JP4956409B2 - LED lighting fixtures - Google Patents
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Description
本発明は、発光ダイオードからなる光源に直流電力を供給することにより光源を点灯させるLED照明器具に関するものである。 The present invention relates to an LED lighting apparatus that turns on a light source by supplying DC power to the light source composed of a light emitting diode.
近年、蛍光灯などに代えて発光ダイオード(LED)を光源に用いた照明器具(以下、LED照明器具という)が提供されている。LED照明器具は、蛍光灯などを光源とする照明器具に比べて、省電力化、長寿命化を図ることができるという利点がある。一般的なLED照明器具は、建造物に配線された交流供給線路に接続されることにより使用されるものであって、交流供給線路を介して商用電源等の交流電源から供給される交流電力を受け、発光ダイオードからなる光源を点灯させる。 In recent years, lighting fixtures (hereinafter referred to as LED lighting fixtures) using light-emitting diodes (LEDs) as light sources instead of fluorescent lamps have been provided. LED lighting fixtures have the advantage of being able to save power and prolong life compared to lighting fixtures that use fluorescent lamps or the like as light sources. A general LED lighting apparatus is used by being connected to an AC supply line wired to a building, and receives AC power supplied from an AC power source such as a commercial power source via the AC supply line. In response, a light source composed of a light emitting diode is turned on.
この種のLED照明器具は、交流電源を直流電源に変換するAC/DC変換回路を有し、変換後の直流電力を適宜の大きさに調節して光源に供給することによって光源を発光させるように構成されている。ここで、整流後の直流電力を用いて光源の点灯に適した直流電力を生成するために、スイッチング電源が用いられることが多い。 This type of LED lighting apparatus has an AC / DC conversion circuit that converts an AC power source into a DC power source, and adjusts the converted DC power to an appropriate magnitude so that the light source emits light. It is configured. Here, a switching power supply is often used to generate DC power suitable for lighting of the light source using the DC power after rectification.
この種のLED照明器具に適用可能な小型高効率のスイッチング電源としては、複合共振型の直列コンバータ回路が知られている(たとえば特許文献1参照)。図6にその従来技術による主回路構成を示し、図7には図6の回路構成における主な部位の波形を示す。 As a small-sized and high-efficiency switching power source applicable to this type of LED lighting apparatus, a complex resonance type series converter circuit is known (see, for example, Patent Document 1). FIG. 6 shows a main circuit configuration according to the prior art, and FIG. 7 shows waveforms of main parts in the circuit configuration of FIG.
図6のLED照明器具1は、交流供給線路Wacに接続される一対の交流入力端In1’,IN2’間に、電源スイッチSW0および突入電流制限用の抵抗R1を介してダイオードブリッジ型の全波整流器DBが接続され、さらに全波整流器DBの出力端間に全波整流器DBと共にAC/DC変換回路12を形成する平滑コンデンサC0が接続された構成を有する。これにより、電源スイッチSW0をオンすると、平滑コンデンサC0の両端に直流電圧が生じることになる。
The
平滑コンデンサC0の両端間には、パワーMOSFETからなる第1および第2のスイッチング素子Q1,Q2の直列回路が接続される。そして、これらスイッチング素子Q1,Q2の接続点と平滑コンデンサC0の一端との間に、インダクタLと出力トランスT1の1次巻線L10とコンデンサC1との直列共振回路を形成し、第1および第2のスイッチング素子Q1,Q2のいずれか一方と並列にコンデンサC2が接続される(図6では、平滑コンデンサC0の一端は低圧側に、コンデンサC2は第2のスイッチング素子Q2に並列に接続した例を示している)。また、スイッチング素子Q1,Q2には、それぞれ逆並列にダイオードD1,D2が接続される(一般的に、MOSFETのボディダイオードで兼用される)。 A series circuit of first and second switching elements Q1, Q2 made of a power MOSFET is connected between both ends of the smoothing capacitor C0. A series resonance circuit of the inductor L, the primary winding L10 of the output transformer T1, and the capacitor C1 is formed between the connection point of the switching elements Q1 and Q2 and one end of the smoothing capacitor C0. A capacitor C2 is connected in parallel with one of the two switching elements Q1 and Q2 (in FIG. 6, one example of the smoothing capacitor C0 is connected to the low voltage side, and the capacitor C2 is connected to the second switching element Q2 in parallel. Is shown). Further, diodes D1 and D2 are connected in antiparallel to switching elements Q1 and Q2, respectively (generally also used as a MOSFET body diode).
さらに出力トランスT1の2次巻線に中間タップを設けて2分割(L21,L22)し、それらの出力を整流するダイオードD3,D4で全波整流回路を形成し、各ダイオードD3,D4のカソードと前記中間タップとの間に平滑コンデンサC3および光源2が接続される。スイッチング素子Q1,Q2は、ブロックで示した制御部10によって、複合共振条件を加味して予め設定された周波数で交互にオンオフされる。したがって、制御部10には、高周波発振機能、2つのスイッチング素子Q1,Q2を交互に駆動する機能、および2つのスイッチング素子Q1,Q2を共にオフするデッドタイム期間を設定する機能、必要に応じて入出力電圧や電流、電力を制御する為のフィードフォワードやフィードバック制御機能ならびに出力可変機能などが備えられる。
Further, an intermediate tap is provided in the secondary winding of the output transformer T1 and divided into two (L21, L22), and a full-wave rectifier circuit is formed by diodes D3, D4 that rectify their outputs, and the cathodes of the diodes D3, D4 And the smoothing capacitor C3 and the
図7において、Vg1,Vg2は制御部10によって予め設定されたスイッチング素子Q1,Q2の駆動信号を示しており、当該駆動信号は交互にオンオフされるとともに、両方がオフするデッドタイム期間が設定されている。VQ1,VQ2およびIQ1,IQ2は、スイッチング素子Q1,Q2のドレイン−ソース間電圧およびドレイン電流を示す。ここで、駆動信号Vg1がHighの時、スイッチング素子Q1にはドレイン電流IQ1が流れ、Lowの時は平滑コンデンサC0の両端電圧に略等しい電圧VQ1がスイッチング素子Q1に印加される(スイッチング素子Q2の場合も同様)。なお、デッドタイム期間においては、コンデンサC2とインダクタLおよび出力トランスT1の励磁インダクタンスとによる効果から、ドレイン−ソース間電圧VQ1,VQ2は任意の傾斜を持った立上がり、立下り波形となる。
In FIG. 7, V g1 and V g2 indicate drive signals for the switching elements Q1 and Q2 set in advance by the
また、ドレイン電流IQ1,IQ2は、略インダクタLとコンデンサC1とで設定される直列共振電流波形となり、これらの合成電流がインダクタLと出力トランスT1の1次巻線L10とコンデンサC1との直列共振回路の電流となる。VC1はコンデンサC1の電圧波形を表しており、前記の直列共振回路の電流より位相の遅れた波形となる。ID3,ID4は出力整流用のダイオードD3,D4の電流波形を示すもので、スイッチング素子Q1,Q2の駆動周波数(スイッチング周波数)と、インダクタLおよびコンデンサC1の直列共振周波数との関係が「共振周波数>駆動周波数」の条件を満足する設定とすることよって、ダイオードD3,D4の一方の電流が流れ終わった後に他方の電流が流れ始めるように設定が可能で、両方のダイオード電流が流れない期間は出力側へ電力が伝達されない。すなわち、前記ダイオードD3,D4の電流が流れない期間では、出力トランスT1の2次側は無負荷と考えられ、1次側の直列共振回路にトランスTの1次側励磁インダクタンスが直列に挿入されて直列共振条件が切り替わる結果、ドレイン電流IQ1およびIQ2の波形にも変曲点が見られる。 Further, the drain currents I Q1 and I Q2 have a series resonance current waveform set by the inductor L and the capacitor C1, and these combined currents are generated between the inductor L, the primary winding L10 of the output transformer T1, and the capacitor C1. This is the current of the series resonant circuit. V C1 represents a voltage waveform of the capacitor C1, and has a waveform delayed in phase from the current of the series resonance circuit. I D3 and I D4 indicate current waveforms of the output rectifier diodes D3 and D4. The relationship between the drive frequency (switching frequency) of the switching elements Q1 and Q2 and the series resonance frequency of the inductor L and the capacitor C1 is “ By setting to satisfy the condition of “resonance frequency> driving frequency”, it is possible to set so that the other current starts flowing after one of the currents of the diodes D3 and D4 finishes flowing, and both diode currents do not flow. During the period, power is not transmitted to the output side. That is, during the period in which the currents of the diodes D3 and D4 do not flow, the secondary side of the output transformer T1 is considered to be unloaded, and the primary side exciting inductance of the transformer T is inserted in series into the primary side series resonance circuit. As a result of the switching of the series resonance condition, inflection points are also found in the waveforms of the drain currents I Q1 and I Q2 .
