JP4940197B2

JP4940197B2 - 信号変換モジュール及びそれを用いた光ディスク装置

Info

Publication number: JP4940197B2
Application number: JP2008196177A
Authority: JP
Inventors: 敦菊川
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2008-07-30
Filing date: 2008-07-30
Publication date: 2012-05-30
Anticipated expiration: 2028-07-30
Also published as: US20100027390A1; CN101640045A; JP2010033672A; CN101640045B; US8045431B2

Description

本発明は、光ディスクドライブの再生技術に関する。

本発明の適用範囲は、Blu-ray Disc（ＢＤ）に限定されないが、以下における説明ではＢＤを前提とし、また、用語もＢＤで使用されるものを基本とする。

ＢＤを初めとする現行の光ディスク装置の多くは、その光源として用いているレーザダイオードが発する雑音を抑制するために高周波重畳法を採用している。この技術は、非特許文献1に開示されており、また当業者間では公知のことであるので、以下の記述に必要な事項のみ述べ、それ以上は詳述しない。

光ディスクドライブの光学系において、ディスクで反射されたレーザ光の一部が発振中のレーザダイオードに入射すると発振状態が不安定化する結果、著しいレーザ雑音を生じる。これを回避するために、高周波重畳法が用いられている。これは、レーザダイオードの駆動信号に高周波信号を重畳させてレーザをパルス発光させているために高周波重畳法と呼ばれている。発光波形は、図２に示すように発光と消光とを交互に繰り返している。ここで、レーザパルスの間隔（変調周期）とそれに対する発光期間との比率（デューティ）は、レーザ雑音が最小になるように調整されるパラメータである。即ち、ディスクで反射されてきたレーザパルスがレーザ発振中にレーザダイオードに入射しないように周波数とデューティを選択する。

パルス状のレーザ光を光ディスクの記録膜上に焦点を結ばせる。すると、レーザ光が照射された箇所がマークあるいはスペースかによって反射されるレーザ光の強度が異なるから、レーザパルスの振幅が変調される。仮に、再生用のフォトダイオード及び電流電圧変換アンプによる帯域制限が皆無であったとすると、再生信号波形は、図３に示すような形状になる。以後、このような再生パルス列からなる信号をパルス再生信号と呼ぶことにする。ここで、図３中の破線は、仮にレーザを高周波重畳時のレーザパルスのピークと同じ出力で連続発振させた場合に得られる再生信号波形である。つまり、パルス再生信号の上側包絡線の形状は連続光による再生波形となっている。従って、包絡線検波、即ち、重畳する高周波電流の周波数よりも十分に低い遮断周波数を有する低域通過フィルタにパルス再生信号を通すことにより、所望の再生波形を得ることが出来る。現行の光ディスク装置では、フォトディテクターと電流電圧変換アンプとからなる系及びアナログ等化器の帯域制限により、このことが実現されている。

再生信号をパルス化するということは振幅変調の一種であるから、重畳した高周波信号の輝線スペクトルと、その近傍に変調された再生信号成分が観測される。よって、以後本明細書中では、重畳した高周波信号を単にキャリアと呼ぶことにする。

キャリア周波数の一例を挙げると、ＢＤの場合、400MHz程度が標準的である。これは、専ら再生光学系の光路長で決定されるので、装置間で大きな差は無いと考えられる。

図４にパルス再生信号のスペクトルの一例を示す。図４中、破線でフォトディテクターと電流電圧変換アンプとからなる系及びアナログ等化器の帯域制限の様子を模式的に表してある。即ち、上記旧来方式にてパルス再生信号を連続信号に変換するということは、高調波成分を全て減衰させてしまうことである。従って、得られる再生信号振幅は小さくなり、その振幅とパルス再生信号振幅の比率は概ねパルスデューティー程度である。

この様に、得られる振幅が減少するために生じるSNR低下を改善する技術として、マルチトーン復調(MTD: multi-tone demodulation)がある。この技術に関しては、特許文献１に詳細が開示されている。また、非特許文献２にも記載がある。

