JP4883001B2 - Receiving machine - Google Patents
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Description
本発明は、高周波同調回路を備える受信機に関する。 The present invention relates to a receiver including a high frequency tuning circuit.
小型で高性能な受信機としてヘテロダイン方式の受信機が広く利用されている。スーパーテロダイン式の受信機は、目的周波数の他にイメージ周波数(影像周波数)をも受信し、受信障害を起こしやすいという特性を有する。 Heterodyne receivers are widely used as compact and high-performance receivers. A superterodyne receiver has a characteristic of receiving an image frequency (image frequency) in addition to a target frequency and easily causing a reception failure.
さらなる高性能化のため、高周波同調回路にバリキャプ同調回路を採用したヘテロダイン方式の受信機が知られている(特許文献1、図1)。
しかしながら、バリキャップを受信回路に利用した受信機は、生産・出荷段階で、バリキャップの容量の調整を行わなければならず、その上で、イメージ周波数域の信号の減衰量に着目した調整をすることは効率的でない。このため、受信目的周波数のゲイン最大点が所望の値となるように、バリキャップの容量を調整することが一般的である。 However, receivers that use varicaps as receiver circuits must adjust the capacity of the varicaps at the production and shipment stages, and then make adjustments that focus on the attenuation of the signal in the image frequency range. It is not efficient to do. For this reason, it is common to adjust the capacity of the varicap so that the gain maximum point of the reception target frequency becomes a desired value.
バリキャップを受信回路に利用した受信機広帯域化への要求や温度特性などによる使用デバイスのゲイン低下による受信感度の低下を抑制するため、増幅段を含んだ受信高周波同調回路には、ある程度の余剰ゲインをもたせる。
このため、受信感度最良点のみに基づいた調整では、イメージ妨害比が最良点になるとは限らない。
A receiver using a varicap as a receiver circuit. In order to suppress a decrease in receiver sensitivity due to a decrease in gain of the device used due to temperature characteristics, etc., the receiver high-frequency tuning circuit including the amplification stage has a certain amount of surplus. Give gain.
For this reason, in the adjustment based only on the reception sensitivity best point, the image disturbance ratio is not always the best point.
また、受信感度とイメージ妨害比の両方を見ながらの調整では、調整対象が膨大となって、調整が困難である。
イメージ妨害比に焦点をおいて調整すると、受信感度が最良にならない。
Further, in the adjustment while looking at both the reception sensitivity and the image interference ratio, the adjustment target becomes enormous and adjustment is difficult.
If the focus is on the image jamming ratio, the reception sensitivity will not be the best.
この発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、バリキャップを受信回路に利用しつつも調整が容易で、受信感度及びイメージ妨害比が良好な受信機を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a receiver that can be easily adjusted while using a varicap in a receiving circuit, and that has a good reception sensitivity and image interference ratio.
この目的を達成するため、本発明の第1の観点に係る受信機は、
高周波信号に同調して受信する同調回路と、
前記同調回路の出力信号を中間周波数信号に変換する変換回路と、
前記変換回路から出力された中間周波数信号から受信信号を復調する復調手段と、
から構成される受信機であって、
前記同調回路は、
第1の制御電圧に応じて容量が変化する可変容量ダイオードを備え、該可変容量ダイオードの容量に応じて周波数−ゲイン特性が変化する構成を有し、目的周波数の信号に対し、第1のゲインを有する第1のバンドパスフィルタと、
前記第1のバンドパスフィルタとカスケードに接続され、第2の制御電圧に応じて容量が変化する可変容量ダイオードを備え、該可変容量ダイオードの容量に応じて周波数−ゲイン特性が変化する構成を有し、目的周波数の信号に対し、第2のゲインを有する第2のバンドパスフィルタと、
前記第1のバンドパスフィルタの可変容量ダイオードと前記第2のバンドパスフィルタの可変容量ダイオードとに前記第1と第2の制御電圧を印加する制御手段と、を備え、
前記第1と第2のバンドパスフィルタは、
前記第1と第2のバンドパスフィルタの可変容量ダイオードの容量が互いに同一であって、前記第2のゲインは前記第1のゲイン以下であり、前記第2のバンドパスフィルタの周波数−ゲイン特性は、前記第1のバンドパスフィルタの周波数−ゲイン特性よりも緩やかになる構成を有し、
前記制御手段は、
前記第1のバンドパスフィルタの可変容量ダイオードに、第1の電圧から第2の電圧の範囲内で前記第1の制御電圧を印加し、
前記第2のバンドパスフィルタの可変容量ダイオードに、第1の電圧から第2の電圧の範囲よりも狭い範囲内で前記第2の制御電圧を印加する、
ことを特徴とする。
In order to achieve this object, a receiver according to the first aspect of the present invention provides:
A tuning circuit that tunes and receives a high-frequency signal;
A conversion circuit for converting the output signal of the tuning circuit into an intermediate frequency signal;
Demodulation means for demodulating the received signal from the intermediate frequency signal output from the conversion circuit;
A receiver comprising:
The tuning circuit is
A variable-capacitance diode whose capacity changes according to the first control voltage is provided, the frequency-gain characteristic is changed according to the capacity of the variable-capacitance diode, and the first gain for a signal of the target frequency A first bandpass filter having:
A variable capacitance diode connected in cascade with the first bandpass filter and having a capacitance that changes according to the second control voltage is provided, and the frequency-gain characteristic changes according to the capacitance of the variable capacitance diode. A second band-pass filter having a second gain for a signal of a target frequency;
Control means for applying the first and second control voltages to the variable capacitance diode of the first bandpass filter and the variable capacitance diode of the second bandpass filter;
The first and second bandpass filters are:
The capacitances of the variable capacitance diodes of the first and second bandpass filters are the same , the second gain is less than or equal to the first gain, and the frequency-gain characteristics of the second bandpass filter Has a configuration that is gentler than the frequency-gain characteristic of the first bandpass filter,
The control means includes
Applying the first control voltage to a variable capacitance diode of the first bandpass filter within a range from a first voltage to a second voltage;
Applying the second control voltage to a variable capacitance diode of the second band-pass filter within a range narrower than a range from the first voltage to the second voltage;
It is characterized by that.
前記同調回路の周波数−ゲイン特性は、例えば、前記第2のバンドパスフィルタが前記第1のバンドパスフィルタと同一の周波数−ゲイン特性を有していると仮定した場合に得られる前記同調回路の周波数−ゲイン特性よりも、
目的周波数におけるゲインが小さく、目的周波数におけるゲインと所定のノイズに対するゲインとの差が大きい。
The frequency of the tuning circuit - gain characteristic, for example, the second band-pass filter is the same frequency as the first band-pass filter - the tuned circuit obtained when it is assumed to have a gain characteristic Rather than frequency-gain characteristics,
The gain at the target frequency is small, and the difference between the gain at the target frequency and the gain for a predetermined noise is large.
前記同調回路は、前記第1のバンドパスフィルタの信号を増幅して前記第2のバンドパスフィルタに供給する増幅器を更に備えてもよい。 The tuning circuit may further include an amplifier that amplifies the signal of the first bandpass filter and supplies the amplified signal to the second bandpass filter.
この発明によれば、同調回路の調整が容易になると共に好適なイメージ妨害特性が得られる。 According to the present invention, the tuning circuit can be easily adjusted and a suitable image disturbance characteristic can be obtained.
以下、本発明の一実施の形態に係るスーパヘテロダイン受信機(以下、単に受信機)100を説明する。 Hereinafter, a superheterodyne receiver (hereinafter simply referred to as a receiver) 100 according to an embodiment of the present invention will be described.
この実施の形態の受信機100は、図1に示すように、アンテナ1と、アンテナ(ANT)同調回路2、高周波(RF)増幅回路3、高周波(RF)同調回路4、混合回路5、局部発振回路6、中間周波(IF)増幅回路7、復調回路8、低周波増幅回路9、スピーカ10と、システムコントローラ11、デジタル/アナログ変換回路(以下「D/A」と略称する)回路12,13と、RSSI検出回路14と、操作部15と、EEPROM16とから構成される。
As shown in FIG. 1, the receiver 100 of this embodiment includes an
ANT同調回路2は、バリキャップ(可変容量ダイオード)を含んで構成されたバンドパスフィルタから構成されており、D/A12を介して印加される制御電圧により目的周波数f0に同調する。その詳細については後述する。
RF増幅回路3は、ANT同調回路2で同調し受信した信号を増幅する。
The
The RF amplifier circuit 3 amplifies the received signal after being tuned by the
RF同調回路4は、ANT同調回路2で受信し、さらに、RF増幅回路3で増幅した信号のうち、不要な周波数帯域を減衰して出力するものである。
RF同調回路4は、バリキャップ(可変容量ダイオード)を含んで構成されたバンドパスフィルタから構成されており、D/A13を介して印加される制御電圧により目的周波数f0のゲインが変化する。その詳細については後述する。
The
The
混合回路5は、RF同調回路4の出力した受信高周波信号と局部発振回路6から供給される局部発振信号とを混合して、高周波受信信号を中間周波数(IF)信号にダウンコンバージョンして出力する。
The mixing circuit 5 mixes the reception high-frequency signal output from the
IF増幅回路7は、混合回路5の出力した中間周波信号を増幅して出力する。 The IF amplifier circuit 7 amplifies and outputs the intermediate frequency signal output from the mixing circuit 5.
復調回路8は、中間周波信号からベースバンド信号(ここでは音声信号)を復調して出力する。
低周波増幅回路9は、音声信号を増幅し、スピーカ10から音声を出力する。
また、
The demodulation circuit 8 demodulates and outputs a baseband signal (here, an audio signal) from the intermediate frequency signal.
The low frequency amplifier circuit 9 amplifies the sound signal and outputs sound from the
Also,
システムコントローラ11は、CPU(中央処理装置)、メモリなどから構成され、メモリに記憶されている動作プログラムに従って、この受信機100全体の動作を制御する。特に、システムコントローラ11は、D/A12を介して、ANT同調回路2に、同調周波数(目的周波数)を指示する制御電圧を供給する。
The
また、システムコントローラ11は、D/A13を介して、RF同調回路4に、その周波数−ゲイン特性を設定するための電圧信号(目的周波数に応じてEEPROM16に予め格納されている設定データに対応する電圧)を供給する。
Further, the
RSSI検出回路14は、アンテナ1より受信する信号の強度を測定して、測定結果をRSSIデテクト信号としてシステムコントローラ11に出力する。
操作部15は、操作キー等を備え、ユーザにより操作され、目的周波数等のユーザの指示をシステムコントローラ11に供給する。
The
The
EEPROM16は、受信機100を制御するための固定データを記憶する不揮発性メモリであり、目的周波数とANT同調回路2に供給する電圧との関係を示すテーブルを記憶する。
また、EEPROM16は、この受信機100の製造出荷時等に行われた調整に基づいて、RF同調回路4の周波数−ゲイン特性を制御するための設定データを記憶する。この設定データについては後述する。
The
Further, the EEPROM 16 stores setting data for controlling the frequency-gain characteristic of the
次に、上述のANT同調回路2〜RF同調回路4について詳細に説明する。
ANT同調回路2とRF同調回路4とは、図2に示すように、それぞれ、2つのバンドパスフィルタ(BPF)21,22,41、42がカスケードに接続された構成を有する。
第1段、第2段及び第4段のBPF21,22,42は、図3(a)に示すように通過帯域幅が比較的狭く、目的周波数f0におけるQ(共振の鋭さ)が比較的高い特性を有し、第3段のバンドパスフィルタ41は、図3(b)に示すように通過帯域幅が比較的広く、目的周波数f0におけるQが比較的低い特性を有している。
Next, the
As shown in FIG. 2, each of the
The first-stage, second-stage, and fourth-
一例として、第1段、第2段及び第4段のBPF21,22,42は、図4(a)に示す構成を有し、第3段のバンドパスフィルタ41は、図4(b)に示す構成を有する。
図示するように、第1段、第2段及び第4段のBPF21,22,42は、コイル(インダクタ)111と、コンデンサ112と、バリキャップ113とコンデンサ114の直列回路とが並列に接続された構成と前後に接続されたコンデンサ115,116を有し、制御端子118から容量制御用の制御信号が抵抗117を介してバリキャップ113のカソードに印加される。
As an example, the
As shown in the figure, the
また、第3段のバンドパスフィルタ41は、上述の構成に、抵抗(ダンピング抵抗)119を接続した構成を有する。
The third-
また、システムコントローラ11は、起動時等に、予めEEPROM16に格納されている設定データを読み出してポートP1〜P4から、D/A12−1,12−2,13−1,13−2に供給し、BPF21,22,41,42の制御端子118に対応する制御電圧を印加する。
Further, the
この設定データは、第1、第2、第4のポートP1,P2,P4については、所定の範囲内の値(例えば、電圧0V〜5Vに対応する値)であり、第3のポートP3については、前記所定の範囲内のうちの一部の範囲内の値(電圧0V〜2Vに対応する値)である。 This setting data is a value within a predetermined range (for example, a value corresponding to a voltage of 0 V to 5 V) for the first, second, and fourth ports P1, P2, and P4, and for the third port P3. Is a value within a part of the predetermined range (a value corresponding to a voltage of 0 V to 2 V).
従って、第1段、第2段、第4段のBPF21,22,42の制御端子118には、所定の範囲(電圧0V〜5Vの範囲)内の電圧が印加され、第3段のBPF41については、前記所定の範囲のうちの一部の範囲(電圧0V〜2Vの範囲)内の電圧が印加される。
Accordingly, a voltage within a predetermined range (voltage range of 0 V to 5 V) is applied to the
このような構成の差により、第1段、第2段及び第4段のBPF21,22,42は、制御端子118に、共振周波数が目的周波数f0となるように、バリキャップ113の容量を制御する制御電圧が印加されると、図3(a)に模式的に示す周波数−ゲイン特性を示す。
また、第3のバンドパスフィルタ41は、制御端子118に、共振周波数が目的周波数f0となるように、バリキャップ113の容量を制御する制御電圧が印加されると、図3(b)に模式的に示す周波数−ゲイン特性を示す。
Due to the difference in configuration, the
In addition, when a control voltage for controlling the capacity of the
このように、BPF21〜42がカスケードに接続され、BPF41の制御端子118に印加される制御電圧が取りうる値の範囲を、BPF21,22,42の制御端子に印加される制御電圧が取りうる値の範囲の一部とした結果、RSSIデテクト信号が最大となるとき、高周波回路全体(ANT同調回路2、RF増幅回路3、RF同調回路4)としては、図5(a)に示す周波数−ゲイン特性を示す。
Thus, the
仮に、第3段のBPF41の制御端子118へ印加する制御電圧の範囲が第1段、第2段、第4段のBPF21,22,42と同一の制御電圧の範囲とすると、その特性は、図5(b)に示すような比較的平坦な特性を示す。これに対し、周波数ーゲインのピークが相対的に低く、周波数−ゲインのカーブが比較的穏やかな特性を有する第3段のBPF41の制御端子へ印加する制御電圧の範囲に制限をかけて、目的周波数f0に対するRSSIデテクト信号が最大となるように調整を行う。
If the control voltage range applied to the
このため、高周波回路全体としては、図5(a)に示すように、ピークゲインは図5(b)の特性よりもDCだけわずかに低いが、ピークゲインとIF/2イメージ信号に対応する周波数(f0+IF/2)でのゲインの差がDBからDAに大きくなっている。適切に調整することにより、DA>DB>>DCが成立する。 For this reason, as shown in FIG. 5A, the peak gain is slightly lower than the characteristics of FIG. 5B by DC, but the frequency corresponding to the peak gain and the IF / 2 image signal is high. The gain difference at (f0 + IF / 2) increases from DB to DA. By appropriately adjusting, DA >> DB >> DC is established.
