JP3738014B2

JP3738014B2 - Switching power supply soft start method, output control circuit, and switching power supply

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Publication number: JP3738014B2
Application number: JP2003090957A
Authority: JP
Inventors: 考一今井; 武上松; 浩司川崎; 幸一郎三浦; 研松浦
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2003-03-28
Filing date: 2003-03-28
Publication date: 2006-01-25
Anticipated expiration: 2023-03-28
Also published as: JP2004297985A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、スイッチング電源のソフトスタートに関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源の起動時に、出力電圧のオーバーシュートや、スイッチング電源または負荷における過電流の発生を防止するため、スイッチング電源のソフトスタートを実行する技術が知られている（例えば、特許文献１）。
【０００３】
【特許文献１】
特開２０００−１７１７５０号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
この発明は、スイッチング電源のソフトスタート中における出力電圧のオーバーシュートおよびアンダーシュートを抑えることを課題とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る方法は、スイッチング電源においてソフトスタートを実行する。スイッチング電源は、スイッチングパルスに応答して入力電圧をスイッチングし、出力電圧を生成する。本発明に係る方法は、昇圧ステップおよびパルス幅変調制御ステップを有している。昇圧ステップは、スイッチング電源の起動後、固定のパルス幅を有するスイッチングパルスに応答してスイッチング電源の入力電圧をスイッチングし、スイッチング電源の出力電圧を中間値まで単調増加させる。パルス幅変調制御ステップは、パルス幅変調制御により決定される可変のパルス幅を有するスイッチングパルスに応答してスイッチング電源の入力電圧をスイッチングし、スイッチング電源の出力電圧を上記の中間値から目標値まで増加させる。
【０００６】
起動直後からパルス幅変調制御を開始する従来のソフトスタートでは、起動後すぐに出力電圧が発生しないために、オーバーシュートおよびアンダーシュートが起きやすい。これに対し、本発明のソフトスタート方法では、パルス幅変調制御を行うことなく固定のパルス幅を有するスイッチングパルスを用いて入力電圧をスイッチングし、出力電圧を単調増加させてから、パルス幅変調制御を開始する。したがって、出力電圧にオーバーシュートおよびアンダーシュートが生じにくい。
【０００７】
本発明の方法は、昇圧ステップの前にパルス幅決定ステップを備えていてもよい。パルス幅決定ステップは、スイッチング電源が起動されると、出力電圧の発生の有無を測定しながらスイッチングパルスの幅を徐々に大きくし、出力電圧が検出されると、スイッチングパルスの幅を固定する。昇圧ステップは、パルス幅決定ステップによって固定されたパルス幅を有するスイッチングパルスに応答して入力電圧をスイッチングする。パルス幅決定ステップによって、出力電圧が発生する最小のスイッチングパルス幅が特定される。昇圧ステップでは、このような最小のパルス幅を有するスイッチングパルスを用いて出力電圧を増加させる。このため、出力電圧の急激な増加、ならびにそれに伴うオーバーシュートおよびアンダーシュートがいっそう確実に防止される。
【０００８】
スイッチング電源は、入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、スイッチング素子に接続されたインダクタおよびコンデンサからなる平滑回路と、を備えていてもよい。昇圧ステップは、以下の式で示される時間ｔｐ以内の時間にわたって入力電圧をスイッチングしてもよい。
【０００９】
【数５】

ここで、Ｌは前記インダクタのインダクタンス、Ｃは前記コンデンサの静電容量、Ｒは内部抵抗である。スイッチング電源内で、インダクタ、コンデンサおよび内部抵抗はＬＣＲフィルタを構成する。ＬＣＲフィルタのステップ応答によれば、出力電圧は昇圧ステップの開始から時間ｔｐまでは単調増加し、その後、減少する。したがって、ｔｐ以内の時間にわたって入力電圧をスイッチングすれば、出力電圧の下降が防止される。
【００１０】
パルス幅変調制御ステップは、基準値と前記出力電圧との差が小さくなるように基準値と出力電圧との差分に応じたパルス幅を有するスイッチングパルスを生成してもよい。パルス幅変調制御ステップは、基準値の初期値として、以下の式で示されるＶｒｅｆ０を使用してもよい。
【００１１】
【数６】

