JP4883573B2 - Antenna and oscillator using it - Google Patents
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Description
本発明はアンテナとそれを用いた発振器に係り、さらに詳しくは、基板上に作製された能動素子の電極をアンテナ又は共振回路兼アンテナとして用いた発振器に関する。 The present invention relates to an antenna and an oscillator using the antenna, and more particularly to an oscillator using an electrode of an active element manufactured on a substrate as an antenna or a resonant circuit / antenna.
ミリ波からサブミリ波を経て遠赤外線にまでわたる帯域の電磁波は広く、テラヘルツ電磁波またはテラヘルツ光と呼ばれている。その周波数の下限を100〜300GHz、上限を10〜100THzとする範囲を指すことが多い。非特許文献1及び2において、100GHz以上テラヘルツ領域の発振や増幅に用いられる各種の半導体装置における国内外の研究開発動向が、各種のダイオードやトランジスタの材料、動作原理、具体的な構造、特性等について報告されている。 Electromagnetic waves in a band extending from millimeter waves through submillimeter waves to far infrared rays are widely called terahertz electromagnetic waves or terahertz light. In many cases, the lower limit of the frequency is 100 to 300 GHz and the upper limit is 10 to 100 THz. In Non-Patent Documents 1 and 2, the domestic and foreign research and development trends in various semiconductor devices used for oscillation and amplification in the terahertz region of 100 GHz and above are based on various diode and transistor materials, operating principles, specific structures, characteristics, etc. Have been reported.
同様に、非特許文献3,4には、各種の半導体装置の製造と半導体装置を発振器とした応用例である電圧制御発信器(VCO)やMMIC(Monolithic Microwave Integrated Circuit)の実装技術が報告されている。 Similarly, Non-Patent Documents 3 and 4 report manufacturing technologies of various semiconductor devices and mounting techniques of voltage controlled oscillators (VCOs) and MMICs (Monolytic Microwave Integrated Circuits), which are application examples using semiconductor devices as oscillators. ing.
非特許文献5には、アンテナと共鳴トンネルダイオードを基板上に集積化した発振器として、スロットアンテナをアンテナ兼用の外部共振回路とし、0.6THz超の発振が得られたことを報告している。非特許文献5においては、共振回路部分に相当する半導体素子電極兼アンテナ部分の等価回路特性の制御のために、一対の電極の間にスロットアンテナを実現し、その長さを決定するために金属−絶縁体−金属(MIM)の三層構造からなるMIMリフレクタを導入している。このため発振デバイスの構造は複雑となり、半導体作製工程も増加する。 Non-Patent Document 5 reports that an oscillation of 0.6 THz or more was obtained by using a slot antenna as an external resonance circuit also serving as an antenna as an oscillator in which an antenna and a resonant tunnel diode are integrated on a substrate. In Non-Patent Document 5, in order to control the equivalent circuit characteristics of the semiconductor element electrode / antenna portion corresponding to the resonance circuit portion, a slot antenna is realized between a pair of electrodes, and a metal is used to determine its length. -An MIM reflector having a three-layer structure of insulator-metal (MIM) is introduced. This complicates the structure of the oscillation device and increases the number of semiconductor manufacturing processes.
非特許文献6には、負性抵抗デュアルチャネルトランジスタ(NDR−DCT)を用いた場合の設計が報告されているが、確認できた大きな余裕をもった発振の可能性は約1THz超に留まっている。 Non-Patent Document 6 reports a design using a negative resistance dual channel transistor (NDR-DCT), but the possibility of oscillation with a large margin that has been confirmed has remained above about 1 THz. Yes.
非特許文献7によれば、ダイオード,トランジスタ等を用いた発振回路は、一般に、それら素子を負性抵抗を含む回路として、これに外部共振回路を並列接続した等価回路の解析が記載されている According to Non-Patent Document 7, an oscillation circuit using a diode, a transistor or the like is generally described as an analysis of an equivalent circuit in which these elements are connected to an external resonance circuit in parallel as a circuit including a negative resistance.
スロットアンテナ60とは、図28に示すように導体板61の上に細長い切れ目62(スロットとも呼ぶ)を作り、そこに高周波電圧63を給電すると、その切れ目を横切る方向に電界が生じ、それが波源となって導体板61の周辺に電磁界を放射する基本的なアンテナの一つである。このスロットアンテナ60はダイポールアンテナの補対アンテナとして知られており、その動作原理はよく解明されている。非特許文献8には、スロットアンテナが同じ長さの線状導体、すなわち、ダイポールアンテナとまったく同様に取り扱えることが述べられている。これらのアンテナは、その長さが給電される高周波の半波長の整数倍、特に1倍の際に共振し、電波の放射能力も大きくなることが記載されている。 As shown in FIG. 28, the slot antenna 60 forms a long slit 62 (also referred to as a slot) on a conductor plate 61, and when a high frequency voltage 63 is fed to the slot 62, an electric field is generated in a direction across the cut. This is one of the basic antennas that serve as a wave source and radiate an electromagnetic field around the conductor plate 61. The slot antenna 60 is known as a complementary antenna of a dipole antenna, and its operating principle is well elucidated. Non-Patent Document 8 describes that a slot antenna can be handled in the same manner as a linear conductor having the same length, that is, a dipole antenna. It is described that these antennas resonate when their length is an integral multiple of the half-wavelength of the high frequency to be fed, particularly 1 times, and the radiation ability of radio waves is increased.
直流的な短絡が許されない二つの導体を用いてアンテナもしくは共振回路を構成する必要がある例としては、上記非特許文献5及び6のようなトランジスタ,ダイオード等の半導体素子を用いて、特に基板に集積化した発振器を実現する場合が挙げられる。この場合、負性抵抗回路部分の所定の等価回路特性に対し、それに接続された外部共振回路の特性を調整することで、上記の発振条件を所望の周波数において満足させなくてはならない(図12参照)。このためには、その共振回路の特性が周波数に対し大きく変化し、かつ、その変化を所望の周波数において生じさせ得ることが望ましい。即ち、鋭い共振とこれに付随する強い電磁界放射の実現と、その共振周波数の制御であるが、これらを可能にするための設計は、アンテナでは一般に行われている。基本的で代表的なアンテナの一つである半波長ダイポールアンテナは、二つの線状導体からなり、比較的共振が鋭く、アンテナ長を変化させることにより共振周波数を変化させられるため、上記のような要求を満足する外部共振回路の候補となり得る。ダイポールアンテナの補対アンテナであるスロットアンテナも同様である。 As an example in which an antenna or a resonance circuit needs to be configured by using two conductors that are not allowed to be short-circuited in direct current, semiconductor substrates such as transistors and diodes as described in Non-Patent Documents 5 and 6 above are used. In some cases, an oscillator integrated in the above is realized. In this case, the above-described oscillation condition must be satisfied at a desired frequency by adjusting the characteristic of the external resonance circuit connected to the predetermined equivalent circuit characteristic of the negative resistance circuit portion (FIG. 12). reference). For this purpose, it is desirable that the characteristics of the resonance circuit greatly change with respect to the frequency and that the change can occur at a desired frequency. That is, the realization of a sharp resonance and the accompanying strong electromagnetic field radiation and the control of the resonance frequency are generally performed in an antenna. A half-wave dipole antenna, which is one of the basic and representative antennas, consists of two linear conductors, has a relatively sharp resonance, and the resonance frequency can be changed by changing the antenna length. Can be a candidate for an external resonant circuit that satisfies various requirements. The same applies to a slot antenna which is a complementary antenna of a dipole antenna.
しかしながら、ダイポールアンテナは、それを構成する導体が線状ではなく、例えば平板のようにある程度の広がりを持つ場合は、鋭い共振が得られないという課題がある。 However, the dipole antenna has a problem that a sharp resonance cannot be obtained when a conductor constituting the dipole antenna is not linear and has a certain extent such as a flat plate.
特に、ダイオード,トランジスタ等の半導体素子のように基板上に形成された電極を利用して上記の共振回路を構成しようとする場合に障害となる。この電極は、例えば、トランジスタのチャネル幅以上に小さくすることができないことやワイヤ・ボンディングのためにある程度の大きさが必要であることなどの理由から、一般に線状にすることは難しいという課題がある。 In particular, it becomes an obstacle when the above-described resonance circuit is configured by using an electrode formed on a substrate like a semiconductor element such as a diode or a transistor. This electrode has a problem that it is generally difficult to make it linear, for example, because it cannot be made smaller than the channel width of a transistor or a certain size is required for wire bonding. is there.
スロットアンテナの長さは、共振波長を決定するものでもあり、有限でなくてはならない。ダイオードの各電極はアノードとカソードに、トランジスタの各電極はソース、ドレイン、ゲート等に接続されているので、当然、相互の短絡は許されないことから、これらの電極を接続して電極間の細隙の両端を塞いでスロットアンテナの両端とすることはできない。 The length of the slot antenna also determines the resonance wavelength and must be finite. Since each electrode of the diode is connected to the anode and cathode, and each electrode of the transistor is connected to the source, drain, gate, etc., it is natural that mutual short circuit is not allowed. It is not possible to close both ends of the gap to make both ends of the slot antenna.
半導体素子として三端子素子を用いる場合には、これらの端子に接続された内の二つの電極によりスロットアンテナを構成しつつ、残る一つの電極を配線するための領域を確保
しなくてはならない。
When a three-terminal element is used as a semiconductor element, a slot antenna must be formed by two electrodes connected to these terminals, and a region for wiring the remaining one electrode must be secured.
上記課題に鑑み、本発明の第1の目的は、所望の周波数において共振特性を良好とする新規なアンテナを提供することにある。本発明の第2の目的は、このアンテナを用いた発振器を提供することである。 In view of the above problems, a first object of the present invention is to provide a novel antenna that has good resonance characteristics at a desired frequency. The second object of the present invention is to provide an oscillator using this antenna.
上記第1の目的を達成するため、本発明のスロットアンテナは、所定の間隔で細隙を形成するように配置された2枚の導電性平板を有し、この2枚の導電性平板には、細隙の長手方向に対して垂直方向に空隙が形成されてなる2組のスリットリフレクタ部を備え、2組のスリットリフレクタ部に挟み込まれる細隙がスロットアンテナ本体となることを特徴とする。
上記構成によれば、細隙を構成する離れた二つの導体平板に、2組のスリットリフレクタ部により挟まれたスロット部分がスロットアンテナ本体となり、電磁界を局在させ、共振させることができる。このスロットアンテナのインピーダンス特性の周波数依存性は、2組のスリットリフレクタ部の幅や長さとその間隔を変えることで制御することができる。
In order to achieve the first object, the slot antenna of the present invention has two conductive flat plates arranged so as to form a slit at a predetermined interval, and the two conductive flat plates include Further, two sets of slit reflector portions each having a gap formed in a direction perpendicular to the longitudinal direction of the slits are provided, and the slits sandwiched between the two sets of slit reflector portions serve as a slot antenna body.
According to the above configuration, the slot portion sandwiched by two sets of slit reflector portions on two separated conductor flat plates constituting the slit becomes the slot antenna body, and the electromagnetic field can be localized and resonated. The frequency dependence of the impedance characteristics of the slot antenna can be controlled by changing the width and length of the two sets of slit reflector portions and the distance between them.
上記構成において、導電性平板には、さらにスリットリフレクタ部が配置され得る。2組のスリットリフレクタ部にさらにスリットリフレクタ部を備えていれば、終端の実現ばかりでなく、共振の度合いをより細かく調整することができる。スロットアンテナの共振特性をより細かく制御することができる。 In the above configuration, a slit reflector portion may be further disposed on the conductive flat plate. If the slit reflectors are further provided in the two sets of slit reflectors, not only the termination can be realized, but also the degree of resonance can be finely adjusted. The resonance characteristics of the slot antenna can be controlled more finely.
上記構成において、好ましくは、さらに、スロットアンテナ本体の給電点近傍に、スリットリフレクタ部が配置される。この場合、スロットアンテナ本体の給電点に配置されるスリットリフレクタ部が所謂スタブとして動作し、給電点に接続される交流電源とスロットアンテナとの整合特性を改善することができる。したがって、給電点近傍に設けるスリットリフレクタ部の長さや幅を調整することで、交流電源からの電力を効率良くスロットアンテナに供給することができる。 In the above configuration, preferably, a slit reflector portion is further disposed in the vicinity of the feeding point of the slot antenna body. In this case, the slit reflector portion arranged at the feeding point of the slot antenna body operates as a so-called stub, and the matching characteristics between the AC power source connected to the feeding point and the slot antenna can be improved. Therefore, the power from the AC power source can be efficiently supplied to the slot antenna by adjusting the length and width of the slit reflector portion provided in the vicinity of the feeding point.
上記記載の何れかによるスロットアンテナを多数配列することで、アレーアンテナとして構成されてもよい。多数配列した各アンテナ素子間の距離や相対的な配置等を調整することにより放射指向性の制御や利得の向上を可能とする。同様に各アンテナ素子は一般には相互結合し、それらの等価回路特性も各アンテナ素子が単一に存在する場合とは異なる変化をする。これを前記のような共振とその度合いの調整に利用することができる。 A plurality of slot antennas according to any one of the above descriptions may be arranged to constitute an array antenna. It is possible to control the radiation directivity and improve the gain by adjusting the distance and relative arrangement between the antenna elements arranged in large numbers. Similarly, the antenna elements are generally coupled to each other, and their equivalent circuit characteristics change differently from the case where each antenna element exists as a single element. This can be used to adjust the resonance and the degree thereof as described above.
上記第2の目的を達成するため、本発明の発振器は、能動素子とスロットアンテナとからなる発振器であって、能動素子の少なくとも2つの電極を導電性平板とし、2枚の導電性平板が所定の間隔で細隙となるように配置され、2枚の導電性平板には、細隙の長手方向に対して垂直方向に少なくとも2組以上のスリットリフレクタ部となる空隙と、を設け、2組以上のスリットリフレクタ部に挟み込まれる細隙がスロットアンテナ本体となり、スロットアンテナが共振器とアンテナとを兼ねることを特徴とする。 In order to achieve the second object, an oscillator of the present invention is an oscillator comprising an active element and a slot antenna, wherein at least two electrodes of the active element are conductive plates, and two conductive plates are predetermined. The two conductive flat plates are arranged so as to form a slit at an interval of at least two gaps to be slit reflector portions in the direction perpendicular to the longitudinal direction of the slit, and two sets The slit sandwiched between the slit reflector portions described above is a slot antenna main body, and the slot antenna serves as both a resonator and an antenna.
上記構成において、2枚の導電性平板には、さらにスリットリフレクタ部が配置され得る。スロットアンテナ本体の給電点近傍に、スリットリフレクタ部が配置されていてもよい。上記能動素子とスロットアンテナとは、好ましくは基板上に集積化されている。能動素子は、好ましくはトランジスタ又は負性抵抗ダイオードである。 In the above configuration, a slit reflector portion may be further disposed on the two conductive flat plates. A slit reflector portion may be disposed in the vicinity of the feeding point of the slot antenna body. The active element and the slot antenna are preferably integrated on a substrate. The active element is preferably a transistor or a negative resistance diode.
上記構成によれば、基板に、好ましくは、能動素子とスロットアンテナとが多数配列されて、アレー型発振器が構成される。これにより、発振器の出力を増大させることができる。 According to the above configuration, an array type oscillator is configured by arranging a large number of active elements and slot antennas on the substrate. Thereby, the output of the oscillator can be increased.
本発明のスロットアンテナによれば、スロットアンテナ本体にスリットリフレクタ部を設けることにより共振の鋭さの度合いやそれが生じる周波数等を調整可能な、即ち入力インピーダンス等の特性を制御可能なスロットアンテナを提供することができる。 According to the slot antenna of the present invention, a slot antenna is provided that can adjust the degree of resonance sharpness and the frequency at which the resonance occurs by providing a slit reflector in the slot antenna body, that is, can control characteristics such as input impedance. can do.
本発明のスロットアンテナを用いた発振器によれば、特に基板上に作製されたトランジスタ,ダイオードの能動素子とスロットアンテナを一体化した発振器を提供することができる。 According to the oscillator using the slot antenna of the present invention, it is possible to provide an oscillator in which an active element of a transistor and a diode manufactured on a substrate and a slot antenna are integrated.
以下、図面に示した実施形態に基づいて本発明を詳細に説明する。各図において同一又は対応する部材には同一符号を用いる。
本発明の第1の実施形態に係るアンテナについて説明する。
図1は、本発明によるスロットアンテナの構成を模式的に示す図であり、(A)はその構成を示す斜視図であり、(B)は(A)のスロットアンテナの給電部に交流電源を接続した様子を示す平面図である。
図1(A)に示すように、本発明のスロットアンテナ1は、スロットアンテナ本体2となる長さがL0で幅がW0の空隙と、この空隙2の長手方向(図1のY方向)に対して垂直な方向(図1のX方向)に配置され長さがL1で幅がW1の空隙からなるスリットリフレクタ部3と、から構成されている。図示の場合にはスリットリフレクタ部3はスロットアンテナ本体2に対して十字となるように、X方向の空隙3A及び3Bとから形成されている。空隙3Aの長さL1’及び3Bの長さL1’’は同じとしてもよい。
Hereinafter, the present invention will be described in detail based on the embodiments shown in the drawings. In each figure, the same or corresponding members are denoted by the same reference numerals.
An antenna according to a first embodiment of the present invention will be described.
1A and 1B are diagrams schematically showing a configuration of a slot antenna according to the present invention, FIG. 1A is a perspective view showing the configuration, and FIG. 1B is a diagram showing an AC power supply to a power feeding portion of the slot antenna of FIG. It is a top view which shows a mode that it connected.
As shown in FIG. 1 (A), the slot antenna 1 of the present invention includes a gap having a length L 0 and a width W 0 as a slot antenna body 2 and a longitudinal direction of the gap 2 (Y direction in FIG. 1). ) And a slit reflector portion 3 formed of a gap having a length L 1 and a width W 1. The slit reflector portion 3 is arranged in a direction perpendicular to (X direction in FIG. 1). In the illustrated case, the slit reflector portion 3 is formed of gaps 3A and 3B in the X direction so as to form a cross with respect to the slot antenna body 2. 'The length of and 3B L 1' length L 1 of the space 3A 'may be the same.
スロットアンテナ1は、導電性が良好な導電性平板5にスロットアンテナ本体2及びスリットリフレクタ部3となる空隙を設けることで形成することができる。図示の場合には、スリットリフレクタ部となる空隙3はスロットアンテナ1が形成される導電性平板5の左側及び右側に設けている。 The slot antenna 1 can be formed by providing gaps to be the slot antenna body 2 and the slit reflector portion 3 in the conductive flat plate 5 having good conductivity. In the case of illustration, the space | gap 3 used as a slit reflector part is provided in the left side and the right side of the electroconductive flat plate 5 in which the slot antenna 1 is formed.
上記導電性平板5は、図示するように基板6上に形成してもよい。このような基板6としては、絶縁体や半導体などの材料を用いることができる。導電性平板5の厚さは使用する周波数において損失が生じない厚さとし、導電性平板5の導電率と使用周波数で決まる表皮深さ以上の厚みとすればよい。 The conductive flat plate 5 may be formed on the substrate 6 as shown. As such a substrate 6, a material such as an insulator or a semiconductor can be used. The thickness of the conductive flat plate 5 may be a thickness that does not cause a loss at the frequency to be used, and may be a thickness greater than the skin depth determined by the conductivity of the conductive flat plate 5 and the use frequency.
図1(B)に示すように、本発明によるスロットアンテナ1のスロットアンテナ本体2における給電部2Aは、スロットアンテナ本体2の中央部に設けられている。この給電部2Aには交流電源7が接続されることでスロットアンテナ1が励振される。 As shown in FIG. 1 (B), the feeding portion 2A in the slot antenna body 2 of the slot antenna 1 according to the present invention is provided in the central portion of the slot antenna body 2. The slot antenna 1 is excited by connecting an AC power source 7 to the power feeding unit 2A.
本発明のスロットアンテナ1によれば、給電点における二端子対のインピーダンス又はアドミタンスの周波数特性は、上記スリットリフレクタ部3のスロットアンテナ本体への配置場所と、その長さL1及び幅W1を変えることで調整することができる。したがって、本発明のスロットアンテナ1によれば、インピーダンスの周波数特性を変化させること
で、その共振特性を制御することができる。
According to the slot antenna 1 of the present invention, the frequency characteristic of the impedance or admittance of the two-terminal pair at the feeding point is determined by the location where the slit reflector unit 3 is disposed in the slot antenna body, its length L 1 and width W 1 . It can be adjusted by changing. Therefore, according to the slot antenna 1 of the present invention, the resonance characteristic can be controlled by changing the frequency characteristic of the impedance.
本発明の第2の実施形態に係るスロットアンテナについて説明する。
図2は、本発明による第2の実施形態に係るスロットアンテナ10の構成を模式的に示す斜視図である。
図2に示すように、本発明の第2の実施形態に係るスロットアンテナ10は、幅がW0の間隔の空隙を形成するように2枚の導電性平板11,12が配置されており、上記空隙の長手方向(図2のY方向)に対して垂直な方向(図2のX方向)に配置され長さがL1で幅がW1の空隙(細隙とも呼ぶ)からなる第1のスリットリフレクタ部3と、これと同様の空隙から形成される長さがL2で幅がW2の空隙からなる第2のスリットリフレクタ部13と、から構成されている。
A slot antenna according to a second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 2 is a perspective view schematically showing the configuration of the slot antenna 10 according to the second embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 2, the slot antenna 10 according to the second embodiment of the present invention has two conductive flat plates 11 and 12 arranged so as to form a gap having a width of W 0 . A first composed of a gap (also referred to as a slit) having a length L 1 and a width W 1 arranged in a direction (X direction in FIG. 2) perpendicular to the longitudinal direction (Y direction in FIG. 2) of the gap. a slit reflector portion 3, a length which is formed of the same gap and this is a second slit reflector portion 13 width L 2 consists gap W 2, and a.
ここで、第1及び第2のスリットリフレクタ部3,13は、導電性平板11,12のそれぞれに空隙が形成されることで形成されているので、2組のスリットリフレクタ部と呼ぶ。上記の2つのスリットリフレクタ部3,13とに挟まれる空隙は、幅がW0で長さがL0の空隙であり、スロットアンテナ本体2となり、その給電点はスロットアンテナ本体2の中央部となっている。スリットリフレクタ部3はスロットアンテナ本体2の長手方向に対して垂直方向に配置されているが、空隙の幅と長さは同じ寸法としてもよい。 Here, since the 1st and 2nd slit reflector parts 3 and 13 are formed by forming a space | gap in each of the electroconductive flat plates 11 and 12, they are called 2 sets of slit reflector parts. The gap sandwiched between the two slit reflector parts 3 and 13 is a gap having a width W 0 and a length L 0 , and becomes the slot antenna body 2, and the feeding point thereof is the central portion of the slot antenna body 2. It has become. The slit reflector 3 is arranged in the direction perpendicular to the longitudinal direction of the slot antenna body 2, but the width and length of the gap may be the same size.
本発明の第2の実施形態に係るスロットアンテナ10においては、近接して配置された二つの導体平板11,12を隔てる幅がW0の空隙は、一種のスロット導波路(スロット線路とも呼ばれている。非特許文献3参照)とみなせる。ここで、このスロット導波路の一部に上記のように第1及び第2のスリットリフレクタ部3,13を設けると、スロット導波路本来のインピーダンスとは異なる状態となり不整合が生じる。不整合の程度が充分大きい場合には、このスロット導波路、つまり、スロットアンテナ本体を伝搬する電磁界は、その不整合部分で反射され、エネルギーの殆どがそれより先には伝搬しない。これは、第1及び第2のスリットリフレクタ部3,13が、スロットアンテナ本体に設けられた終端として作用する。スロットアンテナ10においては、第1及び第2のスリットリフレクタ部3,13により終端された有限長のスロット導波路とも考えられる。 In the slot antenna 10 according to the second embodiment of the present invention, the gap having a width of W 0 separating the two conductor plates 11 and 12 arranged in close proximity is a kind of slot waveguide (also called a slot line). This can be regarded as non-patent document 3). Here, if the first and second slit reflector portions 3 and 13 are provided in a part of the slot waveguide as described above, the impedance is different from the original impedance of the slot waveguide and mismatch occurs. When the degree of mismatch is sufficiently large, the electromagnetic field propagating through the slot waveguide, that is, the slot antenna body is reflected by the mismatched portion, and most of the energy does not propagate further. This is because the first and second slit reflector portions 3 and 13 act as terminations provided in the slot antenna body. The slot antenna 10 can be considered as a finite-length slot waveguide terminated by the first and second slit reflector portions 3 and 13.
本発明のスロットアンテナ10によれば、共振周波数は上記の第1及び第2のスリットリフレクタ部3,13で両端を区切られたスロットアンテナ本体部分の長さL0に理想的には反比例し、また、その共振の様子、つまり、給電点における二端子対のインピーダンス又はアドミタンスの周波数特性は、第1及び第2のスリットリフレクタ部3,13の長さ及び幅Wを変えることで調整することができる。したがって、本発明のスロットアンテナ10によれば、インピーダンスの周波数特性を変化させることで、その共振特性を制御することができる。 According to the slot antenna 10 of the present invention, the resonance frequency is inversely proportional to the ideal length L 0 of the first and second opposite ends separated by a slot antenna body part slit reflector portion 3 and 13 described above, Further, the state of resonance, that is, the frequency characteristic of the impedance or admittance of the two-terminal pair at the feeding point can be adjusted by changing the length and width W of the first and second slit reflector portions 3 and 13. it can. Therefore, according to the slot antenna 10 of the present invention, the resonance characteristic can be controlled by changing the frequency characteristic of the impedance.
スリットリフレクタ部3,13によって実現される不整合の度合いは、その幅、長さ、導電性平板の厚み等の寸法によって異なるため、これを調節して、電磁界伝搬に対して必ずしも前記のような反射の実現ではない制御を加えることも可能となる。この場合は、スリットリフレクタ部3,13が、必ずしも完全に近いリフレクタ、つまり、反射器ではないとみなせる場合であってもよい。 The degree of misalignment realized by the slit reflectors 3 and 13 differs depending on dimensions such as the width, length, and thickness of the conductive flat plate. It is also possible to add control that is not a realization of simple reflection. In this case, the slit reflectors 3 and 13 may be considered to be not necessarily perfect reflectors, that is, reflectors.
次に、本発明の第2の実施形態に係るアンテナの第1の変形例について説明する。
図3は、本発明の第2の実施形態に係るスロットアンテナの第1変形例の構成を模式的に示す斜視図である。図3に示すように、第2の実施形態に係るスロットアンテナの第1変形例においては、スロットアンテナ15が、図2に示すスロットアンテナ10と比較すると、さらに2組のスリットリフレクタ部14,14を備えている点が異なっている。
Next, a first modification of the antenna according to the second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 3 is a perspective view schematically showing a configuration of a first modification of the slot antenna according to the second exemplary embodiment of the present invention. As shown in FIG. 3, in the first modification of the slot antenna according to the second embodiment, the slot antenna 15 further includes two sets of slit reflector portions 14 and 14 as compared with the slot antenna 10 shown in FIG. 2. Is different.
上記スロットアンテナ20によれば、共振周波数特性は、第1及び第2のスリットリフレクタ部3,13にさらに2組のスリットリフレクタ部14,14を備えているので、共振特性をより細かく制御することができる。 According to the slot antenna 20, since the resonance frequency characteristics are further provided with the two slit reflector sections 14 and 14 in the first and second slit reflector sections 3 and 13, the resonance characteristics can be controlled more finely. Can do.
本発明の第2の実施形態に係るアンテナの第2変形例について説明する。
図4は、本発明の第2の実施形態に係るスロットアンテナの第2形例の構成を模式的に示す斜視図である。図4に示すように、第2の実施形態に係るスロットアンテナの第2変形例においては、スロットアンテナ20が、図2に示すスロットアンテナ10と比較すると、第1のスリットリフレクタ部3に隣接してスリットリフレクタ部16を備えている点が異なっている。このスリットリフレクタ部16を2組備えていてもよい。
A second modification of the antenna according to the second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 4 is a perspective view schematically showing a configuration of a second example of the slot antenna according to the second embodiment of the present invention. As shown in FIG. 4, in the second modified example of the slot antenna according to the second embodiment, the slot antenna 20 is adjacent to the first slit reflector unit 3 as compared with the slot antenna 10 shown in FIG. The difference is that the slit reflector portion 16 is provided. Two sets of the slit reflector portions 16 may be provided.
上記スロットアンテナ20によれば、第1及び第2のスリットリフレクタ部3,13に隣接してさらにスリットリフレクタ部16を備えているので、共振周波数特性をより細かく制御することができる。 According to the slot antenna 20, since the slit reflector 16 is further provided adjacent to the first and second slit reflectors 3 and 13, the resonance frequency characteristic can be controlled more finely.
本発明の第2の実施形態に係るアンテナの第3変形例について説明する。
図5は、本発明によるスロットアンテナの第3変形例の構成を模式的に示す斜視図である。図5に示すように、本発明によるスロットアンテナの第3変形例25が、図4に示すスロットアンテナ20と異なるのは、さらに、給電点2Aの近傍にスリットリフレクタ部18を備えている点である。図示の場合にはスリットリフレクタ部18は給電点2Aの片側に設けている。さらに、スリットリフレクタ部18は給電点の両側に、1組又は複数組設けてもよい。
A third modification of the antenna according to the second embodiment of the present invention will be described.
FIG. 5 is a perspective view schematically showing a configuration of a third modification of the slot antenna according to the present invention. As shown in FIG. 5, the third modification 25 of the slot antenna according to the present invention is different from the slot antenna 20 shown in FIG. 4 in that a slit reflector 18 is further provided in the vicinity of the feeding point 2A. is there. In the illustrated case, the slit reflector 18 is provided on one side of the feeding point 2A. Further, one or more slit reflector portions 18 may be provided on both sides of the feeding point.
上記スロットアンテナ25によれば、給電点に配置されるスリットリフレクタ部18が所謂スタブとして動作し、給電点に接続される交流電源とスロットアンテナ25との整合特性を改善することができる。したがって、給電点近傍に設けるスリットリフレクタ部18の長さや幅を調整することで、交流電源からの電力を効率良くスロットアンテナに供給することができる。この給電点付近に設けるスリットリフレクタ部18は、スロットアンテナ10,15,20も適用することができる。 According to the slot antenna 25, the slit reflector portion 18 disposed at the feeding point operates as a so-called stub, and the matching characteristics between the AC power source connected to the feeding point and the slot antenna 25 can be improved. Therefore, by adjusting the length and width of the slit reflector portion 18 provided in the vicinity of the feeding point, the power from the AC power source can be efficiently supplied to the slot antenna. Slot antennas 10, 15, and 20 can also be applied to the slit reflector portion 18 provided in the vicinity of the feeding point.
次に、本発明の第3の実施形態に係るスロットアンテナを用いたアレーアンテナについて説明する。
上記構成の本発明によるスロットアンテナ10,15,20,25を多数並べて配置して、アレーアンテナとすることができる。図6は、本発明の第3の実施形態に係るスロットアンテナを用いたアレーアンテナの一構成例を模式的に示す斜視図である。図6に示すように、アレーアンテナ30は、多数のスロットアンテナ15を線状に間隔dで並べて構成されている。アレーアンテナ30は線状のほかには面状の二次元配列や立体配列とすることができる。
Next, an array antenna using the slot antenna according to the third embodiment of the present invention will be described.
A large number of slot antennas 10, 15, 20, and 25 having the above-described configuration can be arranged side by side to form an array antenna. FIG. 6 is a perspective view schematically showing a configuration example of an array antenna using the slot antenna according to the third embodiment of the present invention. As shown in FIG. 6, the array antenna 30 is configured by arranging a large number of slot antennas 15 in a line at intervals d. The array antenna 30 may be a planar two-dimensional array or a three-dimensional array in addition to a linear shape.
上記アレーアンテナ30によれば、各スロットアンテナ15間の間隔dや相対的な配置等を調整することにより放射指向性の制御や利得の向上を可能とする。各スロットアンテナ15はそれぞれが相互に結合し、これらのインピーダンス特性も各スロットアンテナ15が単一に存在する場合とは異なる変化をするので、アレーアンテナを構成する各アンテナの共振特性の調整に利用することができる。 According to the array antenna 30, the radiation directivity can be controlled and the gain can be improved by adjusting the distance d between the slot antennas 15 and the relative arrangement thereof. The slot antennas 15 are coupled to each other, and their impedance characteristics change differently from the case where each slot antenna 15 exists in a single unit. Therefore, the slot antennas 15 are used for adjusting the resonance characteristics of the antennas constituting the array antenna. can do.
次に、本発明の第4の実施形態に係る本発明のスロットアンテナを用いた発振器について説明する。
図7〜10は、本発明によるスロットアンテナを用いた発振器を模式的に示す斜視図である。
図7に示すように、本発明のスロットアンテナ10を用いた発振器35は、図2に示す
スロットアンテナ10と能動素子33とから構成されている。スロットアンテナ10及び能動素子33は、基板31上に形成されており、基板31上には能動素子を含む層32が形成されており、図示しない絶縁層上に形成される能動素子の電極がスロットアンテナの導電性平板11,12を兼ねている。つまり、図2に示したスロットアンテナ本体の給電部に能動素子が接続されて構成されている。スロットアンテナ10の構成は既に説明しているので詳細な説明は省略する。能動素子がダイオードの場合には、そのアノード電極及びカソード電極を、それぞれ導電性平板11,12を兼ねるようにすればよい。能動素子がトランジスタの場合には、そのソース電極及びドレイン電極を、それぞれ導電性平板11,12を兼ねるようにすればよい。ゲート電極はスロットアンテナ本体2の空隙中に細線を用いて配線をすればよい。
Next, an oscillator using the slot antenna of the present invention according to the fourth embodiment of the present invention will be described.
7 to 10 are perspective views schematically showing an oscillator using the slot antenna according to the present invention.
As shown in FIG. 7, the oscillator 35 using the slot antenna 10 of the present invention is composed of the slot antenna 10 and the active element 33 shown in FIG. The slot antenna 10 and the active element 33 are formed on a substrate 31, and a layer 32 including an active element is formed on the substrate 31, and an electrode of the active element formed on an insulating layer (not shown) is a slot. It also serves as the conductive flat plates 11 and 12 of the antenna. That is, the active element is connected to the power feeding portion of the slot antenna body shown in FIG. Since the configuration of the slot antenna 10 has already been described, a detailed description thereof will be omitted. When the active element is a diode, the anode electrode and the cathode electrode may serve as the conductive plates 11 and 12, respectively. When the active element is a transistor, the source electrode and the drain electrode may serve as the conductive plates 11 and 12, respectively. The gate electrode may be wired using a thin line in the gap of the slot antenna body 2.
図8は、本発明によるスロットアンテナ15を用いた発振器40を示しており、図7の発振器35との違いは、スロットアンテナ15が、さらに、スリットリフレクタ部14を備えている点にある。 FIG. 8 shows an oscillator 40 using the slot antenna 15 according to the present invention. The difference from the oscillator 35 of FIG. 7 is that the slot antenna 15 further includes a slit reflector section 14.
図9は、本発明によるスロットアンテナ20を用いた発振器45を示しており、図8の発振器35との違いは、スロットアンテナ20が、さらに、スリットリフレクタ部16を備えている点にある。 FIG. 9 shows an oscillator 45 using the slot antenna 20 according to the present invention. The difference from the oscillator 35 of FIG. 8 is that the slot antenna 20 further includes a slit reflector section 16.
図10は、本発明によるスロットアンテナを用いた発振器50を示しており、図9の発振器45との違いは、スロットアンテナ20の給電点2A近傍に、さらに、スリットリフレクタ部18を備えている点にある。ここで、スリットリフレクタ部18は上記発振器
35,40に設けてもよい。
FIG. 10 shows an oscillator 50 using a slot antenna according to the present invention. The difference from the oscillator 45 of FIG. 9 is that a slit reflector 18 is further provided in the vicinity of the feeding point 2A of the slot antenna 20. It is in. Here, the slit reflector 18 may be provided in the oscillators 35 and 40.
二端子素子としては、所謂負性抵抗ダイオードを用いることができ、例えば、江崎ダイオード(トンネルダイオード)、ガンダイオード、インパットダイオード、タンネットダイオード、バリットダイオード、共鳴トンネルダイオードなどが挙げられる。 As the two-terminal element, a so-called negative resistance diode can be used, and examples thereof include an Esaki diode (tunnel diode), a Gunn diode, an impat diode, a tannet diode, a barit diode, and a resonant tunnel diode.
三端子素子のトランジスタとしては、各種の電界効果トランジスタ、例えば、FET,MESFET,MOSFET,SIT,HEMT、負性抵抗デュアルチャネルトランジスタなどが挙げられる。 Examples of the three-terminal element transistor include various field effect transistors such as FET, MESFET, MOSFET, SIT, HEMT, and negative resistance dual channel transistor.
本発明の発振器の動作について説明する。
図11は、本発明の発振器35,40,45,50の等価回路を示す図である。図11に示すように、本発明の発振器は、能動素子のアドミタンス(以下、適宜にYaと呼ぶ)上記本発明のスロットアンテナ10,15,20の各アドミタンス(以下、適宜に区別しないでYdと呼ぶ)との並列回路で表わすことができる。この発振回路が発振するためには、能動素子部分のアドミタンスYdとスロットアンテナのアドミタンスYaについて、以下の二つの発振条件、すなわち、利得条件及び位相条件が同時に成り立たなくてはならない。
利得条件:
Re(Yd)+Re(Ya)≦0(ここで、Re(Yd)<0:負性抵抗)
位相条件:
Im(Yd)+Im(Ya)=0
ここで、Re及びImはそれぞれアドミタンスの実部及び虚部を示している。利得条件では、Re(Yd)+Re(Ya)が零より小さいほど良い。
The operation of the oscillator of the present invention will be described.
FIG. 11 is a diagram showing an equivalent circuit of the oscillators 35, 40, 45, and 50 of the present invention. As shown in FIG. 11, the oscillator of the present invention has an admittance of an active element (hereinafter referred to as “Ya” as appropriate) and each of the admittances (hereinafter referred to as “Yd” without appropriate distinction) of the slot antennas 10, 15, and 20 of the present invention. Can be represented by a parallel circuit. In order for this oscillation circuit to oscillate, for the admittance Yd of the active element portion and the admittance Ya of the slot antenna, the following two oscillation conditions, that is, the gain condition and the phase condition must be satisfied simultaneously.
Gain condition:
Re (Yd) + Re (Ya) ≦ 0 (where Re (Yd) <0: negative resistance)
Phase condition:
Im (Yd) + Im (Ya) = 0
Here, Re and Im indicate the real part and the imaginary part of the admittance, respectively. Under the gain condition, it is better that Re (Yd) + Re (Ya) is smaller than zero.
図12は、本発明の発振器の能動素子及びスロットアンテナのアドミタンスの周波数特性の概略を示す図であり、それぞれ、(A)が発振条件を満たさない場合を、(B)が発振条件を満たす場合を示している。図12において、横軸は周波数を縦軸はアドミタンス
を示している。
図12(B)に示すように、スロットアンテナのアドミタンスの実部(コンダクタンス)は共振周波数で最大となり、その虚部(サセプタンス)は共振周波数frで0となり、その前後の周波数でC性からL性に変わる。一方、能動素子のアドミタンスは符号を反転して、つまり、−1を乗じた値で示しているが、上記利得及び位相条件を満たす周波数foが能動素子の発振周波数である。したがって、本発明の発振器は能動素子のアドミタンス特性を得て、スロットアンテナのアドミタンスを上記発振条件を満たすようにすれば発振する(図12(B)参照)。
FIG. 12 is a diagram schematically showing frequency characteristics of admittances of the active element and the slot antenna of the oscillator according to the present invention, where (A) does not satisfy the oscillation condition and (B) satisfies the oscillation condition. Is shown. In FIG. 12, the horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents admittance.
As shown in FIG. 12B, the real part (conductance) of the admittance of the slot antenna becomes maximum at the resonance frequency, and its imaginary part (susceptance) becomes 0 at the resonance frequency fr. It turns into sex. On the other hand, the admittance of the active element is shown as a value obtained by inverting the sign, that is, multiplied by −1, and the frequency fo that satisfies the gain and phase conditions is the oscillation frequency of the active element. Therefore, the oscillator according to the present invention oscillates if the admittance characteristic of the active element is obtained and the admittance of the slot antenna is set so as to satisfy the above oscillation condition (see FIG. 12B).
本発明の各発振器35,40,45によれば、2組のスリットリフレクタ部3,13の間隔がほぼ共振周波数を決定することができ、2組のスリットリフレクタ部3,13の幅や長さを調整することで共振器特性を適宜に設計することができる。さらに、発振器40,45の場合には、さらにスリットリフレクタ部14または16が付加されているので、共振器特性の細かい調整が可能となる。 According to the oscillators 35, 40, and 45 of the present invention, the interval between the two sets of slit reflectors 3 and 13 can determine the resonance frequency, and the width and length of the two sets of slit reflectors 3 and 13 can be determined. By adjusting the resonator characteristics, the resonator characteristics can be appropriately designed. Furthermore, in the case of the oscillators 40 and 45, since the slit reflector portion 14 or 16 is further added, the resonator characteristics can be finely adjusted.
本発明の各発振器50によれば、さらに、給電点近傍に少なくとも1組以上のスリットリフレクタ部18が付加できるので、能動素子33とスロットアンテナ部との整合状態を良くし、発振器の出力を向上させることができる。したがって、共振器特性の細かい調整が可能となる。 According to each oscillator 50 of the present invention, since at least one set of slit reflector portions 18 can be added in the vicinity of the feeding point, the matching state between the active element 33 and the slot antenna portion is improved, and the output of the oscillator is improved. Can be made. Therefore, fine adjustment of the resonator characteristics becomes possible.
次に、本発明の第4の実施形態に係るスロットアンテナを用いた発振器の具体例について説明する。
図13は、本発明によるスロットアンテナを用いた発振器の具体例を模式的に示す斜視図である。図13に示すように、本発明のスロットアンテナ10を用いた発振器35は、図2に示すスロットアンテナ10と能動素子33とが、半導体基板上に形成されている。図示の場合には、ドレイン電極をスロットアンテナの導電性平板11とし、ソース電極をスロットアンテナの導電性平板12としている。ゲート電極は、ドレイン電極とソース電極の上方に形成されており、細隙中の中央部に設けたゲート配線を介して能動素子33のゲートに接続されている。
Next, a specific example of an oscillator using a slot antenna according to the fourth embodiment of the present invention will be described.
FIG. 13 is a perspective view schematically showing a specific example of an oscillator using a slot antenna according to the present invention. As shown in FIG. 13, the oscillator 35 using the slot antenna 10 of the present invention has the slot antenna 10 and the active element 33 shown in FIG. 2 formed on a semiconductor substrate. In the illustrated case, the drain electrode is a conductive flat plate 11 of a slot antenna, and the source electrode is a conductive flat plate 12 of a slot antenna. The gate electrode is formed above the drain electrode and the source electrode, and is connected to the gate of the active element 33 through a gate wiring provided at the center in the slit.
図14は、図13に示す発振器のA−A線に沿う能動素子を含む構造の断面図である。図14に示すように、この能動素子は、例えば負性抵抗デュアルチャネルトランジスタであり、InPの(100)基板上に、厚さが10nmのInAlAsバッファ層と、厚さが10nmのInGaAsからなる高移動度層と、InAlAsからなるバリヤ層と、InGaAsからなる低移動度層と、InAlAsからなるスペーサ層と、δドーピング層と、厚さが15nmのInAlAsからなるショットキー層と、コンタクト層と、が順に積層されており、その詳細は非特許文献6に記載されている。負性抵抗デュアルチャネルトランジスタは、例えば、InPの(100)基板上に分子線エピタキシャル成長法(MBE)などにより能動層を形成し、ソース、ドレイン、ゲートの各電極を形成して製造することができる。この場合、各電極の形成には、絶縁膜を堆積するCVD工程や上記電極となる金属材料の蒸着工程やパターニングを行なうためのリソグラフィ工程やエッチング工程により形成することができる。 FIG. 14 is a cross-sectional view of a structure including active elements along the line AA of the oscillator shown in FIG. As shown in FIG. 14, this active element is, for example, a negative resistance dual channel transistor, and is formed of an InAlAs buffer layer having a thickness of 10 nm and an InGaAs having a thickness of 10 nm on an InP (100) substrate. A mobility layer, a barrier layer made of InAlAs, a low mobility layer made of InGaAs, a spacer layer made of InAlAs, a δ-doping layer, a Schottky layer made of InAlAs with a thickness of 15 nm, a contact layer, Are sequentially stacked, and details thereof are described in Non-Patent Document 6. The negative resistance dual channel transistor can be manufactured, for example, by forming an active layer on an InP (100) substrate by molecular beam epitaxy (MBE) or the like, and forming source, drain, and gate electrodes. . In this case, each electrode can be formed by a CVD process for depositing an insulating film, a vapor deposition process for a metal material to be the electrode, or a lithography process or an etching process for patterning.
アレーアンテナやアレーアンテナを用いた発振器については、上記のような単一に切り離されたデバイスを複数用意して所望の配列とすることができる。この場合の配列方法としては、線状、面状、三次元配列の何れかとすることができる。さらには、半導体素子製造時に同一の基板上に同時に作られた複数のデバイスを用いてもよい。また、各アンテナは、半導体素子の電極の一部を共有してもよい。例えば、単一に切り離された複数のデバイスにおいて、ドレイン電極だけを共有するように短絡して構成してもよい。 As for an array antenna or an oscillator using an array antenna, a plurality of devices separated as described above can be prepared to have a desired arrangement. The arrangement method in this case can be any of linear, planar, and three-dimensional arrangement. Furthermore, you may use the several device produced simultaneously on the same board | substrate at the time of semiconductor element manufacture. Each antenna may share a part of the electrode of the semiconductor element. For example, a plurality of devices that are separated from each other may be configured to be short-circuited so as to share only the drain electrode.
能動素子、特にトランジスタの場合には製造上の制約から不可避な電極除去部分が生じることが多い。例えば、ソース,ドレインの両電極に挟まれたトランジスタのチャネルを横切るゲート電極の作製のために、チャネルの両脇でソース,ドレインの電極を若干取り除かれねばならかった場合、その空隙を本発明のスロットアンテナで用いるスリットリフレクタ部に転用できる。これにより、本発明の発振器は、製造の容易さにより所望のスロットアンテナの共振器特性を実現すると共に、半導体製造上の自由度を向上させることができる。 In the case of an active element, particularly a transistor, an inevitable electrode removal portion often occurs due to manufacturing restrictions. For example, if the source and drain electrodes have to be removed slightly on both sides of the channel in order to fabricate a gate electrode that crosses the channel of the transistor sandwiched between the source and drain electrodes, the gap is provided in the present invention. Can be diverted to a slit reflector used in the slot antenna. As a result, the oscillator according to the present invention can realize desired resonator characteristics of the slot antenna due to ease of manufacture, and can improve the degree of freedom in manufacturing the semiconductor.
以下に、本発明の発振器の設計例を示す。
半導体素子として、非特許文献6に示したNDR−DCTを用い、半導体素子を作製し、その特性の測定及び解析を行い、外部共振器設計のための三次元電磁界解析には有限要素法による数値解析ツール(アンソフト・ジャパン(株)製、HFSS)を用いた。
The following is a design example of the oscillator of the present invention.
The NDR-DCT shown in Non-Patent Document 6 is used as a semiconductor element, a semiconductor element is manufactured, its characteristics are measured and analyzed, and a three-dimensional electromagnetic field analysis for designing an external resonator is performed by a finite element method. A numerical analysis tool (manufactured by Ansoft Japan Co., Ltd., HFSS) was used.
図15は、(A)がNDR−DCTの等価回路を示し、(B)が発振器の等価回路を示している。図15(A)に示すように、トランジスタの等価回路において、Rcはソース又はドレイン電極と半導体間の接触抵抗であり、Ccは、ソース又はドレイン電極と半導体間の容量であり、Rchはチャネル抵抗であり、−Gd及びCdは、それぞれ、ゲート直下のデュアルチャネル間の遷移により発現する微分負性コンダクタンスと容量である。Lgはゲート長である。
等価回路定数Rc,Cc,Rchとしては下記値を用いた。
Rc=1.39×10−3Ω
Cc=0.24pF
Rch=12Ω
15A shows an equivalent circuit of the NDR-DCT, and FIG. 15B shows an equivalent circuit of the oscillator. As shown in FIG. 15A, in the equivalent circuit of the transistor, Rc is a contact resistance between the source or drain electrode and the semiconductor, Cc is a capacitance between the source or drain electrode and the semiconductor, and Rch is a channel resistance. -Gd and Cd are the differential negative conductance and the capacitance that are expressed by the transition between the dual channels immediately below the gate, respectively. Lg is the gate length.
The following values were used as equivalent circuit constants Rc, Cc, and Rch.
Rc = 1.39 × 10 −3 Ω
Cc = 0.24pF
Rch = 12Ω
等価回路定数の−Gd及びCdは、非特許文献5を参照し、下記数式(1)及び(2)から、Lg=100nm及び200nmのそれぞれについて求めた。
ここで、a=3/2*ΔI/ΔV、b=ΔI/ΔV2である。ΔI,ΔVは、NDR−DCTの実際の負性抵抗の測定結果から求めた。キャリアの飽和速度vsは、キャリアがゲート下で高移動度と低移動度のチャネルをそれぞれを同じ距離(Lg/2)走行すると仮定し、それぞれにおける凡その飽和速度は1.26×105m/sとした。また、τG
ate>>τtraと仮定した。ここで、τtraはキャリア(電子)のデュアルチャネル間遷移に要する時間である。
The equivalent circuit constants -Gd and Cd were determined for Lg = 100 nm and 200 nm, respectively, from the following mathematical formulas (1) and (2) with reference to Non-Patent Document 5.
Here, a = 3/2 * ΔI / ΔV, is b = ΔI / ΔV 2. ΔI and ΔV were obtained from the measurement results of actual negative resistance of NDR-DCT. The carrier saturation speed v s assumes that the carrier travels through the high mobility and low mobility channels under the gate in the same distance (Lg / 2) respectively, and the approximate saturation speed in each is 1.26 × 10 5. m / s. Τ G
It was assumed that ate >> τtra . Here, τ tra is the time required for transition between carriers (electrons) between dual channels.
図15(B)に示すように、発振器の等価回路は、図14のトランジスタの等価回路を簡略化してアドミタンスYdとし、スロットアンテナアドミタンスYaとの並列回路で表わされる。 As shown in FIG. 15B, the equivalent circuit of the oscillator is represented by a parallel circuit with the slot antenna admittance Ya, which is simplified from the equivalent circuit of the transistor of FIG.
図16は詳細に設計されたスロットアンテナを有する発振器の平面図である。図示するように、1120μm×1120μmの大きさの半導体基板の中央部には、幅が60μmで長さが4μmのNDR−DCTのチャネルが配置されている。その両端に接続されている大きな二枚の導電性平板3,13が、ソース電極及びドレイン電極であり、これら電極間の細隙に、本発明のスロットアンテナが形成されている。この場合、スロットアンテナ本体2の幅は4μmで、その長さは720μmであり、スロットアンテナ本体に接続しているスリットリフレクタ部3,13は同じ寸法であり、幅が20μmであり、長さが500μmである。能動素子の周辺、つまり、給電点近傍には、間隔が60μmで、15μm×15μmのスリットリフレクタ部18,18を設けている。ソース、ドレイン,ゲートの電極パッド、すなわち、ワイヤボンディングパッドは100μm角である。
なお、図中のLgは、半導体素子のチャネルの上を横切って設けられているゲートの幅、つまりゲート長(図14参照)であり、スロットアンテナ本体2の幅(ソース、ドレイン電極間の細隙の幅)4μmに比較して十分に小さい。
FIG. 16 is a plan view of an oscillator having a slot antenna designed in detail. As shown in the figure, an NDR-DCT channel having a width of 60 μm and a length of 4 μm is arranged at the center of a semiconductor substrate having a size of 1120 μm × 1120 μm. Two large conductive plates 3 and 13 connected to both ends are a source electrode and a drain electrode, and a slot antenna of the present invention is formed in a slit between these electrodes. In this case, the slot antenna body 2 has a width of 4 μm and a length of 720 μm, and the slit reflector portions 3 and 13 connected to the slot antenna body have the same dimensions, a width of 20 μm, and a length of 500 μm. In the vicinity of the active element, that is, in the vicinity of the feeding point, slit reflector portions 18 and 18 having a spacing of 60 μm and 15 μm × 15 μm are provided. Source, drain, and gate electrode pads, that is, wire bonding pads, are 100 μm square.
Note that Lg in the figure is the width of the gate provided across the channel of the semiconductor element, that is, the gate length (see FIG. 14), and the width of the slot antenna body 2 (the narrowness between the source and drain electrodes). The width of the gap) is sufficiently smaller than 4 μm.
図17は、図16の発振器に対応するアドミタンスの周波数特性を示す図である。図17の横軸は周波数(THz)であり、縦軸はアドミタンス(S)を示している。図17においては、スロットアンテナのアドミタンスの実部Re(Ya)とその虚部Im(Ya)と、NDR−DCTのLgが100nm及び200nmにおけるアドミタンスの実部Re(Yd)とその虚部Im(Yd)を示している。発振条件が、本発明によって設計されたスロットアンテナが設けられた外部共振器の共振周波数近辺で満足され、0.12THz、すなわち、120GHz付近で電力条件に余裕をもって発振するというシミュレーション結果となっている。 FIG. 17 is a diagram showing frequency characteristics of admittance corresponding to the oscillator of FIG. In FIG. 17, the horizontal axis represents frequency (THz), and the vertical axis represents admittance (S). In FIG. 17, the real part Re (Ya) and its imaginary part Im (Ya) of the admittance of the slot antenna, the real part Re (Yd) of the admittance when the Lg of NDR-DCT is 100 nm and 200 nm, and its imaginary part Im ( Yd). The simulation result shows that the oscillation condition is satisfied in the vicinity of the resonance frequency of the external resonator provided with the slot antenna designed according to the present invention, and oscillates with a margin in the power condition in the vicinity of 0.12 THz, that is, 120 GHz. .
図18は、スロットアンテナを有する発振器の別構成のパターンを示す平面図である。スロットアンテナ本体2の長さを390μmとし、スロットアンテナ本体2に接続しているスリットリフレクタ部3,13の寸法は、長さを300μmとした以外は、図16に示す発振器と同じである。但し、NDR−DCTのLgは100nmとしている。 FIG. 18 is a plan view showing a pattern of another configuration of an oscillator having a slot antenna. The length of the slot antenna body 2 is 390 μm, and the dimensions of the slit reflector portions 3 and 13 connected to the slot antenna body 2 are the same as those of the oscillator shown in FIG. 16 except that the length is 300 μm. However, Lg of NDR-DCT is 100 nm.
図19は、図18の発振器に対応するアドミタンスの周波数特性を示す図であり、図19の横軸及び縦軸は図17と同じであるので説明は省略する。
図19から明らかなように、発振条件は本発明によって設計されたスロットアンテナにより形成された外部共振器の共振周波数近辺で満足され、0.21THz、すなわち、210GHz付近で電力条件に余裕をもって発振するというシミュレーション結果となっている。
FIG. 19 is a diagram showing the frequency characteristics of admittance corresponding to the oscillator of FIG. 18. The horizontal axis and vertical axis of FIG. 19 are the same as those of FIG.
As is apparent from FIG. 19, the oscillation condition is satisfied in the vicinity of the resonance frequency of the external resonator formed by the slot antenna designed according to the present invention, and oscillates with a margin in the power condition in the vicinity of 0.21 THz, that is, 210 GHz. The simulation results are as follows.
図20は、スロットアンテナを有する発振器のさらに別構成のパターンを示す平面図である。スロットアンテナ本体の長さを270μmとし、スロットアンテナ本体に接続しているスリットリフレクタ部3,13の寸法は、長さを200μmとした以外は、図16に示す発振器と同じである。但し、NDR−DCTのLgは100nmとしている。 FIG. 20 is a plan view showing a pattern of still another configuration of the oscillator having the slot antenna. The length of the slot antenna body is 270 μm, and the dimensions of the slit reflector portions 3 and 13 connected to the slot antenna body are the same as those of the oscillator shown in FIG. 16 except that the length is 200 μm. However, Lg of NDR-DCT is 100 nm.
