JP4910520B2

JP4910520B2 - Active probe

Info

Publication number: JP4910520B2
Application number: JP2006187302A
Authority: JP
Inventors: 篤古川; 吉信杉原; 孝之中川; 諭東郷
Original assignee: Yokogawa Electric Corp
Current assignee: Yokogawa Electric Corp
Priority date: 2006-07-07
Filing date: 2006-07-07
Publication date: 2012-04-04
Anticipated expiration: 2026-07-07
Also published as: JP2008014846A

Description

本発明は、オシロスコープで波形観測等を行う際に必要なプローブに関するもので、特に広帯域アクティブプローブに関する。 The present invention relates to a probe necessary for waveform observation or the like with an oscilloscope, and more particularly to a broadband active probe.

従来の抵抗プローブの構成例を図９に示す。図９において、抵抗R83、同軸ケーブル３及びオシロスコープの入力抵抗ＲＴが直列となるように接続される。この場合、ＤＣ〜高周波までRT/(R83+RT)で分圧された電圧信号が同軸ケーブル３を介してオシロスコープの入力（入力抵抗ＲＴ）に伝達される。 A configuration example of a conventional resistance probe is shown in FIG. In FIG. 9, the resistor R83, the coaxial cable 3, and the input resistor RT of the oscilloscope are connected in series. In this case, the voltage signal divided by RT / (R83 + RT) from DC to high frequency is transmitted to the input (input resistance RT) of the oscilloscope via the coaxial cable 3.

従来のアクティブプローブの第１の構成例を図１０に示す。図１０において、入力電圧は抵抗R81、コンデンサC81からなる並列回路と抵抗R82、コンデンサC82からなる並列回路によって分圧され、その分圧された信号が広帯域バッファ９１に入力されてインピーダンス変換され、その出力信号は同軸ケーブル３を経由して入力抵抗ＲＴを有するオシロスコープの入力に伝達される。入力電圧の低周波域はR82/(R81+R82)で分圧され、高周波域は(1/C82)/(1/C81+1/C82)で分圧される。これらの分圧比は一般にR82/(R81+R82)= (1/C82)/(1/C81+1/C82)と等しいので、DCから高周波域まで一定のゲインを持たせることができる。 A first configuration example of a conventional active probe is shown in FIG. In FIG. 10, the input voltage is divided by a parallel circuit composed of a resistor R81 and a capacitor C81 and a parallel circuit composed of a resistor R82 and a capacitor C82, and the divided signal is input to the wideband buffer 91 to be impedance-converted. The output signal is transmitted via the coaxial cable 3 to the input of the oscilloscope having the input resistance RT. The low frequency region of the input voltage is divided by R82 / (R81 + R82), and the high frequency region is divided by (1 / C82) / (1 / C81 + 1 / C82). Since these voltage division ratios are generally equal to R82 / (R81 + R82) = (1 / C82) / (1 / C81 + 1 / C82), a constant gain can be provided from DC to a high frequency range.

従来のアクティブプローブの第２の構成例を図１１に示す。図１１において、入力信号は抵抗R84，R85，インピーダンス線路９２及び抵抗R86からなる直列回路に印加される。抵抗R85と並列にコンデンサC83が接続し、抵抗R86と並列にコンデンサC84及び抵抗R87からなる直列回路が接続する。入力電圧の低周波域はR86/(R84+R85+R86)で分圧され、高周波域はC83とC84のインピーダンスが小さくなるため、R87/(R84+R87)で分圧される。分圧比は一般にR86/(R84+R85+R86)= R87/(R84+R87)で、DCから高周波域まで一定のゲインを持つように設計される。分圧された信号は広帯域バッファ９３に入力されてインピーダンス変換され、その出力信号は同軸ケーブル３を通してオシロスコープの入力（ＲＴ）に伝達される。特性インピーダンスがR87と等しいインピーダンス線路９２で広帯域バッファ９３と分離できるので、ヘッド部分を小さくすることができる。 A second configuration example of a conventional active probe is shown in FIG. In FIG. 11, an input signal is applied to a series circuit including resistors R84 and R85, an impedance line 92, and a resistor R86. A capacitor C83 is connected in parallel with the resistor R85, and a series circuit including the capacitor C84 and the resistor R87 is connected in parallel with the resistor R86. The low frequency region of the input voltage is divided by R86 / (R84 + R85 + R86), and the high frequency region is divided by R87 / (R84 + R87) because the impedance of C83 and C84 is small. The voltage division ratio is generally R86 / (R84 + R85 + R86) = R87 / (R84 + R87), and is designed to have a constant gain from DC to a high frequency range. The divided signal is input to the wide-band buffer 93 and subjected to impedance conversion, and the output signal is transmitted through the coaxial cable 3 to the input (RT) of the oscilloscope. Since the impedance line 92 having a characteristic impedance equal to R87 can be separated from the broadband buffer 93, the head portion can be made small.

従来のアクティブプローブの第３の構成例で、図１０のアクティブプローブを差動構成とした場合を図１２に示す。図１２において、差動信号では入力（＋）と入力（−）は振幅が同じで位相が反転しているので、ここでは入力（＋）のみに注目する。図１０の場合と同様に入力電圧の低周波域はR821/(R811+R821)で分圧され、高周波域は(1/C821)/(1/C811+1/C821)で分圧される。これらの分圧比の間には一般にR821/(R811+R821)= (1/C821)/(1/C811+1/C821)の関係があるので、ＤＣから高周波域まで一定のゲインを持つ。分圧された信号が広帯域差動アンプ９４に入力されてインピーダンス変換され、その出力信号は同軸ケーブル３を通してオシロスコープの入力（ＲＴ）に伝達される。 FIG. 12 shows a case where the active probe of FIG. 10 has a differential configuration in a third configuration example of the conventional active probe. In FIG. 12, in the differential signal, since the input (+) and the input (−) have the same amplitude and the phase is inverted, only the input (+) is focused here. As in the case of FIG. 10, the low frequency region of the input voltage is divided by R821 / (R811 + R821), and the high frequency region is divided by (1 / C821) / (1 / C811 + 1 / C821). Since there is a general relationship of R821 / (R811 + R821) = (1 / C821) / (1 / C811 + 1 / C821) between these voltage division ratios, a constant gain is obtained from DC to a high frequency range. The divided signal is input to the wideband differential amplifier 94 and subjected to impedance conversion, and the output signal is transmitted through the coaxial cable 3 to the input (RT) of the oscilloscope.

アクティブプローブに関連する先行技術文献としては次のようなものがある。 Prior art documents related to active probes include the following.