ここで、Ｖｑは昇圧ステップの終了時におけるスイッチング電源の出力電圧、Ｖｉｎはスイッチング電源の入力電圧、Ｇはパルス幅変調制御の制御係数である。昇圧ステップの終了時の出力電圧を用いて初期基準値Ｖｒｅｆ０が算出されるので、昇圧ステップからパルス幅変調制御ステップの移行時にも出力電圧が連続的に上昇する。これにより、起動中の出力電圧の下降、ならびに出力電圧のオーバーシュートおよびアンダーシュートが防止される。
【００１２】
パルス幅変調制御ステップは、基準値を初期値Ｖｒｅｆ０から所定の傾きで上昇させながら入力電圧をスイッチングしてもよい。傾きを適切に設定すれば、出力電圧のオーバーシュートおよびアンダーシュートを発生させることなく、出力電圧を目標値に到達させることができる。
【００１３】
昇圧ステップは、パルス幅変調制御ステップにおけるスイッチングパルスの周期よりも長い周期を有するスイッチングパルスを生成してもよい。昇圧ステップではパルス幅が固定されているので、周期が長ければ、それに応じてスイッチングパルスの時比率が小さくなる。小さな時比率で入力電圧をスイッチングすれば、出力電圧も小さい。この結果、出力電圧の急激な増加、ならびにそれに伴うオーバーシュートおよびアンダーシュートが防止される。
【００１４】
この発明の出力制御回路は、スイッチング電源でのソフトスタートを制御する。スイッチング電源は、スイッチングパルスに応答して入力電圧をスイッチングし、出力電圧を生成する。出力制御回路は、固定のパルス幅を有するスイッチングパルスを生成する第１のパルス発生回路と、パルス幅変調制御により決定される可変のパルス幅を有するスイッチングパルスを生成する第２のパルス発生回路とを備えている。出力制御回路は、昇圧ステップおよびパルス幅変調制御ステップとを実行する。昇圧ステップにおいて出力制御回路は、スイッチング電源が起動されると、第１パルス発生回路によって生成されるスイッチングパルスをスイッチング電源に供給して入力電圧をスイッチングし、出力電圧を中間値まで単調増加させる。パルス幅変調制御ステップにおいて出力制御回路は、第２パルス発生回路によって生成されるスイッチングパルスをスイッチング電源に供給して入力電圧をスイッチングし、出力電圧を中間値から目標値まで増加させる。
【００１５】
この出力制御回路は、上記のソフトスタート方法を実行する。したがって、ソフトスタート中に出力電圧のオーバーシュートおよびアンダーシュートが生じにくい。
【００１６】
出力制御回路は、第１パルス発生回路にスイッチングパルスのパルス幅を指示するパルス幅指示回路をさらに備えていてもよい。第１パルス発生回路は、パルス幅指示回路によって指示されたパルス幅を有するスイッチングパルスを生成する。パルス幅指示回路は、スイッチング電源が起動されると、出力電圧の発生の有無を測定しながらパルス幅を徐々に大きくし、出力電圧が検出されると、パルス幅を固定してもよい。この場合、パルス幅指示回路によって、出力電圧が発生する最小のスイッチングパルス幅が特定される。昇圧ステップでは、このような最小のパルス幅を有するスイッチングパルスを用いて出力電圧を増加させる。このため、出力電圧の急激な増加、ならびにそれに伴うオーバーシュートおよびアンダーシュートがいっそう確実に防止される。
【００１７】
第１パルス発生回路は、第２パルス発生回路によって生成されるスイッチングパルスの周期よりも長い周期を有するスイッチングパルスを生成してもよい。この長い周期を有するスイッチングパルスが昇圧ステップで使用される。昇圧ステップではパルス幅が固定されているので、周期が長ければ、それに応じてスイッチングパルスの時比率が小さくなる。小さな時比率で入力電圧をスイッチングすれば、出力電圧も小さい。この結果、出力電圧の急激な増加、ならびにそれに伴うオーバーシュートおよびアンダーシュートが防止される。
【００１８】
この発明のスイッチング電源は、入力電圧をスイッチングして目標値の出力電圧を生成する。このスイッチング電源は、スイッチングパルスに応答して入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、スイッチングパルスを生成してスイッチング素子に供給する上記の出力制御回路とを備えている。
【００１９】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態を説明する前に、本発明の背景と概要を説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータなどのスイッチング電源には、その起動直後からパルス幅変調（Pulse Width Modulation：ＰＷＭ）制御を実行して出力電圧を制御する機能を備えているものがある。このような機能はソフトスタートとして知られている。
【００２０】
しかし、本発明者は、起動直後からＰＷＭ制御を実行するとスイッチング電源内の回路素子の過渡的な電気特性によって出力電圧に好ましくない変動が生じるという問題点を見いだした。以下では、図７を参照しながら、このような従来のソフトスタートの問題点を説明する。図７は、従来のソフトスタートにおける出力電圧の経時変化を示している。図７には、ＰＷＭ制御で使用される基準電圧値Ｖｒｅｆの経時変化も示されている。図７の横軸は時間であり、縦軸は電圧である。図中の実線は、出力電圧Ｖｏｕｔの変化を示し、波線は、基準値Ｖｒｅｆの変化を示している。
【００２１】
従来のソフトスタートでは、基準値Ｖｒｅｆを０Ｖから一定の傾きで目標値Ｖｔまで単調増加させる。ＰＷＭ制御では、スイッチングパルスの時比率を基準値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの差が小さくなるように決定する。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔは基準値Ｖｒｅｆに追従して徐々に上昇する。
【００２２】
しかし、従来のソフトスタートでは、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｔに達する途中、出力電圧Ｖｏｕｔにオーバーシュート８１およびアンダーシュート８２が発生する。この結果、出力電圧Ｖｏｕｔは基準値Ｖｒｅｆを中心として大きく振動する。このような出力電圧の振動は、スイッチング電源によって電圧が印可される負荷の動作を不安定にする。また、近年では、出力電圧が目標値に到達するまでの期間中に出力電圧が下降する期間が存在してはならないと規定される負荷が増えている。このような負荷の例としては、ＣＰＵ、ＰＬＤおよびＤＳＰが挙げられる。アンダーシュート８２の発生は、このような負荷に関する要求を満たさない。
【００２３】
本発明者は、従来のソフトスタートによって出力電圧が振動する原因がスイッチング電源に含まれる回路素子の電気特性にあることを見いだした。以下では、図８を参照しながら、出力電圧の振動の原因を説明する。
【００２４】
スイッチング電源内の出力制御回路は、通常、フィルタ（ＯＰアンプ）を通してスイッチング電源の出力電圧を受け取り、ＰＷＭ制御を実行する。図８は、そのフィルタの入出力特性を示している。図中、実線はフィルタの出力電圧を示し、波線はフィルタの入力電圧を示す。図８に示されるように、フィルタは不感帯を有している。つまり、入力電圧が過度に低いとき、入力電圧が出力電圧に反映されず、出力電圧が入力電圧によらずに０Ｖとなる期間がフィルタには存在する。このフィルタの入力電圧は、スイッチング電源の出力電圧である。したがって、従来の出力制御回路は、起動直後の出力電圧が低い期間は、スイッチング電源の出力電圧が存在するにもかかわらず、出力電圧が存在しないとしてＰＷＭ制御を実行してしまう。
【００２５】
不感帯は、フィルタ以外の回路素子にも存在する。図９は、従来のスイッチング電源の一部を示すブロック図である。スイッチング電源は、スイッチングパルスに応答して入力電圧Ｖｉｎをスイッチングするスイッチング素子２および３を有している。このスイッチング素子としては、通常、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）が使用される。スイッチングパルスは、スイッチングパルス制御器１２およびＦＥＴ駆動回路１３によって生成される。ＦＥＴ駆動回路１３は、パルス幅Ｗｉｎを有するスイッチングパルスをＦＥＴ２および３に供給する。このＦＥＴ２および３は、このスイッチングパルスに応答して直流入力電圧Ｖｉｎをスイッチングし、パルス状の電圧を生成する。図９では、このパルス電圧の幅が符号Ｗｏｕｔによって示されている。
【００２６】
ＦＥＴ駆動回路１３のDEADTIME CONTROLや、ＦＥＴ２および３のゲート・ドレイン間容量や、ＦＥＴ２および３中の配線に生じるインダクタンスが原因で、ＦＥＴ駆動回路１２、ならびにＦＥＴ２および３に不感帯が生じる。この不感帯が原因で、スイッチング電源の起動時においてパルス幅Ｗｉｎが過度に短いときに、スイッチングにより生成されるパルス電圧にこのパルス幅Ｗｉｎが正しく反映されず、出力電圧が０となる現象が起こる。以下では、この現象について説明する。
【００２７】
図１０は、スイッチングパルス幅Ｗｉｎと、スイッチングにより生成されたパルス電圧幅Ｗｏｕｔとの関係を示している。図中の実線は、実際のパルス電圧幅を示し、波線は、理想的なパルス電圧幅を示している。図１０に示されるように、理想的には、スイッチングパルス幅Ｗｉｎに対してパルス電圧幅Ｗｏｕｔが線形に上昇するはずである。しかし、実際には、スイッチングパルス幅Ｗｉｎが値Ｗ０未満のときはＷｏｕｔが０であり、したがって、出力電圧Ｖｏｕｔも０である。ＷｉｎがＷ０に達すると、Ｗｏｕｔが急激に上昇する。これに伴い、出力電圧Ｖｏｕｔも急激に上昇する。このとき、符号８６で示されるように、ＷｏｕｔはＷｉｎに対して非線形に上昇する。
【００２８】
このように、スイッチング電源の起動直後からＰＷＭ制御を実行すると、スイッチング電源内の回路素子の不感帯により、出力電圧Ｖｏｕｔが発生しない期間が起動直後に生じる。この未出力期間は、図７において符号８４で示されている。図７において波線で示されるように、未出力期間８４の間、基準値Ｖｒｅｆは単一の傾きで上昇し続ける。このため、基準値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの差が徐々に大きくなる。それに応じて、ＰＷＭ制御により決定されるスイッチングパルス幅も大きくなる。そのため、出力電圧が発生するときには、基準値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの差が必要以上に大きくなる。この結果、未出力期間８４が終了すると、出力電圧は急激に上昇し、オーバーシュート８１を起こす。ＰＷＭ制御は、オーバーシュート８１を補正するために出力電圧を急激に下降させる。このため、オーバーシュート８１に続いてアンダーシュート８２が発生する。こうして、出力電圧Ｖｏｕｔは基準値Ｖｒｅｆを中心に振動する。このような起動時の出力電圧の挙動は決して好ましくない。
【００２９】
本発明者は、このような問題点を解決するため、回路素子の不感帯の影響を受ける期間中、ＰＷＭ制御を行わずに出力電圧を単調増加させ、その後、ＰＷＭ制御を開始する方法を考え出した。これにより、出力電圧のオーバーシュートおよびアンダーシュートを抑えながらソフトスタートを実行できる。
【００３０】
以下では、添付図面を参照しながら本発明の実施形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００３１】
図１は、本実施形態のスイッチング電源１００の構成を示す概略図である。スイッチング電源１００は、直流の入力電圧Ｖｉｎを直流の出力電圧Ｖｏｕｔに変換するＤＣ／ＤＣコンバータである。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、負荷７に出力電圧Ｖｏｕｔを印可する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、定常動作中は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御によりスイッチング素子をオンオフして出力電圧Ｖｏｕｔを決定する。入力電圧Ｖｉｎは、予め設定された値（例えば、５Ｖ）を有している。出力電圧Ｖｏｕｔに関しては、負荷７に応じて所定の目標値が設定される。負荷７は、例えば、ＣＰＵ、ＰＬＤまたはＤＳＰである。
【００３２】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、出力制御回路１、スイッチング素子２および３、インダクタ４、ならびにコンデンサ５を有する。出力制御回路１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の出力に接続されるとともに、スイッチング素子２および３に接続されている。出力制御回路１は、一つの集積回路（ＩＣ）チップであってもよい。スイッチング素子２および３は、互いに直列に接続されている。スイッチング素子２および３の両端には、入力電圧Ｖｉｎが印可される。インダクタ４は、スイッチング素子２および３の間に接続されている。インダクタ４およびコンデンサ５は、互いに直列に接続されており、平滑回路６を構成している。
【００３３】
出力制御回路１は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値に安定化されるようにスイッチングパルス信号を生成し、スイッチング素子２および３のオンオフを制御する。さらに、出力制御回路１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００のソフトスタートを実行する。
【００３４】
本実施形態では、スイッチング素子２および３は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であり、スイッチングパルスは、ＦＥＴ用のゲートパルスである。スイッチング素子２および３は、出力制御回路１からハイのスイッチングパルスを受け取るとオン状態になり、ローのスイッチングパルスを受け取るとオフ状態になる。スイッチングパルスに応答したスイッチング素子２および３のスイッチング動作によって、入力電圧Ｖｉｎと等しい振幅を有するパルス状の電圧が平滑回路６に印可される。平滑回路６は、そのパルス電圧を平均化する。この平均化された電圧が、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の出力電圧Ｖｏｕｔである。
【００３５】
出力電圧Ｖｏｕｔの大きさは、スイッチングパルスの時比率に依存する。時比率は、スイッチングパルスがハイ状態にある時間をスイッチングパルスの１周期で除算した値である。スイッチングパルスがハイ状態にある時間は、スイッチング素子２がオン状態にある時間、すなわち入力電圧Ｖｉｎが平滑回路６に入力される時間に等しい。本明細書では、この時間を「スイッチングパルスのパルス幅」、または単に「スイッチングパルス幅」と呼ぶ。
【００３６】
以下では、出力制御回路１の構成を詳細に説明する。出力制御回路１は、Ａ／Ｄコンバータ１０、減算器１１、スイッチングパルス制御器１２、ＦＥＴ駆動回路１３、設定値メモリ１４、リファレンス算出回路１５、リファレンスメモリ１６、３端子スイッチ１７、パルス幅制御器１８およびパルス発生器１９を含んでいる。パルス幅制御器１８は、カウンタ２０を含んでいる。
【００３７】
Ａ／Ｄコンバータ１０の入力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の出力に接続されている。Ａ／Ｄコンバータ１０の出力は、減算器１１、リファレンス算出回路１５およびパルス幅制御器１８の入力に接続されている。減算器１１の出力は、スイッチングパルス制御器１２の入力に接続されている。スイッチングパルス制御器１２の出力は、３端子スイッチ１７の入力端子１７ａに接続されている。３端子スイッチ１７の入力端子１７ｂには、パルス発生器１９の出力が接続されている。３端子スイッチ１７の出力端子１７ｃは、ＦＥＴ駆動回路１３の入力に接続されている。パルス幅制御器１８の第１の出力は、パルス発生器１９の入力に接続されている。パルス幅制御器１８の第２の出力は、３端子スイッチ１７の制御入力端子１７ｄに接続されている。設定値メモリ１４には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の外部に配置される外部設定装置８が接続される。設定値メモリ１４には、リファレンス算出回路１５も接続されている。リファレンス算出回路１５の出力は、リファレンスメモリ１６に接続されている。リファレンスメモリ１６は、減算器１１の入力にも接続されている。
【００３８】
Ａ／Ｄコンバータ１０には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００のアナログ出力電圧Ｖｏｕｔが入力される。Ａ／Ｄコンバータ１０は、このアナログ出力電圧Ｖｏｕｔをデジタル化して、減算器１１、リファレンス算出回路１５およびパルス幅制御器１８へ送出する。リファレンス算出回路１５は、出力電圧Ｖｏｕｔと種々の設定値とを用いて基準電圧値Ｖｒｅｆを算出する。基準値Ｖｒｅｆは、ＰＷＭ制御で使用される。
【００３９】
設定値メモリ１４は、基準値Ｖｒｅｆの算出に使用される種々の設定値を格納する記憶装置である。設定値メモリ１４には、入力電圧の設定値Ｖｉｎｍｅｍ、出力電圧の目標値Ｖｔ、ＰＷＭ制御の制御係数Ｇｍｅｍ、および傾きデータａが記憶される。出力制御回路１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００が起動されると、出力電圧Ｖｏｕｔをこの目標値Ｖｔに安定化させる。目標値Ｖｔは、外部設定装置８によって指定することができる。外部設定装置８は、たとえば、負荷７そのものでもよいし、負荷７に接続されたスイッチング素子であってもよい。入力電圧設定値Ｖｉｎｍｅｍ、制御係数Ｇｍｅｍおよび傾きデータａは、ソフトスタート中における基準値Ｖｒｅｆの算出に使用される規定値である。入力電圧設定値Ｖｉｎｍｅｍ、制御係数Ｇｍｅｍおよび傾きデータａも、外部設定装置８によって指定することができる。Ｖｒｅｆの算出方法については後述する。
【００４０】
リファレンス算出回路１５は、算出した基準値Ｖｒｅｆをリファレンスメモリ１６へ送出する。リファレンスメモリ１６は、基準値Ｖｒｅｆを格納する記憶装置である。減算器１１は、リファレンスメモリ１６からＶｒｅｆを受け取り、Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔの減算を実行する。この減算により得られた差分値は、スイッチングパルス制御器１２に送られる。
【００４１】
スイッチングパルス制御器１２は、ＰＷＭ制御によって、基準値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの差が小さくなるようにスイッチングパルス幅を決定する。具体的には、スイッチングパルス制御器１２は、Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔの減算により得られた差分値に伝達関数Ｇ（ｚ）を乗じた値を時比率として有するスイッチングパルスＰＭを生成する。伝達関数Ｇ（ｚ）は、ＰＷＭ制御の制御係数に当たる。スイッチングパルスＰＭは、予め設定された一定の周期を有している。したがって、スイッチングパルスＰＭは、算出された時比率と予め設定された周期とによって定まるパルス幅を有する。このスイッチングパルスＰＭは、３端子スイッチ１７の入力端子１７ａに送られる。
【００４２】
スイッチングパルスＰＭが３端子スイッチ１７を通ってＦＥＴ駆動回路１３に送られると、ＦＥＴ駆動回路１３は、スイッチングパルスＰＭと同じパルス幅および周期を有するスイッチングパルス、すなわちゲートパルスを生成し、ＦＥＴ２および３へ送出する。ＦＥＴ２および３には、相互に反転した二つのゲートパルスがそれぞれ入力される。このため、ＦＥＴ２および３は、交互にオンオフを繰り返す。具体的には、ＦＥＴ２がオン状態のときはＦＥＴ３がオフ状態となり、ＦＥＴ２がオフ状態のときはＦＥＴ３がオン状態となる。このようなスイッチング動作により、入力電圧Ｖｉｎはパルス電圧に変換される。平滑回路６は、このパルス電圧を平均化して直流の出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。出力制御回路１は、生成された出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて時比率を算出し、再びスイッチングパルスを生成する。このようなフィードバック制御により、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値に制御される。
【００４３】
３端子スイッチ１７は、制御入力端子１７ｄに入力されるスイッチ制御信号ＴＳに応答して、入力端子１７ａおよび１７ｂのいずれか一方を出力端子１７ｃに選択的に接続する。このスイッチ制御信号ＴＳは、パルス幅制御器１８から送られる。
【００４４】
パルス幅制御器１８は、パルス発生器１９で生成されるスイッチングパルスＰＦの幅を決定し、そのパルス幅を指示するパルス幅指示信号ＷＩを生成する。パルス幅制御器１８は、ＰＷＭ制御を行わずにパルス幅を決定する。
【００４５】
パルス発生器１９は、パルス幅指示信号ＷＩが指示する幅のスイッチングパルスＰＦを生成し、３端子スイッチ１７の入力端子１７ｂに送出する。スイッチングパルスＰＦの幅は、パルス幅制御器１８により指示されるパルス幅が変更されない限り、固定されている。
【００４６】
パルス幅制御器１８は、カウンタ２０を内蔵している。カウンタ２０は、出力制御回路１の外部に配置されたクロック発振器（図示せず）から供給されるマスタークロックＭＣの１周期ごとにカウント数を１ずつ増分する。パルス幅制御器１８は、カウンタ２０を用いて時間を計測することができる。
【００４７】
以下では、図２を参照しながら、本実施形態におけるソフトスタート方法を説明する。図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の起動後における出力電圧Ｖｏｕｔおよび基準値Ｖｒｅｆの変化を示している。図２の横軸は時間であり、縦軸は電圧値である。図中の実線は出力電圧Ｖｏｕｔを示し、波線は基準値Ｖｒｅｆを示している。本実施形態では、出力制御回路１によってソフトスタートが実行される。
【００４８】
本実施形態のソフトスタートは、Ａ、ＢおよびＥの期間に分けられる。ＡおよびＢ期間では、ＰＷＭ制御を行わずに出力電圧Ｖｏｕｔを０から中間値まで単調増加させる。Ｅ期間では、ＰＷＭ制御を行って出力電圧Ｖｏｕｔを中間値から目標値まで単調増加させる。図２に示されるＦ期間は、ソフトスタート終了後、ＰＷＭ制御により出力電圧を安定化する期間である。以下では、各期間における出力制御回路１の動作を順次に説明する。
【００４９】
Ａ期間は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の起動直後に開始する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００が起動されると、３端子スイッチ１７は入力端子１７ｂを出力端子１７ｃに接続する。したがって、Ａ期間では、パルス発生器１９がＦＥＴ駆動回路１３に電気的に接続され、スイッチングパルス制御器１２とＦＥＴ駆動回路１３とは電気的に絶縁される。
【００５０】
Ａ期間では、出力電圧Ｖｏｕｔが発生する最小のスイッチングパルス幅が決定される。上述のように、スイッチングパルス幅が過度に小さいと、回路素子の不感帯によって出力電圧Ｖｏｕｔが発生しない。そこで、Ａ期間では、出力電圧が検出されるまで、出力電圧Ｖｏｕｔの有無を測定しながらスイッチング幅を徐々に大きくする。
【００５１】
具体的に述べると、パルス幅制御器１８は、最初、マスタークロックＭＣに基づいて生成できる最小のパルス幅Ｗｍｉｎをパルス発生器１９に指示する。パルス発生器１９は、その指示に応答して、最小パルス幅Ｗｍｉｎを有するスイッチングパルスＰＦを生成する。生成されたスイッチングパルスＰＦは、３端子スイッチ１７を通じてＦＥＴ駆動回路１３に送られる。ＦＥＴ駆動回路１３は、スイッチングパルスＰＦと同じパルス幅および周期を有し、相互に反転した二つのスイッチングパルスをスイッチング素子２および３にそれぞれ送る。この結果、スイッチング素子２および３は、交互にオンオフ動作を行う。これにより、入力電圧Ｖｉｎがスイッチングされる。
【００５２】
パルス幅制御器１８は、最小パルス幅Ｗｍｉｎのスイッチングパルスに応じた出力電圧Ｖｏｕｔの発生の有無を測定する。Ａ／Ｄコンバータ１０を通じてパルス幅制御器１８に送られる出力電圧Ｖｏｕｔが０Ｖであれば、パルス幅制御器１８は、Ｗｍｉｎの２倍のパルス幅をパルス発生器１９に指示する。これに応じて、パルス発生器１９は２Ｗｍｉｎのパルス幅を有するスイッチングパルスＰＦを生成し、ＦＥＴ駆動回路１３に送る。この結果、入力電圧Ｖｉｎは幅２Ｗｍｉｎのスイッチングパルスに応答してスイッチングされる。
【００５３】
パルス幅制御器１８は、出力電圧Ｖｏｕｔの発生の有無を継続的に測定し、出力電圧Ｖｏｕｔが検出されるまで、スイッチングパルスＰＦの幅をＷｍｉｎずつ増加させる。パルス発生器１９は、パルス幅制御器１８の指示に応じて、Ｗｍｉｎの整数倍のパルス幅を有するスイッチングパルスＰＦを生成する。
【００５４】
パルス幅制御器１８は、出力電圧Ｖｏｕｔを検出すると、スイッチングパルスＰＦの幅を固定する。以下では、出力電圧Ｖｏｕｔが検出されたときのパルス幅をＮ×Ｗｍｉｎ＝Ｗ０（Ｎは自然数）と表記する。パルス幅Ｗ０は、出力電圧Ｖｏｕｔが発生する最小のスイッチングパルス幅を示す。
【００５５】
図２に示されるように、時刻Ｈにおいて出力電圧Ｖｏｕｔが検出され、スイッチングパルスＰＦの幅がＷ０に固定されると、ソフトスタートはＢ期間に移行する。Ｂ期間は、固定幅Ｗ０を有するスイッチングパルスＰＦを所定の期間にわたって使用し、出力電圧Ｖｏｕｔを単調増加させる。このＢ期間が本実施形態のソフトスタートの重要な特徴である。
【００５６】
パルス幅制御器１８は、時刻Ｈに出力電圧Ｖｏｕｔを検出すると、パルス発生器１９に指示するパルス幅をＷ０に固定するとともに、カウンタ２０によって時間計測を開始する。この時間計測は、Ｂ期間の終了タイミングを判別するためである。
【００５７】
Ｂ期間では、パルス発生器１９が、固定幅Ｗ０を有するスイッチングパルスＰＦを継続して生成する。スイッチング素子２および３は、幅Ｗ０のスイッチングパルスＰＦに応答して入力電圧Ｖｉｎをスイッチングし、パルス電圧を生成する。このパルス電圧の幅は、Ｗ０に等しい。
【００５８】
図３は、Ｂ期間の動作中におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１００の等価回路を示している。図３中の符号９は、スイッチング素子２および３の内部抵抗を示している。内部抵抗９、インダクタ４およびコンデンサ５は、ＬＣＲフィルタを構成する。このＬＣＲフィルタには、入力電圧Ｖｉｎをスイッチングして得られるパルス電圧Ｖｉｎｐが入力される。
【００５９】
図４は、パルス電圧Ｖｉｎｐの波形を示している。ＬＣＲフィルタの固有振動周波数に対して十分に速い周波数で入力電圧Ｖｉｎをスイッチングすると、スイッチングされた入力電圧は、値Ｖｉｎａを有する直流電圧と等価である。このＶｉｎａは、入力電圧Ｖｉｎにスイッチングパルスの時比率Ｗ０／Ｔｓｗを乗じた値である。ここで、Ｔｓｗはパルス電圧Ｖｉｎｐの周期であり、これはスイッチングパルスの周期に等しい。この場合、ＬＣＲフィルタの出力Ｖｏｕｔは、大きさＶｉｎａの直流電圧入力に対するＬＣＲフィルタのステップ応答により得られる出力と等価である。
【００６０】
図５は、Ｂ期間における出力電圧ＶｏｕｔおよびＬＣＲフィルタを流れる電流ｉの経時変化を示している。出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｂ期間の開始から２分の１周期にわたって増加し、その後、減少する。ＬＣＲフィルタのステップ応答において出力電圧Ｖｏｕｔが最大となる時刻ｔｐは、
【００６１】
【数７】

