JP4969204B2

JP4969204B2 - Overcurrent protection circuit

Info

Publication number: JP4969204B2
Application number: JP2006295247A
Authority: JP
Inventors: 圭佐藤; 大輔藤崎
Original assignee: Ｔｄｋラムダ株式会社
Priority date: 2006-10-31
Filing date: 2006-10-31
Publication date: 2012-07-04
Anticipated expiration: 2026-10-31
Also published as: JP2008113509A

Description

本発明は、負荷電流を検出する電流検出器からの電流検出信号を監視し、この負荷に過電流が流れると、スイッチング素子に供給するパルス駆動信号を変化させて、負荷電圧を低下させる過電流保護回路に関する。 The present invention monitors a current detection signal from a current detector that detects a load current, and when an overcurrent flows through the load, the pulse drive signal supplied to the switching element is changed to reduce the load voltage. It relates to a protection circuit.

一般に、この種の過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置は、例えば特許文献１に開示されるように、制御回路から与えられるパルス駆動信号により、スイッチング素子をスイッチングしてトランスの一次巻線に入力電圧を断続的に印加し、これによりトランスの二次巻線に誘起した電圧を整流平滑して、負荷に出力電圧を供給すると共に、負荷の過電流状態を電流検出器により検出すると、パルス駆動信号の導通幅を狭める指令信号を過電流保護回路から制御回路に供給するようになっている。 In general, a switching power supply device equipped with this type of overcurrent protection circuit, as disclosed in, for example, Patent Document 1, switches a switching element by a pulse drive signal provided from a control circuit to form a primary winding of a transformer. When the input voltage is applied intermittently, the voltage induced in the secondary winding of the transformer is rectified and smoothed, the output voltage is supplied to the load, and when the overcurrent state of the load is detected by the current detector, A command signal for narrowing the conduction width of the drive signal is supplied from the overcurrent protection circuit to the control circuit.

図６は、より具体的な回路構成をあらわしたものである。同図において、１，２は直流電圧Ｖｉが印加される入力端子、３はいわゆるハーフブリッジ構成のインバータで、これは入力端子１，２間に接続され、前記直流電圧Ｖｉを分圧して充電する２個のコンデンサ５，６からなる直列回路と、同じく入力端子１，２間に接続され、後述する制御用ＩＣ２３からのパルス駆動信号を受けて各々スイッチング動作される２個のスイッチング素子７，８の直列回路と、一次側と二次側とを絶縁する電力伝送用のトランス９とにより構成され、トランス９の一次巻線９Ａの一端（ドット側端子）は、スイッチング素子７，８の接続点に接続されると共に、一次巻線９Ａの他端（非ドット側端子）は、コンデンサ５，６の接続点に接続される。 FIG. 6 shows a more specific circuit configuration. In the figure, reference numerals 1 and 2 denote input terminals to which a DC voltage Vi is applied, and reference numeral 3 denotes an inverter having a so-called half-bridge configuration, which is connected between the input terminals 1 and 2 and charges by dividing the DC voltage Vi. Two switching elements 7 and 8 that are connected between a series circuit composed of two capacitors 5 and 6 and are similarly connected between the input terminals 1 and 2 and receive a pulse drive signal from a control IC 23 to be described later, respectively. And one end (dot side terminal) of the primary winding 9A of the transformer 9 is a connection point between the switching elements 7 and 8 and a transformer 9 for power transmission that insulates the primary side and the secondary side. And the other end (non-dot side terminal) of the primary winding 9 A is connected to a connection point of the capacitors 5 and 6.

また、トランス９の二次巻線９Ｂには、出力整流回路としてのダイオード１１，１２のアノードが、その一端および他端にそれぞれ接続され、二次巻線９Ｂのセンタタップとダイオード１１，１２のカソードどうしを接続した接続点との間に、出力平滑回路を構成するチョークコイル１３とコンデンサ１４との直列回路が接続される。 The secondary winding 9B of the transformer 9 is connected to the anodes of the diodes 11 and 12 as output rectifier circuits at one end and the other end, respectively, and the center tap of the secondary winding 9B and the diodes 11 and 12 are connected. A series circuit of a choke coil 13 and a capacitor 14 constituting an output smoothing circuit is connected between a connection point where the cathodes are connected.

そして、前記スイッチング素子７，８を、双方がオフになるデッドタイムを設けて交互にオン，オフさせると、スイッチング素子７のオン期間中には、コンデンサ５の充電電圧がトランス９の一次巻線９Ａにドット側端子を正極性として印加され、スイッチング素子８のオン期間中には、別なコンデンサ６の充電電圧がトランス９の一次巻線９Ａに非ドット側端子を正極性として印加される。そのため、トランス９の二次側では、スイッチング素子７，８が交互にオン，オフするのに同期して、ダイオード１１，１２もそれぞれ交互にオン，オフし、ここで整流した電圧をチョークコイル１３とコンデンサ１４で平滑することで、出力端子１５，１６間に接続した負荷Ｚに所定の出力電圧Ｖｏが供給される。 When the switching elements 7 and 8 are alternately turned on and off with a dead time when both are turned off, the charging voltage of the capacitor 5 is applied to the primary winding of the transformer 9 during the on-period of the switching element 7. A dot-side terminal is applied to 9A with a positive polarity, and during the ON period of the switching element 8, a charging voltage of another capacitor 6 is applied to the primary winding 9A of the transformer 9 with a non-dot-side terminal as a positive polarity. Therefore, on the secondary side of the transformer 9, the diodes 11 and 12 are alternately turned on and off in synchronization with the switching elements 7 and 8 being alternately turned on and off, and the rectified voltage is supplied to the choke coil 13. As a result of smoothing by the capacitor 14, a predetermined output voltage Vo is supplied to the load Z connected between the output terminals 15 and 16.

一方、出力電圧Ｖｏを安定化させるための帰還回路として、ここではトランス９の二次側で出力電圧Ｖｏの変動を検出し、その検出信号をフォトカプラ２１で電気的に絶縁してトランス９の一次側に伝送する出力電圧検出回路２２と、前記出力電圧Ｖｏの検出信号に基づき、各スイッチング素子７，８に供給するパルス駆動信号の導通幅を可変制御するパルス幅変調制御手段としての制御用ＩＣ２３が設けられる。これにより、出力電圧Ｖｏの上昇時には、フォトカプラ２１の発光素子２１Ａに印加される検出信号の電圧レベルが上昇し、フォトカプラ２１の受光素子２１Ｂひいては制御用ＩＣ２３の制御端子ＣＯＭＰに流れる電流が増加して、制御用ＩＣ２３は各出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２からスイッチング素子７，８に供給するパルス駆動信号の導通幅を狭める。逆に、出力電圧Ｖｏの低下時には、フォトカプラ２１の発光素子２１Ａに印加される検出信号の電圧レベルが低下し、フォトカプラ２１の受光素子２１Ｂひいては制御用ＩＣ２３の制御端子ＣＯＭＰに流れる電流が減少して、制御用ＩＣ２３は各出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２からスイッチング素子７，８に供給するパルス駆動信号の導通幅を広げる。このようなパルス駆動信号の導通幅制御によって、結果的に出力電圧Ｖｏの安定化を図っている。 On the other hand, as a feedback circuit for stabilizing the output voltage Vo, here, a change in the output voltage Vo is detected on the secondary side of the transformer 9, and the detection signal is electrically insulated by the photocoupler 21 so that the transformer 9 For control as pulse width modulation control means for variably controlling the conduction width of the pulse drive signal supplied to each of the switching elements 7 and 8 based on the output voltage detection circuit 22 transmitted to the primary side and the detection signal of the output voltage Vo An IC 23 is provided. As a result, when the output voltage Vo increases, the voltage level of the detection signal applied to the light emitting element 21A of the photocoupler 21 increases, and the current flowing through the light receiving element 21B of the photocoupler 21 and thus the control terminal COMP of the control IC 23 increases. Then, the control IC 23 narrows the conduction width of the pulse drive signal supplied from the output terminals OUT1 and OUT2 to the switching elements 7 and 8. Conversely, when the output voltage Vo decreases, the voltage level of the detection signal applied to the light emitting element 21A of the photocoupler 21 decreases, and the current flowing through the light receiving element 21B of the photocoupler 21 and thus the control terminal COMP of the control IC 23 decreases. Then, the control IC 23 widens the conduction width of the pulse drive signal supplied to the switching elements 7 and 8 from the output terminals OUT1 and OUT2. As a result, the output voltage Vo is stabilized by the conduction width control of the pulse drive signal.

