JP4980652B2 - Charge pump circuit - Google Patents
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本発明は、負電圧を発生させるチャージポンプ回路に関し、特に定電流源駆動により起動時の動作が安定で、コストの安いバイポーラトランジスタのみで回路構築したチャージポンプ回路に関する。 The present invention relates to a charge pump circuit that generates a negative voltage, and more particularly, to a charge pump circuit that is constructed with only a low-cost bipolar transistor that is stable at the time of start-up by constant current source driving.
BiCMOSで構成された、負電圧を発生させる従来のチャージポンプ回路の1例を図5に示す。回路構成はチャージポンプの充放電作用を行うPMOSFET10及びNMOSFET20、30、40と、制御回路50からなっている。この例では点線内はIC化されており、チャージ蓄積用のコンデンサC1と吸収用のコンデンサC2はICピン1〜3を介して外付けされる。電源は外部から正電源電位Vcc(端子は表示していない)が供給され、チャージポンプ回路で生成した負電圧を負電源電位Veeとして制御回路50及び信号処理回路60に供給している。
FIG. 5 shows an example of a conventional charge pump circuit composed of BiCMOS and generating a negative voltage. The circuit configuration includes a PMOSFET 10 and NMOSFETs 20, 30, and 40 that perform charging and discharging operations of the charge pump, and a
図4に各FET(FET10、20、30、40)の入力波形を内部入力端子の波形図で示す(図4は従来例と本発明の実施例の波形図を共用している)。FET10とFET30を同時オンし(入力波形は逆相であるが導通、非導通の関係ではいずれも同相のオンである)、コンデンサC1に電荷をチャージした後、次にFET20と40を同時オンし、コンデンサC1の電荷をコンデンサC2に移動・吸収させる。この動作を繰り返してICピン3に負電圧を発生させ、負電圧を負電源電位Veeとして信号処理回路60に供給して信号処理回路60を駆動する。それと同時に、負電圧を負電源電位Veeとして制御回路50に供給し、各FETを駆動する波形のLOW電圧をICピン3の負電圧相当にレベルシフトして駆動する。このようにMOSFETで構成されたチャージポンプ回路では制御回路50内にレベルシフト回路などが必要である。また、信号処理回路60がバイポーラ回路であればBiCMOSプロセスが必須である。
FIG. 4 shows the input waveforms of the FETs (
このようなMOSFETで構成されたチャージポンプ回路は一般に広く使用されているものであり、例えば特許文献1の図5や特許文献2の図31にも同様の回路が記載されている。
上記したように、負電圧を発生させるチャージポンプ回路として、MOSFETとバイポーラトランジスタを混在させた場合には、制御回路内にレベルシフト回路などが必要となるために回路規模が大きくなり、またBiCMOSプロセスを使用する必要があるため製造プロセスも複雑で半導体集積回路として高価になるという問題があった。また、コンデンサC1にチャージされた電荷がコンデンサC2に移動するとき、瞬間的に過大な電流が流れるのを防ぎ、負電圧の発生効率を高めることが必要である。さらに、起動時においては各コンデンサに電荷が十分に充電されていないためラッチアップの危険性など動作が不安定になる恐れがある。 As described above, when a MOSFET and a bipolar transistor are mixed as a charge pump circuit for generating a negative voltage, a level shift circuit or the like is required in the control circuit, resulting in an increase in circuit scale and a BiCMOS process. Therefore, there is a problem that the manufacturing process is complicated and expensive as a semiconductor integrated circuit. Further, when the electric charge charged in the capacitor C1 moves to the capacitor C2, it is necessary to prevent an excessive current from flowing instantaneously and to increase the generation efficiency of the negative voltage. Further, at the time of start-up, since the capacitors are not sufficiently charged, there is a possibility that the operation becomes unstable such as a risk of latch-up.
本発明は上記のような問題を解決するために、回路規模が小さく製造プロセスが安価であると共に、定常動作時において負電圧の発生効率を高め、起動時において安定した動作を行うチャージポンプ回路を提供することを目的とする。 In order to solve the above-described problems, the present invention provides a charge pump circuit that has a small circuit scale and a low manufacturing process, increases the negative voltage generation efficiency during steady operation, and performs stable operation during startup. The purpose is to provide.