図21は、図20の発振器に対応するアドミタンスの周波数特性を示す図であり、図21の横軸及び縦軸は図17と同じであるので説明は省略する。
図21から明らかなように、発振条件は本発明によって設計されたスロットアンテナにより形成された外部共振器の共振周波数近辺で満足され、0.305THz、すなわち、約305GHz付近で電力条件に余裕をもって発振するというシミュレーション結果とな
っている。
FIG. 21 is a diagram showing the frequency characteristics of admittance corresponding to the oscillator of FIG. 20, and the horizontal axis and vertical axis of FIG. 21 are the same as those of FIG.
As is apparent from FIG. 21, the oscillation condition is satisfied in the vicinity of the resonance frequency of the external resonator formed by the slot antenna designed according to the present invention, and oscillates with a margin in the power condition in the vicinity of 0.305 THz, that is, about 305 GHz. This is a simulation result.
上記の解析結果からは、スロットアンテナの共振周波数は、スロットアンテナ長にほぼ反比例して変化していることが分かる。したがって、本発明により当該発振デバイスの発振周波数を制御し得ることが分かる。 From the above analysis results, it can be seen that the resonance frequency of the slot antenna changes almost in inverse proportion to the slot antenna length. Therefore, it can be seen that the oscillation frequency of the oscillation device can be controlled by the present invention.
図22は、図20のスロットアンテナの設計パラメータは変えずに、それを構成する電極のサイズを変更したものであり、図23はそのアドミタンスの周波数特性を示す図である。図23から明らかなように、図21に示すアドミタンスの周波数特性と比較すると、両者の相違は少なく、共に発振条件が満足されていることが分かる。シミュレーション上で、本発明が、スリットリフレクタ部3,13に挟まれたスロットアンテナ本体2への電磁界の局在化に成功しており、デバイス全体の大きさに影響されず所望の発振周波数を実現し得ることが分かる。 FIG. 22 shows the slot antenna shown in FIG. 20 without changing the design parameters, and the size of the electrodes constituting the slot antenna is changed. FIG. 23 shows the frequency characteristics of the admittance. As can be seen from FIG. 23, when compared with the frequency characteristics of the admittance shown in FIG. 21, the difference between the two is small and it can be seen that the oscillation condition is satisfied. In the simulation, the present invention has succeeded in localizing the electromagnetic field to the slot antenna body 2 sandwiched between the slit reflector portions 3 and 13, and the desired oscillation frequency is set without being influenced by the size of the entire device. It can be seen that it can be realized.
図24は、図20に示した発振器パターンにおいて、小さいスリットリフレクタ部18を除いたパターンを示す図である。図25は、そのアドミタンスの周波数特性を示す図である。図25から明らかなように、図21に示すアドミタンスの周波数特性と比較すると、特性の変化が大きく、図20に示した発振器の場合は満足されていた発振条件が、満足されなくなっていることが分かる。シミュレーション上で、本発明のスリットリフレクタ部18が単なる反射器に留まらず共振の程度を調整する作用があり、スロットアンテナ本体2への電磁界の局在化に成功しており、デバイス全体の大きさに影響されず所望の発振周波数を実現し得ることが分かる。 FIG. 24 is a diagram illustrating a pattern in which the small slit reflector portion 18 is removed from the oscillator pattern illustrated in FIG. 20. FIG. 25 is a diagram showing the frequency characteristics of the admittance. As is clear from FIG. 25, the change in the characteristics is large compared with the frequency characteristics of the admittance shown in FIG. 21, and the oscillation condition that was satisfied in the case of the oscillator shown in FIG. 20 is no longer satisfied. I understand. In the simulation, the slit reflector portion 18 of the present invention has an effect of adjusting the degree of resonance rather than being merely a reflector, and has successfully localized the electromagnetic field to the slot antenna body 2. It can be seen that a desired oscillation frequency can be realized without being affected by the above.
図20の構造に対する図24と同様に、図16の構造から前記のような付加的なスリットリフレクタ部18を除いた場合が図26であり、図27は、そのアドミタンスの周波数特性を示す図である。
図27から明らかなように、この場合は、図17と同様に発振条件を満足する周波数を見出すことができ、小さいスリットリフレクタ部18の有無が特性に大きく影響していないことが分かる。これは、スロット部分を挟んだ2組のスリットリフレクタ部3,13のみで充分な共振回路が実現できる例である。
Similarly to FIG. 24 for the structure of FIG. 20, FIG. 26 shows the case where the additional slit reflector 18 as described above is removed from the structure of FIG. 16, and FIG. 27 is a diagram showing the frequency characteristics of the admittance. is there.
As is clear from FIG. 27, in this case, the frequency satisfying the oscillation condition can be found as in FIG. 17, and it can be seen that the presence or absence of the small slit reflector 18 does not greatly affect the characteristics. This is an example in which a sufficient resonance circuit can be realized with only two sets of slit reflector portions 3 and 13 sandwiching the slot portion.
本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で種々の変形が可能であり、例えば、用いる能動素子やその発振周波数はその目的に応じて設定することができ、それらも本発明の範囲内に含まれることはいうまでもない。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications are possible within the scope of the invention described in the claims. For example, the active element used and its oscillation frequency depend on the purpose. Needless to say, these are also included in the scope of the present invention.
本発明のアンテナ及びそれを用いた発振器は、テラヘルツ電磁波を通信、計測、演算等へ利用する装置のみならず、電磁波の伝送線路を用いて実現される回路全般にも広く適用することができる。 The antenna and the oscillator using the antenna of the present invention can be widely applied not only to devices that use terahertz electromagnetic waves for communication, measurement, calculation, etc., but also to circuits in general that are realized using electromagnetic wave transmission lines.
1,10,15,20,25:スロットアンテナ
2:スロットアンテナ本体
2A:給電点
3:スリットリフレクタ部(第1のスリットリフレクタ部)
3A,3B:空隙
5,11,12:導電性平板
6,31:基板
13:第2のスリットリフレクタ部
14,16,18:さらに付加するスリットリフレクタ部
30:アレーアンテナ
32:能動素子を含む層
33:能動素子
35,40,45,50:スロットアンテナを用いた発振器
1, 10, 15, 20, 25: Slot antenna 2: Slot antenna body 2A: Feed point 3: Slit reflector part (first slit reflector part)
3A, 3B: Air gaps 5, 11, 12: Conductive flat plates 6, 31: Substrate 13: Second slit reflector portions 14, 16, 18: Further slit reflector portions 30: Array antenna 32: Layer including active elements 33: Active elements 35, 40, 45, 50: Oscillator using slot antenna
Claims (10)
上記2枚の導電性平板には、上記細隙の長手方向に対して垂直方向に空隙が形成されてなる2組のスリットリフレクタ部と、を備え、
上記2組のスリットリフレクタ部に挟み込まれる上記細隙がスロットアンテナ本体となることを特徴とする、スロットアンテナ。 Two conductive plates arranged to form a slit at a predetermined interval;
The two conductive flat plates include two sets of slit reflector portions each having a gap formed in a direction perpendicular to the longitudinal direction of the slit,
A slot antenna, wherein the slits sandwiched between the two sets of slit reflector portions constitute a slot antenna body.
上記能動素子の少なくとも2つの電極を導電性平板とし、
上記2枚の導電性平板が所定の間隔で細隙となるように配置され、
上記2枚の導電性平板には、上記細隙の長手方向に対して垂直方向に少なくとも2組以上のスリットリフレクタ部となる空隙を設け、
上記2組以上のスリットリフレクタ部に挟み込まれる上記細隙がスロットアンテナ本体となり、上記スロットアンテナが共振器とアンテナとを兼ねることを特徴とする、発振器。 An oscillator comprising an active element and a slot antenna,
At least two electrodes of the active element are conductive plates,
The two conductive flat plates are arranged so as to form a slit at a predetermined interval,
The two conductive flat plates are provided with gaps to be at least two sets of slit reflector portions in a direction perpendicular to the longitudinal direction of the slit,
The oscillator, wherein the slits sandwiched between the two or more sets of slit reflector portions serve as a slot antenna body, and the slot antenna serves as both a resonator and an antenna.
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