JP4981745B2 - Proximity sensor - Google Patents
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Description
本発明は、高周波発振型の近接センサに関するものである。 The present invention relates to a high-frequency oscillation type proximity sensor.
従来から、非接触で金属体（導電体）や磁性体などからなる被検知体を検知する近接センサとして、高周波発振型の近接センサが提案されている。 Conventionally, a high-frequency oscillation type proximity sensor has been proposed as a proximity sensor that detects a detection object made of a metal body (conductor) or a magnetic body in a non-contact manner.
上記高周波発振型の近接センサは、検知コイルとコンデンサとの並列回路よりなるＬＣ共振回路部を有している。この近接センサでは、ＬＣ共振回路部を構成する検知コイルに被検知体が接近した際に、電磁誘導作用によって渦電流損が生じて検知コイルの実効抵抗値（インピーダンス）が変化するという現象を利用して被検知体の検知を行っている。つまり、検知コイルのインピーダンスが変化するとＬＣ共振回路部の発振条件も変化するため、ＬＣ共振回路部を発振させている状態から、ＬＣ共振回路部の発振が停止または発振振幅が所定値以上減衰した際に、被検知体が存在していると判定する（例えば、特許文献１参照）。
上述した従来の近接センサは、被検知体と検知コイルとの距離が、ＬＣ共振回路部の発振が停止または発振振幅が所定値未満になる距離（検知距離）より長ければ、被検知体が検知コイルの検知範囲内に存在しないと判定し、上記検知距離より短ければ、被検知体が検知コイルの検知範囲内に存在すると判定するから、近接センサから出力される検知信号は、被検知体が存在しているか否かの２値しかないデジタル（ディジタル）な値である。 In the conventional proximity sensor described above, if the distance between the detected object and the detection coil is longer than the distance (detection distance) at which the oscillation of the LC resonance circuit unit stops or the oscillation amplitude is less than a predetermined value, the detected object is detected. If it is determined that the detected object does not exist within the detection range of the coil and is shorter than the detection distance, it is determined that the detected object exists within the detection range of the detection coil. It is a digital value that has only two values of whether or not it exists.
このように従来の近接センサでは、被検知体と検知コイルとの距離が上記検知距離より短くなれば、被検知体が存在していると判定する、つまり、被検知体が検知コイルの検知範囲内に存在するか否かを検知するだけであるから、被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号を得ることはできていたが、被検知体が検知コイルに対してどの程度接近しているかまでは検知することができないため、被検知体と検知コイルとの距離を示すようなアナログな検知信号を得ることはできなかった。 As described above, in the conventional proximity sensor, if the distance between the detected object and the detection coil becomes shorter than the detection distance, it is determined that the detected object exists. That is, the detected object is in the detection range of the detection coil. It was possible to obtain a digital detection signal indicating whether or not the detected object exists, but only how much the detected object is relative to the detection coil. Since it cannot be detected until it is approaching, an analog detection signal indicating the distance between the detected object and the detection coil cannot be obtained.
本発明は上述の点に鑑みて為されたもので、その目的は、被検知体の存在検知に加え、被検知体との距離も検知できる近接センサを提供することにある。 The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a proximity sensor that can detect the distance to a detected object in addition to detecting the presence of the detected object.
上記の課題を解決するために、請求項１の発明では、被検知体の検知に用いられる検知コイルおよびコンデンサからなるＬＣ共振回路部と、前記ＬＣ共振回路部を発振させる発振回路部と、前記ＬＣ共振回路部の発振振幅を検出するモニタ部と、前記モニタ部で検出した前記発振振幅に基づいて前記発振回路部の負性コンダクタンスを前記ＬＣ共振回路部が発振可能な臨界値に設定する制御部と、被検知体と前記検知コイルとの距離を示す検知信号を作成する信号処理部とを備え、前記発振回路部は、前記制御部で設定されたデジタルコードに対応した出力電流を出力するＤ／Ａコンバータよりなる電流調整部を有し、前記電流調整部の出力電流を帰還電流として前記ＬＣ共振回路部に供給し、前記制御部は、前記発振回路部の負性コンダクタンスが前記臨界値となるように前記デジタルコードを設定し、前記信号処理部は、前記制御部で設定された前記デジタルコードに基づいて前記検知信号を作成し、前記電流調整部は、前記ＬＣ共振回路部の発振電圧に応じた電流を基準電流とする入力側カレントミラートランジスタ、および前記基準電流に比例した大きさのミラー電流を基準電源から前記ＬＣ共振回路部に供給させる複数の出力側カレントミラートランジスタを有し、前記基準電源から前記ＬＣ共振回路部に供給される前記ミラー電流を加算して前記出力電流を作成するカレントミラー回路部と、前記デジタルコードに基づいて制御され前記ミラー電流を前記ＬＣ共振回路部に供給するか否かを決定する複数のスイッチとを有していることを特徴とする。
In order to solve the above problems, the invention of
請求項１の発明によれば、ＬＣ共振回路部が発振する条件は、発振回路部の負性コンダクタンスの絶対値が、検知コイルのコンダクタンスの絶対値以上であることであるから、発振回路部の負性コンダクタンスがＬＣ共振回路部が発振可能な臨界値である場合、当該負性コンダクタンスの絶対値は、検知コイルのコンダクタンスの絶対値に等しいと考えることができ、ここで、検知コイルのコンダクタンスは、被検知体と検知コイルとの距離に起因する渦電流損の変化、つまり検知コイルと被検知体との距離に応じて変化し、検知コイルのコンダクタンスに等しい発振回路部の負性コンダクタンスは、ＬＣ共振回路部に供給される帰還電流とＬＣ共振回路部の発振振幅によって決定され、ＬＣ共振回路部に供給される帰還電流は電流調整部の出力電流に正比例するので、制御部で設定されたデジタルコードを用いて検知コイルと被検知体との距離を検出することができるから、従来例のような被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号ではなく、被検知体と検知コイルとの距離を示すアナログな検知信号を得ることができ、また検知信号を閾値処理することにより被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号も得ることができて、被検知体の存在検知に加え、被検知体との距離も検知できる。加えて、デジタルコードを用いることによって、各種通信やＰＷＭなどに使用するデジタル信号を容易に得ることが可能になる（すなわちデジタル信号の親和性が高くなる）。しかも、デジタル信号を取り扱う回路は微細パターンでの小型化が容易であるため、制御部や発振回路部などをＩＣ化する際に低コスト化を図ることができ、またセンサ特性にＩＣばらつきによる影響が生じてしまうことを抑制することができる。さらに、カレントミラー回路部とＤ／Ａコンバータとを別個に設ける場合に比べれば、回路規模を小型化することができ、低コスト化が図れる。 According to the first aspect of the invention, the condition that the LC resonance circuit section oscillates is that the absolute value of the negative conductance of the oscillation circuit section is equal to or larger than the absolute value of the conductance of the detection coil. When the negative conductance is a critical value at which the LC resonant circuit unit can oscillate, the absolute value of the negative conductance can be considered to be equal to the absolute value of the sense coil conductance, where the conductance of the sense coil is The change in eddy current loss due to the distance between the detected body and the detection coil, that is, the change in the distance between the detection coil and the detected body, and the negative conductance of the oscillation circuit unit equal to the conductance of the detection coil is The feedback current supplied to the LC resonance circuit unit and the oscillation amplitude of the LC resonance circuit unit are determined, and the feedback current supplied to the LC resonance circuit unit is determined by the current adjustment unit. Since it is directly proportional to the force current, the distance between the detection coil and the detected object can be detected using a digital code set by the control unit. It is possible to obtain an analog detection signal indicating the distance between the detected object and the detection coil instead of the digital detection signal of the above, and whether or not the detected object exists by performing threshold processing on the detected signal In addition to detecting the presence of the detected object, a distance from the detected object can also be detected. In addition, by using the digital code, it is possible to easily obtain a digital signal used for various communications, PWM, and the like (that is, the affinity of the digital signal is increased). In addition, since a circuit that handles digital signals can be easily miniaturized with a fine pattern, it is possible to reduce the cost when the control unit, the oscillation circuit unit, and the like are integrated into an IC. Can be prevented from occurring. Furthermore, as compared with the case where the current mirror circuit unit and the D / A converter are provided separately, the circuit scale can be reduced and the cost can be reduced.
請求項２の発明では、請求項１の発明において、前記スイッチは、前記出力側カレントミラートランジスタと前記入力側カレントミラートランジスタとの間、あるいは前記出力側カレントミラートランジスタと前記基準電源との間に挿入されていることを特徴とする。
In the invention of
請求項２の発明によれば、出力電流を小さくする際には、ミラー電流が遮断されるから（出力側カレントミラートランジスタにはミラー電流が流れないから）、低消費電力化を図ることができる。 According to the second aspect of the present invention, when the output current is reduced, the mirror current is interrupted (since the mirror current does not flow through the output-side current mirror transistor), so that the power consumption can be reduced. .
請求項３の発明では、請求項１の発明において、前記ミラー電流を前記ＬＣ共振回路部に供給する供給路と、前記ミラー電流を前記ＬＣ共振回路部に供給しない非供給路とを有し、前記供給路と前記非供給路とのいずれに前記ミラー電流が流れるかは前記スイッチにより選択されることを特徴とする。
In the invention of
請求項３の発明によれば、供給路と非供給路とのいずれにミラー電流が流れるかによって出力電流が調整されるので、出力側カレントミラートランジスタにはスイッチの制御状態に関係なくミラー電流が流れるから、ミラー電流の供給開始や供給停止に伴う出力側カレントミラートランジスタにおける電流変動によって、入力側カレントミラートランジスタの基準電流が変動してしまうことを抑制することができ、安定した動作が行える。
According to the invention of
請求項４の発明では、請求項１〜３のうちいずれか１項の発明において、前記複数の出力側カレントミラートランジスタのうちの少なくとも１つはトランジスタサイズが他と異なっていることを特徴とする。
In the invention of
請求項４の発明によれば、出力側カレントミラートランジスタの数が同じであれば、出力側カレントミラートランジスタのトランジスタサイズがいずれも同じ（出力側カレントミラートランジスタのミラー電流が全て同じ）である場合に比べて、出力可能な出力電流の値を増やすことができるから、出力電流を細かく設定することができて、被検知体と検知コイルとの距離の分解能（位置精度）を向上することができる。
According to the invention of
請求項５の発明では、請求項１〜３のうちいずれか１項の発明において、前記カレントミラー回路部は、前記複数の出力側カレントミラートランジスタそれぞれと前記基準電源との間に個別に挿入された複数のミラー電流制限用の抵抗部を備え、前記複数の抵抗部のうちの少なくとも１つは抵抗値が他と異なっていることを特徴とする。
In the invention of
請求項５の発明によれば、出力側カレントミラートランジスタの数が同じであれば、ミラー電流制限用の抵抗部の抵抗値がいずれも同じ（出力側カレントミラートランジスタのミラー電流が全て同じ）である場合に比べて、出力可能な出力電流の値を増やすことができるから、出力電流を細かく設定することができて、被検知体と検知コイルとの距離の分解能（位置精度）を向上することができる。
According to the invention of
請求項６の発明では、請求項５の発明において、前記スイッチは、前記抵抗部と前記基準電源との間に挿入されていることを特徴とする。
In the invention of
請求項６の発明によれば、出力電流を小さくする際には、ミラー電流が遮断されるから（出力側カレントミラートランジスタにはミラー電流が流れないから）、低消費電力化を図ることができる。 According to the sixth aspect of the present invention, when the output current is reduced, the mirror current is interrupted (since the mirror current does not flow through the output-side current mirror transistor), so that the power consumption can be reduced. .
請求項７の発明では、請求項１〜６のうちいずれか１項の発明において、前記複数のスイッチそれぞれは、前記デジタルコードのビットと一対一で関係付けられ、前記制御部は、前記スイッチに関係付けられたビットの値に基づいて前記スイッチを制御し、前記デジタルコードにおいてビット番号が０であるビットに関係付けられた前記スイッチにより前記ＬＣ共振回路部に供給するか否かが決定されるミラー電流を基準ミラー電流とした場合に、ビット番号が０以外であるビットに関係付けられた前記スイッチにより前記ＬＣ共振回路部に供給するか否かが決定されるミラー電流と基準ミラー電流との比が、このスイッチに対応するビットのビット番号を指数として２を累乗した値であることを特徴とする。 In the invention of claim 7, in the invention of any one of claims 1-6, wherein the plurality of switches respectively, associated with bit and one-to-one of said digital code, the control unit, to the switch controls the switch based on the value of the bit that is implicated, whether to supply to the LC resonant circuit is determined by the switch associated with the bit bit number is 0 in the digital code when the mirror current to a reference mirror current, the mirror current and the reference mirror current whether to supply to the LC resonant circuit is determined by the switch associated with the bit bit number is other than 0 The ratio is a value that is a power of 2 with the bit number of the bit corresponding to this switch as an index.
請求項７の発明によれば、ストレート・バイナリコードなどの２進数のデジタルコードによって出力電流を調整することができるから、出力側カレントミラートランジスタおよびスイッチの数を少なくしながらも、被検知体と検知コイルとの距離の分解能（位置精度）を向上することができ、またハードウェア構成を簡単にすることができて、小型化や低コスト化を図ることができる。 According to the invention of claim 7 , since the output current can be adjusted by a binary digital code such as a straight binary code, the number of output side current mirror transistors and switches can be reduced, The resolution (positional accuracy) of the distance to the detection coil can be improved, and the hardware configuration can be simplified, so that downsizing and cost reduction can be achieved.
請求項８の発明では、請求項１〜７のうちいずれか１項の発明において、前記カレントミラー回路部は、前記デジタルコードのビットの値に関係なく前記ミラー電流を前記基準電源から前記ＬＣ共振回路部に供給させるオフセット用の出力側カレントミラートランジスタを有していることを特徴とする。
In the invention of claim 8, in the invention of any one of
請求項８の発明によれば、出力電流にオフセットを設けることができるから、オフセットを設けない場合に比べて、被検知体と検知コイルとの距離の分解能（位置精度）を向上することができる。 According to the invention of claim 8 , since the offset can be provided in the output current, the resolution (position accuracy) of the distance between the detected object and the detection coil can be improved as compared with the case where no offset is provided. .
請求項９の発明では、被検知体の検知に用いられる検知コイルおよびコンデンサからなるＬＣ共振回路部と、前記ＬＣ共振回路部を発振させる発振回路部と、前記ＬＣ共振回路部の発振振幅を検出するモニタ部と、前記モニタ部で検出した前記発振振幅に基づいて前記発振回路部の負性コンダクタンスを前記ＬＣ共振回路部が発振可能な臨界値に設定する制御部と、被検知体と前記検知コイルとの距離を示す検知信号を作成する信号処理部とを備え、前記発振回路部は、前記制御部で設定されたデジタルコードに対応した出力電流を出力するＤ／Ａコンバータよりなる電流調整部を有し、前記電流調整部の出力電流に正比例する帰還電流を前記ＬＣ共振回路部に供給し、前記制御部は、前記発振回路部の負性コンダクタンスが前記臨界値となるように前記デジタルコードを設定し、前記信号処理部は、前記制御部で設定された前記デジタルコードに基づいて前記検知信号を作成し、前記発振回路部は、前記電流調整部の前記出力電流を基準電流とする入力側カレントミラートランジスタと、前記基準電流に比例した大きさの帰還電流を基準電源から前記ＬＣ共振回路部に供給させる出力側カレントミラートランジスタとを有したカレントミラー回路部を有し、前記電流調整部は、前記ＬＣ共振回路部の発振電圧に応じた増幅電流を前記基準電源から前記入力側カレントミラートランジスタに供給させる複数の増幅回路を有し、前記基準電源から前記入力側カレントミラートランジスタに供給される増幅電流を加算して前記出力電流を作成する増幅部と、前記デジタルコードに基づいて制御され前記増幅電流を前記入力側カレントミラートランジスタに供給するか否かを決定する複数のスイッチとを有していることを特徴とする。 According to the ninth aspect of the present invention, an LC resonance circuit unit including a detection coil and a capacitor used for detecting a detection target , an oscillation circuit unit that oscillates the LC resonance circuit unit, and an oscillation amplitude of the LC resonance circuit unit are detected. A monitoring unit, a control unit that sets a negative conductance of the oscillation circuit unit to a critical value that can be oscillated by the LC resonance circuit unit based on the oscillation amplitude detected by the monitoring unit, a detected object, and the detection A current processing unit comprising a D / A converter that outputs an output current corresponding to the digital code set by the control unit. A feedback current that is directly proportional to the output current of the current adjustment unit is supplied to the LC resonance circuit unit, and the control unit is configured such that the negative conductance of the oscillation circuit unit becomes the critical value. It said set of digital code so, the signal processing section creates the detection signal based on the digital code set by the controller, the oscillator circuit unit, the output current of the current controller has an input-side current mirror transistor to the reference current, the current mirror circuit section which the feedback current having a magnitude proportional to the reference current from the reference power source and an output-side current mirror transistors to be supplied to the LC resonant circuit the current adjustment unit, said amplified current corresponding to the oscillation voltage of the LC resonant circuit includes a plurality of amplifier circuits to be supplied to the input side current mirror transistor from the reference power source, the input current from the reference power supply an amplifying unit that creates the output current by adding the amplified current to be supplied to the mirror transistor, based on the digital code Characterized in that the controlled the amplified current and a plurality of switches for determining whether to supply to the input side current mirror transistors.
請求項９の発明によれば、ＬＣ共振回路部が発振する条件は、発振回路部の負性コンダクタンスの絶対値が、検知コイルのコンダクタンスの絶対値以上であることであるから、発振回路部の負性コンダクタンスがＬＣ共振回路部が発振可能な臨界値である場合、当該負性コンダクタンスの絶対値は、検知コイルのコンダクタンスの絶対値に等しいと考えることができ、ここで、検知コイルのコンダクタンスは、被検知体と検知コイルとの距離に起因する渦電流損の変化、つまり検知コイルと被検知体との距離に応じて変化し、検知コイルのコンダクタンスに等しい発振回路部の負性コンダクタンスは、ＬＣ共振回路部に供給される帰還電流とＬＣ共振回路部の発振振幅によって決定され、ＬＣ共振回路部に供給される帰還電流は電流調整部の出力電流に正比例するので、制御部で設定されたデジタルコードを用いて検知コイルと被検知体との距離を検出することができるから、従来例のような被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号ではなく、被検知体と検知コイルとの距離を示すアナログな検知信号を得ることができ、また検知信号を閾値処理することにより被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号も得ることができて、被検知体の存在検知に加え、被検知体との距離も検知できる。加えて、デジタルコードを用いることによって、各種通信やＰＷＭなどに使用するデジタル信号を容易に得ることが可能になる（すなわちデジタル信号の親和性が高くなる）。しかも、デジタル信号を取り扱う回路は微細パターンでの小型化が容易であるため、制御部や発振回路部などをＩＣ化する際に低コスト化を図ることができ、またセンサ特性にＩＣばらつきによる影響が生じてしまうことを抑制することができる。さらに、増幅部とＤ／Ａコンバータとを別個に設ける場合に比べれば、回路規模を小型化することができ、低コスト化が図れる。 According to the ninth aspect of the present invention, the condition that the LC resonance circuit section oscillates is that the absolute value of the negative conductance of the oscillation circuit section is equal to or larger than the absolute value of the conductance of the detection coil. When the negative conductance is a critical value at which the LC resonant circuit unit can oscillate, the absolute value of the negative conductance can be considered to be equal to the absolute value of the sense coil conductance, where the conductance of the sense coil is The change in eddy current loss due to the distance between the detected body and the detection coil, that is, the change in the distance between the detection coil and the detected body, and the negative conductance of the oscillation circuit unit equal to the conductance of the detection coil is The feedback current supplied to the LC resonance circuit unit and the oscillation amplitude of the LC resonance circuit unit are determined, and the feedback current supplied to the LC resonance circuit unit is determined by the current adjustment unit. Since it is directly proportional to the output current, it is possible to detect the distance between the detection coil and the detected object using the digital code set by the control unit, so whether or not the detected object as in the conventional example exists. It is possible to obtain an analog detection signal indicating the distance between the detected object and the detection coil instead of the digital detection signal of the above, and whether or not the detected object exists by performing threshold processing on the detected signal In addition to detecting the presence of the detected object, a distance from the detected object can also be detected. In addition, by using the digital code, it is possible to easily obtain a digital signal used for various communications, PWM, and the like (that is, the affinity of the digital signal is increased). In addition, since a circuit that handles digital signals can be easily miniaturized with a fine pattern, it is possible to reduce the cost when the control unit, the oscillation circuit unit, and the like are integrated into an IC. Can be prevented from occurring. Furthermore, as compared with the case where the amplifier and the D / A converter are provided separately, the circuit scale can be reduced and the cost can be reduced.