上記目的を達成するために本願請求項1記載の発明は、正電源電位が供給される正電源端子と、接地電位が供給される接地端子と、負電源電位が出力される負電源端子と、前記正電源端子と前記接地端子間に前記正電源端子側から接地端子側に向けて直列に接続する第1及び第3のトランジスタと、前記負電源端子と前記接地端子間に前記負電源端子側から前記接地端子側に向けて直列に接続する第4及び第2のトランジスタと、前記第1及び第3のトランジスタの接続点と前記第2及び第4のトランジスタの接続点との間に接続する第1のコンデンサと、前記負電源端子と前記接地端子間に接続する第2のコンデンサと、前記第1及び第2のトランジスタのオン、オフ動作と前記第3及び第4のトランジスタのオン、オフ動作を交互に逆相で駆動する制御回路と、を備えるチャージポンプ回路において、前記制御回路は、前記第4のトランジスタのベースに定電流源を接続し、該定電流源から電流を供給することで前記第4のトランジスタをオン動作させる回路であることを特徴とする。
In order to achieve the above object, the invention according to
本願請求項2記載の発明は、請求項1記載のチャージポンプ回路において、前記第4のトランジスタのベースと前記定電流源との接続点にアノードを、前記接地端子にカソードを接続するダイオードを備えたことを特徴とする。
According to a second aspect of the present invention, in the charge pump circuit according to the first aspect, a diode is connected to an anode at a connection point between the base of the fourth transistor and the constant current source, and a cathode is connected to the ground terminal. It is characterized by that.
本願請求項1に係る発明のチャージポンプ回路によれば、半導体素子をバイポーラトランジスタのみで構成することができる。したがって回路規模が小さく、製造プロセスを簡略化した安価なチャージポンプ回路を実現することができる。
According to the charge pump circuit of the invention according to
本願請求項2に係る発明のチャージポンプ回路によれば、上記効果に加えて、飽和電圧に影響を与える定電流源を適正化することによって負電圧の発生効率を制御することができるという効果を有する。また、定電流源を設けることによる副次的な効果として急峻な電流変化が抑えられるために負電源ラインにのるパルス性雑音が減少し、増幅器などの信号処理回路に与える影響も少なくなるという効果を有する。 According to the charge pump circuit of the invention according to claim 2 of the present application, in addition to the above effect, the efficiency of generating the negative voltage can be controlled by optimizing the constant current source that affects the saturation voltage. Have. In addition, as a secondary effect of providing a constant current source, since a steep current change is suppressed, pulse noise on the negative power supply line is reduced, and the influence on a signal processing circuit such as an amplifier is reduced. Has an effect.
本願請求項3に係る発明のチャージポンプ回路によれば、上記効果にさらに加えて、定電流源の飽和などの回路誤動作をダイオード1素子のみの追加で防ぐことができる。したがって、回路規模を大きくすることなく起動時におけるラッチアップの危険性を回避することができるという効果を有する。 According to the charge pump circuit of the invention of claim 3 of the present application, in addition to the above effects, circuit malfunction such as saturation of the constant current source can be prevented by adding only one diode element. Therefore, there is an effect that it is possible to avoid the risk of latch-up at the start-up without increasing the circuit scale.
本発明の実施形態について図面を参照して説明する。図1は第1の発明(請求項1)の実施例、図2は第2の発明(請求項2)の実施例、図3は第3の発明(請求項3)の実施例を示す回路図である。図示した点線内はいずれもIC化することを想定したものである。図4は回路動作を説明した各トランジスタの入力波形図である。 Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows an embodiment of the first invention (Claim 1), FIG. 2 shows an embodiment of the second invention (Claim 2), and FIG. 3 shows a circuit showing an embodiment of the third invention (Claim 3). FIG. The dotted lines in the figure are assumed to be integrated into an IC. FIG. 4 is an input waveform diagram of each transistor for explaining the circuit operation.