特開平５−１４９９７２号公報Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-149972

しかし、図９に示す従来例では一般にR83の抵抗値は450Ω又は950Ωと小さいため、高周波域だけでなく、ＤＣから低周波域でも入力インピーダンスが低くなってしまうので、ＤＣから低周波域で負荷が大きくなってしまうという問題がある。
また、図１０及び図１２に示す従来例では図１３に示すように、入力信号の周波数が非常に高くなってくるとプローブの入力インピーダンスが小さくなり、最終的にはほぼゼロ近くになってしまう。このため、測定対象に大きな負荷がかかり、正しく波形観測できない場合がある。
また、アクティブプローブの先端部で抵抗やコンデンサ等からなる入力の減衰器と広帯域バッファを切り離すことが出来ないので、ヘッド部が大きくなってしまうという問題がある。
また、図１１に示す従来例では上記従来例の欠点は改善されているが、広帯域バッファが必要になり、コストアップとなるという問題がある。
また、先端部にR84,R85,C83で構成される回路が必要となり、この回路によって寄生容量の影響を受けるという問題がある。
本発明はこのような課題を解決しようとするもので、高周波域でも測定対象に大きな負荷がかからず、プローブヘッド部を小型化でき、広帯域バッファなしの構成も可能なアクティブプローブを実現することを目的とする。 However, in the conventional example shown in FIG. 9, since the resistance value of R83 is generally as small as 450Ω or 950Ω, the input impedance becomes low not only in the high frequency range but also from DC to low frequency range. There is a problem that becomes large.
Further, in the conventional example shown in FIGS. 10 and 12, as shown in FIG. 13, when the frequency of the input signal becomes very high, the input impedance of the probe becomes small and eventually becomes nearly zero. . For this reason, a large load is applied to the measurement target, and the waveform may not be observed correctly.
In addition, since the input attenuator composed of a resistor, a capacitor, and the like cannot be separated from the broadband buffer at the tip of the active probe, there is a problem that the head becomes large.
Further, although the conventional example shown in FIG. 11 has improved the drawbacks of the above-mentioned conventional example, there is a problem that a wideband buffer is required and the cost is increased.
Further, a circuit composed of R84, R85, and C83 is required at the tip, and there is a problem that the circuit is affected by parasitic capacitance.
The present invention is intended to solve such a problem, and an active probe capable of reducing the size of the probe head unit without being subjected to a large load on a measurement target even in a high frequency range and having a configuration without a broadband buffer is realized. With the goal.

このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
被測定回路からの信号を測定器に伝達するアクティブプローブにおいて、
前記被測定回路に接続されるプローブヘッド部と、このプローブヘッド部の出力端に一端が接続されたインピーダンス線路と、このインピーダンス線路の他端に入力端が接続された増幅部と、この増幅部の出力端に一端が接続され他端が前記測定器の入力端子に接続された同軸ケーブルとで構成され、
前記プローブヘッド部は前記被測定回路からの信号が入力される抵抗を有し、
前記増幅部はアンプとコンデンサが並列接続されている、
ことを特徴とする。
In order to achieve such a problem, the invention according to claim 1 of the present invention is:
In the active probe that transmits the signal from the circuit under test to the measuring instrument,
A probe head connected to the circuit under test; an impedance line having one end connected to the output end of the probe head; an amplifier having an input connected to the other end of the impedance line; and the amplifier A coaxial cable having one end connected to the output end and the other end connected to the input terminal of the measuring instrument,
The probe head unit has a resistance to which a signal from the circuit under measurement is input,
In the amplification unit, an amplifier and a capacitor are connected in parallel.
It is characterized by that.

請求項２記載の発明は、請求項１記載のアクティブプローブにおいて、
前記アンプはトランスコンダクタンスアンプであって、その入力抵抗をRi、トランスコンダクタンスをgm、前記測定器の入力抵抗をRT、前記抵抗の抵抗値をR1としたとき、次式の関係が成立するように設定されていることを特徴とする。
gm＝(R1+Ri)/(R1*RT+RT*Ri+Ri*R1) The invention according to claim 2 is the active probe according to claim 1 ,
The amplifier is a transconductance amplifier. When the input resistance is Ri, the transconductance is gm, the input resistance of the measuring device is RT, and the resistance value of the resistance is R1, the relationship of the following equation is established. It is characterized by being set .
gm = (R1 + Ri) / (R1 * RT + RT * Ri + Ri * R1)

請求項３記載の発明は、請求項１記載のアクティブプローブにおいて、
前記アンプはその出力端子が終端抵抗を介して前記コンデンサに接続された電圧出力アンプであって、これら終端抵抗とコンデンサの接続部は広帯域バッファを介して前記同軸ケーブルに接続され、この電圧出力アンプのゲインをA、入力抵抗をRi、終端抵抗をR4、前記抵抗の抵抗値をR1としたとき、次式の関係が成立するように設定されていることを特徴とする。
A＝(Ri+R1)*R4/(Ri*R1+Ri*R4+R1*R4) The invention according to claim 3 is the active probe according to claim 1 ,
The amplifier is a voltage output amplifier whose output terminal is connected to the capacitor via a termination resistor, and the connection between the termination resistor and the capacitor is connected to the coaxial cable via a broadband buffer. When the gain is A, the input resistance is Ri, the termination resistance is R4, and the resistance value of the resistance is R1, the relationship of the following equation is established .
A = (Ri + R1) * R4 / (Ri * R1 + Ri * R4 + R1 * R4)

請求項４記載の発明は、請求項１、２又は３のいずれかに記載のアクティブプローブにおいて、
前記アンプの入力端には前記インピーダンス線路の出力を抵抗分圧する分圧回路を備えることを特徴とする。 The invention according to claim 4 is the active probe according to any one of claims 1, 2, or 3 ,
A voltage dividing circuit for resistance-dividing the output of the impedance line is provided at the input end of the amplifier .

請求項５記載の発明は、請求項１記載のアクティブプローブにおいて、
前記増幅部は前記被測定回路からの信号を差動的に増幅する差動入力型として構成されていることを特徴とする。 The invention according to claim 5 is the active probe according to claim 1 ,
The amplifying unit is configured as a differential input type that differentially amplifies a signal from the circuit under test .

請求項６記載の発明は、
被測定回路からの信号を測定器に伝達するアクティブプローブにおいて、
前記被測定回路に接続される第１及び第２のプローブヘッド部と、これらプローブヘッド部の出力端に一端が接続された第１及び第２のインピーダンス線路と、これらインピーダンス線路の他端に入力端が差動的に接続された増幅部と、この増幅部の出力端に一端が接続され他端が前記測定器の入力端子に接続された同軸ケーブルとで構成され、
前記各プローブヘッド部は前記被測定回路からの信号が入力される抵抗を有し、
前記増幅部の正入力端及び負入力端にはそれぞれその出力端子に終端抵抗が接続された電圧出力アンプとコンデンサの並列回路が接続され、これら電圧出力アンプとコンデンサの並列回路の出力端は広帯域差動アンプを介して前記同軸ケーブルに接続されている、
ことを特徴とする。 The invention described in claim 6
In the active probe that transmits the signal from the circuit under test to the measuring instrument,
First and second probe head portions connected to the circuit under test, first and second impedance lines connected at one end to output ends of the probe head portions, and input to the other ends of the impedance lines The amplification unit is connected differentially at the end, and a coaxial cable having one end connected to the output end of the amplification unit and the other end connected to the input terminal of the measuring instrument.
Each probe head unit has a resistance to which a signal from the circuit under measurement is input,
A parallel circuit of a voltage output amplifier and a capacitor, each having a termination resistor connected to its output terminal, is connected to the positive input terminal and the negative input terminal of the amplification unit, and the output terminal of the parallel circuit of these voltage output amplifier and capacitor is a wide band. Connected to the coaxial cable via a differential amplifier,
It is characterized by that.

請求項７記載の発明は、請求項６記載のアクティブプローブにおいて、
前記各電圧出力アンプの入力端には前記各インピーダンス線路の出力を抵抗分圧する分圧回路を備えることを特徴とする。 The invention according to claim 7 is the active probe according to claim 6 ,
A voltage dividing circuit for resistance-dividing the output of each impedance line is provided at an input end of each voltage output amplifier .