請求項１０の発明では、請求項９の発明において、前記発振回路部は、前記ＬＣ共振回路部の発振電圧をレベルシフトするレベルシフト回路を有し、前記増幅回路は、一対の被制御電極の一方が前記入力側カレントミラートランジスタに、前記一対の被制御電極の他方が基準電位に、前記一対の被制御電極間の通電量を制御する制御電極が前記レベルシフト回路の出力端にそれぞれ電気的に接続された増幅用トランジスタを有し、前記スイッチは、前記基準電位と前記他方の被制御電極との間、あるいは前記レベルシフト回路の出力端と前記制御電極との間に挿入されていることを特徴とする。
In the invention of
請求項１０の発明によれば、出力電流を小さくする際には、増幅電流が遮断されるから（増幅回路には増幅電流が流れないから）、低消費電力化を図ることができる。 According to the tenth aspect of the present invention, when the output current is reduced, the amplified current is cut off (because the amplified current does not flow through the amplifier circuit), so that the power consumption can be reduced.
請求項１１の発明では、請求項９の発明において、前記増幅電流を前記入力側カレントミラートランジスタに供給する供給路と、前記増幅電流を前記入力側カレントミラートランジスタに供給しない非供給路とを有し、前記供給路と前記非供給路とのいずれに前記増幅電流が流れるかは前記スイッチにより選択されることを特徴とする。
In the invention of
請求項１１の発明によれば、供給路と非供給路とのいずれに増幅電流が流れるかによって出力電流が調整されるので、増幅回路にはスイッチの制御状態に関係なく増幅電流が流れるから、増幅電流の供給開始や供給停止に伴う増幅回路における電流変動によって、入力側カレントミラートランジスタの基準電流が変動してしまうことを抑制することができ、安定した動作が行える。
According to the invention of
請求項１２の発明では、請求項９〜１１のうちいずれか１項の発明において、前記発振回路部は、前記ＬＣ共振回路部の発振電圧をレベルシフトするレベルシフト回路を有し、前記増幅回路は、一対の被制御電極の一方が前記入力側カレントミラートランジスタに、前記一対の被制御電極の他方が基準電位に、前記一対の被制御電極間の通電量を制御する制御電極が前記レベルシフト回路の出力端にそれぞれ電気的に接続された増幅用トランジスタと、前記増幅用トランジスタの前記他方の被制御電極と前記基準電位との間に挿入された増幅電流制限用の抵抗部とを有し、前記複数の抵抗部のうちの少なくとも１つは抵抗値が他と異なっていることを特徴とする。
In the invention of
請求項１２の発明によれば、増幅回路の数が同じであれば、増幅電流制限用の抵抗部の抵抗値がいずれも同じ（増幅回路の増幅電流が全て同じ）である場合に比べて、出力可能な出力電流の値を増やすことができるから、出力電流を細かく設定することができて、被検知体と検知コイルとの距離の分解能（位置精度）を向上することができる。
According to the
請求項１３の発明では、請求項１２の発明において、前記複数のスイッチそれぞれは、前記デジタルコードのビットと一対一で関係付けられ、前記制御部は、前記スイッチに関係付けられたビットの値に基づいて前記スイッチを制御し、前記デジタルコードにおいてビット番号が０であるビットに関係付けられた前記スイッチにより前記入力側カレントミラートランジスタに供給するか否かが決定される増幅電流を基準増幅電流とした場合に、ビット番号が０以外であるビットに関係付けられた前記スイッチにより前記入力側カレントミラートランジスタに供給するか否かが決定される増幅電流と基準増幅電流との比が、このスイッチに対応するビットのビット番号を指数として２を累乗した値であることを特徴とする。
In the invention of
請求項１３の発明によれば、ストレート・バイナリコードなどの２進数のデジタルコードによって出力電流を調整することができるから、増幅回路およびスイッチの数を少なくしながらも、被検知体と検知コイルとの距離の分解能（位置精度）を向上することができ、またハードウェア構成を簡単にすることができて、小型化や低コスト化を図ることができる。
According to the invention of
請求項１４の発明では、請求項９〜１３の発明において、前記増幅部は、前記デジタルコードのビットの値に関係なく前記増幅電流を前記入力側カレントミラートランジスタに供給させるオフセット用の増幅回路を有していることを特徴とする。
In the invention of
請求項１４の発明によれば、出力電流にオフセットを設けることができるから、オフセットを設けない場合に比べれば、被検知体と検知コイルとの距離の分解能（位置精度）を向上できる。
According to the invention of
請求項１５の発明では、請求項１〜１４のうちいずれか１項の発明において、前記モニタ部は、前記ＬＣ共振回路部の発振振幅を検出し発振振幅を示すアナログ信号を出力する検出部と、前記検出部が出力した発振振幅を示す前記アナログ信号をデジタル信号に変換して前記制御部に出力するＡ／Ｄコンバータとを備えていることを特徴とする。
In the invention of
請求項１５の発明によれば、アナログ回路により発振回路部の帰還電流を変更する場合に比べれば、処理速度（可変抵抗部の抵抗値の変化の応答性、追随性）を向上でき、被検知体の移動速度が速い場合であっても、迅速に、発振回路部の負性コンダクタンスをＬＣ共振回路部が発振可能な臨界値に設定することができる。
According to the invention of
請求項１６の発明では、請求項１〜１５のうちいずれか１項の発明において、前記電流調整部は、前記デジタルコードに応じて前記出力電流を単調増加させ、前記制御部は、前記モニタ部で検出した前記発振振幅が所定の閾値を越えているか否かを判定する比較判定部と、前記比較判定部により前記所定の閾値を越えていると判定されると前記デジタルコードを変更し、前記比較判定部により前記所定の閾値を越えていないと判定されると前記デジタルコードを変更しない演算処理部とを有し、前記演算処理部は、前記デジタルコードを変更するにあたっては、前記デジタルコードの最下位ビットに１を加算あるいは減算することを特徴とする。
In the invention of
請求項１６の発明によれば、デジタルコードの最下位ビットに１を加算あるいは減算することによってデジタルコードを変更するので、出力電流の調整時に、オーバーシュートやアンダーシュートが生じてしまうことを防止でき、また、発振振幅からデジタルコードの目標値を直接的に演算する処理を行わなくて済むから、比較判定部としては、ＡＤ変換回路やＣＰＵなどの複雑な装置に比べれば安価なコンパレータを用いることができるようになって、低コスト化が図れる。
According to the invention of
請求項１７の発明では、請求項１〜１５のうちいずれか１項の発明において、前記電流調整部は、前記デジタルコードに応じて前記出力電流を単調増加させ、前記制御部は、前記発振振幅の上限となる上限閾値と下限となる下限閾値とを有し、前記モニタ部で検出した前記発振振幅が上限閾値を越えているか、下限閾値を下回っているか、上限閾値と下限閾値との間に収まっているかを判定する比較判定部と、前記比較判定部により上限閾値を越えていると判定されると前記デジタルコードを減少させ、下限閾値を下回っていると判定されると前記デジタルコードを増加させ、上限閾値と下限閾値との間に収まっていると判定されると前記デジタルコードを変更しない演算処理部とを有し、前記演算処理部は、前記デジタルコードを減少させるにあたっては、前記デジタルコードの最下位ビットより１を減算し、前記デジタルコードを増加させるにあたっては、前記デジタルコードの最下位ビットに１を加算することを特徴とする。
In the invention of
請求項１７の発明によれば、デジタルコードの最下位ビットに１を加算あるいは減算することによってデジタルコードを変更するので、出力電流の調整時に、オーバーシュートやアンダーシュートが生じてしまうことを防止でき、また、発振振幅からデジタルコードの目標値を直接的に演算する処理を行わなくて済むから、比較判定部としては、ＡＤ変換回路やＣＰＵなどの複雑な装置に比べれば安価なウィンドウコンパレータを用いることができるようになって、低コスト化が図れる。 According to the invention of claim 17 , since the digital code is changed by adding or subtracting 1 to the least significant bit of the digital code, it is possible to prevent the occurrence of overshoot or undershoot when adjusting the output current. In addition, since it is not necessary to perform processing for directly calculating the target value of the digital code from the oscillation amplitude, an inexpensive window comparator as compared with a complicated device such as an AD conversion circuit or a CPU is used as the comparison determination unit. It can be used, and the cost can be reduced.
請求項１８の発明では、請求項１〜１７のうちいずれか１項の発明において、前記制御部は、前記デジタルコードを前記電流調整部に与えるタイミングを指示する信号を所定周波数で出力するタイミング回路を有し、前記所定周波数は、前記ＬＣ共振回路部の発振周波数より低いことを特徴とする。
In the invention of
請求項１８の発明によれば、出力電流を変更したことに起因するＬＣ共振回路部の発振を防止でき、安定した制御が行えるようになる。
According to the invention of
請求項１９の発明では、請求項１〜１８のうちいずれか１項の発明において、前記信号処理部は、前記デジタルコードに所定の加算値を加算するオフセット処理と、前記デジタルコードに所定の乗算値を乗算するゲイン処理との少なくとも一方を実行可能な出力調整部を有していることを特徴とする。
In the invention of claim 19, in the invention of any one of
請求項１９の発明によれば、検知信号の値を所望の範囲内の値とすることができる。 According to the nineteenth aspect , the value of the detection signal can be set to a value within a desired range.
請求項２０の発明では、請求項１９の発明において、前記加算値あるいは前記乗算値は変更可能であることを特徴とする。
In the invention of
請求項２０の発明によれば、製品毎に、検知コイルの特性や、検知コイルと被検知体との相対位置、発振回路部などの回路の特性にばらつきがあっても、このようなばらつきによって製品毎に検知信号の値の範囲が異なってしまうことを防止でき、いずれの製品においても検知信号の値を所望の範囲内の値とすることが可能となる。
According to the invention of
請求項２１の発明では、請求項１〜２０のうちいずれか１項の発明において、周囲の温度を検知する温度検知部を備え、前記信号処理部は、前記デジタルコードに前記温度検知部で検知した温度に対応する補正温度係数を乗じることで温度補償を行う温度補償部を有していることを特徴とする。
In the invention of
請求項２１の発明によれば、検知コイルや、被検知体、発振回路部などの回路の温度特性に起因する検知精度の悪化を防止でき、検知精度の向上が図れる。
According to
請求項２２の発明では、請求項２１の発明において、前記補正温度係数は変更可能であることを特徴とする。
In the invention of
請求項２２の発明によれば、製品毎に、検知コイルの特性や、検知コイルと被検知体との相対位置、発振回路部などの回路の温度特性にばらつきがあっても、このようなばらつきによって製品毎に検知信号の値が異なってしまうことを防止でき、いずれの製品においても所望の検知信号を得ることが可能となる。
According to the invention of
請求項２３の発明では、請求項１〜２２のうちいずれか１項の発明において、前記発振回路部と、前記モニタ部と、前記制御部と、前記信号処理部とはモノリシックＩＣとして一体化されていることを特徴とする。
In the invention of
請求項２３の発明によれば、発振回路部、モニタ部、制御部、および信号処理部をそれぞれ別のＩＣにより構成する場合に比べれば、小型化が図れるとともに低コスト化が図れ、さらに耐ノイズ性能を向上できる。
According to the invention of
本発明は、制御部で設定されたデジタルコードを用いて検知コイルと被検知体との距離を検出することができるから、従来例のような被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号ではなく、被検知体と検知コイルとの距離を示すアナログな検知信号を得ることができ、また検知信号を閾値処理することにより被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号も得ることができて、被検知体の存在検知に加え、被検知体との距離も検知できる。 Since the present invention can detect the distance between the detection coil and the detected object using the digital code set by the control unit, it is digital whether or not the detected object exists as in the conventional example. Not a detection signal, but an analog detection signal indicating the distance between the detection object and the detection coil can be obtained, and a digital detection signal indicating whether the detection object exists by thresholding the detection signal In addition to detecting the presence of the detected object, the distance to the detected object can also be detected.
（実施形態１）
本実施形態の近接センサは、図１に示すように、被検知体（図示せず）の検知に用いられる検知コイル１０およびコンデンサ１１の並列回路からなるＬＣ共振回路部１と、ＬＣ共振回路部１を発振させる発振回路部２と、ＬＣ共振回路部１の発振振幅（ＬＣ共振回路部１の発振電圧の最大値と最小値との差）を検出するモニタ部３と、モニタ部３で検出した発振振幅に基づいて発振回路部２の負性コンダクタンスをＬＣ共振回路部１が発振可能な臨界値に設定する制御部４と、被検知体と検知コイル１０との距離を示す検知信号を作成する信号処理部５とを備えている。
(Embodiment 1)
As shown in FIG. 1, the proximity sensor according to the present embodiment includes an LC
ＬＣ共振回路部１の発振電圧の周波数は、検知コイル１０のインダクタンスとコンデンサ１１の静電容量とにより決定される。検知コイル１０は、例えば導線（絶縁被覆電線など）を円筒状のコイルボビン（図示せず）の外周面に当該コイルボビンの軸方向に巻軸方向を沿わせた形で巻回することにより構成される。上記被検知体は、例えば金属体などの導電体よりパイプ状に形成され、検知コイル１０の巻軸方向に沿って検知コイル１０のすぐ外側を通る形に配置される。なお、上述した検知コイル１０および被検知体の構成は一例に過ぎず、例えば、被検知体は磁性体により形成されたものであってもよく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更できる。
The frequency of the oscillation voltage of the LC
本実施形態の近接センサでは、発振回路部２と、モニタ部３と、制御部４と、信号処理部５とはモノリシックＩＣとして一体化されている。
In the proximity sensor of the present embodiment, the
発振回路部２は、内部電源である基準電源ＶｃｃよりＬＣ共振回路１に一定のバイアス電流を供給する定電流源であるバイアス回路２０を有する。また、ＬＣ共振回路部１の発振を維持するためには、ＬＣ共振回路部１に電流を正帰還させる必要があり、発振回路部２はＬＣ共振回路部１に帰還電流Ｉｆｂを供給するための構成として、ＬＣ共振回路部１の発振電圧（ＬＣ共振回路部１の両端電圧）をレベルシフトするレベルシフト回路２１と、ＬＣ共振回路部１の発振電圧に応じた電流（増幅電流）Ｉｂを出力する増幅回路２２と、制御部４で設定されたデジタルコードに対応した出力電流Ｉｏを出力する電流調整部２３とを有する。
The
レベルシフト回路２１は、ｎｐｎ形のトランジスタ２１０により構成される。トランジスタ２１０のコレクタはバイアス回路２０の出力端に接続され、エミッタは一端が接地されたＬＣ共振回路部１の他端に接続される。図示例ではトランジスタ２１０のエミッタと基準電位（グラウンド）との間に検知コイル１０とコンデンサ１１とからなる並列回路が挿入されている。また、トランジスタ２１０のコレクタはベースに接続されている。つまり、レベルシフト回路２１においては、トランジスタ２１０のエミッタの電位はＬＣ共振回路部１の発振電圧に等しい。
The
増幅回路２２は、ｎｐｎ形のトランジスタよりなる増幅用トランジスタＢＴｒを有する。増幅用トランジスタＢＴｒのベースはレベルシフト回路２１のトランジスタ２１０のベースに接続される。したがって、増幅用トランジスタＢＴｒのベースには、レベルシフト回路２１によりレベルシフトされたトランジスタ２１０のエミッタの電位、すなわちレベルシフト回路２１により生成されたレベルシフト電圧が入力される。
The
ここで、レベルシフト回路２１は、増幅用トランジスタＢＴｒのベース−エミッタ間電圧の分だけ発振電圧をレベルシフトするように構成されており、これによって、増幅用トランジスタＢＴｒのエミッタとグラウンドとの間に、発振の正の半サイクルのみ、ＬＣ共振回路部１の発振電圧に等しい電圧が印加されるようにしている。
Here, the
一方、増幅用トランジスタＢＴｒのエミッタはエミッタ電位設定用（増幅電流制限用）の抵抗器である抵抗部Ｒｂを介してグラウンド（グランド）に接続され（接地され）ている。すなわち、増幅回路２２は、所謂エミッタフォロワ（エミッタホロワ）回路である。
On the other hand, the emitter of the amplifying transistor BTr is connected (grounded) to a ground (ground) via a resistor Rb which is a resistor for setting an emitter potential (for limiting an amplification current). That is, the
したがって、増幅回路２２からは、ＬＣ共振回路部１の発振電圧に応じた電流である増幅電流Ｉｂが出力される。なお、増幅回路２２としては、エミッタフォロワ回路の代わりに、ＭＯＳＦＥＴを利用したソースフォロワ（ソースホロワ）回路を採用することができる。
Therefore, the
電流調整部２３は、入力側カレントミラートランジスタ（以下、「入力側トランジスタ」と略称する）ＩＴｒと、複数の出力側カレントミラートランジスタ（以下、「出力側トランジスタ」と略称する）ＯＴｒとを有するカレントミラー回路部２３０を備える。入力側トランジスタＩＴｒおよび出力側トランジスタＯＴｒはいずれもｐｎｐ形のトランジスタよりなる。
The
入力側トランジスタＩＴｒのコレクタは、増幅回路２２の増幅用トランジスタＢＴｒのコレクタに接続され、エミッタは基準電源Ｖｃｃに接続されている。また、入力側トランジスタＩＴｒのコレクタとベースとは相互に接続される。一方、出力側トランジスタＯＴｒのエミッタは、スイッチＳＷを介して基準電源Ｖｃｃに接続され、コレクタはトランジスタ２１０のエミッタとコンデンサ１１との間に接続される。また、複数の出力側トランジスタＯＴｒのベースそれぞれは、入力側トランジスタＩＴｒのベースに共通に接続される。なお、以下の説明では、複数の出力側トランジスタＯＴｒを区別するために、必要に応じて符号ＯＴｒ１〜ＯＴｒ４で表す。また、出力側トランジスタＯＴｒ１〜ＯＴｒ４それぞれに対応するミラー電流Ｉｍを必要に応じて符号Ｉｍ１〜Ｉｍ４で表し、出力側トランジスタＯＴｒ１〜ＯＴｒ４それぞれに対応するスイッチＳＷを必要に応じて符号ＳＷ１〜ＳＷ４で表す。
The collector of the input side transistor ITr is connected to the collector of the amplifying transistor BTr of the
カレントミラー回路部２３０では、ＬＣ共振回路部１の発振電圧に応じた電流である増幅電流Ｉｂが基準電流として入力側トランジスタＩＴｒに与えられ、各出力側トランジスタＯＴｒを通じて基準電流に比例した大きさのミラー電流Ｉｍが基準電源ＶｃｃからＬＣ共振回路部１に供給される。したがって、ミラー電流Ｉｍｎの大きさは、ミラー比（ミラー電流Ｉｍｎの基準電流に対する比）をＭｎとすれば、次式（１）で表すことができる。
In the current
なお、本実施形態では、入力側トランジスタＩＴｒと各出力側トランジスタＯＴｒとのトランジスタサイズはいずれも同じにしている。そのため、入力側トランジスタＩＴｒと各出力側トランジスタＯＴｒとでは、エミッタサイズ（エミッタ面積）はいずれも同じであり（すなわちＭｎ＝１）、ミラー電流Ｉｍ１〜Ｉｍ４の大きさはいずれも基準電流（本実施形態の場合は増幅電流Ｉｂ）の大きさに等しい。 In the present embodiment, the input side transistors ITr and the output side transistors OTr have the same transistor size. Therefore, the input-side transistor ITr and each output-side transistor OTr have the same emitter size (emitter area) (that is, M n = 1), and the mirror currents Im 1 to Im 4 all have the reference current. (In the case of this embodiment, it is equal to the magnitude of the amplified current Ib).
スイッチＳＷは、例えばトランジスタやサイリスタなどの半導体スイッチング素子よりなり、オン時に基準電源Ｖｃｃと出力側トランジスタＯＴｒのエミッタとを接続し、オフ時に基準電源Ｖｃｃと出力側トランジスタＯＴｒのエミッタとを非接続とする（基準電源Ｖｃｃと出力側トランジスタＯＴｒとの間の電路を遮断する）。そのため、スイッチＳＷがオフであるときには、ミラー電流ＩｍがＬＣ共振回路部１に供給されない。このスイッチＳＷの制御状態（オン・オフ）によって、ミラー電流がＬＣ共振回路部１に供給されるか否かが決まる。
The switch SW is made of, for example, a semiconductor switching element such as a transistor or a thyristor, and connects the reference power supply Vcc and the emitter of the output side transistor OTr when turned on, and disconnects the reference power supply Vcc and the emitter of the output side transistor OTr when turned off. (The circuit between the reference power source Vcc and the output side transistor OTr is cut off). Therefore, the mirror current Im is not supplied to the LC
電流調整部２３は、入力されたデジタル信号のデジタルコードに応じてスイッチを制御するスイッチ制御部２３１を有する。スイッチ制御部２３１は、例えば所定のプログラムを実行するマイクロコンピュータやロジック回路などにより構成される。
The
上記のデジタルコードは、例えば右端を最下位ビット（ＬＳＢ、あるいはＬＳＢｉｔ）、左端を最上位ビット（ＭＳＢ、あるいはＭＳＢｉｔ）とする４ビットのストレート・バイナリコードであり、複数のスイッチＳＷそれぞれはデジタルコードの各ビットと一対一で関係付けられている。例えば、デジタルコードの最下位ビットである第０ビット（ビット番号が０であるビット）はスイッチＳＷ１に、第１ビット（ビット番号が１であるビット）はスイッチＳＷ２に、第２ビット（ビット番号が２であるビット）はスイッチＳＷ３に、最上位ビットである第３ビット（ビット番号が３であるビット）はスイッチＳＷ４にそれぞれ対応する。 The above digital code is, for example, a 4-bit straight binary code in which the right end is the least significant bit (LSB or LSBit) and the left end is the most significant bit (MSB or MSBit). Each of the plurality of switches SW is a digital code. 1 to 1 with each bit. For example, the 0th bit is the least significant bit of the digital code (bit number is 0 bits) to the switch SW 1, the first bit (bit number is 1 bit) in the switch SW 2, the second bit ( in which bits) switch SW 3 bit number is 2, the third bit is the most significant bit (bit number is 3 bits) correspond respectively to the switch SW 4.
スイッチ制御部２３１は、デジタルコードのビットの値が”０”であれば、スイッチＳＷをオフ、”１”であればスイッチＳＷをオンにする。したがって、スイッチＳＷは、制御部４で設定されるデジタルコードに基づいて制御される。
The
例えば、デジタルコードが”１０１０”（ただし、右から順に第０ビット、第１ビット、第２ビット、第３ビットとする）であれば、スイッチ制御部２３１は、スイッチＳＷ２，ＳＷ４をオン、スイッチＳＷ１，ＳＷ３をオフとする。この場合、ＬＣ共振回路部１には、ミラー電流Ｉｍ２，Ｉｍ４が供給されるから、電流調整部２３の出力電流Ｉｏの大きさは、ミラー電流Ｉｍ２とミラー電流Ｉｍ４とを加算した大きさになる。
For example, if the digital code is “1010” (however, the 0th bit, the 1st bit, the 2nd bit, and the 3rd bit in order from the right), the
つまり、カレントミラー回路部２３０は、基準電源ＶｃｃからＬＣ共振回路部１に供給されるミラー電流Ｉｍを加算して出力電流Ｉｏを作成するから、出力電流Ｉｏは、次式（２）で表すことができる。なお、δｎは、スイッチＳＷｎのオン・オフを示す関数であり、スイッチＳＷｎがオンであればδｎ＝１、スイッチＳＷｎがオフであればδｎ＝０とする。
That is, the current
本実施形態の場合、ミラー電流Ｉｍは全て等しいため、出力電流Ｉｏは、オンになっているスイッチＳＷの数によって決定される。したがって、本実施形態における出力電流Ｉｏは、０、Ｉｂ、２Ｉｂ、３Ｉｂ、４Ｉｂの５つの値をとり得る。 In the present embodiment, since the mirror currents Im are all equal, the output current Io is determined by the number of switches SW that are turned on. Therefore, the output current Io in this embodiment can take five values of 0, Ib, 2Ib, 3Ib, and 4Ib.
このように発振回路部２は、制御部４で設定されたデジタルコード（電流調整部２３に入力されたデジタル信号のデジタルコード）に対応した出力電流Ｉｏを出力するＤ／Ａコンバータよりなる電流調整部２３を有しており、当該電流調整部２３の出力電流Ｉｏが帰還電流ＩｆｂとしてＬＣ共振回路部１に供給される。すなわち、本実施形態においては、Ｉｆｂ＝Ｉｏが成立する。
Thus, the
ここで、発振回路部２の負性コンダクタンスをＧｏｓｃ（ただしＧｏｓｃの値は負である）、ＬＣ共振回路部１の発振振幅をＶＴとすると、負性コンダクタンスＧｏｓｃは、次式（３）で表すことができる。
Here, when the negative conductance of the
すなわち、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃは、発振振幅ＶＴに対してどれだけの帰還電流Ｉｆｂを与えるかによって決定される。そして、増幅用トランジスタＢＴｒのエミッタとグラウンドとの間には、発振の正の半サイクルのみ、ＬＣ共振回路部１の発振電圧に等しい電圧が印加されるから、上記の式（１）〜（３）により、負性コンダクタンスＧｏｓｃは、次式（４）で表すことができる。なお、Ｒはエミッタ電位設定用の抵抗部Ｒｂの抵抗値である。
That is, the negative conductance Gosc of the
上記の式（４）より明らかなように、電流調整部２３のスイッチＳＷのオン・オフ、すなわち電流調整部２３に入力するデジタルコードによって、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃの値を調整することができる。
As apparent from the above equation (4), the value of the negative conductance Gosc of the
ここで、ＬＣ共振回路部１が発振する条件は、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値が、検知コイル１０のコンダクタンスの絶対値以上であること、すなわち、検知コイル１０のコンダクタンスをＧｃｏｉｌとすれば、負性コンダクタンスＧｏｓｃとコンダクタンスＧｃｏｉｌとが、Ｇｃｏｉｌ≦｜Ｇｏｓｃ｜の関係にあるときである。
Here, the condition that the LC
したがって、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃが、Ｇｃｏｉｌ＝｜Ｇｏｓｃ｜であるときに、負性コンダクタンスＧｏｓｃは、ＬＣ共振回路部１が発振可能な最大値となる。そのため、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌの負の値である−Ｇｃｏｉｌが、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃの上述の臨界値となる。そうすると、負性コンダクタンスＧｏｓｃが臨界値である場合には、コンダクタンスＧｃｏｉｌは次式（５）で表すことができる。
Therefore, negative conductance Gosc the
そして、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌは、被検知体と検知コイル１０との距離に起因する渦電流損の変化、つまり検知コイル１０と被検知体との距離に応じて変化するから、負性コンダクタンスＧｏｓｃが上記臨界値である限り、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌとデジタルコードとは対応関係にある（制御部４で設定されるデジタルコードのビットパターンは、検知コイル１０と被検知体との距離によって変化する）。
The conductance Gcoil of the
モニタ部３は、ｎｐｎ形のトランジスタ３０と、抵抗３１と、コンデンサ３２とで構成された検波回路からなる。トランジスタ３０は、コレクタが基準電源Ｖｃｃに接続され、ベースがＬＣ共振回路部１に接続され、エミッタが抵抗３１およびコンデンサ３２に接続されている。そして、トランジスタ３０のコレクタ−エミッタ間には、ベースに入力される電圧（ＬＣ共振回路部１の発振電圧）に応じた電流が流れ、この電流によってコンデンサ３２が充電される。本実施形態におけるモニタ部３では、このコンデンサ３２の両端電圧をＬＣ共振回路部１の発振振幅を示す値として検出する。
The
制御部４は、例えば所定のプログラムを実行するマイクロコンピュータやロジック回路などにより構成される。制御部４は、モニタ部３より得た発振振幅ＶＴが所定値、すなわち負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値とコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値が等しいときの発振振幅ＶＴの値（つまりは発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃが臨界値）となるようにデジタルコードを設定する。制御部４は、デジタルコードを設定した後は、当該デジタルコードをデジタル信号により電流調整部２３のスイッチ制御部２３１と、信号処理部５との双方に送信する。
The
ここで、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値とコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値とは一致させるのが好ましいが、必ずしも一致させる必要はなく、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値がコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値におおよそ等しいとみなせる範囲（例えば上記臨界値よりやや小さい値）であれば問題はない。したがって、本実施形態では、制御部４は、モニタ部３より得た発振振幅ＶＴが所定の範囲内の値（負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値とコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値とがおおよそ等しいとみなせる範囲における発振振幅ＶＴの値）になるように、デジタルコードを設定する。
Here, the absolute value of the negative conductance Gosc and the absolute value of the conductance Gcoil are preferably matched, but it is not always necessary to match, and the absolute value of the negative conductance Gosc can be regarded as approximately equal to the absolute value of the conductance Gcoil. There is no problem if it is in a range (for example, a value slightly smaller than the above critical value). Therefore, in this embodiment, the
信号処理部５は、入力されたデジタル信号（制御部４より出力されたデジタル信号）からデジタルコードを取得する機能を備え、当該機能により取得したデジタルコードに基づいてアナログ形式の電気信号からなる検知信号（例えば、被検知体と検知コイル１０との距離に比例して値が大きくなる信号）を作成し、図示しない外部機器（例えば、パーソナルコンピュータやプログラマブルコントローラなどの制御装置）に出力する。上記検知信号は、例えば、デジタルコード（のビットパターン）と、被検知体と検知コイル１０との距離との関係を示すデータテーブルや、デジタルコードにより表される値（本実施形態の場合であれば、値が”１”であるビットの総数）を被検知体と検知コイル１０との距離に変換する演算式などを利用することができる。なお、デジタルコードにより表される値としては、デジタルコードを１０進数に変換した値を採用することもできる。この種のデータテーブルや上記演算式は、実際の測定結果などから求めることができる
上述したように信号処理部５は、デジタルコードに基づいて検知信号を作成し出力するが、当該検知信号を閾値処理することで、被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号を作成し出力するようにしてもよい。例えば、信号処理部５は、検知信号（アナログな検知信号）の値が所定の閾値以上である場合に、被検知体が検知コイル１０の検知範囲内に存在し、所定の閾値未満である場合に、被検知体が検知コイル１０の検知範囲外に存在すると判断して、被検知体の存否を示す検知信号（デジタルな検知信号）を出力するように構成されていてもよい。このようにすれば、被検知体との距離に加えて、被検知体の存在検知も同時に行えるようになる。
The
本実施形態の近接センサは上述した構成を有しており、以下にその動作について簡単に説明する。近接センサが動作を開始すると、ＬＣ共振回路部１の両端には所定周波数（検知コイル１０のインダクタンスとコンデンサ１１の静電容量とで決定される周波数）の発振電圧が生じる。ＬＣ共振回路部１の発振は、発振回路部２より供給される帰還電流Ｉｆｂによって維持される。
The proximity sensor of this embodiment has the above-described configuration, and the operation thereof will be briefly described below. When the proximity sensor starts to operate, an oscillation voltage having a predetermined frequency (frequency determined by the inductance of the
ＬＣ共振回路部１の発振振幅ＶＴはモニタ部３により検出され、制御部４はモニタ部３にて検出した発振振幅ＶＴに基づき、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃが上記臨界値となるようにデジタルコードを設定し、当該デジタルコードをデジタル信号により電流調整部２３に送信して出力電流Ｉｏ（＝帰還電流Ｉｆｂ）の大きさを調整する。制御部４が出力するデジタル信号は信号処理部５にも入力され、信号処理部５では入力されたデジタル信号のデジタルコードに基づいて検知信号が作成される。
The oscillation amplitude VT of the LC
ここで、被検知体が検知コイル１０に接近し、検知コイル１０における渦電流損が大きくなると、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値が負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値より大きくなる。そのため、上記発振条件を満たさなくなって、ＬＣ共振回路部１の発振が停止しようとし、発振振幅ＶＴが小さくなる。制御部４は、モニタ部３で検出した発振振幅ＶＴが上記所定範囲内の値にならなくなると、発振振幅ＶＴが上記所定範囲内の値となるように出力電流Ｉｏを調整する（負性コンダクタンスＧｏｓｃを調整する）。上記の場合、制御部４は、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値を大きくするために、出力電流Ｉｏが大きくなるようにデジタルコードを設定する。そして、信号処理部５は、制御部４により新たに設定されたデジタルコードに基づいて検知信号を作成して出力する。
Here, when the detected object approaches the
上記とは逆に被検知体が検知コイル１０から離れ、検知コイル１０における渦電流損が小さくなると、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値が負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値より小さくなり、その結果、発振振幅ＶＴが大きくなる。制御部４は、モニタ部３で検出した発振振幅ＶＴが上記所定範囲内の値にならなくなると、発振振幅ＶＴが上記所定範囲内の値となるように出力電流Ｉｏを調整するから、上記の場合、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値を小さくするために、出力電流Ｉｏが小さくなるようにデジタルコードを設定する。そして、信号処理部５は、制御部４により新たに設定されたデジタルコードに基づいて上記検知信号を作成して出力する。
Contrary to the above, when the object to be detected moves away from the
上述したように信号処理部５からは、制御部４で設定されたデジタルコードに基づく検知信号が出力され、当該検知信号をモニタすることによって、被検知体と検知コイル１０との距離、つまり位置関係を知ることができる。
As described above, a detection signal based on the digital code set by the
以上述べたように、発振回路部２は、制御部４で設定されたデジタルコードに対応した出力電流Ｉｏを出力するＤ／Ａコンバータよりなる電流調整部２３を有し、当該電流調整部の出力電流Ｉｏに正比例する帰還電流Ｉｆｂ（本実施形態の場合は出力電流Ｉｏと帰還電流Ｉｆｂとは等しい）をＬＣ共振回路部１に供給し、制御部４は、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃが臨界値となるようにデジタルコードが設定されたデジタル信号を電流調整部２３に出力し、信号処理部５は、制御部４より出力されたデジタル信号のデジタルコードに基づいて検知信号を作成する。
As described above, the
そして、ＬＣ共振回路部１が発振する条件は、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値が、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値以上であることであるから、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃがＬＣ共振回路部１が発振可能な臨界値である場合、当該負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値は、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値に等しいと考えることができ、ここで、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌは、被検知体と検知コイル１０との距離に起因する渦電流損の変化、つまり検知コイル１０と被検知体との距離に応じて変化し、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌに等しい発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃは、ＬＣ共振回路部１に供給される帰還電流ＩｆｂとＬＣ共振回路部１の発振振幅ＶＴによって決定される。
The condition that the LC
そして、本実施形態の近接センサでは、ＬＣ共振回路部１に供給される帰還電流Ｉｆｂは電流調整部２３の出力電流Ｉｏに正比例するので、電流調整部２３に入力するデジタル信号のデジタルコードにより検知コイル１０と被検知体との距離を求めることができるから、デジタルコードを用いることで、従来例のような被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号ではなく、被検知体と検知コイル１０との距離を示すアナログな検知信号を得ることができる。また、検知信号を閾値処理することで、被検知体が存在しているか否かのデジタルな検知信号も得ることもできる。
In the proximity sensor of the present embodiment, the feedback current Ifb supplied to the LC
したがって、本実施形態の近接センサによれば、被検知体の存在検知に加え、被検知体との距離も検知できる。また、デジタルコードを用いるために、各種通信やＰＷＭなどに使用するデジタル信号を容易に得ることができる（すなわちデジタル信号の親和性が高くなる）。しかも、デジタル信号を取り扱う回路は微細パターンでの小型化が容易であるため、制御部や発振回路部などをＩＣ化する際に低コスト化を図ることができ、またセンサ特性にＩＣばらつきによる影響が生じてしまうことを抑制することができる。 Therefore, according to the proximity sensor of the present embodiment, in addition to detecting the presence of the detected object, the distance to the detected object can also be detected. In addition, since a digital code is used, a digital signal used for various communications and PWM can be easily obtained (that is, the affinity of the digital signal is increased). In addition, since a circuit that handles digital signals can be easily miniaturized with a fine pattern, it is possible to reduce the cost when the control unit, the oscillation circuit unit, and the like are integrated into an IC. Can be prevented from occurring.
また、信号処理部５は、制御部４からデジタルコードを取得し、当該デジタルコードを用いて検知信号を作成するので、例えば、負性コンダクタンスＧｏｓｃの大きさを得るために帰還電流Ｉｆｂなどを利用する場合とは異なり、帰還電流Ｉｆｂの大きさを検出する検出回路などが必要なくなるから、回路構成を簡素化することができて、小型化、製造コストの低減などが図れる。
Further, since the
特に、本実施形態における発振回路部２は、電流調整部２３の出力電流Ｉｏを帰還電流ＩｆｂとしてＬＣ共振回路部１に供給しており、また電流調整部２３はＬＣ共振回路部１の発振電圧ＶＴに応じた電流（増幅電流Ｉｂ）を基準電流とする入力側トランジスタＩＴｒ、および基準電流に比例した大きさのミラー電流Ｉｍを基準電源ＶｃｃからＬＣ共振回路部１に供給させる複数の出力側トランジスタＯＴｒを有し、ミラー電流Ｉｍを加算して出力電流Ｉｏを作成するカレントミラー回路部２３０と、ミラー電流ＩｍをＬＣ共振回路部１に供給するか否かを決定するスイッチＳＷと、入力されたデジタル信号のデジタルコードに応じてスイッチを制御するスイッチ制御部２３１とを有してなるので、カレントミラー回路部とＤ／Ａコンバータとを別個に設ける場合に比べれば、回路規模を小型化することができ、低コスト化が図れる。
In particular, the
また、スイッチＳＷは、出力側トランジスタＯＴｒ（のエミッタ）と基準電源Ｖｃｃとの間に挿入されているので、出力電流Ｉｏを小さくする際（スイッチＳＷをオフにした際）には、ミラー電流Ｉｍが遮断されるから（出力側トランジスタＯＴｒにはミラー電流Ｉｍが流れないから）、低消費電力化を図ることができる。なお、スイッチＳＷは、出力側トランジスタＯＴｒ（のベース）と入力側トランジスタＩＴｒ（のベース）との間に挿入するようにしてもよく、このようにした場合であっても、出力電流Ｉｏを小さくする際（スイッチＳＷをオフにした際）には、出力側トランジスタＯＴｒにミラー電流Ｉｍが流れなくなるから、低消費電力化を図ることができる。すなわち、スイッチＳＷは、出力側トランジスタＯＴｒと入力側トランジスタＩＴｒとの間、あるいは出力側トランジスタＯＴｒと基準電源Ｖｃｃとの間のいずれかに挿入されていればよい。 Further, since the switch SW is inserted between the output-side transistor OTr (the emitter thereof) and the reference power source Vcc, when the output current Io is reduced (when the switch SW is turned off), the mirror current Im Is cut off (since the mirror current Im does not flow through the output-side transistor OTr), the power consumption can be reduced. Note that the switch SW may be inserted between the output-side transistor OTr (the base thereof) and the input-side transistor ITr (the base thereof). Even in this case, the output current Io is reduced. When the switch SW is turned off (when the switch SW is turned off), the mirror current Im does not flow through the output-side transistor OTr, so that power consumption can be reduced. That is, the switch SW may be inserted either between the output-side transistor OTr and the input-side transistor ITr or between the output-side transistor OTr and the reference power supply Vcc.