３１は、負荷Ｚを流れる出力電流Ｉｏを検出する電流検出器としてのカレントトランスで、ここではトランス９の一次巻線９Ａと直列にその一次巻線３１Ａが挿入接続され、当該一次巻線３１Ａとの巻線比に見合う電流検出信号が、カレントトランス３１の二次巻線３１Ｂに電流として流れるようになっている。また３２は、前記カレントトランス３１で得られる電流検出信号を監視して、負荷Ｚに過電流が流れると、前記スイッチング素子７，８に供給するパルス駆動信号の導通幅を狭めて、出力電圧Ｖｏを低下させるような指令信号を、制御用ＩＣ２３に出力する過電流保護回路である。なお、電流検出器は、カレントトランス３１以外に例えば抵抗を用いてもよく、また出力電流Ｉｏを直接的または間接的に検出できる配線路であれば、どの位置に接続してもよい。 31 is a current transformer as a current detector for detecting an output current Io flowing through the load Z. Here, the primary winding 31A is inserted and connected in series with the primary winding 9A of the transformer 9, and the primary winding 31A The current detection signal corresponding to the winding ratio of the current flows through the secondary winding 31B of the current transformer 31 as a current. Further, 32 monitors the current detection signal obtained by the current transformer 31, and when an overcurrent flows through the load Z, the conduction width of the pulse drive signal supplied to the switching elements 7 and 8 is narrowed to reduce the output voltage Vo. This is an overcurrent protection circuit that outputs a command signal that lowers the voltage to the control IC 23. The current detector may be a resistor other than the current transformer 31 and may be connected to any position as long as it is a wiring path that can directly or indirectly detect the output current Io.

過電流保護回路３２は、カレントトランス３１の二次巻線３１Ｂに流れる電流を全波整流するブリッジ接続されたダイオード３５Ａ〜３５Ｄと、ダイオード３５Ａ，３５Ｂの接続点とダイオード３５Ｃ，３５Ｄの接続点との間に接続する抵抗３４と、ダイオード３５Ａ〜３５Ｄで整流された電流検出信号が供給される抵抗３６と、を分圧する抵抗３６，３７の直列回路と、他端を接地する抵抗３７と共に並列回路を構成して、前記整流された電流検出信号の電圧が下降する放電区間の時定数を決定するコンデンサ３８と、抵抗３６，３７の接続点から、整流回路であるダイオード３５Ａ〜３５Ｄへの電流の流れを阻止する逆流防止ダイオード３９と、補助電源回路（図示せず）で生成した一定の動作電圧Ｖｃｃを分圧する基準電圧生成回路４０としての抵抗４１，４２と、抵抗３６，３７の接続点に発生する電流検出信号に基づく電圧レベルを一方の入力端子（反転入力端子）に入力し、抵抗４１，４２の接続点における基準となる電圧レベルを他方の入力端子（非反転入力端子）に入力して、その比較結果を出力端子より出力するオペアンプ４３と、オペアンプ４３の出力端子における電圧レベルが上昇すると、制御用ＩＣ２３の制御端子ＣＯＭＰに流れる電流を増加させるトランジスタ４４と、前記オペアンプ４３の出力端子に発生する電圧に見合うベース電流を、トランジスタ４４に供給する抵抗４５と、制御用ＩＣ２３の制御端子ＣＯＭＰとトランジスタ４４のコレクタとの間に接続されるダイオード４６と、により構成される。 The overcurrent protection circuit 32 includes bridge-connected diodes 35A to 35D for full-wave rectification of the current flowing through the secondary winding 31B of the current transformer 31, a connection point between the diodes 35A and 35B, and a connection point between the diodes 35C and 35D. parallel with the resistor 34 connected between the, and the resistor 3 6 rectified current detection device signals is supplied by the diode 35A to 35D, a series circuit of resistors 36 and 37 divide the, along with resistor 37 to ground the other end A current flowing from the connection point of the capacitor 38 and the resistors 36 and 37 to the diodes 35 A to 35 D serving as a rectifier circuit is configured by configuring a circuit and determining a time constant of a discharge section in which the voltage of the rectified current detection signal drops. A reverse current prevention diode 39 for blocking the flow of the current and a reference voltage generation circuit 4 for dividing a constant operating voltage Vcc generated by an auxiliary power supply circuit (not shown). The voltage level based on the current detection signal generated at the connection point between the resistors 41 and 42 and the resistors 36 and 37 as 0 is input to one input terminal (inverted input terminal), and the reference at the connection point between the resistors 41 and 42 is When the voltage level at the output terminal of the operational amplifier 43 and the operational amplifier 43 rises, the control terminal of the control IC 23 increases. A transistor 44 that increases a current flowing through COMP, a resistor 45 that supplies a base current corresponding to a voltage generated at the output terminal of the operational amplifier 43, a control terminal COMP of the control IC 23, and a collector of the transistor 44 And a diode 46 connected therebetween.

次に、上記回路構成における動作を、図７に示す各部の波形に基づき説明する。図７には、制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ１から一方のスイッチング素子７に供給されるＡ点におけるパルス駆動信号の電圧波形と、制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ２から他方のスイッチング素子８に供給されるＢ点におけるパルス駆動信号の電圧波形と、ダイオード３５Ａ〜３５Ｄから出力されるＥ点の整流された電流検出信号における電圧波形と、オペアンプ４３の非反転入力端子に印加されるＦ点における電圧波形が、上段より順に示されている。 Next, the operation in the above circuit configuration will be described based on the waveform of each part shown in FIG. In FIG. 7, the voltage waveform of the pulse driving signal at point A supplied from the output terminal OUT1 of the control IC 23 to one switching element 7 and the voltage waveform of the pulse drive signal supplied from the output terminal OUT2 of the control IC 23 to the other switching element 8 are shown. The voltage waveform of the pulse drive signal at point B, the voltage waveform of the rectified current detection signal at point E output from the diodes 35 A to 35 D, and the voltage waveform at point F applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 43. They are shown in order from the top.

制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から各スイッチング素子７，８には、一定のデッドタイムを有して交互にパルス駆動信号が与えられ、これによりトランス９の二次巻線９Ｂに誘起された電圧がダイオード１１，１２により整流され、さらにこの整流された電圧がチョークコイル１３とコンデンサ１４により平滑されることで、負荷Ｚに所定の出力電圧Ｖｏが供給される。また、カレントトランス３１は、負荷Ｚの出力電流Ｉｏに比例したトランス９の一次巻線９Ａを流れる電流を電流検出信号として検出し、これを二次巻線３１Ｂに電流として流す。この電流は、過電流保護回路３２のダイオード３５Ａ〜３５Ｄによって整流され、この整流した電流検出信号の電流を抵抗３６からダイオード３９を通してコンデンサ３８に充電して、コンデンサ３８の両端間の電圧レベルと、別な抵抗４１，４２の接続点に発生する基準電圧レベルが、オペアンプ４３によって比較される。 A pulse drive signal is alternately supplied from the output terminals OUT1 and OUT2 of the control IC 23 to each of the switching elements 7 and 8 with a certain dead time, thereby being induced in the secondary winding 9B of the transformer 9. The voltage is rectified by the diodes 11 and 12, and the rectified voltage is smoothed by the choke coil 13 and the capacitor 14, whereby a predetermined output voltage Vo is supplied to the load Z. Further, the current transformer 31 detects a current flowing through the primary winding 9A of the transformer 9 proportional to the output current Io of the load Z as a current detection signal, and passes this as a current through the secondary winding 31B. This current is rectified by the diode 35A~35D overcurrent protection circuit 32, and charging current of the rectified current detection signal from the resistor 36 through the diode 39 to the capacitor 38, the voltage level across the capacitor 38, The reference voltage level generated at the connection point of the other resistors 41 and 42 is compared by the operational amplifier 43.

カレントトランス３１の一次巻線３１Ａを流れる電流は、スイッチング素子７，８のオン期間中に増加し、スイッチング素子７，８が共にオフするデットタイム中に減少する。したがって、Ｅ点に発生する電圧も、スイッチング素子７，８のオン期間中に上昇し、スイッチング素子７，８が共にオフするデットタイム中に下降するが、ブリッジ接続したダイオード３５Ａ〜３５Ｄの出力端には、抵抗３７とコンデンサ３８とを並列接続した時定数回路が接続されているので、図７に示すＥ点の電圧波形は、スイッチング素子７，８のオン期間中において、抵抗３４の両端間に発生する電圧に依存して上昇する一方で（実線を参照）、スイッチング素子７，８が共にオフするデットタイム中において、抵抗３７とコンデンサ３８とにより決定される時定数に依存して下降する（破線を参照）。また、図７では、Ｆ点の波形がなだらかな曲線状に描かれているが、実際にはＥ点に発生する電圧を平滑したものなので、リプル（脈動）成分が含まれている。 Current through the primary winding 31A of the mosquito Rent transformer 31 is increased during the ON period of the switching elements 7 and 8, decreases during the dead time of the switching elements 7 and 8 are both turned off. Therefore, the voltage generated at the point E also rises during the on period of the switching elements 7 and 8 and falls during the dead time when both of the switching elements 7 and 8 are turned off, but the output terminals of the bridge-connected diodes 35A to 35D. Since a time constant circuit in which a resistor 37 and a capacitor 38 are connected in parallel is connected, the voltage waveform at point E shown in FIG. 7 is between both ends of the resistor 34 during the ON period of the switching elements 7 and 8. (Refer to the solid line), while the dead time when both the switching elements 7 and 8 are turned off, it falls depending on the time constant determined by the resistor 37 and the capacitor 38. (See dashed line). In FIG. 7, the waveform at the point F is drawn in a gentle curve, but since the voltage generated at the point E is actually smoothed , a ripple (pulsation) component is included.