第1の発明の回路構成は、図1に示すようにチャージポンプの充放電作用を行うPNPトランジスタTr1及びNPNトランジスタTr2〜Tr4と、これらを駆動する制御回路(図示せず)からなっている。本実施例ではバイポーラトランジスタを使用しており、従来例で示したMOSFETを使用した場合に必要であった制御回路内のレベルシフト回路は不要である。電源は外部から正電源電位Vcc(端子は表示していない)が供給され、チャージポンプ回路で生成した負電圧を負電源電位Veeとして信号処理回路60に供給している。チャージ蓄積用のコンデンサC1と吸収用のコンデンサC2はICピン1〜3を介して外付けしている。
As shown in FIG. 1, the circuit configuration of the first invention comprises a PNP transistor Tr1 and NPN transistors Tr2 to Tr4 for charging / discharging the charge pump, and a control circuit (not shown) for driving them. In this embodiment, a bipolar transistor is used, and the level shift circuit in the control circuit which is necessary when the MOSFET shown in the conventional example is used is not necessary. As a power source, a positive power source potential Vcc (terminal is not shown) is supplied from the outside, and a negative voltage generated by the charge pump circuit is supplied to the
次に回路の動作を説明する。制御回路からの出力は、図4に示すように内部の入力端子1〜4を介して各トランジスタTr1〜Tr4のベースに供給される。入力端子1にLow信号(負電圧である必要はない)と入力端子2にHigh信号を供給し、トランジスタTr1とトランジスタTr2を同時に飽和オンさせ、外付けのコンデンサC1に電荷をチャージする。このときのコンデンサC1の両端間電圧は正電源電位VccからトランジスタTr1の飽和電圧VceとトランジスタTr2の飽和電圧Vceを差し引いた値となる。したがって各飽和電圧Vceを適正化することによってコンデンサC1の両端間電圧を最大にすることができる。このときトランジスタTr3とトランジスタTr4はオフにしておく。
Next, the operation of the circuit will be described. The output from the control circuit is supplied to the bases of the transistors Tr1 to Tr4 via the
次に、トランジスタTr1とトランジスタTr2を同時オフさせた後、トランジスタTr3とトランジスタTr4を同時に飽和オンさせ、外付けのコンデンサC1の電荷を外付けのコンデンサC2に移動させる。このときのコンデンサC2の両端間電圧はコンデンサC1の両端間電圧からトランジスタTr3の飽和電圧VceとトランジスタTr4の飽和電圧Vceを差し引いた値となり、各飽和電圧Vceを適正化することによってコンデンサC1の両端間電圧と同様、コンデンサC2の両端間電圧を最大限にすることができる。以上の動作を繰り返すことで、コンデンサC2に電荷がチャージアップし発生効率のよい負電圧を発生させ信号処理回路60に負電圧を負電源電位Veeとして供給する。
Next, after simultaneously turning off the transistor Tr1 and the transistor Tr2, the transistor Tr3 and the transistor Tr4 are simultaneously saturated on, and the charge of the external capacitor C1 is moved to the external capacitor C2. The voltage across the capacitor C2 at this time is a value obtained by subtracting the saturation voltage Vce of the transistor Tr3 and the saturation voltage Vce of the transistor Tr4 from the voltage across the capacitor C1, and by optimizing each saturation voltage Vce, the voltage across the capacitor C1. Similar to the inter-voltage, the voltage across the capacitor C2 can be maximized. By repeating the above operation, charge is charged up in the capacitor C2 to generate a negative voltage with high generation efficiency, and the negative voltage is supplied to the
このように、本実施例のチャージポンプ回路によれば、半導体素子をバイポーラトランジスタのみで構成することができる。したがって回路規模が小さく、製造プロセスを簡略化した安価なチャージポンプ回路を実現することができる。 As described above, according to the charge pump circuit of the present embodiment, the semiconductor element can be composed of only bipolar transistors. Therefore, an inexpensive charge pump circuit having a small circuit scale and a simplified manufacturing process can be realized.
