JP4941025B2

JP4941025B2 - C / N ratio calculation method for receiving apparatus in OFDM transmission system and receiving apparatus having the function

Info

Publication number: JP4941025B2
Application number: JP2007065888A
Authority: JP
Inventors: 修朗伊藤; 勝史三田; 伝幸柴田; 一男高山; 秀法合原; 順次橋本; 弘尚西脇
Original assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2007-03-14
Filing date: 2007-03-14
Publication date: 2012-05-30
Anticipated expiration: 2027-03-14
Also published as: JP2008228112A

Description

本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式における受信装置において、信号の復調用の離散フーリエ変換装置による復号結果を用いることなく、受信電波のＣ／Ｎ比を求める方法及びそのＣ／Ｎ比演算機能を有した受信装置に関する。本発明は、アダプティブアレイアンテナにおけるＣ／Ｎ比を大きくした受信電波の合成に用いることができる。 The present invention provides a receiving apparatus in OFDM transmission system, without using the decoded result of the release Chifu Rie converter for demodulating the signal, the method determining the C / N ratio of the received radio wave and the C / N ratio calculation function The present invention relates to a receiving apparatus. The present invention can be used for synthesizing received radio waves with an increased C / N ratio in an adaptive array antenna.

近年、伝送方式として、互いに直交する複数本の副搬送波（サブキャリア）を情報符号で変調して伝送する直交周波数分割多重変調方式（OFDM: Orthogonal Frequency Divisional Multiplexing) が知られ、地上波ディジタル放送や無線ＬＡＮなどに用いられている。 In recent years, orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), in which a plurality of subcarriers (subcarriers) orthogonal to each other are modulated with an information code and transmitted, is known as a transmission method. It is used for wireless LAN.

一方、ＯＦＤＭ伝送方式は、移動体通信への応用も検討されている。その移動体通信では、アダプティブアレイアンテナを用いて、最大比合成により、受信電力を高くすることが行われている。しかし、Ｃ／Ｎ比を高くする合成については、検討されていない。 On the other hand, application of the OFDM transmission system to mobile communication is also being studied. In the mobile communication, reception power is increased by maximum ratio combining using an adaptive array antenna. However, synthesis for increasing the C / N ratio has not been studied.

下記特許文献１には、ＯＦＤＭの復調装置において、受信信号から雑音成分を除去する装置が開示されている。この技術では、１シンボル期間のｎ倍の期間の時間波形について離散フーリエ変換を行って、正規のサブキャリアの周波数間隔の１／ｎ間隔の線スペクトルを得て、そのスペクトルからサブキャリアだけを除去して、雑音スペクトルだけを抽出している。そして、その抽出された雑音スペクトルを逆フーリエ変換して、時間軸上の雑音を発生させて、受信信号からその雑音を減算することで、受信信号から雑音を除去するものである。 Patent Document 1 below discloses an apparatus for removing a noise component from a received signal in an OFDM demodulator. In this technique, 1 for the time waveform of n times the period of a symbol period by performing a release Chifu Rie conversion, with the line spectrum of the 1 / n frequency spacing distance normal subcarriers, only the sub-carrier from the spectrum And only the noise spectrum is extracted. The extracted noise spectrum is subjected to inverse Fourier transform to generate noise on the time axis, and the noise is removed from the received signal by subtracting the noise from the received signal.

特開２００３−１５２６７５号公報JP 2003-152675 A

しかしながら、この方法では、フーリエ変換器への入力点数がｎ倍になり、フーリエ変換の演算負荷が増大する。また、入力点数がｎ倍の逆フーリエ変換器も必要となる。
さらに、１シンボルのｎ倍の期間の時間波形においてはシンボルが変化するので、シンボルの境界で波形がステップ的に変化する。したがって、１シンボルのｎ倍の時間期間のフーリエ変換の結果は、サブキャリア毎の線スペクトルにはならず、sin(ω)/ωのスペクトルとなり、サブキャリア間においても、サブキャリアのサイドローブが存在し、正確な雑音成分だけを抽出できる訳ではない。 However, in this method, the number of points input to the Fourier transformer increases n times, and the computational load of the Fourier transform increases. In addition, an inverse Fourier transformer having n times the number of input points is also required.
Furthermore, since the symbol changes in the time waveform of a period n times that of one symbol, the waveform changes stepwise at the symbol boundary. Therefore, the result of Fourier transform in a time period n times one symbol is not a line spectrum for each subcarrier, but a spectrum of sin (ω) / ω, and the side lobes of subcarriers are also between subcarriers. It is not always possible to extract only accurate noise components.

したがって、上記特許文献１の方法により、フーリエ変換したスペクトルからサブキャリア成分と雑音成分とを抽出して、Ｃ／Ｎ比を演算するとしても、正確な値を求めることはできない。
本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、ＯＦＤＭ伝送方式におけるＣ／Ｎ比を簡便に且つ正確に求めることができるようにすることである。
また、他の目的は、ＯＦＤＭ伝送方式におけるアダプティブアレイアンテナを用いた受信装置において、Ｃ／Ｎ比の高い合成ができるＣ／Ｎ比演算機能を有した受信装置を実現することである。 Therefore, even if the subcarrier component and the noise component are extracted from the Fourier-transformed spectrum and the C / N ratio is calculated by the method of Patent Document 1, an accurate value cannot be obtained.
The present invention has been made to solve such a problem, and is to make it possible to easily and accurately obtain a C / N ratio in an OFDM transmission system.
It is another object of the present invention, in a receiver using an adaptive array antenna definitive in OFDM transmission scheme is to realize a receiving device having a C / N ratio calculation function capable of high C / N ratio combining.

上記課題を解決するための第１の発明は、ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波を受信装置で受信したときのＣ／Ｎ比の演算方法において、ＯＦＤＭ伝送方式の受信信号を復号のためにサンプリングする第１サンプリング周波数よりも低い第２サンプリング周波数で、受信信号をダウンサンプリングし、１シンボル期間より短い時間軸上のウインドウ区間における、このダウンサンプリングされた受信信号から、サブキャリアに割当られる周波数位置であって、ヌルキャリアである特定周波数の整数倍のスペクトル強度を離散フーリエ変換により求め、スペクトル強度におけるヌルキャリアのうち少なくとも一つのヌルキャリアから雑音レベルを求め、スペクトル強度におけるサブキャリアのうち少なくとも一つのサブキャリアから搬送波レベルを求め、雑音レベルと搬送波レベルとから受信信号のＣ／Ｎ比を求めることを特徴とするＣ／Ｎ比演算方法である。 A first invention for solving the above-mentioned problem is a method for calculating a C / N ratio when a radio wave transmitted by an OFDM transmission method is received by a receiving device, and sampling a received signal of the OFDM transmission method for decoding The received signal is down-sampled at a second sampling frequency lower than the first sampling frequency, and the frequency position allocated to the subcarrier from the down-sampled received signal in the window section on the time axis shorter than one symbol period. A spectrum intensity of an integer multiple of a specific frequency that is a null carrier is obtained by discrete Fourier transform, a noise level is obtained from at least one null carrier of the spectrum intensity, and at least one of the subcarriers of the spectrum intensity is obtained. Subcarrier to carrier level This is a C / N ratio calculation method characterized in that a C / N ratio of a received signal is obtained from a noise level and a carrier wave level .

ＯＦＤＭ伝送方式で送信された電波を復調するとき、少なくとも、情報符号によって変調されたサブキャリアが存在しないところのヌルキャリアである特定周波数の整数倍のスペクトルが得られるように、離散フーリエ変換される。ただし、サブキャリアに割当られる周波数位置であることが必要である。また、ヌルキャリアが割当られている特定周波数とは、信号帯域の下限、上限近くには、ガードバンドによるヌルキャリアが設けられているので、このヌルキャリアの周波数を特定周波数とする。また、この特定周波数とサブキャリアの最低周波数との差は、大きい程、望ましい。この特定周波数のスペクトルは雑音成分のみとなる。このような離散フーリエ変換のスペクトルには、サブキャリアのないスペクトル成分、すなわち、純粋な雑音成分と、変調されたサブキャリアが存在するスペクトル成分とを得ることができるので、正確に、Ｃ／Ｎ比を演算することができる。 When demodulating the radio wave transmitted by the OFDM transmission scheme, at least, as an integral multiple spectrum of a specific frequency is a null carrier where there is no modulated subcarriers are obtained by the information code, away Chifu Rie conversion Is done. However, it is necessary that the frequency position is assigned to the subcarrier. Further, the specific frequency to which the null carrier is allocated is that the null carrier by the guard band is provided near the lower limit and upper limit of the signal band, and therefore the frequency of this null carrier is set as the specific frequency. Also, the larger the difference between this specific frequency and the lowest subcarrier frequency, the better. The spectrum of this specific frequency has only a noise component. The spectrum of such a release Chifu Rie conversion, spectral components no subcarrier, i.e., the pure noise components, it is possible to obtain a spectral component modulated subcarriers are present, accurately, C / N ratio can be calculated.

たとえば、ＯＦＤＭ地上波ディジタルテレビジョン放送の場合、選局後の中間周波数帯域（アナログ信号としてはベースバント）の信号は、周波数４ＭＨｚを中心として、１．２ＭＨｚから６．８ＭＨｚまでの帯域幅５．６ＭＨｚの信号となる。この時、サブキャリアは、１ｋＨｚ間隔（正確には、０．９９２ｋＨｚ間隔であるが、説明を簡単にするため、以下、サブキャリアは１ｋＨｚ間隔とする）で割当られるが、１ＭＨｚ、７ＭＨｚには、変調されたサブキャリアは存在せずヌルキャリアとなっている。理解を簡単にするために、この例について、本発明により、Ｃ／Ｎ比が求められる原理について説明する。 For example, in the case of OFDM terrestrial digital television broadcasting, the signal in the intermediate frequency band after channel selection (baseband as an analog signal) has a bandwidth from 1.2 MHz to 6.8 MHz centered on a frequency of 4 MHz. The signal is 6 MHz. At this time, the subcarriers are allocated at 1 kHz intervals (precisely, 0.992 kHz intervals, but for the sake of simplicity, the subcarriers are hereinafter referred to as 1 kHz intervals). The modulated subcarrier does not exist and is a null carrier. For the sake of easy understanding, the principle of obtaining the C / N ratio according to the present invention will be described for this example.