また、発振回路部２と、モニタ部３と、制御部４と、信号処理部５とはモノリシックＩＣとして一体化されているので、発振回路部２と、モニタ部３と、制御部４と、信号処理部５とをそれぞれ別のＩＣなどにより構成する場合に比べれば、小型化が図れるとともに低コスト化が図れ、さらに耐ノイズ性能を向上できる。
Since the
なお、本実施形態における発振回路部２や、モニタ部３の回路構成はあくまでも一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない程度に変更することができる。例えば、発振回路部２の出力側トランジスタＯＴｒおよびスイッチＳＷの数は、図示例の４つに限定されず、例えば、８、１６、３２などの４より大きい数、あるいは２、３などの４より小さい数であってもよい。当然ながら出力側トランジスタＯＴｒおよびスイッチＳＷの数が多いほど出力電流Ｉｏの変化範囲や、変化幅を細かく設定することができるから、被検知体と検知コイル１０との距離の分解能（位置精度）を向上することができる。このような点は、後述する実施形態２〜６においても同様である。
Note that the circuit configurations of the
ところで、モニタ部３としては、発振振幅を示す値として、図１に示すような発振電圧のピーク値を検出する構成の他に、発振電圧の積分値を検出する構成や、発振電圧の実効値を検出する構成であってもよく、このように交流成分のみを検波し、それが一定になるように制御する方式にすると、バイアス電流や検知コイル１０の直流抵抗分の影響（当然、それらの温度特性も）を排除することが可能になるという利点がある。ところで、本実施形態の近接センサは、常時はＬＣ共振回路部１が発振しており、被検知体の接近によってＬＣ共振回路部１の発振が停止する近接センサを利用しているが、常時はＬＣ共振回路部１の発振が停止しており、被検知体の接近によってＬＣ共振回路部１が発振する近接センサを利用するようにしてもよい。ところで、本実施形態における検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌは、被検知体との距離のほかに、ＬＣ共振回路部１の発振周波数によっても変化する。つまり、コンデンサ１１の容量が変化した場合であっても、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌが変化する。したがって、本実施形態の近接センサは、静電容量センサとしても利用することができ、この場合であっても、制御部４が設定するデジタルコードをセンサの出力として利用することができる。また、本実施形態では、トランジスタ２１０や、増幅用トランジスタＢＴｒ、入力側トランジスタＩＴｒ、出力側トランジスタＯＴｒとして、バイポーラトランジスタを利用した近接センサの回路の構成例を示しているが、トランジスタとしてはＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を利用してもよい。このような点は、後述する実施形態２〜１４においても同様である。
By the way, as the
（実施形態２）
本実施形態の近接センサは、図２に示すように、発振回路部２の電流調整部２３の構成が実施形態１と異なっており、その他の構成は実施形態１と同様であるから、同様の構成については実施形態１と同一の符号を付して説明を省略する。
(Embodiment 2)
As shown in FIG. 2, the proximity sensor of the present embodiment is different from the first embodiment in the configuration of the
本実施形態における電流調整部２３では、出力側トランジスタＯＴｒのコレクタそれぞれとＬＣ共振回路部１との間に逆流阻止用のダイオードＤが挿入されている。また、スイッチＳＷは、上記実施形態１では出力側トランジスタＯＴｒのエミッタと基準電源Ｖｃｃとの間に挿入されていたが、本実施形態では出力側トランジスタＯＴｒのエミッタと基準電位との間に挿入されている。なお、ダイオードＤのアノードは出力側トランジスタＯＴｒにカソードはＬＣ共振回路部１に接続されている。
In the
上記構成の本実施形態における電流調整部２３では、スイッチＳＷがオンであれば、出力側トランジスタＯＴｒのエミッタが基準電位に接続されて、ミラー電流Ｉｍは基準電位に流れる。一方、スイッチＳＷがオフであれば、出力側トランジスタＯＴｒのエミッタと基準電位との間は遮断されて、ミラー電流ＩｍはダイオードＤを経由してＬＣ共振回路部１に流れる。
In the
つまり、本実施形態における電流調整部２３は、ミラー電流ＩｍをＬＣ共振回路部１に供給する供給路（ダイオードＤを通る電路）と、ミラー電流ＩｍをＬＣ共振回路部１に供給しない非供給路（スイッチＳＷを通る電路）とを有する。そして、供給路と非供給路とのいずれにミラー電流Ｉｍが流れるかは、スイッチＳＷがオンであるかオフであるかによって決定される（すなわち、スイッチＳＷにより選択される）。
In other words, the
本実施形態の近接センサでは、供給路と非供給路との切り換えによって出力電流Ｉｏが調整されるので、出力側トランジスタＯＴｒにはスイッチＳＷの制御状態（オン・オフ）に関わらずミラー電流Ｉｍが流れる。そのため、本実施形態の近接センサによれば、実施形態１のようにスイッチＳＷがオンであるときだけ、出力側トランジスタＯＴｒにミラー電流Ｉｍが流れるものとは異なり、ミラー電流Ｉｍの供給開始や供給停止に伴う出力側トランジスタＯＴｒにおける電流変動が生じることがないから、このような電流変動によって、入力側トランジスタＩＴｒの基準電流が変動してしまうことを防止することができ、安定した動作が可能になる。本実施形態の近接センサのその他の効果については実施形態１と同様であるから説明を省略する。 In the proximity sensor according to the present embodiment, the output current Io is adjusted by switching between the supply path and the non-supply path. Therefore, the mirror current Im is applied to the output-side transistor OTr regardless of the control state (ON / OFF) of the switch SW. Flowing. Therefore, according to the proximity sensor of this embodiment, unlike the case where the mirror current Im flows through the output-side transistor OTr only when the switch SW is on as in the first embodiment, the supply of mirror current Im starts or is supplied. Since there is no current fluctuation in the output-side transistor OTr due to the stop, it is possible to prevent the reference current of the input-side transistor ITr from fluctuating due to such current fluctuation, and stable operation is possible. Become. Since the other effects of the proximity sensor of the present embodiment are the same as those of the first embodiment, description thereof is omitted.
なお、ミラー電流ＩｍをＬＣ共振回路部１に供給する供給路と、ミラー電流ＩｍをＬＣ共振回路部１に供給しない非供給路との構成は図示例のものに限定されず、使用形態などに応じて適宜変更することができる。
The configuration of the supply path that supplies the mirror current Im to the LC
（実施形態３）
本実施形態の近接センサは、発振回路部２の電流調整部２３、特にカレントミラー回路部２３０の構成が実施形態１と異なっており、その他の構成は実施形態１と同様であるから、同様の構成については実施形態１と同一の符号を付して図示および説明を省略する。
(Embodiment 3)
The proximity sensor of the present embodiment is different from the first embodiment in the configuration of the
本実施形態におけるカレントミラー回路部２３０は、出力側トランジスタＯＴｒ１〜ＯＴｒ４のエミッタサイズがいずれも異なっている。さらに詳しく説明すると、出力側トランジスタＯＴｒ１は入力側トランジスタＩＴｒとエミッタサイズが等しいが、出力側トランジスタＯＴｒ２〜Ｔｒ４それぞれのエミッタサイズは入力側トランジスタＩＴｒのエミッタサイズの２倍、４倍、８倍としている。
In the current
そのため、本実施形態におけるカレントミラー回路部２３０では、ミラー電流Ｉｍ１は基準電流（＝増幅電流Ｉｂ）に等しいが、ミラー電流Ｉｍ２は２×Ｉｂ、ミラー電流Ｉｍ３は４×Ｉｂ、ミラー電流Ｉｍ４は８×Ｉｂになる。
Therefore, in the current
つまり、ミラー比Ｍｎは一律に１ではなく、Ｍｎ＝２ｎ−１である。ここで、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４それぞれは第０〜第３ビットそれぞれに対応しているから、ミラー比Ｍｎは、スイッチＳＷｎに関係付けられたビットのビット番号を指数として２を累乗した値である。 That is, the mirror ratio M n is not uniformly 1 but M n = 2 n−1 . Here, since each of the switches SW 1 to SW 4 corresponds to each of the 0th to 3rd bits, the mirror ratio M n is a power of 2 with the bit number of the bit related to the switch SW n as an index. Value.
換言すれば、本実施形態におけるカレントミラー回路２３０では、ビット番号が０であるビットに関係付けられたスイッチＳＷ１によりＬＣ共振回路部１に供給するか否かが決定されるミラー電流（スイッチＳＷ１に対応するミラー電流）Ｉｍ１を基準ミラー電流とすると、ビット番号が０以外、例えばビット番号１であるビットに関係付けられたスイッチＳＷ２に対応するミラー電流Ｉｍ２と基準ミラー電流Ｉｍ１との比（＝Ｉｍ２／Ｉｍ１）は、スイッチＳＷ２に対応するビットのビット番号（すなわち１）を指数として２を累乗した値（＝２）である。同様に、スイッチＳＷ３，ＳＷ４それぞれに対応するミラー電流Ｉｍ３，Ｉｍ４と基準ミラー電流Ｉｍ１との比（＝Ｉｍ３／Ｉｍ１、あるいはＩｍ４／Ｉｍ１）は、スイッチＳＷ３，ＳＷ４に対応するビットのビット番号（すなわち２，３）を指数として２を累乗した値（＝４，８）である。
In other words, in the
例えば、デジタルコードが”０００１”であればＩｏ＝１×Ｉｂになり、”０１０１”であればＩｏ＝４×Ｉｂ＋１×Ｉｂ＝５×Ｉｂになる。デジタルコードがストレート・バイナリコードであれば、デジタルコードにより表される十進数の値が、出力電流Ｉｏの倍率（＝Ｉｏ／Ｉｂ）に等しくなる。したがって、デジタルコードが４ビットであれば、出力電流Ｉｏを１６種類の値（０含む）の中から選択することができる。 For example, if the digital code is “0001”, Io = 1 × Ib, and if “0101”, Io = 4 × Ib + 1 × Ib = 5 × Ib. If the digital code is a straight binary code, the decimal value represented by the digital code is equal to the magnification (= Io / Ib) of the output current Io. Therefore, if the digital code is 4 bits, the output current Io can be selected from 16 types of values (including 0).
以上述べた本実施形態の近接センサによれば、出力側トランジスタＯＴｒの数が同じであれば、実施形態１のように出力側トランジスタＯＴｒのエミッタサイズがいずれも同じ（出力側トランジスタＯＴｒのミラー電流Ｉｍの大きさが全て同じ）である場合に比べて、出力可能な出力電流Ｉｏの値を増やすことができるから、出力電流Ｉｏを細かく設定することができるようになって、被検知体と検知コイル１０との距離の分解能（位置精度）を向上することができる。
According to the proximity sensor of the present embodiment described above, if the number of output side transistors OTr is the same, the emitter size of the output side transistor OTr is the same as in the first embodiment (the mirror current of the output side transistor OTr). Since the value of the output current Io that can be output can be increased as compared with the case where the magnitude of Im is the same), the output current Io can be set in detail, and the detected object and the detected current can be detected. The resolution (positional accuracy) of the distance from the
特に、ビット番号が０以外であるビットに関係付けられたスイッチＳＷによりＬＣ共振回路部１に供給するか否かが決定されるミラー電流Ｉｍと基準ミラー電流Ｉｍ１との比は、スイッチＳＷに対応するビットのビット番号を指数として２を累乗した値であるので、ストレート・バイナリコードなどの２進数のデジタルコードによって出力電流Ｉｏを設定でき、スイッチＳＷｎの数を少なくしながらも、被検知体と検知コイル１０との距離の分解能（位置精度）を向上することができる。
In particular, the ratio of the mirror current Im and the reference mirror current Im 1 determined whether or not to supply to the LC
なお、本実施形態の近接センサのその他の効果については実施形態１と同様であるから説明を省略する。 The other effects of the proximity sensor of the present embodiment are the same as those of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
ところで、上記の例では、ミラー電流Ｉｍｎと基準ミラー電流Ｉｍ１との比（本実施形態の場合はミラー比Ｍｎに等しい）をスイッチＳＷｎに関係付けられたビットのビット番号を指数として２を累乗した値としているが、必ずしも上記のように比を設定する必要はなく、要は、複数の出力側トランジスタＯＴｒのうちの少なくとも１つは、トランジスタサイズ（あるいはエミッタサイズ）が他と異なっていればよく、このようにすれば、トランジスタサイズがいずれも同じである場合よりも分解能の向上を図ることができる。また、本実施形態におけるカレントミラー回路２３０の構成は実施形態２に適用することができる。
By the way, in the above example, the ratio between the mirror current Im n and the reference mirror current Im 1 (in this embodiment, equal to the mirror ratio M n ) is used as the exponent of the bit number of the bit associated with the switch SW n. Although the value is a power of 2, it is not always necessary to set the ratio as described above. In short, at least one of the plurality of output side transistors OTr is different in transistor size (or emitter size) from the others. In this way, the resolution can be improved as compared with the case where the transistor sizes are the same. Further, the configuration of the
（実施形態４）
本実施形態の近接センサは、図３に示すように、発振回路部２の電流調整部２３、特にカレントミラー回路部２３０の構成が実施形態１と異なっており、その他の構成は実施形態１と同様であるから、同様の構成については実施形態１と同一の符号を付して説明を省略する。
(Embodiment 4)
As shown in FIG. 3, the proximity sensor of the present embodiment is different from the first embodiment in the configuration of the
本実施形態におけるカレントミラー回路部２３０では、入力側トランジスタＩＴｒのエミッタと基準電位Ｖｃｃとの間に基準用のエミッタ抵抗として抵抗部Ｒｒｅｆが挿入されるとともに、複数の出力側トランジスタＯＴｒのエミッタとそれぞれ対応するスイッチＳＷとの間に個別にミラー電流制限用（ミラー比設定用）のエミッタ抵抗として抵抗部Ｒｍが挿入される。なお、以下の説明では、出力側トランジスタＯＴｒ１〜ＯＴｒ４それぞれに対応する抵抗部Ｒｍを必要に応じて符号Ｒｍ１〜Ｒｍ４で表す。また、本実施形態では、実施形態１と同様に、入力側トランジスタＩＴｒおよび複数の出力側トランジスタＯＴｒのエミッタサイズはいずれも等しい。
In the current
本実施形態においては、複数の抵抗部Ｒｍは抵抗値がいずれも異なっている。さらに詳しく説明すると、抵抗部Ｒｍ４の抵抗値は抵抗部Ｒｒｅｆの抵抗値と等しいが、抵抗部Ｒｍ１〜Ｒｍ３それぞれの抵抗値は抵抗部Ｒｍ４の抵抗値の８倍、４倍、２倍としている。すなわち、Ｒｒｅｆ：Ｒｍ１：Ｒｍ２：Ｒｍ３：Ｒｍ４＝８：１：２：４：８である。 In the present embodiment, the resistance values of the plurality of resistance portions Rm are all different. More specifically, the resistance value of the resistance part Rm 4 is equal to the resistance value of the resistance part Rref, but the resistance values of the resistance parts Rm 1 to Rm 3 are 8 times, 4 times, 2 times the resistance value of the resistance part Rm 4. It is doubled. That is, Rref: Rm 1 : Rm 2 : Rm 3 : Rm 4 = 8: 1: 2: 4: 8.
したがって、ミラー電流Ｉｍ４は基準電流（＝増幅電流Ｉｂ）に等しいが、ミラー電流Ｉｍ１＝Ｉｍ４／８、ミラー電流Ｉｍ２＝Ｉｍ４／４、ミラー電流Ｉｍ３＝Ｉｍ４／２になる。そのため、本実施形態におけるカレントミラー回路部２３０では、ミラー比Ｍｎは一律に１ではなく、Ｍｎ＝２ｎ−ｔである（ただしｔはデジタルコードの総ビット数であり、本実施形態では４である）。本実施形態におけるカレントミラー回路２３０では、スイッチＳＷ１に対応するミラー電流Ｉｍ１を基準ミラー電流とすると、スイッチＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４それぞれに対応するミラー電流Ｉｍ２，Ｉｍ３，Ｉｍ４それぞれと基準ミラー電流Ｉｍ１との比は、それぞれ２（＝２１）、４（＝２２）、８（＝２３）になり、各指数はスイッチＳＷｎに対応するビットのビット番号に等しい。例えば、デジタルコードが”０００１”であればＩｏ＝１×Ｉｍ１になり、”０１０１”であればＩｏ＝５×Ｉｍ１になる。したがって、デジタルコードが４ビットであれば、出力電流Ｉｏを１６種類の値（０含む）の中から選択することができる。
Therefore, mirror current Im 4 is equal to the reference current (= amplified current Ib), mirror current Im 1 = Im 4/8, the mirror current Im 2 = Im 4/4, will mirror current Im 3 = Im 4/2 . Therefore, in the current
以上述べた本実施形態の近接センサによれば、出力側トランジスタＯＴｒの数が同じであれば、実施形態１のようにミラー電流Ｉｍがいずれも同じである場合（あるいは、抵抗部Ｒｍの抵抗値がいずれも等しい場合）に比べて、出力可能な出力電流Ｉｏの値を増やすことができるから、出力電流Ｉｏを細かく設定することができて、被検知体と検知コイル１０との距離の分解能（位置精度）を向上することができる。 According to the proximity sensor of the present embodiment described above, if the number of output side transistors OTr is the same, the mirror current Im is the same as in the first embodiment (or the resistance value of the resistor Rm). Since the value of the output current Io that can be output can be increased compared to the case where both are equal, the output current Io can be set finely, and the resolution of the distance between the detected object and the detection coil 10 ( (Positional accuracy) can be improved.
特に、スイッチＳＷｎによりＬＣ共振回路部１に供給するか否かが決定されるミラー電流Ｉｍｎと基準ミラー電流Ｉｍ１との比は、スイッチＳＷｎに対応するビットのビット番号を指数として２を累乗した値であるので、ストレート・バイナリコードなどの２進数のデジタルコードによって出力電流Ｉｏを設定でき、スイッチＳＷの数を少なくしながらも、被検知体と検知コイル１０との距離の分解能（位置精度）を向上することができる。
In particular 2, the ratio of the mirror current Im n and the reference mirror current Im 1 to whether to supply to the LC
なお、本実施形態の近接センサのその他の効果については実施形態２と同様であるから説明を省略する。 The other effects of the proximity sensor according to the present embodiment are the same as those of the second embodiment, and a description thereof will be omitted.
ところで、上記の例では、ミラー電流Ｉｍｎと基準ミラー電流Ｉｍ１との比をスイッチＳＷｎに関係付けられたビットのビット番号を指数として２を累乗した値としているが、必ずしも上記のように比を設定する必要はなく、要は、複数の抵抗部Ｒｍのうちの少なくとも１つは抵抗値が他と異なっていれば、抵抗部Ｒｍの抵抗値がいずれも同じである場合よりも、分解能の向上を図ることができる。 In the above example, the ratio between the mirror current Im n and the reference mirror current Im 1 is a value obtained by raising the bit number of the bit associated with the switch SW n to an exponent of 2, but not necessarily as described above. It is not necessary to set the ratio. In short, if at least one of the plurality of resistance portions Rm has a resistance value different from the others, the resolution is higher than that in the case where the resistance values of the resistance portions Rm are all the same. Can be improved.