このような複合共振型直列コンバータでは、ZVS(ゼロ電圧スイッチング)、すなわちスイッチング素子Q1,Q2の印加電圧が低下した後で同スイッチング素子Q1,Q2に電流が流れ始めるような条件設定が可能とされ、スイッチング損失が極めて少ないこと、およびダイオードD3,D4のリカバリ損失を回避できることから、高効率で高周波化が可能となる。また、スイッチング時の電圧・電流波形が安定しているとともに、ダイオードD3,D4のリンギングも抑制できることから、雑音面でも優れている。
ところで、上述したLED照明器具1は、交流供給線路Wacを介して交流電源ACに接続されるから、交流電源ACを直流電源に変換するAC/DC変換回路12が必須構成である。しかし、LED照明器具1の小型化を図る場合には、AC/DC変換回路12を構成する全波整流器DBや平滑コンデンサC0が小型化の妨げとなるという問題がある。
By the way, since the
また、上述の従来技術は、周波数を予め発振器で設定し、2つのスイッチング素子Q1,Q2を駆動する所謂他励式のスイッチング電源11であり、高電位側のスイッチング素子Q1へのレベルシフタが必要で、その周波数追従性や損失の観点からスイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周波数の高周波化には限界があるので、出力トランスT1は小型化が困難であり、LED照明器具1全体の小型化の妨げとなる。
Further, the above-described conventional technique is a so-called separately excited
本発明は上記事由に鑑みてなされたものであって、従来構成に比べて小型化が可能なLED照明器具を提供することを目的とする。 This invention is made | formed in view of the said reason, Comprising: It aims at providing the LED lighting fixture which can be reduced in size compared with the conventional structure.
請求項1の発明は、交流電源を直流電源に変換するAC/DCコンバータから出力される直流電力を建造物に配線した直流供給線路を介して直流機器に供給するDC配電システムに用いるLED照明器具であって、発光ダイオードからなる光源と、直流供給線路に接続される一対の直流入力端と、一対の直流入力端間に直列に接続され交互にオンオフ制御される第1および第2のスイッチング素子と、第1および第2のスイッチング素子のいずれか一方と並列に接続されたインダクタと出力トランスの1次巻線とコンデンサとの直列回路からなる直列共振回路と、出力トランスの第1の2次巻線に誘起される電圧を整流する整流回路と、整流回路の出力を平滑して光源に印加する平滑コンデンサと、出力トランスの1次巻線に磁気的に結合されており各々の両端間に誘起される電圧により第1および第2のスイッチング素子をそれぞれオンする第1および第2の補助巻線と、第1および第2の補助巻線に誘起される電圧に基づいて第1および第2のスイッチング素子をそれぞれオフする第1および第2の制御回路とを器具本体に備え、各制御回路が、各々のオン時に各スイッチング素子をオフするスイッチ要素と、各補助巻線に生じる誘起電圧をピークホールドするピークホールド回路と、前記誘起電圧がピークホールド回路によるホールド電圧より予め定めるレベル以上低下したときにスイッチ要素をオンする比較器とを有することを特徴とする。
The invention of
この構成によれば、LED照明器具における一対の直流入力端は直流供給線路を介してAC/DCコンバータの出力に接続されるので、LED照明器具には直流供給線路を介して直流電力が供給されることになる。したがって、LED照明器具においては交流電源を直流電源に変換するAC/DC変換回路が不要になり、AC/DC変換回路を構成する全波整流器や平滑コンデンサの分だけLED照明器具の小型化が可能になるという利点がある。さらに上記構成によれば、第1および第2の補助巻線の誘起電圧を各スイッチング素子のオン駆動に用いる電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータから成るスイッチング電源において、各制御回路が、各々のオン時にスイッチング素子をオフするスイッチ要素と、各補助巻線に生じる誘起電圧をピークホールドするピークホールド回路と、前記誘起電圧がピークホールド回路によるホールド電圧より予め定めるレベル以上低下したときにスイッチ要素をオンする比較器とを有するので、第1および第2の補助巻線のうち、一方の電圧低下を検知して第1および第2のスイッチング素子のうちのオンしていた側をオフ駆動するとともに、他方の電圧上昇により第1および第2のスイッチング素子のうちのオフしていた側をオンさせる。こうして、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、適切なスイッチング条件(ZVS動作)を簡易な構成で実現でき、本来の特徴である低損失・低雑音化を維持しながら、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができる。また、スイッチング周波数をより高周波化し、出力トランスの小型化によるLED照明器具の小型化にも適応できる。 According to this configuration, the pair of DC input terminals of the LED lighting fixture is connected to the output of the AC / DC converter via the DC supply line, and thus the DC lighting is supplied to the LED lighting fixture via the DC supply line. Will be. Therefore, the LED lighting apparatus does not require an AC / DC conversion circuit that converts AC power into DC power, and the LED lighting apparatus can be reduced in size by the full-wave rectifier and the smoothing capacitor that constitute the AC / DC conversion circuit. There is an advantage of becoming. Furthermore, according to the above configuration, in the switching power supply including the voltage feedback type self-excited complex resonance series converter that uses the induced voltage of the first and second auxiliary windings to turn on each switching element, each control circuit includes: A switching element that turns off the switching element when the on-state is turned on, a peak hold circuit that holds the induced voltage generated in each auxiliary winding in a peak, and a switching element when the induced voltage drops by a predetermined level or more from the hold voltage by the peak holding circuit Of the first and second auxiliary windings to detect the voltage drop of one of the first and second auxiliary windings, and drive the off side of the first and second switching elements. At the same time, the other voltage rise turns on the off side of the first and second switching elements. In this way, in the voltage feedback type self-excited complex resonance series converter, appropriate switching conditions (ZVS operation) can be realized with a simple configuration, while maintaining the low loss and low noise, which are the original features, compared to the other excitation type. Therefore, the circuit can be greatly simplified and the cost can be reduced. In addition, the switching frequency can be increased and the LED lighting apparatus can be reduced in size by downsizing the output transformer.
請求項2の発明は、請求項1の発明において、前記第1および第2のスイッチング素子のスイッチング周波数が500kHz以上であることを特徴とする。 According to a second aspect of the invention, in the first aspect of the invention, the switching frequency of the first and second switching elements is 500 kHz or more.
この構成によれば、スイッチング周波数を従来の他励式では困難な500kHz以上とすることで、出力トランスの小型化を図ることができる。 According to this configuration, it is possible to reduce the size of the output transformer by setting the switching frequency to 500 kHz or higher, which is difficult with the conventional separately excited type.