のように表される。ここで、Ｌはインダクタ４のインダクタンス、Ｃはコンデンサ５の静電容量、Ｒは内部抵抗９の値を表す。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔは、Ｂ期間の開始から上記の時間ｔｐにわたって単調増加する。
【００６２】
出力電圧Ｖｏｕｔの下降を防止するため、Ｂ期間の長さはｔｐを上限とする。出力電圧Ｖｏｕｔの下降をより確実に防止するため、ｔｐの６０〜７０％の時間をＢ期間の長さの上限としてもよい。
【００６３】
パルス幅制御器１８は、カウンタ２０を用いた時間計測によりＢ期間の開始から所定の上限時間が経過したことを確認すると、制御信号ＴＳを３端子スイッチ１７の制御入力端子１７ｄに送出する。上述のように、この上限時間は、上記のｔｐ以下の値である。３端子スイッチ１７は、制御信号ＴＳを受け取ると、入力端子１７ｂと出力端子１７ｃとを切り離し、入力端子１７ａと出力端子１７ｃとを電気的に接続する。これにより、Ｂ期間が終了し、Ｅ期間が開始する。図２に示されるように、Ｂ期間は時刻Ｑに終了する。
【００６４】
Ｅ期間を説明する前に、ＡおよびＢ期間でのリファレンス算出回路１５の動作を説明する。リファレンス算出回路１５は、ＡおよびＢ期間中、出力電圧Ｖｏｕｔを用いて基準値Ｖｒｅｆを算出する。算出された基準値Ｖｒｅｆの時間変化は、図２において波線で示されている。
【００６５】
基準値Ｖｒｅｆの算出は、次の式
【００６６】
【数８】

にしたがって行われる。ここで、Ｇは、スイッチングパルス制御器１２の伝達関数を表し、ＰＷＭ制御の制御係数とも呼ばれる。リファレンス算出回路１５は、（２）式中のＶｉｎの値として、入力電圧Ｖｉｎの計測値ではなく、設定値メモリ１４に記憶された設定値Ｖｉｎｍｅｍを使用する。ただし、入力電圧Ｖｉｎの計測値を使用してもよい。また、リファレンス算出回路１５は、（２）式中のＧの値として、設定値メモリ１４に記憶された設定値Ｇｍｅｍを使用する。これらの設定値と、Ａ／Ｄコンバータ１０を通じてリファレンス算出回路１５に送られる出力電圧Ｖｏｕｔとを用いて、基準値Ｖｒｅｆが算出される。
【００６７】
以下では、（２）式の導出方法を簡単に説明する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００では、
Ｄ＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ（３）
という関係が成立する。ここで、Ｄは、スイッチングパルスの時比率である。スイッチングパルス制御器１２は、次の式
Ｄ＝Ｇ（Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ）（４）
にしたがって、時比率Ｄを算出する。（３）式を（４）式に代入すると、（２）式が得られる。
【００６８】
上述のように、Ｂ期間では、出力電圧Ｖｏｕｔが単調増加する。したがって、図２に示されるように、基準値Ｖｒｅｆも単調増加する。（２）式に示されるように、起動直後において、基準値Ｖｒｅｆは、出力電圧Ｖｏｕｔに比例する値として算出される。このため、図２に示されるように、Ａ／Ｄコンバータ１０からリファレンス算出回路１５に送られる出力電圧Ｖｏｕｔが０Ｖの間は、基準値Ｖｒｅｆも０Ｖである。したがって、起動直後から基準値Ｖｒｅｆを単調増加させる従来技術と比べて、基準値Ｖｒｅｔと出力電圧Ｖｏｕｔとの差が開きにくい。
【００６９】
以下では、Ｅ期間について説明する。Ｅ期間では、従来のＰＷＭ制御によって出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｔまで増加させられる。スイッチングパルス制御器１２は、ＰＷＭ制御された時比率およびパルス幅を有するスイッチングパルスＰＭを生成する。スイッチングパルスＰＭの時比率Ｄは、上記（４）式に示されるように、基準値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの差分値に制御係数Ｇを乗じて算出される。
【００７０】
リファレンス算出回路１５は、Ｂ期間の終了時の出力電圧Ｖｑを上記（２）式に代入して、Ｅ期間の開始時に使用される基準値Ｖｒｅｆの値を算出する。すなわち、ＰＷＭ制御開始時のＶｒｅｆの初期値Ｖｒｅｆ０は、
【００７１】
【数９】

のように表される。
【００７２】
リファレンス算出回路１５は、基準値Ｖｒｅｆを初期値Ｖｒｅｆ０から目標値Ｖｔまで一定の傾きａで上昇させる。すなわち、
【数１０】

である。リファレンス算出回路１５は、（６）式にしたがって基準値Ｖｒｅｆを算出する。算出されたＶｒｅｆは、リファレンスメモリ１６に格納される。傾きａの値は、設定値メモリ１４に記憶されている。
【００７３】
スイッチングパルス制御器１２は、基準値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの差が小さくなるようにスイッチングパルスＰＭの時比率を決定する。したがって、Ｅ期間では、出力電圧Ｖｏｕｔが基準値Ｖｒｅｆに徐々に近づきながら、基準値Ｖｒｅｆに追従して増加する。上記の傾きａを適切に設定すれば、出力電圧Ｖｏｕｔにオーバーシュートおよびアンダーシュートを発生させることなく、出力電圧Ｖｏｕｔを目標値Ｖｔに到達させることができる。
【００７４】
出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｔに到達すると、Ｅ期間およびソフトスタートが終了し、Ｆ期間が開始する。Ｆ期間では、通常のＰＷＭ制御が実行され、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｔに安定化される。また、目標値Ｖｔが変更されると、出力電圧ＶｏｕｔがＰＷＭ制御により変更後の目標値Ｖｔに調節される。
【００７５】
本実施形態のソフトスタートは、上記のようにして実行される。各期間における出力電圧Ｖｏｕｔ、スイッチングパルスの時比率Ｄ、スイッチングパルス幅Ｗおよび基準値Ｖｒｅｆの値を図６にまとめておく。
【００７６】
以下では、各期間でのスイッチングパルスの周期（以下、スイッチング周期）について検討する。ＡおよびＢ期間でのスイッチング周期は、ＰＷＭ制御下でのスイッチング周期と同じである必要はなく、任意の周期とすることができる。次の表１は、各期間での好適なスイッチングパルス周期の例を示している。
【００７７】
【表１】

例１では、ＥおよびＦ期間でのスイッチング周期がＴｓｗであるのに対し、ＡおよびＢ期間でのスイッチング周期は４Ｔｓｗである。例２では、Ａ、ＥおよびＦ期間でのスイッチング周期がＴｓｗであるのに対し、Ｂ期間でのスイッチング周期は４Ｔｓｗである。いずれの場合も、Ｂ期間でのスイッチング周期がＰＷＭ制御中のスイッチング周期よりも長い。これは、Ｂ期間での昇圧をゆっくり行うためである。Ｂ期間ではパルス幅が固定されているので、周期が長ければ、それに応じてスイッチングパルスＰＦの時比率が小さくなる。小さな時比率で入力電圧Ｖｉｎをスイッチングすれば、出力電圧Ｖｏｕｔも小さくなる。この結果、出力電圧Ｖｏｕｔの急激な増加、ならびにそれに伴うオーバーシュートおよびアンダーシュートを防止することができる。
【００７８】
以下では、本実施形態の利点を説明する。起動直後からＰＷＭ制御を開始する従来のソフトスタートと異なり、本実施形態では、ＰＷＭ制御を行うことなく出力電圧Ｖｏｕｔを単調増加させてから、ＰＷＭ制御を開始する。従来のソフトスタートでは、起動直後から基準値Ｖｒｅｆが増加し、その一方で出力電圧Ｖｏｕｔは起動後すぐには発生しないため、基準値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの差が大きくなる。これが、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートおよびアンダーシュートの原因となっている。これに対し、本実施形態は、ＡおよびＢ期間の間、基準値Ｖｒｅｆを出力電圧Ｖｏｕｔに比例する値として算出する。このため、出力電圧Ｖｏｕｔが０の間は、基準値Ｖｒｅｆも０である。したがって、基準値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの差が大きくなりにくい。これにより、Ｂ期間の終了後、ＰＷＭ制御を開始したときに、出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートおよびアンダーシュートを抑えることができる。
【００７９】
Ｂ期間の昇圧では、出力電圧Ｖｏｕｔが発生する最小のパルス幅を有するスイッチングパルスを用いて出力電圧Ｖｏｕｔを増加させる。出力電圧Ｖｏｕｔの大きさは、スイッチングパルスの幅に応じて大きくなる。したがって、最小のパルス幅を用いて出力電圧Ｖｏｕｔを増加することにより、出力電圧の急激な増加が防止される。これにより、オーバーシュートおよびアンダーシュートをいっそう確実に防止できる。
【００８０】
Ｅ期間のＰＷＭ制御では、基準値Ｖｒｅｆの初期値Ｖｒｅｆ０が、Ｂ期間の終了時の出力電圧Ｖｑを用いて算出される。したがって、初期値Ｖｒｅｆ０は、Ｂ期間の終了時の基準値Ｖｒｅｆと等しい。つまり、Ｂ期間とＥ期間との間で基準値Ｖｒｅｆは連続している。この結果、Ｂ期間からＥ期間の移行時に出力電圧Ｖｏｕｔが連続的に上昇する。これにより、出力電圧の下降、ならびに出力電圧のオーバーシュートおよびアンダーシュートをさらに確実に防止できる。
【００８１】
以上、本発明をその実施形態に基づいて詳細に説明した。しかし、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明は、その要旨を逸脱しない範囲で様々な変形が可能である。
【００８２】
上記実施形態の出力制御回路１は、デジタル回路である。しかし、本発明に係る出力制御回路は、アナログ回路であってもよい。
【００８３】
【発明の効果】
本発明は、パルス幅変調制御を開始する前に固定のパルス幅を有するスイッチングパルスを用いて出力電圧を単調増加させるので、スイッチング電源のソフトスタートにおける出力電圧のオーバーシュートおよびアンダーシュートを抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態のスイッチング電源の構成を示す概略図である。
【図２】起動後の出力電圧および基準値の変化を示す図である。
【図３】昇圧ステップ中のスイッチング電源の等価回路を示す図である。
【図４】昇圧ステップにおいてスイッチングされた入力電圧の波形を示す図である。
【図５】昇圧ステップにおける出力電圧の経時変化を示す図である。
【図６】各期間における出力電圧、時比率、スイッチングパルス幅および基準値を示す図表である。
【図７】従来のソフトスタート時における出力電圧の経時変化を示している。
【図８】スイッチング電源に含まれるフィルタの入出力特性を示す図である。
【図９】従来のスイッチング電源の部分回路図である。
【図１０】スイッチングパルス幅と、スイッチングにより生成されたパルス電圧の幅との関係を示す図である。
【符号の説明】
１…出力制御回路、２および３…スイッチング素子、４…インダクタ、５…コンデンサ、６…平滑回路、７…負荷、８…外部設定装置、９…内部抵抗、１０…Ａ／Ｄコンバータ、１１…減算器、１２…スイッチングパルス制御器、１３…ＦＥＴ駆動回路、１４…設定値メモリ、１５…リファレンス算出回路、１６…リファレンスメモリ、１７…３端子スイッチ、１８…パルス幅制御器、１９…パルス発生器、２０…カウンタ。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a soft start of a switching power supply.
[0002]
[Prior art]
A technique for performing a soft start of a switching power supply is known in order to prevent an overshoot of an output voltage or an overcurrent in a switching power supply or a load when the switching power supply is started (for example, Patent Document 1).
[0003]
[Patent Document 1]
JP 2000-171750 A
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to suppress overshoot and undershoot of an output voltage during soft start of a switching power supply.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
The method according to the invention performs a soft start in a switching power supply. The switching power supply switches an input voltage in response to a switching pulse and generates an output voltage. The method according to the present invention includes a boosting step and a pulse width modulation control step. In the step-up step, after the switching power supply is started, the input voltage of the switching power supply is switched in response to a switching pulse having a fixed pulse width, and the output voltage of the switching power supply is monotonously increased to an intermediate value. The pulse width modulation control step switches the input voltage of the switching power supply in response to a switching pulse having a variable pulse width determined by the pulse width modulation control, and changes the output voltage of the switching power supply from the above intermediate value to the target value. increase.
[0006]
In the conventional soft start in which the pulse width modulation control is started immediately after the start-up, an output voltage is not generated immediately after the start-up, so that overshoot and undershoot are likely to occur. On the other hand, in the soft start method of the present invention, the input voltage is switched using a switching pulse having a fixed pulse width without performing the pulse width modulation control, and the output voltage is monotonously increased, and then the pulse width modulation control is performed. To start. Therefore, overshoot and undershoot hardly occur in the output voltage.
[0007]
The method of the present invention may include a pulse width determining step before the boosting step. In the pulse width determination step, when the switching power supply is activated, the width of the switching pulse is gradually increased while measuring whether the output voltage is generated, and when the output voltage is detected, the width of the switching pulse is fixed. The boosting step switches the input voltage in response to the switching pulse having the pulse width fixed by the pulse width determining step. The minimum switching pulse width in which the output voltage is generated is specified by the pulse width determination step. In the boosting step, the output voltage is increased using a switching pulse having such a minimum pulse width. For this reason, the rapid increase of the output voltage and the accompanying overshoot and undershoot are further reliably prevented.
[0008]
The switching power supply may include a switching element that switches an input voltage, and a smoothing circuit that includes an inductor and a capacitor connected to the switching element. In the boosting step, the input voltage may be switched over a time within a time tp represented by the following expression.
[0009]
[Equation 5]

Here, L is the inductance of the inductor, C is the capacitance of the capacitor, and R is an internal resistance. In the switching power supply, the inductor, the capacitor, and the internal resistance constitute an LCR filter. According to the step response of the LCR filter, the output voltage increases monotonously from the start of the step-up step to time tp and then decreases. Therefore, if the input voltage is switched over a time within tp, the output voltage is prevented from falling.
[0010]
The pulse width modulation control step may generate a switching pulse having a pulse width corresponding to a difference between the reference value and the output voltage so that a difference between the reference value and the output voltage is reduced. In the pulse width modulation control step, Vref0 represented by the following equation may be used as the initial value of the reference value.
[0011]
[Formula 6]

Here, Vq is the output voltage of the switching power supply at the end of the boosting step, Vin is the input voltage of the switching power supply, and G is a control coefficient for pulse width modulation control. Since the initial reference value Vref0 is calculated using the output voltage at the end of the boosting step, the output voltage continuously increases at the transition from the boosting step to the pulse width modulation control step. This prevents the output voltage from falling during startup, and the overshoot and undershoot of the output voltage.
[0012]
In the pulse width modulation control step, the input voltage may be switched while increasing the reference value from the initial value Vref0 with a predetermined slope. If the slope is set appropriately, the output voltage can reach the target value without causing overshoot and undershoot of the output voltage.
[0013]
The boosting step may generate a switching pulse having a period longer than the period of the switching pulse in the pulse width modulation control step. Since the pulse width is fixed in the boosting step, if the period is long, the time ratio of the switching pulse decreases accordingly. If the input voltage is switched at a small duty ratio, the output voltage is also small. As a result, an abrupt increase in the output voltage and the accompanying overshoot and undershoot are prevented.
[0014]
The output control circuit of the present invention controls soft start in the switching power supply. The switching power supply switches an input voltage in response to a switching pulse and generates an output voltage. The output control circuit includes a first pulse generation circuit that generates a switching pulse having a fixed pulse width, and a second pulse generation circuit that generates a switching pulse having a variable pulse width determined by pulse width modulation control. It has. The output control circuit executes a boosting step and a pulse width modulation control step. In the step-up step, when the switching power supply is activated, the output control circuit supplies the switching pulse generated by the first pulse generation circuit to the switching power supply to switch the input voltage and monotonically increase the output voltage to an intermediate value. In the pulse width modulation control step, the output control circuit supplies the switching pulse generated by the second pulse generation circuit to the switching power supply to switch the input voltage, and increases the output voltage from the intermediate value to the target value.
[0015]
This output control circuit executes the soft start method described above. Therefore, overshoot and undershoot of the output voltage are unlikely to occur during soft start.
[0016]
The output control circuit may further include a pulse width instruction circuit that instructs the pulse width of the switching pulse to the first pulse generation circuit. The first pulse generating circuit generates a switching pulse having a pulse width specified by the pulse width indicating circuit. The pulse width indicating circuit may gradually increase the pulse width while measuring whether or not the output voltage is generated when the switching power supply is activated, and may fix the pulse width when the output voltage is detected. In this case, the minimum switching pulse width that generates the output voltage is specified by the pulse width instruction circuit. In the boosting step, the output voltage is increased using a switching pulse having such a minimum pulse width. For this reason, the rapid increase of the output voltage and the accompanying overshoot and undershoot are further reliably prevented.
[0017]
The first pulse generation circuit may generate a switching pulse having a period longer than the period of the switching pulse generated by the second pulse generation circuit. A switching pulse having this long period is used in the boosting step. Since the pulse width is fixed in the boosting step, if the period is long, the time ratio of the switching pulse decreases accordingly. If the input voltage is switched at a small duty ratio, the output voltage is also small. As a result, an abrupt increase in the output voltage and the accompanying overshoot and undershoot are prevented.
[0018]
The switching power supply of the present invention switches an input voltage to generate a target output voltage. The switching power supply includes a switching element that switches an input voltage in response to the switching pulse, and the output control circuit that generates the switching pulse and supplies the switching pulse to the switching element.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Before describing the embodiments of the present invention, the background and outline of the present invention will be described. Some switching power supplies, such as DC / DC converters, have a function of controlling the output voltage by executing pulse width modulation (PWM) control immediately after activation. Such a function is known as soft start.
[0020]
However, the present inventor has found that when PWM control is executed immediately after startup, undesirable fluctuations in the output voltage occur due to the transient electrical characteristics of the circuit elements in the switching power supply. Hereinafter, the problems of the conventional soft start will be described with reference to FIG. FIG. 7 shows the change with time of the output voltage in the conventional soft start. FIG. 7 also shows a change with time of the reference voltage value Vref used in the PWM control. The horizontal axis in FIG. 7 is time, and the vertical axis is voltage. The solid line in the figure shows the change in the output voltage Vout, and the broken line shows the change in the reference value Vref.
[0021]
In the conventional soft start, the reference value Vref is monotonously increased from 0V to the target value Vt with a constant slope. In PWM control, the duty ratio of the switching pulse is determined so that the difference between the reference value Vref and the output voltage Vout is small. Therefore, the output voltage Vout gradually increases following the reference value Vref.
[0022]
However, in the conventional soft start, overshoot 81 and undershoot 82 occur in the output voltage Vout while the output voltage Vout reaches the target value Vt. As a result, the output voltage Vout vibrates greatly around the reference value Vref. Such oscillation of the output voltage destabilizes the operation of the load to which the voltage is applied by the switching power supply. Further, in recent years, there has been an increase in the load that is defined that there should be no period during which the output voltage decreases during the period until the output voltage reaches the target value. Examples of such loads include CPUs, PLDs, and DSPs. The occurrence of the undershoot 82 does not satisfy the requirements regarding such a load.
[0023]
The present inventor has found that the cause of the oscillation of the output voltage due to the conventional soft start is the electrical characteristics of the circuit elements included in the switching power supply. Hereinafter, the cause of the oscillation of the output voltage will be described with reference to FIG.
[0024]
The output control circuit in the switching power supply usually receives the output voltage of the switching power supply through a filter (OP amplifier) and executes PWM control. FIG. 8 shows the input / output characteristics of the filter. In the figure, the solid line indicates the output voltage of the filter, and the broken line indicates the input voltage of the filter. As shown in FIG. 8, the filter has a dead zone. That is, when the input voltage is excessively low, the input voltage is not reflected in the output voltage, and the filter has a period in which the output voltage is 0 V regardless of the input voltage. The input voltage of this filter is the output voltage of the switching power supply. Therefore, the conventional output control circuit executes the PWM control during the period when the output voltage is low immediately after startup, assuming that the output voltage does not exist even though the output voltage of the switching power supply exists.
[0025]
Dead zones also exist in circuit elements other than filters. FIG. 9 is a block diagram showing a part of a conventional switching power supply. The switching power supply includes switching

elements

2 and 3 that switch the input voltage Vin in response to a switching pulse. As this switching element, a field effect transistor (FET) is usually used. The switching pulse is generated by the switching pulse controller 12 and the FET drive circuit 13. The FET drive circuit 13 supplies a switching pulse having a pulse width Win to the