１．第１の方法
離散フーリエ変換においては、この特定周波数は、ヌルキャリアとして扱われる。１ＭＨｚ、７ＭＨｚのスペクトルの強度は、正確に、雑音成分の強度を示している。したがって、少なくとも、この１ＭＨｚである特定周波数の整数倍のスペクトルが得られるように、受信信号を離散フーリエ変換し、１ＭＨｚと７ＭＨｚのスペクトルの強度を平均して雑音強度Ｎを求め、２、３、４、５、６ＭＨｚのスペクトルの強度を平均してサブキャリア強度Ｃを求めることができる。これから、Ｃ／Ｎ比を正確に演算することができる。 1. In the first method away Chifu Rie conversion, this specific frequency is treated as null carriers. The spectrum intensity of 1 MHz and 7 MHz accurately indicates the intensity of the noise component. Thus, at a minimum, as the spectrum of the integral multiples of a particular frequency is the 1MHz is obtained, the received signal is separated Chifu Rie conversion, obtains the noise intensity N by averaging the intensity of the spectrum of 1MHz and 7 MHz, 2 The subcarrier intensity C can be obtained by averaging the spectrum intensities of 3, 4, 5, and 6 MHz. From this, the C / N ratio can be accurately calculated.

この場合には、sin 、cos による直交変調されて多重化された状態の信号を処理するとして、周波数の負領域を含めて、１６点のスペクトルが得られれば、正確に、Ｃ／Ｎ比を演算することができる。そして、１ＭＨｚからサブキャリアの最低周波数である１．２ＭＨｚとの周波数差は、０．２ＭＨｚである。離散フーリエ変換を行う場合には、その出力値の１ＭＨｚでの値に、サブキャリアの情報が含まれないためには、離散フーリエ変換の周波数分解能を０．２ＭＨｚ以下とすることが必要となる。このため、時間軸上のウインドウは５μｓ必要となる。 In this case, if a signal in a state of being quadrature-modulated and multiplexed by sin and cos is processed, and a spectrum of 16 points including a negative frequency region is obtained, the C / N ratio can be accurately calculated. It can be calculated. The frequency difference from 1 MHz to 1.2 MHz which is the lowest frequency of the subcarrier is 0.2 MHz. When performing release Chifu Rie conversion to a value of at 1MHz of the output value, in order not contain information subcarrier, the frequency resolution of the release Chifu Rie conversion be less 0.2MHz Necessary. For this reason, the window on the time axis requires 5 μs.

このウインドウに、シンボルの境界が含まれると、上述したようにサブキャリアのサイドローブがサブキャリア間に発生するために、正確な雑音強度を求めることができない。しかし、１シンボルの期間を１ｍｓとすると、５μｓの離散フーリエ変換のウインドウは、１シンボル期間の1/200 となり、シンボルの境界をこのウインドウに含む確率は1/200 となり、Ｃ／Ｎ比の演算精度を低下させることはない。 If the symbol boundary is included in this window, side lobes of subcarriers are generated between the subcarriers as described above, so that accurate noise intensity cannot be obtained. However, when the period of one symbol and 1 ms, 5 .mu.s is the release Chifu Rie conversion window, next to 1/200 of one symbol period, the probability of including a boundary of a symbol in the window next to 1/200, C / N ratio The calculation accuracy is not reduced.

また、本発明では、特定周波数の整数倍のスペクトル強度が得られるように、受信信号を離散フーリエ変換すれば良いので、離散フーリエ変換の出力に特定周波数の整数倍以外のスペクトルが含まれていても良い。したがって、上記の地上ディジタルテレビジョン放送の場合においては、時間軸上のウインドウは、５μｓ以上の１ｍｓ未満の範囲で１μｓの整数倍であれば、任意の値に設定することができる。たとえば、サンプリング周波数が１６ＭＨｚであれば、１６ＭＨｚ×５μｓ＝８０点のサンプリング点数となり、最低８０点以上で１６点の整数倍の点数の離散フーリエ変換を行えば、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。離散フーリエ変換をＦＦＴで実現するならば、１２８点のＦＦＴを用いることができる。これらのフーリエ変換において、１ＭＨｚの整数倍周波数のスペクトル以外は不要となる。このようにして、１ＭＨｚのスペクトルにサブキャリアの情報が現れることなく、１ＭＨｚの整数倍の周波数のスペクトルを得ることができる。１２８点のＦＦＴを用いた場合には、時間軸上のウインドウは、８μｓとなり、０．１２５ＭＨｚ間隔のスペクトルが得られることになる。 In the present invention, as an integer multiple of the spectral intensity of the specific frequency obtained since the received signal may be separated Chifu Rie conversion, the spectrum of non-integer times of a specific frequency to output a release Chifu Rie conversion It may be included. Therefore, in the case of the above-mentioned terrestrial digital television broadcasting, the window on the time axis can be set to an arbitrary value as long as it is an integer multiple of 1 μs in a range of 5 μs or more and less than 1 ms. For example, if the sampling frequency is 16MHz, become sampling points of 16MHz × 5 .mu.s = 80 points, by performing a release Chifu Rie conversion of an integer multiple of the number of 16 points at the lowest 80 points or more accurately, C / N ratio Can be requested. If implemented in FFT releasability Chifu Rie conversion, it is possible to use the 128-point FFT. In these Fourier transforms, a spectrum other than an integer multiple frequency of 1 MHz is unnecessary. In this way, a spectrum having a frequency that is an integral multiple of 1 MHz can be obtained without subcarrier information appearing in the 1 MHz spectrum. When 128-point FFT is used, the window on the time axis is 8 μs, and spectra at intervals of 0.125 MHz are obtained.

次に、一般的なシステムにおける離散フーリエ変換の変換行列の係数について検討する。離散フーリエ変換の変換行列の要素は、exp(-j2πik/n) である。ただし、ｉ，ｋ＝０，１，２，…ｎであり、ｎはサンプリング点数である。このうち、求めたい特定周波数の整数倍の周波数では、ｉが０又はｍの倍数、ｉ＝ｍｐとなる。ただし、ｍは、求めたい特定周波数の整数倍の周波数の１間隔当たりのサンプリング数であり、ｐは求めたい特定周波数の整数倍の周波数の番号である。上記例で言えば、求めたい周波数は、０、１、２、３ＭＨｚ…などのｐＭＨｚ周波数であり、ｍは１ＭＨｚ幅当たりのサンプリング数となる。上記の８０点サンプリングの場合には、ｎ＝８０、ｍ＝５である。 Next, consider the coefficient of the release Chifu Rie of the transformation matrix in a typical system. Elements away Chifu Rie of the transformation matrix is exp (-j2πik / n). However, i, k = 0, 1, 2,... N, and n is the number of sampling points. Among these, i is a multiple of 0 or m and i = mp at a frequency that is an integral multiple of the specific frequency to be obtained. Here, m is the number of samplings per interval of a frequency that is an integral multiple of the specific frequency to be obtained, and p is a frequency number that is an integral multiple of the specific frequency to be obtained. In the above example, the frequency to be obtained is a pMHz frequency such as 0, 1, 2, 3 MHz, etc., and m is the number of samplings per 1 MHz width. In the case of the above 80-point sampling, n = 80 and m = 5.

結局、求めたい周波数を、整数ｐで表すと、周波数ｐのスペクトルを求めるための係数は、exp(-j2πpk/(n/m) )となり、複素座標上の単位円を２π/(n/m)の整数倍の角度で移動させた点の複素座標が、係数の候補となる。n/m は、当然に整数となり、n/m ＭＨｚがサンプリング周波数である。また、(n/m) / ２は、ｐの最大値であり、離散フーリエ変換の出力する最大周波数に対応する。ｐの最大値をｓとすれば、係数は、exp(-jπpk/s) となる。ｓ＝２^q（ただし、ｑは整数）に選択すると、係数の実部、虚部の絶対値は、ｓ＝２の時、０，１の２種類、ｓ＝４の時、０，１，sin(π/4) の３種類、ｓ＝８の時、０，１，sin(π/4) ，sin(π/8) ，cos(π/8) の５種類、ｓ＝１６の時、０，１，sin(π/4) ，sin(π/8) ，cos(π/8) ， sin( π/16)， cos( π/16)，sin(3 π/16)，cos(3 π/16)の９種類だけで求めることができる。各ｐについて、k を0 〜ｎまで変化させた時の係数を、サンプリング値に掛け算する必要があるが、これらは、k=２ｓの周期で繰り返されるだけである。上記の１．２ＭＨｚ〜６．８ＭＨｚ帯の地上ディジタル放送の場合には、１ＭＨｚの整数倍のスペクトルを求めることになる。したがって、ｓ＝８であるから、変換行列の要素として、５種類の値だけを用いて、フーリエ変換をすることができる。 After all, if the frequency to be obtained is expressed by an integer p, the coefficient for obtaining the spectrum of the frequency p is exp (-j2πpk / (n / m)), and the unit circle on the complex coordinates is 2π / (n / m The complex coordinates of the point moved at an angle that is an integer multiple of) are candidates for the coefficient. n / m is naturally an integer, and n / m MHz is the sampling frequency. Further, (n / m) / 2 is the maximum value of p, corresponding to the maximum frequency output of the release Chifu Rie conversion. If the maximum value of p is s, the coefficient is exp (−jπpk / s). When s = 2 ^q (where q is an integer) is selected, the absolute values of the real part and imaginary part of the coefficient are 0, 1 when s = 2, 0, 1, when s = 4 3 types of sin (π / 4), when s = 8, 5 types of 0, 1, sin (π / 4), sin (π / 8), cos (π / 8), when s = 16 0, 1, sin (π / 4), sin (π / 8), cos (π / 8), sin (π / 16), cos (π / 16), sin (3π / 16), cos (3 It can be obtained with only nine types of (π / 16). For each p, it is necessary to multiply the sampling value by the coefficient when k is varied from 0 to n, but these are only repeated at a period of k = 2s. In the case of terrestrial digital broadcasting in the above 1.2 MHz to 6.8 MHz band, a spectrum that is an integral multiple of 1 MHz is obtained. Therefore, since s = 8, Fourier transform can be performed using only five kinds of values as elements of the transformation matrix.