特開2007-73147号公報有本昭、他「高周波電流重畳法による半導体レーザー搭載ビデオディスクプレーヤのレーザーノイズ低減化」、光学、第14巻5号、377−383頁 Frank Op’t Eynde, Willy Sansen, "Analog Interfaces for Digital Signal Processing Systems", Kluwer Academic Publishers, 1993 Boston/Dordrecht/London, pp.91-92. Atsushi Kikukawa, Hiroyuki Minemura, "Novel HF-pulse read signal converter for increasing read signal SNR", Digest of International Symposium on Optical Memory 2007, pp.302-303.

MTDを実行する装置の構成例を図５に示す。尚、この図では、以下の説明に必須でない部分は省略しているので、主に、ピックアップ部が描かれている。本例では、パルス再生信号を連続波形に変換する手段として、ピークホールド回路１８を用いている。

キャリアは、発振器１５で発生され、レーザドライバ１４へ入力される。レーザドライバ１４は、所望の平均レーザパワー、ピークパワー、デューティが得られるようなレーザ駆動電流を発生させ、レーザダイオード６へ入力する。また、レーザの平均出力が一定になるようにレーザ駆動電流の制御も行う。レーザダイオードの出力光強度は、図２に示したような時間変化をする。

レーザ光は、コリメータレンズ５で平行光に変換され、偏光ビームスプリッタ４と1/4波長板３を通過した後、対物レンズ２によってディスク１の記録膜面上に焦点を結ぶ。記録膜面上でレーザ光は反射され、記録マークとスペースに応じた強度変化が重畳された反射パルスレーザ列となる。そのレーザ光強度の時間変化は、図３に示したパルス再生信号と相似形である。反射パルスレーザ列は、元の経路を偏光ビームスプリッタ４まで戻ると、そこで反射され集束レンズ７によってフォトダイオード８上に集光され電流に変換される。この電流は、電流アンプ１０によって電圧信号に変換された後にピークホールド回路１８に入力される。ピークホールド回路１８には、制御信号としてＨＦ発振器出力が入力される。ただし、ＨＦ信号とパルス再生信号の間には、フォトダイオードやレーザ発光までの過程で生じる遅延のために位相差を生じているので、可変遅延線１６を用いてこの位相差を調節している。尚、背景技術の項で述べたように、図３は再生用のフォトダイオード及び電流電圧変換アンプによる帯域制限が皆無である場合であるが、これらによる帯域制限がある場合には、その程度に依存して個々のパルスの広がりとピーク値の低下を生じるものの、一定以上の帯域があれば図３に示した信号とほぼ等しい信号を得ることが出来る。

ピークホールド回路１８の効果と、その結果得られる連続信号について説明する。尚、説明を簡単にするために、ここではピークホールド回路は理想的な動作をするものとして説明する。図６は、パルス再生信号とピークホールド回路１８の出力との関係を示したもので、破線がパルス再生信号、一点鎖線が再生信号、実線がピークホールド回路出力をそれぞれ示す。即ち、ピークホールド回路は、パルス再生信号のピークの値を捕らえ、その値を次のパルスピークの出現まで保持する。従って、ピークホールド回路の出力は、図６に示したように階段状になる。

これより先、簡単化のために再生信号として周波数fの正弦波を仮定する。正弦波を周波数f_HFでパルス変調した際のスペクトルを模式的に表したのが図７である。再生信号を正弦波と仮定しているから、再生信号及びその高調波スペクトルは輝線スペクトルとなる。

尚、本明細書中では、信号高調波の次数は、変調周波数の次数に合わせるものとする。即ち、変調周波数自身は１次である。また、直流は形式的に０次と呼ぶことにする。また、負の周波数側の高調波にはマイナスの符号を付けて呼ぶ。即ち、負の変調周波数自身は-１次である。また、各変調周波数の高調波の上側及び下側側波帯にある信号高調波の振幅をそれぞれに対応した符号を付けてa(i, +), a(i, -)などと記すものとする。また、変調周波数の高調波を中心とした幅f_HFの帯域を高調波帯と呼ぶことにする。