第2の発明の回路構成は、図2に示すようにチャージポンプの充放電作用を行うPNPトランジスタTr1及びNPNトランジスタTr2〜Tr4と、これらを駆動する制御回路(図示せず)からなっている。なお、トランジスタTr4は定電流源5及び定電流源スイッチSW1を経由して駆動される。本実施例ではバイポーラトランジスタを使用しており、従来例で示したMOSFETを使用した場合に必要であった制御回路内のレベルシフト回路は不要である。チャージ蓄積用のコンデンサC1と吸収用のコンデンサC2はICピン1〜3を介して外付けしている。
As shown in FIG. 2, the circuit configuration of the second invention comprises a PNP transistor Tr1 and NPN transistors Tr2 to Tr4 for charging / discharging the charge pump, and a control circuit (not shown) for driving them. The transistor Tr4 is driven via the constant
次に回路の動作を説明する。制御回路からの出力は図4に示すように内部の入力端子1〜4を介して各トランジスタTr1〜Tr4のベースに供給される。入力端子1にLow信号(負電圧である必要はない)と入力端子2にHigh信号を供給し、トランジスタTr1とトランジスタTr2を同時に飽和オンさせ、外付けのコンデンサC1に電荷をチャージする。このときのコンデンサC1の両端間電圧は正電源電位VccからトランジスタTr1の飽和電圧VceとトランジスタTr2の飽和電圧Vceを差し引いた値となる。したがって各飽和電圧Vceを適正化することによってコンデンサC1の両端間電圧を最大にすることができる。このときトランジスタTr3とトランジスタTr4はオフにしておく。
Next, the operation of the circuit will be described. The output from the control circuit is supplied to the bases of the transistors Tr1 to Tr4 via the
次に、トランジスタTr1とトランジスタTr2を同時オフさせた後、トランジスタTr3とトランジスタTr4を同時に飽和オンさせ、外付けのコンデンサC1の電荷を外付けのコンデンサC2に移動させる。この場合トランジスタTr4は定電流源スイッチSW1が、図4に示すようにオン状態時に定電流源5より駆動電流が供給され飽和オン状態となる。このときのコンデンサC2の両端間電圧はコンデンサC1の両端間電圧からトランジスタTr3の飽和電圧VceとトランジスタTr4の飽和電圧Vceを差し引いた値となり、各飽和電圧Vceを適正化することによってコンデンサC1の両端間電圧と同様、コンデンサC2の両端間電圧を最大限にすることができる。特にトランジスタTr4の飽和電圧Vceは定電流源5により制御可能である。以上の動作を繰り返すことで、コンデンサC2に電荷がチャージアップし発生効率のよい負電圧を発生させ信号処理回路60に負電圧を負電源電位Veeとして供給する。
Next, after simultaneously turning off the transistor Tr1 and the transistor Tr2, the transistor Tr3 and the transistor Tr4 are simultaneously saturated on, and the charge of the external capacitor C1 is moved to the external capacitor C2. In this case, when the constant current source switch SW1 is in an on state as shown in FIG. 4, the transistor Tr4 is supplied with a driving current from the constant
このように、本実施例のチャージポンプ回路によれば、半導体素子をバイポーラトランジスタのみで構成することができる。したがって回路規模が小さく、製造プロセスを簡略化した安価なチャージポンプ回路を実現することができる。 As described above, according to the charge pump circuit of the present embodiment, the semiconductor element can be composed of only bipolar transistors. Therefore, an inexpensive charge pump circuit having a small circuit scale and a simplified manufacturing process can be realized.
加えて、飽和電圧Vceに影響を与える定電流源を適正化することによって負電圧の発生効率を制御することができるという効果を有する。また、定電流源5を設けることによる副次的な効果として急峻な電流変化が抑えられるために負電源ラインにのるパルス性雑音が減少し、増幅器などの信号処理回路60に与える影響も少なくなるという効果を有する。
In addition, it has the effect that the negative voltage generation efficiency can be controlled by optimizing the constant current source that affects the saturation voltage Vce. Further, since a steep current change is suppressed as a secondary effect by providing the constant
第3の発明の回路構成は、図3に示すように、NPNトランジスタTr4のベースと接地電位間に接続されたダイオード接続のNPNトランジスタTr5が加えられた以外は図2の回路構成と同じである。 The circuit configuration of the third invention is the same as the circuit configuration of FIG. 2 except that a diode-connected NPN transistor Tr5 connected between the base of the NPN transistor Tr4 and the ground potential is added as shown in FIG. .