サブキャリアの電力を求めるに当たっては、２ＭＨｚ以上の１ＭＨｚの整数倍の周波数だけでなく、得られているスペクトルにおける全てのサブキャリアの電力を平均して、この平均電力をサブキャリアの電力としても良い。また、第１の方法では、サンプリング周波数は、上記の例で言えば、帯域の設計上の上限である最大周波数８ＭＨｚの２倍以上あれば良い。サンプリング周波数ｆ_Cとするとき、ナイキスト周波数はｆ_C／２となるので、このｆ_C／２を、設計上の仮想帯域の最大周波数、すなわち、離散フーリエ変換の出力する最大周波数とすれば良い。この周波数ｆ_C／２と、実際の帯域の上限（たとえば、８ＭＨｚ）より上で、ｆ_C／２より下の周波数領域は、離散フーリエ変換の出力が０となるだけである。したがって、サンプリング周波数は、帯域の設計上の上限である最大周波数８ＭＨｚの２倍以上あれば、良い。 In obtaining the power of the subcarrier, the power of all subcarriers in the obtained spectrum may be averaged, and the average power may be used as the power of the subcarrier. . In the first method, the sampling frequency may be at least twice the maximum frequency of 8 MHz, which is the upper limit of the band design in the above example. When the sampling frequency f _C, since the Nyquist frequency is f _C / 2, the f _C / 2, the maximum frequency of the virtual band in design, i.e., if the maximum frequency output of the release Chifu Rie conversion good. This frequency f _C / 2, the actual bandwidth of the upper limit (e.g., 8 MHz) above the frequency region below f _C / 2, the output of the release Chifu Rie conversion is only zero. Therefore, the sampling frequency should be at least twice the maximum frequency of 8 MHz, which is the upper limit of the band design.

２．第２の方法
以下の方法によると、さらに、離散フーリエ変換を簡単化することができる。上記の例から分かるように、信号キャリアの存在しない周波数の整数倍のスペクトル強度を求める最も簡単な場合は、信号帯域を中心周波数で２分して、低帯域と高帯域とするとき、（上記の例では、１．２〜４ＭＨｚの低帯域と、４〜６．８ＭＨｚの高帯域）低帯域と高帯域とのそれぞれで、１ＭＨｚの整数倍のスペクトルにおいて、１本のスペクトルだけ、ヌルキャリアとするように、選択する場合である。この場合に、離散フーリエ変換の入力点数と出力点数を最小にすることができる。すなわち、１．２〜４ＭＨｚの低帯域の１、２、３、４ＭＨｚのスペクトルを得るようにしても良い。この場合にも、周波数分解能は、０．２ＭＨｚ以下とすることが必要であるから、ウインドウは５μｓである。離散フーリエ変換の出力の範囲は、−４ＭＨｚ〜４ＭＨｚとなるから、８ＭＨｚ／０．２ＭＨｚ＝４０点のサンプリング点数があれば、１ＭＨｚにおいて、サブキャリアが漏れることなく、１ＭＨｚの整数倍の周波数のスペクトルを得ることができる。この場合のサンプリング周波数は、４０／５μｓ＝８ＭＨｚとなる。 2. According to a second method the following method can be further simplified away Chifu Rie conversion. As can be seen from the above example, the simplest case of obtaining a spectrum intensity that is an integral multiple of the frequency at which no signal carrier exists is to divide the signal band by the center frequency into a low band and a high band (above In the example of FIG. 1, in the low band of 1.2 to 4 MHz and the high band of 4 to 6.8 MHz), in each of the low band and the high band, only one spectrum is included in the spectrum that is an integer multiple of 1 MHz. This is the case when selecting. In this case, the input points and output points of the release Chifu Rie conversion can be minimized. That is, a spectrum of 1, 2, 3, 4 MHz in a low band of 1.2 to 4 MHz may be obtained. Also in this case, since the frequency resolution needs to be 0.2 MHz or less, the window is 5 μs. Range of the output of the release Chifu Rie conversion, since the -4MHz～4MHz, if the sampling points of the 8 MHz / 0.2 MHz = 40 points, at 1MHz, without sub-carrier leakage, an integral multiple of the frequency of 1MHz Can be obtained. In this case, the sampling frequency is 40/5 μs = 8 MHz.

すなわち、４０点の離散フーリエ変換を行えば、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。離散フーリエ変換をＦＦＴで実現するならば、６４点のＦＦＴを用いることができる。これらのフーリエ変換において、１ＭＨｚの整数倍周波数のスペクトル以外は不要となる。受信信号の中間周波数帯域信号を８ＭＨｚでサンプリングすると、０〜４ＭＨｚ帯域のスペクトルに、４〜８ＭＨｚ帯域のスペクトルがナイキスト周波数４ＭＨｚで折り返されて、重なったスペクトルとなる。すなわち、このスペクトルにおいては、１ＭＨｚの雑音成分は、本来の１ＭＨｚの雑音と、本来の７ＭＨｚの雑音成分との和の値となる。他の２、３、４ＭＨｚのサブキャリアは、６ＭＨｚ、５ＭＨｚ、４ＭＨｚのサブキャリアと、それぞれ、重なったものとなる。しかし、信号を正確に復調する必要はなく、サブキャリアの電力を検出すれば良いので、スペクトルは、このように、上記の高帯域が低帯域に４ＭＨｚで反転されて重ねられていても問題はない。したがって、離散フーリエ変換の出力のうち、２、３、４ＭＨｚのサブキャリア１本当たりの平均電力強度をサブキャリアの強度とし、１ＭＨｚのスペクトルの強度を雑音強度とすれば、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。 That is, by performing the release Chifu Rie conversion 40 points, it is possible to accurately determine the C / N ratio. If implemented in FFT releasability Chifu Rie conversion, it is possible to use a 64-point FFT. In these Fourier transforms, a spectrum other than an integer multiple frequency of 1 MHz is unnecessary. When the intermediate frequency band signal of the received signal is sampled at 8 MHz, the spectrum in the 4 to 8 MHz band is folded back to the spectrum in the 0 to 4 MHz band at the Nyquist frequency of 4 MHz, resulting in an overlapping spectrum. That is, in this spectrum, the 1 MHz noise component is the sum of the original 1 MHz noise and the original 7 MHz noise component. The other 2, 3, 4 MHz subcarriers overlap with the 6 MHz, 5 MHz, and 4 MHz subcarriers, respectively. However, it is not necessary to accurately demodulate the signal, and it is only necessary to detect the power of the subcarrier. Therefore, even if the spectrum is thus inverted and superimposed at 4 MHz in the above-mentioned high band, there is no problem. Absent. Therefore, away Chifu Rie of the output from the conversion, the average power intensity per one subcarrier 2,3,4MHz the strength of the sub-carrier, if the intensity of the spectrum of 1MHz and noise intensity, accurate, C / N ratio can be obtained.

この方法においても、第１の方法で説明したように、離散フーリエ変換の変換行列の要素は、exp(-j2πik/n) で表される。第２の方法は、受信信号の帯域幅は同一条件、時間軸上のウインドウの長さも同一にして、第２の方法に対して、サンプリング周波数を１／２とし、離散フーリエ変換の出力する最大周波数を１／２、サンプリング点数を１／２としたことである。したがって、上記の地上ディジタルテレビジョン信号の例で言えば、ｎ＝４０、ｍ＝５、ｐの最大値ｓは４である。したがって、離散フーリエ変換の変換行列の要素は、絶対値で、３種類の値だけで表現でき、演算が、第１の方法に比べて、さらに、簡単となる。また、離散フーリエ変換の点数も１／２にすることができ、演算が簡単となる。 In this method, as described in the first method, the elements of the release Chifu Rie of the transformation matrix is expressed by exp (-j2πik / n). The second method, the bandwidth of the received signal the same conditions, and also the same length of the window on the time axis, relative to the second method, the sampling frequency is 1/2, away Chifu Rie conversion output The maximum frequency is 1/2 and the number of sampling points is 1/2. Therefore, in the example of the terrestrial digital television signal, n = 40, m = 5, and the maximum value s of p is 4. Therefore, elements of the release Chifu Rie of the transformation matrix, the absolute value can be represented by only three values, operations, compared to the first method, further simplified. Further, away Chifu Rie conversion points can also be 1/2, operation is simplified.

３．第３の方法
もしも、高帯域の折り返しを禁止するのであれば、受信信号の正規にサンプリングされたディジタル信号に、帯域を２分するディジタルフィルタを操作して、一方の帯域の信号に対して、帯域幅の２倍のサンプリング周波数でダウンサンプリングする。上記の地上ディジタル放送の例で言えば、受信信号の正規にサンプリングされたディジタル信号に、帯域０〜４ＭＨｚのディジタルフィルタを操作して、０〜４ＭＨｚの帯域に制限した後、８ＭＨｚでダウンサンプリングすれば、０〜４ＭＨｚのスペクトルを正確に得ることができる。そして、１、２、３、４ＭＨｚのスペクトルにおいて、１ＭＨｚの周波数の電力を雑音電力とし、２、３、４ＭＨｚの周波数の平均電力をサブキャリア電力とすれば、正確に、Ｃ／Ｎ比を演算することができる。また、ディジタル信号に、帯域４〜８ＭＨｚのディジタルフィルタを操作して、スペクトルを帯域４〜８ＭＨｚに制限した後、４ＭＨｚでダウンサンプリングすれば、０〜４ＭＨｚ帯域のスペクトルを得ることができ、上記と同様にして、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。この２分された帯域に対して、上記の処理を行って求めたそれぞれの雑音強度の平均値とそれぞれのサブキャリア強度の平均値を求めて、Ｃ／Ｎ比を求めれば、０〜８ＭＨｚの全帯域に対してＣ／Ｎ比を求めることができる。また、２分割された帯域について、サブキャリアの強度が変動がないか、対称であるならば、何れか１方の方法で、Ｃ／Ｎ比を求めることも可能である。 3. The third method if, if you prohibit wrapping high band, the Digi tal signal sampled at regular received signal, by operating the digital filter for 2 min bandwidth, for one of the band of the signal Downsampling at a sampling frequency twice the bandwidth. In the example above the terrestrial digital broadcasting, the Digi tal signal sampled at regular received signal, by operating the digital filter bandwidth 0～4MHz, after restriction in the band of 0～4MHz, downsampling 8MHz Then, a spectrum of 0 to 4 MHz can be obtained accurately. Then, in the spectrum of 1, 2, 3, 4 MHz, if the power of 1 MHz frequency is noise power and the average power of 2, 3, 4 MHz frequency is subcarrier power, the C / N ratio can be calculated accurately. can do. Further, if a digital signal is operated on a digital filter having a band of 4 to 8 MHz to limit the spectrum to a band of 4 to 8 MHz and then down-sampled at 4 MHz, a spectrum of 0 to 4 MHz can be obtained. Similarly, the C / N ratio can be obtained. If the average value of each noise intensity and the average value of each subcarrier intensity obtained by performing the above processing is obtained for the bisected band, and the C / N ratio is obtained, it is 0-8 MHz. The C / N ratio can be obtained for the entire band. If the subcarrier intensity does not fluctuate or is symmetric with respect to the divided band, the C / N ratio can be obtained by any one of the methods.