上記パルス変調された正弦波を図６のように変調周波数でサンプリングすると、ベースバンド成分を除く高調波成分は、全てf_HF/2以上の周波数であるからアンダーサンプルされる。公知の通り、アンダーサンプリングするとサンプルされた信号は、両者の周波数差だけ周波数変換される。即ち、図７中で周波数±f_HFを中心とする幅f_HFの帯域にある信号は、それぞれベースバンドへと周波数変換される。また、高次高調波帯にある信号もベースバンドへと周波数変換されることも当業者であれば容易に理解できることである。即ち、MTDによって入力帯域内にある全ての高調波信号成分がベースバンド内に変換される。変換された各信号は、周波数だけでなく位相も揃っていることは、やはり当業者であれば容易に理解できることである。よって、MTDの結果、各信号高調波は、ベースバンドにある再生信号成分（０次信号高調波）に同期して加算される。従って、MTDの出力における信号成分Aの振幅は、式(1)で記述できる。

一方、高調波帯にある雑音成分もMTDによりベースバンドへと周波数変換され、MTDの出力雑音の一部となる。しかし、各高調波帯にある雑音成分は、相互に無相関であるから、各高調波帯からベースバンドに周波数変換された雑音成分は非同期加算される。従って、その振幅は、各成分の二乗和の平方根となる。ここで、雑音スペクトルが入力帯域内において平坦であり、その平均振幅がnであるとすると、MTDの出力雑音は次のように表すことができる。

ここで、MTDによる信号振幅の増加率が雑音振幅の増大率を上回ればSNRが向上することに成る。ただし、式(1)と(2)から一般の場合にSNRが向上するとは結論付けることはできない。図８に信号振幅及び雑音振幅などの入力帯域幅依存性の計算結果の一例を示す。ここでは、レーザのパルスが矩形波であり、そのパルスデューティーが1/8であると仮定した。また、入力信号の帯域は、12次のバタワース低域通過フィルタによって帯域制限を行った。図８中で横軸は、入力帯域幅B_wを変調周波数f_HFで規格化したもので、縦軸は、信号振幅、雑音振幅、SNRを従来再生方式との相対値で表している。

図８から明らかなように、入力帯域が4(B_w/ f_HF)以下の領域においては信号振幅が急速に増大する。従って、この領域ではSNRが帯域の拡大と共に改善している。入力帯域が4(B_w/ f_HF)を超えると振幅の増大が緩やかになり、ほぼ飽和する。これは、パルス再生信号のエネルギーが比較的低い次数の高調波に集中しているためである。一方、雑音は、ほぼ式(2)に従って単調に増大していくのでSNRゲイン、即ち、MTDによるSNRの向上は飽和する。

以上は、AD変換の際にクロックジッターの影響がないことを仮定していた。しかし、実際にはAD変換器を駆動するクロックにはジッターがあり、その影響が現れる。クロックジッターがあると、AD変換器が信号をサンプルする時刻が本来のサンプル時刻からずれる。すると、得られたサンプル値は、本来の値と異なることになる。即ち、本来の値との差は、雑音である。以下においては、この雑音をクロック雑音と呼ぶ。このことは、非特許文献２にも記述があり、公知である。非特許文献２によれば、クロック雑音の振幅は、サンプルする信号の周波数と振幅に比例する。今、再生信号の周波数が十分に低いとすると、信号高調波の周波数は、変調信号の高調波周波数と同じと見なすことが出来る。すると、i次信号高調波をサンプリングすることにより生じるクロック雑音δv_iは、式(3)で記述することが出来る。