請求項3の発明は、請求項1または請求項2の発明において、前記器具本体が、前記出力トランスの2次側に設けた第2の2次巻線に誘起される電圧で充電される二次電池と、前記直流供給線路から前記直流入力端への電力供給の停止を検出する停電検出手段と、停電検出手段で電力供給の停止が検出されると直流入力端への入力を二次電池に切り替える入力切替手段とを備えることを特徴とする。 According to a third aspect of the invention, in the first or second aspect of the invention, the instrument body is charged with a voltage induced in a second secondary winding provided on the secondary side of the output transformer. A secondary battery, a power failure detection means for detecting a stop of power supply from the direct current supply line to the direct current input terminal, and a secondary battery that receives an input to the direct current input terminal when a power supply stop is detected by the power failure detection means Input switching means for switching to.
この構成によれば、直流供給線路から直流入力端への電力供給の停止が検出されると、直流入力端への入力が二次電池に切り替わるので、停電時には二次電池を電源として光源を点灯させることができ、たとえば非常灯や誘導灯への適用が可能である。 According to this configuration, when the stop of power supply from the DC supply line to the DC input terminal is detected, the input to the DC input terminal is switched to the secondary battery. For example, it can be applied to emergency lights and guide lights.
請求項4の発明は、請求項3の発明において、前記器具本体の外郭を構成する可搬型の器体を備え、当該器体が前記直流入力端に接続された接触子を保持しており、当該接触子が、前記直流供給線路に接続された接触子受けを有する直流アウトレットに対して、前記接触子受けと接触する形で着脱自在に装着されることを特徴とする。
The invention of claim 4 is the invention of
この構成によれば、LED照明器具の可搬型の器体を直流アウトレットから取り外した状態でも、二次電池を電源として光源を点灯させることができ、LED照明器具を懐中電灯などの可搬型の照明器具として使用することができる。 According to this configuration, the light source can be turned on using the secondary battery as a power source even when the portable device of the LED lighting device is removed from the direct current outlet, and the LED lighting device can be turned on as a portable light such as a flashlight. Can be used as an instrument.
本発明は、従来構成に比べてLED照明器具を小型化できるという効果がある。 The present invention has an effect that the LED lighting apparatus can be downsized as compared with the conventional configuration.
以下の各実施形態で説明するLED発光装置は、図2に示すように、たとえば住宅などの分電盤110内に配設したAC/DCコンバータ112によって商用電源等の交流電源ACを直流電源に変換し、各部屋に設置され正極および負極の一対の給電部を有する直流コンセント131等の直流アウトレットに対して分電盤110から直流電力を配電するDC配電システムに用いられるものである。
As shown in FIG. 2, the LED light-emitting device described in each of the following embodiments uses an AC power source AC such as a commercial power source as a DC power source by an AC /
ここで、DC配電システムについて以下に図2を参照して簡単に説明する。 Here, the DC power distribution system will be briefly described below with reference to FIG.
以下の説明では、DC配電システムを適用する建物として戸建て住宅の家屋を想定して説明するが、DC配電システムの技術思想を集合住宅に適用することを妨げるものではない。家屋Hには、図2に示すように、直流電力を出力する直流電力供給部101と、直流電力により駆動される負荷としての直流機器102とが設けられ、直流電力供給部101の出力端部に接続した直流供給線路Wdcを通して直流機器102に直流電力が供給される。直流電力供給部101と直流機器102との間には、直流供給線路Wdcに流れる電流を監視し、異常を検知したときに直流給電線路Wdc上で直流電力供給部101から直流機器102への給電を制限ないし遮断する直流ブレーカ114が設けられる。
In the following description, a description will be given assuming a detached house as a building to which the DC power distribution system is applied, but this does not preclude the application of the technical concept of the DC power distribution system to an apartment house. As shown in FIG. 2, the house H is provided with a DC
直流供給線路Wdcは、直流電力の給電路であるとともに通信路としても兼用されており、高周波の搬送波を用いてデータを伝送する通信信号を直流電圧に重畳することにより直流供給線路Wdcに接続された機器間での通信を可能にしている。この技術は、交流電力を供給する電力線において交流電圧に通信信号を重畳させる電力線搬送技術と類似した技術である。 The DC supply line Wdc is used as both a DC power supply path and a communication path, and is connected to the DC supply line Wdc by superimposing a communication signal for transmitting data on a DC voltage using a high-frequency carrier wave. Enables communication between devices. This technique is similar to a power line carrier technique in which a communication signal is superimposed on an AC voltage in a power line that supplies AC power.
直流供給線路Wdcは、直流電力供給部101を介して宅内サーバ116に接続される。宅内サーバ116は、宅内の通信網(以下、「宅内網」という)を構築する主装置であり、宅内網において直流機器102が構築するサブシステムなどと通信を行う。
The DC supply line Wdc is connected to the
図示例では、サブシステムとして、パーソナルコンピュータ、無線アクセスポイント、ルータ、IP電話機のような情報系の直流機器102からなる情報機器システムK101、照明器具のような照明系の直流機器102からなる照明システムK102,K105、来客対応や侵入者の監視などを行う直流機器102からなるインターホンシステムK103、火災感知器のような警報系の直流機器102からなる住警器システムK104などがある。各サブシステムは、自立分散システムを構成しており、サブシステム単独でも動作が可能になっている。
In the example shown in the drawing, as an subsystem, an illumination system comprising an information equipment system K101 comprising an information-
上述した直流ブレーカ114は、サブシステムに関連付けて設けられており、図示例では、情報機器システムK101、照明システムK102およびインターホンシステムK103、住警器システムK104、照明システムK105に関連付けて4個の直流ブレーカ114を設けている。1台の直流ブレーカ114に複数個のサブシステムを関連付ける場合には、サブシステムごとに直流供給線路Wdcの系統を分割する接続ボックス121が設けられる。図示例においては、照明システムK102とインターホンシステムK103との間に接続ボックス121が設けられている。
The above-described
情報機器システムK101としては、壁コンセントあるいは床コンセントの形態で家屋Hに先行配置(家屋Hの建築時に施工)される直流コンセント131に接続される直流機器102からなる情報機器システムK101が設けられる。
As the information equipment system K101, there is provided an information equipment system K101 composed of a
照明システムK102、K105としては、家屋Hに先行配置される照明器具(直流機器102)からなる照明システムK102と、天井に先行配置される引掛シーリング132に接続する照明器具(直流機器102)からなる照明システムK105とが設けられる。引掛シーリング132には、家屋Hの内装施工時に施工業者が照明器具を取り付けるか、または家人自身が照明器具を取り付ける。
The lighting systems K102 and K105 include a lighting system K102 composed of a lighting device (DC device 102) arranged in advance in the house H and a lighting device (DC device 102) connected to a
照明システムK102を構成する直流機器102である照明器具に対する制御の指示は、赤外線リモコン装置を用いて与えるほか、直流供給線路Wdcに接続されたスイッチ141から通信信号を用いて与えることができる。すなわち、スイッチ141は直流機器102とともに通信の機能を有している。また、スイッチ141の操作によらず、宅内網の別の直流機器102あるいは宅内サーバ116から通信信号により制御の指示がなされることもある。照明器具への指示には、点灯、消灯、調光、点滅点灯などがある。