この方法は、第１の方法に対しては、帯域を１／２に制限し、第２の方法に対しては、帯域の１／２の帯域の折り返しがないだけである。したがって、上記の地上ディジタル放送の例でいえば、離散フーリエ変換の点数を４０点、ｓ＝４とすることができ、離散フーリエ変換の変換行列の要素を、絶対値で３種類だけとすることができ、演算負荷を減少させることができる。 This method limits the bandwidth to ½ for the first method and only does not fold back half the bandwidth for the second method. Thus, in the example above ground Digi tal broadcasting, away Chifu Rie conversion points to 40 points, s = 4 and it is possible to, the elements of the transformation matrix of the release Chifu Rie conversion, the absolute value 3 Only the type can be used, and the calculation load can be reduced.

４．第４の方法
さらに、発展させると、第１の方法に対して、時間軸上のウインドウを同一として、帯域（ＤＦＴの出力の最大周波数）を１／４、サンプリング周波数を１／４、サンプリング点数を１／４にして、Ｃ／Ｎ比を演算することができる。上記の地上ディジタル放送の例で言えば、０〜２ＭＨｚの帯域だけディジタルローパスフィルタで抽出して、４ＭＨｚでダウンサンプリングすれば、１、２ＭＨｚのスペクトルを得ることかできる。１ＭＨｚのスペクトル強度を雑音強度とし、２ＭＨｚのスペクトル強度をサブキャリア強度として、Ｃ／Ｎ比を求めることも可能である。この場合には、離散フーリエ変換の入出力点数は２０点に縮小することができる。また、ＦＦＴで行う場合には、３２点ＦＦＴを用いることができる。 4). Fourth Method Further developing, with respect to the first method, the window on the time axis is the same, the band (maximum frequency of DFT output) is 1/4, the sampling frequency is 1/4, the number of sampling points The C / N ratio can be calculated with ¼. In the case of the above terrestrial digital broadcasting, if a band of 0 to 2 MHz is extracted with a digital low-pass filter and down-sampled at 4 MHz, a spectrum of 1 or 2 MHz can be obtained. It is also possible to obtain the C / N ratio using the 1 MHz spectrum intensity as the noise intensity and the 2 MHz spectrum intensity as the subcarrier intensity. In this case, input and output points of the release Chifu Rie conversion can be reduced to 20 points. Moreover, when performing by FFT, 32-point FFT can be used.

また、上記と同様にして、０〜２ＭＨｚ、２〜４ＭＨｚ、４〜６ＭＨｚ、６〜８ＭＨｚに帯域を４分割して、上述した処理をそれぞれ実行して、各分割帯域毎に、雑音成分、サブキャリア成分を求めることも可能である。これらの分割帯域毎のＣ／Ｎ比を平均して、全帯域のＣ／Ｎ比としても良い。これらの場合には、それぞれのバンドパスフィルタと、ダウンサンプリングと、２０点の離散フーリエ変換を、並列処理すれば良い。 Further, in the same manner as described above, the band is divided into 0 to 2 MHz, 2 to 4 MHz, 4 to 6 MHz, and 6 to 8 MHz, and the above-described processing is performed, so that the noise component and sub It is also possible to determine the carrier component. The C / N ratio for each divided band may be averaged to obtain the C / N ratio for the entire band. In these cases, the respective band-pass filters, and down-sampling, the 20 points the release Chifu Rie conversion may be parallel processing.

第２の発明は、第２サンプリング周波数は、特定周波数の整数倍であって受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａとしたことを特徴とする。 The second invention, the second sampling frequency, characterized in that the maximum frequency A of the upper limit of the predetermined band including therein a band of the received signal is an integer multiple of the specific frequency.

この発明は、上記した第２の方法、第３の方法を一般化して特定したものである。上記のＯＦＤＭ地上ディジタル放送の場合においては、受信信号の帯域は、１．２ＭＨｚから６．８ＭＨｚまでの帯域幅５．６ＭＨｚの帯域を意味し、所定帯域の上限の最大周波数Ａは、８ＭＨｚを意味する。Ａ／２は、離散フーリエ変換による出力の最大周波数である。また、変調されたサブキャリアの存在しない特定周波数ｆ₀の整数倍を最大周波数Ａとする。この最大周波数Ａで、受信信号をサンプリングすると、上述したように、ベースバンド帯域の高帯域側（周波数Ａ／２〜Ａ）が低帯域側（０〜Ａ／２）に周波数Ａ／２を中心として、折り返される。しかし、信号の存在する帯域の下側及び上側の僅かに外に存在する両周波数は、ヌルキャリアであるので、特定周波数ｆ₀において、スペクトルが重なっていても、雑音電力を正確に求めることができる。また、信号で変調されているサブキャリアが、低帯域と高帯域とで、重畳されていても、サブキャリアの平均電力を求めるには、問題を生じない。 The present invention generalizes and specifies the second method and the third method described above. In the case of the above-mentioned OFDM terrestrial digital broadcasting, the band of the received signal means a band with a bandwidth of 5.6 MHz from 1.2 MHz to 6.8 MHz, and the maximum frequency A at the upper limit of the predetermined band means 8 MHz. To do. A / 2 is the maximum frequency of the output due to the release Chifu Rie conversion. The maximum frequency A is an integer multiple of the specific frequency f ₀ where no modulated subcarrier exists. When the received signal is sampled at the maximum frequency A, as described above, the high band side (frequency A / 2 to A) of the baseband band is centered on the frequency A / 2 on the low band side (0 to A / 2). Will be wrapped. However, since both frequencies that are slightly outside the lower side and the upper side of the band where the signal exists are null carriers, the noise power can be accurately obtained even if the spectra overlap at the specific frequency f ₀ . it can. Further, even if subcarriers modulated with a signal are superimposed in a low band and a high band, there is no problem in obtaining the average power of the subcarrier.

また、本発明においては、受信信号を情報の復調のために、サンプリングしたデータに対して処理する場合には、ダウンサンプリング（デシメーション）を行うことになる。この場合に、遮断周波数Ａ／２のデシメーションフィルタ（ローパスフィルタ）を施してから、ダウンサンプリングすれば、高帯域が低帯域に重ならないようにすることができる。すなわち、上述した第３の方法を実現できる。また、デシメーションフィルタを用いずに、ダウンサンプリング（単に、サンプリング点を間引くだけの操作）すれば、高帯域が低帯域に折り返されて、上述した第２の方法を実現できる。なお、第３の発明における最大周波数Ａを、２Ａ（上記例では、１６ＭＨｚ）とおくと、上述した第１の方法と同一となる。したがって、離散フーリエ変換の出力の最大周波数をどこに設定するかの問題でもある。 In the present invention, downsampling (decimation) is performed when the received signal is processed on the sampled data in order to demodulate the information. In this case, if a downsampling is performed after applying a decimation filter (low-pass filter) with a cutoff frequency A / 2, the high band can be prevented from overlapping the low band. That is, the above-described third method can be realized. Further, if the downsampling is performed without using the decimation filter (the operation of simply thinning sampling points), the high band is folded back to the low band, and the above-described second method can be realized. Note that setting the maximum frequency A in the third invention to 2A (16 MHz in the above example) is the same as the first method described above. Therefore, there is also a release Chifu Rie of either set where the maximum frequency of the output of the conversion problems.

第３の発明は、第２サンプリング周波数は、特定周波数の整数倍であって受信信号の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａの２倍の周波数２Ａとしたことを特徴とする。 The third invention is characterized in that the second sampling frequency is a frequency 2A that is an integral multiple of the specific frequency and is twice the maximum frequency A of the upper limit of a predetermined band that includes the band of the received signal.

本発明では、第２の発明と異なり、帯域の折り返しによる重なりがない状態で、スペクトルを求めることができ、そのスペクトルからＣ／Ｎ比を演算することができる。 In the present invention, unlike the second invention, a spectrum can be obtained in a state where there is no overlap due to band folding, and a C / N ratio can be calculated from the spectrum.

第４の発明は、離散フーリエ変換の入力点数は、第２サンプリング周波数ｆ_c をサブキャリアが存在する周波数であってその最低周波数ｆ_Lと特定周波数ｆ₀との差の周波数Δｆ_G＝ｆ_L−ｆ₀で除した値（ｆ_c／Δｆ_G）以上としたことを特徴とする。
すなわち、離散フーリエ変換の周波数分解能をΔｆ_G以下とすることで、離散フーリエ変換において、雑音を測定するための周波数にサブキャリアが漏れて観測されることを防止している。もちろん、特定周波数の整数倍は、Δｆ_Gの整数倍となるようにΔｆ_Gを選択することは必要である。また、時間軸上のウインドウは、１／Δｆ_G以上で、特定周波数の整数倍が得られる時間となる。この場合に、サブキャリアのメインローブの特定周波数への漏れがなく、雑音電力を正確に測定することが可能となる。 In the fourth aspect of the invention , the number of input points of the discrete Fourier transform is the frequency at which the second sampling frequency f _c is a subcarrier and the difference frequency Δf _G = f _L between the lowest frequency f _L and the specific frequency f _0. and characterized in that a value obtained by dividing (f _c / Δf _G) on more than at -f _0.
That is, away Chifu Rie the frequency resolution of the transformation by a less Delta] f _G, the release Chifu Rie conversion, and prevents the frequency for measuring the noise subcarriers are observed leaking. Of course, it is necessary to select Δf _G so that the integral multiple of the specific frequency is an integral multiple of Δf _G. Further, the window on the time axis is a time at which an integer multiple of the specific frequency is obtained at 1 / Δf _G or more. In this case, there is no leakage of the subcarrier main lobe to a specific frequency, and the noise power can be measured accurately.

上記の例で言えば、１ｋＨｚ間隔のサブキャリアが存在する場合において、１ｍｓ以下の時間軸上のウインドウを設定した場合には、離散フーリエ変換の分解能は、１ｋＨｚ以上となり、１ｋＨｚ間隔の周波数を確実に分離して、そのスペクトルを検出することはできない。すなわち、求めるべき１ＭＨｚの整数倍のスペクトルは、本来のスペクトルとサブキャリアのスペクトルの漏れの和として検出される。上記の例では、特定周波数ｆ₀である１ＭＨｚと、サブキャリアの最低周波数ｆ_Lである１．２ＭＨｚとの間には、サブキャリアは実在しない。そこで、離散フーリエ変換のスペクトル間隔をΔｆ_Gの０．２ＭＨｚ間隔、すなわち、時間軸上のウインドウを５μｓとすれば、１ＭＨｚへの、サブキャリアのサイドローブによる漏れはあっても、大きなメインローブによる漏れはない。サンプリング周波数ｆ_cが１６ＭＨｚ（第１の方法）であれば、８０点、８ＭＨｚ（第２、第３の方法）であば、４０点のサンプリング点が必要となる。本発明は、このことを規定したものである。離散フーリエ変換をＦＦＴで行うとすると、これらの点数以上の２^q点のＦＦＴを用いることになる。 In the above example, in the case where there are subcarriers 1kHz intervals, in the case of setting the window on 1ms or less time axis, the resolution of the release Chifu Rie conversion, becomes more 1kHz, frequency of 1kHz Interval Cannot be reliably separated and its spectrum cannot be detected. That is, the spectrum of 1MHz integral multiple of to be determined is detected as the sum of the spectral leakage of the original spectrum and subcarrier. In the above example, there is no subcarrier between 1 MHz which is the specific frequency f ₀ and 1.2 MHz which is the lowest frequency f _L of the subcarrier. Therefore, away Chifu Rie conversion 0.2MHz spacing spectral interval Delta] f _G, i.e., if a window on the time axis and 5 .mu.s, to 1 MHz, even leak by the side lobes of sub-carriers, a large main There is no leakage by the lobe. If the sampling frequency f _c is 16MHz (a first method), 80 points, 8 MHz (second, third method) der words, it is necessary to sampling points 40 points. The present invention prescribes this. When performing release Chifu Rie conversion FFT, resulting in the use of FFT in these scores over 2 ^q points.

なお、２ＭＨｚにおいては、１．８ＭＨｚ〜２．２ＭＨｚの帯域幅０．４ＭＨｚに存在する実在する４００本のサブキャリアのメインローブの成分が同様に漏れるが、１ＭＨｚで雑音成分を求める場合の帯域幅０．４ＭＨｚで、サブキャリアのスペクトルを求める場合と同一であるので、問題なく、雑音成分だけを正確に求めることができる。 In addition, at 2 MHz, main lobe components of 400 subcarriers existing in a 1.8 MHz to 2.2 MHz bandwidth 0.4 MHz leak in the same manner, but a bandwidth when a noise component is obtained at 1 MHz. Since it is the same as the case of obtaining the subcarrier spectrum at 0.4 MHz, only the noise component can be obtained accurately without any problem.

第５の発明は、最大周波数は８ＭＨｚであることを特徴とする。ＯＦＤＭ地上ディジタル放送の選局後の受信信号の１．２〜６．８ＭＨｚの帯域を内在し、雑音を検出するための特定周波数ｆ₀を１ＭＨｚとした時の最大周波数である。 The fifth invention is characterized in that the maximum frequency is 8 MHz. This is the maximum frequency when the 1.2-6.8 MHz band of the received signal after the channel selection for OFDM terrestrial digital broadcasting is included and the specific frequency f ₀ for detecting noise is 1 MHz.

第６〜第１０の発明は、第１〜第５の方法発明に対応した装置発明である。
上記した方法発明の説明と同一説明が成立する。 The sixth to tenth inventions are device inventions corresponding to the first to fifth method inventions.
The same explanation as that of the method invention described above holds.

本発明者らは、Ｃ／Ｎ比を演算するには、必ずしも、ＯＦＤＭ信号を復調するための多点離散フーリエ変換の出力を用いる必要がないことを着想した。すなわち、本発明者らは、サブキャリアが割当られている周波数位置であって、ヌルキャリアである特定周波数ｆ₀の整数倍のスペクトル強度が得られれば、正確に、Ｃ／Ｎ比が演算できることを着想した。この結果、第１、第６の発明によると、離散フーリエ変換の入出力点数を減少させることができると共に、スペクトルを求めるための係数の種類を極めて少なく、簡単な数値とすることができる。したがって、装置構成を簡単にすることができると共に、演算負荷を大幅に減少することができる。 The present inventors have found that calculates the C / N ratio is not necessarily, has conceived that it is not necessary to use the output of the multi-point away Chifu Rie conversion to demodulate the OFDM signal. That is, the present invention we provide a frequency position subcarriers are assigned, as long obtained integral multiple of spectral intensity of a specific frequency f ₀ is Nurukya rear, precisely, the C / N ratio can be calculated Inspired. As a result, according to the first, the sixth invention, it is possible to reduce the input and output points of the release Chifu Rie conversion can be a very small, simple numerical types of coefficients for determining the spectrum . Therefore, the apparatus configuration can be simplified and the calculation load can be greatly reduced.

アダプティブアレイアンテナにおいて各受信信号を合成する場合に、仮に、復調用の多点の離散フーリエ変換器を用いて、上記のことを行う場合には、以下のように、現実的ではない。各アンテナの受信信号毎に、Ｃ／Ｎ比を演算する必要があるが、各アンテナの合成信号に対して離散フーリエ変換を行う情報の復調のための時間の空き時間に行う必要がある。たとえば、４本のアンテナを用いた場合には、１シンボル期間において、各アンテナの出力と、合成出力との合計５つの信号に対する離散フーリエ変換を、実行する必要がある。これは、装置の速度を５倍に改善することが必要であるが、１シンボル毎に、Ｃ／Ｎ比を演算する必要性はないので、過剰な性能が要求されることになる。 When combining the received signals in adaptive array antenna, if using release Chifu Rie converter multipoint for demodulation, in the case of the above, as follows, is not practical. For each received signal of each antenna, it is necessary to calculate the C / N ratio, it is necessary to perform the idle time of the time for the demodulation of information to be away Chifu Rie converting the synthesized signal of each antenna . For example, when using four antennas in one symbol period, an output of each antenna, a release Chifu Rie conversion for a total of five signals and the combined output, it is necessary to run. This requires an improvement in the speed of the device by a factor of 5, but there is no need to calculate the C / N ratio for each symbol, so excessive performance is required.

これに対して、本発明では、Ｃ／Ｎ比を極めて簡単な構成で演算できるので、装置の性能を向上させる必要がない。このようにして、本発明では、簡単な構成により、アダフティブアレイアンテナを用いた受信方法及び装置において、最大Ｃ／Ｎ比合成を実現することができる。 On the other hand, in the present invention, the C / N ratio can be calculated with a very simple configuration, so that it is not necessary to improve the performance of the apparatus. As described above, according to the present invention, the maximum C / N ratio combining can be realized in the receiving method and apparatus using the adaptive array antenna with a simple configuration.

第２、第７の発明では、離散フーリエ変換の入出力点数を、周波数２Ａでサンプリングする場合に比べて、１／２に減少させることができる。また、離散フーリエ変換の係数の種類も少なくなり、しかも、数値もより簡単となる。したがって、離散フーリエ変換の構造を簡単にして演算負荷を低下させることができる。 Second, in the seventh aspect of the invention, the input and output points of the release Chifu Rie conversion, as compared with the case of sampling at a frequency 2A, can be reduced to 1/2. The type of the coefficient of the release Chifu Rie conversion is also reduced, moreover, numerical value becomes simpler. Therefore, it is possible to reduce the calculation load and simplify the structure of the release Chifu Rie conversion.

第４、第９の発明では、離散フーリエ変換による、雑音成分を検出するための特定周波数へのサブキャリアの漏れを防止できる。離散フーリエ変換で得られるスペクトルの周波数間隔を、実在するサブキャリアの周波数と、特定周波数との差より、短くなるようにしているので、このサブキャリアのメインローブが、特定周波数に被さることが防止される結果、正確な雑音電力を求めることができる。 Fourth, in the ninth invention, by releasing Chifu Rie conversion, leakage of subcarriers to a particular frequency for detecting the noise component can be prevented. The frequency interval of the spectrum obtained with a release Chifu Rie conversion, and frequency of the real sub-carrier, than the difference between the specific frequency, since the shorter, the main lobe of the sub-carrier, that cover the specific frequency As a result, accurate noise power can be obtained.

以下、本発明の具体的な一実施例に基づいて説明する。 Hereinafter, a specific example of the present invention will be described.