次に定常状態での回路の動作を説明する。制御回路からの出力は図4に示すように内部の入力端子1〜4を介して各トランジスタTr1〜Tr4のベースに供給される。入力端子1にLow信号(負電圧である必要はない)と入力端子2にHigh信号を供給し、トランジスタTr1とトランジスタTr2を同時に飽和オンさせ外付けのコンデンサC1に電荷をチャージする。このときのコンデンサC1の両端間電圧は正電源電位VccからトランジスタTr1の飽和電圧VceとトランジスタTr2の飽和電圧Vceを差し引いた値となる。したがって各飽和電圧Vceを適正化することによってコンデンサC1の両端間電圧を最大にすることができる。このときトランジスタTr3とトランジスタTr4はオフにしておく。
Next, the operation of the circuit in the steady state will be described. The output from the control circuit is supplied to the bases of the transistors Tr1 to Tr4 via the
次に、トランジスタTr1とトランジスタTr2を同時オフさせた後、トランジスタTr3とトランジスタTr4を同時に飽和オンさせ、外付けのコンデンサC1の電荷を外付けのコンデンサC2に移動させる。この場合トランジスタTr4は定電流源スイッチSW1が、図4に示すようにオン状態時に定電流源5より駆動電流が供給され飽和オン状態となる。このときのコンデンサC2の両端間電圧はコンデンサC1の両端間電圧からトランジスタTr3の飽和電圧VceとトランジスタTr4の飽和電圧Vceを差し引いた値となり、各飽和電圧Vceを適正化することによってコンデンサC1の両端間電圧と同様、コンデンサC2の両端間電圧を最大限にすることができる。特にトランジスタTr4の飽和電圧Vceは定電流源5により制御可能である。以上の動作を繰り返すことで、コンデンサC2に電荷がチャージアップし発生効率のよい負電圧を発生させ信号処理回路60に負電圧を負電源電位Veeとして供給する。
Next, after simultaneously turning off the transistor Tr1 and the transistor Tr2, the transistor Tr3 and the transistor Tr4 are simultaneously saturated on, and the charge of the external capacitor C1 is moved to the external capacitor C2. In this case, when the constant current source switch SW1 is in an on state as shown in FIG. 4, the transistor Tr4 is supplied with a driving current from the constant
このように、定常状態での回路の動作は実施例2と同じであるが、本実施例の回路は起動時の動作に特徴を有する。 As described above, the operation of the circuit in the steady state is the same as that of the second embodiment, but the circuit of this embodiment is characterized by the operation at the time of startup.
電源オンの際の起動時はコンデンサC1、C2に電荷が十分に充電されていない。このため、コンデンサC1の電荷が十分でない場合には各トランジスタをオン・オフして電荷を移動しようとしてもトランジスタTr4のエミッタ電位が下がりきらない。この場合、トランジスタTr4のオンできる飽和電圧Vceが確保できず、トランジスタTr4はオフしたままとなる。このとき定電流源5から押し込まれた電流によりトランジスタTr4のベース電圧が上昇し、定電流源5が飽和状態になる可能性があり、ラッチアップの危険も伴う可能性がある。
At the time of startup when the power is turned on, the capacitors C1 and C2 are not sufficiently charged. For this reason, when the charge of the capacitor C1 is not sufficient, the emitter potential of the transistor Tr4 cannot be lowered even if each transistor is turned on and off to move the charge. In this case, the saturation voltage Vce that can turn on the transistor Tr4 cannot be secured, and the transistor Tr4 remains off. At this time, the current pushed from the constant
これを防ぐため、ダイオード接続したトランジスタTr5を接続し、起動時に電流をパスさせ動作の安定化をはかっている。コンデンサC1に電荷がチャージアップされトランジスタTr4のオンできる飽和電圧Vceが確保できれば、定電流源5の電流はトランジスタTr4のベース電流として供給されダイオード接続したトランジスタTr5はオフする。このように起動回路としてダイオード接続したトランジスタTr5を1素子付加させることで起動時の動作は安定する。
In order to prevent this, a diode-connected transistor Tr5 is connected, and current is passed at startup to stabilize the operation. If the capacitor C1 is charged up to obtain a saturation voltage Vce that can turn on the transistor Tr4, the current of the constant
このように、本実施例のチャージポンプ回路によれば、半導体素子をバイポーラトランジスタのみで構成することができる。したがって回路規模が小さく、製造プロセスを簡略化した安価なチャージポンプ回路を実現することができる。 As described above, according to the charge pump circuit of the present embodiment, the semiconductor element can be composed of only bipolar transistors. Therefore, an inexpensive charge pump circuit having a small circuit scale and a simplified manufacturing process can be realized.