ここで、t及びδtは、それぞれ時刻及び瞬時ジッターを表す。

以上のことを勘案してSNRのクロックジッター依存性を計算した結果を図９に示す。ここでは、入力帯域が1.28, 2.56, 3.52 の３例の場合について計算している（図９中、凡例の数値が変調周波数で規格化した入力帯域B_w/ f_HFを表す）。図９から明らかなように、クロックジッターが0%である場合には、パルスデューティーが小さいほどSNRゲインが大きくなる。このことは、非特許文献３にも記述がある。しかし、SNRゲインは、クロックジッターが増大すると共に減少する。これは、式(3)からすると当然の結果である。また、入力帯域が広い場合の方がジッターの増大に対してSNRゲインが急激に低下することがわかる。これは、前述のように、クロック雑音の振幅は、サンプルする信号の周波数と振幅に比例するから、入力帯域幅を広げることにより、より大きなクロック雑音を生じる高次の信号高調波が新たに入力されるか、或いは、その振幅が増大するためにクロック雑音が全体として増大するためである。

即ち、クロックジッターは常に有限の値を持つのでMTDにおいては、より大きなSNRゲインを得ようとして入力帯域幅を広げても、それに連れてクロック雑音が増大するためにSNRゲインが増大するとは限らないという課題を有する。

上記課題を解決するために、本発明では、パルス再生信号の帯域を緩やかに制限する制御手段を有する。また、レーザダイオードの駆動波形の高周波域成分を強調する手段を有する。これらの手段はイコライザによって実現することができる。また、パルス再生信号のクロックに対してADC及びDACの駆動クロックを自律的に同期させる手段を有する。

本発明により、SNRゲインが高く、かつ、ADCのクロックジッターに対するマージンが広いMTDモジュール及びこれを用いた光ディスクドライブを提供することが可能になる。また、レーザ発光波形の高次高調波振幅を強調することにより、SNRゲインが高いMTDモジュール及びこれを用いた光ディスクドライブを提供することが可能になる。

図１に、本発明を適用した光ディスク装置の一例を示す。発振器１５でレーザを変調させる元の信号を発生させ、レーザドライバ１４に入力する。レーザドライバは、発振器の出力に適切なバイアス電圧を印加するなどし、レーザ駆動信号をつくり、この駆動信号でレーザダイオード６を駆動する。レーザダイオードから放射されたレーザ光は、コリメータレンズ５で平行光線に変換された後に偏光ビームスプリッタ４と1/4波長板３を通過した後、対物レンズ２によって光ディスク１の記録膜面上に焦点を結ぶ。レーザ光は、記録膜面上で反射され、記録マークとスペースに応じた強度変調を受ける。レーザ光は、パルス変調されているので実際には、反射パルスレーザ列である。反射パルスレーザ列は、元の経路を偏光ビームスプリッタまで戻ると、そこで反射され集束レンズ７によってフォトダイオード８上に集光され電流に変換される。

この電流信号は、電流アンプ１０によって電圧信号に変換された後にイコライザI９に入力される。ここで用いているフォトダイオード及び電流アンプの帯域幅は、レーザの変調周波数よりも広いのでやはりパルス信号列、つまりパルス再生信号である。イコライザIは、緩やかにパルス再生信号の帯域を制限するものである。その詳細は後述する。イコライザIの出力は、ADC(analog to digital converter)１１に入力される。ADCの駆動クロックとして発振器出力が入力される。ADCは、パルス再生信号の各パルスの頂点をサンプルする。ADCの駆動クロックとパルス再生信号のパルスの間には、フォトダイオードやレーザ発光までの過程で生じる遅延のために位相差を生じているので、可変遅延線１６を用いてこの位相差を調節する。ADCのデジタル出力は、そのままDAC(digital to analog converter)１２へと入力される。DACの駆動クロックは、ADCの駆動クロックと同じものを用いる。DAC出力は、階段状の信号である。階段状の歪み成分は、適切なカットオフ周波数を有する低域通過フィルタ１７で除去することにより再生信号を得る。

上記課題の項で述べたように、ADCの駆動クロックジッターは常に有限であり、このためにMTDの性能は制限を受ける。高次の信号高調波ほど振幅の大きなクロック雑音を生じる。即ち、信号高調波周波数とその振幅に比例する。一方、大きな振幅ゲインを得るためには高次信号高調波を利用する必要がある。