本実施例は、ＯＦＤＭ地上波ディジタルＴＶ放送の受信器に関するものである。サブキャリアが割当られる周波数位置は、１ｋＨｚ毎とする。図１に示すように、アンテナ１０でＯＦＤＭのＲＦ信号が受信されて、チューナ１２により、選局された所定のＩＦ帯域（変調されたサブキャリアを多重化した状態でのベースバンド）信号が抽出される。ＩＦ帯域は、図２に示すように、１．２〜６．８ＭＨｚの５．６ＭＨｚの帯域である。チューナ１２のバンドパスフィルタでは、１、７ＭＨｚの周波数は通過帯域に存在する。このアナログのＩＦ帯域信号は、Ａ／Ｄコンバータ１４により、３２ＭＨｚでサンプリングされて、ディジタルデータ列に変換される。このディジタルデータ列は、直交復調器１６に入力されて、搬送波cos(ωt)、sin(ωt)で、ディジタル直交復調される。この復調データは、それぞれ、Ｉ成分、Ｑ成分として、情報の復号用の離散フーリエ変換器の特別な場合であるＦＦＴ（高速フーリエ変換）器１８に入力し、受信信号の各サブキャリア毎のスペクトルが得られる。このスペクトルの強度及び位相から、復号装置２０により、送信元の情報が復号される。 This embodiment relates to a receiver for OFDM terrestrial digital TV broadcasting. The frequency position to which the subcarrier is assigned is every 1 kHz. As shown in FIG. 1, an OFDM RF signal is received by an antenna 10, and a predetermined IF band (a baseband in a state where modulated subcarriers are multiplexed) is extracted by a tuner 12 Is done. As shown in FIG. 2, the IF band is a 5.6 MHz band of 1.2 to 6.8 MHz. In the band-pass filter of the tuner 12, a frequency of 1, 7 MHz exists in the pass band. The analog IF band signal is sampled at 32 MHz by the A / D converter 14 and converted into a digital data string. This digital data string is input to the quadrature demodulator 16 and digitally quadrature demodulated with the carrier waves cos (ωt) and sin (ωt). The demodulated data, respectively, I-component, as the Q component, is a special case FFT (fast Fourier transform) of the release Chifu Rie converter for decoding information 18 entered, the received signal for each subcarrier Is obtained. The information of the transmission source is decoded by the decoding device 20 from the intensity and phase of this spectrum.

本発明は、この受信装置において、Ａ／Ｄコンバータ１４に、ディシメーション装置（ダウンサンプラー）２２が接続されており、３２ＭＨｚでサンプリングされたディジタルデータ列は、ディシメーション装置２２において、周波数８ＭＨｚでダウンサンプリングされる。ここでは、単に、サンプル点を１／４に間引くだけで、ディシメーションフィルタを用いていない。３２ＭＨｚでサンプリングされたディジタルデータ列のスペクトルは、図３（ａ）に示すように、３２ＭＨｚ周期で、ＩＦ帯域が繰り返されたものとなる。図３（ｂ）に示すように、このディジタルデータ列を８ＭＨｚでダウンサンプリングすると、ナイキスト周波数は４ＭＨｚとなるので、４ＭＨｚを中心線として、ベースバンドスペクトルが反転されて、重ねられたスペクトルとなる。このスペクトルが８ＭＨｚ周期で繰り返される。そして、ベースバンドＢは、図３（ｂ）に示す−４〜４ＭＨｚ帯域となり、−８〜８ＭＨｚ帯域が１／２に圧縮される。 According to the present invention, a decimation device (downsampler) 22 is connected to the A / D converter 14 in this receiving device, and a digital data sequence sampled at 32 MHz is reduced at a frequency of 8 MHz in the decimation device 22. Sampled. Here, the sample points are simply thinned to ¼, and no decimation filter is used. As shown in FIG. 3A, the spectrum of the digital data sequence sampled at 32 MHz is obtained by repeating the IF band at a cycle of 32 MHz. As shown in FIG. 3B, when this digital data string is down-sampled at 8 MHz, the Nyquist frequency becomes 4 MHz. Therefore, the baseband spectrum is inverted with 4 MHz as the center line, resulting in a superimposed spectrum. This spectrum is repeated at an 8 MHz period. Then, the baseband B becomes a -4 to 4 MHz band shown in FIG. 3B, and the -8 to 8 MHz band is compressed to ½.

ＦＦＴ演算装置２４は、６４点のＦＦＴで構成されている。−４ＭＨｚ〜４ＭＨｚの出力範囲に対して、６４点（ｎ＝６４）の出力であるから、０．１２５ＭＨｚ間隔のスペクトルが得られる。図４に示すように、時間軸上のウインドウは８μｓであり、サンプリング周期は８ＭＨｚである。この場合のＦＦＴ演算装置２４の変換行列は、exp(-j2πik/64 ) である。ただし、ｉ，ｋ＝０，１，２，…６３である。このうち、０、１、２、３ＭＨｚ…などの整数ＭＨｚ周波数は、ｉが０又は８の倍数となるので（ｍ＝８，ｉ＝ｍｐ）、ｓ＝(n/m) / ２＝４となる。結局、係数は、exp(-jπpk/4 )となり、複素座標上の単位円をπ/4の整数倍の角度で移動させた点の複素座標が、係数の候補となる。すなわち、１ＭＨｚのスペクトルを求めるための行列は、２^1/2／２＝ａとして、（１，ａ−ｊａ，−ｊ，−ａ−ｊａ，−１，−ａ＋ｊａ，ｊ，ａ＋ｊａ）を１周期とする８回（ｍ回）の繰り返しとなる。２ＭＨｚのスペクトルを求めるための行列は、（１，−ｊ，−１，ｊ，１，−ｊ，−１）を１周期とする８回の繰り返しとなる。以下、同様であり、これらの種類以外の係数は存在しない。すなわち、係数の実部と虚部の絶対値は、０，１，ａの３種類だけである。したがって、ＦＦＴ演算装置２４の構成が極めて簡単となり、演算負荷も小さい。実施例１のＦＦＴ演算装置２４は、図４に示すように、６４点ＦＦＴのスペクトルのうち、１、２、３、４ＭＨｚだけを抽出するか、その周波数だけを演算する。 The FFT arithmetic unit 24 is composed of a 64-point FFT. Since the output is 64 points (n = 64) with respect to the output range of −4 MHz to 4 MHz, spectra at intervals of 0.125 MHz are obtained. As shown in FIG. 4, the window on the time axis is 8 μs, and the sampling period is 8 MHz. In this case, the transformation matrix of the FFT arithmetic unit 24 is exp (−j2πik / 64). However, i, k = 0, 1, 2,... 63. Among these, integer MHz frequencies such as 0, 1, 2, 3 MHz, etc., i is 0 or a multiple of 8 (m = 8, i = mp), so s = (n / m) / 2 = 4 Become. Eventually, the coefficient is exp (−jπpk / 4), and the complex coordinate of the point obtained by moving the unit circle on the complex coordinate by an angle that is an integral multiple of π / 4 is a candidate for the coefficient. That is, the matrix for obtaining the spectrum of 1 MHz is 2 ^1/2 / 2 = a, and (1, a−ja, −j, −a−ja, −1, −a + ja, j, a + ja) is one cycle. 8 times (m times). The matrix for obtaining the 2 MHz spectrum is 8 repetitions with (1, -j, -1, j, 1, -j, -1) as one cycle. The same applies hereinafter, and there are no coefficients other than these types. That is, the absolute values of the real part and the imaginary part of the coefficient are only three types, 0, 1, and a. Therefore, the configuration of the FFT arithmetic unit 24 becomes extremely simple and the calculation load is small. As shown in FIG. 4, the FFT calculation device 24 according to the first embodiment extracts only 1, 2, 3, 4 MHz from the spectrum of the 64-point FFT, or calculates only the frequency.

次に、実施例１のＦＦＴ演算装置２４の出力するスペクトルについて、詳しく検討する。時間軸上のウインドウは８μｓと、１シンボル期間に比べて遥かに短い。よって、本来のスペクトルは、上述した図５のようなスペクトルとなる。この時、６４点ＦＦＴの出力は、０．１２５ＭＨｚ周期となる。サブキャリアの最低周波数は、１．２ＭＨｚである。したがって、１．２ＭＨｚ以上の帯域に実在するサブキャリアの絶対値の小さいサイドローブは１ＭＨｚの位置に漏れるが、絶対値の大きいメインローブは１ＭＨｚの位置には、漏れない。したがって、振幅の大きなサブキャリアが、振幅の小さな１ＭＨｚの雑音成分に漏れることがなく、より正確に、１ＭＨｚの雑音成分のみを演算することができる。２ＭＨｚのサブキャリアの周波数においては、上記したように他の２５０本のサブキャリアのメインローブが重なる。しかし、１ＭＨｚの雑音を測定する場合においても、図５に示すsinc関数で、雑音成分が重なっているので、結局は、ほぼ、帯域幅０．２５ＭＨｚのsinc関数で抽出した雑音成分が検出され、２ＭＨｚにおいても、帯域幅０．２５ＭＨｚのsinc関数で抽出したサブキャリア成分が検出されているので、同一帯域幅での、Ｃ／Ｎ比とすることができる。 Next, the spectrum output from the FFT calculation device 24 of the first embodiment will be examined in detail. The window on the time axis is 8 μs, which is much shorter than one symbol period. Therefore, the original spectrum is the spectrum as shown in FIG. At this time, the 64-point FFT output has a period of 0.125 MHz. The minimum frequency of the subcarrier is 1.2 MHz. Therefore, a side lobe having a small absolute value of a subcarrier that actually exists in a band of 1.2 MHz or more leaks to a position of 1 MHz, but a main lobe having a large absolute value does not leak to a position of 1 MHz. Therefore, a subcarrier with a large amplitude does not leak into a 1 MHz noise component with a small amplitude, and only a 1 MHz noise component can be calculated more accurately. At a frequency of 2MHz subcarriers, other 250 pieces of subcarrier of the main lobe as described above overlap. However, even when measuring 1 MHz noise, since the noise components are overlapped by the sinc function shown in FIG. 5, the noise components extracted by the sinc function with a bandwidth of 0.25 MHz are eventually detected. Even at 2 MHz, since the subcarrier component extracted by the sinc function with a bandwidth of 0.25 MHz is detected, the C / N ratio with the same bandwidth can be obtained.

Ｃ／Ｎ比演算装置２６は、ＦＦＴ演算装置２４の出力するスペクトルの成分から、１ＭＨｚのスペクトルの大きさの１／２を雑音電力Ｎとし、２、３、４ＭＨｚのスペクトルの大きさの総和の１／６をサブキャリア１本当たりの電力Ｃとする。この後、この値からＣ／Ｎ比を演算する。ＦＦＴ演算装置２４は、ＣＰＵや専用ハードウエアを用いることができる。また、Ｃ／Ｎ比演算装置２６は、ＣＰＵや加算器、乗算器などで構成することができる。このようにして、受信信号のＣ／Ｎ比が演算される。 The C / N ratio calculation device 26 uses the noise power N as 1/2 of the spectrum size of 1 MHz from the spectrum components output from the FFT calculation device 24, and calculates the sum of the spectrum sizes of 2, 3, and 4 MHz. 1/6 the power C per one subcarrier. Thereafter, the C / N ratio is calculated from this value. The FFT arithmetic unit 24 can use a CPU or dedicated hardware. Further, the C / N ratio calculation device 26 can be configured by a CPU, an adder, a multiplier, and the like. In this way, the C / N ratio of the received signal is calculated.

上記では、離散フーリエ変換装置として、入出力点数６４点のＦＦＴ演算装置２４を用いているが、４０点の離散フーリエ変換を行っても、変換行列の係数は、０，１，２^1/2／２の３種類で済む。この場合には、周波数スペクトルは、０．２ＭＨｚ間隔となり、時間軸上のウインドウは５μｓとなる。この場合においても、１ＭＨｚにおいて、サブキャリアのメインローブの漏れが全くなくなり、正確に、雑音電力を測定することが可能となる。よって、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。 In the above, as a release Chifu Rie converter, but using FFT arithmetic unit 24 of the input and output points 64 points, even if the release Chifu Rie conversion 40 points, the coefficient of the transformation matrix is 0, 1, Three types of 2 ^1/2 / 2 are sufficient. In this case, the frequency spectrum is 0.2 MHz intervals, and the window on the time axis is 5 μs. Even in this case, at 1 MHz, there is no leakage of the sublobe main lobe, and the noise power can be measured accurately. Therefore, the C / N ratio can be obtained accurately.

上記実施例１は、特定周波数ｆ₀である１ＭＨｚの整数倍であって受信信号の５．６ＭＨｚ幅の帯域を内部に含む所定帯域の上限の最大周波数Ａを８ＭＨｚとして、ＦＦＴの入力を８ＭＨｚでサンプリングした値としている。本実施例では、図１と同一の構成において、１６ＭＨｚでサンプリングした例である。すなわち、図１のディシメーション装置２２は、Ａ／Ｄコンバータ１４で３２ＭＨｚでサンプリングした値を１／２に間引くものとする。これにより、図３（ａ）のスペクトルは、図６に示すように、−８〜８ＭＨｚのベースバンドＢが１６ＭＨｚ周期で繰り返されたものとなる。したがって、この実施例では、ＩＦ帯域信号のエイリアシングは起こらない。 In the first embodiment, the maximum frequency A, which is an integer multiple of 1 MHz, which is the specific frequency f ₀ and includes the 5.6 MHz-wide band of the received signal and the upper limit of the predetermined band is 8 MHz, and the FFT input is 8 MHz. The sampled value is used. In the present embodiment, sampling is performed at 16 MHz in the same configuration as FIG. That is, the decimation device 22 of FIG. 1 thins out the value sampled at 32 MHz by the A / D converter 14 to ½. As a result, as shown in FIG. 6, the spectrum of FIG. 3A is obtained by repeating the baseband B of −8 to 8 MHz at a cycle of 16 MHz. Therefore, in this embodiment, IF band signal aliasing does not occur.

本実施例では、ＦＦＴ演算装置２４の入出力点数を１２８点とした。これにより、最大周波数８ＭＨｚで、周波数間隔１ＭＨｚのスペクトルを得ることができる。得られる周波数間隔は０．１２５ＭＨｚであるから、時間軸上のウインドウは、８μｓである。この場合のＦＦＴの変換行列の係数は、exp(-j2πik/128) である。ただし、ｉ，ｋ＝０，１，２，…１２７である。このうち、０、１、２、３ＭＨｚ…などの整数ＭＨｚ周波数は、ｉが０又は８の倍数となるので（ｍ＝８，ｉ＝ｍｐ）、ｓ＝(n/m) / ２＝８となる。結局、係数は、exp(-jπpk/8 )となり、複素座標上の単位円をπ/8の整数倍の角度で移動させた点の複素座標が、係数の候補となる。 In this embodiment, the number of input / output points of the FFT arithmetic unit 24 is 128. Thereby, a spectrum with a maximum frequency of 8 MHz and a frequency interval of 1 MHz can be obtained. Since the obtained frequency interval is 0.125 MHz, the window on the time axis is 8 μs. In this case, the coefficient of the FFT transformation matrix is exp (−j2πik / 128). However, i, k = 0, 1, 2,... 127. Of these, integer MHz frequencies such as 0, 1, 2, 3 MHz, etc., i is 0 or a multiple of 8 (m = 8, i = mp), so s = (n / m) / 2 = 8 Become. Eventually, the coefficient is exp (−jπpk / 8), and the complex coordinates of the point obtained by moving the unit circle on the complex coordinates by an angle that is an integer multiple of π / 8 are candidates for the coefficient.

したがって、たとえば、１ＭＨｚのスペクトルを求めるための行列は、a=２^1/2／２、b=a(1-a)^1/2、c=a(1+a)^1/2、として、（１，ｃ−ｊｂ，ａ−ｊａ，ｂ−ｊｃ，−ｊ，−ｂ−ｊｃ，−ａ−ｊａ，−ｃ−ｊｂ，−１，−ｃ＋ｊｂ，−ａ＋ｊａ，−ｂ＋ｊｃ，ｊ，ｂ＋ｊｃ，ａ＋ｊａ，ｃ−ｊｂ）を１周期とする８回（ｍ回）の繰り返しとなる。また、２ＭＨｚのスペクトルを求めるための行列は、（１，ａ−ｊａ，−ｊ，−ａ−ｊａ，−１，−ａ＋ｊａ，ｊ，ａ＋ｊａ，１，ａ−ｊａ，−ｊ，−ａ−ｊａ，−１，−ａ＋ｊａ，ｊ，ａ＋ｊａ）、４ＭＨｚのスペクトルは、（１，−ｊ，−１，ｊ，１，−ｊ，−１，１，−ｊ，−１，ｊ，１，−ｊ，−１）を１周期とする８回の繰り返しとなる。他の周波数のスペクトルを求めるための行列も、これらの係数の何れかになる。 Thus, for example, the matrix for obtaining the 1 MHz spectrum is a = 2 ^1/2/2 , b = a (1-a) ^1/2 , c = a (1 + a) ^1/2 , ( 1, c-jb, a-ja, b-jc, -j, -b-jc, -a-ja, -c-jb, -1, -c + jb, -a + ja, -b + jc, j, b + jc, a + ja, c-jb) is 8 times (m times) with one cycle. The matrix for obtaining the spectrum of 2 MHz is (1, a-ja, -j, -a-ja, -1, -a + ja, j, a + ja, 1, a-ja, -j, -a-ja). , -1, -a + ja, j, a + ja), the spectrum of 4 MHz is (1, -j, -1, j, 1, -j, -1, 1, -j, -1, j, 1, -j) , -1) is 8 times. A matrix for obtaining a spectrum of another frequency is one of these coefficients.

このように、実施例１に比べて、行列の係数が、ｂ、ｃを用いる必要があり、係数の種類が多少増えるが、本実施例によっても、Ｃ／Ｎ比を正確に求めることができる。
本実施例では、離散フーリエ変換装置として、入出力点数１２８点のＦＦＴ演算装置２４としているが、８０点の離散フーリエ変換装置を用いても良い。この場合にも、変換行列の係数の実部、虚部の絶対値は、０，１，ａ，ｂ，ｃの５種類で済む。この場合には、周波数スペクトルは、０．２ＭＨｚ間隔となり、時間軸上のウインドウは５μｓとなる。この場合においても、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。 As described above, the coefficients of the matrix need to use b and c as compared with the first embodiment, and the types of coefficients are slightly increased, but the C / N ratio can be accurately obtained also in this embodiment. .
In this embodiment, releasing the Chifu Rie converter, although the FFT operation unit 24 of the input and output points 128 points, may also be used away Chifu Rie converter of 80 points. Also in this case, the absolute values of the real part and the imaginary part of the coefficients of the transformation matrix may be five types, 0, 1, a, b, and c. In this case, the frequency spectrum is 0.2 MHz intervals, and the window on the time axis is 5 μs. In this case, as possible out to accurately determine the C / N ratio.

実施例１において、ディシメーション装置２２の前に、０〜４ＭＨｚのディジタルローパスフィルタを設けた例である。ダウンサンプリング周波数は８ＭＨｚ、時間軸上のウインドウは８μｓ、ＦＦＴ演算装置２４は、６４点入出力としている。これにより、０〜４ＭＨｚの低帯域だけのスペクトルが正確に求まる。この場合には、スペクトルの重なりがないので、１ＭＨｚのスペクトル強度から雑音強度Ｎを、２、３、４ＭＨｚのスペクトル強度の１／３をサブキャリアの強度Ｃとして、Ｃ／Ｎ比を正確に演算することができる。ＦＦＴに用いる係数は、実施例１と同様に、０，１，２^1/2／２の３種類で済む。また、ＦＦＴ演算装置２４に代えて、４０点の離散フーリエ変換装置を用いても良い。この場合にも、変換行列の要素の実部、虚部の絶対値は、上記の３種類で済む。この場合には、周波数スペクトルは、０．２ＭＨｚ間隔となり、時間軸上のウインドウは５μｓ、ダウンサンプリング周波数は８ＭＨｚである。この場合においても、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。 In the first embodiment, a digital low-pass filter of 0 to 4 MHz is provided in front of the decimation device 22. The downsampling frequency is 8 MHz, the window on the time axis is 8 μs, and the FFT arithmetic unit 24 has 64 points of input / output. Thereby, the spectrum of only the low band of 0 to 4 MHz can be obtained accurately. In this case, since there is no spectrum overlap, the noise intensity N is calculated from the spectral intensity of 1 MHz, and the C / N ratio is accurately calculated by setting 1/3 of the spectral intensity of 2, 3, and 4 MHz to subcarrier intensity C. can do. Coefficient used for FFT, as in the first embodiment, requires only three 0,1,2 ^1/2 / 2. Further, in place of the FFT calculation unit 24, it may also be used away Chifu Rie converter of 40 points. Also in this case, the absolute values of the real part and the imaginary part of the elements of the transformation matrix may be the above three types. In this case, the frequency spectrum has an interval of 0.2 MHz, the window on the time axis is 5 μs, and the downsampling frequency is 8 MHz. Even in this case, the C / N ratio can be obtained accurately.