In addition to using an infrared remote control device, a control instruction for the lighting apparatus that is the
上述した直流コンセント131、引掛シーリング132には、任意の直流機器102を接続することができ、接続された直流機器102に直流電力を出力するから、以下では直流コンセント131、引掛シーリング132を区別する必要がない場合には「直流アウトレット」と呼ぶ。
Since any
これらの直流アウトレットは、直流機器102に直接設けた接触子(図示せず)または接続線を介して設けた接触子(図示せず)が差し込まれる差込式の接続口(給電部)が器体に開口し、接続口に差し込まれた接触子に直接接触する接触子受けが器体に保持された構造を有している。すなわち、直流アウトレットは接触式で給電を行う。直流アウトレットに接続された直流機器102が通信機能を有する場合には、直流供給線路Wdcを通して通信信号を伝送することが可能になる。直流機器102だけではなく直流アウトレットにも通信機能が設けられている。
These DC outlets are provided with plug-in connection ports (power feeding portions) into which contacts (not shown) provided directly on the
宅内サーバ116は、宅内網に接続されるだけではなく、インターネットを構築する広域網NTに接続される接続口を有している。宅内サーバ116が広域網NTに接続されている場合には、広域網NTに接続されたコンピュータサーバであるセンタサーバ200によるサービスを享受することができる。
The
センタサーバ200が提供するサービスには、広域網NTを通して宅内網に接続された機器(主として直流機器102であるが通信機能を有した他の機器も含む)の監視や制御を可能にするサービスがある。このサービスにより、パーソナルコンピュータ、インターネットTV、移動体電話機などのブラウザ機能を備える通信端末(図示せず)を用いて宅内網に接続された機器の監視や制御が可能になる。
The service provided by the
宅内サーバ116は、広域網NTに接続されたセンタサーバ200との間の通信と、宅内網に接続された機器との間の通信との両方の機能を備え、宅内網の機器に関する識別情報(ここでは、IPアドレスを用いるものとする)の取得の機能を備える。
The in-
宅内サーバ116は、センタサーバ200との通信機能を用いることにより、広域網NTに接続された通信端末からセンタサーバ200を通して宅内の機器の監視や制御を可能にする。センタサーバ200は、宅内の機器と広域網NT上の通信端末とを仲介する。
The
通信端末から宅内の機器の監視や制御を行う場合は、監視や制御の要求をセンタサーバ200に記憶させ、宅内の機器は定期的に片方向のポーリング通信を行うことにより、通信端末からの監視や制御の要求を受信する。この動作により、通信端末から宅内の機器の監視や制御が可能になる。
When monitoring and controlling home devices from a communication terminal, monitoring and control requests are stored in the
また、宅内の機器において火災検知など通信端末に通知すべきイベントが生じたときには、宅内の機器からセンタサーバ200に通知し、センタサーバ200から通信端末に対して電子メールによる通知を行う。
Further, when an event that should be notified to the communication terminal, such as a fire detection, occurs in the home device, the home device notifies the
宅内サーバ116における宅内網との通信機能のうち重要な機能は、宅内網を構成する機器の検出と管理である。宅内サーバ116では、UPnP(Universal Plug and Play)を応用して宅内網に接続された機器を自動的に検出する。宅内サーバ116はブラウザ機能を有する表示器117を備え、検出した機器の一覧を表示器117に表示する。この表示器117はタッチパネル式もしくは操作部が付設された構成を有し、表示器117の画面に表示された選択肢から所望の内容を選択する操作が可能になっている。したがって、宅内サーバ116の利用者(施工業者あるいは家人)は、表示器117の画面上で機器の監視ないし制御が可能になる。表示器117は宅内サーバ116とは分離して設けてもよい。
An important function among the communication functions with the home network in the
宅内サーバ116では、機器の接続に関する情報を管理しており、宅内網に接続された機器の種類や機能とアドレスとを把握する。したがって、宅内網の機器を連動動作させることができる。機器の接続に関する情報は上述のように自動的に検出されるが、機器を連動動作させるには、機器自身が保有する属性により自動的に関係付けを行うほか、宅内サーバ116にパーソナルコンピュータのような情報端末を接続し、情報端末のブラウザ機能を利用して機器の関係付けを行うこともできる。
The in-
機器の連動動作の関係は各機器がそれぞれ保持する。したがって、機器は宅内サーバ116を通すことなく連動動作することができる。各機器について、連動動作の関係付けを行うことにより、たとえば、機器であるスイッチの操作により、機器である照明器具の点灯あるいは消灯の動作を行うことが可能になる。また、連動動作の関係付けはサブシステム内で行うことが多いが、サブシステムを超える関係付けも可能である。
Each device holds the relationship of the interlocking operation of the devices. Therefore, the device can operate in an interlocked manner without passing through the
ところで、直流電力供給部101は、基本的には、商用電源のように宅外から供給される交流電源ACの電力変換により直流電力を生成する。図示する構成では、交流電源ACは、分電盤110に内器として取り付けられた主幹ブレーカ111を通して、スイッチング電源を含むAC/DCコンバータ112に入力される。AC/DCコンバータ112から出力される直流電力は、協調制御部113を通して各直流ブレーカ114に接続される。
By the way, the DC
直流電力供給部101には、交流電源ACから電力が供給されない期間(たとえば、商用電源ACの停電期間)に備えて二次電池162が設けられている。また、直流電力を生成する太陽電池161や燃料電池163を併用することも可能になっている。交流電源ACから直流電力を生成するAC/DCコンバータ112を備える主電源に対して、太陽電池161や二次電池162や燃料電池163は分散電源になる。なお、図示例において、太陽電池161、二次電池162、燃料電池163は出力電圧を制御する回路部を含み、二次電池162は放電だけではなく充電を制御する回路部も含んでいる。
The DC
分散電源のうち太陽電池161や燃料電池163は必ずしも設けなくてもよいが、二次電池162は設けるのが望ましい。二次電池162は主電源や他の分散電源により適時充電され、二次電池162の放電は、交流電源ACから電力が供給されない期間だけではなく必要に応じて適時に行われる。二次電池162の充放電や主電源と分散電源との協調は、協調制御部113により行われる。すなわち、協調制御部113は、直流電力供給部101を構成する主電源および分散電源から直流機器102への電力の配分を制御する直流電力制御部として機能する。なお、太陽電池161、二次電池162、燃料電池163の出力を交流電力に変換し、AC/DCコンバータ112の入力電力として用いる構成を採用してもよい。
Of the distributed power sources, the
直流機器102の駆動電圧は機器に応じた複数種類の電圧から選択されるから、協調制御部113にDC/DCコンバータを設け、主電源および分散電源から得られる直流電圧を必要な電圧に変換するのが望ましい。通常は、1系統のサブシステム(もしくは1台の直流ブレーカ114に接続された直流機器102)に対して1種類の電圧が供給されるが、1系統のサブシステムに対して3線以上を用いて複数種類の電圧を供給するように構成してもよい。あるいはまた、直流供給線路Wdcを2線式とし、線間に印加する電圧を時間経過に伴って変化させる構成を採用することも可能である。DC/DCコンバータは、直流ブレーカと同様に複数に分散して設けてもよい。
Since the driving voltage of the
上述の構成例では、AC/DCコンバータ112を1個だけ図示しているが、複数個のAC/DCコンバータ112を並設することが可能であり、複数個のAC/DCコンバータ112を設けるときには、負荷の大きさに応じて運転するAC/DCコンバータ112の台数を増減させるのが望ましい。
In the above configuration example, only one AC /
上述したAC/DCコンバータ112、協調制御部113、直流ブレーカ114、太陽電池161、二次電池162、燃料電池163には通信機能が設けられており、主電源および分散電源や直流機器102を含む負荷の状態に対処する連携動作を行うことを可能にしている。この通信に用いる通信信号は、直流機器2に用いる通信信号と同様に直流電圧に重畳する形式で伝送する。
The AC /
上述の例では主幹ブレーカ111から出力された交流電力をAC/DCコンバータ112により直流電力に変換するために、AC/DCコンバータ112を分電盤110内に配置しているが、主幹ブレーカ111の出力側において分電盤110内に設けた分岐ブレーカ(図示せず)で交流供給線路を複数系統に分岐し、各系統の交流供給線路にAC/DCコンバータを設けて系統ごとに直流電力に変換する構成を採用してもよい。
In the above example, the AC /
この場合、家屋Hの各階や各部屋を単位として直流電力供給部101を設けることができるから、直流電力供給部101を系統別に管理することができ、しかも、直流電力を利用する直流機器102との間の直流供給線路Wdcの距離が小さくなるから、直流供給線路Wdcでの電圧降下による電力損失を低減させることができる。また、主幹ブレーカ111および分岐ブレーカを分電盤110に収納し、AC/DCコンバータ112と協調制御部113と直流ブレーカ114と宅内サーバ116とを分電盤110とは別の盤に収納してもよい。
In this case, since the DC
以下では、上述したDC配電システムにおいて照明システムK102を構築するLED照明器具(直流機器102)に本発明を適用した例を説明するが、本発明はこの種のLED照明器具以外のLED照明器具にも適用することができる。ここで、直流アウトレットから直流機器102に印加される直流電圧の大きさは、交流の商用電源に比較して低く(たとえば24V、50Vなど)設定されている。