ここで、負荷Ｚへの出力電流Ｉｏが過電流状態ではない定常動作時には、オペアンプ４３の非反転入力端子における電圧レベルが、オペアンプ４３の反転入力端子における基準電圧レベルよりも低く、トランジスタ４４はオフして、過電流保護回路３２はいわば制御用ＩＣ２３の制御端子ＣＯＭＰから切り離された状態になる。従って、この場合の制御用ＩＣ２３は、出力電圧検出回路２２からの検出信号を受けて、出力電圧Ｖｏが一定となるように、スイッチング素子７，８へのパルス駆動信号の導通幅を可変制御する。 Here, during steady operation when the output current Io to the load Z is not in an overcurrent state, the voltage level at the non-inverting input terminal of the operational amplifier 43 is lower than the reference voltage level at the inverting input terminal of the operational amplifier 43, and the transistor 44 is turned off. Thus, the overcurrent protection circuit 32 is disconnected from the control terminal COMP of the control IC 23. Accordingly, the control IC 23 in this case receives the detection signal from the output voltage detection circuit 22 and variably controls the conduction width of the pulse drive signal to the switching elements 7 and 8 so that the output voltage Vo becomes constant. .

一方、負荷Ｚへの出力電流Ｉｏが増加して、オペアンプ４３の非反転入力端子における電圧レベルが、オペアンプ４３の反転入力端子における基準電圧レベルよりも高くなり、ダイオード４６を介してトランジスタ４４のコレクタからエミッタに電流が流れ始めると、これが過電流保護回路３２から制御用ＩＣ２３に向けての過電流保護を開始する指令信号となり、図７における過電流保護動作開始時のＡ点およびＢ点の波形に示すように、制御用ＩＣ２３はスイッチング素子７，８へのパルス駆動信号の導通幅を次第に狭め、出力電圧Ｖｏを低下させる。このとき、Ｅ点における整流された電流検出信号の電圧波形も、次第に電圧上昇時におけるパルス幅が狭くなるが、電圧下降時すなわち放電時の時定数は一定であるため、Ｅ点の電圧波形のリプル成分は増大し、オペアンプ４３の反転入力端子に印加されるＦ点の電位が低下するような動作となる。しかし、実際にはＦ点の電位が、抵抗４１，４２で定められた基準電圧レベルと等しくなるように過電流保護回路３２が動作し、このＦ点の電位を上昇させるために、Ｅ点の電圧波形のピークが高くなっていくので、出力電流Ｉｏが過電流保護動作の開始時よりもさらに上昇しながら出力電圧Ｖｏが低下する定電力垂下特性を示すようになる。
特開２００２−８４７４４号公報 On the other hand, the output current Io to the load Z increases, the voltage level at the non-inverting input terminal of the operational amplifier 43 becomes higher than the reference voltage level at the inverting input terminal of the operational amplifier 43, and the collector of the transistor 44 is connected via the diode 46. When current starts to flow from the emitter to the emitter, this becomes a command signal for starting overcurrent protection from the overcurrent protection circuit 32 toward the control IC 23, and the waveforms at points A and B at the start of the overcurrent protection operation in FIG. As shown in FIG. 2, the control IC 23 gradually narrows the conduction width of the pulse drive signal to the switching elements 7 and 8 and lowers the output voltage Vo. At this time, the voltage waveform of the rectified current detection signal at point E also gradually decreases in pulse width when the voltage rises, but the time constant at the time of voltage drop, that is, during discharge is constant, so the voltage waveform of point E is constant. The ripple component increases and the potential at the point F applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 43 decreases. However, in practice, the overcurrent protection circuit 32 operates so that the potential at the point F becomes equal to the reference voltage level determined by the resistors 41 and 42. In order to increase the potential at the point F, Since the peak of the voltage waveform increases, the output current Io exhibits a constant power drooping characteristic in which the output voltage Vo decreases while the output current Io further increases from the start of the overcurrent protection operation.
JP 2002-84744 A

上述した従来の過電流保護回路３２は、スイッチング電源装置の保護機能として広く用いられているが、負荷Ｚの出力電圧Ｖｏが垂下し始める動作点が、周囲温度の変化によって大きく影響を受ける場合があり、過電流保護回路３２としての特性上好ましくないものとなっている。 The above-described conventional overcurrent protection circuit 32 is widely used as a protection function of the switching power supply device, but the operating point at which the output voltage Vo of the load Z starts to drop may be greatly affected by changes in the ambient temperature. In view of the characteristics of the overcurrent protection circuit 32, it is undesirable.

本発明は上記の各問題点に着目してなされたもので、温度変化に起因した過電流保護特性のバラツキを、簡単に抑制することが可能な過電流保護回路を提供することを、その目的とする。 The present invention has been made paying attention to each of the above problems, and its object is to provide an overcurrent protection circuit that can easily suppress variations in overcurrent protection characteristics due to temperature changes. And

本発明における請求項１の過電流保護回路は、上記目的を達成するために、制御手段からスイッチング素子に与えられるパルス駆動信号によって、前記スイッチング素子をスイッチングして負荷に出力電圧を供給すると共に、前記出力電圧を安定化させるために、前記出力電圧を出力電圧検出回路で検出し、この出力電圧検出回路からの検出信号に基づいて、前記制御手段が前記パルス駆動信号の導通幅を可変制御するスイッチング電源装置に具備され、前記負荷を流れる出力電流を検出する電流検出器からの電流検出信号を整流するダイオードと、前記スイッチング素子のオン期間中に、前記ダイオードから整流した電流検出信号の電流が流れ込むことにより充電するコンデンサと、前記コンデンサの両端間に接続され、前記スイッチング素子のオフ期間中に、前記コンデンサを放電する抵抗と、を備え、前記コンデンサの両端間の電圧レベルが基準電圧レベルよりも高くなると、前記パルス駆動信号の導通幅を狭めるような指令信号を前記制御手段に向けて流して、前記出力電圧を垂下させる過電流保護回路において、前記パルス駆動信号の導通幅に応じたレベルの電圧を生成する電圧生成回路と、前記電圧生成回路で得た電圧を入力として、前記パルス駆動信号の導通幅に応じて変化する電流を前記補正信号として生成し、この補正信号の電流によって、前記整流した電流検出信号から前記コンデンサに流れる電流量を調整する可変電流源と、により構成され、前記パルス駆動信号の導通幅が狭くなると、前記補正信号の電流量が減少して、前記コンデンサに流れる電流量を増加させ、前記コンデンサの両端間の電圧レベルが前記基準電圧レベルを超えることにより、前記出力電流が定電流で前記出力電圧を垂下させる垂下特性補正回路を備え、前記負荷電圧が垂下し始める動作点の温度変動を補償するための温度補償用素子を、前記垂下特性補正回路に組み込んだことを特徴とする。 In order to achieve the above object, the overcurrent protection circuit according to claim 1 of the present invention switches the switching element and supplies an output voltage to a load by a pulse drive signal given from the control means to the switching element. In order to stabilize the output voltage, the output voltage is detected by an output voltage detection circuit, and the control means variably controls the conduction width of the pulse drive signal based on a detection signal from the output voltage detection circuit. The switching power supply device includes a diode that rectifies a current detection signal from a current detector that detects an output current flowing through the load, and a current of the current detection signal rectified from the diode during an ON period of the switching element. A capacitor charged by flowing in, and connected between both ends of the capacitor, the switching A resistor that discharges the capacitor during the off period of the child, and when the voltage level across the capacitor becomes higher than a reference voltage level, the command signal that narrows the conduction width of the pulse drive signal In an overcurrent protection circuit that flows toward the control means and droops the output voltage, a voltage generation circuit that generates a voltage of a level corresponding to a conduction width of the pulse drive signal, and a voltage obtained by the voltage generation circuit A variable current source that generates, as an input, a current that changes according to the conduction width of the pulse drive signal as an input, and adjusts the amount of current that flows from the rectified current detection signal to the capacitor by the current of the correction signal When the conduction width of the pulse drive signal is narrowed, the amount of current of the correction signal is reduced, and the amount of current flowing through the capacitor is reduced. Is pressurized, by the voltage level across the capacitor exceeds the reference voltage level, it comprises a drooping characteristic correction circuit in which the output current to droop the output voltage at a constant current, the operating point of the load voltage begins to droop the temperature compensation element for compensating the temperature variations, characterized in that incorporated in the drooping characteristic correction circuit.