実施例３において、ディシメーション装置２２の前に、０〜２ＭＨｚのディジタルローパスフィルタを設けた例である。そして、ＦＦＴ演算装置２４を、３２点のＦＦＴとし、ダウンサンプリングの周波数を４ＭＨｚ、時間軸上のウインドウを８μｓとした。この場合に、１ＭＨｚと２ＭＨｚの周波数スペクトルを得ることができる。また、この時の変換行列は、１ＭＨｚのスペクトルを求める場合が（１，−ｊ，−１，ｊ）を１周期として８回繰り返し、２ＭＨｚのスペクトルを求める場合が（１，−１，１，−１）を１周期として８回繰り返したものとなる。したがって、ＦＦＴの構造は、極めて簡単となる。また、ＦＦＴ演算装置２４ａ〜２４ｄに代えて２０点の離散フーリエ変換装置としても良い。この場合にも、変換行列の要素の実部、虚部の絶対値は、上記の１種類で済む。この場合には、周波数スペクトルは、０．２ＭＨｚ間隔となり、時間軸上のウインドウは５μｓ、ダウンサンプリング周波数は４ＭＨｚである。この場合においても、正確に、Ｃ／Ｎ比を求めることができる。
また、０〜２ＭＨｚ、２〜４ＭＨｚ、４〜６ＭＨｚ、６〜８ＭＨｚのディジタルバンドパスフィルタを設けて、それぞれの通過信号に対して、４ＭＨｚでダウンサンプリングして、離散フーリエ変換して、各帯域毎にＣ／Ｎ比を演算するようにしても良い。そして、全帯域でのＣ／Ｎ比を求めるには、これらの各帯域のＣ／Ｎ比の平均値を求めれば良い。 In the third embodiment, a digital low-pass filter of 0 to 2 MHz is provided in front of the decimation device 22. The FFT arithmetic unit 24 is a 32-point FFT, the frequency of downsampling is 4 MHz, and the window on the time axis is 8 μs. In this case, frequency spectra of 1 MHz and 2 MHz can be obtained. In addition, the conversion matrix at this time may be obtained by repeating 8 times with (1, -j, -1, j) as one period when obtaining a 1 MHz spectrum (1, -1, 1, 1, when obtaining a 2 MHz spectrum). -1) is 8 times per cycle. Therefore, the structure of the FFT becomes very simple. Further, it may be away Chifu Rie converter 20 points in place of the FFT calculation unit 24 a to 24 d. Also in this case, the absolute value of the real part and the imaginary part of the elements of the transformation matrix is only one kind. In this case, the frequency spectrum has an interval of 0.2 MHz, the window on the time axis is 5 μs, and the downsampling frequency is 4 MHz. Even in this case, the C / N ratio can be obtained accurately.
Further, 0~2MHz, 2~4MHz, 4~6MHz, provided a digital bandpass filter 6～8MHz, for each passing signal, and down-sampling at 4 MHz, and away Chifu Rie conversion, each The C / N ratio may be calculated for each band. And in order to obtain | require the C / N ratio in all the bands, what is necessary is just to obtain | require the average value of C / N ratio of these each band.

上記の実施例１〜４は、直交復調する前のＩＦ信号において、離散フーリエ変換を行って、Ｃ／Ｎ比を求めたものである。すなわち、サンプリングされた値は、実数として、離散フーリエ変換を行えばよいので、演算負荷が低減される。 Examples 1-4 above, the IF signal before orthogonal demodulation, performed away Chifu Rie conversion, in which was determined C / N ratio. That is, the sampled value, as a real number, since it is sufficient to release Chifu Rie conversion, calculation load is reduced.

実施例１〜４は、直交復調する前のＩＦ信号において、離散フーリエ変換を行って、Ｃ／Ｎ比を求めたものである。この場合には、cos 変調成分と、sin 変調成分とが、重畳されたものとなっている。本実施例は、Ｃ／Ｎ比の演算を、直交復調した後の信号で行うようにしたことが特徴である。すなわち、図１の構成において、Ａ／Ｄコンバータ１４の後段に、直交復調装置１６を設けて、その直交復調装置１６から出力される信号をディシメーション装置２２に、それぞれ、入力するようにしている。直交復調されたＩ成分、又は、Ｑ成分のそれぞれについて離散フーリエ変換を行って、上記した実施例１乃至実施例４と同様に、Ｃ／Ｎ比演算装置２６で、Ｃ／Ｎ比を演算しても良い。Ｉ成分とＱ成分とを共に用いる場合には、それらから求めれたＣ／Ｎ比を平均すれば良い。これらの場合には、サンプリングされた実数値について、離散フーリエ変換を行えば良いので、演算負荷が低減される。また、直交復調されたＩ成分を実部、Ｑ成分を虚部として、サンプリングされた値を複素数として、離散フーリエ変換を行っても良い。 Examples 1-4, in the IF signal before the orthogonal demodulation, performed away Chifu Rie conversion, in which was determined C / N ratio. In this case, the cos modulation component and the sin modulation component are superimposed. This embodiment is characterized in that the calculation of the C / N ratio is performed on the signal after quadrature demodulation. That is, in the configuration of FIG. 1, the quadrature demodulator 16 is provided in the subsequent stage of the A / D converter 14, and the signal output from the quadrature demodulator 16 is input to the decimation device 22, respectively. . Quadrature demodulated I component, or by performing a release Chifu Rie conversion for each of the Q component in the same manner as in Examples 1 to 4 described above, in C / N ratio calculating unit 26, a C / N ratio You may calculate. When both the I component and the Q component are used, the C / N ratio obtained from them may be averaged. In these cases, the real values sampled, since it is sufficient to release Chifu Rie conversion, calculation load is reduced. Also, the real part of Cartesian demodulated I component and Q component as an imaginary part, as a complex number a sampled value may be performed away Chifu Rie conversion.

本発明は、アダプティブアレイアンテナにおける最大Ｃ／Ｎ比合成に用いることができる。 The present invention can be used to maximize the C / N ratio synthesis in the adaptive array antenna.

本発明の実施例１に係る受信装置の構成を示したブロック図である。It is the block diagram which showed the structure of the receiver which concerns on Example 1 of this invention. 同実施例に係る装置における周波数配置を示す特性図である。It is a characteristic view which shows the frequency arrangement | positioning in the apparatus which concerns on the Example. 同実施例の装置の作用を説明するための説明図。Explanatory drawing for demonstrating the effect | action of the apparatus of the Example. 同実施例の装置の作用を説明するための説明図。Explanatory drawing for demonstrating the effect | action of the apparatus of the Example. 同実施例の装置の作用を説明するための説明図。Explanatory drawing for demonstrating the effect | action of the apparatus of the Example. 実施例２の装置の作用を説明するための説明図。Explanatory drawing for demonstrating the effect | action of the apparatus of Example 2. FIG.

２２…デシィメーション装置
２４…ＦＦＴ演算装置
２６…Ｃ／Ｎ比演算装置。 22 ... Decimation device 24 ... FFT operation device 26 ... C / N ratio operation device

Claims

In the calculation method of the C / N ratio when the radio wave transmitted by the OFDM transmission method is received by the receiving device,
The received signal is down-sampled at a second sampling frequency lower than the first sampling frequency for sampling the received signal of the OFDM transmission system for decoding, and this down in the window section on the time axis shorter than one symbol period. From the sampled received signal, it is a frequency position assigned to the subcarrier, and a spectral intensity that is an integer multiple of a specific frequency that is a null carrier is obtained by a discrete Fourier transform,
A noise level is obtained from at least one null carrier among the null carriers in the spectrum intensity, a carrier level is obtained from at least one subcarrier among the subcarriers in the spectrum intensity, and the received signal is obtained from the noise level and the carrier level. The C / N ratio calculation method characterized by calculating | requiring C / N ratio of this.

It said second sampling frequency, C / N ratio according to claim 1, characterized in that an integer multiple of the specific frequency and the maximum frequency A of the upper limit of the predetermined band including therein a bandwidth of the received signal Calculation method.

The second sampling frequency is an integer multiple of the specific frequency and a frequency 2A that is twice the upper limit maximum frequency A of a predetermined band including the band of the received signal therein. The C / N ratio calculation method described.

Input points of the discrete Fourier transform, and characterized in that a on Ne以divided by the frequency difference between the lowest frequency and the specific frequency of the second sampling frequency to a frequency at which the previous SL subcarrier exists The C / N ratio calculation method according to any one of claims 1 to 3 .

The C / N ratio calculation method according to claim 2 or 3 , wherein the maximum frequency is 8 MHz.

In a receiving device that demodulates radio waves transmitted by the OFDM transmission method,
A downsampling device for downsampling the received signal at a second sampling frequency lower than a first sampling frequency for sampling the received signal of the OFDM transmission scheme for decoding;
A received signal obtained by down-sampling by the down-sampling device, a frequency position assigned to a subcarrier from the received signal in a window section on a time axis shorter than one symbol period , and a null carrier A discrete Fourier transform device that obtains a spectral intensity that is an integral multiple of a specific frequency by a discrete Fourier transform;
A noise level is obtained from at least one null carrier among the null carriers at the spectral intensity obtained by the discrete Fourier transform device, a carrier level is obtained from at least one subcarrier among the subcarriers at the spectral intensity, and the noise level and A C / N ratio computing device for obtaining a C / N ratio of the received signal from the carrier wave level ;
A receiving apparatus comprising:

It said second sampling frequency, the receiving apparatus according to claim 6, characterized in that the maximum frequency A of the upper limit of the predetermined band including a bandwidth of the received signal is an integer multiple of the specific frequency therein.

It said second sampling frequency, to claim 6, characterized in that it has twice the frequency 2A maximum frequency A of the upper limit of the predetermined band including a bandwidth of the received signal is an integer multiple of the specific frequency within The receiving device described.

The input points of the discrete Fourier transform unit, characterized in that a on Ne以divided by the frequency difference between the lowest frequency and the specific frequency of the second sampling frequency to a frequency at which the previous SL subcarrier exists The receiving device according to any one of claims 6 to 8.

The receiving apparatus according to claim 7 or 8, wherein the maximum frequency is 8 MHz.