FETs

2 and 3. The

FETs

2 and 3 switch the DC input voltage Vin in response to the switching pulse to generate a pulsed voltage. In FIG. 9, the width of this pulse voltage is indicated by the symbol Wout.
[0026]
Dead zones occur in the FET drive circuit 12 and the

FETs

2 and 3 due to DEADTIME CONTROL of the FET drive circuit 13, the gate-drain capacitance of the

FETs

2 and 3, and the inductance generated in the wiring in the

FETs

2 and 3. Due to this dead zone, when the pulse width Win is excessively short when the switching power supply is started, the pulse width Win is not correctly reflected in the pulse voltage generated by switching, and the output voltage becomes zero. Hereinafter, this phenomenon will be described.
[0027]
FIG. 10 shows the relationship between the switching pulse width Win and the pulse voltage width Wout generated by switching. The solid line in the figure indicates the actual pulse voltage width, and the wavy line indicates the ideal pulse voltage width. As shown in FIG. 10, ideally, the pulse voltage width Wout should rise linearly with respect to the switching pulse width Win. However, actually, when the switching pulse width Win is less than the value W0, Wout is 0, and thus the output voltage Vout is also 0. When Win reaches W0, Wout increases rapidly. Along with this, the output voltage Vout also rises rapidly. At this time, as indicated by reference numeral 86, Wout rises nonlinearly with respect to Win.
[0028]
As described above, when the PWM control is executed immediately after the switching power supply is started, a period in which the output voltage Vout is not generated occurs immediately after the start-up due to the dead zone of the circuit element in the switching power supply. This non-output period is indicated by reference numeral 84 in FIG. As indicated by the wavy line in FIG. 7, the reference value Vref continues to rise with a single slope during the non-output period 84. For this reason, the difference between the reference value Vref and the output voltage Vout gradually increases. Accordingly, the switching pulse width determined by PWM control is also increased. Therefore, when the output voltage is generated, the difference between the reference value Vref and the output voltage Vout becomes larger than necessary. As a result, when the non-output period 84 ends, the output voltage increases rapidly and causes an overshoot 81. The PWM control rapidly decreases the output voltage in order to correct the overshoot 81. For this reason, an undershoot 82 occurs after the overshoot 81. Thus, the output voltage Vout oscillates around the reference value Vref. Such a behavior of the output voltage at the start-up is not preferable.
[0029]
In order to solve such a problem, the present inventor has devised a method of monotonically increasing the output voltage without performing PWM control and then starting PWM control during a period affected by the dead zone of the circuit element. . Thereby, soft start can be executed while suppressing overshoot and undershoot of the output voltage.
[0030]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In the description of the drawings, the same elements are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
[0031]
FIG. 1 is a schematic diagram illustrating a configuration of a switching power supply 100 according to the present embodiment. The switching power supply 100 is a DC / DC converter that converts a DC input voltage Vin into a DC output voltage Vout. The DC / DC converter 100 applies the output voltage Vout to the load 7. During the steady operation, the DC / DC converter 100 determines the output voltage Vout by turning on and off the switching element by PWM (Pulse Width Modulation) control. The input voltage Vin has a preset value (for example, 5V). As for the output voltage Vout, a predetermined target value is set according to the load 7. The load 7 is, for example, a CPU, a PLD, or a DSP.
[0032]
The DC / DC converter 100 includes an output control circuit 1, switching

elements

2 and 3, an inductor 4, and a capacitor 5. The output control circuit 1 is connected to the output of the DC / DC converter 100 and is connected to the

switching elements

2 and 3. The output control circuit 1 may be a single integrated circuit (IC) chip.

Switching elements

2 and 3 are connected in series with each other. An input voltage Vin is applied to both ends of the

switching elements

2 and 3. The inductor 4 is connected between the switching

elements

2 and 3. The inductor 4 and the capacitor 5 are connected in series to each other and constitute a smoothing circuit 6.
[0033]
The output control circuit 1 generates a switching pulse signal so that the output voltage Vout is stabilized at a target value, and controls on / off of the

switching elements

2 and 3. Further, the output control circuit 1 executes a soft start of the DC / DC converter 100.
[0034]
In the present embodiment, the

switching elements

2 and 3 are field effect transistors (FETs), and the switching pulse is a gate pulse for the FET. The

switching elements

2 and 3 are turned on when a high switching pulse is received from the output control circuit 1, and are turned off when a low switching pulse is received. By the switching operation of the

switching elements

2 and 3 in response to the switching pulse, a pulse voltage having an amplitude equal to the input voltage Vin is applied to the smoothing circuit 6. The smoothing circuit 6 averages the pulse voltage. This averaged voltage is the output voltage Vout of the DC / DC converter 100.
[0035]
The magnitude of the output voltage Vout depends on the time ratio of the switching pulse. The time ratio is a value obtained by dividing the time during which the switching pulse is in the high state by one period of the switching pulse. The time during which the switching pulse is in the high state is equal to the time during which the switching element 2 is in the on state, that is, the time during which the input voltage Vin is input to the smoothing circuit 6. In this specification, this time is referred to as “pulse width of switching pulse” or simply “switching pulse width”.
[0036]
Hereinafter, the configuration of the output control circuit 1 will be described in detail. The output control circuit 1 includes an A / D converter 10, a subtractor 11, a switching pulse controller 12, an FET drive circuit 13, a setting value memory 14, a reference calculation circuit 15, a reference memory 16, a three-terminal switch 17, and a pulse width controller. 18 and a pulse generator 19 are included. The pulse width controller 18 includes a counter 20.
[0037]
The input of the A / D converter 10 is connected to the output of the DC / DC converter 100. The output of the A / D converter 10 is connected to the inputs of the subtractor 11, the reference calculation circuit 15 and the pulse width controller 18. The output of the subtractor 11 is connected to the input of the switching pulse controller 12. The output of the switching pulse controller 12 is connected to the input terminal 17 a of the three-terminal switch 17. The output of the pulse generator 19 is connected to the input terminal 17 b of the three-terminal switch 17. The output terminal 17 c of the three-terminal switch 17 is connected to the input of the FET drive circuit 13. The first output of the pulse width controller 18 is connected to the input of the pulse generator 19. The second output of the pulse width controller 18 is connected to the control input terminal 17 d of the three-terminal switch 17. An external setting device 8 disposed outside the DC / DC converter 100 is connected to the set value memory 14. A reference calculation circuit 15 is also connected to the set value memory 14. The output of the reference calculation circuit 15 is connected to the reference memory 16. The reference memory 16 is also connected to the input of the subtractor 11.
[0038]
The analog output voltage Vout of the DC / DC converter 100 is input to the A / D converter 10. The A / D converter 10 digitizes the analog output voltage Vout and sends it to the subtractor 11, the reference calculation circuit 15, and the pulse width controller 18. The reference calculation circuit 15 calculates the reference voltage value Vref using the output voltage Vout and various set values. The reference value Vref is used in PWM control.
[0039]
The set value memory 14 is a storage device that stores various set values used for calculating the reference value Vref. The set value memory 14 stores an input voltage set value Vinmem, an output voltage target value Vt, a PWM control coefficient Gmem, and slope data a. When the DC / DC converter 100 is activated, the output control circuit 1 stabilizes the output voltage Vout to the target value Vt. The target value Vt can be specified by the external setting device 8. The external setting device 8 may be, for example, the load 7 itself or a switching element connected to the load 7. The input voltage set value Vinmem, the control coefficient Gmem, and the slope data a are specified values used for calculating the reference value Vref during the soft start. The input voltage set value Vinmem, the control coefficient Gmem, and the slope data a can also be specified by the external setting device 8. A method for calculating Vref will be described later.
[0040]
The reference calculation circuit 15 sends the calculated reference value Vref to the reference memory 16. The reference memory 16 is a storage device that stores a reference value Vref. The subtractor 11 receives Vref from the reference memory 16 and executes subtraction of Vref−Vout. The difference value obtained by this subtraction is sent to the switching pulse controller 12.
[0041]
The switching pulse controller 12 determines the switching pulse width by PWM control so that the difference between the reference value Vref and the output voltage Vout becomes small. Specifically, the switching pulse controller 12 generates a switching pulse PM having, as a time ratio, a value obtained by multiplying the difference value obtained by subtraction of Vref−Vout by the transfer function G (z). The transfer function G (z) corresponds to a control coefficient for PWM control. The switching pulse PM has a predetermined constant period. Therefore, the switching pulse PM has a pulse width determined by the calculated duty ratio and a preset period. This switching pulse PM is sent to the input terminal 17a of the three-terminal switch 17.
[0042]
When the switching pulse PM is sent to the FET drive circuit 13 through the three-terminal switch 17, the FET drive circuit 13 generates a switching pulse having the same pulse width and period as the switching pulse PM, that is, a gate pulse, and the

FETs

2 and 3 To send. Two gate pulses inverted to each other are input to the

FETs

2 and 3, respectively. For this reason, the

FETs

2 and 3 are alternately turned on and off. Specifically, the FET 3 is turned off when the FET 2 is on, and the FET 3 is turned on when the FET 2 is off. By such a switching operation, the input voltage Vin is converted into a pulse voltage. The smoothing circuit 6 averages the pulse voltage to generate a DC output voltage Vout. The output control circuit 1 calculates a duty ratio based on the generated output voltage Vout and generates a switching pulse again. By such feedback control, the output voltage Vout is controlled to the target value.
[0043]
The three-terminal switch 17 selectively connects one of the

input terminals

17a and 17b to the output terminal 17c in response to the switch control signal TS input to the control input terminal 17d. This switch control signal TS is sent from the pulse width controller 18.
[0044]
The pulse width controller 18 determines the width of the switching pulse PF generated by the pulse generator 19 and generates a pulse width instruction signal WI indicating the pulse width. The pulse width controller 18 determines the pulse width without performing PWM control.
[0045]
The pulse generator 19 generates a switching pulse PF having a width indicated by the pulse width instruction signal WI and sends it to the input terminal 17 b of the three-terminal switch 17. The width of the switching pulse PF is fixed unless the pulse width indicated by the pulse width controller 18 is changed.
[0046]
The pulse width controller 18 includes a counter 20. The counter 20 increments the count number by one for each period of the master clock MC supplied from a clock oscillator (not shown) arranged outside the output control circuit 1. The pulse width controller 18 can measure time using the counter 20.
[0047]
Below, the soft start method in this embodiment is demonstrated, referring FIG. FIG. 2 shows changes in the output voltage Vout and the reference value Vref after the DC / DC converter 100 is started. The horizontal axis in FIG. 2 is time, and the vertical axis is voltage value. The solid line in the figure indicates the output voltage Vout, and the broken line indicates the reference value Vref. In the present embodiment, the output control circuit 1 performs soft start.
[0048]
The soft start of this embodiment is divided into periods A, B, and E. In the A and B periods, the output voltage Vout is monotonously increased from 0 to an intermediate value without performing PWM control. In the E period, PWM control is performed to monotonously increase the output voltage Vout from the intermediate value to the target value. The period F shown in FIG. 2 is a period in which the output voltage is stabilized by PWM control after the soft start is completed. Hereinafter, the operation of the output control circuit 1 in each period will be sequentially described.
[0049]
The period A starts immediately after the DC / DC converter 100 is activated. When the DC / DC converter 100 is activated, the three-terminal switch 17 connects the input terminal 17b to the output terminal 17c. Therefore, in period A, the pulse generator 19 is electrically connected to the FET drive circuit 13, and the switching pulse controller 12 and the FET drive circuit 13 are electrically insulated.
[0050]
In the period A, the minimum switching pulse width at which the output voltage Vout is generated is determined. As described above, when the switching pulse width is excessively small, the output voltage Vout is not generated due to the dead zone of the circuit element. Therefore, in the period A, the switching width is gradually increased while measuring the presence or absence of the output voltage Vout until the output voltage is detected.
[0051]
More specifically, the pulse width controller 18 first instructs the pulse generator 19 on the minimum pulse width Wmin that can be generated based on the master clock MC. In response to the instruction, the pulse generator 19 generates a switching pulse PF having a minimum pulse width Wmin. The generated switching pulse PF is sent to the FET drive circuit 13 through the three-terminal switch 17. The FET drive circuit 13 has the same pulse width and period as the switching pulse PF, and sends two switching pulses inverted to each other to the

switching elements

2 and 3, respectively. As a result, the

switching elements

2 and 3 perform on / off operations alternately. As a result, the input voltage Vin is switched.
[0052]
The pulse width controller 18 measures whether or not the output voltage Vout is generated according to the switching pulse having the minimum pulse width Wmin. If the output voltage Vout sent to the pulse width controller 18 through the A / D converter 10 is 0V, the pulse width controller 18 instructs the pulse generator 19 to have a pulse width twice as long as Wmin. In response to this, the pulse generator 19 generates a switching pulse PF having a pulse width of 2 Wmin and sends it to the FET drive circuit 13. As a result, the input voltage Vin is switched in response to a switching pulse having a width of 2 Wmin.
[0053]
The pulse width controller 18 continuously measures whether or not the output voltage Vout is generated, and increases the width of the switching pulse PF by Wmin until the output voltage Vout is detected. In response to an instruction from the pulse width controller 18, the pulse generator 19 generates a switching pulse PF having a pulse width that is an integral multiple of Wmin.
[0054]
When detecting the output voltage Vout, the pulse width controller 18 fixes the width of the switching pulse PF. Hereinafter, the pulse width when the output voltage Vout is detected is expressed as N × Wmin = W0 (N is a natural number). The pulse width W0 indicates the minimum switching pulse width that generates the output voltage Vout.
[0055]
As shown in FIG. 2, when the output voltage Vout is detected at time H and the width of the switching pulse PF is fixed to W0, the soft start shifts to the B period. In the period B, the switching pulse PF having the fixed width W0 is used over a predetermined period, and the output voltage Vout is monotonously increased. This B period is an important feature of the soft start of this embodiment.
[0056]
When the pulse width controller 18 detects the output voltage Vout at time H, the pulse width instructed to the pulse generator 19 is fixed to W0, and time measurement is started by the counter 20. This time measurement is for determining the end timing of the B period.
[0057]
In the period B, the pulse generator 19 continuously generates the switching pulse PF having the fixed width W0. The

switching elements

2 and 3 switch the input voltage Vin in response to the switching pulse PF having the width W0 to generate a pulse voltage. The width of this pulse voltage is equal to W0.
[0058]
FIG. 3 shows an equivalent circuit of the DC / DC converter 100 during the operation in the B period. Reference numeral 9 in FIG. 3 indicates the internal resistance of the

switching elements

2 and 3. Internal resistance 9, inductor 4 and capacitor 5 constitute an LCR filter. A pulse voltage Vinp obtained by switching the input voltage Vin is input to the LCR filter.
[0059]
FIG. 4 shows the waveform of the pulse voltage Vinp. When the input voltage Vin is switched at a frequency sufficiently fast with respect to the natural vibration frequency of the LCR filter, the switched input voltage is equivalent to a DC voltage having the value Vina. This Vina is a value obtained by multiplying the input voltage Vin by the switching pulse time ratio W0 / Tsw. Here, Tsw is the period of the pulse voltage Vinp, which is equal to the period of the switching pulse. In this case, the output Vout of the LCR filter is equivalent to the output obtained by the step response of the LCR filter with respect to the DC voltage input having the magnitude Vina.
[0060]
FIG. 5 shows changes with time of the output voltage Vout and the current i flowing through the LCR filter in the B period. The output voltage Vout increases over a half cycle from the start of the B period, and then decreases. The time tp at which the output voltage Vout becomes maximum in the step response of the LCR filter is:
[0061]
[Expression 7]

It is expressed as Here, L represents the inductance of the inductor 4, C represents the capacitance of the capacitor 5, and R represents the value of the internal resistance 9. Therefore, the output voltage Vout monotonously increases over the time tp from the start of the B period.
[0062]
In order to prevent the output voltage Vout from dropping, the length of the B period is set to tp. In order to prevent the output voltage Vout from dropping more reliably, the time of 60 to 70% of tp may be set as the upper limit of the length of the B period.
[0063]
When the pulse width controller 18 confirms that a predetermined upper limit time has elapsed from the start of the period B by measuring the time using the counter 20, the pulse width controller 18 sends a control signal TS to the control input terminal 17 d of the three-terminal switch 17. As described above, the upper limit time is a value equal to or less than the above tp. When receiving the control signal TS, the three-terminal switch 17 disconnects the input terminal 17b and the output terminal 17c and electrically connects the input terminal 17a and the output terminal 17c. Thereby, the period B ends and the period E starts. As shown in FIG. 2, the period B ends at time Q.
[0064]
Before describing the E period, the operation of the reference calculation circuit 15 in the A and B periods will be described. The reference calculation circuit 15 calculates the reference value Vref using the output voltage Vout during the periods A and B. The time change of the calculated reference value Vref is indicated by a wavy line in FIG.
[0065]
The reference value Vref is calculated using the following formula:
[0066]
[Equation 8]

Is done according to Here, G represents a transfer function of the switching pulse controller 12, and is also called a control coefficient of PWM control. The reference calculation circuit 15 uses the set value Vinmem stored in the set value memory 14 instead of the measured value of the input voltage Vin as the value of Vin in the equation (2). However, a measured value of the input voltage Vin may be used. Further, the reference calculation circuit 15 uses the set value Gmem stored in the set value memory 14 as the value of G in the equation (2). The reference value Vref is calculated using these set values and the output voltage Vout sent to the reference calculation circuit 15 through the A / D converter 10.
[0067]
Below, the derivation | leading-out method of (2) Formula is demonstrated easily. In the DC / DC converter 100,
D = Vout / Vin (3)
The relationship is established. Here, D is the duty ratio of the switching pulse. The switching pulse controller 12 has the following formula:
D = G (Vref−Vout) (4)
Then, the duty ratio D is calculated. Substituting equation (3) into equation (4) yields equation (2).
[0068]
As described above, in the period B, the output voltage Vout increases monotonously. Therefore, as shown in FIG. 2, the reference value Vref also increases monotonously. As shown in the equation (2), immediately after startup, the reference value Vref is calculated as a value proportional to the output voltage Vout. Therefore, as shown in FIG. 2, while the output voltage Vout sent from the A / D converter 10 to the reference calculation circuit 15 is 0V, the reference value Vref is also 0V. Therefore, the difference between the reference value Vret and the output voltage Vout is less likely to be opened than in the conventional technique in which the reference value Vref is monotonously increased immediately after startup.
[0069]
Below, E period is demonstrated. In the E period, the output voltage Vout is increased to the target value Vt by the conventional PWM control. The switching pulse controller 12 generates a switching pulse PM having a PWM controlled duty ratio and pulse width. The duty ratio D of the switching pulse PM is calculated by multiplying the difference value between the reference value Vref and the output voltage Vout by the control coefficient G, as shown in the above equation (4).
[0070]
The reference calculation circuit 15 substitutes the output voltage Vq at the end of the B period into the above equation (2) to calculate the value of the reference value Vref used at the start of the E period. That is, the initial value Vref0 of Vref at the start of PWM control is
[0071]
[Equation 9]

It is expressed as
[0072]
The reference calculation circuit 15 increases the reference value Vref from the initial value Vref0 to the target value Vt with a constant slope a. That is,
[Expression 10]

It is. The reference calculation circuit 15 calculates a reference value Vref according to equation (6). The calculated Vref is stored in the reference memory 16. The value of the inclination a is stored in the set value memory 14.
[0073]
The switching pulse controller 12 determines the time ratio of the switching pulse PM so that the difference between the reference value Vref and the output voltage Vout becomes small. Therefore, in the E period, the output voltage Vout gradually increases toward the reference value Vref while gradually approaching the reference value Vref. If the slope a is appropriately set, the output voltage Vout can reach the target value Vt without causing overshoot and undershoot in the output voltage Vout.
[0074]
When the output voltage Vout reaches the target value Vt, the E period and the soft start are finished, and the F period is started. In the F period, normal PWM control is executed, and the output voltage Vout is stabilized at the target value Vt. When the target value Vt is changed, the output voltage Vout is adjusted to the changed target value Vt by PWM control.
[0075]
The soft start of the present embodiment is executed as described above. The values of the output voltage Vout, the switching pulse time ratio D, the switching pulse width W, and the reference value Vref in each period are summarized in FIG.
[0076]
Below, the period of the switching pulse in each period (hereinafter referred to as the switching period) will be examined. The switching period in the A and B periods need not be the same as the switching period under PWM control, and can be an arbitrary period. Table 1 below shows an example of a suitable switching pulse period in each period.
[0077]
[Table 1]

In Example 1, the switching period in the E and F periods is Tsw, whereas the switching period in the A and B periods is 4 Tsw. In Example 2, the switching period in the A, E, and F periods is Tsw, while the switching period in the B period is 4 Tsw. In any case, the switching cycle in the period B is longer than the switching cycle during PWM control. This is because the voltage is slowly increased during the B period. Since the pulse width is fixed in the B period, if the period is long, the time ratio of the switching pulse PF is correspondingly reduced. If the input voltage Vin is switched at a small duty ratio, the output voltage Vout is also reduced. As a result, it is possible to prevent a sudden increase in the output voltage Vout and the accompanying overshoot and undershoot.
[0078]
Below, the advantage of this embodiment is demonstrated. Unlike the conventional soft start in which PWM control is started immediately after startup, in this embodiment, the PWM control is started after the output voltage Vout is monotonously increased without performing PWM control. In the conventional soft start, the reference value Vref increases immediately after startup, while the output voltage Vout does not occur immediately after startup, so the difference between the reference value Vref and the output voltage Vout increases. This causes overshoot and undershoot of the output voltage Vout. On the other hand, in the present embodiment, the reference value Vref is calculated as a value proportional to the output voltage Vout during the A and B periods. For this reason, while the output voltage Vout is 0, the reference value Vref is also 0. Therefore, the difference between the reference value Vref and the output voltage Vout is difficult to increase. Thereby, when PWM control is started after the end of the B period, overshoot and undershoot of the output voltage Vout can be suppressed.
[0079]
In boosting in the B period, the output voltage Vout is increased using a switching pulse having the minimum pulse width that generates the output voltage Vout. The magnitude of the output voltage Vout increases with the width of the switching pulse. Therefore, by increasing the output voltage Vout using the minimum pulse width, a sudden increase in the output voltage is prevented. Thereby, overshoot and undershoot can be prevented more reliably.
[0080]
In the PWM control in the E period, the initial value Vref0 of the reference value Vref is calculated using the output voltage Vq at the end of the B period. Therefore, the initial value Vref0 is equal to the reference value Vref at the end of the B period. That is, the reference value Vref is continuous between the B period and the E period. As a result, the output voltage Vout continuously increases at the transition from the B period to the E period. As a result, it is possible to more reliably prevent the output voltage from dropping and the output voltage overshoot and undershoot.
[0081]
The present invention has been described in detail based on the embodiments. However, the present invention is not limited to the above embodiment. The present invention can be variously modified without departing from the gist thereof.
[0082]
The output control circuit 1 of the above embodiment is a digital circuit. However, the output control circuit according to the present invention may be an analog circuit.
[0083]
【The invention's effect】
Since the present invention monotonically increases the output voltage using a switching pulse having a fixed pulse width before starting the pulse width modulation control, it is possible to suppress overshoot and undershoot of the output voltage during soft start of the switching power supply. it can.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic diagram illustrating a configuration of a switching power supply according to an embodiment.
FIG. 2 is a diagram showing changes in output voltage and reference value after startup.
FIG. 3 is a diagram showing an equivalent circuit of a switching power supply during a boosting step.
FIG. 4 is a diagram illustrating a waveform of an input voltage switched in a boosting step.
FIG. 5 is a diagram showing a change with time of an output voltage in a boosting step.
FIG. 6 is a chart showing output voltage, duty ratio, switching pulse width and reference value in each period.
FIG. 7 shows a change with time of an output voltage during a conventional soft start.
FIG. 8 is a diagram illustrating input / output characteristics of a filter included in a switching power supply.
FIG. 9 is a partial circuit diagram of a conventional switching power supply.
FIG. 10 is a diagram illustrating a relationship between a switching pulse width and a width of a pulse voltage generated by switching.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Output control circuit, 2 and 3 ... Switching element, 4 ... Inductor, 5 ... Capacitor, 6 ... Smoothing circuit, 7 ... Load, 8 ... External setting apparatus, 9 ... Internal resistance, 10 ... A / D converter, 11 ... Subtractor, 12 ... switching pulse controller, 13 ... FET drive circuit, 14 ... set value memory, 15 ... reference calculation circuit, 16 ... reference memory, 17 ... 3-terminal switch, 18 ... pulse width controller, 19 ... pulse generation 20, counter.

Claims

A method of performing a soft start in a switching power supply that switches an input voltage in response to a switching pulse and generates an output voltage,
After starting the switching power supply, in response to a switching pulse having a fixed pulse width, the input voltage is switched, and the step of boosting the output voltage monotonously to an intermediate value;
A pulse width modulation control step of switching the input voltage in response to a switching pulse having a variable pulse width determined by pulse width modulation control, and increasing the output voltage from the intermediate value to a target value;
With
A pulse width determining step before the boosting step ;
In the pulse width determining step, when the switching power supply is started, the pulse width of the switching pulse is gradually increased while measuring whether the output voltage is generated, and when the output voltage is detected, the switching power supply is detected. The pulse width of the pulse is fixed,
A soft start method for a switching power source, wherein the boosting step switches the input voltage in response to the switching pulse having the pulse width fixed by the pulse width determining step.

A method of performing a soft start in a switching power supply that switches an input voltage in response to a switching pulse and generates an output voltage,
After starting the switching power supply, in response to a switching pulse having a fixed pulse width, the input voltage is switched, and the step of boosting the output voltage monotonously to an intermediate value;
A pulse width modulation control step of switching the input voltage in response to a switching pulse having a variable pulse width determined by pulse width modulation control, and increasing the output voltage from the intermediate value to a target value;
With
The switching power supply includes a switching element that switches the input voltage, and a smoothing circuit that includes an inductor and a capacitor connected to the switching element,
The boosting step is a soft start method of a switching power supply , wherein the input voltage is switched over a time within tp represented by the following expression.

Here, L is the inductance of the inductor, C is the capacitance of the capacitor, and R is an internal resistance.

The pulse width modulation control step generates the switching pulse having a pulse width corresponding to a difference between the reference value and the output voltage so that a difference between the reference value and the output voltage is small.
3. The soft start method for a switching power supply according to claim 1 , wherein the pulse width modulation control step uses Vref 0 represented by the following expression as an initial value of the reference value. 4.

Here, Vq is an output voltage of the switching power supply at the end of the boosting step, Vin is an input voltage of the switching power supply, and G is a control coefficient of the pulse width modulation control.

4. The soft start method for a switching power supply according to claim 3 , wherein the pulse width modulation control step switches the input voltage while increasing the reference value with a predetermined slope from the initial value.

5. The soft start method for a switching power supply according to claim 1 , wherein the boosting step generates the switching pulse having a cycle longer than the cycle of the switching pulse in the pulse width modulation control step.

An output control circuit that controls soft start in a switching power supply that switches an input voltage in response to a switching pulse and generates an output voltage,
A first pulse generation circuit for generating a switching pulse having a fixed pulse width;
A second pulse generating circuit for generating a switching pulse having a variable pulse width determined by pulse width modulation control;
With
When the switching power supply is activated, a boosting step of switching the input voltage by supplying the switching pulse generated by the first pulse generation circuit to the switching power supply and monotonically increasing the output voltage to an intermediate value; ,
A pulse width modulation control step of switching the input voltage by supplying the switching pulse generated by the second pulse generation circuit to the switching power supply and increasing the output voltage from the intermediate value to a target value;
Run
A pulse width indicating circuit for indicating a pulse width of the switching pulse to the first pulse generating circuit ;
The first pulse generation circuit generates the switching pulse having a pulse width indicated by the pulse width indication circuit;
The pulse width indicating circuit gradually increases the pulse width while measuring whether the output voltage is generated when the switching power supply is activated, and fixes the pulse width when the output voltage is detected. , the output control circuit.

An output control circuit that controls soft start in a switching power supply that switches an input voltage in response to a switching pulse and generates an output voltage,
A first pulse generation circuit for generating a switching pulse having a fixed pulse width;
A second pulse generating circuit for generating a switching pulse having a variable pulse width determined by pulse width modulation control;
With
When the switching power supply is activated, a boosting step of switching the input voltage by supplying the switching pulse generated by the first pulse generation circuit to the switching power supply and monotonically increasing the output voltage to an intermediate value; ,
A pulse width modulation control step of switching the input voltage by supplying the switching pulse generated by the second pulse generation circuit to the switching power supply and increasing the output voltage from the intermediate value to a target value;
Run
The switching power supply includes a switching element that switches the input voltage, and a smoothing circuit that includes an inductor and a capacitor connected to the switching element,
The boosting step switches the input voltage over a time within tp represented by the following expression.

The second pulse generation circuit generates the switching pulse having a pulse width corresponding to a difference between the reference value and the output voltage so that a difference between the reference value and the output voltage is small;
The output control circuit according to claim 6 or 7 , wherein the second pulse generation circuit uses Vref0 represented by the following expression as an initial value of the reference value in the pulse width modulation control step.

Here, Vq is the output voltage of the switching power supply at the end of the boosting step, Vin is the input voltage of the switching power supply, and G is a control coefficient for pulse width modulation control.

The output control circuit according to claim 8 , wherein the second pulse generation circuit switches the input voltage while increasing the reference value with a predetermined slope from the initial value in the pulse width modulation control step.

The output control circuit according to claim 6 , wherein the first pulse generation circuit generates the switching pulse having a period longer than a period of the switching pulse generated by the second pulse generation circuit. .

A switching power supply that generates a target output voltage by switching an input voltage,
A switching element that switches the input voltage in response to a switching pulse;
A switching power supply comprising the output control circuit according to claim 6 , wherein the switching pulse is generated and supplied to the switching element.