が、前記第１の期間と第２の期間との間で保存されることを利用して、診断を行うように構成されていることを特徴とする請求項１又は２記載の容量式物理量検出装置。   The self-diagnosis means captures an output signal of the CV conversion circuit at a timing when the application of electrostatic force is stopped and the movable electrode portion returns to the original intermediate position in the second period. It is configured to perform diagnosis by using the fact that the total amount of charge accumulated in the electrode section and the feedback capacitor of the CV conversion circuit is stored between the first period and the second period. The capacity type physical quantity detection device according to claim 1 or 2, wherein 前記信号印加手段は、前記第１の期間及び第２の期間を有する第１のバイアス状態と、
前記固定電極部及び可動電極部に前記第１の期間とは異なる信号を印加する第３の期間及び容量変化を検出するための前記可動電極部に中間電圧の信号を印加する第４の期間を有する第２のバイアス状態とを含む信号を印加し、
前記自己診断手段は、前記第１のバイアス状態において取込んだ前記Ｃ−Ｖ変換回路の第１の出力信号と、前記第２のバイアス状態における前記第４の期間において前記可動電極部が中間位置に戻ったタイミングで取込んだ前記Ｃ−Ｖ変換回路の第２の出力信号との双方を用いて診断を行うように構成されていることを特徴とする請求項４記載の容量式物理量検出装置。 The signal applying means includes a first bias state having the first period and a second period;
A third period in which a signal different from the first period is applied to the fixed electrode part and the movable electrode part, and a fourth period in which an intermediate voltage signal is applied to the movable electrode part for detecting a change in capacitance. a second signal and a bias state having applied,
The self-diagnosis means is configured such that the movable electrode portion is positioned at an intermediate position in the fourth period in the second bias state and the first output signal of the CV conversion circuit captured in the first bias state. 5. The capacitive physical quantity detection device according to claim 4, wherein diagnosis is performed using both of the second output signal of the CV conversion circuit fetched at the timing of returning to step (5). . 前記信号印加手段は、前記第２のバイアス状態における第３の期間では、前記固定電極部と可動電極部との間に静電気力を発生させない信号を印加することを特徴とする請求項５記載の容量式物理量検出装置。   The said signal application means applies the signal which does not generate | occur | produce an electrostatic force between the said fixed electrode part and a movable electrode part in the 3rd period in the said 2nd bias state. Capacitive physical quantity detection device.
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