Below, although the example which applied this invention to the LED lighting fixture (DC apparatus 102) which comprises the illumination system K102 in the DC distribution system mentioned above is demonstrated, this invention is applied to LED lighting fixtures other than this kind of LED lighting fixture. Can also be applied. Here, the magnitude of the DC voltage applied to the
(実施形態1)
本実施形態のLED照明器具1(直流機器102)は、図1に示すように分電盤110内に設けられているAC/DCコンバータ112の出力に対し一対の直流供給線路Wdcを介して接続され、AC/DCコンバータ112からの直流電力の供給を受けて発光ダイオード(LED)からなる光源2を点灯させるものである。なお、照明システムK102は複数台のLED照明器具によって構成されているが、図1では1台のLED照明器具1のみを図示することとし、他のLED照明器具の図示は省略する。さらに、図1では、分電盤110内におけるAC/DCコンバータ112以外の装置(主幹ブレーカ111、協調制御部113、直流ブレーカ114等)並びに接続ボックス121やスイッチ141の図示も省略する。
(Embodiment 1)
The LED lighting apparatus 1 (DC device 102) of this embodiment is connected to the output of the AC /
ここに例示するAC/DCコンバータ112は、参照電圧Vrefの直流電圧を一対の直流供給線路Wdcに出力するように、入力電力を高周波出力に変換する電力変換回路4と、電力変換回路4の出力端間に1次巻線を接続したトランスT2と、中間タップを設けたトランスT2の2次巻線に誘起された電圧を整流する一対のダイオードD7,D8と、整流後の電圧を平滑して直流供給線路Wdcに出力する平滑コンデンサC5とを備え、フィードバック回路5により平滑コンデンサC5の出力を参照電圧Vrefとするように電力変換回路4をフィードバック制御する構成を有する。
The AC /
LED照明器具1は、図1に示すように直流供給線路Wdcを介して配電される直流電力を用いて光源2の点灯に適した直流電力を生成するために、スイッチング電源11を器具本体に具備している。このスイッチング電源11は、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータであり、スイッチング素子Q1,Q2の低損失・低雑音化を維持しながら、従来の他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を図り、さらに動作の高周波化を可能とするものである。
The
以下に、スイッチング電源11の具体的な回路構成について図1を参照して説明する。
A specific circuit configuration of the switching
直流供給線路Wdcに接続される一対の直流入力端In1,In2間には、パワーMOSFETからなる第1および第2のスイッチング素子Q1,Q2の直列回路が接続されている。そして、第1および第2のスイッチング素子Q1,Q2のいずれか一方と並列に、インダクタLと出力トランスT1の1次巻線L10とコンデンサC1との直列共振回路が接続されるとともに、コンデンサC2が接続されている(図1では、直列共振回路およびコンデンサC2を第2のスイッチング素子Q2に並列に接続した例を示している)。なお、図1において、スイッチング素子Q1,Q2とそれぞれ逆並列に接続されたダイオードD1,D2は、各スイッチング素子Q1,Q2のボディダイオードである。 A series circuit of first and second switching elements Q1, Q2 made of a power MOSFET is connected between a pair of DC input terminals In1, In2 connected to the DC supply line Wdc. A series resonant circuit of the inductor L, the primary winding L10 of the output transformer T1 and the capacitor C1 is connected in parallel with one of the first and second switching elements Q1 and Q2, and the capacitor C2 (In FIG. 1, an example in which a series resonant circuit and a capacitor C2 are connected in parallel to the second switching element Q2 is shown). In FIG. 1, diodes D1 and D2 connected in antiparallel with switching elements Q1 and Q2, respectively, are body diodes of switching elements Q1 and Q2.
さらに出力トランスT1の2次巻線(第1の2次巻線)に中間タップを設けて2分割(L21,L22)し、それらの出力を整流するダイオードD3,D4で全波整流回路を形成し、各ダイオードD3,D4のカソードと前記中間タップとの間に平滑コンデンサC3および光源2が接続される。また、出力トランスT1に1次巻線L10と磁気結合された第2の補助巻線L12を設け、当該補助巻線L12のうち1次巻線L10におけるスイッチング素子Q1,Q2の接続点側の端子とは逆極性の端子を、ゲート抵抗R12を介してスイッチング素子Q2のゲートに接続し、補助巻線L12に生じる電圧で第2のスイッチング素子Q2をオン駆動できるように構成する。高電位側のスイッチング素子Q1のゲート駆動についても同様に、出力トランスT1に1次巻線L10と磁気結合された第1の補助巻線L11を設け、当該補助巻線L11のうち1次巻線L10におけるスイッチング素子Q1,Q2の接続点側の端子と同一極性の端子を、ゲート抵抗R11を介して第1のスイッチング素子Q1のゲートに接続し、第1の補助巻線L11に生じる電圧でスイッチング素子Q1をオン駆動できるように構成する。しかして、2つの補助巻線L11,L12からの帰還電圧によって、スイッチング素子Q1,Q2が交互にオンして自励発振する。
Further, an intermediate tap is provided in the secondary winding (first secondary winding) of the output transformer T1 to divide it into two (L21, L22), and a full-wave rectifier circuit is formed by diodes D3, D4 that rectify their outputs. The smoothing capacitor C3 and the
ところで、本実施形態のLED照明器具1は、各スイッチング素子Q1,Q2のゲート−ソース間にそれぞれ接続された第1および第2のスイッチ要素SW1,SW2と、第1および第2のスイッチ要素SW1,SW2をそれぞれオンオフ制御する第1および第2の制御部Cont1,Cont2とで構成された第1および第2の制御回路6,7をスイッチング電源11に具備している。第1および第2のスイッチ要素はSW1,SW2は各々のオン時に第1および第2のスイッチング素子Q1,Q2をそれぞれオフするものであって、各制御部Cont1,Cont2は、各補助巻線L11,L12に誘起される電圧に基づいてこれらスイッチ要素SW1,SW2をオンさせるタイミング、すなわちスイッチング素子Q1,Q2をオフさせるタイミングを設定するために設けられている。
By the way, the
各制御部Cont1,Cont2はそれぞれ、ダイオードD5とコンデンサD4との直列回路からなり各補助巻線L11,L12の両端間に接続されるピークホールド回路8と、前記ダイオードD5の逆電圧を検出し、スイッチ要素SW1,SW2をオンさせるための比較器Comp1と、次のサイクルに備えてコンデンサC4の電荷を放電するための遅延回路12およびスイッチSW3とによって構成され、以下に説明する自励動作を行うものである。なお、図1では第1の制御部Cont1の具体構成の図示を省略するが、第1の制御部Cont1も第2の制御部Cont2と同様の構成を採用しているものとする。
Each control unit Cont1, Cont2 is composed of a series circuit of a diode D5 and a capacitor D4, and detects a reverse voltage of the
以下では、図3を参照して本実施形態のLED照明器具1の回路動作を説明する。
Below, with reference to FIG. 3, the circuit operation | movement of the
図3は、本構成に係る電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータの動作波形図である。図中VQ1,VQ2は各スイッチング素子Q1,Q2のドレイン−ソース間電圧、IQ1,IQ2は各スイッチング素子Q1,Q2のドレイン電流、ID3,ID4は各ダイオードD3,D4、VL10は出力トランスT1の1次巻線L10の両端電圧、VL12は第2の補助巻線L12に生じる帰還電圧、VL11は第1の補助巻線L11に生じる帰還電圧、VC4はピークホールド用のコンデンサC4の両端電圧、Vcont1,Vcont2は比較器Comp1の出力からなる制御部Cont1,Cont2の出力信号(つまり、スイッチ要素SW1,SW2をオンする信号)をそれぞれ表している。 FIG. 3 is an operation waveform diagram of the voltage feedback type self-excited complex resonance series converter according to the present configuration. In the figure, V Q1 and V Q2 are drain-source voltages of the switching elements Q1 and Q2, I Q1 and I Q2 are drain currents of the switching elements Q1 and Q2, and I D3 and ID4 are diodes D3 and D4, V L10 is the voltage across the primary winding L10 of the output transformer T1, V L12 is feedback voltage generated in the second auxiliary winding L12, V L11 is the feedback voltage generated in the first auxiliary winding L11, V C4 is the peak hold The voltages at both ends of the capacitor C4, V cont1 and V cont2 respectively represent the output signals of the control units Cont1 and Cont2 (that is, signals for turning on the switch elements SW1 and SW2) that are the outputs of the comparator Comp1.