本発明では、上記のような矛盾を解消するためにイコライザIを用いている。即ち、高次の信号高調波によるクロック雑音がシステム性能を支配的に制限している場合、その振幅を若干抑圧することによりクロック雑音振幅を抑圧し、結果として全雑音振幅を抑圧している。より具体的には、入力帯域内にある有意な振幅を有する最高次の信号高調波振幅をイコライザIで抑圧している。

図１０は、イコライザIとして２次のベッセル低域通過フィルタを用いた場合のSNRゲインのクロックジッター依存性の計算例である。ここには、比較のためにイコライザIを挿入していない場合と比較してある。即ち、図１０中の凡例で数値が１つのみのものが、イコライザIを挿入していない場合である。残る２例では、凡例中で先行する数値がイコライザIの遮断周波数を表している。期待できる最大SNRゲインは、どの場合も同程度である。その一方で、明らかに、イコライザIを挿入した場合の方がクロックジッター増加に対するSNRゲインの低下が緩やかである。つまり、イコライザIを挿入した場合の方が同等のSNR改善効果を得られ、かつ、クロックジッターによる性能劣化耐性に優れている。尚、イコライザIを図１のように電流アンプとADCの間に配置する他、フォトダイオードと電流アンプの間に配置しても良いことは明らかである。

非特許文献３にも記載があるように、MTDにおいては、再生時の平均レーザパワーが一定であれば、基本的にパルスデューティーが小さいほど最大SNRゲインを大きくし得る。しかしながら、高い周波数でパルスデューティーが小さなレーザ駆動信号を発生させ、また、それをレーザドライバからレーザダイオードまで伝送させることは技術的に容易でないことは当業者であれば容易に理解できることである。上記を困難にする理由の一つは、パルス信号の高周波数領域成分がレーザドライバとレーザダイオードを結ぶ伝送路で減衰され易いことにある。

図１１に示した構成例は、図１の構成に加えて、レーザドライバ１４の出力とレーザダイオード６の間にイコライザII１３を挿入した構成例である。このイコライザIIは、レーザ駆動信号の高周波領域成分を強調する作用を有する。これにより、レーザドライバ１４とレーザダイオード６を結ぶ伝送路におけるレーザ駆動パルスの高周波成分減衰を補う。また、強調する程度を増大させることにより、レーザドライバが発生可能なパルスよりも尖ったパルスに整形し、実効的にパルスデューティーを小さくしたのに近い効果を得ることも可能である。

ADCのサンプルタイミングを同調させるのに、特許文献１に記載の例を初めとして、図１及び図１１では、レーザの変調信号源である発振器から得たクロック信号を、可変遅延線１６を用いて適切に遅延させている。この方式では、発振器とADCが近接して配置できる場合には大きな問題は無い。しかし、実際には両者は、それぞれピックアップの光源と受光部の近くに配置されるので、両者を近接して実装するのが容易でない場合もある。また、両者を接続する伝送路の距離や実装形態によってはADCに供給されるクロックに雑音が重畳される。クロックに雑音が重畳されることは、クロックジッターが増大したことと等価であるからシステム全体の性能低下につながる。

図１２に示す構成例では、PLL(phase locked loop)を用いて自律的にADCの駆動クロックをパルス再生信号のクロックに同期させることにより、発振器とADCの間の接続を不要としている。図１２には、図１の電流アンプ１０以降に相当する部分のみを示している。PLLは、広く知られた技術であるから、ここでは動作概要のみを説明する。前述のようにパルス再生信号のスペクトルには、相当な強度のキャリアの輝線スペクトルが含まれている。従って、ここでは、このキャリアを抽出し、それに対してADCの駆動クロックの位相を同期させる方式を用いている。即ち、電流アンプ１０の出力、つまりパルス再生信号をタイミング抽出フィルタ１０１に通してキャリアを抽出する。タイミング抽出フィルタは、その通過帯域の中心周波数がキャリア周波数である狭帯域バンドパスフィルタで、後段の位相比較の際に有害であるベースバンド再生信号やキャリア及び再生信号の高次高調波を除去するものである。タイミング抽出フィルタの出力は、位相比較器１０２に入力される。また、位相比較器のもう一方の入力には、電圧制御発振器１０４の出力が入力される。位相比較器は、両入力信号の位相差を比較し、位相誤差信号を出力する。位相比較器の出力は、ループフィルタ１０３で平滑化され、その出力が電圧制御発振器の制御信号となる。電圧制御発振器は、前記制御信号に指示された周波数で発振する。このループがPLLを構成しており、ループがロックした状態ではキャリアの位相に対して電圧制御発振器１０４の出力信号の位相が同期している。従って、電圧制御発振器１０４の出力をADC１１及びDAC１２の駆動クロックに用いることにより、パルス再生信号に対してADC及びDACの動作を同期させることが出来る。

図１２の例では、タイミング抽出フィルタの通過帯域の中心周波数とキャリアの周波数を一致させる必要がある。一般に、タイミング抽出フィルタのような狭帯域フィルタの通過帯域周波数を変更するのは容易でないから、この例では使用可能なキャリア周波数が一つに固定されてしまう。妥当なキャリア周波数は、ピックアップの光路長などによって異なるので、ピックアップやドライブの設計に合わせて複数の種類のタイミング抽出フィルタを用意する必要が生じるなど、コスト面で問題になる可能性がある。

図１３に示した構成例では、キャリアの周波数を一旦、中間周波数に変換することによりこの点を改良してある。即ち、電流アンプ１０の出力をミキサ１０５に入力する。ミキサのもう一方の入力にはローカル発振器１０６の出力を入力する。ここで、ローカル発振器の発振周波数f_LOは、キャリア周波数よりも低く、f_HF /2<f_LO< f_HFである。ミキサは、２つの入力信号を乗じる。従って、キャリアは、f_HF -f_LOとf_HF +f_LOの２つの周波数に周波数変換される。図１３中のタイミング抽出フィルタ１０１は、その働きは、前の例と同様であるものの、その通過帯域の中心周波数がf_HF -f_LOである点が異なる。タイミング抽出フィルタの出力に対して電圧制御発振器の出力が位相同期する過程は上記の例と同様なので、説明を省略する。

今の場合、電圧制御発振器１０４の出力周波数は、キャリア周波数ではなくf_HF -f_LOであるから、これをそのままADCとDACの駆動クロックとすることは出来ない。そこで、電圧制御発振器出力とローカル発振器出力をもう一つのミキサで乗じることにより再度周波数変換を行う。ミキサからは、f_HFとf_HF -2f_LOの２種類の周波数の信号が出力される。その内、周波数がf_HFの信号を高域通過フィルタ１０７を用いて選択し、これをADC１１とDAC１２の駆動クロックとする。この方式の利点は、変調周波数を変更することが可能なことである。つまり、変調周波数を変更した場合には、それに合わせてローカル発振器１０６の発振周波数を、f_HF -f_LOがタイミング抽出フィルタ１０１の通過帯域の中心周波数に一致するように変更すれば良い。

フォトダイオードや電流アンプ、低域通過フィルタ、イコライザなどの部品は、個体によってその周波数特性に分布を有するのが通常である。従って、同一の設計の元に同一規格の部品を用いたとしても入力帯域幅が個々に異なるために得られるSNRゲインも分布を有することになる。そこで、図１４に示すように、光電変換から連続再生信号を得るまでの機構部（破線で囲んだ部分）を独立したMTDモジュール２０４として作成し、このモジュールを対象に出荷時調整を行うことにより、上記分布を極力抑えることができる。

図１４は、出荷時調整を行う際のセットアップの例を示したものである。出荷時調整は、フォトダイオードにパルス光を入射させながら行う。即ち、発振器１５でレーザを変調させる元の信号を発生させ、レーザドライバ１４に入力する。レーザドライバは、発振器の出力に適切なバイアス電圧を印加するなどし、レーザ駆動信号を作り、レーザダイオード６を駆動する。レーザダイオード６から放射されたレーザ光は、コリメータレンズ５で平行光線に変換された後に集束レンズ７によってフォトダイオード８上に集光され電流に変換される。

この電流信号は、電流アンプ１０によって電圧信号に変換された後にイコライザI９に入力される。ここで用いているフォトダイオード及び電流アンプの帯域幅は、レーザの変調周波数よりも広いのでやはりパルス信号列である。イコライザIは、緩やかにパルス再生信号の帯域を制限する。また、イコライザIは、遮断周波数を調整可能であるものを用いている。ADC(analog to digital converter)１１の駆動クロックとして発振器出力が入力される。ADCは、パルス再生信号の各パルスの頂点をサンプルする。ADCの駆動クロックとパルス再生信号のパルスの間には、フォトダイオードやレーザ発光までの過程で生じる遅延のために位相差を生じているので、可変遅延線１６を用いてこの位相差を調節する。ADCのデジタル出力は、そのままDAC(digital to analog converter)１２へと入力される。DACの駆動クロックは、ADCの駆動クロックと同じものを用いる。

インターフェース回路２０１は、ADCのデジタル出力をモジュールの外部に出力することができる。フーリエアナライザ２０２は、このデジタル出力を用いてフォトダイオードから電流アンプ及びイコライザIまでを通した周波数特性を、離散的フーリエ変換を用いて分析する。今の場合、レーザダイオード及びレーザドライバは、評価系の一部として、その特性は予め測定済みで、かつ、一定に保たれるように保守されている。そして、調整機２０３は、各高調波の振幅が設計値と一致するようにイコライザIの周波数特性を調整する。

上記モジュールが実際に光ディスクドライブに用いられた場合、クロックジッターが十分に小さければ特に問題は生じない。しかし、現実には外部雑音の影響などによりクロックジッターが大きくなることがある。そのような場合には、再度、イコライザIの遮断周波数を調整することにより、その影響を低減することができる。

一般的に、クロックジッター増大は、ピックアップ及びドライブの設計と実装上の問題が要因であると考えられる。従って、ドライブの出荷時にイコライザIの帯域を調整すれば良い。

図１５にMTDモジュールを組み込んだ光ディスクドライブの構成例を示す。ピックアップ３０１には、MTDモジュールが組み込まれている。MTDモジュールの出力信号、即ち、再生信号は、アナログフロントエンドIC３０２に入力される。アナログフロントエンドICには、再生信号用のアナログイコライザなどが集積されている。アナログ等化された出力信号は、統合LSI３０３に入力される。統合LSIには、再生信号の復調を行うチャネルをはじめとした各種機能及び制御用プロセッサー、メモリなどが集積されている。光ディスクドライブの動作を制御しているのはファームウェア３０４である。図１５では、便宜上統合LSIの外部に表記しているが、実際には統合LSI中のメモリ中に配置されるのが一般的である。

出荷時調整は、標準ディスク３０５を再生しながら行う。標準ディスクには、シフトが十分に小さく調整された信号が記録されている。ファームウェアは、MTDモジュールに対して遮断周波数を順次変更する命令を出しながら再生信号のジッターを統合LSIに内蔵されたジッター評価回路３０６にて評価する。そして、ジッターが最小になるようにイコライザIの周波数特性を割り出し、その値に設定する。

本発明は、光ディスクドライブ全般に適用可能である。

本発明を実施した一形態を示す図。高周波重畳法によりレーザダイオードをパルス発光させた際の発光波形を説明する図。パルス再生信号の波形を説明する図。パルス再生信号のスペクトルの例を示す図。 MTDを実行する装置の構成例を示す図。 MTDの動作を説明する図。正弦波信号をパルス変調した際のスペクトルを説明する図。 SNRゲインの入力帯域幅依存性の計算結果を示した図。 SNRゲインのクロックジッター依存性の計算結果を示した図。イコライザIの効果を示す計算結果を示した図。本発明を実施した別の例を示す図。 ADC及びDACの駆動クロックを自律的にパルス再生信号のクロックに同期させる方法を説明する図。 ADC及びDACの駆動クロックを自律的にパルス再生信号のクロックに同期させる別の方法を説明する図。出荷時にイコライザIを調整する様子を説明する図。 MTDモジュールを用いた光ディスクドライブの構成及びその出荷時調整の様子を説明する図。

符号の説明

１：光ディスク、２：対物レンズ、３：1/4波長板、４：偏光ビームスプリッタ、５：コリメータレンズ、６：レーザダイオード、７：集束レンズ、８：フォトダイオード、９：イコライザI、１０：電流アンプ、１１：ADC、１２：DAC、１３：イコライザII、１４：レーザドライバ、１５：発振器、１６：可変遅延線、１７：低域通過フィルタ、１８：ピークホールド回路、１０１：タイミング抽出フィルタ、１０２：位相比較器、１０３：ループフィルタ、１０４：電圧制御発振器、１０５：ミキサ、１０６：ローカル発振器、１０７：高域通過フィルタ、２０１：インターフェース回路、２０２：フーリエアナライザ、２０３：調整機、２０４：MTDモジュール、３０１：ピックアップ、３０２：アナログフロントエンドIC、３０３：統合LSI、３０４：ファームウェア、３０５：標準ディスク、３０６：ジッター評価回路

Claims

レーザ光源と、
前記レーザ光源をパルス駆動する光源駆動部と、
前記レーザ光源から発生されたレーザ光を光ディスクに照射する光学系と、
光ディスクから反射されたレーザ光を受光する光検出器と、
前記光検出器の出力を電気的なパルス再生信号に変換する手段と、
前記パルス再生信号の高調波振幅を制御する手段と、
前記パルス再生信号の各パルスに同期して動作し、前記パルス再生信号を時間的に連続した再生信号に変換する手段と
を有することを特徴とする光ディスク装置。
請求項１に記載の光ディスク装置において、前記光源駆動部の出力信号の高周波数成分を強調制御する手段を有することを特徴とする光ディスク装置。
請求項１に記載の光ディスク装置において、前記パルス再生信号を時間的に連続した再生信号に変換する手段を前記パルス再生信号に自律的に同期させる手段を有することを特徴とする光ディスク装置。
請求項３に記載の光ディスク装置において、
前記パルス再生信号のクロック周波数を周波数変換する手段と、
前記周波数変換されたパルス再生信号のクロックに対して同期する信号源と、
前記信号源の出力を再度パルス再生信号周波数に変換する手段と
を有することを特徴とする光ディスク装置。
光検出器と、
パルスレーザ光信号を受光した前記光検出器の出力を電気的なパルス再生信号に変換する手段と、
前記パルス再生信号の高調波振幅を制御する手段と、
前記パルス再生信号の各パルスに同期して動作し、前記パルス再生信号を時間的離散信号に変換する手段と、
前記時間的離散信号に変換した再生信号を連続信号に変換する手段と、
前記時間的離散信号を出力する手段と
を有することを特徴とした信号変換モジュール。
請求項５に記載の信号変換モジュールを調整するための調整システムであって、
レーザ光源と、
前記レーザ光源をパルス駆動する光源駆動部と、
前記レーザ光源から発生されたレーザ光を前記信号変換モジュールの光検出器に照射する光学系と、
前記信号変換モジュールから出力された前記時間的離散信号のスペクトルを解析する手段と、
前記スペクトル解析手段の結果を所望の結果に近似させるために前記信号変換モジュールの高調波振幅を制御する手段を調整する手段と
有することを特徴とする調整システム。
請求項５に記載の信号変換モジュールを搭載したことを特徴とする光ディスク装置。