以上述べたように、本発明によれば、被測定回路からの入力信号を、抵抗及び第１の伝送線路を経由して低周波域を通過させる回路と、高周波域を通過させる回路を設け、両者の出力を第２の伝送線路経由でオシロスコープ等の測定器に入力することにより、高周波域でも入力インピーダンスが小さくならず、プローブヘッド部を小型化でき、広帯域バッファなしの構成も可能なアクティブプローブを実現することができる。 As described above, according to the present invention, the input signal from the circuit under test is provided with a circuit that passes the low frequency range via the resistor and the first transmission line, and a circuit that passes the high frequency range, By inputting both outputs to a measuring instrument such as an oscilloscope via the second transmission line, the input impedance is not reduced even in the high frequency range, the probe head can be miniaturized, and a configuration without a broadband buffer is possible. Can be realized.

以下本発明につき図面を用いて詳細に説明する。
図１は本発明に係るアクティブプローブを示す構成回路図である。
図１において、１０はプローブを構成する入力ピン、Ｒ１は入力ピン１０近傍に配置し測定対象となる被測定回路８からの入力信号を一端に入力する抵抗、１はこの抵抗Ｒ１の他端がその一端に接続する第１の伝送線路を構成するインピーダンス線路、２はこのインピーダンス線路１の他端がその入力に接続する電流出力のトランスコンダクタンスアンプ、Ｃ１はインピーダンス線路１の他端がその一端に接続するコンデンサ、３はトランスコンダクタンスアンプ２の出力端子及びコンデンサＣ１の他端がその一端に接続しその他端がオシロスコープ入力７の入力端子に接続する第２の伝送線路を構成する同軸ケーブルである。インピーダンス線路１及び同軸ケーブル３は測定器の入力抵抗RTに整合した特性インピーダンスを持つ伝送路を構成する。入力ピン１０及び抵抗R1はプローブヘッド部（以下ヘッド部という）５を構成し、コンデンサC1、トランスコンダクタンスアンプ２は増幅部６を構成する。
具体例として、R1=450Ω、C1=220pF、RT=50Ωの場合を図１に示した。 Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a configuration circuit diagram showing an active probe according to the present invention.
In FIG. 1, 10 is an input pin constituting the probe, R1 is a resistor which is arranged near the input pin 10 and inputs an input signal from the circuit under test 8 to be measured at one end, 1 is the other end of the resistor R1 An impedance line 2 constituting a first transmission line connected to one end of the impedance line 2 is a transconductance amplifier of a current output in which the other end of the impedance line 1 is connected to the input, and C1 is the other end of the impedance line 1 at one end. A capacitor 3 to be connected is a coaxial cable constituting a second transmission line in which the output terminal of the transconductance amplifier 2 and the other end of the capacitor C1 are connected to one end and the other end is connected to the input terminal of the oscilloscope input 7. The impedance line 1 and the coaxial cable 3 constitute a transmission line having a characteristic impedance matched to the input resistance RT of the measuring instrument. The input pin 10 and the resistor R1 constitute a probe head part (hereinafter referred to as a head part) 5, and the capacitor C1 and the transconductance amplifier 2 constitute an amplifying part 6.
As a specific example, the case of R1 = 450Ω, C1 = 220pF, and RT = 50Ω is shown in FIG.

図１のアクティブプローブの動作を以下に示す。
被測定回路８の信号は入力ピン１０を介してヘッド部５に伝えられ、インピーダンス線路１を経由して増幅部６に伝えられ、同軸ケーブル３を介してオシロスコープ入力７に伝えられる。入力ピン１０を介して入力した信号は抵抗Ｒ１及びインピーダンス線路１を経由して、低周波域ではトランスコンダクタンスアンプ２によって信号が伝達される。トランスコンダクタンスアンプ２の電流出力は同軸ケーブル３を伝達し、負荷であるオシロスコープの入力抵抗50Ωで電圧に変換される。高周波域では、トランスコンダクタンスアンプ２はあまり高速で動作しないので出力電流もほぼゼロとなる。そのかわりコンデンサC1を通って信号がオシロスコープ入力に伝わる。 The operation of the active probe of FIG. 1 is shown below.
A signal of the circuit under test 8 is transmitted to the head unit 5 through the input pin 10, transmitted to the amplifier unit 6 through the impedance line 1, and transmitted to the oscilloscope input 7 through the coaxial cable 3. A signal input via the input pin 10 is transmitted by the transconductance amplifier 2 in the low frequency range via the resistor R1 and the impedance line 1. The current output of the transconductance amplifier 2 is transmitted through the coaxial cable 3 and converted into a voltage by an input resistance 50Ω of an oscilloscope as a load. In the high frequency range, the transconductance amplifier 2 does not operate at a high speed, so that the output current is almost zero. Instead, the signal travels through the capacitor C1 to the oscilloscope input.

このとき、 (入力部)抵抗をR1、トランスコンダクタンスアンプ２の入力抵抗をRi、トランスコンダクタンスをgm、測定器の入力抵抗をRTとすると、低周波成分に対する分圧比は次式で表される。
分圧比＝Ri/(R1+Ri) * gm * RT （１）
また、高周波成分に対する分圧比は次式で表される。
分圧比＝(RT*Ri)/(R1*RT+RT*Ri+Ri*R1) （２）
ここで、上記の低周波成分に対する分圧比と高周波成分に対する分圧比が等しくなるようにトランスコンダクタンスアンプのgmを設定する。このときのgmは
分圧比＝ Ri/(R1+Ri) * gm * RT = (RT*Ri)/(R1*RT+RT*Ri+Ri*R1)（３）
より
gm = (R1+Ri)/(R1*RT+RT*Ri+Ri*R1) （４）
となる。この結果、入力ピン１０からの入力信号は低域から高域まで一定のゲインで測定器の入力部７に伝達される。 At this time, assuming that (input unit) resistance is R1, the input resistance of the transconductance amplifier 2 is Ri, the transconductance is gm, and the input resistance of the measuring instrument is RT, the voltage dividing ratio with respect to the low frequency component is expressed by the following equation.
Partial pressure ratio = Ri / (R1 + Ri) * gm * RT (1)
Moreover, the partial pressure ratio with respect to the high frequency component is expressed by the following equation.
Voltage division ratio = (RT * Ri) / (R1 * RT + RT * Ri + Ri * R1) (2)
Here, the gm of the transconductance amplifier is set so that the voltage dividing ratio for the low frequency component and the voltage dividing ratio for the high frequency component are equal. In this case, gm is the partial pressure ratio = Ri / (R1 + Ri) * gm * RT = (RT * Ri) / (R1 * RT + RT * Ri + Ri * R1) (3)
Than
gm = (R1 + Ri) / (R1 * RT + RT * Ri + Ri * R1) (4)
It becomes. As a result, the input signal from the input pin 10 is transmitted to the input unit 7 of the measuring instrument with a constant gain from the low range to the high range.