ここで、電圧VL12が正の間にコンデンサC4は当該電圧VL12よりダイオードD5のオン電圧だけ低い電圧まで充電されることになるが、以下の説明ではダイオードD5のオン電圧を無視できる程度の大きさと仮定し、補助巻線L12に生じる誘起電圧はそのピークにおいてピークホールド回路8によりコンデンサC4の両端電圧VC4としてホールドされるものとする。
Here, the voltage V L12 Although capacitor C4 between positive will be charged to the on-voltage by a low voltage of the diode D5 from the voltage V L12, negligible the ON voltage of the diode D5 in the following description The induced voltage generated in the auxiliary winding L12 is assumed to be held at the peak by the
スイッチング素子Q1,Q2が交互にオンオフした際に出力トランスT1の1次巻線L10に印加される電圧VL10は、図3(a)に示すように矩形波状の波形となり、補助巻線L11,L12には電圧VL10に相似した電圧VL11,VL12が発生する。なお、補助巻線L12に発生する電圧VL12は、1次巻線L10の両端電圧VL10とは正負が逆になる。ここで、電流帰還の場合は正弦波状の共振電流が帰還されるのに対して、出力トランスT1からの電圧帰還においては前記電圧VL10のような矩形波の電圧が帰還されるので、スイッチング素子Q1,Q2の駆動に適することが理解される。 The voltage V L10 applied to the primary winding L10 of the output transformer T1 when the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off has a rectangular waveform as shown in FIG. Voltages V L11 and V L12 similar to the voltage V L10 are generated at L12 . The voltage V L12 generated on the auxiliary winding L12 is positive or negative is reversed, the voltage across V L10 of the primary winding L10. Here, in the case of current feedback, a sinusoidal resonance current is fed back, whereas in voltage feedback from the output transformer T1, a rectangular wave voltage such as the voltage VL10 is fed back. It is understood that it is suitable for driving Q1 and Q2.
以下、図3(a)の一部Aを詳しく示す図3(b)を参照して、スイッチング素子Q1,Q2のオンオフ制御について説明する。 Hereinafter, the on / off control of the switching elements Q1, Q2 will be described with reference to FIG. 3 (b) showing a part A of FIG. 3 (a) in detail.
図3の例において、第1のスイッチング素子Q1がオフの状態で、第2の補助巻線VL12の両端電圧VL12が立上がると、当該両端電圧VL12は、ゲート抵抗R12を介して第2のスイッチング素子Q2のゲート−ソース間に印加されてスイッチング素子Q2をオンさせ、且つ立上がった時点からインダクタLとコンデンサC1との共振周波数で決まる一定時間経過後(図3(b)の時刻t0)にピークから低下し始める。そして、電圧VL12が低下することによって時刻t0の直後には電圧VL12がホールド電圧VC4を下回り(VC4>VL12)、電圧VC4と電圧VL12との差分(VC4−VL12)がダイオードD5に逆電圧として印加される。ここに、比較器Comp1はダイオードD5にかかる逆電圧を所定の閾値δと比較し、当該逆電圧が閾値δを超えた時点(図3(b)の時刻t1)で、スイッチング素子Q2のゲート−ソース間に接続されたスイッチ要素SW2をオンする出力信号Vcont2を発生することにより、スイッチング素子Q2をオフさせる(図3(b)の時刻t2)。すなわち、比較器Comp1は、第2の補助巻線L12に生じる誘起電圧VL12がピークホールドされている電圧VC4より予め定めるレベル(ここでは閾値δ)以上低下したときに、スイッチ要素SW2をオンすることで第2のスイッチング素子Q2をオフさせる。
In the example of FIG. 3, in the state of the first switching element Q1 is turned off, the voltage across V L12 of the second auxiliary winding V L12 rises, the voltage across V L12 is first through the
このように、第2の制御回路7(スイッチ要素SW2および制御部Cont2)が第2の補助巻線L12の両端電圧VL12の低下を検知してスイッチング素子Q2をオフさせる結果、1次巻線L10には逆起電力が発生して1次巻線L10の両端電圧VL10が上昇し、補助巻線L12の両端電圧VL12は時刻t2から速やかに低下する。その後、次のオンサイクルに備えて遅延回路12で前記時刻t1から時間tdだけ遅延した後、コンデンサC4の電荷をスイッチ要素SW3によって放電させる結果、コンデンサC4の両端電圧VC4はゼロにリセットされ、第2の制御部Cont2の出力信号Vcont2がLowになる。
As described above, as a result of the second control circuit 7 (switch element SW2 and control unit Cont2) detecting a decrease in the voltage V L12 across the second auxiliary winding L12 and turning off the switching element Q2, the primary winding A back electromotive force is generated in L10, the voltage V L10 across the primary winding L10 rises, and the voltage V L12 across the auxiliary winding L12 falls quickly from time t2. Thereafter, after delaying the time td from the time t1 by the
さらに、1次巻線L10の両端電圧VL10の上昇に伴い、スイッチング素子Q2がオフした時刻t2から適度なデッドタイム(デッドオフタイム)を経て、補助巻線L11の両端電圧VL11が立上がる(図3(b)の時刻t3)。立上がった電圧VL11は、ゲート抵抗R11を介してスイッチング素子Q1のゲート−ソース間に印加されてスイッチング素子Q1をオンさせ、且つ立上がった時点(前記時刻t3)からインダクタLとコンデンサC1との共振周波数で決まる一定時間経過後に低下し始めることとなる。その後、上述したスイッチング素子Q2をオフさせる第2の制御回路7(スイッチ要素SW2および制御部Cont2)と同様の動作により、第1の制御回路6(スイッチ要素SW1および制御部Cont1)がスイッチング素子Q1をオフさせる。 Further, as the voltage V L10 across the primary winding L10 rises, the voltage V L11 across the auxiliary winding L11 rises after an appropriate dead time (dead off time) from the time t2 when the switching element Q2 is turned off. (Time t3 in FIG. 3B). The rising voltage V L11 is applied between the gate and the source of the switching element Q1 via the gate resistor R11 to turn on the switching element Q1, and from the time of rising (the time t3), the inductor L and the capacitor C1 It starts to decrease after a lapse of a fixed time determined by the resonance frequency. Thereafter, the first control circuit 6 (switch element SW1 and control unit Cont1) is switched to the switching element Q1 by the same operation as the second control circuit 7 (switch element SW2 and control unit Cont2) for turning off the switching element Q2 described above. Turn off.