（実施形態５）
本実施形態の近接センサは、図４に示すように、発振回路部２の電流調整部２３、特にカレントミラー回路部２３０の構成が実施形態４と異なっており、その他の構成は実施形態２と同様であるから、同様の構成については実施形態４と同一の符号を付して説明を省略する。
(Embodiment 5)
As shown in FIG. 4, the proximity sensor of the present embodiment is different from the fourth embodiment in the configuration of the
本実施形態におけるカレントミラー回路部２３０は、出力側トランジスタＯＴｒを５つ備える。なお、以下の説明では、５つの出力側トランジスタＯＴｒを区別するために必要に応じて符号ＯＴｒ０〜ＯＴｒ４で表す。また、出力側トランジスタＯＴｒ０〜ＯＴｒ４それぞれに対応するミラー電流Ｉｍを必要に応じてＩｍ０〜Ｉｍ４で表す。
The current
出力側トランジスタＯＴｒ１〜ＯＴｒ４については、実施形態２と同様に、ミラー電流Ｉｍ０をＬＣ共振回路部１に供給する供給路と、ミラー電流Ｉｍ０をＬＣ共振回路部１に供給しない非供給路とが設けられている。一方、出力側トランジスタＯＴｒ０については、ミラー電流Ｉｍ０をＬＣ共振回路部１に供給する供給路のみが設けられ、ミラー電流Ｉｍ０をＬＣ共振回路部１に供給しない非供給路は設けられていない。したがって、ミラー電流Ｉｍ０は、デジタルコードのビットの値に関係なく（スイッチＳＷの制御状態に関係なく）、ＬＣ共振回路部１に供給される。つまり、出力側トランジスタＯＴｒ０は、オフセット用の出力側トランジスタＯＴｒである。
For the
また、本実施形態では、実施形態４と同様に、入力側トランジスタＩＴｒのエミッタと基準電位Ｖｃｃとの間に基準用のエミッタ抵抗として抵抗部Ｒｒｅｆが挿入されるとともに、複数の出力側トランジスタＯＴｒのエミッタと基準電源Ｖｃｃとの間に個別にミラー電流制限用（ミラー比設定用）のエミッタ抵抗として抵抗部Ｒｍが挿入される。なお、以下の説明では、出力側トランジスタＯＴｒ０〜ＯＴｒ４それぞれに対応する抵抗部Ｒｍを必要に応じて符号Ｒｍ０〜Ｒｍ４で表す。また、本実施形態では、入力側トランジスタＩＴｒおよび複数の出力側トランジスタＯＴｒのエミッタサイズはいずれも等しくしている。
Further, in the present embodiment, as in the fourth embodiment, a resistor Rref is inserted as a reference emitter resistance between the emitter of the input-side transistor ITr and the reference potential Vcc, and a plurality of output-side transistors OTr are connected. A resistance portion Rm is individually inserted between the emitter and the reference power supply Vcc as an emitter resistance for mirror current limitation (mirror ratio setting). In the following explanation, represented by
上述した抵抗部Ｒｍは抵抗値がいずれも異なっており、抵抗部Ｒｍ４の抵抗値は抵抗部Ｒｒｅｆの抵抗値と等しい（すなわちミラー電流Ｉｍ４＝Ｉｂ）が、抵抗部Ｒｍ０〜Ｒｍ３それぞれの抵抗値は抵抗部Ｒｍ４の抵抗値の１／４倍、８倍、４倍、２倍としている。すなわち、Ｒｒｅｆ：Ｒｍ０：Ｒｍ１：Ｒｍ２：Ｒｍ３：Ｒｍ４＝８：３２：１：２：４：８である。したがって、ミラー電流Ｉｍ０＝４×Ｉｍ４、ミラー電流Ｉｍ１＝Ｉｍ４／８、ミラー電流Ｉｍ２＝Ｉｍ４／４、ミラー電流Ｉｍ３＝Ｉｍ４／２になる。ここで、ミラー電流Ｉｍ１を基準ミラー電流とすると、ミラー電流Ｉｍ２〜Ｉｍ４と基準ミラー電流Ｉｍ１との比は、スイッチＳＷ２〜ＳＷ４に対応するビットのビット番号を指数として２を累乗した値である。そのため、デジタルコードが”０００１”であればＩｏ＝Ｉｍ０＋Ｉｍ１になり、”０１０１”であればＩｏ＝Ｉｍ０＋５×Ｉｍ１になる。したがって、本実施形態においても実施形態４と同様に、デジタルコードが４ビットであれば、出力電流Ｉｏを１６種類の値（０含む）の中から選択することができる。
The resistance values of the resistance parts Rm described above are different, and the resistance value of the resistance part Rm 4 is equal to the resistance value of the resistance part Rref (that is, the mirror current Im 4 = Ib), but the resistance parts Rm 0 to Rm 3 respectively. the
以上述べた本実施形態の近接センサによれば、カレントミラー回路部２３０は、デジタルコードのビットの値に関係なくミラー電流Ｉｍ０を基準電源ＶｃｃからＬＣ共振回路部１に供給させるオフセット用の出力側トランジスタＯＴｒ０を有しているので、出力電流Ｉｏにオフセットを設けることができるから、オフセットを設けない場合に比べて、被検知体と検知コイル１０との距離の分解能（位置精度）を向上することができる。
According to the proximity sensor of the present embodiment described above, the current
例えば、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌが４００μｓ〜６００μｓの範囲で変化するときに、負性コンダクタンス｜Ｇｏｓｃ｜に４００μｓのオフセットを設け、負性コンダクタンス｜Ｇｏｓｃ｜の変化幅を０〜２００μｓとすれば、負性コンダクタンス｜Ｇｏｓｃ｜の変化幅を０〜６００μｓとする場合に比べれば、デジタルコードのビット数を同じであるにも関わらず、被検知体と検知コイル１０との距離の分解能（位置精度）を３倍ほど向上させることができる。
For example, when the conductance Gcoil of the
なお、本実施形態の近接センサのその他の効果については実施形態２と同様であるから説明を省略する。また、上述したオフセット用の出力側トランジスタＯＴｒ０は、実施形態１〜３にも設けることができる。 The other effects of the proximity sensor according to the present embodiment are the same as those of the second embodiment, and a description thereof will be omitted. Further, the output-side transistor OTr 0 for offset described above, can also be provided in the first to third embodiments.
（実施形態６）
本実施形態の近接センサは、図５に示すように、発振回路部２の電流調整部２３と、制御部４の構成が実施形態１と異なっており、その他の構成は実施形態１と同様であるから、同様の構成については実施形態１と同一の符号を付して説明を省略する。
(Embodiment 6)
As shown in FIG. 5, the proximity sensor of the present embodiment is different from the first embodiment in the configuration of the
本実施形態における電流調整部２３は、スイッチ制御部２３１を有していない点で実施形態１と異なる。なお、その他の構成は実施形態１と同様であるから、同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。
The
本実施形態における制御部４は、例えばＣＰＵおよびメモリを具備したマイクロコンピュータなどにより構成されており、当該マイクロコンピュータのメモリの記憶領域に、デジタルコードを書き込むデータレジスタ（アキュムレータ）が設けられている。このデータレジスタの総ビット数はデジタルコードの総ビット数に等しく、デジタルコードの第Ｎビットはデータレジスタの第Ｎビットに対応する（ただし、Ｎは０以上の整数）。なお、当該デジタルコードは、上記実施形態１と同様に、モニタ部３の検出結果に基づいて設定されるものである。
The
本実施形態における制御部４には、複数のスイッチＳＷそれぞれに制御信号を出力する複数の制御信号出力部（図示せず）が設けられており、当該複数の制御信号出力部それぞれはデータレジスタの各ビットと一対一で関係付けられている（換言すれば、複数のスイッチＳＷそれぞれはデータレジスタの各ビットと一対一で関係付けられている）。ここで、データレジスタの最下位ビットである第０ビット（ビット番号が０であるビット）がスイッチＳＷ１に、第１ビット（ビット番号が１であるビット）がスイッチＳＷ２に、第２ビット（ビット番号が２であるビット）がスイッチＳＷ３に、最上位ビットである第３ビット（ビット番号が３であるビット）がスイッチＳＷ４にそれぞれ対応している。
The
このような制御信号出力部は、対応するデータレジスタのビット値に応じてスイッチＳＷに制御信号を出力する。例えば、制御信号出力部は、データレジスタのビット値が”１”であればスイッチＳＷをオン、ビット値が”０”であればスイッチＳＷをオフするようにスイッチＳＷに制御信号を出力する。例えば、デジタルコードが、”１０１０”であれば、データレジスタも”１０１０”になり、第１ビットおよび第３ビットそれぞれに関係付けられた各制御信号出力部からはスイッチＳＷをオンにする制御信号が出力され、第０ビットおよび第２ビットそれぞれに関係付けられた各制御信号出力部からはスイッチＳＷをオフにする制御信号が出力される。その結果、スイッチＳＷ２，ＳＷ４はオン、スイッチＳＷ１，ＳＷ３はオフになる。なお、本実施形態では、制御部４から電流調整部２３には制御信号が個別に出力されるが、信号処理部５には、実施形態１と同様にデジタルコードを示すデジタル信号が出力される。
Such a control signal output unit outputs a control signal to the switch SW in accordance with the bit value of the corresponding data register. For example, the control signal output unit outputs a control signal to the switch SW so that the switch SW is turned on when the bit value of the data register is “1” and the switch SW is turned off when the bit value is “0”. For example, if the digital code is “1010”, the data register is also “1010”, and the control signal for turning on the switch SW from each control signal output unit associated with each of the first bit and the third bit. Is output, and a control signal for turning off the switch SW is output from each control signal output unit associated with the 0th bit and the 2nd bit. As a result, the switches SW 2 and SW 4 are turned on and the switches SW 1 and SW 3 are turned off. In the present embodiment, control signals are individually output from the
以上述べた本実施形態の近接センサによれば、スイッチ制御部２３１の構成を省略することができ、データレジスタのビット値によって直接的に発振回路部２の負性コンダクタンスの値を変更することが可能になるから、ハードウェア構成を簡単にすることができて、低コスト化を図ることができる。
According to the proximity sensor of the present embodiment described above, the configuration of the
なお、本実施形態の近接センサのその他の効果については実施形態２と同様であるから説明を省略する。また、本実施形態の電流調整部２３および制御部４の構成は、実施形態２〜５にも適用することができる。
The other effects of the proximity sensor according to the present embodiment are the same as those of the second embodiment, and a description thereof will be omitted. Moreover, the structure of the
（実施形態７）
本実施形態の近接センサは、図６に示すように、発振回路部２の構成が実施形態１と異なっており、その他の構成については実施形態１と同様であるから、同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。
(Embodiment 7)
As shown in FIG. 6, the proximity sensor of the present embodiment is different from that of the first embodiment in the configuration of the
本実施形態における発振回路部２は、バイアス回路２０と、レベルシフト回路２１と、電流調整部２３と、カレントミラー回路部２４とを有している。なお、バイアス回路２０とレベルシフト回路２１とについては実施形態１と同様のものであるから説明を省略する。
The
カレントミラー回路部２４は、実施形態１のカレントミラー回路部２３０とは異なる構成のものであって、電流調整部２３の出力電流Ｉｏを基準電流とする入力側トランジスタＩＴｒおよび基準電流に比例した大きさのミラー電流Ｉｍよりなる帰還電流Ｉｆｂを基準電源ＶｃｃからＬＣ共振回路部１に供給させる出力側トランジスタＯＴｒとで構成される。入力側トランジスタＩＴｒと、出力側トランジスタＯＴｒとはいずれも同じエミッタサイズのｐｎｐ形のトランジスタよりなる。
The
入力側トランジスタＩＴｒのエミッタは基準電源Ｖｃｃに接続され、入力側トランジスタＩＴｒのコレクタとベースとは相互に接続される。一方、出力側トランジスタＯＴｒのエミッタは基準電源Ｖｃｃに接続され、コレクタはトランジスタ２１０のエミッタとコンデンサ１１との間に接続される。また、出力側トランジスタＯＴｒのベースは、入力側トランジスタＩＴｒのベースに接続される。
The emitter of the input side transistor ITr is connected to the reference power source Vcc, and the collector and base of the input side transistor ITr are connected to each other. On the other hand, the emitter of the output side transistor OTr is connected to the reference power supply Vcc, and the collector is connected between the emitter of the
このカレントミラー回路部２４では、電流調整部２３の出力電流Ｉｏが基準電流として入力側トランジスタＩＴｒに与えられ、出力側トランジスタＯＴｒにより、基準電流に比例した大きさのミラー電流Ｉｍが基準電源ＶｃｃからＬＣ共振回路部１に供給される。ここで、入力側トランジスタＩＴｒと、出力側トランジスタＯＴｒとはエミッタサイズが同じにしてあり、これによってミラー比を１としているから、ミラー電流Ｉｍは出力電流Ｉｏに等しい。
In the current
本実施形態における電流調整部２３は、実施形態１とは異なり、ＬＣ共振回路部１の発振電圧に応じた増幅電流Ｉｂを基準電源Ｖｃｃから入力側トランジスタＩＴｒに供給させる複数（図示例では４つ）の増幅回路２３２ａを有する増幅部２３２を備えたものである。
Unlike the first embodiment, the
増幅回路２３２ａは、ｎｐｎ形のトランジスタよりなる増幅用トランジスタＢＴｒを有する。増幅用トランジスタＢＴｒのコレクタは入力側トランジスタＩＴｒのコレクタに接続される。また、増幅用トランジスタＢＴｒのベースはレベルシフト回路２１のトランジスタ２１０のベースに接続される。したがって、増幅用トランジスタＢＴｒのベースには、レベルシフト回路２１によりレベルシフトされたトランジスタ２１０のエミッタの電位、すなわちレベルシフト回路２１により生成されたレベルシフト電圧が入力される。
The
ここで、レベルシフト回路２１は、増幅用トランジスタＢＴｒのベース−エミッタ間電圧の分だけ発振電圧をレベルシフトするように構成されており、これによって、増幅用トランジスタＢＴｒのエミッタとグラウンドとの間に、発振の正の半サイクルのみ、ＬＣ共振回路部１の発振電圧に等しい電圧が印加されるようにしている。
Here, the
一方、増幅用トランジスタＢＴｒのエミッタはエミッタ電位設定用（増幅電流制限用）の抵抗器である抵抗部Ｒｂを介してグラウンド（グランド）に接続され（接地され）ている。すなわち、増幅回路２３２ａは、所謂エミッタフォロワ回路である。
On the other hand, the emitter of the amplifying transistor BTr is connected (grounded) to a ground (ground) via a resistor Rb which is a resistor for setting an emitter potential (for limiting an amplification current). That is, the
したがって、増幅回路２３２ａからは、ＬＣ共振回路部１の発振電圧に応じた電流である増幅電流Ｉｂが出力される。本実施形態では、増幅用トランジスタＢＴｒおよび抵抗部Ｒｂはいずれも同じものを用いており、これによって各増幅回路２３２ａにおける増幅電流Ｉｂは全て等しい。なお、以下の説明では、複数の増幅回路２３２ａを区別するために必要に応じて符号２３２ａ１〜２３２ａ４で表す。また、増幅回路２３２ａ１〜２３２ａ４それぞれに対応する増幅電流Ｉｂを必要に応じて符号Ｉｂ１〜Ｉｂ４で、増幅用トランジスタＢＴｒを必要に応じて符号ＢＴｒ１〜ＢＴｒ４で、抵抗部ＲｂをＲｂ１〜Ｒｂ４でそれぞれ表す。
Therefore, the
また、電流調整部２３は、増幅回路２３２ａの抵抗部Ｒｂそれぞれと基準電位との間にそれぞれ挿入された複数のスイッチＳＷと、複数のスイッチＳＷを制御するスイッチ制御部２３１とを有する。
In addition, the
スイッチＳＷは、例えば半導体スイッチング素子よりなり、オン時に抵抗部Ｒｂと基準電位とを接続し、オフ時に抵抗部Ｒｂと基準電位とを非接続とする。そのため、スイッチＳＷがオフであるときには、増幅電流Ｉｂが入力側トランジスタＩＴｒに供給されない。つまりスイッチＳＷの制御状態（オン・オフ）によって、各増幅回路２３２ａの増幅電流Ｉｂが入力側トランジスタＩＴｒに供給されるか否かが決まる。なお、以下の説明では、増幅回路２３２ａ１〜２３２ａ４それぞれに対応するスイッチＳＷを必要に応じて符号ＳＷ１〜ＳＷ４で表す。
The switch SW is made of, for example, a semiconductor switching element, and connects the resistor Rb and the reference potential when turned on, and disconnects the resistor Rb and the reference potential when turned off. Therefore, when the switch SW is off, the amplified current Ib is not supplied to the input side transistor ITr. That is, whether or not the amplified current Ib of each
スイッチ制御部２３１は、例えば所定のプログラムを実行するマイクロコンピュータやロジック回路などにより構成される。上記のデジタルコードは、例えば４ビットのストレート・バイナリコードであり、スイッチＳＷは、デジタルコードの各ビットと一対一で関係付けられている。例えば、デジタルコードの最下位ビットである第０ビット（ビット番号が０であるビット）はスイッチＳＷ１に、第１ビット（ビット番号が１であるビット）はスイッチＳＷ２に、第２ビット（ビット番号が２であるビット）はスイッチＳＷ３に、最上位ビットである第３ビット（ビット番号が３であるビット）はスイッチＳＷ４にそれぞれ対応する。そして、スイッチ制御部２３１は、デジタルコードのビットの値が”０”であれば、スイッチＳＷをオフ、”１”であればスイッチＳＷをオンにする。
The
例えば、デジタルコードが、”１０１０”であれば、スイッチ制御部２３１は、スイッチＳＷ２，ＳＷ４をオン、スイッチＳＷ１，ＳＷ３をオフとする。この場合、入力側トランジスタＩＴｒには、増幅電流Ｉｂ２，Ｉｂ４が供給されるから、電流調整部２３の出力電流Ｉｏは、増幅電流Ｉｂ２と増幅電流Ｉｂ４とを加算した電流となる。
For example, if the digital code is “1010”, the
つまり、増幅部２３２は、基準電源Ｖｃｃから入力側トランジスタＩＴｒに供給される増幅電流Ｉｂを加算して出力電流Ｉｏを作成するから、出力電流Ｉｏは、次式（６）で表すことができる。なお、δｎは、スイッチＳＷｎのオン・オフを示す関数であり、スイッチＳＷｎがオンであればδｎ＝１、スイッチＳＷｎがオフであればδｎ＝０とする。
In other words, the
本実施形態では、増幅電流Ｉｂは全て等しいため、出力電流Ｉｏは、オンになっているスイッチＳＷの数によって決定される。したがって、本実施形態における出力電流Ｉｏは、０、Ｉｂ、２Ｉｂ、３Ｉｂ、４Ｉｂの５つの値をとり得る。 In the present embodiment, since the amplified currents Ib are all equal, the output current Io is determined by the number of switches SW that are turned on. Therefore, the output current Io in this embodiment can take five values of 0, Ib, 2Ib, 3Ib, and 4Ib.
このように発振回路部２は、制御部４で設定されたデジタルコード（電流調整部２３に入力されたデジタル信号のデジタルコード）に対応した出力電流Ｉｏを出力するＤ／Ａコンバータよりなる電流調整部２３と、出力電流Ｉｏに等しいミラー電流Ｉｍを帰還電流ＩｆｂとしてＬＣ共振回路部１に供給するカレントミラー回路部２４とを有しており、本実施形態においては、Ｉｆｂ＝Ｉｏが成立する。
Thus, the
ここで、増幅用トランジスタＢＴｒのエミッタとグラウンドとの間には、発振の正の半サイクルのみ、ＬＣ共振回路部１の発振電圧に等しい電圧が印加されるから、ＬＣ共振回路部１の発振振幅をＶＴ、抵抗部Ｒｂｎの抵抗値をＲｎとすると、各増幅回路２３２ａの増幅電流Ｉｂｎは次式（７）で表すことができる。
Here, since the voltage equal to the oscillation voltage of the LC
そうすると、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃは、上記式（３）および式（６），（７）により、次式（８）で表すことができる。
Then, the negative conductance Gosc of the
上記の式（８）より明らかなように、電流調整部２３のスイッチＳＷのオン・オフ、すなわち電流調整部２３に入力するデジタルコードによって、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃの値を調整することができる。
As is clear from the above equation (8), the value of the negative conductance Gosc of the
ここで、ＬＣ共振回路部１が発振する条件は、実施形態１で述べたように、負性コンダクタンスＧｏｓｃと検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌとが、Ｇｃｏｉｌ≦｜Ｇｏｓｃ｜の関係にあるときであり、上述の臨界値は、−Ｇｃｏｉｌである。
Here, the condition that the LC
そのため、負性コンダクタンスＧｏｓｃが臨界値である場合には、コンダクタンスＧｃｏｉｌは次式（９）で表すことができる。 Therefore, when the negative conductance Gosc is a critical value, the conductance Gcoil can be expressed by the following equation (9).