上記図１の回路では、図２に示すように、アクティブプローブの入力インピーダンスは低周波域では比較的大きい抵抗値R1+Riを示し、周波数が高くなっても500Ωまでしか小さくならない。したがって、高周波域での測定対象の回路に負荷をあまりかけないで波形観測することが出来る。
また、入力端についている450Ωの抵抗R1だけは先端側のインピーダンス線路１の同軸ケーブルによって広帯域トランスコンダクタンスアンプ２から離すことが出来るのでヘッド部５を小さくすることができるので、被測定回路８に接続しやすくなるとともに、寄生容量の影響を受けにくくすることができる。
また、広帯域バッファではなく、比較的高速動作を要しないトランスコンダクタンスアンプで実現可能なので、増幅部６の設計が容易というメリットがある。 In the circuit shown in FIG. 1, as shown in FIG. 2, the input impedance of the active probe shows a relatively large resistance value R1 + Ri in the low frequency range, and it becomes as low as 500Ω even when the frequency is increased. Therefore, it is possible to observe the waveform without imposing much load on the circuit to be measured in the high frequency range.
Further, since only the 450Ω resistor R1 at the input end can be separated from the broadband transconductance amplifier 2 by the coaxial cable of the impedance line 1 on the front end side, the head portion 5 can be reduced, so that it is connected to the circuit 8 to be measured. And it is possible to reduce the influence of parasitic capacitance.
Further, since it can be realized by a transconductance amplifier that does not require a relatively high-speed operation instead of a wide-band buffer, there is an advantage that the design of the amplifying unit 6 is easy.

なお、上記の構成において、測定器との接続に使う同軸ケーブル３の長さは任意でよい(０でも良い)。
また、抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出する点を抵抗R1直後(インピーダンス線路１の抵抗R1側)としてもよい。
また、直接測定器に接続せず、別の増幅器を経由してもよい。
また、プローブに入力ピンでなく、はんだ付け用アダプタを設けてもよい。 In the above configuration, the length of the coaxial cable 3 used for connection with the measuring instrument may be arbitrary (it may be 0).
Further, the point at which the potential of the connection point between the resistor R1 and the capacitor C1 is detected may be immediately after the resistor R1 (on the resistor R1 side of the impedance line 1).
Further, it may be connected via a separate amplifier without being directly connected to the measuring instrument.
Moreover, you may provide the adapter for soldering instead of an input pin in a probe.

図３は図１のアクティブプローブの変形例で、分圧器を用いるものを示す構成回路図である。図３において、図１と同じ部分は同一の符号を付して説明を省略する。
増幅部６において、R2およびR3はインピーダンス線路１の他端とコモンの間に直列に接続して分圧器を構成する抵抗で、R2及びR3の接続点がトランスコンダクタンスアンプ２の入力に接続する。C2は抵抗R3と並列に接続する高周波カット用のコンデンサである。分圧器を経由して抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出するもので、分圧器の入力から見た入力抵抗とgmが上記条件を満たすように構成する。具体例として、R2=85.55kΩ、R3=10kΩ、C2=1.6pF、gm=0.02の場合を示した。図１の場合について前述した効果は図３の場合にも適用できる。
なお、図３の構成において抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出する点（抵抗R2の一端）を抵抗R1直後(インピーダンス線路のR1側)としてもよい。 FIG. 3 is a configuration circuit diagram showing a modification of the active probe of FIG. 1 and using a voltage divider. In FIG. 3, the same parts as those in FIG.
In the amplifying unit 6, R2 and R3 are resistors that are connected in series between the other end of the impedance line 1 and the common to form a voltage divider, and a connection point of R2 and R3 is connected to an input of the transconductance amplifier 2. C2 is a high frequency cut capacitor connected in parallel with the resistor R3. The voltage at the connection point between the resistor R1 and the capacitor C1 is detected via a voltage divider, and the input resistance and gm viewed from the input of the voltage divider are configured to satisfy the above conditions. As a specific example, the case where R2 = 85.55 kΩ, R3 = 10 kΩ, C2 = 1.6 pF, and gm = 0.02 is shown. The effects described above for the case of FIG. 1 can also be applied to the case of FIG.
In the configuration of FIG. 3, the point (one end of the resistor R2) for detecting the potential at the connection point between the resistor R1 and the capacitor C1 may be immediately after the resistor R1 (R1 side of the impedance line).

図４は本発明に係るアクティブプローブの第２の実施例で、電圧出力アンプを用いたものを示す構成回路図である。図４において、図１と同じ部分は同一の符号を付して説明を省略する。
増幅部６において、２０はインピーダンス線路１の他端がその入力に接続する電圧出力アンプ、R4は電圧出力アンプ２０の出力端子がその一端に接続する高周波終端抵抗、４はコンデンサＣ１の他端及び抵抗R4の他端がその入力に接続する広帯域バッファ、R5はその一端に広帯域バッファ４の出力が接続しその他端に同軸ケーブル３が接続する抵抗である。インピーダンス線路１の特性インピーダンスは、R4の抵抗値と整合するように管理されている。抵抗R5の値と伝送線路３の特性インピーダンスはオシロスコープの入力抵抗RTに整合している。具体例として、R4= R5= RT=50Ω、C1=220pF、RT=50Ωの場合を図４に示した。 FIG. 4 is a configuration circuit diagram showing a second embodiment of the active probe according to the present invention using a voltage output amplifier. In FIG. 4, the same parts as those in FIG.
In the amplifying unit 6, 20 is a voltage output amplifier in which the other end of the impedance line 1 is connected to its input, R4 is a high-frequency termination resistor in which the output terminal of the voltage output amplifier 20 is connected to one end thereof, 4 is the other end of the capacitor C1 and The other end of the resistor R4 is a broadband buffer that is connected to its input, and R5 is a resistor that is connected to the output of the broadband buffer 4 at one end and to the coaxial cable 3 at the other end. The characteristic impedance of the impedance line 1 is managed so as to match the resistance value of R4. The value of the resistor R5 and the characteristic impedance of the transmission line 3 are matched with the input resistance RT of the oscilloscope. As a specific example, FIG. 4 shows a case where R4 = R5 = RT = 50Ω, C1 = 220 pF, and RT = 50Ω.

図４のアクティブプローブの動作を以下に示す。
入力ピン１０からの入力信号は抵抗Ｒ１及びインピーダンス線路１を経由して増幅部６に伝わり、低周波域では電圧出力アンプ２０によって信号が伝達される。電圧出力アンプ２０の電圧出力は抵抗R4を介して広帯域バッファ４に伝わる。高周波域では、電圧出力アンプ２０はあまり高速で動作しないので出力電流もほぼゼロとなる。そのかわりコンデンサC1を通って信号が広帯域バッファ４に伝わる。広帯域バッファ４の出力信号は抵抗R5、同軸ケーブル３を経由して負荷であるオシロスコープ入力部７に入り、入力抵抗50Ωで電圧に変換される。 The operation of the active probe in FIG. 4 is shown below.
An input signal from the input pin 10 is transmitted to the amplifying unit 6 via the resistor R1 and the impedance line 1, and the signal is transmitted by the voltage output amplifier 20 in a low frequency range. The voltage output of the voltage output amplifier 20 is transmitted to the broadband buffer 4 through the resistor R4. In the high frequency range, the voltage output amplifier 20 does not operate at a high speed, so that the output current is almost zero. Instead, the signal is transmitted to the broadband buffer 4 through the capacitor C1. The output signal of the broadband buffer 4 enters the oscilloscope input section 7 as a load via the resistor R5 and the coaxial cable 3, and is converted into a voltage with an input resistance of 50Ω.