また、請求項２の過電流保護回路は、前記垂下特性補正回路とは別に、前記基準電圧生成回路にも前記温度補償用素子を組み込んで構成される。 Further, the overcurrent protection circuit of claim 2, apart also configured the reference voltage generating circuit incorporating the temperature compensation element is a pre-Symbol drooping characteristic correction circuit.

請求項１の構成によれば、過電流保護回路の周囲温度が変動しても、過電流保護回路に組み込んだ温度補償用素子の抵抗値が温度により変化するのを利用して、負荷に過電流が流れたときに負荷電圧が垂下し始める動作点の変化を、小さく抑えることができる。そのため、温度変化に起因した過電流保護特性のバラツキを、温度補償用素子を付加するだけで簡単に抑制することが可能になる。 According to the configuration of claim 1, even if the ambient temperature of the overcurrent protection circuit fluctuates, the resistance value of the temperature compensating element incorporated in the overcurrent protection circuit changes depending on the temperature, so that the load A change in the operating point at which the load voltage starts to drop when a current flows can be suppressed to a small level. Therefore, it is possible to easily suppress variations in overcurrent protection characteristics due to temperature changes only by adding a temperature compensation element.

また、垂下特性補正回路がスイッチング素子に供給するパルス駆動信号を利用して、このパルス駆動信号の変化に応じた補正信号を生成し、整流した電流検出信号からコンデンサに流れる電流量を調整することで、負荷への出力電流がさらに増加することなく、一定の電流値に保たれたまま出力電圧を垂下させることが可能になる。そのため、既存の回路構成に手を加えることなく、過電流時において定電流垂下特性を簡単に得ることができる。また、垂下特性補正回路に組み込んだ温度補償用素子によって、負荷に過電流が流れたときに定電流で負荷電圧が垂下し始める動作点の変化を小さく抑えることができ、温度による影響の小さな安定した定電流垂下特性を得ることができる。 In addition, by using the pulse drive signal supplied to the switching element by the drooping characteristic correction circuit, a correction signal corresponding to the change of the pulse drive signal is generated, and the amount of current flowing to the capacitor is adjusted from the rectified current detection signal. Thus, the output voltage can be drooped while maintaining a constant current value without further increasing the output current to the load. Therefore, the constant current drooping characteristic can be easily obtained at the time of overcurrent without modifying the existing circuit configuration. In addition, the temperature compensation element incorporated in the drooping characteristic correction circuit can minimize the change in the operating point at which the load voltage begins to droop at a constant current when an overcurrent flows through the load. The constant current drooping characteristics can be obtained.

さらに、パルス駆動信号の導通幅が増減するのを利用して、電圧生成回路が可変する電圧レベルを生成し、この電圧に基づいて可変電流源が、整流した電流検出信号からコンデンサに流れる電流量を調整するので、垂下特性補正回路を電圧生成回路と可変電流源で簡単に構成することができる。 Further, the voltage level generated by the voltage generation circuit is generated using the increase / decrease of the conduction width of the pulse drive signal, and the amount of current that flows from the rectified current detection signal to the capacitor based on the voltage generated by the voltage generation circuit. Therefore, the drooping characteristic correction circuit can be easily configured with a voltage generation circuit and a variable current source.

請求項２の構成によれば、垂下特性補正回路に温度補償用素子が組み込まれるだけでなく、指令信号を出力する上での基準電圧レベルを生成する基準電圧生成回路にも、同様の温度補償用素子が組み込まれるので、さらに温度による影響の小さな安定した定電流垂下特性を得ることができる。 According to the configuration of the second aspect , not only the temperature compensation element is incorporated in the drooping characteristic correction circuit, but also the same temperature compensation is applied to the reference voltage generation circuit for generating the reference voltage level for outputting the command signal. Therefore, a stable constant current drooping characteristic less influenced by temperature can be obtained.

以下、本発明における過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置の好ましい一実施形態について、添付図面を参照しながら詳細に説明する。なお、背景技術で説明した箇所と同一部分には同一符号を付し、共通する説明は重複を避けるために極力省略する。 Hereinafter, a preferred embodiment of a switching power supply device having an overcurrent protection circuit according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the part same as the location demonstrated by background art, and common description is abbreviate | omitted as much as possible in order to avoid duplication.

図１は、本発明におけるスイッチング電源装置の回路図であり、ここでは従来例として示した図６の回路構成をそのまま共通に使用する一方で、負荷Ｚが過電流状態になったときに、この負荷Ｚへの出力電流Ｉｏが定電流で出力電圧Ｖｏが垂下するように、制御用ＩＣ２３からスイッチング素子７，８に与えられるパルス駆動信号から生成される補正信号を生成して、前記整流された電流検出信号の電流量を補正する垂下特性補正回路５１を設けている。また、周囲温度による垂下特性の変動を防止するために、基準電圧生成回路４０としての抵抗４１，４２と、上記垂下特性補正回路５１には、温度補償用素子としてのサーミスタ抵抗５２，５３がそれぞれ設けられている。つまり、垂下特性補正回路５１とサーミスタ抵抗５２を付加した以外は、図６と同一の回路構成を有している。 FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device according to the present invention. Here, the circuit configuration of FIG. 6 shown as a conventional example is commonly used as it is, and when the load Z enters an overcurrent state, A correction signal generated from a pulse drive signal applied from the control IC 23 to the switching elements 7 and 8 is generated so that the output current Io to the load Z is a constant current and the output voltage Vo drops. A drooping characteristic correction circuit 51 for correcting the amount of current of the current detection signal is provided. In order to prevent the drooping characteristics from fluctuating due to the ambient temperature, the resistances 41 and 42 as the reference voltage generation circuit 40 and the thermistor resistors 52 and 53 as temperature compensating elements are respectively provided in the drooping characteristic correction circuit 51. Is provided. That is, the circuit configuration is the same as that of FIG. 6 except that the drooping characteristic correction circuit 51 and the thermistor resistor 52 are added.

垂下特性補正回路５１は、前記パルス駆動信号の導通幅に応じたレベルの電圧を生成する電圧生成回路５６と、当該電圧生成回路５６で得た電圧を入力として、パルス駆動信号の導通幅に応じて変化する電流を補正信号として生成し、この補正信号の電流によって前記Ｆ点のインピーダンスを変化させるような操作を行なう可変電流源としてのカレントミラー回路５７とにより構成される。より具体的には、電圧生成回路５６は、制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ１に一端を接続したダイオード６１と抵抗６２との直列回路と、制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ２に一端を接続した別なダイオード６３と抵抗６４との直列回路と、これらの直列回路の他端どうしを接続した接続点と接地ラインとの間に接続される充放電用のコンデンサ６５と、当該コンデンサ６５の両端間に接続される放電抵抗６６と、を備えている。またカレントミラー回路５７は、ベースどうしを接続したＮＰＮ型の同特性を有するトランジスタ６８，６９と、前記コンデンサ６５の両端間に発生する電圧を電流に変換して、一方のトランジスタ６８のコレクタおよび双方のトランジスタ６８，６９のベースに供給する抵抗７１，７２の直列回路と、抵抗７１の両端間に並列接続した温度補償用のサーミスタ抵抗５３と、双方のトランジスタ６８，６９のエミッタと接地ラインとの間にそれぞれ接続され、当該トランジスタ６８，６９のエミッタ電位を決定する抵抗７３，７４と、を備えている。 The drooping characteristic correction circuit 51 receives a voltage generation circuit 56 that generates a voltage at a level corresponding to the conduction width of the pulse drive signal, and the voltage obtained by the voltage generation circuit 56 as an input, according to the conduction width of the pulse drive signal. the varying current Te generated as a correction signal, constituted by a current mirror circuit 57 as a variable current source to perform operations such as changing the impedance of the pre-Symbol F point by the current of the correction signal. More specifically, the voltage generation circuit 56 includes a series circuit of a diode 61 and a resistor 62 having one end connected to the output terminal OUT1 of the control IC 23, and another diode having one end connected to the output terminal OUT2 of the control IC 23. 63 and a resistor 64, a charge / discharge capacitor 65 connected between a connection point connecting the other ends of these series circuits and the ground line, and connected between both ends of the capacitor 65. A discharge resistor 66. The current mirror circuit 57 converts the voltage generated between both ends of the NPN type transistors 68 and 69 having bases connected to each other and both ends of the capacitor 65 into a current. A series circuit of resistors 71 and 72 supplied to the bases of the transistors 68 and 69, a thermistor resistor 53 for temperature compensation connected in parallel between both ends of the resistor 71, and emitters of both transistors 68 and 69 and a ground line. And resistors 73 and 74 for determining emitter potentials of the transistors 68 and 69, respectively.