したがって、本実施形態においても、実施形態１と同様に、制御部４で設定されたデジタルコードを用いて検知コイル１０と被検知体との距離を検出することができる。なお、本実施形態の近接センサの動作は実施形態１と同様であるから、説明を省略する。
Therefore, also in the present embodiment, the distance between the
以上述べた本実施形態の近接センサによれば、実施形態１と同様に、被検知体の存在検知に加え、被検知体との距離も検知できる。また、デジタルコードを用いるために、各種通信やＰＷＭなどに使用するデジタル信号を容易に得ることができる（すなわちデジタル信号の親和性が高くなる）。しかも、デジタル信号を取り扱う回路は微細パターンでの小型化が容易であるため、制御部や発振回路部などをＩＣ化する際に低コスト化を図ることができ、またセンサ特性にＩＣばらつきによる影響が生じてしまうことを抑制することができる。また、信号処理部５は、制御部４からデジタルコードを取得し、当該デジタルコードを用いて検知信号を作成するので、例えば、負性コンダクタンスＧｏｓｃの大きさを得るために帰還電流Ｉｆｂなどを利用する場合とは異なり、帰還電流Ｉｆｂの大きさを検出する検出回路などが必要なくなるから、回路構成を簡素化することができて、小型化、製造コストの低減などが図れる。また、発振回路部２と、モニタ部３と、制御部４と、信号処理部５とはモノリシックＩＣとして一体化されているので、発振回路部２と、モニタ部３と、制御部４と、信号処理部５とをそれぞれ別のＩＣなどにより構成する場合に比べれば、小型化が図れるとともに低コスト化が図れ、さらに耐ノイズ性能を向上できる。
According to the proximity sensor of the present embodiment described above, in addition to the detection of the presence of the detected object, the distance to the detected object can also be detected as in the first embodiment. In addition, since a digital code is used, a digital signal used for various communications and PWM can be easily obtained (that is, the affinity of the digital signal is increased). In addition, since a circuit that handles digital signals can be easily miniaturized with a fine pattern, it is possible to reduce the cost when the control unit, the oscillation circuit unit, and the like are integrated into an IC. Can be prevented from occurring. Further, since the
特に、本実施形態における発振回路部２は、電流調整部２３の出力電流Ｉｏを基準電流とする入力側トランジスタＩＴｒと、基準電流に比例した大きさのミラー電流Ｉｍよりなる帰還電流Ｉｆｂを基準電源ＶｃｃからＬＣ共振回路部１に供給させる出力側トランジスタＯＴｒとを有したカレントミラー回路部２４を有するとともに、ＬＣ共振回路部１の発振電圧に応じた増幅電流Ｉｂを基準電源Ｖｃｃから入力側トランジスタＩＴｒに供給させる複数の増幅回路２３２ａを有し、増幅電流Ｉｂを加算して出力電流Ｉｏを作成する増幅部２３２と、増幅電流Ｉｂを入力側トランジスタＩＴｒに供給するか否かを決定するスイッチＳＷと、入力されたデジタル信号のデジタルコードに応じてスイッチＳＷを制御するスイッチ制御部２３１とを備えた電流調整部２３を有してなるので、増幅回路とＤ／Ａコンバータとを別個に設ける場合に比べれば、回路規模を小型化することができ、低コスト化が図れる。
In particular, the
また、スイッチＳＷは、増幅用トランジスタＢＴｒ（のエミッタ）と基準電位との間に挿入されているので、増幅電流Ｉｂを小さくする際（スイッチＳＷをオフにした際）には、増幅電流Ｉｂが遮断され、増幅用トランジスタＢＴｒには増幅電流Ｉｂが流れないから、低消費電力化を図ることができる。なお、スイッチＳＷは、増幅用トランジスタＢＴｒ（のベース）とレベルシフト回路２１のトランジスタ２１０（のベース）との間に挿入するようにしてもよく、このようにした場合であっても、増幅電流Ｉｂを小さくする際（スイッチＳＷをオフにした際）には、増幅用トランジスタＢＴｒに増幅電流Ｉｂが流れなくなるから、低消費電力化を図ることができる。すなわち、スイッチＳＷは、基準電位と他方の被制御電極（本実施形態の場合はエミッタ）との間、あるいはレベルシフト回路２１の出力端と制御電極（本実施形態の場合はベース）との間に挿入されていればよい。
Further, since the switch SW is inserted between the amplification transistor BTr (the emitter thereof) and the reference potential, when the amplification current Ib is reduced (when the switch SW is turned off), the amplification current Ib is Since the amplification current Ib does not flow through the amplification transistor BTr, the power consumption can be reduced. The switch SW may be inserted between the amplifying transistor BTr (base) and the transistor 210 (base) of the
なお、増幅回路２３２ａでは、エミッタフォロワ回路の代わりに、ＭＯＳＦＥＴを利用したソースフォロワ（ソースホロワ）回路を使用することも可能であり、この場合、ドレインが上記一方の被制御電極、ソースが上記他方の被制御電極、ゲートが上記制御電極として採用される。
In the
なお、本実施形態における発振回路部２や、モニタ部３の回路構成はあくまでも一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない程度に変更することができる。例えば、発振回路部２の増幅回路２３２ａおよびスイッチＳＷの数は、図示例の４つに限定されず、例えば、８，１６，３２などの４より大きい数、あるいは２，３などの４より小さい数であってもよい。当然ながら増幅回路２３２ａおよびスイッチＳＷの数が多いほど出力電流Ｉｏの変化範囲や、変化幅を細かく設定することができるから、被検知体と検知コイル１０との距離の分解能（位置精度）を向上することができる。
Note that the circuit configurations of the
（実施形態８）
本実施形態の近接センサは、図７に示すように、発振回路部２の電流調整部２３の構成が実施形態７と異なっており、その他の構成は実施形態７と同様であるから、同様の構成については実施形態７と同一の符号を付して説明を省略する。
(Embodiment 8)
As shown in FIG. 7, the proximity sensor of the present embodiment is different from the seventh embodiment in the configuration of the
本実施形態における電流調整部２３では、増幅用トランジスタＢＴｒのコレクタそれぞれと入力側トランジスタＩＴｒのコレクタとの間に逆流阻止用のダイオードＤが挿入されている。また、スイッチＳＷは、上記実施形態７では増幅用トランジスタＢＴｒのエミッタと基準電位との間に挿入されていたが、本実施形態では増幅用トランジスタＢＴｒのコレクタとダイオードＤとの接続点と基準電源Ｖｃｃ電位との間に挿入されている。なお、ダイオードＤのアノードは入力側トランジスタＩＴｒにカソードは増幅用トランジスタＢＴｒに接続されている。
In the
上記構成の本実施形態における電流調整部２３では、スイッチＳＷがオンであれば、増幅用トランジスタＢＴｒのコレクタが基準電源Ｖｃｃに接続されて、増幅電流Ｉｂは入力側トランジスタＩＴｒに流れない。一方、スイッチＳＷがオフであれば、増幅用トランジスタＢＴｒのコレクタと基準電源Ｖｃｃとの間は遮断されて、増幅電流Ｉｂは入力側トランジスタＩＴｒのエミッタ−コレクタ間に流れる。
In the
つまり、本実施形態における電流調整部２３は、増幅電流Ｉｂを入力側トランジスタＩＴｒに供給する供給路（ダイオードＤを通る電路）と、増幅電流Ｉｂを入力側トランジスタＩＴｒに供給しない非供給路（スイッチＳＷを通る電路）とを有する。そして、供給路と非供給路とのいずれに増幅電流Ｉｂが流れるかは、スイッチＳＷがオンであるかオフであるかによって決定される（すなわち、スイッチＳＷにより選択される）。
That is, the
本実施形態の近接センサによれば、供給路と非供給路との切り換えによって出力電流Ｉｏが調整されるので、増幅用トランジスタＢＴｒにはスイッチＳＷの制御状態（オン・オフ）に関わらず増幅電流Ｉｂが流れる。そのため、本実施形態の近接センサによれば、実施形態７のようにスイッチＳＷがオンであるときだけ、増幅用トランジスタＢＴｒに増幅電流Ｉｂが流れるものとは異なり、増幅電流Ｉｂの供給開始や供給停止によって、増幅用トランジスタＢＴｒにおいて電流変動が生じることがないから、このような電流変動によって、入力側トランジスタＩＴｒの基準電流が変動してしまうことを防止することができ、安定した動作が可能になる。本実施形態の近接センサのその他の効果については実施形態７と同様であるから説明を省略する。 According to the proximity sensor of this embodiment, since the output current Io is adjusted by switching between the supply path and the non-supply path, the amplification transistor BTr has an amplification current regardless of the control state (ON / OFF) of the switch SW. Ib flows. Therefore, according to the proximity sensor of the present embodiment, unlike when the switch SW is on as in the seventh embodiment, the supply of the amplified current Ib is started or supplied unlike the case where the amplified current Ib flows through the amplification transistor BTr. Since the current fluctuation does not occur in the amplifying transistor BTr due to the stop, it is possible to prevent the reference current of the input side transistor ITr from fluctuating due to such a current fluctuation, and a stable operation is possible. Become. The other effects of the proximity sensor according to the present embodiment are the same as those of the seventh embodiment, and thus description thereof is omitted.
なお、増幅電流Ｉｂを入力側トランジスタＩＴｒに供給する供給路と、増幅電流Ｉｂを入力側トランジスタＩＴｒに供給しない非供給路との構成は図示例のものに限定されず、使用形態などに応じて適宜変更することができる。 The configuration of the supply path for supplying the amplified current Ib to the input-side transistor ITr and the non-supply path for not supplying the amplified current Ib to the input-side transistor ITr are not limited to those in the illustrated example. It can be changed as appropriate.
（実施形態９）
本実施形態の近接センサは、発振回路部２の電流調整部２３、特に増幅部２３２の構成が実施形態７と異なっており、その他の構成は実施形態７と同様であるから、同様の構成については実施形態７と同一の符号を付して図示および説明を省略する。
(Embodiment 9)
The proximity sensor of the present embodiment is different from the seventh embodiment in the configuration of the
本実施形態における増幅部２３２は、増幅回路２３２ａの抵抗部Ｒｂの抵抗値がいずれも異なっている。さらに詳しく説明すると、抵抗部Ｒｂ１の抵抗値が最も大きく、抵抗部Ｒｂ２〜Ｒｂ４それぞれの抵抗値は抵抗部Ｒｂ１の抵抗値の１／２倍、１／４倍、１／８倍である。すなわち、Ｒｂ１：Ｒｂ２：Ｒｂ３：Ｒｂ４＝８：４：２：１である。
In the present embodiment, the amplifying
そのため、本実施形態における増幅部２３２では、増幅電流Ｉｂ２は２×Ｉｂ１、増幅電流Ｉｂ３＝４×Ｉｂ１、増幅電流Ｉｂ４＝８×Ｉｂ１になる。
Therefore, in the
本実施形態における増幅部２３２では、ビット番号が０であるビットに関係付けられたスイッチＳＷ１により入力側トランジスタＩＴｒに供給するか否かが決定される増幅電流（スイッチＳＷ１に対応する増幅電流）Ｉｂ１を基準増幅電流とすると、ビット番号が０以外、例えばビット番号１であるビットに関係付けられたスイッチＳＷ２に対応する増幅電流Ｉｂ２と基準増幅電流との比（＝Ｉｂ２／Ｉｂ１）は、スイッチＳＷ２に対応するビットのビット番号（すなわち１）を指数として２を累乗した値（＝２）である。同様に、スイッチＳＷ３，ＳＷ４それぞれに対応する増幅電流Ｉｂ３，Ｉｂ４と基準増幅電流との比（＝Ｉｂ３／Ｉｂ１、あるいはＩｂ４／Ｉｂ１）は、スイッチＳＷ３，ＳＷ４に対応するビットのビット番号（すなわち２，３）を指数として２を累乗した値（＝４，８）である。
In the
例えば、デジタルコードが”０００１”であればＩｏ＝１×Ｉｂ１になり、”０１０１”であればＩｏ＝４×Ｉｂ１＋Ｉｂ１＝５×Ｉｂ１になる。デジタルコードがストレート・バイナリコードであれば、デジタルコードにより表される十進数の値が、出力電流Ｉｏと基準増幅電流との比（＝Ｉｏ／Ｉｂ１）に等しくなる。したがって、デジタルコードが４ビットであれば、出力電流Ｉｏを１６種類の値（０含む）の中から選択することができる。 For example, if the digital code is “0001”, Io = 1 × Ib 1 , and if “0101”, Io = 4 × Ib 1 + Ib 1 = 5 × Ib 1 . If the digital code is a straight binary code, the decimal value represented by the digital code is equal to the ratio (= Io / Ib 1 ) between the output current Io and the reference amplification current. Therefore, if the digital code is 4 bits, the output current Io can be selected from 16 types of values (including 0).
以上述べた本実施形態の近接センサによれば、増幅回路２３２ａの数が同じであれば、実施形態７のように増幅回路２３２ａの抵抗部Ｒｂの抵抗値がいずれも同じ（増幅回路２３２ａの増幅電流Ｉｂの大きさが全て同じ）である場合に比べて、出力可能な出力電流Ｉｏの値を増やすことができるから、出力電流Ｉｏを細かく設定することができるようになって、被検知体と検知コイル１０との距離の分解能（位置精度）を向上することができる。
According to the proximity sensor of the present embodiment described above, if the number of
特に、ビット番号が０以外であるビットに関係付けられたスイッチＳＷにより入力側トランジスタＩＴｒに供給するか否かが決定される増幅電流Ｉｂｎと基準増幅電流との比は、スイッチＳＷに対応するビットのビット番号を指数として２を累乗した値であるので、ストレート・バイナリコードなどの２進数のデジタルコードによって出力電流Ｉｏを設定でき、スイッチＳＷｎの数を少なくしながらも、被検知体と検知コイル１０との距離の分解能（位置精度）を向上できる。
In particular, the ratio of the amplified current Ib n to which it is determined whether or not to be supplied to the input-side transistor ITr by the switch SW related to the bit whose bit number is other than 0 corresponds to the switch SW. Since the bit number of the bit is an exponential value of 2, the output current Io can be set by a binary digital code such as a straight binary code, and the number of switches SW n can be reduced, The resolution (positional accuracy) of the distance to the
なお、本実施形態の近接センサのその他の効果については実施形態７と同様であるから説明を省略する。 Note that the other effects of the proximity sensor of the present embodiment are the same as those of the seventh embodiment, and thus description thereof is omitted.