このとき、 (入力部)抵抗をR1、電圧出力アンプ２０の入力抵抗をRi、ゲインをA、電圧出力アンプ２０の出力に接続する抵抗をR4とすると、低周波成分に対する分圧比は次式で表される。
Ri/(Ri+R1) * A （５）
また、高周波成分に対する分圧比は次式で表される。
(Ri*R4)/(Ri*R1+Ri*R4+R1*R4) （６）
ここで、上記の低周波成分に対する分圧比と高周波成分に対する分圧比が等しくなるように電圧出力アンプ２０のゲインAを設定する。すなわち
Ri/(Ri+R1) * A＝(Ri*R4)/(Ri*R1+Ri*R4+R1*R4) （７）
より
A = (Ri+R1)*R4/(Ri*R1+Ri*R4+R1*R4) （８）
となる。この結果、入力ピン１０からの入力信号は低域から高域まで一定のゲイン、この場合 (Ri*R2)/(Ri*R1+Ri*R2+R1*R2) で測定器に伝達される。 At this time, assuming that the (input section) resistance is R1, the input resistance of the voltage output amplifier 20 is Ri, the gain is A, and the resistance connected to the output of the voltage output amplifier 20 is R4, the voltage division ratio for the low frequency component is expressed.
Ri / (Ri + R1) * A (5)
Moreover, the partial pressure ratio with respect to the high frequency component is expressed by the following equation.
(Ri * R4) / (Ri * R1 + Ri * R4 + R1 * R4) (6)
Here, the gain A of the voltage output amplifier 20 is set so that the voltage dividing ratio for the low frequency component and the voltage dividing ratio for the high frequency component are equal. Ie
Ri / (Ri + R1) * A = (Ri * R4) / (Ri * R1 + Ri * R4 + R1 * R4) (7)
Than
A = (Ri + R1) * R4 / (Ri * R1 + Ri * R4 + R1 * R4) (8)
It becomes. As a result, the input signal from the input pin 10 is transmitted to the measuring instrument with a constant gain from low to high, in this case (Ri * R2) / (Ri * R1 + Ri * R2 + R1 * R2).

上記のような構成のアクティブプローブによれば、入力インピーダンスは、高い周波数でもR1+R4(=500Ω)までしか小さくならない（図２）。そのため、測定対象の回路に対して、高周波域でもあまり負荷をかけずに波形観測することができる。入力インピーダンスは、ＤＣから低い周波域でも比較的大きい抵抗値R1+Riとなる（図２）。そのため、測定対象の回路に対して、低周波域でもあまり負荷をかけずに波形観測することができる。
また、ヘッド部５に必要なのは抵抗R1だけであり、ヘッド部５を伝送線路１によってアンプ２０や広帯域バッファ４から離すことができるので、ヘッド部５を小型化することができる。
また、抵抗R1を入力ピン１０の先端もしくは先端近くに配置することにより、測定点からR1までの間の寄生素子の影響を小さくすることができる。
また、出力抵抗の小さい電圧出力アンプ２０を用いるため、図１でトランスコンダクタンスアンプ（電流出力アンプ）を用いた場合に比べて、アンプ出力部の寄生容量が周波数特性に与える影響を小さくすることができる。
なお、上記の構成において、測定器との接続に使う同軸ケーブル３の長さは任意でよい(０でも良い)。
また、抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出する点を抵抗R1の直後(インピーダンス線路１の抵抗R1側)としてもよい。 According to the active probe configured as described above, the input impedance is reduced only to R1 + R4 (= 500Ω) even at a high frequency (FIG. 2). Therefore, it is possible to observe the waveform of the circuit to be measured without applying much load even in the high frequency range. The input impedance has a relatively large resistance value R1 + Ri even in a low frequency range from DC (FIG. 2). Therefore, it is possible to observe the waveform of the circuit to be measured without applying much load even in a low frequency range.
Further, only the resistor R1 is required for the head unit 5, and the head unit 5 can be separated from the amplifier 20 and the broadband buffer 4 by the transmission line 1, so that the head unit 5 can be reduced in size.
Further, by arranging the resistor R1 at or near the tip of the input pin 10, the influence of the parasitic element from the measurement point to R1 can be reduced.
Further, since the voltage output amplifier 20 having a small output resistance is used, the influence of the parasitic capacitance of the amplifier output section on the frequency characteristics can be reduced as compared with the case where the transconductance amplifier (current output amplifier) is used in FIG. it can.
In the above configuration, the length of the coaxial cable 3 used for connection with the measuring instrument may be arbitrary (it may be 0).
Further, the point at which the potential at the connection point between the resistor R1 and the capacitor C1 is detected may be immediately after the resistor R1 (on the resistor R1 side of the impedance line 1).

図５は図４のアクティブプローブの変形例で、分圧器を用いるものを示す構成回路図である。図５において、図４と同じ部分は同一の符号を付して説明を省略する。
増幅部６において、R2及びR3はインピーダンス線路１の他端とコモンの間に直列に接続して分圧器を構成する抵抗で、R2及びR3の接続点が電圧出力アンプ２０の入力に接続する。C2は抵抗R3と並列に接続する高周波カット用のコンデンサである。分圧器を経由して抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出するもので、分圧器の入力から見た入力抵抗とAが上記条件を満たすように構成する。すなわち、上記（８）式において、入力抵抗Riの代わりに分圧器の入力から見た入力抵抗R2+R3で置き換え、ゲインAの代わりに分圧器とアンプを含めた増幅率、すなわち (アンプのゲイン)*R3/(R1+R2+R3) で置き換える。図５では具体例として、R1=900Ω、R2=89.1kΩ、R3=10kΩ、C2=2pF、R4=100Ω、R5=50Ω、A=1の場合を示した。
図４の構成について前述した効果は図５の構成の場合にも適用できる。さらに、図５に示すように、R1,R4の抵抗値を増加し、さらに伝送線路１の特性インピーダンスを抵抗R4と整合させることによって、分圧比を減少させる（SN比を悪化させる）ことなく、高周波での入力インピーダンスR1+R4を増加させることができる（図５の場合は1kΩ）。
なお、図５の構成において抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出する点（R2の一端）を抵抗R1直後(インピーダンス線路１の抵抗R1側)としてもよい。 FIG. 5 is a structural circuit diagram showing a modification of the active probe of FIG. 4 using a voltage divider. In FIG. 5, the same parts as those in FIG.
In the amplifying unit 6, R 2 and R 3 are resistors that form a voltage divider by connecting in series between the other end of the impedance line 1 and the common, and a connection point between R 2 and R 3 is connected to an input of the voltage output amplifier 20. C2 is a high frequency cut capacitor connected in parallel with the resistor R3. The voltage at the connection point between the resistor R1 and the capacitor C1 is detected via a voltage divider, and the input resistance viewed from the input of the voltage divider and A are configured to satisfy the above conditions. That is, in the above equation (8), instead of the input resistance Ri, the input resistance R2 + R3 viewed from the input of the voltage divider is replaced, and instead of the gain A, the amplification factor including the voltage divider and the amplifier, that is, (amplifier gain ) * R3 / (R1 + R2 + R3) FIG. 5 shows a specific example where R1 = 900Ω, R2 = 89.1 kΩ, R3 = 10 kΩ, C2 = 2 pF, R4 = 100Ω, R5 = 50Ω, and A = 1.
The effects described above for the configuration of FIG. 4 can be applied to the configuration of FIG. Further, as shown in FIG. 5, by increasing the resistance values of R1 and R4, and further matching the characteristic impedance of the transmission line 1 with the resistor R4, without reducing the voltage division ratio (deteriorating the SN ratio), The input impedance R1 + R4 at high frequency can be increased (1 kΩ in the case of FIG. 5).
In the configuration of FIG. 5, the point (one end of R2) for detecting the potential at the connection point between the resistor R1 and the capacitor C1 may be immediately after the resistor R1 (on the resistor R1 side of the impedance line 1).