本実施形態のLED照明器具1に用いたスイッチング電源11は、上記動作を繰り返すことにより、自励式であっても、スイッチング素子Q1のドレイン−ソース間電圧VQ1、ドレイン電流IQ1およびスイッチング素子Q2のドレイン−ソース間電圧VQ2、ドレイン電流IQ2、並びにダイオード電流ID3,ID4に関して、前記図7で示す他励式と極めて近似した波形が得られることになる。
Even if the switching
このような複合共振型直列コンバータでは、ZVS(ゼロ電圧スイッチング)、すなわちスイッチング素子Q1,Q2の印加電圧が低下した後で同スイッチング素子Q1,Q2に電流が流れ始めるように動作させることができ、スイッチング損失が極めて少ないこと、およびダイオードD3,D4のリカバリ損失を回避できることから、高効率で高周波化が可能となる。また、スイッチング時の電圧・電流波形が安定しているとともに、ダイオードD3,D4のリンギングも抑制できることから、雑音面でも優れているという利点がある。 In such a composite resonance type series converter, ZVS (zero voltage switching), that is, an operation can be performed so that a current starts to flow through the switching elements Q1 and Q2 after the applied voltage of the switching elements Q1 and Q2 decreases. Since the switching loss is extremely small and the recovery loss of the diodes D3 and D4 can be avoided, high frequency can be achieved with high efficiency. Further, since the voltage / current waveform at the time of switching is stable and the ringing of the diodes D3 and D4 can be suppressed, there is an advantage that it is excellent in terms of noise.
しかして、スイッチング素子Q1,Q2の低損失・低雑音化を維持しながら、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を図り、さらに動作の高周波化(たとえば500kHz)を可能とすることができる。 As a result, while maintaining the low loss and low noise of the switching elements Q1 and Q2, the circuit can be greatly simplified and cost-reduced compared to the separate excitation type, and the operation can be performed at a higher frequency (for example, 500 kHz). can do.
ところで、本実施形態においては、スイッチング素子Q1,Q2をオフさせるタイミングとして、以下に図4を参照して説明するタイミングを採用している。 By the way, in this embodiment, the timing demonstrated with reference to FIG. 4 below is employ | adopted as a timing which turns off switching element Q1, Q2.
図4は、図1で示す本実施形態の自励式複合共振直列コンバータではなく、前述の図6で示す他励式複合共振直列コンバータに第2の補助巻線L12を付加したものの動作波系図である。なお、図4において図3と同一の符号は同一の対象を表しており、VC1はコンデンサC1の両端電圧を表している。ここでは特に第2の補助巻線L12の両端電圧VL12bの波形を詳しく示してある。 FIG. 4 is an operating wave diagram of the second excitation winding L12 added to the previously-excited composite resonance series converter shown in FIG. 6 instead of the self-excitation composite resonance series converter of the present embodiment shown in FIG. . In FIG. 4, the same reference numerals as those in FIG. 3 represent the same object, and V C1 represents the voltage across the capacitor C1. Here, in particular, the waveform of the voltage V L12 b across the second auxiliary winding L12 is shown in detail.
ここにおいて、制御部10(図6参照)によるスイッチング素子Q1,Q2の駆動周波数(スイッチング周波数)と、インダクタLおよびコンデンサC1の直列共振周波数との関係が「共振周波数>駆動周波数」の条件を満足する設定とすることよって、ダイオードD3,D4の一方の電流ID3,ID4が流れ終わった後に他方の電流ID3,ID4が流れ始めるように設定が可能である。ただし、この場合、両ダイオードD3,D4の電流ID3,ID4が途切れる区間に対応して、出力トランスT1の1次巻線L10に印加される電圧VL10の波形には、図4に示すように段差P(図4の時刻t2〜t2’)が生じる。 Here, the relationship between the drive frequency (switching frequency) of the switching elements Q1 and Q2 by the control unit 10 (see FIG. 6) and the series resonance frequency of the inductor L and the capacitor C1 satisfies the condition “resonance frequency> drive frequency”. What I can set to be, it is possible to set as the other current I D3, I D4 begins to flow after the one of the current I D3, I D4 of the diode D3, D4 has finished flowing. However, in this case, corresponding to the section where the current I D3, I D4 of both diodes D3, D4 is interrupted, the waveform of the voltage V L10 which is applied to the primary winding L10 of the output transformer T1, shown in FIG. 4 Thus, a step P (time t2 to t2 ′ in FIG. 4) occurs.
本実施形態はこの段差Pに着目したものであり、スイッチング素子Q1,Q2をオフさせるタイミングをこの段差Pの発生時点(前記時刻t2)と一致させることによって、下記の効果を狙ったものである。 This embodiment pays attention to this step P, and aims at the following effects by matching the timing at which the switching elements Q1, Q2 are turned off with the time of occurrence of the step P (the time t2). .
すなわち、段差Pの発生までの期間はインダクタLとコンデンサC1との直列共振周波数に依存し、安定した動作周波数設計が可能である。また、段差Pの発生は、出力トランスT1の2次側においてダイオードD3,D4の電流ID3,ID4が途切れた結果であり、まさに他励式において理想とされるスイッチングオフの動作ポイントとなるため、段差Pの発生時点でスイッチング素子Q1,Q2をオフすることにより、ダイオードD3,D4のリカバリを抑制できるとともに、リンギングも抑制できる。さらにまた、段差Pの発生時点(前記時刻t2)でスイッチング素子Q1,Q2がオフすると、補助巻線L11,L12の両端電圧が立上がって他のスイッチング素子Q1,Q2がオンする時点(図4の時刻t3)までに、適度のデッドタイムを確保することができるので、結果的に、スイッチング素子Q1,Q2のZVS動作を確実に実現できる。 That is, the period until the step P is generated depends on the series resonance frequency of the inductor L and the capacitor C1, and a stable operating frequency design is possible. Further, the generation of the step P is a result of the interruption of the currents I D3 and I D4 of the diodes D3 and D4 on the secondary side of the output transformer T1, which is exactly the switching-off operating point that is ideal in the separate excitation type. By turning off the switching elements Q1 and Q2 when the step P is generated, recovery of the diodes D3 and D4 can be suppressed and ringing can also be suppressed. Furthermore, when the switching elements Q1 and Q2 are turned off at the time when the step P is generated (the time t2), the voltage across the auxiliary windings L11 and L12 rises and the other switching elements Q1 and Q2 are turned on (FIG. 4). Thus, an appropriate dead time can be ensured by the time t3), and as a result, the ZVS operation of the switching elements Q1 and Q2 can be reliably realized.
本実施形態では、スイッチング素子Q1,Q2がオフするタイミングを、比較器Comp1においてダイオードD5にかかる逆電圧と比較される閾値δの大きさによって設定しており、比較器Comp1からの出力信号Vcont1,Vcont2(図3参照)を受けてスイッチ要素SW1,SW2がオンするタイミング(図3(b)の時刻t2)が、上述した段差Pの発生タイミング(図4の時刻t2)と一致するように前記閾値δは設定される。 In the present embodiment, the timing at which the switching elements Q1 and Q2 are turned off is set by the magnitude of the threshold δ compared with the reverse voltage applied to the diode D5 in the comparator Comp1, and the output signal V cont1 from the comparator Comp1. , V cont2 (see FIG. 3), the timing at which the switch elements SW1 and SW2 are turned on (time t2 in FIG. 3B) matches the timing of occurrence of the step P described above (time t2 in FIG. 4). The threshold value δ is set.
以上説明した構成のLED照明器具1によれば、一対の直流入力端In1,In2が直流供給線路Wdcを介して分電盤112内のAC/DCコンバータ110に接続されることにより、直流供給線路Wdcを介して直流電力が供給されることになる。したがって、LED照明器具1においては交流電源を直流電源に変換するAC/DC変換回路が不要になり、AC/DC変換回路を構成する全波整流器や平滑コンデンサの分だけLED照明器具1の小型化が可能になる。なお、全波整流器が不要になることで、全波整流器で生じる損失分だけ回路効率が向上するという利点もある。
According to the
さらに、直流入力端In1,In2にはラインフィルタ(図示せず)を接続する必要があるが、直流入力端In1,In2にかかる直流電圧は交流の商用電源に比較して低く(たとえば24V、50Vなど)設定されているので、交流の商用電源を入力とする場合に比べて、ラインフィルタの絶縁距離を短くすることでラインフィルタを小型化することができ、LED照明器具1の小型化を図ることができる。
Furthermore, although it is necessary to connect a line filter (not shown) to the DC input terminals In1 and In2, the DC voltage applied to the DC input terminals In1 and In2 is lower than that of an AC commercial power supply (for example, 24V, 50V). Therefore, the line filter can be reduced in size by shortening the insulation distance of the line filter as compared with the case where an AC commercial power supply is used as input, and the
しかも、第1および第2の補助巻線L11,L12のうち、一方のピークからの電圧低下を制御回路6,7が検知して第1および第2のスイッチング素子Q1,Q2のうちのオンしていた側をオフ駆動するとともに、他方の電圧上昇により第1および第2のスイッチング素子Q1,Q2のうちのオフしていた側をオンさせるので、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、適切なスイッチング条件(ZVS動作)を簡易な構成で実現でき、本来の特徴である低損失・低雑音化を維持しながら、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができる。
Moreover, the
また、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周波数を高周波化することで、出力トランスT1の小型化によるLED照明器具1の小型化にも適応できる。具体的に説明すると、一般的な他励式の複合共振直列コンバータでは、高電位側のスイッチング素子Q1へのレベルシフタが必要で、その周波数追従性や損失の観点から、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周波数は300〜500kHz程度に制限されているのに対し、本実施形態の構成によればスイッチング周波数を500kHz以上とすることが可能であり、他励式のものに比べて出力トランスT1の小型化を図ることができる。たとえばスイッチング周波数を500kHzとする場合、出力トランスT1のコアには高周波(500kHz)における損失が小さいものを採用することが望ましい。
Further, by increasing the switching frequency of the switching elements Q1, Q2, it is possible to adapt to the downsizing of the
なお、複合共振回路を形成するキャパシタC2については、第1および第2のスイッチング素子Q1,Q2の少なくとも一方に並列に設けるものとするが、スイッチング周波数が高い場合は、スイッチング素子Q1,Q2の寄生容量で代用することが可能である。 The capacitor C2 forming the composite resonance circuit is provided in parallel with at least one of the first and second switching elements Q1 and Q2. However, when the switching frequency is high, the parasitics of the switching elements Q1 and Q2 are provided. Capacitance can be substituted.
(実施形態2)
本実施形態のLED照明器具1は、図5に示すように出力トランスT1の2次側に第2の2次巻線L23と、当該第2の2次巻線に誘起される電圧で充電される二次電池Battとを備え、直流供給線路Wdcから直流入力端In1,In2への電力供給の停止時に直流入力端In1,In2への入力を二次電池Battに切り替えるようにした点が実施形態1のLED照明器具1と相違する。
(Embodiment 2)
As shown in FIG. 5, the
二次電池Battは、第2の2次巻線L23の両端間に整流用のダイオードD6を介して接続されており、スイッチング素子Q1,Q2をオンオフすることにより2次巻線L23に電圧が誘起されると、この誘起電圧によって充電される。二次電池Battの両端は、入力切替手段としてのスイッチSW4,SW5を介して一対の直流入力端Wdcに接続されており、両スイッチSW4,SW5のオン時に二次電池Battの出力が直流入力端In1,In2に入力されるようになっている。なお、ダイオードD6と二次電池Battとの間に充電電圧・電流を制御する充電制御手段を付加してもよい。 The secondary battery Batt is connected between both ends of the second secondary winding L23 via a rectifying diode D6, and voltage is induced in the secondary winding L23 by turning on and off the switching elements Q1 and Q2. Then, it is charged by this induced voltage. Both ends of the secondary battery Batt are connected to a pair of DC input terminals Wdc via switches SW4 and SW5 as input switching means. When both switches SW4 and SW5 are turned on, the output of the secondary battery Batt is connected to the DC input terminal. Input is made to In1 and In2. In addition, you may add the charge control means which controls charging voltage and electric current between the diode D6 and the secondary battery Batt.
ここで、一対の直流入力端In1,In2間には、直流供給線路Wdcからの電力供給の停止を検出する停電検出手段3を具備しており、前記スイッチSW4,SW5は、この停電検出手段3が電力供給の停止を検出したときに出力するオン信号を受けてオンする。 Here, between the pair of DC input terminals In1 and In2, there is provided a power failure detection means 3 for detecting the stop of power supply from the DC supply line Wdc. The switches SW4 and SW5 are connected to the power failure detection means 3. Is turned on in response to an on signal that is output when the stop of power supply is detected.
以上説明した構成によれば、直流供給線路Wdcから直流入力端In1,In2への電力供給の停止が検出されると、直流入力端In1,In2への入力が二次電池Battに切り替わるので、停電時には二次電池Battを電源として光源2を点灯させることができる。そのため、本実施形態のLED照明器具1はたとえば非常灯や誘導灯への適用が可能である。
According to the configuration described above, when the stop of the power supply from the DC supply line Wdc to the DC input terminals In1 and In2 is detected, the input to the DC input terminals In1 and In2 is switched to the secondary battery Batt. Sometimes the
また、本実施形態のLED照明器具では、器具本体の外郭を構成する器体として可搬型の器体(図示せず)を採用している。器体は、一対の直流入力端In1,In2にそれぞれ接続された一対の接触子(図示せず)を保持しており、この接触子は、直流コンセント131に開口した差込式の接続口(給電部)に差し込まれることによって直流コンセント131に装着される。ここで、接続口に差し込まれた接触子は、接続口内において直流コンセント131の接触子受けに直接接触することで直流供給線路Wdcに接続されることになる。
Moreover, in the LED lighting fixture of this embodiment, the portable type | mold body (not shown) is employ | adopted as a container which comprises the outline of an instrument main body. The container holds a pair of contacts (not shown) connected to the pair of DC input ends In1 and In2, respectively. These contacts are plug-in connection ports (opened to the DC outlet 131). It is attached to the
この構成により、二次電池Battが充電されている状態で直流コンセント131から器具本体の器体を取り外せば、LED照明器具1を懐中電灯などの可搬型の照明器具として使用することができる。このとき、停電検出手段3およびスイッチSW4,SW5によって、直流入力端In1,In2への入力は二次電池Battに自動的に切り替わるので、入力を切り替えるための操作は特に必要ない。なお、本実施形態のLED照明器具1は、自励式のスイッチング電源11を採用することで小型化が可能であるから可搬型の器体を容易に実現できるが、それに加えてたとえば取っ手を有するなど、より持ち運びに適した形状の器体を採用してもよい。
With this configuration, the
1 LED照明器具
2 光源
3 停電検出手段
6 第1の制御回路
7 第2の制御回路
8 ピークホールド回路
102 直流機器
112 AC/DCコンバータ
131 直流コンセント(直流アウトレット)
AC 交流電源
Batt 二次電池
C1 コンデンサ
C3 平滑コンデンサ
Comp1 比較器
D3,D4 ダイオード(整流回路)
In1,In2 直流入力端
L インダクタ
L10 1次巻線
L11 第1の補助巻線
L12 第2の補助巻線
L21,L22 第1の2次巻線
L23 第2の2次巻線
Q1 第1のスイッチング素子
Q2 第2のスイッチング素子
SW1,SW2 スイッチ要素
SW4,SW5 スイッチ(入力切替手段)
T1 出力トランス
Wdc 直流供給線路
DESCRIPTION OF
AC AC power supply Batt Secondary battery C1 Capacitor C3 Smoothing capacitor Comp1 Comparator D3, D4 Diode (rectifier circuit)
In1, In2 DC input terminal L inductor L10 primary winding L11 first auxiliary winding L12 second auxiliary winding L21, L22 first secondary winding L23 second secondary winding Q1 first switching Element Q2 Second switching element SW1, SW2 Switch element SW4, SW5 Switch (input switching means)
T1 output transformer Wdc DC supply line
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