本実施例では、周囲温度の影響による過電流特性の変動を極力抑えるために、オペアンプ４３に基準電圧を供給する基準電圧生成回路４０にサーミスタ抵抗５２を設けただけでなく、垂下特性補正回路５１にも別のサーミスタ抵抗５３を設けているが、どちらか一方だけに設けてもよく、また同様の目的が達成できれば、過電流保護回路３２のどの位置に設けてもよい。さらに、特性の異なるサーミスタ抵抗５２，５３を並列または直列に複数個接続し、よりきめ細かな温度補償を行なうようにしてもよい。 In this embodiment, in order to suppress the fluctuation of the overcurrent characteristic due to the influence of the ambient temperature as much as possible, not only the thermistor resistor 52 is provided in the reference voltage generation circuit 40 that supplies the reference voltage to the operational amplifier 43, but also the drooping characteristic correction circuit 51. However, the thermistor resistor 53 may be provided in only one of them, or may be provided in any position of the overcurrent protection circuit 32 as long as the same purpose can be achieved. Further, a plurality of thermistor resistors 52 and 53 having different characteristics may be connected in parallel or in series to perform finer temperature compensation.

本実施例におけるインバータ３は、図示したハーフブリッジ型以外に、フォワード型，フライバック型，フルブリッジ型など、どのような回路方式を採用してもよい。したがって、トランス９の二次側も、シングルエンド構成など種々の回路方式を採用できる。また、スイッチング素子７，８として、図１に示すＭＯＳ型ＦＥＴ以外に、トランジスタのような制御端子付きスイッチング素子を用いてもよい。さらに、過電流保護回路３２や垂下特性補正回路５１も、図１に示す回路構成に限定されない。 The inverter 3 in this embodiment may adopt any circuit system such as a forward type, a flyback type, and a full bridge type in addition to the illustrated half bridge type. Therefore, the secondary side of the transformer 9 can employ various circuit methods such as a single-ended configuration. Further, as the switching elements 7 and 8, a switching element with a control terminal such as a transistor may be used in addition to the MOS FET shown in FIG. Further, the overcurrent protection circuit 32 and the drooping characteristic correction circuit 51 are not limited to the circuit configuration shown in FIG.

次に、上記回路構成における動作を、図２に示す各部の波形に基づき説明する。図２には、制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ１から一方のスイッチング素子７に供給されるＡ点におけるパルス駆動信号の電圧波形と、制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ２から他方のスイッチング素子８に供給されるＢ点におけるパルス駆動信号の電圧波形と、コンデンサ６５の一端に発生するＣ点におけるカレントミラー回路５７の電源電圧波形と、トランジスタ６９のコレクタに流れ込むＤ点におけるカレントミラー回路５７の出力側の電流波形と、ダイオード３５Ａ〜３５Ｄから出力されるＥ点の整流された電流検出信号における電圧波形と、オペアンプ４３の非反転入力端子に印加されるＦ点における電圧波形が、上段より順に示されている。 Next, the operation in the above circuit configuration will be described based on the waveform of each part shown in FIG. In FIG. 2, the voltage waveform of the pulse drive signal at point A supplied from the output terminal OUT1 of the control IC 23 to one switching element 7 and the voltage waveform of the pulse drive signal supplied from the output terminal OUT2 of the control IC 23 to the other switching element 8 are shown. The voltage waveform of the pulse drive signal at point B, the power supply voltage waveform of the current mirror circuit 57 at point C generated at one end of the capacitor 65, and the current waveform on the output side of the current mirror circuit 57 at point D flowing into the collector of the transistor 69 The voltage waveform in the rectified current detection signal at point E output from the diodes 35 A to 35 D and the voltage waveform at point F applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 43 are shown in order from the top.

各スイッチング素子７，８のスイッチング動作により、負荷Ｚに出力電圧Ｖｏを供給し、定常時には出力電圧検出回路２２で得た検出信号に基づき、制御用ＩＣ２３からパルス駆動信号の導通幅を可変制御して出力電圧Ｖｏの安定化を図る一連の動作は、背景技術で説明した通りなので、ここではその説明を省略する。 The output voltage Vo is supplied to the load Z by the switching operation of the switching elements 7 and 8, and the conduction width of the pulse drive signal is variably controlled from the control IC 23 based on the detection signal obtained by the output voltage detection circuit 22 in the steady state. Since a series of operations for stabilizing the output voltage Vo is as described in the background art, description thereof is omitted here.

垂下特性補正回路５１の電圧生成回路５６は、制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ１からオンパルスが出力されると、ダイオード６１を導通して、抵抗６２からコンデンサ６５に電流を流し、また制御用ＩＣ２３の出力端子ＯＵＴ２からオンパルスが出力されると、ダイオード６３を導通して、抵抗６４を経てコンデンサ６５に電流を流し、コンデンサ６５を充電する。したがって、コンデンサ６５の一端に発生するＣ点の電圧は、出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２からスイッチング素子７，８に供給するパルス駆動信号の導通幅が広がれば高くなり、導通幅が狭まれば低くなる。また、このＣ点の電圧は、カレントミラー回路５７に入力する電源電圧となるので、垂下特性補正回路５１の補正信号となるトランジスタ６９のコレクタからベースに流れるＤ点の電流は、パルス駆動信号の導通幅が広がれば増加し、導通幅が狭まれば減少する。 When an on-pulse is output from the output terminal OUT1 of the control IC 23, the voltage generation circuit 56 of the drooping characteristic correction circuit 51 conducts the diode 61, causes a current to flow from the resistor 62 to the capacitor 65, and the output of the control IC 23. When an ON pulse is output from the terminal OUT2, the diode 63 is turned on, a current is passed through the capacitor 65 via the resistor 64, and the capacitor 65 is charged. Therefore, the voltage at the point C generated at one end of the capacitor 65 increases as the conduction width of the pulse drive signal supplied from the output terminals OUT1 and OUT2 to the switching elements 7 and 8 increases, and decreases as the conduction width decreases. Further, since the voltage at the point C becomes a power supply voltage input to the current mirror circuit 57, the current at the point D flowing from the collector of the transistor 69, which is the correction signal of the drooping characteristic correction circuit 51, to the base is the pulse drive signal. It increases as the conduction width increases, and decreases as the conduction width decreases.

一方、過電流保護回路３２は、カレントトランス３１の二次巻線３１Ｂに流れる電流をダイオード３５Ａ〜３５Ｄにより整流し、この整流した電流検出信号の電流量を前記補正信号で調整してコンデンサ３８に充電して、コンデンサ３８の両端間の信号の電圧レベルと、別な抵抗４１，４２の接続点に発生する基準電圧レベルを、オペアンプ４３によって比較する。 On the other hand, the overcurrent protection circuit 32 rectifies the current flowing through the secondary winding 31B of the current transformer 31 by the diodes 35A to 35D, adjusts the amount of current of the rectified current detection signal with the correction signal, and supplies it to the capacitor 38. The operational amplifier 43 compares the voltage level of the signal across the capacitor 38 with the reference voltage level generated at the connection point of the other resistors 41 and 42.

カレントトランス３１の一次巻線３１Ａを流れる電流は、スイッチング素子７，８のオン期間中に増加し、スイッチング素子７，８が共にオフするデットタイム中に減少する。したがって、Ｅ点に発生する電圧も、スイッチング素子７，８のオン期間中に上昇し、スイッチング素子７，８が共にオフするデットタイム中に下降するが、ブリッジ接続したダイオード３５Ａ〜３５Ｄの出力端には、抵抗３７とコンデンサ３８とを並列接続した時定数回路が接続されているので、図２に示すＥ点の電圧波形は、スイッチング素子７，８のオン期間中において、電流検出信号に依存して上昇する一方で（実線を参照）、スイッチング素子７，８が共にオフするデットタイム中において、抵抗３７とコンデンサ３８とにより決定される時定数に依存して下降する（破線を参照）。また、図２では、Ｆ点の波形がなだらかな曲線状に描かれているが、実際にはＥ点に発生する電圧を平滑したものなので、リプル成分が含まれている。 The current flowing through the primary winding 31A of the current transformer 31 increases during the ON period of the switching elements 7 and 8, and decreases during the dead time when both the switching elements 7 and 8 are OFF. Therefore, the voltage generated at the point E also rises during the on period of the switching elements 7 and 8 and falls during the dead time when both of the switching elements 7 and 8 are turned off, but the output terminals of the bridge-connected diodes 35A to 35D. Since a time constant circuit in which a resistor 37 and a capacitor 38 are connected in parallel is connected, the voltage waveform at the point E shown in FIG. 2 depends on the current detection signal during the ON period of the switching elements 7 and 8. While rising (see the solid line), during the dead time when both the switching elements 7 and 8 are turned off, it falls depending on the time constant determined by the resistor 37 and the capacitor 38 (see the broken line). Further, in FIG. 2, the waveform at the point F is depicted in gentle curve shape, since in practice such that smoothed the voltage generated at point E, contains ripple components.

ここで、負荷Ｚへの出力電流Ｉｏが過電流状態ではない定常動作時には、カレントトランス３１の二次巻線３１Ｂを流れる電流が過電流時よりも少なく、また制御用ＩＣ２３の各出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２から発生するパルス駆動信号の導通幅が過電流時よりも広い。そのため、Ｃ点におけるカレントミラー回路５７の電源電圧が高くなっていて、Ｄ点での補正信号の電流量も多いので、ダイオード３５Ａ〜３５Ｄの出力端からダイオード３９を通してオペアンプ４３の非反転入力端子に流れ込む電流が減少し、オペアンプ４３の非反転入力端子におけるＦ点の電圧レベルが、抵抗４１，４２で定められたオペアンプ４３の反転入力端子に印加される基準電圧レベルよりも低くなる。すると、トランジスタ４４はオフして、過電流保護回路３２はいわば制御用ＩＣ２３の制御端子ＣＯＭＰから切り離された状態になり、制御用ＩＣ２３は、出力電圧検出回路２２からの検出信号を受けて、出力電圧Ｖｏが一定となるように、スイッチング素子７，８へのパルス駆動信号の導通幅を可変制御する。 Here, at the time of steady operation in which the output current Io to the load Z is not in an overcurrent state, the current flowing through the secondary winding 31B of the current transformer 31 is less than that at the time of overcurrent, and each output terminal OUT1, of the control IC 23 The conduction width of the pulse drive signal generated from OUT2 is wider than that during overcurrent. For this reason, the power supply voltage of the current mirror circuit 57 at point C is high, and the amount of correction signal current at point D is large, so that the non-inverting input terminal of the operational amplifier 43 passes through the diode 39 from the output terminals of the diodes 35A to 35D. The flowing current decreases, and the voltage level at the point F at the non-inverting input terminal of the operational amplifier 43 becomes lower than the reference voltage level applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 43 determined by the resistors 41 and 42. Then, the transistor 44 is turned off, so that the overcurrent protection circuit 32 is disconnected from the control terminal COMP of the control IC 23, and the control IC 23 receives the detection signal from the output voltage detection circuit 22 and outputs it. The conduction width of the pulse drive signal to the switching elements 7 and 8 is variably controlled so that the voltage Vo is constant.

一方、負荷Ｚへの出力電流Ｉｏが増加すると、カレントトランス３１の二次巻線３１Ｂを流れる電流が増加し、Ｅ点に発生する電圧も上昇する。これに伴ない、オペアンプ４３の非反転入力端子における電圧レベルが、オペアンプ４３の反転入力端子における基準電圧レベルよりも高くなり、ダイオード４６を介してトランジスタ４４のコレクタからエミッタに電流が流れ始めると、これが過電流保護回路３２から制御用ＩＣ２３に向けての過電流保護を開始する指令信号となり、図２における過電流保護動作開始時のＡ点およびＢ点の波形に示すように、制御用ＩＣ２３はスイッチング素子７，８へのパルス駆動信号の導通幅を次第に狭め、出力電圧Ｖｏを低下させる。 On the other hand, when the output current Io to the load Z increases, the current flowing through the secondary winding 31B of the current transformer 31 increases, and the voltage generated at the point E also increases. Accordingly, when the voltage level at the non-inverting input terminal of the operational amplifier 43 becomes higher than the reference voltage level at the inverting input terminal of the operational amplifier 43 and current starts to flow from the collector to the emitter of the transistor 44 via the diode 46, This is a command signal for starting overcurrent protection from the overcurrent protection circuit 32 toward the control IC 23. As shown in the waveforms at points A and B at the start of the overcurrent protection operation in FIG. The conduction width of the pulse drive signal to the switching elements 7 and 8 is gradually narrowed, and the output voltage Vo is lowered.

このとき、垂下特性補正回路５１は、Ｃ点におけるカレントミラー回路５７の電源電圧が次第に低下し、Ｄ点でのカレントミラー回路５７への補正信号の電流量も減少するので、ダイオード３５Ａ〜３５Ｄの出力端からダイオード３９を通してオペアンプ４３の非反転入力端子に流れ込む電流が増加し、オペアンプ４３の非反転入力端子におけるＦ点のインピーダンスが大きくなる。つまり、図２に示すＥ点の電圧波形は、過電流保護回路３２からの指令信号によって、スイッチング素子７，８へのパルス駆動信号の導通幅が狭くなると、カレントトランス３１により検出した電流検出信号に基づく電圧波形（Ｅ点の波形図の斜線部分）に、垂下特性補正回路５１で生成された補正信号の電流量を考慮した電圧補正分が加わってさらに上昇する（Ｅ点の波形図の実線と波線部分）。 At this time, in the drooping characteristic correction circuit 51, the power supply voltage of the current mirror circuit 57 at the point C gradually decreases, and the amount of current of the correction signal to the current mirror circuit 57 at the point D also decreases, so that the diodes 35A to 35D The current flowing from the output terminal through the diode 39 to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 43 increases, and the impedance at the point F at the non-inverting input terminal of the operational amplifier 43 increases. That is, the voltage waveform at the point E shown in FIG. 2 is a current detection signal detected by the current transformer 31 when the conduction width of the pulse drive signal to the switching elements 7 and 8 is narrowed by the command signal from the overcurrent protection circuit 32. Is further increased by adding a voltage correction amount considering the current amount of the correction signal generated by the drooping characteristic correction circuit 51 to the voltage waveform based on (the hatched portion in the waveform diagram at point E) (solid line in the waveform diagram at point E) And wavy lines).

こうして、過電流保護回路３２に与えられる出力電流Ｉｏの電流情報に対して、スイッチング電源装置自体で生成されるパルス駆動信号を用いて、インピーダンスを変化させるような操作を行なうと、出力電圧Ｖｏが低下するのに従って、出力電流Ｉｏが増加する従来のような定電力垂下特性ではなく、出力電流Ｉｏが一定の電流値に保たれたまま、出力電圧Ｖｏが低下する定電流垂下特性を示すようになる。図３には一例として、従来の垂下特性補正回路５１が設けられていない場合と、本実施例における垂下特性補正回路５１を設けた場合の、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏの関係を各々示している。垂下特性補正回路５１を付加すると、過電流時において、出力電流Ｉｏが増加することなく、出力電圧Ｖｏが低下しているのがわかる。これは垂下特性補正回路５１が、スイッチング電源装置自体のパルス駆動信号を用いて、カレントミラー回路５７に流れ込む補正信号の電流量を変化させ、実質的にＦ点の抵抗値を可変操作することで実現している。 In this way, when an operation for changing the impedance is performed on the current information of the output current Io given to the overcurrent protection circuit 32 using the pulse drive signal generated by the switching power supply device itself, the output voltage Vo is The constant current drooping characteristic in which the output voltage Vo decreases while the output current Io is maintained at a constant current value is shown instead of the conventional constant power drooping characteristic in which the output current Io increases as the voltage decreases. Become. As an example, FIG. 3 shows the relationship between the output current Io and the output voltage Vo when the conventional drooping characteristic correction circuit 51 is not provided and when the drooping characteristic correction circuit 51 in this embodiment is provided. Yes. When the drooping characteristic correction circuit 51 is added, it can be seen that the output voltage Vo decreases without increasing the output current Io at the time of overcurrent. This is because the drooping characteristic correction circuit 51 changes the current amount of the correction signal flowing into the current mirror circuit 57 using the pulse drive signal of the switching power supply device itself, and substantially variably operates the resistance value at the F point. Realized.

上記一連の動作において、サーミスタ抵抗５２，５３は周囲温度によりその抵抗値が大きく変動する。この現象を利用して、過電流保護回路３２における過電流保護特性を、周囲温度の変化に拘らず安定化させるために、出力電圧生成回路４０で得られる基準電圧レベルを、サーミスタ抵抗５２によって周囲温度により大きく変化させる。また電圧生成回路５６からカレントミラー回路５７に流れ込む電流も、過電流保護回路３２における過電流保護特性を、周囲温度の変化に拘らずさらに安定化させるために、別なサーミスタ抵抗５３によって周囲温度により大きく変化させる。 In the above series of operations, the resistance values of the thermistor resistors 52 and 53 vary greatly depending on the ambient temperature. In order to stabilize the overcurrent protection characteristic in the overcurrent protection circuit 32 regardless of the change in the ambient temperature by utilizing this phenomenon, the reference voltage level obtained by the output voltage generation circuit 40 is Varies greatly with temperature. Further, the current flowing from the voltage generation circuit 56 to the current mirror circuit 57 is also affected by the ambient temperature by another thermistor resistor 53 in order to further stabilize the overcurrent protection characteristic in the overcurrent protection circuit 32 regardless of the change in the ambient temperature. Make a big change.

図４と図５は、上記図１の回路において、サーミスタ抵抗５２，５３を組み込んだ場合と、サーミスタ抵抗５２，５３を組み込んでいない場合における過電流保護回路３２の特性をそれぞれ示しており、各図において、実線は周囲温度が２５℃，二点鎖線は周囲温度が−４０℃，破線は周囲温度が１００℃のときの出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの関係を示している。これらの図を比較すると、サーミスタ抵抗５２，５３を組み込んでいない過電流保護回路３２の場合は、図４に示すように、過電流保護が動作し始める出力電流Ｉｏの値が、−４０℃〜１００℃の周囲温度の変化によって、約２．５Ａの範囲でばらついている。一方、サーミスタ抵抗５２，５３を組み込んだ場合は、図５に示すように、過電流保護が動作し始める出力電流Ｉｏの値のばらつきが、同じ−４０℃〜１００℃の周囲温度の変化で、約１Ａに抑えられていることがわかる。 4 and 5 show the characteristics of the overcurrent protection circuit 32 when the thermistor resistors 52 and 53 are incorporated in the circuit of FIG. 1 and when the thermistor resistors 52 and 53 are not incorporated. In the figure, the solid line indicates the relationship between the output current Io and the output voltage Vo when the ambient temperature is 25 ° C., the two-dot chain line indicates the ambient temperature −40 ° C., and the broken line indicates the ambient temperature 100 ° C. Comparing these figures, in the case of the overcurrent protection circuit 32 in which the thermistor resistors 52 and 53 are not incorporated, as shown in FIG. 4, the value of the output current Io at which the overcurrent protection starts operating is −40 ° C. It varies in the range of about 2.5 A due to a change in ambient temperature of 100 ° C. On the other hand, when the thermistor resistors 52 and 53 are incorporated, as shown in FIG. 5, the variation in the value of the output current Io at which the overcurrent protection starts to operate is the same change in the ambient temperature of −40 ° C. to 100 ° C. It turns out that it is suppressed to about 1A.

以上のように本実施例では、制御手段である制御用ＩＣ２３からスイッチング素子７，８に与えられるパルス駆動信号によって、スイッチング素子７，８をスイッチングして負荷Ｚに出力電圧Ｖｏを供給すると共に、この出力電圧Ｖｏを安定化させるために、出力電圧Ｖｏを出力電圧検出回路２２で検出し、この出力電圧検出回路２２からの検出信号に基づいて、制御用ＩＣ２３がパルス駆動信号の導通幅を可変制御するスイッチング電源装置に具備され、負荷Ｚへの電流である出力電流Ｉｏを検出する電流検出器たるカレントトランス３１からの電流検出信号を整流するダイオード３５Ａ〜３５Ｄと、スイッチング素子７，８のオン期間中に、前記整流した電流検出信号の電流が流れ込むことにより充電するコンデンサ３８と、コンデンサ３８の両端間に接続され、スイッチング素子７，８のオフ期間中に、コンデンサ３８を放電する抵抗３７と、を備え、コンデンサ３８の両端間の電圧レベルが基準電圧レベルよりも高くなると、パルス駆動信号の導通幅を狭めるような指令信号を制御用ＩＣ２３に向けて流して、負荷Ｚへの電圧である出力電圧Ｖｏを垂下させる過電流保護回路３２において、パルス駆動信号の導通幅に応じたレベルの電圧を、例えばコンデンサ６５の両端間に生成する電圧生成回路５６と、この電圧生成回路５６で得た電圧を入力として、パルス駆動信号の導通幅に応じて変化する電流を補正信号として生成し、この補正信号の電流によって、整流した電流検出信号からコンデンサ３８に流れる電流量を調整する可変電流源としてのカレントミラー回路５７と、により構成されており、パルス駆動信号の導通幅が狭くなると、前記補正信号の電流量が減少して、前記コンデンサ３８に流れる電流量を増加させ、コンデンサ３８の両端間の電圧レベルが基準電圧レベルを超えることにより、負荷Ｚへの出力電流Ｉｏを一定に保ったまま出力電圧Ｖｏを垂下させる垂下特性補正回路５１を備え、出力電圧Ｖｏが垂下し始める出力電流Ｉｏの動作点の温度変動を補償するための温度補償用素子であるサーミスタ抵抗５２，５３を、垂下特性補正回路５１に組み込んでいる。 As described above, in the present embodiment , the switching elements 7 and 8 are switched by the pulse drive signal given to the switching elements 7 and 8 from the control IC 23 which is the control means, and the output voltage Vo is supplied to the load Z. In order to stabilize the output voltage Vo, the output voltage Vo is detected by the output voltage detection circuit 22, and the control IC 23 varies the conduction width of the pulse drive signal based on the detection signal from the output voltage detection circuit 22. is provided to the switching power supply device for controlling a diode 35A~35D for rectifying a current detection signal from the current detector serving the current transformer 31 for detecting an output current Io is a current to the load Z, on the switching elements 7 and 8 A capacitor 38 that is charged by the flow of the current of the rectified current detection signal during the period, and a capacitor 8 and a resistor 37 that discharges the capacitor 38 during the off period of the switching elements 7 and 8. When the voltage level across the capacitor 38 becomes higher than the reference voltage level, pulse driving is performed. In the overcurrent protection circuit 32 that causes the output voltage Vo, which is a voltage to the load Z, to flow toward the control IC 23 by flowing a command signal that narrows the conduction width of the signal, the level according to the conduction width of the pulse drive signal For example, a voltage generation circuit 56 that generates the voltage between both ends of the capacitor 65, and a voltage obtained by the voltage generation circuit 56 as an input, and a current that changes according to the conduction width of the pulse drive signal is generated as a correction signal. The current mirror circuit 57 as a variable current source that adjusts the amount of current flowing to the capacitor 38 from the rectified current detection signal by the current of the correction signal. When the conduction width of the pulse drive signal is narrowed, the amount of current of the correction signal is decreased to increase the amount of current flowing through the capacitor 38, and the voltage level between both ends of the capacitor 38 is the reference voltage. A drooping characteristic correction circuit 51 that droops the output voltage Vo while keeping the output current Io to the load Z constant by exceeding the level is provided, and the temperature fluctuation of the operating point of the output current Io at which the output voltage Vo begins to droop is provided. a thermistor resistor 52 and 53 is a temperature compensation element for compensating incorporate the drooping characteristic correcting circuit 51.

このようにすると、過電流保護回路３２の周囲温度が変動しても、過電流保護回路３２に組み込んだサーミスタ抵抗５２，５３の抵抗値が温度により変化するのを利用して、負荷Ｚに過電流が流れたときに、負荷の出力電圧Ｖｏが垂下し始める動作点の変化を、小さく抑えることができる。そのため、温度変化に起因した過電流保護特性のバラツキを、サーミスタ抵抗５２，５３を付加するだけで簡単に抑制することが可能になる。 In this way, even if the ambient temperature of the overcurrent protection circuit 32 fluctuates, the resistance value of the thermistor resistors 52 and 53 incorporated in the overcurrent protection circuit 32 varies depending on the temperature. When the current flows, the change in the operating point at which the load output voltage Vo starts to drop can be suppressed to a small level. Therefore, it is possible to easily suppress variations in overcurrent protection characteristics due to temperature changes simply by adding the thermistor resistors 52 and 53 .

また、負荷Ｚに過電流が流れると、垂下特性補正回路５１がスイッチング素子７，８に供給するパルス駆動信号を利用して、このパルス駆動信号の変化に応じた補正信号を生成し、整流した電流検出信号からコンデンサ３８に流れる電流量を調整することで、負荷Ｚへの出力電流Ｉｏがさらに増加することなく、一定の電流値に保たれたまま出力電圧Ｖｏを垂下させることが可能になる。そのため、既存の回路構成に垂下特性補正回路５１を追加するだけで、しかも元々はスイッチング素子７，８へのパルス駆動信号を上手く利用して実現できることから、既存の回路構成に手を加えることなく、過電流時において定電流垂下特性を簡単に得ることができる。また、垂下特性補正回路５１に組み込んだサーミスタ抵抗５３によって、負荷Ｚに過電流が流れたときに定電流で負荷Ｚの出力電圧Ｖｏが垂下し始める動作点の変化を小さく抑えることができ、温度による影響の小さな安定した定電流垂下特性を得ることができる。 Further, when an overcurrent flows through the load Z, the drooping characteristic correction circuit 51 uses the pulse drive signal supplied to the switching elements 7 and 8 to generate a correction signal corresponding to the change in the pulse drive signal and rectify it. By adjusting the amount of current flowing through the capacitor 38 from the current detection signal, the output voltage Vo can be drooped while maintaining a constant current value without further increasing the output current Io to the load Z. . For this reason, since the drooping characteristic correction circuit 51 is simply added to the existing circuit configuration and can be realized by using the pulse drive signals to the switching elements 7 and 8 properly, the existing circuit configuration is not modified. The constant current drooping characteristic can be easily obtained at the time of overcurrent. Further, the thermistor resistor 53 incorporated in the drooping characteristic correction circuit 51 can suppress a change in the operating point at which the output voltage Vo of the load Z starts to droop with a constant current when an overcurrent flows through the load Z. It is possible to obtain a stable constant current drooping characteristic that is less affected by.

さらに、パルス駆動信号の導通幅が増減するのを利用して、電圧生成回路５６が可変する電圧レベルを生成し、この電圧に基づいてカレントミラー回路５７が、整流した電流検出信号からコンデンサ３８に流れる電流量を調整するので、垂下特性補正回路５１を電圧生成回路５６とカレントミラー回路５７で簡単に構成することができる。 Further, the voltage generation circuit 56 generates a variable voltage level using the increase / decrease of the conduction width of the pulse drive signal, and based on this voltage, the current mirror circuit 57 applies the rectified current detection signal to the capacitor 38. Since the amount of flowing current is adjusted, the drooping characteristic correction circuit 51 can be easily configured by the voltage generation circuit 56 and the current mirror circuit 57.

さらに本実施例の過電流保護回路３２は、前記補正した電流検出信号により得られた電圧レベルが、基準電圧生成回路４０により得られた基準電圧レベルを越えると、パルス駆動信号の導通幅を狭める指令信号を出力するように構成し、垂下特性補正回路５１とは別に、基準電圧生成回路４０にも温度補償用素子としてのサーミスタ抵抗５２を組み込んでいる。 Further, the overcurrent protection circuit 32 of this embodiment narrows the conduction width of the pulse drive signal when the voltage level obtained by the corrected current detection signal exceeds the reference voltage level obtained by the reference voltage generation circuit 40. In addition to the drooping characteristic correction circuit 51, a thermistor resistor 52 as a temperature compensation element is incorporated in the reference voltage generation circuit 40.

こうすると、垂下特性補正回路５１にサーミスタ抵抗５３が組み込まれるだけでなく、指令信号を出力する上での基準電圧レベルを生成する基準電圧生成回路４０にも、同様のサーミスタ抵抗５２が組み込まれるので、さらに温度による影響の小さな安定した定電流垂下特性を得ることができる。 As a result, not only the thermistor resistor 53 is incorporated into the drooping characteristic correction circuit 51 but also the similar thermistor resistor 52 is incorporated into the reference voltage generation circuit 40 that generates a reference voltage level for outputting the command signal. In addition, a stable constant current drooping characteristic that is less influenced by temperature can be obtained.

その他、本実施例における垂下特性補正回路５１は、パルス駆動信号の導通幅に応じたレベルの電圧を、例えばコンデンサ６５の両端間に生成する電圧生成回路５６と、この電圧生成回路５６で得た電圧を入力として、パルス駆動信号の導通幅に応じて変化する電流を前記補正信号として生成し、この補正信号の電流によって、カレントトランス３１で検出した電流検出信号の電流量を調整する可変電流源としてのカレントミラー回路５７と、により構成されており、この電流量を調整した電流検出信号によって、負荷Ｚに過電流が流れると、パルス駆動信号の導通幅を狭めて、負荷Ｚへの出力電流Ｉｏを一定に保ったまま出力電圧Ｖｏを垂下させるように、過電流保護回路３２を構成している。 In addition, the drooping characteristic correction circuit 51 according to the present embodiment obtains a voltage of a level corresponding to the conduction width of the pulse drive signal by, for example, the voltage generation circuit 56 that generates the voltage across the capacitor 65 and the voltage generation circuit 56. A variable current source that receives a voltage as an input, generates a current that changes according to the conduction width of the pulse drive signal as the correction signal, and adjusts the amount of current detection signal detected by the current transformer 31 based on the current of the correction signal When an overcurrent flows through the load Z by the current detection signal with the current amount adjusted, the conduction width of the pulse drive signal is narrowed to reduce the output current to the load Z. The overcurrent protection circuit 32 is configured so as to drop the output voltage Vo while keeping Io constant.

このように、パルス駆動信号の導通幅が増減するのを利用して、電圧生成回路５６が可変する電圧レベルを生成し、この電圧に基づいてカレントミラー回路５７が、カレントトランス３１で検出した電流検出信号の電流量を調整するので、垂下特性補正回路５１を電圧生成回路５６とカレントミラー回路５７で簡単に構成することができる。 As described above, the voltage generation circuit 56 generates a variable voltage level using the increase / decrease of the conduction width of the pulse drive signal, and the current mirror circuit 57 detects the current detected by the current transformer 31 based on this voltage. Since the current amount of the detection signal is adjusted, the drooping characteristic correction circuit 51 can be easily configured by the voltage generation circuit 56 and the current mirror circuit 57.

なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能である。本実施例における過電流保護回路は、いわゆるスイッチング電源装置に組込まれているが、スイッチング素子に与えるパルス駆動信号によって、負荷電流を変化させることができるあらゆる回路構成に、上述した過電流保護回路を適用させることが可能である。また、サーミスタ抵抗５２，５３以外の温度補償用素子を用いてもよい。 In addition, this invention is not limited to the said Example, A various deformation | transformation implementation is possible in the range of the summary of this invention. The overcurrent protection circuit in this embodiment is incorporated in a so-called switching power supply device, but the above-described overcurrent protection circuit is incorporated in any circuit configuration that can change the load current by a pulse drive signal applied to the switching element. It is possible to apply. Further, a temperature compensating element other than the thermistor resistors 52 and 53 may be used.

本発明の好ましい一実施例における過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the switching power supply device provided with the overcurrent protection circuit in one preferable Example of this invention. 同上、図１の回路における各部の波形図である。2 is a waveform diagram of each part in the circuit of FIG. 同上、従来と本実施例における出力電流と出力電圧との関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between the output current and output voltage in a conventional and a present Example same as the above. 同上、過電流保護回路にサーミスタ抵抗を組み込んでいない場合の出力電流と出力電圧との関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between output current and output voltage when a thermistor resistance is not incorporated in the overcurrent protection circuit. 同上、過電流保護回路にサーミスタ抵抗を組み込んでいる場合の出力電流と出力電圧との関係を示すグラフである。FIG. 6 is a graph showing the relationship between output current and output voltage when a thermistor resistor is incorporated in the overcurrent protection circuit. 従来の過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the switching power supply device provided with the conventional overcurrent protection circuit. 同上、図６の回路における各部の波形図である。FIG. 7 is a waveform diagram of each part in the circuit of FIG.

７，８スイッチング素子
２３制御用ＩＣ（制御手段）
３１カレントトランス（電流検出器）
３２過電流保護回路
３５Ａ〜３５Ｄダイオード
３７抵抗
３８コンデンサ
４０基準電圧生成回路
５１垂下特性補正回路
５２，５３サーミスタ抵抗（温度補償用素子）
５６電圧生成回路
５７カレントミラー回路（可変電流源）
Ｚ負荷 7,8 Switching element
23 Control IC (control means)
31 Current transformer (current detector)
32 Overcurrent protection circuit
35A-35D diode
37 Resistance
38 Capacitor 40 Reference voltage generation circuit 51 Drooping characteristic correction circuit 52, 53 Thermistor resistance (temperature compensation element)
56 Voltage generation circuit
57 Current mirror circuit (variable current source)
Z load

Claims

In accordance with a pulse drive signal given from the control means to the switching element, the switching element is switched to supply an output voltage to the load, and the output voltage is detected by an output voltage detection circuit in order to stabilize the output voltage. The control means is provided in a switching power supply device that variably controls the conduction width of the pulse drive signal based on a detection signal from the output voltage detection circuit,
A diode for rectifying a current detection signal from the current detector for detecting an output current flowing through the load,
A capacitor that is charged when a current of a current detection signal rectified from the diode flows during an on period of the switching element;
A resistor connected between both ends of the capacitor, and discharging the capacitor during an off period of the switching element,
When the voltage level between both ends of the capacitor becomes higher than the reference voltage level, an overcurrent protection circuit that causes a command signal to narrow the conduction width of the pulse drive signal to the control means to drop the output voltage In
A voltage generation circuit that generates a voltage at a level corresponding to the conduction width of the pulse drive signal, and a voltage obtained by the voltage generation circuit as an input, and a current that changes according to the conduction width of the pulse drive signal as a correction signal And a variable current source that adjusts the amount of current flowing from the rectified current detection signal to the capacitor by the current of the correction signal,
When the conduction width of the pulse drive signal is narrowed, the amount of current of the correction signal is decreased, the amount of current flowing through the capacitor is increased, and the voltage level across the capacitor exceeds the reference voltage level. A drooping characteristic correction circuit for drooping the output voltage with the output current being a constant current ;
An overcurrent protection circuit, wherein a temperature compensation element for compensating for a temperature fluctuation at an operating point of the output current at which the output voltage starts to drop is incorporated in the drooping characteristic correction circuit.

Before SL drooping characteristic correcting circuit separately from the overcurrent protection circuit of claim 1, wherein also incorporates the temperature compensating element to the reference voltage generating circuit.