図６は本発明に係るアクティブプローブの第３の実施例で、図４の構成を差動入力型としたものを示す構成ブロック図である。
図６において、５１，５２は２つの入力ピンを介して被測定回路８０に接続するそれぞれ正入力側及び負入力側のヘッド部、１１，１２はヘッド部５１，５２の出力にそれぞれの一端が接続してそれぞれ正入力側及び負入力側の第１の伝送線路を構成するインピーダンス線路、６０はインピーダンス線路１１，１２の他端の出力を差動的に増幅する増幅部で、その出力は第２の伝送線路を構成する同軸ケーブル３を経由してオシロスコープ入力部７に伝達される。 FIG. 6 is a block diagram showing a third embodiment of the active probe according to the present invention, in which the configuration of FIG. 4 is a differential input type.
In FIG. 6, 51 and 52 are head units on the positive input side and negative input side that are connected to the circuit under test 80 via two input pins, respectively, and 11 and 12 are one ends of the outputs of the head units 51 and 52, respectively. Impedance lines that are connected to form the first transmission line on the positive input side and the negative input side, respectively, 60 is an amplifying unit that differentially amplifies the outputs of the other ends of the impedance lines 11 and 12, and the output is the first 2 is transmitted to the oscilloscope input unit 7 via the coaxial cable 3 constituting the transmission line 2.

図７は図６のアクティブプローブを具体的に示した構成回路図である。図７において、図４と同じ部分は同一の符号を付して説明を省略する。
図７において、第１のプローブを構成する入力ピン１０１と抵抗R11は正入力側のヘッド部５１を構成し、第２のプローブを構成する入力ピン１０２と抵抗R12は負入力側のヘッド部５２を構成する。増幅部６０において、２１は正入力側のインピーダンス線路１１の他端がその入力に接続する第１の電圧出力アンプ、R41はその一端が電圧出力アンプ２１の出力端子に接続する高周波終端抵抗、C11はインピーダンス線路１１の他端に一端が接続する第１の高周波域透過用のコンデンサ、２２は負入力側のインピーダンス線路１２の他端がその入力に接続する第２の電圧出力アンプ、R42はその一端が電圧出力アンプ２２の出力端子に接続する高周波終端抵抗、C12はインピーダンス線路１２の他端に一端が接続する第２の高周波域透過用のコンデンサである。４０はコンデンサC11の他端及び抵抗R41の他端がその非反転入力に接続し、コンデンサC12の他端及び抵抗R42の他端がその反転入力に接続する広帯域差動アンプ、R5は広帯域差動アンプ４０の出力にその一端が接続し、その他端に同軸ケーブル３が接続する整合用の抵抗である。図７では具体例として、R11=R12=450Ω、R41= R42=50Ω、C11=C12=60pF、R5=50Ωの場合を示した。インピーダンス回路１１，１２及び同軸ケーブル３の特性インピーダンスはZ01=Z02=Z0=50Ωである。 FIG. 7 is a configuration circuit diagram specifically showing the active probe of FIG. In FIG. 7, the same parts as those in FIG.
In FIG. 7, the input pin 101 and the resistor R11 constituting the first probe constitute a head portion 51 on the positive input side, and the input pin 102 and the resistor R12 constituting the second probe are a head portion 52 on the negative input side. Configure. In the amplifying unit 60, 21 is a first voltage output amplifier in which the other end of the impedance line 11 on the positive input side is connected to its input, R41 is a high frequency termination resistor whose one end is connected to the output terminal of the voltage output amplifier 21, C11 Is a first high-frequency transmission capacitor having one end connected to the other end of the impedance line 11, 22 is a second voltage output amplifier having the other end of the impedance line 12 on the negative input side connected to its input, and R42 is its One end has a high-frequency termination resistor connected to the output terminal of the voltage output amplifier 22, and C 12 is a second high-frequency transmission capacitor having one end connected to the other end of the impedance line 12. 40 is a wideband differential amplifier in which the other end of the capacitor C11 and the other end of the resistor R41 are connected to its non-inverting input, and the other end of the capacitor C12 and the other end of the resistor R42 are connected to its inverting input. A matching resistor having one end connected to the output of the amplifier 40 and the coaxial cable 3 connected to the other end. FIG. 7 shows a specific example where R11 = R12 = 450Ω, R41 = R42 = 50Ω, C11 = C12 = 60 pF, and R5 = 50Ω. The characteristic impedances of the impedance circuits 11 and 12 and the coaxial cable 3 are Z01 = Z02 = Z0 = 50Ω.

図７の動作を以下に説明する。差動信号では正入力側と負入力側は振幅が同じで位相が反転しているので、正入力側のみについて説明するが、負入力側は正入力側と同じ構成及び素子定数となっており、動作は全く同じである。
正入力側信号の低周波域は電圧出力アンプ２１と抵抗R41で構成される経路を通り、電圧出力アンプ２１の出力電圧が広帯域差動アンプ４０の非反転入力に伝達される。広帯域差動アンプ４０の入力抵抗がR41に対して十分大きいと仮定すると、電圧出力アンプ２１の出力電圧がそのまま広帯域差動アンプ４０の入力電圧となる。
高周波域では電圧出力アンプ２１はあまり高速で動作しないので出力電圧もほぼゼロとなる。電圧出力アンプ２１は電圧出力バッファなので高周波的にはインピーダンスがゼロとみなす事ができるため、広帯域差動アンプ４０の非反転入力から電圧出力アンプ２１側を見たインピーダンスはR41となる。ただし、インピーダンス線路１１の特性インピーダンスはR41の値と一致させ、インピーダンスを整合させておく。以上の結果、高周波域では入力ピン１０１からの入力信号はコンデンサC11を通って信号が広帯域差動アンプ４０の非反転入力に伝わる。
広帯域差動アンプ４０は広帯域差動バッファとして働き、非反転入力と反転入力の差分を出力する。R5はオシロスコープ入力抵抗RTと一致させ、また、同軸ケーブル３の特性インピーダンスを入力抵抗RTと整合させる。 The operation of FIG. 7 will be described below. In the differential signal, the positive input side and the negative input side have the same amplitude and the phase is inverted, so only the positive input side will be described, but the negative input side has the same configuration and element constants as the positive input side. The operation is exactly the same.
The low frequency region of the positive input side signal passes through the path constituted by the voltage output amplifier 21 and the resistor R41, and the output voltage of the voltage output amplifier 21 is transmitted to the non-inverting input of the wideband differential amplifier 40. Assuming that the input resistance of the wideband differential amplifier 40 is sufficiently larger than R41, the output voltage of the voltage output amplifier 21 becomes the input voltage of the wideband differential amplifier 40 as it is.
Since the voltage output amplifier 21 does not operate at a high speed in the high frequency range, the output voltage is almost zero. Since the voltage output amplifier 21 is a voltage output buffer, the impedance can be regarded as zero in terms of high frequency. Therefore, the impedance when the voltage output amplifier 21 side is viewed from the non-inverting input of the wideband differential amplifier 40 is R41. However, the characteristic impedance of the impedance line 11 is matched with the value of R41, and the impedance is matched. As a result, in the high frequency range, the input signal from the input pin 101 passes through the capacitor C11 and the signal is transmitted to the non-inverting input of the wideband differential amplifier 40.
The wideband differential amplifier 40 functions as a wideband differential buffer and outputs a difference between a non-inverting input and an inverting input. R5 is matched with the oscilloscope input resistance RT, and the characteristic impedance of the coaxial cable 3 is matched with the input resistance RT.

図７における抵抗による分圧比と電圧出力アンプ２１のゲインAの関係を以下に示す。
入力信号が、入力(+) - 入力(-) = viとすると、入力(+) = vi/2である。
広帯域差動アンプ４０の入力端までの高周波成分に対する分圧比は、
分圧比 = 0.5 * ( Ri1 || Ri3 || R41 ) / ( Ri1 || Ri3 || R41 + R11 ) （９）
ただし、Ri1は電圧出力アンプ２１の入力抵抗、Ri3は広帯域差動アンプ４０の入力抵抗、R11は(入力部)抵抗、R41は高周波終端抵抗であり、記号「||」は並列接続を表す。
低周波成分に対するゲインは、アンプ２１のゲインをAとして、
ゲイン = 0.5 * Ri1 / ( R11 + Ri1 ) * A * Ri3 / ( R41 + Ri3 ) （１０）
（９）、（１０）の２式を等しく置いて、

とすることにより、低域から高域に渡って一定のゲインで信号は伝達される。すなわち、高周波信号は電圧出力アンプ２1が増幅するのではなく、あくまでもコンデンサC11を通って伝送される。通常Ri1,Ri3はR11,R41よりも十分大きいので、（１１）式は以下のように変形できる。
A = R41 / ( R41 + R11 ) （１２）
なお、オシロスコープの入力端では、差動アンプ４０の出力電圧が RT/(R5+RT)倍される。 The relationship between the voltage dividing ratio by the resistance in FIG. 7 and the gain A of the voltage output amplifier 21 is shown below.
If the input signal is input (+)-input (-) = vi, then input (+) = vi / 2.
The voltage division ratio to the high frequency component up to the input terminal of the wideband differential amplifier 40 is
Voltage division ratio = 0.5 * (Ri1 || Ri3 || R41) / (Ri1 || Ri3 || R41 + R11) (9)
However, Ri1 is the input resistance of the voltage output amplifier 21, Ri3 is the input resistance of the wideband differential amplifier 40, R11 is the (input section) resistance, R41 is the high-frequency termination resistance, and the symbol “||” indicates parallel connection.
The gain for the low-frequency component is A with the gain of the amplifier 21 as A.
Gain = 0.5 * Ri1 / (R11 + Ri1) * A * Ri3 / (R41 + Ri3) (10)
Two formulas (9) and (10) are placed equally,

Thus, the signal is transmitted with a constant gain from the low range to the high range. That is, the high frequency signal is not amplified by the voltage output amplifier 21 but is transmitted through the capacitor C11. Since Ri1 and Ri3 are usually sufficiently larger than R11 and R41, equation (11) can be modified as follows.
A = R41 / (R41 + R11) (12)
At the input end of the oscilloscope, the output voltage of the differential amplifier 40 is multiplied by RT / (R5 + RT).

上記のような構成のアクティブプローブによれば、図２と同様、差動入力片側の入力インピーダンスは低周波域では比較的大きい抵抗値R11+Ri1となり、周波数が高くなっても500Ωまでしか小さくならない。これにより、高周波域での測定対象の回路にあまり負荷をかけないで波形観測することが出来る。
また、抵抗R11,R12（450Ω）のみを同軸ケーブル１１，１２によってその他の回路部から離すことが出来るのでヘッド部５１，５２を小型化することが可能となり、測定対象に接続しやすくなる。
また、電圧出力アンプ２１,２２、広帯域差動アンプ４０は集積化が可能なため、従来よりも回路面積が小さくできるので、高周波特性を向上することができる。
また、電圧出力アンプ２１,２２が電圧出力なので広帯域差動アンプ４０の入力から電圧出力アンプ側を見たインピーダンスはR41とR42のみとなり、アンプ出力での寄生容量の影響が非常に小さくなるので、高周波特性がよい。
なお、上記の構成において、測定器との接続に使う同軸ケーブル３の長さは任意でよい(０でも良い)。
また、抵抗R11，R12とコンデンサC11，C12の接続点の電位を検出する点を抵抗R11，R12直後(インピーダンス線路１１，１２のR11，R12側)としてもよい。 According to the active probe configured as described above, as in FIG. 2, the input impedance on one side of the differential input becomes a relatively large resistance value R11 + Ri1 in the low frequency range, and it is only reduced to 500Ω even when the frequency is increased. . As a result, the waveform can be observed without applying much load to the circuit to be measured in the high frequency range.
Further, since only the resistors R11 and R12 (450Ω) can be separated from the other circuit portions by the coaxial cables 11 and 12, the head portions 51 and 52 can be reduced in size and can be easily connected to the measurement object.
Further, since the voltage output amplifiers 21 and 22 and the wideband differential amplifier 40 can be integrated, the circuit area can be made smaller than in the prior art, so that the high frequency characteristics can be improved.
In addition, since the voltage output amplifiers 21 and 22 are voltage outputs, the impedances of the wideband differential amplifier 40 viewed from the voltage output amplifier side are only R41 and R42, and the influence of the parasitic capacitance on the amplifier output is very small. Good high frequency characteristics.
In the above configuration, the length of the coaxial cable 3 used for connection with the measuring instrument may be arbitrary (it may be 0).
Further, the point at which the potential of the connection point between the resistors R11, R12 and the capacitors C11, C12 is detected may be immediately after the resistors R11, R12 (on the R11, R12 side of the impedance lines 11, 12).

図８は図７のアクティブプローブの変形例で、分圧器を用いるものを示す構成回路図である。図８において、図７と同じ部分は同一の符号を付して説明を省略する。
増幅部６０において、R21及びR31はインピーダンス線路１１の他端とコモンの間に直列に接続して分圧器を構成する抵抗で、R21及びR31の接続点が電圧出力アンプ２１の入力に接続する。分圧器を経由して抵抗R1とコンデンサC1の接続点の電位を検出するもので、分圧器の入力から見た入力抵抗とゲインAが（１１）式を満たすように構成する。図８では具体例として、R21=R22=89.55kΩ、R31=R32=10kΩ、A=1の場合を示しており、その他は図７と同じである。 FIG. 8 is a configuration circuit diagram showing a modification of the active probe of FIG. 7 using a voltage divider. In FIG. 8, the same parts as those in FIG.
In the amplifying unit 60, R21 and R31 are resistors that form a voltage divider by connecting in series between the other end of the impedance line 11 and the common, and a connection point of R21 and R31 is connected to an input of the voltage output amplifier 21. The voltage at the connection point between the resistor R1 and the capacitor C1 is detected via a voltage divider, and the input resistance and the gain A as viewed from the input of the voltage divider satisfy the equation (11). As a specific example, FIG. 8 shows a case where R21 = R22 = 89.55 kΩ, R31 = R32 = 10 kΩ, and A = 1, and the others are the same as FIG.

図７の構成について前述した効果は図８の構成の場合にも適用できる。さらに、図５の場合と同様に、R11,R12及びR41,R42の抵抗値を増加し、さらに伝送線路１１、１２の特性インピーダンスを抵抗R41,R42と整合させることによって、分圧比を減少させる（SN比を悪化させる）ことなく、高周波での入力インピーダンスR11+R41及びR12+R42を増加させることができる。
なお、抵抗R11，R12とコンデンサC11，C12の接続点の電位を検出する点（抵抗R11，R12の一端）を抵抗R11，R12直後(インピーダンス線路１１，１２の抵抗R11，R12側)としてもよい。 The effects described above with respect to the configuration of FIG. 7 can also be applied to the configuration of FIG. Further, as in the case of FIG. 5, the voltage dividing ratio is reduced by increasing the resistance values of R11, R12 and R41, R42 and further matching the characteristic impedances of the transmission lines 11, 12 with the resistors R41, R42 ( The input impedances R11 + R41 and R12 + R42 at high frequencies can be increased without degrading the SN ratio.
Note that the point at which the potential of the connection point between the resistors R11 and R12 and the capacitors C11 and C12 is detected (one end of the resistors R11 and R12) may be immediately after the resistors R11 and R12 (the resistors R11 and R12 side of the impedance lines 11 and 12). .

また、上記の各実施例や変形例では測定器としてオシロスコープを用いる場合について説明したが、これに限らず、任意の測定器について適用することができる。
また、上記各実施例や変形例で用いた回路定数に限らず、任意の適切な回路定数を用いることができる。 In each of the above-described embodiments and modifications, the case where an oscilloscope is used as the measuring device has been described. However, the present invention is not limited to this and can be applied to any measuring device.
Further, not only the circuit constants used in the above embodiments and modifications, but any appropriate circuit constant can be used.

本発明に係るアクティブプローブの第１の実施例を示す構成回路図である。1 is a configuration circuit diagram showing a first embodiment of an active probe according to the present invention. 第１の実施例の装置の入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the input impedance of the apparatus of a 1st Example. 図１のアクティブプローブの変形例を示す構成回路図である。FIG. 6 is a configuration circuit diagram showing a modification of the active probe in FIG. 1. 本発明に係るアクティブプローブの第２の実施例を示す構成回路図である。It is a circuit diagram which shows the 2nd Example of the active probe which concerns on this invention. 図４のアクティブプローブの変形例を示す構成回路図である。FIG. 5 is a configuration circuit diagram showing a modification of the active probe in FIG. 4. 本発明に係るアクティブプローブの第３の実施例を示す構成ブロック図である。It is a block diagram which shows the 3rd Example of the active probe which concerns on this invention. 本発明に係るアクティブプローブの第３の実施例を示す構成回路図である。It is a circuit diagram which shows the 3rd Example of the active probe which concerns on this invention. 図７のアクティブプローブの変形例を示す構成回路図である。FIG. 8 is a configuration circuit diagram showing a modification of the active probe in FIG. 7. 従来の抵抗プローブの構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the conventional resistance probe. 従来のアクティブプローブの第１の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 1st structural example of the conventional active probe. 従来のアクティブプローブの第２の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 2nd structural example of the conventional active probe. 従来のアクティブプローブの第３の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 3rd structural example of the conventional active probe. 図１０及び図１２の装置の入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the input impedance of the apparatus of FIG.10 and FIG.12.

Explanation of symbols

１，１１，１２第１の伝送線路
２トランスコンダクタンスアンプ
３第２の伝送線路
４広帯域バッファ
５，５１，５２ヘッド部
６，６０増幅部
７オシロスコープ入力部
８，８０被測定回路
１０，１０１，１０２入力ピン
２０，２１，２２電圧出力アンプ
４０広帯域差動アンプ
６０増幅部
１０１入力ピン
R1，R11，R12 入力抵抗
R2，R3，R21，R31 分圧抵抗
R4，R41，R42 高周波終端抵抗
R5 整合用抵抗
C1 コンデンサ
C11 第１の高周波域透過用のコンデンサ
C12 第２の高周波域透過用のコンデンサ
1, 11, 12 First transmission line 2 Transconductance amplifier 3 Second transmission line 4 Broadband buffer 5, 51, 52 Head unit 6, 60 Amplifying unit 7 Oscilloscope input unit 8, 80 Circuit under test 10, 101, 102 Input pins 20, 21, 22 Voltage output amplifier 40 Wideband differential amplifier 60 Amplifying unit 101 Input pin
R1, R11, R12 Input resistance
R2, R3, R21, R31 Voltage divider resistor
R4, R41, R42 High-frequency termination resistor
R5 matching resistor
C1 capacitor
C11 First capacitor for high frequency transmission
C12 Second high frequency transmission capacitor

Claims

In the active probe that transmits the signal from the circuit under test to the measuring instrument,
A probe head connected to the circuit under test; an impedance line having one end connected to the output end of the probe head; an amplifier having an input connected to the other end of the impedance line; and the amplifier A coaxial cable having one end connected to the output end and the other end connected to the input terminal of the measuring instrument,
The probe head unit has a resistance to which a signal from the circuit under measurement is input,
In the amplification unit, an amplifier and a capacitor are connected in parallel.
An active probe characterized by that.

The amplifier is a transconductance amplifier. When the input resistance is Ri, the transconductance is gm, the input resistance of the measuring device is RT, and the resistance value of the resistance is R1, the relationship of the following equation is established. active probe according to claim 1, characterized in that it is set.
gm = (R1 + Ri) / (R1 * RT + RT * Ri + Ri * R1)

The amplifier is a voltage output amplifier whose output terminal is connected to the capacitor via a termination resistor, and the connection between the termination resistor and the capacitor is connected to the coaxial cable via a broadband buffer. 2. The active state according to claim 1 , wherein the following equation is established, where A is the gain, Ri is the input resistance, R4 is the termination resistance, and R1 is the resistance value of the resistance: probe.
A = (Ri + R1) * R4 / (Ri * R1 + Ri * R4 + R1 * R4)

Active probe according to claim 1, 2 or 3 to the input terminal of the amplifier, characterized in that it comprises a voltage divider circuit pressure resistance of the output of the impedance line.

The active probe according to claim 1, wherein the amplifying unit is configured as a differential input type that differentially amplifies a signal from the circuit under measurement .

In the active probe that transmits the signal from the circuit under test to the measuring instrument,
First and second probe head portions connected to the circuit under test, first and second impedance lines connected at one end to output ends of the probe head portions, and input to the other ends of the impedance lines The amplification unit is connected differentially at the end, and a coaxial cable having one end connected to the output end of the amplification unit and the other end connected to the input terminal of the measuring instrument.
Each probe head unit has a resistance to which a signal from the circuit under measurement is input,
A parallel circuit of a voltage output amplifier and a capacitor, each having a termination resistor connected to its output terminal, is connected to the positive input terminal and the negative input terminal of the amplification unit, and the output terminal of the parallel circuit of these voltage output amplifier and capacitor is a wide band. Connected to the coaxial cable via a differential amplifier,
An active probe characterized by that.

7. The active probe according to claim 6, further comprising a voltage dividing circuit for resistance-dividing the output of each impedance line at an input end of each voltage output amplifier .