加えて、飽和電圧Vceに影響を与える定電流源を適正化することによって負電圧の発生効率を制御することができるという効果を有する。また、定電流源5を設けることによる副次的な効果として急峻な電流変化が抑えられるために負電源ラインにのるパルス性雑音が減少し、増幅器などの信号処理回路60に与える影響も少なくなるという効果を有する。
In addition, it has the effect that the negative voltage generation efficiency can be controlled by optimizing the constant current source that affects the saturation voltage Vce. Further, since a steep current change is suppressed as a secondary effect by providing the constant
さらに加えて、定電流源5の飽和などの回路誤動作をダイオード1素子のみの追加で防ぐことができる。したがって、回路規模を大きくすることなく起動時におけるラッチアップの危険性を回避することができるという効果を有する。
In addition, circuit malfunction such as saturation of the constant
本発明のチャージポンプ回路は、高い負電圧発生効率と安定した動作が可能であり、しかも制御回路部がバイポーラでチャージポンプ出力部にMOSを使用していたシステム回路においてバイポーラのみで回路構築ができるため原価低減の効果も大きく利用価値が高いことが期待される。 The charge pump circuit of the present invention is capable of high negative voltage generation efficiency and stable operation, and can be constructed with only bipolar in a system circuit in which the control circuit section is bipolar and the charge pump output section uses MOS. Therefore, the effect of cost reduction is great and the utility value is expected to be high.
1〜4、10、20、30、40;入力端子
5;定電流源
50;制御回路
60;信号処理回路
ICピン1〜3;端子
C1、C2;コンデンサ
GND;接地電位
SW1;定電流源スイッチ
Tr1;PNPトランジスタ
Tr2〜5;NPNトランジスタ
FET10;PMOS FET
FET20、FET30、FET40;NMOS FET
Vcc;正電源電位
Vee:負電源電位
1-4, 10, 20, 30, 40;
FET20, FET30, FET40; NMOS FET
Vcc: Positive power supply potential Vee: Negative power supply potential
Claims (2)
前記制御回路は、前記第4のトランジスタのベースに定電流源を接続し、該定電流源から電流を供給することで前記第4のトランジスタをオン動作させる回路であることを特徴とするチャージポンプ回路。 A positive power supply terminal to which a positive power supply potential is supplied, a ground terminal to which a ground potential is supplied, a negative power supply terminal to which a negative power supply potential is output, and the positive power supply terminal side between the positive power supply terminal and the ground terminal. First and third transistors connected in series toward the ground terminal side, and fourth and second transistors connected in series from the negative power supply terminal side to the ground terminal side between the negative power supply terminal and the ground terminal. Two transistors, a first capacitor connected between a connection point of the first and third transistors and a connection point of the second and fourth transistors, and between the negative power supply terminal and the ground terminal a second capacitor connected, the first and on the second transistor, the off operation the third and on the fourth transistor, and a control circuit to be driven in reverse phase alternating-off operation, Ru with a In charge pump circuit Stomach,
The control circuit is a circuit that connects a constant current source to a base of the fourth transistor and supplies the current from the constant current source to turn on the fourth transistor. circuit.
前記第4のトランジスタのベースと前記定電流源との接続点にアノードを、前記接地端子にカソードを接続するダイオードを備えたことを特徴とするチャージポンプ回路。 The charge pump circuit according to claim 1, wherein
A charge pump circuit comprising a diode that connects an anode at a connection point between a base of the fourth transistor and the constant current source, and a cathode connected to the ground terminal .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006162071A JP4980652B2 (en) | 2006-06-12 | 2006-06-12 | Charge pump circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006162071A JP4980652B2 (en) | 2006-06-12 | 2006-06-12 | Charge pump circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007336615A JP2007336615A (en) | 2007-12-27 |
JP4980652B2 true JP4980652B2 (en) | 2012-07-18 |
Family
ID=38935550
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006162071A Expired - Fee Related JP4980652B2 (en) | 2006-06-12 | 2006-06-12 | Charge pump circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4980652B2 (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5378930B2 (en) * | 2009-09-28 | 2013-12-25 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | Semiconductor device and wireless communication device |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6107862A (en) * | 1997-02-28 | 2000-08-22 | Seiko Instruments Inc. | Charge pump circuit |
JP3506938B2 (en) * | 1999-01-13 | 2004-03-15 | シャープ株式会社 | Stabilized power supply circuit and microprocessor system |
JP3832575B2 (en) * | 2002-02-12 | 2006-10-11 | シャープ株式会社 | Negative voltage output charge pump circuit |
-
2006
- 2006-06-12 JP JP2006162071A patent/JP4980652B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2007336615A (en) | 2007-12-27 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20090318 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20110928 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20111011 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20111130 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
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A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20120419 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150427 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4980652 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
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R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
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R250 | Receipt of annual fees |
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LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |