JP4895846B2

JP4895846B2 - 誘導加熱調理器

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Publication number: JP4895846B2
Application number: JP2007028121A
Authority: JP
Inventors: 智野村
Original assignee: Mitsubishi Electric Home Appliance Co Ltd; Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Home Appliance Co Ltd; Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2007-02-07
Filing date: 2007-02-07
Publication date: 2012-03-14
Anticipated expiration: 2027-02-07
Also published as: JP2008192555A

Description

この発明は、インバータ回路に接続されたスナバコンデンサの切離し機能を有する誘導加熱調理器に関するものである。

従来の複数の加熱口を有する誘導加熱調理器においては、例えば「交流電源を整流して直流電源を生成する整流回路と、この整流回路によって生成される直流電源が供給される正側及び負側直流母線と、この正側及び負側直流母線間に直列に接続される第１及び第２のスイッチング素子と、これら第１及び第２のスイッチング素子の何れか一方の両端子間に接続され、調理容器を誘導加熱するための加熱コイル及び共振コンデンサで構成される共振回路と、前記一方のスイッチング素子の両端子間に接続され、スナバコンデンサ及び第３のスイッチング素子で構成されるスナバ回路と、設定値に応じて前記第１，第２及び第３のスイッチング素子に制御信号を出力して導通制御を行うと共に、前記設定値が所定値以下である場合は、前記第３のスイッチング素子を遮断することにより前記スナバコンデンサを前記共振回路から実質的に切り離す切り離し制御を行う制御手段とを備え、…」（例えば、特許文献１参照）、火力設定値が所定値以下である場合にはスナバコンデンサを切り離してインバータ回路のスイッチング素子の損失の低減を図るものがあった。

特開平１１−８７０４２号公報（請求項１、図１）

従来のスナバコンデンサの切離し手段を有する誘導加熱調理器においては、火力設定値が所定値以下の場合にスナバコンデンサを切り離すことにより、スイッチング素子をターンオンするときにスナバコンデンサの充電あるいは放電が未完了のためにスナバコンデンサを経由して短絡電流が流れてスイッチング素子に大きな損失が発生することを防止している。しかし、火力設定値が所定値以下の場合であっても加熱する鍋が非磁性材質である場合等では加熱コイルに流れる出力電流はかなり大きくなってインバータ回路のスイッチング素子をターンオフする際に比較的大きな電流が流れている場合があり、その場合にはスイッチング素子のターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖce）の増大が急激になり、大きな損失が発生するという問題点があった。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、高入力から低入力までインバータ回路のスイッチング素子の損失の低減を可能にした誘導加熱調理器を得ることにある。

本発明に係る誘導加熱調理器は、交流電力を直流電力に変換する直流電源回路と、前記直流電源回路の出力に接続され高周波交流電力に変換するインバータ回路と、複数段の火力設定が可能な操作入力部と、調理器全体を制御する制御回路とを備え、前記インバータ回路は、前記直流電源回路の出力に２個直列に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子とそれぞれ逆並列に接続されたダイオードと、前記スイッチング素子の１つに並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサの直列回路及び切離し可能なスナバコンデンサとを有し、前記制御回路は、周波数又は通電比率を変化させながら前記２個のスイッチング素子を交互に導通させるインバータ駆動回路と、入力電力を検出する入力検出部と、加熱コイル等に流れる出力電流を検出する出力電流検出部と、前記スナバコンデンサの接続・切離しを切り換えるスナバ接続駆動回路と、前記出力電流検出部で検出する出力電流が所定の保護電流レベルを超えないように制御するとともに前記入力検出部で検出する入力電力が前記操作入力部から設定された火力の入力電力となるように前記インバータ駆動回路を制御する駆動出力制御手段とを有し、前記制御回路は、設定火力又は入力電流が所定値以上のときには前記スナバ接続駆動回路を制御して前記スナバコンデンサを接続し、設定火力又は出力電流若しくは入力電流が所定値未満のときには前記スナバ接続駆動回路を制御して前記スナバコンデンサの切離しを行わせ、前記スナバコンデンサを切り離した状態の出力電流許容範囲を、その上限値（Ａ２）が前記スナバコンデンサを接続している状態の出力電流許容範囲の上限値（Ａ１）より低く、且つ、その下限値（Ｂ２）が前記スナバコンデンサを接続している状態の出力電流許容範囲の下限値（Ｂ１）より低くなるように設定し、前記上限値（Ａ２）＞前記下限値（Ｂ１）である。

本発明においては、制御回路がスナバコンデンサを切り離した場合には、インバータ回路の動作を許容する出力電流の上限値を低くしたので、インバータ回路のスイッチング素子がターンオフする時にスイッチング素子に流れる電流レベルを抑え、ターンオフ時に発生するスイッチング素子の損失が過大になるのを防止することができる。また、制御回路がスナバコンデンサを接続した場合には、インバータ回路の動作を許容する出力電流の下限値を高くしたので、インバータ回路のスイッチング素子がターンオンする時にスナバコンデンサを充電又は放電するためにスイッチング素子に流れる突入電流（短絡電流）を抑えることができ、ターンオン時に発生するスイッチング素子の損失が過大になるのを防止することができる。したがって、高入力から低入力までインバータ回路のスイッチング素子の損失が低減されている。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る誘導加熱調理器の回路構成を示すものである。この誘導加熱調理器は、図に示されるように、商用電源１からの交流電力を直流電力に変換する直流電源回路２と、直流電力を高周波電力に変換するインバータ回路３と、火力設定等を入力する操作入力部４と、全体の制御を行う制御部５とから構成されている。直流電源回路２は、ダイオードブリッジ６と、チョークコイル７及びフィルタコンデンサ８を有する。インバータ回路３は、直流電源回路２の出力に２個直列に接続された第１及び第２のスイッチング素子９、１０と、そのそれぞれに逆並列に接続されたダイオード１１、１２と、前記スイッチング素子の１つ（この例ではスイッチング素子１０）と並列に接続された加熱コイル１３と共振コンデンサ１４の直列回路と、スナバコンデンサ１５、そのスナバコンデンサ１５を切り離し可能とする第３のスイッチング素子１６及びその逆並列ダイオード１７とから構成されている。また、制御部５は、入力電力を検出するための入力電流検出回路１８及び入力電圧検出回路１９と、前記第１及び第２のスイッチング素子９、１０を高周波で交互にオンオフするインバータ駆動回路２０と、前記加熱コイル１３及び共振コンデンサ１４に流れる電流を検出する出力電流検出回路２１と、前記第３のスイッチング素子１６を駆動してスナバコンデンサ１５の接続・切離し状態を切り換えるスナバ接続駆動回路２２と、前記操作入力部４、入力電流検出回路１８、入力電圧検出回路１９、出力電流検出回路２１からの入力に基づきインバータ駆動回路２０とスナバ接続駆動回路２２に制御信号を出力する制御回路２３とから構成されている。なお、この制御回路２３は本発明の駆動出力制御手段に相当する。インバータ回路３に流れる電流が大き過ぎたり小さ過ぎたりすると、インバータ回路３のスイッチング素子９、１０に発生する損失が大きくなるので、制御回路２３は出力電流検出回路２１で検出した電流が所定の範囲内の場合にインバータ回路３の動作を許容し、範囲外の場合はインバータ回路３の動作を制限する。

次にインバータ回路３に流れる電流とスイッチング素子の損失について、図２と図３を用いて説明する。図２は、出力電流が大きい場合のインバータ回路の第１及び第２のスイッチング素子９、１０におけるターンオフ時の損失について説明する図であり、スイッチング素子９、１０に流れる電流Ｉcと、スイッチング素子９、１０に印加される電圧Ｖce、及びスイッチング素子９、１０で発生する損失lossを示しており、（ａ）は出力電流が大きくスナバコンデンサ１５が切り離されている場合、（ｂ）は出力電流が大きくスナバコンデンサ１５が接続されている場合、（ｃ）は出力電流が抑制されスナバコンデンサ１５が切り離された場合である。出力電流が大きい場合、インバータ回路３の第１、第２のスイッチング素子９、１０をターンオフした際にスイッチング素子に印加される電圧Ｖceの上昇速度が速くなり、ターンオフ損失が大きくなる（図２（ａ））。スナバコンデンサ１５を接続するとスイッチング素子９、１０に印加される電圧（Ｖce1）の上昇速度が遅くなるのでターンオフ損失（loss1）が抑制される(図２(ｂ))。このスナバコンデンサ１５を接続している場合に流すことが可能な出力電流の上限値をＡ1とする。一方、スナバコンデンサ１５を切り離している場合（図２(ｃ)）にはスイッチング素子９、１０に印加される電圧の上昇速度が大きいためスイッチング素子９、１０のターンオフ損失が過大になり易い。したがって、スイッチング素子９、１０で生じる損失を所定値以下に抑制するためには、スナバコンデンサ１５を切り離している状態の出力電流（Ic2）はスナバコンデンサ１５を接続している状態の出力電流制限値Ａ１より小さい制限値Ａ２以下に抑える必要がある。

図３は、出力電流が小さい場合のターンオン損失を説明する図であり、（ａ）は出力電流が微小でスナバコンデンサ１５が接続されている場合、（ｂ）は出力電流が微小でスナバコンデンサ１５が切り離されている場合、（ｃ）は出力電流が所定値以上でスナバコンデンサ１５が接続されている場合において、第１あるいは第２のスイッチング素子９、１０がターンオンする前後のコレクタ・エミッタ間電圧（Ｖce）とコレクタ電流（Ｉc）を示している。図３（ａ）において、一方のスイッチング素子（９又は１０）が導通中は他方のスイッチング素子（１０又は９）のＶceは直流電源回路２の出力電圧とほぼ同じになり、導通していたスイッチング素子をターンオフすると、加熱コイル１３等に流れる出力電流によりスナバコンデンサ１５が充電あるいは放電されて、他方のスイッチング素子のＶceが低下していくが、出力電流が微小であるためＶceの低下速度が遅くなり、他方のスイッチング素子をターンオンする際にスナバコンデンサ１５の放電あるいは充電が未完了となって、他方のスイッチング素子に電圧が印加されている（Ｖce＞０Ｖ）。その時点で他方のスイッチング素子をターンオンするとスナバコンデンサ１５を放電あるいは充電する大きな電流が他方のスイッチング素子に流れて大きなターンオン損失を生じる。

出力電流が微小であるがスナバコンデンサ１５が切り離されている場合（図３（ｂ））は、導通していたスイッチング素子をターンオフした際に他方のスイッチング素子に印加されている電圧Ｖceの低下速度は出力電流が小さくても比較的速く、また、印加電圧が残っていた場合であってもスナバコンデンサ１５への突入電流は生じ得ず、大きなターンオン損失を生じない。したがって、スナバコンデンサ１５を接続している場合よりもより低い出力電流の範囲までインバータ回路３を動作させることができる。

スナバコンデンサ１５が接続されている場合にターンオン時のスナバコンデンサ１５への突入電流を防止するためには図３（ｃ）に示すように、出力電流として所定値以上の電流を流し、導通していたスイッチング素子をターンオフした際に他方のスイッチング素子に印加されている電圧Ｖceの低下速度を速くする必要がある。したがって、スイッチング素子の損失を所定値以下に抑えるために、スナバコンデンサ１５を接続している場合の出力電流の下限値をスナバコンデンサ１５を切り離している場合の出力電流の下限値よりも大きくする。

図４はスナバコンデンサ１５を接続した場合と切り離した場合の出力電流の許容範囲を示す図である。上記に示したように、スナバコンデンサ１５が接続されている場合には、インバータ回路３の出力電流が小さいときにスイッチング素子のターンオン損失が増大し易く、スナバコンデンサ１５が切り離されている場合には、インバータ回路３の出力電流が大きいときにターンオフ損失が増大し易い。したがって、図４に示されるように、スナバコンデンサ１５を切り離した状態の出力電流許容範囲の上限値Ａ２はスナバコンデンサ１５を接続した状態の出力電流許容範囲の上限値Ａ１より小さく設定し、スナバコンデンサ１５を接続した状態の出力電流許容範囲の下限値Ｂ１はスナバコンデンサ１５を切り離した状態の出力電流許容範囲の下限値Ｂ２より大きく設定する（Ａ２＜Ａ１、Ｂ２＜Ｂ１）。

次に制御回路２３で行う制御処理について、図５〜図７を用いて説明する。本実施の形態ではインバータ回路３を駆動する周波数を可変することにより出力制御するものとし、図５は所定の鍋を使用した場合のインバータ回路３の駆動周波数と出力電流の関係を示す図、図６は所定の鍋を使用した場合のインバータ回路３の駆動周波数と入力電力の関係を示す図、図７は制御回路２３における制御処理のフローチャートを示す図である。

入力電力の調整はインバータ回路３の駆動周波数を制御することにより行うが、この駆動周波数は、加熱コイル１３と共振コンデンサ１４の直列回路に流れる出力電流が、その直列回路に印加される電圧よりも遅れ位相で流れるように、加熱コイル１３と共振コンデンサ１４の共振周波数よりも高い周波数範囲で調整する。したがって、図５及び図６に示すように、駆動周波数が加熱コイル１３と共振コンデンサ１４の負荷回路の共振周波数から離れた高周波数では出力電流や入力電力が小さく抑制され、共振周波数に近い低周波数では出力電流や入力電力は大きくなる。したがって出力電流や入力電流を抑制したい場合には駆動周波数を高く制御し、出力電流や入力電流を増加させたい場合には駆動周波数を低く制御する。

図７のフローチャートにおいて、操作入力部４から火力が設定されると、その設定火力を所定値と比較し(ステップ１)、所定値以上であればスナバ接続駆動回路２２に指示して第３のスイッチング素子１６をオンしてスナバコンデンサ１５を接続し（ステップ２）、設定火力が所定値未満であれば第３のスイッチング素子１６をオフしてスナバコンデンサ１５を切り離す(ステップ３)。次いで、出力電流検出回路２１により加熱コイル１３と共振コンデンサ１４に流れる出力電流の大きさを検出し(ステップ４)、スナバ制御信号を判断して（オン又オフ状態のいずれかを判断）スナバコンデンサ１５の接続状態で場合分けをし（ステップ５）、接続状態に応じて図４の出力電流許容範囲に入っているかどうかを判断する。スナバコンデンサ１５が接続されている場合には検出した出力電流が所定の上限値Ａ１を超えていないかどうかを判断し（ステップ６）、超えている場合にはインバータ回路３の駆動周波数を高くして出力電流を抑制する（ステップ７）。上限値Ａ１以下の場合には、下限値Ｂ１未満かどうかを判断し（ステップ８）、下限値Ｂ１未満である場合にはインバータ回路の駆動周波数を低くして出力電流を増加させる（ステップ９）。

ステップ５でスナバコンデンサ１５が切り離されていた場合には、検出した出力電流が所定の上限値Ａ２（＜Ａ１）を超えているかどうかを判断し（ステップ１０）、超えている場合にはインバータ回路の駆動周波数を高くして出力電流を抑制する（ステップ１１）。上限値Ａ２以下の場合には、下限値Ｂ２（＜Ｂ１）未満かどうかを判断し（ステップ１２）、下限値Ｂ２未満である場合にはインバータ回路３の駆動周波数を低くして出力電流を増加させる（ステップ１３）。

出力電流がインバータ回路３の動作の許容範囲である場合（スナバコンデンサ接続時はＢ１以上Ａ１以下、スナバコンデンサ切離し時はＢ２以上Ａ２以下）には、入力電流検出回路１８及び入力電圧検出回路１９で検出した入力電流と入力電圧から入力電力を求め（ステップ１４）、操作入力部４から設定された火力に対応する設定電力と入力電力を比較する(ステップ１５)。出力の入力電力が設定電力より小さい場合にはインバータ駆動回路２０の駆動周波数を低くして入力電力を増加させ（ステップ１６）、入力電力が設定電力より大きい場合には駆動周波数を高くして入力電流を減少させる(ステップ１７)。

以上のように、本実施の形態１では、スナバコンデンサ１５を切り離している場合にはスナバコンデンサ１５を接続している場合よりもインバータ回路３の動作を許容する出力電流の上限値を低くするとともに、スナバコンデンサ１５を接続している場合にはスナバコンデンサ１５を切り離している場合よりもインバータ回路３の動作を許容する出力電流の下限値を高くすることによってインバータ回路３のスイッチング素子９、１０で生じる損失を抑制して、インバータ回路３に過大な損失が発生するのを防止することができる。

なお、上記の説明では、スナバコンデンサ１５の接続・切離しは設定火力が大きい場合にスナバコンデンサ１５を接続し、設定火力が小さい場合にスナバコンデンサ１５を切り離すこととしたが、検出した入力電流が大きい場合にスナバコンデンサ１５を接続し、検出した入力電流が小さい場合にスナバコンデンサ１５を切り離すこととしてもよい。

実施の形態２．
上記実施の形態１の入力電力調整は、インバータ回路３の駆動周波数を制御して行う例を示したが、インバータ回路３の第１及び第２のスイッチング素子９、１０を一定の駆動周波数において、通電比率を制御して行うこととしてもよい。図８と図９は、所定の鍋を載置してインバータ回路３を通電比率制御した場合の出力電流と入力電力を示している。図８及び図９に示すように、２つのスイッチング素子９、１０の通電比率（２つのスイッチング素子９、１０が導通していないデッドタイム期間を除く通電比率）が５０％・５０％で最も出力電流や入力電力が大きく、０％・１００％で最も小さくなる（以下、第１のスイッチング素子９（高電位側スイッチング素子）の通電比率を０〜５０％の範囲で制御するものとする）。

図１０は、所定の鍋を載置してインバータ回路３を通電比率制御で駆動した場合の第１及び第２のスイッチング素子９、１０への駆動信号と、インバータ回路３の出力電流及び出力電圧（スナバコンデンサ１５の電圧）を示しており、（ａ）は第１のスイッチング素子９の通電比率が大きい（約５０％）の場合、（ｂ）は第１のスイッチング素子９の通電比率が小さく（第２のスイッチング素子１０の通電比率が大きく）なって、第２のスイッチング素子１０のターンオフ時の出力電流が微小になっている場合、（ｃ）は第１のスイッチング素子９の通電比率がさらに小さく（第２スイッチング素子の通電比率がさらに大きく）なって、第２のスイッチング素子１０のターンオフ時には既に出力電流が転流している場合である。インバータ回路３の２つのスイッチング素子９、１０に対して通電比率を制御する場合には、駆動周波数は加熱コイル１３と共振コンデンサ１４の共振周波数より高く、かつ、共振周波数から大きく離れていない周波数にする。共振周波数より低い周波数で駆動すると、インバータ回路３の出力電圧よりも出力電流の方が進相となり、スイッチング素子９、１０をターンオンする際の損失が大きくなるからである。また、駆動周波数が共振周波数から大きく離れた高い周波数とすると、２つのスイッチング素子９、１０の通電比率を５０％・５０％にしても小さい入力電力しか得られないからである。

図１０（ａ）に示した第１のスイッチング素子９の通電比率が大きく、出力電流が大きい状態では、第１あるいは第２のスイッチング素子９、１０をターンオフした際のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖceの上昇速度が大きくなり、ターンオフ時のコレクタ電流Icと重なって大きなスイッチング損失が生じる。特にスナバコンデンサ１５を切り離した状態ではスナバコンデンサ１５を接続した状態よりターンオフ時のＶceの上昇速度が大きくなるので、出力電流を抑える必要がある。図１０（ｂ）に示した第１のスイッチング素子９の通電比率が小さく、出力電流も小さい場合には、スナバコンデンサ１５が接続されている状態では第２のスイッチング素子１０をターンオフした際のＶceの上昇速度が小さくスナバコンデンサ１５を充電しきれない。そのため、第１のスイッチング素子９をターンオンした時にスナバコンデンサ１５を充電する突入電流（短絡電流）が流れて大きなスイッチング損失が生じる。一方、スナバコンデンサ１５が切り離し状態ではＶceの上昇速度がスナバコンデンサ接続状態よりも大きくなり、また、スナバコンデンサ１５を充電する突入電流（短絡電流）も流れ得ないので、第１のスイッチング素子９のスイッチング損失は小さくなる。さらに、第１のスイッチング素子９の通電比率が小さく、出力電流も小さい図１０（ｃ）の場合には、第２のスイッチング素子１０をターンオフする時に、既にインバータ回路３の出力電流が転流してダイオード１２に電流が流れている。したがって、スナバコンデンサ１５が接続された状態において第２のスイッチング素子１０をターンオフしてもスナバコンデンサ１５の充電は全く行われないので、第１のスイッチング素子９のターンオン時に、第１のスイッチング素子９には加熱コイル１３等に流れている電流に加えてスナバコンデンサ１５を充電する短絡電流が流れ、大きなスイッチング損失を生じる。スナバコンデンサ１５が切り離されている状態においても、第１のスイッチング素子９のターンオン時に加熱コイル１３等に流れている電流が第１のスイッチング素子９に流れるためスイッチング損失は生じるが、スナバコンデンサ１５を充電する短絡電流が流れ得ないため、スナバコンデンサ１５が接続されている状態と比較してスイッチング損失は小さくなる。

以上のように、本実施の形態２においては、インバータ回路３を通電比率制御で駆動する場合においても、スナバコンデンサを切り離した状態の通電比率調整範囲（本発明の駆動信号調整範囲に相当する）を、その上限値がスナバコンデンサ１５を接続している状態の通電比率調整範囲の上限値より低くし、且つその下限値がスナバコンデンサ１５を接続している状態の通電比率調整範囲の下限値より低くなるように設定している。このため、スナバコンデンサ１５を切り離した状態ではスナバコンデンサ１５を接続した状態よりも出力電流の上限値が抑えられ、スナバコンデンサ１５を接続した状態ではスナバコンデンサ１５を切り離した状態よりも出力電流の下限値を高くすることにより、スイッチング損失をスナバコンデンサ１５の接続状態によらず所定値以下に抑制することができる。

実施の形態３．
図１１は、この発明の実施の形態３に係る誘導加熱調理器の回路構成を示す図である。上記の実施の形態１の回路構成を示す図１と同一あるいは相当部分については同一符号を付し、説明を省略する。上記の実施の形態１及び２においては、インバータ回路３の出力電流の上限値をスナバコンデンサ１５の接続状態により変更する例を示したが、本実施の形態３では、共振コンデンサ１４に発生する共振電圧を検出する共振電圧検出手段２４を設け、スナバコンデンサ１５の接続状態に応じてインバータ回路３の動作を許容する共振電圧の上限値及び下限値を変更することにしたものであり、インバータ回路３の入力電力の調整を実施の形態２と同様に、一定の駆動周波数でインバータ回路３における２つのスイッチング素子９、１０の通電比率を制御することにより行うものとする。

共振コンデンサ１４に発生する共振電圧は、出力電流の大きさや駆動周波数により変動し、出力電流が大きくなるほど共振電圧が高くなり、また、インバータ回路３の駆動周波数が低くなるほど共振電圧は高くなる。本実施の形態では駆動周波数が一定であるので、共振電圧が高いほど出力電流が大きく、共振電圧が低いほど出力電流が小さい。また、スイッチング素子９、１０のターンオフ時及びターンオン時に生じる損失は実施の形態１と同様に生じる。したがって出力電流が大きい場合には、スナバコンデンサ１５を切り離した状態ではスナバコンデンサ１５を接続した状態よりもターンオフ時の損失が増大しやすいので、共振電圧の上限値を低く抑える必要がある。出力電流が小さい場合には、スナバコンデンサ１５を接続した状態でスナバコンデンサ１５を切り離した状態よりもターンオン時にスナバコンデンサ１５を経由して流れる短絡電流により大きな損失が生じる可能性があるので、共振電圧の下限値を高くする必要がある。図１２にスナバコンデンサ１５を接続した場合と切り離した場合の共振電圧の許容範囲を示す。スナバコンデンサ１５を切り離した状態においてインバータ回路の動作を許容する共振電圧の上限値Ｃ２は、スナバコンデンサ１５を接続した状態における上限値Ｃ１より低く、スナバコンデンサ１５を接続した状態におけるインバータ回路の動作を許容する共振電圧の下限値Ｄ１は、スナバコンデンサ１５を切り離した状態における下限値Ｄ２より高い（Ｃ１＞Ｃ２、Ｄ１＞Ｄ２）。

次に、図１３の出力制御処理のフローチャートを用いて動作を説明する。前記実施の形態１の図７と同一処理については同じステップ番号を付している。まず、操作入力部４から設定された火力が所定値以上であればスナバコンデンサ１５を接続状態とし、所定値未満であればスナバコンデンサ１５を切離し状態とする（ステップ１〜３）。次いで、共振電圧検出手段２４で共振コンデンサに発生する電圧を検出し（ステップ４ａ）、スナバ制御信号を判断してスナバコンデンサの接続状態で場合分けをし（ステップ５）、接続状態に応じて図１２の共振電圧許容範囲に入っているかどうかを判断する。スナバコンデンサ１５が接続されている場合には検出した共振電圧が所定の上限値Ｃ１を超えていないかどうかを判断し（ステップ６ａ）、超えている場合には第１のスイッチング素子９の通電比率を小さくして共振電圧を抑制する（ステップ７ａ）。上限値Ｃ１以下の場合には、下限値Ｄ１未満かどうかを判断し（ステップ８ａ）、下限値Ｄ１未満である場合には第１のスイッチング素子９の通電比率を大きくして共振電圧を増加させる（ステップ９ａ）。

ステップ５でスナバコンデンサ１５が切り離されていた場合には、検出した共振電圧が所定の上限値Ｃ２（＜Ｃ１）を超えていないかどうかを判断し（ステップ１０ａ）、超えている場合には第１のスイッチング素子９の通電比率を小さくして共振電圧を抑制する（ステップ１１ａ）。上限値Ｃ２以下の場合には、下限値Ｄ２（＜Ｄ１）未満かどうかを判断し（ステップ１２ａ）、下限値Ｄ２未満である場合には第１のスイッチング素子９の通電比率を大きくして共振電圧を増加させる（ステップ１３ａ）。

共振電圧がインバータ回路動作の許容範囲である場合（スナバコンデンサ接続時はＤ１以上Ｃ１以下、スナバコンデンサ切離し時はＤ２以上Ｃ２以下）には、入力電流検出回路１８及び入力電圧検出回路１９で検出した入力電流と入力電圧から入力電力を求め、設定された火力に対応する設定電力と比較する(ステップ１４〜１５)。入力電力が設定電力より小さい場合には第１のスイッチング素子９の通電比率を大きくして入力電力を増加させ（ステップ１６ａ）、入力電力が設定電力より大きい場合には第１のスイッチング素子９の通電比率を小さくして入力電流を減少させる(ステップ１７ａ)。

なお、入力電力の調整を実施の形態１のようにインバータ回路３の駆動周波数を可変して行う場合には、共振電圧検出手段２４で検出した共振電圧を駆動周波数で補正した値（例えば駆動周波数／基準駆動周波数を乗じた値）を用いて、インバータ回路３の動作を許容する上限値及び下限値と比較すればよい。この場合もスナバコンデンサ１５を切り離した場合の上限値を、スナバコンデンサ１５を接続した場合の上限値より低くしてターンオフ時の損失を抑制し、スナバコンデンサ１５を接続した場合の下限値を、スナバコンデンサ１５を切り離した場合の下限値より高くしてターンオン時の短絡電流による損失を抑制して、インバータ回路３のスイッチング素子９、１０の損失が過大になるのを防止する。

以上のように、本実施の形態３では、スナバコンデンサ１５を切り離している場合にはスナバコンデンサ１５を接続している場合よりもインバータ回路３の動作を許容する共振電圧の上限値を低くするとともに、スナバコンデンサ１５を接続している場合にはスナバコンデンサ１５を切り離している場合よりも、インバータ回路３の動作を許容する共振電圧の下限値を高くすることによってインバータ回路３のスイッチング素子９、１０で生じる損失を抑制しており、インバータ回路３に過大な損失が発生するのを防止することができる。

実施の形態４．
本実施の形態４における回路構成については実施の形態１の図１と同様であり、説明を省略する。図１４に示した制御回路２３における出力制御処理のフローチャートに基づき、以下、動作を説明する。なお、入力電力の調整はインバータ回路３の駆動周波数を制御することにより行い、所定の鍋を使用した場合のインバータ回路３の駆動周波数と出力電流や入力電力との関係は、上記の実施の形態１の図５、図６と同等であるものとする。

図１４において、まず、操作入力部４から設定された火力と所定値とを比較し(ステップ２−１)、所定値以上であればスナバ接続駆動回路２２に指示して第３のスイッチング素子１６をオンしてスナバコンデンサ１５を接続し（ステップ２−２）、設定火力が所定値未満であれば第３のスイッチング素子１６をオフしてスナバコンデンサ１５を切り離す(ステップ２−３)。次いで、入力電流検出回路１８及び入力電圧検出回路１９で検出した入力電流と入力電圧から入力電力を求め（ステップ２−４）、操作入力部４から設定された火力に対応する設定電力と入力電力を比較する(ステップ２−５)。入力電力が設定電力より小さい場合にはインバータ駆動回路２０の駆動周波数を低くして入力電力を増加させ（ステップ２−６）、入力電力が設定電力より大きい場合には駆動周波数を高くして入力電力を減少させる(ステップ２−７)。

次に、スナバ制御信号を判断してスナバコンデンサの接続状態で場合分けをする（ステップ２−８）。スナバコンデンサ１５が切り離されている状態ではスナバコンデンサ１５が接続されている状態よりも、駆動周波数が低く出力電流が大きい場合には、スイッチング素子のターンオフ時にエミッタ・コレクタ間電圧（Ｖce）の上昇速度が速くなって損失が過大になりやすい。また、スナバコンデンサ１５が接続されている状態では駆動周波数が高く出力電流が小さい場合に、スイッチング素子のターンオン時にスナバコンデンサ１５を充電あるいは放電する電流が流れ、スイッチング素子に大きな損失が生じることがある。そこで、図１５に示すように、スナバコンデンサ１５の接続・切離し状態に応じて、インバータ回路３の駆動周波数の上限値・下限値を設定し、スイッチング素子９、１０に大きな損失が生じるのを防止する。すなわち、スナバコンデンサ１５の接続状態ではインバータ回路３の駆動周波数の上限値Ｅ１をスナバコンデンサ１５の切離し状態の上限値Ｅ２よりも低く設定し、スナバコンデンサ１５の切離し状態ではインバータ回路３の駆動周波数の下限値Ｆ２をスナバコンデンサ接続状態の下限値Ｆ１よりも高く設定している（Ｅ１＜Ｅ２、Ｆ１＜Ｆ２）。

ステップ２−８でスナバコンデンサ１５が接続された状態の場合には、インバータ回路３の駆動周波数が所定の上限値Ｅ１（＜Ｅ２）を超えていないかどうかを判断し（ステップ２−９）、超えている場合には駆動周波数をその上限値Ｅ１として出力電流が大きくなり過ぎないようにする（ステップ２−１０）。また、上限値Ｅ１以下の場合には、下限値Ｆ１（＜Ｆ２）未満かどうかを判断し（ステップ２−１１）、下限値Ｆ１未満である場合には駆動周波数をその下限値Ｆ１として出力電流が小さくなり過ぎないようにする（ステップ２−１２）。

ステップ２−８でスナバコンデンサ１５が切り離された状態の場合には、インバータ回路３の駆動周波数が所定の上限値Ｅ２（＞Ｅ１）を超えていないかどうかを判断し（ステップ２−１３）、超えている場合には駆動周波数をその上限値Ｅ２として出力電流が大きくなり過ぎないようにする（ステップ２−１４）。上限値Ｅ２以下の場合には、下限値Ｆ２（＞Ｆ１）未満かどうかを判断し（ステップ２−１５）、下限値Ｆ２未満である場合には駆動周波数をその下限値Ｆ２として出力電流が小さくなり過ぎないようにする（ステップ２−１６）。

以上のように、本実施の形態４では、スナバコンデンサ１５を切り離している場合にはスナバコンデンサ１５を接続している場合よりもインバータ回路３の駆動周波数の下限値を高くして出力電流の上限値を抑えるとともに、スナバコンデンサ１５を接続している場合にはスナバコンデンサ１５を切り離している場合よりもインバータ回路３の駆動周波数の上限値を低くして出力電流の下限値を高めに保持することによって、インバータ回路３のスイッチング素子９、１０で生じる損失を抑制して、インバータ回路３に過大な損失が発生するのを防止することができる。

なお、本発明において駆動信号調整範囲の上限値は出力電流の上限値を規定する意義をもつものであり、また、その下限値は出力電流の下限値を規定する意義をもつものであり、そのような観点から相対的な大小を規定する必要がある。本実施の形態４においては駆動信号として周波数の例について説明したが、周波数の場合には高くすることにより出力電流が小さくなり、低くすることにより出力電流が大きくなるから、上記の下限値Ｆ１、Ｆ２が本発明の駆動信号調整範囲の上限値に該当し、上記の上限値Ｅ１、Ｅ２が本発明の駆動信号調整範囲の下限値に該当することになり、数値の大小の関係が上記の通電比率の場合とは逆になる。

また、本実施の形態４では、インバータ回路３の駆動周波数を制御して入力電力を調整する誘導加熱調理器において、スナバコンデンサ１５の接続・切離し状態に応じて駆動周波数の上限値・下限値を設定し、スイッチング素子９、１０に大きな損失が生じるのを防止したが、実施の形態２に示したようにインバータ回路３の第１及び第２のスイッチング素子９、１０の通電比率を制御することにより入力電力を調整する誘導加熱調理器において、スナバコンデンサ１５の接続・切離し状態に応じて通電比率の上限値・下限値を設定することによりスイッチング素子９、１０のターンオフ時の損失やターンオン時の短絡電流による損失を抑制し、スイッチング損失を所定値以下に抑えることとしてもよい。

実施の形態５．
本実施の形態５における回路構成についても実施の形態１の図１と同様であり、説明を省略する。入力電力の調整はインバータ回路３の第１及び第２のスイッチング素子９、１０の通電比率を制御する（第１のスイッチング素子９の通電比率を５０％以下の範囲で制御する）ことにより行い、所定の鍋を使用した場合の通電比率と出力電流や入力電力との関係は、実施の形態２の図８、図９と同等であるものとする。図１６に制御回路２３における出力制御処理のフローチャートを示し、図１７はスナバコンデンサ１５を接続した状態と切り離した状態におけるインバータ回路３の出力電流の上限値と、インバータ回路３における第１のスイッチング素子９の通電比率の下限値を示す。以下、図１６及び図１７にしたがって動作を説明する。

図１６において、まず、操作入力部４から設定された火力と所定値とを比較し(ステップ３−１)、所定値以上であればスナバ接続駆動回路２２に指示して第３のスイッチング素子１６をオンしてスナバコンデンサ１５を接続し（ステップ３−２）、設定火力が所定値未満であれば第３のスイッチング素子１６をオフしてスナバコンデンサ１５を切り離す(ステップ３−３)。次いで、入力電流検出回路１８及び入力電圧検出回路１９で検出した入力電流と入力電圧から入力電力を求め（ステップ３−４）、操作入力部４から設定された火力に対応する設定電力と入力電力を比較する(ステップ３−５)。入力電力が設定電力より小さい場合には第１のスイッチング素子９の通電比率を増やして入力電力を増加させ（ステップ３−６）、入力電力が設定電力より大きい場合には第１のスイッチング素子９の通電比率を減らして入力電力を減少させる(ステップ３−７)。

次いで、出力電流検出回路２１により加熱コイル１３と共振コンデンサ１４に流れる出力電流の大きさを検出し(ステップ３−８)、スナバ制御信号を判断してスナバコンデンサ１５の接続状態で場合分けをする（ステップ３−９）。スナバコンデンサ１５が切り離されている状態ではスナバコンデンサ１５が接続されている状態よりも、インバータ回路３の出力電流が大きい場合に、スイッチング素子のターンオフ時にエミッタ・コレクタ間電圧（Ｖce）の上昇速度が速くなって損失が過大になりやすいので、図１７に示すようにインバータ回路の動作を許容する出力電流の上限値をスナバコンデンサ１５の接続状態の上限値より低くする。また、スナバコンデンサ１５が接続されている状態では第１のスイッチング素子９の通電比率が小さくて出力電流が小さい場合に、第１のスイッチング素子９のターンオン時にスナバコンデンサ１５を充電する電流が流れ、スイッチング素子９に大きな損失が生じる場合がある。そこで、図１７に示すように、スナバコンデンサ１５の接続・切離し状態に応じて、第１のスイッチング素子９の通電比率の下限値を設定し、スイッチング素子９に大きな損失が生じるのを防止する。

ステップ３−９でスナバコンデンサ１５が接続された状態の場合には、検出した出力電流が所定の上限値Ｇ１（＞Ｇ２）を超えていないかどうかを判断し（ステップ３−１０）、超えている場合には第１のスイッチング素子９の通電比率を減らして出力電流を抑える（ステップ３−１１）。また、出力電流が上限値Ｇ１以下の場合には、第１のスイッチング素子９の通電比率の下限値Ｈ１（＞Ｈ２）未満かどうかを判断し（ステップ３−１２）、下限値Ｈ１未満である場合には通電比率をその下限値Ｈ１として出力電流が小さくなり過ぎないようにする（ステップ３−１３）。

ステップ３−９でスナバコンデンサが切り離された状態の場合には、検出した出力電流が所定の上限値Ｇ２（＜Ｇ１）を超えていないかどうかを判断し（ステップ３−１４）、超えている場合には第１のスイッチング素子９の通電比率を減らして出力電流が大きくなり過ぎないようにする（ステップ３−１５）。出力電流が上限値Ｇ２以下の場合には、第１のスイッチング素子９の通電比率を下限値Ｈ２（＜Ｈ１）未満かどうかを判断し（ステップ３−１６）、下限値Ｈ２未満である場合には通電比率をその下限値Ｆ２として出力電流が小さくなり過ぎないようにする（ステップ３−１７）。

以上のように、本実施の形態５では、スナバコンデンサ１５を切り離している場合にはスナバコンデンサ１５を接続している場合よりもインバータ回路３の出力電流の上限値を低くして大きなターンオフ時の損失が生じるのを防止するとともに、スナバコンデンサ１５を接続している場合にはスナバコンデンサ１５を切り離している場合よりも、インバータ回路３の第１のスイッチング素子９の通電比率調整範囲（駆動信号調整範囲）の下限値を高く保持することにより、第1のスイッチング素子９をターンオンする際にスナバコンデンサ１５を充電する短絡電流により大きな損失が生じるのを防止することができる。

実施の形態１に係る誘導加熱調理器の回路の構成を示す図である。実施の形態１におけるスイッチング素子のターンオフ時の損失を説明する図である。実施の形態１におけるスイッチング素子のターンオン時の損失を説明する図である。実施の形態１に係る誘導加熱調理器において、スナバコンデンサの接続状態及び切離し状態でのインバータ回路の出力電流の許容範囲を示す図である。実施の形態１に係る誘導加熱調理器におけるインバータ回路の駆動周波数と出力電流の関係を示す図である。実施の形態１に係る誘導加熱調理器におけるインバータ回路の駆動周波数と入力電力の関係を示す図である。実施の形態１に係る誘導加熱調理器の出力制御処理のフローチャートである。実施の形態２に係る誘導加熱調理器におけるインバータ回路の第１及び第２のスイッチング素子の通電比率と出力電流との関係を示す図である。実施の形態２に係る誘導加熱調理器におけるインバータ回路の第１及び第２のスイッチング素子の通電比率と入力電流との関係を示す図である。実施の形態２に係る誘導加熱調理器において、インバータ回路の駆動信号と出力電流、出力電圧との関係を示す図である。実施の形態３に係る誘導加熱調理器の回路の構成を示す図である。実施の形態３に係る誘導加熱調理器の共振コンデンサにおける共振電圧の許容範囲を示す図である。実施の形態３に係る誘導加熱調理器の出力制御処理のフローチャートである。実施の形態４に係る誘導加熱調理器の出力制御処理のフローチャートである。実施の形態４に係る誘導加熱調理器において、スナバコンデンサの接続状態及び切離し状態でのインバータ回路の駆動周波数の許容範囲を示す図である。実施の形態５に係る誘導加熱調理器の出力制御処理のフローチャートである。実施の形態５に係る誘導加熱調理器において、スナバコンデンサの接続状態及び切離し状態でのインバータ回路の出力電流の上限値と、第１のスイッチング素子の通電比率の下限値を示す図である。

符号の説明

１商用電源、２直流電源回路、３インバータ回路、４操作入力部、５制御部、９第１のスイッチング素子、１０第２のスイッチング素子、１３加熱コイル、１４共振コンデンサ、１５スナバコンデンサ、１８入力電流検出回路、２１出力電流検出回路、２２スナバ接続駆動回路、２３制御回路。

Claims

交流電力を直流電力に変換する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力に接続され高周波交流電力に変換するインバータ回路と、
複数段の火力設定が可能な操作入力部と、
調理器全体を制御する制御回路とを備え、
前記インバータ回路は、
前記直流電源回路の出力に２個直列に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子とそれぞれ逆並列に接続されたダイオードと、
前記スイッチング素子の１つに並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサの直列回路及び切離し可能なスナバコンデンサとを有し、
前記制御回路は、
周波数又は通電比率を変化させながら前記２個のスイッチング素子を交互に導通させるインバータ駆動回路と、
入力電力を検出する入力検出部と、
加熱コイル等に流れる出力電流を検出する出力電流検出部と、
前記スナバコンデンサの接続・切離しを切り換えるスナバ接続駆動回路と、
前記出力電流検出部で検出する出力電流が所定の保護電流レベルを超えないように制御するとともに前記入力検出部で検出する入力電力が前記操作入力部から設定された火力の入力電力となるように前記インバータ駆動回路を制御する駆動出力制御手段と
を有し、
前記制御回路は、設定火力又は入力電流が所定値以上のときには前記スナバ接続駆動回路を制御して前記スナバコンデンサを接続し、設定火力又は出力電流若しくは入力電流が所定値未満のときには前記スナバ接続駆動回路を制御して前記スナバコンデンサの切離しを行わせ、
前記スナバコンデンサを切り離した状態の出力電流許容範囲を、その上限値（Ａ２）が前記スナバコンデンサを接続している状態の出力電流許容範囲の上限値（Ａ１）より低く、且つその下限値（Ｂ２）が前記スナバコンデンサを接続している状態の出力電流許容範囲の下限値（Ｂ１）より低くなるように設定し、前記上限値（Ａ２）＞前記下限値（Ｂ１）であることを特徴とする誘導加熱調理器。
交流電力を直流電力に変換する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力に接続され高周波交流電力に変換するインバータ回路と、
複数段の火力設定が可能な操作入力部と、
調理器全体を制御する制御回路とを備え、
前記インバータ回路は、
前記直流電源回路の出力に２個直列に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子とそれぞれ逆並列に接続されたダイオードと、
前記スイッチング素子の１つに並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサの直列回路及び切離し可能なスナバコンデンサとを有し、
前記制御回路は、
周波数又は通電比率を変化させながら前記２個のスイッチング素子を交互に導通させるインバータ駆動回路と、
入力電力を検出する入力検出部と、
前記共振コンデンサに発生する出力電圧を検出する出力電圧検出部と、
前記スナバコンデンサの接続・切離しを切り換えるスナバ接続駆動回路と、
前記出力電圧検出部で検出する出力電圧が所定の保護電圧レベルを超えないように制御するとともに前記入力検出部で検出する入力電力が操作入力部から設定された火力の入力電力となるように前記インバータ駆動回路を制御する駆動出力制御手段とを有し、
前記制御回路は、設定火力又は入力電流が所定値以上のときには前記スナバ接続駆動回路を制御して前記スナバコンデンサを接続し、設定火力又は出力電流若しくは入力電流が所定値未満のときには前記スナバ接続駆動回路を制御して前記スナバコンデンサの切離しを行わせ、
前記スナバ接続駆動回路で前記スナバコンデンサを切り離した状態の出力電圧許容範囲を、その上限値（Ｃ２）が前記スナバコンデンサを接続している状態の出力電圧許容範囲の上限値（Ｃ１）より低くし、且つその下限値（Ｄ２）が前記スナバコンデンサを接続している状態の出力電圧許容範囲の下限値（Ｃ１）より低くなるように設定し、前記上限値（Ｃ２）＞前記下限値（Ｄ１）であることを特徴とする誘導加熱調理器。
交流電力を直流電力に変換する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力に接続され高周波交流電力に変換するインバータ回路と、
複数段の火力設定が可能な操作入力部と、
調理器全体を制御する制御回路とを備え、
前記インバータ回路は、
前記直流電源回路の出力に２個直列に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子とそれぞれ逆並列に接続されたダイオードと、
前記スイッチング素子の１つに並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサの直列回路及び切り離し可能なスナバコンデンサとを有し、
前記制御回路は、
通電比率を変化させながら前記２個のスイッチング素子を交互に導通させるインバータ駆動回路と、
入力電力を検出する入力検出部と、
前記スナバコンデンサの接続・切離しを切り換えるスナバ接続駆動回路と、
前記入力検出部で検出する入力電力が操作入力部から設定された火力の入力電力となるように所定の調整範囲で制御した駆動信号を前記インバータ駆動回路に出力する駆動制御手段とを備え、
前記制御回路は、設定火力又は入力電流が所定値以上のときには前記スナバ接続駆動回路を制御して前記スナバコンデンサを接続し、設定火力又は出力電流若しくは入力電流が所定値未満のときには前記スナバ接続駆動回路を制御して前記スナバコンデンサの切離しを行わせ、
前記スナバ接続駆動回路で前記スナバコンデンサを切り離した状態の前記インバータ回路の通電比率の調整範囲を、その上限値が前記スナバコンデンサを接続している状態の通電比率の調整範囲の上限値より低くし、且つその下限値が前記スナバコンデンサを接続している状態の通電比率の調整範囲の下限値より低く設定し、前記スナバコンデンサを切り離した状態の通電比率の調整範囲の上限値＞前記スナバコンデンサを接続している状態の通電比率の調整範囲の下限値であることを特徴とする誘導加熱調理器。
交流電力を直流電力に変換する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力に接続され高周波交流電力に変換するインバータ回路と、
複数段の火力設定が可能な操作入力部と、
調理器全体を制御する制御回路とを備え、
前記インバータ回路は、
前記直流電源回路の出力に２個直列に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子とそれぞれ逆並列に接続されたダイオードと、
前記スイッチング素子の１つに並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサの直列回路及び切り離し可能なスナバコンデンサとを有し、
前記制御回路は、
周波数を変化させながら前記２個のスイッチング素子を交互に導通させるインバータ駆動回路と、
入力電力を検出する入力検出部と、
前記スナバコンデンサの接続・切離しを切り換えるスナバ接続駆動回路と、
前記入力検出部で検出する入力電力が操作入力部から設定された火力の入力電力となるように所定の調整範囲で制御した駆動信号を前記インバータ駆動回路に出力する駆動制御手段とを備え、
前記制御回路は、設定火力又は入力電流が所定値以上のときには前記スナバ接続駆動回路を制御して前記スナバコンデンサを接続し、設定火力又は出力電流若しくは入力電流が所定値未満のときには前記スナバ接続駆動回路を制御して前記スナバコンデンサの切離しを行わせ、
前記スナバ接続駆動回路で前記スナバコンデンサを切り離した状態の駆動周波数の調整範囲を、その上限値（Ｅ２）が前記スナバコンデンサを接続している状態の駆動周波数の調整範囲の上限値（Ｅ１）より高く、且つその下限値（Ｆ２）が前記スナバコンデンサを接続している状態の駆動周波数の調整範囲の下限値（Ｆ１）より高くなるように設定し、前記下限値（Ｆ２）＜前記上限値（Ｅ１）であることを特徴とする誘導加熱調理器。
交流電力を直流電力に変換する直流電源回路と、
前記直流電源回路の出力に接続され高周波交流電力に変換するインバータ回路と、
複数段の火力設定が可能な操作入力部と、
調理器全体を制御する制御回路とを備え、
前記インバータ回路は、
前記直流電源回路の出力に２個直列に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子とそれぞれ逆並列に接続されたダイオードと、
前記スイッチング素子の１つに並列に接続された加熱コイルと共振コンデンサの直列回路及び切離し可能なスナバコンデンサとを有し、
前記制御回路は、
通電比率を変化させながら前記２個のスイッチング素子を交互に導通させるインバータ駆動回路と、
入力電力を検出する入力検出部と、
前記加熱コイル等に流れる出力電流を検出する出力電流検出部と、
前記スナバコンデンサの接続・切離しを切り換えるスナバ接続駆動回路と、
前記出力電流検出部で検出する出力電流が所定の保護電流レベルを超えないように制御するとともに前記入力検出部で検出する入力電力が操作入力部から設定された火力の入力電力となるように前記インバータ駆動回路を制御する駆動出力制御手段と
を有し、
前記制御回路は、設定火力又は入力電流が所定値以上のときには前記スナバ接続駆動回路を制御して前記スナバコンデンサを接続し、設定火力又は出力電流若しくは入力電流が所定値未満のときには前記スナバ接続駆動回路を制御して前記スナバコンデンサの切離しを行わせ、
前記スナバコンデンサを切り離した状態の出力電流許容範囲の上限値（Ｇ２）を前記スナバコンデンサを接続している状態の出力電流許容範囲の上限値（Ｇ１）より低く設定し、
前記スナバコンデンサを切り離した状態の前記インバータ回路の通電比率の調整範囲の下限値（Ｈ２）を、前記スナバコンデンサを接続した状態の前記インバータ回路の通電比率の調整範囲の下限値（Ｈ１）より低く設定したことを特徴とする誘導加熱調理器。