なお、上記の例では、増幅電流Ｉｂｎと基準増幅電流との比をスイッチＳＷｎに関係付けられたビットのビット番号を指数として２を累乗した値としているが、必ずしも上記のように比を設定する必要はなく、要は、複数の抵抗部Ｒｂのうちの少なくとも１つは、抵抗値が他と異なっていればよく、このようにすれば、抵抗部Ｒｂの抵抗値がいずれも同じである場合よりも、分解能の向上を図ることが可能である。また、本実施形態における増幅部２３２の構成は実施形態８に適用することができる。
In the above example, the ratio between the amplified current Ib n and the reference amplified current is a value that is a power of 2 with the bit number of the bit associated with the switch SW n as an index. It is not necessary to set, and the point is that at least one of the plurality of resistance portions Rb only needs to have a different resistance value from the others, and in this way, the resistance values of the resistance portions Rb are all the same. It is possible to improve the resolution than in some cases. In addition, the configuration of the amplifying
（実施形態１０）
本実施形態の近接センサは、図８に示すように、発振回路部２の電流調整部２３、特に増幅部２３２の構成が実施形態９と異なっており、その他の構成は実施形態７と同様であるから、同様の構成については実施形態９と同一の符号を付して説明を省略する。
(Embodiment 10)
As shown in FIG. 8, the proximity sensor of the present embodiment is different from the ninth embodiment in the configuration of the
本実施形態における増幅部２３２は、増幅回路２３２ａを５つ備える。なお、以下の説明では、５つの増幅回路２３２ａを区別するために必要に応じて符号２３２ａ０〜２３２ａ４で表し、増幅回路２３２ａそれぞれに対応する増幅用トランジスタＢＴｒを必要に応じてＢＴｒ０〜ＢＴｒ４で表し、また抵抗部Ｒｂを必要に応じて符号Ｒｂ０〜Ｒｂ４で表す。また、増幅回路２３２ａ０〜２３２ａ４それぞれに対応する増幅電流Ｉｂを必要に応じてＩｂ０〜Ｉｂ４で表す。
The
図８に示すように、増幅部２３２の抵抗部Ｒｂ１〜Ｒｂ４それぞれと基準電位との間には、それぞれスイッチＳＷ１〜ＳＷ４が挿入されているが、抵抗部Ｒｂ０と基準電位との間にはスイッチＳＷは挿入されていない。したがって、増幅電流Ｉｂ０は、デジタルコードのビットの値に関係なく（スイッチＳＷの制御状態に関係なく）、入力側トランジスタＩＴｒに供給される。つまり、増幅回路２３２ａ０は、オフセット用の増幅回路２３２ａである。
As shown in FIG. 8, switches SW 1 to SW 4 are inserted between the resistance parts Rb 1 to Rb 4 of the
また、上述した複数の抵抗部Ｒｂは抵抗値がいずれも異なっており、抵抗部Ｒｂ２〜Ｒｂ ４ それぞれの抵抗値は抵抗部Ｒｂ１の抵抗値の１／２倍、１／４倍、１／８倍としている。すなわち、Ｒｂ１：Ｒｂ２：Ｒｂ３：Ｒｂ４＝８：４：２：１である。一方、抵抗部Ｒｂ０の抵抗値は、抵抗部Ｒｂ４の抵抗値の１／２に設定している。したがって、増幅電流Ｉｂ２＝２×Ｉｂ１、増幅電流Ｉｂ３＝４×Ｉｂ１、増幅電流Ｉｂ４＝８×Ｉｂ１、増幅電流Ｉｂ０＝１６×Ｉｂ１である。ここで、増幅電流Ｉｂ１を基準増幅電流とすると、増幅電流Ｉｂ２〜Ｉｂ４と基準増幅電流Ｉｂ１との比は、スイッチＳＷ２〜ＳＷ４に対応するビットのビット番号を指数として２を累乗した値である。そのため、デジタルコードが”０００１”であればＩｏ＝Ｉｂ０＋Ｉｂ１になり、”０１０１”であればＩｏ＝Ｉｂ０＋５×Ｉｂ１になる。したがって、本実施形態においても実施形態９と同様に、デジタルコードが４ビットであれば、出力電流Ｉｏを１６種類の値（０含む）の中から選択することができる。
Moreover, half of the plurality of resistor portions Rb are resistance values different from both, the
以上述べた本実施形態の近接センサによれば、増幅部２３２は、デジタルコードのビットの値に関係なく増幅電流Ｉｂ０を基準電源Ｖｃｃから入力側トランジスタＩＴｒに供給させるオフセット用の増幅回路２３２ａ０を有しているので、出力電流Ｉｏにオフセットを設けることができるから、オフセットを設けない場合に比べて、被検知体と検知コイル１０との距離の分解能（位置精度）を向上することができる。
According to the proximity sensor of the present embodiment described above, the
例えば、検知コイル１０のコンダクタンスＧｃｏｉｌが４００μｓ〜６００μｓの範囲で変化するときに、負性コンダクタンス｜Ｇｏｓｃ｜に４００μｓのオフセットを設け、負性コンダクタンス｜Ｇｏｓｃ｜の変化幅を０〜２００μｓとすれば、負性コンダクタンス｜Ｇｏｓｃ｜の変化幅を０〜６００μｓとする場合に比べれば、デジタルコードのビット数を同じであるにも関わらず、被検知体と検知コイル１０との距離の分解能（位置精度）を３倍ほど向上させることができる。
For example, when the conductance Gcoil of the
なお、本実施形態の近接センサのその他の効果については実施形態９と同様であるから説明を省略する。また、上述したオフセット用の増幅回路２３２ａ０は、実施形態７，８にも設けることができる。
Note that the other effects of the proximity sensor of the present embodiment are the same as those of the ninth embodiment, and a description thereof will be omitted. Further, the above-described offset
（実施形態１１）
本実施形態の近接センサは、図９に示すように、発振回路部２の電流調整部２３と、制御部４の構成が実施形態７と異なっており、その他の構成は実施形態７と同様であるから、同様の構成については実施形態７と同一の符号を付して説明を省略する。
(Embodiment 11)
As shown in FIG. 9, the proximity sensor of the present embodiment is different from the seventh embodiment in the configuration of the
本実施形態における電流調整部２３は、スイッチ制御部２３１を有していない点で実施形態７と異なる。なお、その他の構成は実施形態７と同様であるから、同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。
The
本実施形態における制御部４は、例えばＣＰＵおよびメモリを具備したマイクロコンピュータなどにより構成されており、当該マイクロコンピュータのメモリの記憶領域に、デジタルコードを書き込むデータレジスタ（アキュムレータ）が設けられている。このデータレジスタの総ビット数はデジタルコードの総ビット数に等しく、デジタルコードの第Ｎビットはデータレジスタの第Ｎビットに対応する（ただし、Ｎは０以上の整数）。なお、当該デジタルコードは、上記実施形態１と同様に、モニタ部３の検出結果に基づいて設定されるものである。
The
本実施形態における制御部４には、複数のスイッチＳＷそれぞれに制御信号を出力する複数の制御信号出力部（図示せず）が設けられており、当該複数の制御信号出力部それぞれはデータレジスタの各ビットと一対一で関係付けられている（換言すれば、複数のスイッチＳＷそれぞれはデータレジスタの各ビットと一対一で関係付けられている）。ここで、データレジスタの最下位ビットである第０ビット（ビット番号が０であるビット）がスイッチＳＷ１に、第１ビット（ビット番号が１であるビット）がスイッチＳＷ２に、第２ビット（ビット番号が２であるビット）がスイッチＳＷ３に、最上位ビットである第３ビット（ビット番号が３であるビット）がスイッチＳＷ４にそれぞれ対応している。
The
このような制御信号出力部は、対応するデータレジスタのビット値に応じてスイッチＳＷに制御信号を出力する。例えば、制御信号出力部は、データレジスタのビット値が”１”であればスイッチＳＷをオン、ビット値が”０”であればスイッチＳＷをオフするようにスイッチＳＷに制御信号を出力する。例えば、デジタルコードが、”１０１０”であれば、データレジスタも”１０１０”になり、第１ビットおよび第３ビットそれぞれに関係付けられた各制御信号出力部からはスイッチＳＷをオンにする制御信号が出力され、第０ビットおよび第２ビットそれぞれに関係付けられた各制御信号出力部からはスイッチＳＷをオフにする制御信号が出力される。その結果、スイッチＳＷ２，ＳＷ４はオン、スイッチＳＷ１，ＳＷ３はオフになる。なお、本実施形態では、制御部４から電流調整部２３には制御信号が個別に出力されるが、信号処理部５には、実施形態７と同様にデジタルコードを示すデジタル信号が出力される。
Such a control signal output unit outputs a control signal to the switch SW in accordance with the bit value of the corresponding data register. For example, the control signal output unit outputs a control signal to the switch SW so that the switch SW is turned on when the bit value of the data register is “1” and the switch SW is turned off when the bit value is “0”. For example, if the digital code is “1010”, the data register is also “1010”, and the control signal for turning on the switch SW from each control signal output unit associated with each of the first bit and the third bit. Is output, and a control signal for turning off the switch SW is output from each control signal output unit associated with the 0th bit and the 2nd bit. As a result, the switches SW 2 and SW 4 are turned on and the switches SW 1 and SW 3 are turned off. In the present embodiment, control signals are individually output from the
以上述べた本実施形態の近接センサによれば、スイッチ制御部２３１の構成を省略することができ、データレジスタのビット値によって直接的に発振回路部２の負性コンダクタンスの値を変更することが可能になるから、ハードウェア構成を簡単にすることができて、低コスト化を図ることができる。
According to the proximity sensor of the present embodiment described above, the configuration of the
なお、本実施形態の近接センサのその他の効果については実施形態７と同様であるから説明を省略する。また、本実施形態の電流調整部２３および制御部４の構成は、実施形態８〜１０にも適用することができる。
Note that the other effects of the proximity sensor of the present embodiment are the same as those of the seventh embodiment, and thus description thereof is omitted. Moreover, the structure of the electric
（実施形態１２）
本実施形態の近接センサは、図１０に示すように、モニタ部３および制御部４の構成が実施形態１と異なっており、その他の構成は実施形態１と同様であるから、同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。なお、図１０ではモニタ部３のみを図示している。
Embodiment 12
As shown in FIG. 10, the proximity sensor according to the present embodiment is different from the first embodiment in the configuration of the
本実施形態におけるモニタ部３は、ｎｐｎ形のトランジスタ３０と、抵抗３１と、コンデンサ３２と、Ａ／Ｄコンバータ（アナログ／デジタル変換器）３３とを備えている。ここで、トランジスタ３０と、抵抗３１と、コンデンサ３２とは、ＬＣ共振回路部１の発振振幅ＶＴを検出する検出部を構成しており、当該検出部は、発振振幅ＶＴを示すアナログ信号をＡ／Ｄコンバータに出力する。Ａ／Ｄコンバータ３３は、検出部が出力したアナログ信号を所定の量子化幅でデジタル信号に変換して制御部４に出力する。なお、このようなＡ／Ｄコンバータ３３は従来周知の構成により実現できるから詳細な説明を省略する。
The
本実施形態における制御部４は、発振回路部２の負性コンダクタンスＧｏｓｃが上記臨界値となるようにデジタルコードを設定するにあたって、Ａ／Ｄコンバータ３３が出力した発振振幅ＶＴを示すデジタル信号を利用する。例えば、制御部４は、Ａ／Ｄコンバータ３３より得たデジタル信号と、負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値とコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値が等しいときの発振振幅ＶＴのデジタル信号とを比較し、その差分に応じてデジタルコードを作成する。なお、制御部４のその他の構成については実施形態１と同様であるから、説明を省略する。
The
以上述べた本実施形態の近接センサによれば、モニタ部３は、ＬＣ共振回路部１の発振振幅ＶＴを検出し発振振幅ＶＴを示すアナログ信号を出力する検出部と、当該検出部が出力した発振振幅ＶＴを示すアナログ信号をデジタル信号に変換して制御部４に出力するＡ／Ｄコンバータ３３とを備え、制御部４は、Ａ／Ｄコンバータ３３が出力した発振振幅ＶＴを示すデジタル信号からデジタルコードを作成するから、例えば比較器などを用いて、モニタ部３より得た発振振幅ＶＴが所定値を越えているか、あるいは下回っているかを判断し、その結果に応じて、デジタルコードを設定する場合に比べれば（つまりアナログ演算によってデジタルコードを設定する場合に比べれば）、出力電流Ｉｏをすぐに負性コンダクタンスＧｏｓｃの絶対値がコンダクタンスＧｃｏｉｌの絶対値に等しくなる値に設定できるから、処理速度（出力電流Ｉｏの変化の応答性、追随性）を向上でき、例えば、近接センサの起動時や、被検知体の移動速度が速い場合であっても、迅速に、発振回路部２の負性コンダクタンスをＬＣ共振回路部１が発振可能な臨界値に設定することができ、遅れが生じてしまうことを抑制できる。
According to the proximity sensor of the present embodiment described above, the
なお、本実施形態の近接センサのその他の効果については実施形態１と同様であるから説明を省略する。また、本実施形態のモニタ部３および制御部４の構成は、実施形態２〜１１にも適用することができる。
The other effects of the proximity sensor of the present embodiment are the same as those of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted. Moreover, the structure of the
（実施形態１３）
本実施形態の近接センサは、図１１に示すように制御部４の構成が実施形態１と異なっており、その他の構成については実施形態１と同様であるから同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。なお、図１１では制御部４のみを図示している。
(Embodiment 13)
In the proximity sensor of this embodiment, as shown in FIG. 11, the configuration of the
本実施形態における制御部４は、所定周期でモニタ部３により検出した発振振幅ＶＴと所定の閾値とを比較する比較判定部４０と、タイミング回路４１と、比較判定部４０の比較結果に基づいてデジタルコードを設定する演算処理部４２とにより構成されている。
The
比較判定部４０は、基準電源Ｖｃｃとグラウンドとの間に挿入された抵抗Ｒ１〜Ｒ３の直列回路からなる分圧回路と、第１のコンパレータＣＯＭＰ１と、第２のコンパレータＣＯＭＰ２と、第１の否定ゲート（ＮＯＴゲート、インバータともいう）４０ａと、論理積ゲート（ＡＮＤゲート）４０ｂと、第２の否定ゲート４０ｃとで構成されている。
The
上記分圧回路は、第１のコンパレータＣＯＭＰ１と第２のコンパレータＣＯＭＰ２とに所定の閾値Ｖ１，Ｖ２を与えるためのものであって、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点の電位からなる閾値Ｖ１は発振振幅ＶＴの上限となる値であり、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電位からなる閾値Ｖ２は発振振幅ＶＴの下限となる値である。 The voltage dividing circuit is for giving predetermined threshold values V1 and V2 to the first comparator COMP1 and the second comparator COMP2, and the threshold value V1 composed of the potential at the connection point of the resistors R1 and R2 has an oscillation amplitude. VT is the upper limit value, and the threshold value V2 consisting of the potential at the connection point of the resistors R2 and R3 is the lower limit value of the oscillation amplitude VT.
第１のコンパレータＣＯＭＰ１の非反転入力端子は抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に接続され、反転入力端子はモニタ部３の出力端子に接続されている。したがって、第１のコンパレータＣＯＭＰ１は、モニタ部３で検出した発振振幅ＶＴが閾値Ｖ１以下であれば、ハイレベルの信号を出力し、発振振幅ＶＴが閾値Ｖ１を越えていれば、ロウレベルの信号を出力する。第１のコンパレータＣＯＭＰ１の出力端は、第１の否定ゲート４０ａおよび論理積ゲート４０ｂに接続されている。
The non-inverting input terminal of the first comparator COMP1 is connected to the connection point of the resistors R1 and R2, and the inverting input terminal is connected to the output terminal of the
第２のコンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子は抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点に接続され、非反転入力端子はモニタ部３の出力端子に接続されている。したがって、第２のコンパレータＣＯＭＰ２は、モニタ部３で検出した発振振幅ＶＴが閾値Ｖ２を越えていれば、ハイレベルの信号を出力し、発振振幅ＶＴが閾値Ｖ２以下であれば、ロウレベルの信号を出力する。第２のコンパレータＣＯＭＰ２の出力端は、第２の否定ゲート４０ｃおよび論理積ゲート４０ｂに接続されている。
The inverting input terminal of the second comparator COMP2 is connected to the connection point of the resistors R2 and R3, and the non-inverting input terminal is connected to the output terminal of the
第１の否定ゲート４０ａ、論理積ゲート４０ｂ、および第２の否定ゲート４０ｃそれぞれの出力端は、演算処理部４２に別個に接続されている。
The output terminals of the first
したがって、このような比較判定部４０では、発振振幅ＶＴが閾値Ｖ１超過であれば、第１の否定ゲート４０ａからはハイレベルの信号が出力され、論理積ゲート４０ｂおよび第２の否定ゲート４０ｃからはロウレベルの信号が出力され、発振振幅ＶＴが閾値Ｖ１以下、閾値Ｖ２超過であれば、第１の否定ゲート４０ａおよび第２の否定ゲート４０ｃからはロウレベルの信号が出力され、論理積ゲート４０ｂからはハイレベルの信号が出力され、発振振幅ＶＴが閾値Ｖ２以下であれば、第１の否定ゲート４０ａおよび論理積ゲート４０ｂからはロウレベルの信号が出力され、第２の否定ゲート４０ｃからはハイレベルの信号が出力される。
Therefore, in such a comparison /
タイミング回路部４１は、デジタル信号を出力するタイミング（電流調整部２３のデジタルコードを更新するタイミング）を指示する信号（パルス信号）を所定周波数で出力する発振回路からなり、上記所定周波数は、ＬＣ共振回路部１の発振周波数より低く設定されている。
The
演算処理部４２は、第１の否定ゲート４０ａからハイレベルの信号を受け取ると、帰還電流Ｉｆｂを増加させ、論理積ゲート４０ｂからハイレベルの信号を受け取ると、帰還電流Ｉｆｂを現状のまま維持し、第２の否定ゲート４０ｃからハイレベルの信号を受け取ると、帰還電流Ｉｆｂを減少させるように、出力電流Ｉｏを調整する。つまり、本実施形態における制御部４は、比較判定部４０の比較結果によって出力電流Ｉｏを変更するか否かを決定する。
The
また、演算処理部４２は、出力電流Ｉｏを変更するにあたっては、デジタルコードの最下位ビット（第０ビット）に１を加算、あるいはデジタルコードの最下位ビットより１を減算する。例えば、デジタルコードが’００１０’であるときに、第１の否定ゲート４０ａからハイレベルの信号を受け取ると、デジタルコードの最下位ビットに１を加算して、デジタルコードを’００１１’に設定する一方、第２の否定ゲート４０ｃからハイレベルの信号を受け取ると、デジタルコードの最下位ビットから１を減算して、デジタルコードを’０００１’に設定する。
Further, when changing the output current Io, the
さらに、演算処理部４３は、デジタルコードを示すデジタル信号を出力するにあたっては、タイミング回路部４１よりパルス信号を得た際に、当該デジタル信号を出力するようになっており、これによりタイミング回路部４１の周波数より低い周波数で、演算処理部４３からデジタルコードが出力されないようにしている。なお、実施形態６，１１のように、デジタル信号ではなく制御信号を電流調整部２３に出力する場合には、制御部４は、タイミング回路部４１よりパルス信号を得た際に、制御信号を出力するようにすればよい。
Further, when outputting the digital signal indicating the digital code, the arithmetic processing unit 43 is configured to output the digital signal when the pulse signal is obtained from the
以上述べた本実施形態の近接センサによれば、デジタルコードの最下位ビットに１を加算あるいは減算することによってデジタルコードを変更するので、出力電流Ｉｏの調整時に、オーバーシュートやアンダーシュートが生じてしまうことを防止でき、また、発振振幅からデジタルコードの目標値を直接的に演算する処理を行わなくて済むから、比較判定部４０としては、ＡＤ変換回路やＣＰＵなどの複雑な装置に比べれば安価なウィンドウコンパレータを用いることができるようになって、低コスト化が図れる。
According to the proximity sensor of the present embodiment described above, since the digital code is changed by adding or subtracting 1 to the least significant bit of the digital code, overshoot or undershoot occurs when adjusting the output current Io. In addition, since it is not necessary to perform processing for directly calculating the target value of the digital code from the oscillation amplitude, the comparison /
また、制御部４は、タイミング回路部４３よりパルス信号が入力された際にデジタルコードを示すデジタル信号を出力するようになっており、タイミング回路部４３からパルス信号が出力される周波数はＬＣ共振回路部１の発振周波数より低くしているので、ＬＣ共振回路部１の発振周期より短い時間間隔でデジタルコードが電流調整部２３に与えられることがなく、電流調整部２３の出力電流Ｉｏを変更したことに起因するＬＣ共振回路部１の発振を防止でき、安定した制御が行えるようになる。
The
なお、本実施形態の近接センサのその他の効果については実施形態１と同様であるから説明を省略する。 The other effects of the proximity sensor of the present embodiment are the same as those of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
ところで、比較判定部４０の構成は、図１１に示すものに限定されず、例えば、単にモニタ部３で検出した発振振幅と所定の閾値を越えているか否かを判定するだけのものであってもよく、このような場合であっても、発振振幅からデジタルコードの目標値を直接的に演算する処理を行わなくて済み、比較判定部４０としては、ＡＤ変換回路やＣＰＵなどの複雑な装置に比べれば安価なコンパレータを用いることができるから、低コスト化が図れる。また、本実施形態の制御部４の構成は、実施形態２〜１２にも適用することができる。
By the way, the configuration of the
（実施形態１４）
本実施形態の近接センサは、図１２に示すように、温度検知部となる温度センサ６を備えている点と、信号処理部５の構成とが実施形態１と異なっており、その他の構成については実施形態１と同様であるから同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。なお、図１２では温度センサ６と信号処理部５のみを図示している。
(Embodiment 14)
As shown in FIG. 12, the proximity sensor of the present embodiment is different from the first embodiment in that it includes a
温度センサ６は、サーミスタなどの従来周知の感熱素子を用いて構成されている。このような温度センサ６は、周囲の温度、例えば検知コイル１０の周囲の温度を検知するために、検知コイル１０の近傍に配置されている。なお、温度センサ６は、状況に応じて好適な位置に配置すればよい。
The
本実施形態における信号処理部５は、制御部４より出力されたデジタル信号よりデジタルコードを取得し、取得したデジタルコードにより表される値に温度センサ６で検知した温度に対応する補正温度係数（補正係数）を乗じることで温度補償を行う温度補償部５０を備える。また、信号処理部５は、デジタルコードに所定の加算値を加算するオフセット処理と、デジタルコードに所定の乗算値を乗算するゲイン処理とが実行可能である出力調整部５１を有している。なお、温度補償部５０や出力調整部５１は、プログラムなどにより実現されていてもよいし、回路により構成されていてもよい。
The
さらに、信号処理部５は、温度補償部５０による温度補償および出力調整部５１による調整が行われたデジタルコードに基づいて、検知コイル１０と被検知体との距離を示す検知信号を作成する出力回路部５２を有している。出力回路部５２において、検知信号を作成するにあたっては、実施形態１で述べたように、デジタルコードと、被検知体と検知コイル１０との距離との関係を示すデータテーブルや、デジタルコードにより表される値を被検知体と検知コイル１０との距離に変換する演算式などを利用することができる。
Further, the
また、信号処理部５は、ＥＥＰＲＯＭなどの書き換え可能な不揮発性メモリからなる記憶部５３を有し、当該記憶部５３には、温度補償部５０で使用する補正温度係数のデータテーブルと、出力調整部５１で使用する加算値や乗算値が記憶されている。このような記憶部５３に記憶されている補正温度係数のデータテーブルや、加算値、乗算値はいずれも変更可能としている。
Further, the
上述した温度補償部５０は、デジタルコードが入力されると、記憶部５３に記憶されている補正温度係数のデータテーブルから、温度センサ６の検知温度に対応する補正温度係数を取得し、取得した補正温度係数とデジタルコードにより表される値との乗算を行い、その結果を、新たなデジタルコードとして出力する。なお、温度補償部５０で使用する補正温度係数は、検知コイル１０や、被検知体、発振回路部２などの回路の温度特性を考慮して設定された値であって、リファレンスなどを用いた温度測定の結果などから求めることができる。
When the digital code is input, the
出力調整部５１は、デジタルコードが入力されると、上述したオフセット処理とゲイン処理との少なくとも一方を実行し、得られた結果を、新たなデジタルコードとして出力する。ここで、オフセット処理に使用される加算値は、デジタルコードにより表される値に加算される正または負の値であり、乗算値は、デジタルコードにより表される値に乗算される値（つまり倍率を指定する値）である。したがって、デジタルコードにより表される値を正側にシフトさせたい場合には、加算値を正の値に設定し、デジタルコードの値を負側にシフトさせたい場合には、加算値を負の値に設定すればよい。また、デジタルコードにより表される値同士の差を大きくしたい場合には、乗算値を１より大きい値に設定すればよく、デジタルコードにより表される値同士の差を小さくしたい場合には、乗算値を０以上１未満の値に設定すればよい。
When the digital code is input, the
このような出力調整部５１によるオフセット処理やゲイン処理は、例えば、出力回路部５２が出力する検知信号が取り得る値を所望の範囲内の値に設定することを目的として行われる。例えば、近接センサの使用状況（例えば被検知体の材料の種類）によっては、デジタルコードより得た検知信号の大きさが、出力回路部５２により出力可能な大きさより大きく、検知信号が飽和（サチュレーション）してしまい、検知コイル１０と被検知体との距離が得られなくなってしまうおそれがある。このような場合には、出力調整部５１によりデジタルコードにより表される値を調整して検知信号の大きさを出力回路部５２により出力可能な大きさの範囲内に収まるようにすることで、検知信号の飽和に起因する不具合を防止できる。
Such offset processing and gain processing by the
以上述べた本実施形態の近接センサによれば、温度センサ６で検知した温度に応じてデジタルコード（により表される値）が補正されるから、検知コイル１０や、被検知体、発振回路部２などの回路の温度特性に起因する検知精度の悪化を防止でき、検知精度の向上が図れる。さらに、温度補償部５０における補正温度係数は変更可能（書き換え可能）であるから、製品毎に、検知コイル１０の特性や、検知コイル１０と被検知体との相対位置、発振回路部２などの回路の温度特性にばらつきがあっても、このようなばらつきによって製品毎に検知信号の値が異なってしまうことを防止でき、いずれの製品においても所望の検知信号を得ることが可能となる。
According to the proximity sensor of the present embodiment described above, the digital code (value represented by) is corrected according to the temperature detected by the
また、オフセット処理やゲイン処理を実行することによって、デジタルコードにより表される値を任意に調整することができるから、検知信号の値を所望の範囲内の値とすることができる。その上、オフセット処理で用いる加算値や、ゲイン処理で用いる乗算値は変更可能（書き換え可能）であるから、製品毎に、検知コイル１０の特性や、検知コイル１０と被検知体との相対位置、発振回路部２などの回路の特性にばらつきがあっても、このようなばらつきによって製品毎に検知信号の値の範囲が異なってしまうことを防止でき、いずれの製品においても検知信号の値を所望の範囲内の値とすることが可能となる。
Further, the value represented by the digital code can be arbitrarily adjusted by executing the offset process and the gain process, so that the value of the detection signal can be set to a value within a desired range. In addition, since the addition value used in the offset process and the multiplication value used in the gain process can be changed (rewritable), the characteristics of the
なお、本実施形態の近接センサのその他の効果については実施形態１と同様であるから説明を省略する。 The other effects of the proximity sensor of the present embodiment are the same as those of the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
ところで、本実施形態における信号処理部５は、温度補償部５０と、出力調整部５１との両方を備えているが、必ずしも両方を備えている必要はなく、温度補償部５０と出力調整部５１とのいずれか一方のみを備えているようなものであってもよい。また、本実施形態における信号処理部５の構成は実施形態２〜１３にも適用することができる。
By the way, the
１ ＬＣ共振回路
２ 発振回路部
３ モニタ部
４ 制御部
５ 信号処理部
６ 温度センサ（温度検知部）
１０ 検知コイル
１１ コンデンサ
２１ レベルシフト回路
２３ 電流調整部
２４ カレントミラー回路部
３３ Ａ／Ｄコンバータ
４０ 比較判定部
４１ タイミング回路
４２ 演算処理部
５０ 温度補償部
５１ 出力調整部
２３０ カレントミラー回路部
２３２ 増幅部
２３２ａ 増幅回路
ＩＴｒ 入力側カレントミラートランジスタ
ＯＴｒ 出力側カレントミラートランジスタ
ＢＴｒ 増幅用トランジスタ
ＳＷ スイッチ
Ｖｃｃ 基準電源
Ｒｍ 抵抗部（ミラー電流制限用の抵抗部）
Ｒｂ 抵抗部（増幅電流制限用の抵抗部）
DESCRIPTION OF
DESCRIPTION OF
Rb resistor (resistor for limiting amplification current)
Claims (23)
前記発振回路部は、前記制御部で設定されたデジタルコードに対応した出力電流を出力するＤ／Ａコンバータよりなる電流調整部を有し、前記電流調整部の出力電流を帰還電流として前記ＬＣ共振回路部に供給し、
前記制御部は、前記発振回路部の負性コンダクタンスが前記臨界値となるように前記デジタルコードを設定し、
前記信号処理部は、前記制御部で設定された前記デジタルコードに基づいて前記検知信号を作成し、
前記電流調整部は、前記ＬＣ共振回路部の発振電圧に応じた電流を基準電流とする入力側カレントミラートランジスタ、および前記基準電流に比例した大きさのミラー電流を基準電源から前記ＬＣ共振回路部に供給させる複数の出力側カレントミラートランジスタを有し、前記基準電源から前記ＬＣ共振回路部に供給される前記ミラー電流を加算して前記出力電流を作成するカレントミラー回路部と、前記デジタルコードに基づいて制御され前記ミラー電流を前記ＬＣ共振回路部に供給するか否かを決定する複数のスイッチとを有していることを特徴とする近接センサ。 An LC resonance circuit consisting of the sensing coil and a capacitor used in the detection of the detected body, and the oscillation circuit for oscillating the LC resonant circuit, and a monitor section for detecting the oscillation amplitude of the LC resonant circuit, said monitor and a control unit for said negative conductance LC resonant circuit of the oscillator circuit portion on the basis of the oscillation amplitude detected is set to the oscillation can be critical value in parts, detecting that indicates the distance between the sensing coil and the detected object A signal processing unit for creating a signal,
The oscillation circuit includes a current controller composed of D / A converter for outputting an output current corresponding to the digital code set by the control unit, the LC resonant output currents of the current controller as the feedback current To the circuit section,
Wherein the control unit, the negative conductance of the oscillation circuit unit sets the digital code such that the critical value,
The signal processing unit creates said detection signal based on the digital code set by the control unit,
The current adjustment unit includes an input side current mirror transistor having a current corresponding to an oscillation voltage of the LC resonance circuit unit as a reference current, and a mirror current having a magnitude proportional to the reference current from a reference power source to the LC resonance circuit unit. A plurality of output-side current mirror transistors to be supplied to the current mirror circuit unit for adding the mirror current supplied from the reference power source to the LC resonance circuit unit to create the output current, and the digital code And a plurality of switches that are controlled based on whether the mirror current is supplied to the LC resonance circuit unit .
前記複数の抵抗部のうちの少なくとも１つは抵抗値が他と異なっていることを特徴とする請求項１〜３のうちいずれか１項記載の近接センサ。 The current mirror circuit unit includes a plurality of mirror current limiting resistors inserted individually between the plurality of output-side current mirror transistors and the reference power supply,
Proximity sensor of any one of claims 1 to 3, at least one, characterized in that the resistance value is different from the other of said plurality of resistance portions.
前記制御部は、前記スイッチに関係付けられたビットの値に基づいて前記スイッチを制御し、
前記デジタルコードにおいてビット番号が０であるビットに関係付けられた前記スイッチにより前記ＬＣ共振回路部に供給するか否かが決定されるミラー電流を基準ミラー電流とした場合に、ビット番号が０以外であるビットに関係付けられた前記スイッチにより前記ＬＣ共振回路部に供給するか否かが決定されるミラー電流と基準ミラー電流との比が、このスイッチに対応するビットのビット番号を指数として２を累乗した値であることを特徴とする請求項１〜６のうちいずれか１項記載の近接センサ。 Each of the plurality of switches is associated one-to-one with the bits of the digital code;
The controller controls the switch based on the value of a bit associated with the switch;
When the mirror current determined by the switch associated with the bit whose bit number is 0 in the digital code is supplied to the LC resonance circuit unit is a reference mirror current, the bit number is other than 0 The ratio of the mirror current and the reference mirror current, which is determined whether or not to be supplied to the LC resonance circuit unit by the switch related to the bit, is 2 with the bit number of the bit corresponding to this switch as an index. proximity sensor of any one of claims 1 to 6, characterized in that a power value of.
前記発振回路部は、前記制御部で設定されたデジタルコードに対応した出力電流を出力するＤ／Ａコンバータよりなる電流調整部を有し、前記電流調整部の出力電流に正比例する帰還電流を前記ＬＣ共振回路部に供給し、
前記制御部は、前記発振回路部の負性コンダクタンスが前記臨界値となるように前記デジタルコードを設定し、
前記信号処理部は、前記制御部で設定された前記デジタルコードに基づいて前記検知信号を作成し、
前記発振回路部は、前記電流調整部の前記出力電流を基準電流とする入力側カレントミラートランジスタと、前記基準電流に比例した大きさの帰還電流を基準電源から前記ＬＣ共振回路部に供給させる出力側カレントミラートランジスタとを有したカレントミラー回路部を有し、
前記電流調整部は、前記ＬＣ共振回路部の発振電圧に応じた増幅電流を前記基準電源から前記入力側カレントミラートランジスタに供給させる複数の増幅回路を有し、前記基準電源から前記入力側カレントミラートランジスタに供給される増幅電流を加算して前記出力電流を作成する増幅部と、前記デジタルコードに基づいて制御され前記増幅電流を前記入力側カレントミラートランジスタに供給するか否かを決定する複数のスイッチとを有していることを特徴とする近接センサ。 An LC resonance circuit unit including a detection coil and a capacitor used for detection of the detection target, an oscillation circuit unit that oscillates the LC resonance circuit unit, a monitor unit that detects an oscillation amplitude of the LC resonance circuit unit, and the monitor A control unit that sets a negative conductance of the oscillation circuit unit to a critical value that can be oscillated by the LC resonance circuit unit based on the oscillation amplitude detected by the unit, and a detection that indicates a distance between the detected object and the detection coil A signal processing unit for creating a signal,
The oscillation circuit unit includes a current adjustment unit including a D / A converter that outputs an output current corresponding to the digital code set by the control unit, and a feedback current that is directly proportional to the output current of the current adjustment unit. Supplied to the LC resonance circuit,
The control unit sets the digital code so that the negative conductance of the oscillation circuit unit becomes the critical value,
The signal processing unit creates the detection signal based on the digital code set by the control unit,
The oscillation circuit unit includes an input-side current mirror transistor that uses the output current of the current adjustment unit as a reference current, and an output that supplies a feedback current having a magnitude proportional to the reference current from a reference power source to the LC resonance circuit unit. A current mirror circuit section having a side current mirror transistor;
The current adjustment unit includes a plurality of amplifier circuits that supply an amplification current corresponding to an oscillation voltage of the LC resonance circuit unit from the reference power source to the input-side current mirror transistor, and from the reference power source to the input-side current mirror An amplifying unit that adds the amplified current supplied to the transistor to create the output current; and a plurality of units that are controlled based on the digital code and determine whether to supply the amplified current to the input-side current mirror transistor proximity sensor characterized in that a switch.
前記増幅回路は、一対の被制御電極の一方が前記入力側カレントミラートランジスタに、前記一対の被制御電極の他方が基準電位に、前記一対の被制御電極間の通電量を制御する制御電極が前記レベルシフト回路の出力端にそれぞれ電気的に接続された増幅用トランジスタを有し、
前記スイッチは、前記基準電位と前記他方の被制御電極との間、あるいは前記レベルシフト回路の出力端と前記制御電極との間に挿入されていることを特徴とする請求項９記載の近接センサ。 The oscillation circuit unit includes a level shift circuit that level-shifts the oscillation voltage of the LC resonance circuit unit,
In the amplifier circuit, one of a pair of controlled electrodes has the input side current mirror transistor, the other of the pair of controlled electrodes has a reference potential, and a control electrode for controlling an energization amount between the pair of controlled electrodes Amplifying transistors electrically connected to the output terminals of the level shift circuit,
10. The proximity sensor according to claim 9 , wherein the switch is inserted between the reference potential and the other controlled electrode, or between the output terminal of the level shift circuit and the control electrode. .
前記増幅回路は、一対の被制御電極の一方が前記入力側カレントミラートランジスタに、前記一対の被制御電極の他方が基準電位に、前記一対の被制御電極間の通電量を制御する制御電極が前記レベルシフト回路の出力端にそれぞれ電気的に接続された増幅用トランジスタと、前記増幅用トランジスタの前記他方の被制御電極と前記基準電位との間に挿入された増幅電流制限用の抵抗部とを有し、
前記複数の抵抗部のうちの少なくとも１つは抵抗値が他と異なっていることを特徴とする請求項９〜１１のうちいずれか１項記載の近接センサ。 The oscillation circuit unit includes a level shift circuit that level-shifts the oscillation voltage of the LC resonance circuit unit,
In the amplifier circuit, one of a pair of controlled electrodes has the input side current mirror transistor, the other of the pair of controlled electrodes has a reference potential, and a control electrode for controlling an energization amount between the pair of controlled electrodes An amplifying transistor electrically connected to an output terminal of the level shift circuit, and an amplifying current limiting resistor inserted between the other controlled electrode of the amplifying transistor and the reference potential; Have
The proximity sensor according to any one of claims 9 to 11, wherein at least one of the plurality of resistance portions has a resistance value different from others .
前記制御部は、前記スイッチに関係付けられたビットの値に基づいて前記スイッチを制御し、
前記デジタルコードにおいてビット番号が０であるビットに関係付けられた前記スイッチにより前記入力側カレントミラートランジスタに供給するか否かが決定される増幅電流を基準増幅電流とした場合に、ビット番号が０以外であるビットに関係付けられた前記スイッチにより前記入力側カレントミラートランジスタに供給するか否かが決定される増幅電流と基準増幅電流との比が、このスイッチに対応するビットのビット番号を指数として２を累乗した値であることを特徴とする請求項１２記載の近接センサ。 Each of the plurality of switches is associated one-to-one with the bits of the digital code;
The controller controls the switch based on the value of a bit associated with the switch;
The bit number is 0 when the amplified current determined by the switch associated with the bit having the bit number 0 in the digital code is supplied to the input side current mirror transistor is a reference amplified current. The ratio of the amplification current and the reference amplification current, which is determined whether or not to be supplied to the input-side current mirror transistor by the switch related to the bit other than the bit number of the bit corresponding to this switch, is an index. The proximity sensor according to claim 12, wherein the value is a power of 2 .
前記制御部は、前記モニタ部で検出した前記発振振幅が所定の閾値を越えているか否かを判定する比較判定部と、前記比較判定部により前記所定の閾値を越えていると判定されると前記デジタルコードを変更し、前記比較判定部により前記所定の閾値を越えていないと判定されると前記デジタルコードを変更しない演算処理部とを有し、
前記演算処理部は、前記デジタルコードを変更するにあたっては、前記デジタルコードの最下位ビットに１を加算あるいは減算することを特徴とする請求項１〜１５のうちいずれか１項記載の近接センサ。 The current adjustment unit monotonously increases the output current according to the digital code,
When the control unit determines that the oscillation amplitude detected by the monitor unit exceeds a predetermined threshold value, and the comparison determination unit determines that the predetermined threshold value is exceeded. An arithmetic processing unit that changes the digital code and does not change the digital code when the comparison determination unit determines that the predetermined threshold is not exceeded,
The proximity sensor according to claim 1 , wherein the arithmetic processing unit adds or subtracts 1 to the least significant bit of the digital code when changing the digital code .
前記制御部は、前記発振振幅の上限となる上限閾値と下限となる下限閾値とを有し、前記モニタ部で検出した発振振幅が上限閾値を越えているか、下限閾値を下回っているか、上限閾値と下限閾値との間に収まっているかを判定する比較判定部と、前記比較判定部により上限閾値を越えていると判定されると前記デジタルコードを減少させ、下限閾値を下回っていると判定されると前記デジタルコードを増加させ、上限閾値と下限閾値との間に収まっていると判定されると前記デジタルコードを変更しない演算処理部とを有し、
前記演算処理部は、前記デジタルコードを減少させるにあたっては、前記デジタルコードの最下位ビットより１を減算し、前記デジタルコードを増加させるにあたっては、前記デジタルコードの最下位ビットに１を加算することを特徴とする請求項１〜１５のうちいずれか１項記載の近接センサ。 The current adjustment unit is monotonously increases the output current in response to said digital code,
The control unit has an upper limit threshold that is an upper limit of the oscillation amplitude and a lower limit threshold that is a lower limit, and whether the oscillation amplitude detected by the monitor unit exceeds the upper limit threshold or falls below the lower limit threshold, And a comparison / determination unit that determines whether the value falls between the lower limit threshold value and the comparison / determination unit determines that the upper limit threshold value is exceeded. Then, the digital code is increased, and an arithmetic processing unit that does not change the digital code when it is determined that the digital code is between the upper limit threshold and the lower limit threshold ,
The arithmetic processing unit subtracts 1 from the least significant bit of the digital code when decreasing the digital code, and adds 1 to the least significant bit of the digital code when increasing the digital code. proximity sensor of any one of claims 1 to 1 5, characterized in.
前記所定周波数は、前記ＬＣ共振回路部の発振周波数より低いことを特徴とする請求項１〜１７のうちいずれか１項記載の近接センサ。 The control unit includes a timing circuit that outputs a signal indicating a timing of giving the digital code to the current adjustment unit at a predetermined frequency;
The proximity sensor according to any one of claims 1 to 17 , wherein the predetermined frequency is lower than an oscillation frequency of the LC resonance circuit unit .
前記信号処理部は、前記デジタルコードに前記温度検知部で検知した温度に対応する補正温度係数を乗じることで温度補償を行う温度補償部を有していることを特徴とする請求項１〜２０のうちいずれか１項記載の近接センサ。 It has a temperature detector that detects the ambient temperature,
The signal processing unit according to claim, characterized in that a temperature compensation unit which performs temperature compensation by multiplying the correction temperature coefficient corresponding to the temperature detected the to the digital code by the temperature detector 20 The proximity sensor according to any one of the above.
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008125238A JP4981745B2 (en) | 2008-05-12 | 2008-05-12 | Proximity sensor |
| US12/679,157 US8432169B2 (en) | 2007-09-20 | 2008-09-19 | Proximity sensor |
| PCT/JP2008/066956 WO2009038159A1 (en) | 2007-09-20 | 2008-09-19 | Proximity sensor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008125238A JP4981745B2 (en) | 2008-05-12 | 2008-05-12 | Proximity sensor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2009278196A JP2009278196A (en) | 2009-11-26 |
| JP4981745B2 true JP4981745B2 (en) | 2012-07-25 |
Family
ID=41443246
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008125238A Expired - Fee Related JP4981745B2 (en) | 2007-09-20 | 2008-05-12 | Proximity sensor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4981745B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6923849B2 (en) * | 2018-01-29 | 2021-08-25 | オムロン株式会社 | How to change the proximity sensor and detection distance |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5842925B2 (en) * | 1978-09-11 | 1983-09-22 | オムロン株式会社 | Proximity switch |
| JPH05315929A (en) * | 1992-05-12 | 1993-11-26 | Seiko Instr Inc | Object proximity detector |
| JP3440518B2 (en) * | 1993-11-26 | 2003-08-25 | オムロン株式会社 | Proximity switch |
| JPH0888555A (en) * | 1994-09-14 | 1996-04-02 | Omron Corp | Proximity sensor |
| JP4385825B2 (en) * | 2004-03-31 | 2009-12-16 | オムロン株式会社 | Proximity sensor |
-
2008
- 2008-05-12 JP JP2008125238A patent/JP4981745B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2009278196A (en) | 2009-11-26 |
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Legal Events
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|
| A977 | Report on retrieval |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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