このため、図6に示すような周波数関係にある目的周波数f0とIF/2イメージ信号とについて検討すると、目的周波数をゲインに着目して調整した場合と比較して遜色なく増幅しつつ、IF/2イメージ信号を十分に減衰することができ、目的周波数f0でのゲインがほぼ最大となるように制御しつつ、目的信号とIF/2イメージ信号との強度の比(すなわち、イメージ妨害比)を十分に大きくとることができる。他のイメージ信号やノイズ、例えば、2IFイメージ信号等についても同様に減衰することが可能である。 For this reason, when the target frequency f0 and the IF / 2 image signal having the frequency relationship as shown in FIG. 6 are studied, the IF / The intensity ratio between the target signal and the IF / 2 image signal (that is, the image disturbance ratio) is controlled while controlling the gain so that the two image signals can be sufficiently attenuated and the gain at the target frequency f0 is substantially maximized. Can be large enough. Other image signals and noise, such as 2IF image signals, can be similarly attenuated.
次に、上記構成の受信機100の動作を説明する。
電源が投入されると、システムコントローラ11は、EEPROM16から目的周波数f0に対応する設定データ1〜設定データ4を読み出し、ポートP1〜P4から、D/A12−1〜13−2を介して第1段〜第4段のBPF21〜42の制御端子118に印加する。これにより、第1段〜第4段のBPF21〜42は、それぞれ図3(a)又は(b)に示すような所望の特性に設定されているので、全体としては、図5(a)に示す特性に設定される。
Next, the operation of the receiver 100 having the above configuration will be described.
When the power is turned on, the
これにより、ANT同調回路2は、目的周波数f0に同調し、目的周波数f0をほぼ中心とする一定帯域の信号を受信してRF増幅回路3に供給する。
As a result, the
RF増幅回路3は、ANT同調回路2で受信された信号を増幅してRF同調回路4に供給する。
ここで、周知のように、受信信号は、目的信号、イメージ信号、さらには、ハーフイメージ信号を含む。ハーフイメージ信号は、IF/2イメージ信号とも呼ばれ、RF信号(目的周波数f0)からIF/2だけ離れた位置に生ずる信号である。
The RF amplifier circuit 3 amplifies the signal received by the
Here, as is well known, the received signal includes a target signal, an image signal, and further a half image signal. The half image signal is also called an IF / 2 image signal, and is a signal generated at a position separated from the RF signal (target frequency f0) by IF / 2.
RF同調回路4は、D/A13−1,13−2から供給される制御電圧に対応するフィルタリング特性で、入力信号をフィルタリングする。
The
上述したように、高周波回路全体(2〜4)では、目的信号の周波数f0近傍のゲインは、その構造から得られる最高値よりも若干(図5では、DC)低いが、目的周波数でのゲインとIF/2イメージ点でのゲイン差DAが十分に大きいので、目的信号を遜色なく増幅しつつIF/2イメージ信号を十分に減衰して、高いイメージ妨害比を有する新信号を生成して混合回路5に出力する。 As described above, in the entire high frequency circuit (2 to 4), the gain near the frequency f0 of the target signal is slightly lower (DC in FIG. 5) than the maximum value obtained from the structure, but the gain at the target frequency is Since the gain difference DA at the IF / 2 image point is sufficiently large, the IF / 2 image signal is sufficiently attenuated while amplifying the target signal without inferiority, and a new signal having a high image disturbance ratio is generated and mixed Output to the circuit 5.
局部発振回路6は、システムコントローラ11により指示された周波数で発振しており、混合回路5は、RF同調回路4から出力された高周波信号と局部発振回路6からの局部発振信号とを混合し、所定周波数の中間周波数信号を出力する。
中間周波増幅回路7は、この中間周波数信号のうち目的信号の周波数を抽出及び増幅し、ノイズを含む不要信号を減衰して、出力する。
The local oscillation circuit 6 oscillates at a frequency designated by the
The intermediate frequency amplifier circuit 7 extracts and amplifies the frequency of the target signal from the intermediate frequency signal, attenuates an unnecessary signal including noise, and outputs the attenuated signal.
復調回路8は、音声信号を復調して出力する。
低周波増幅回路9は、音声信号を増幅してスピーカ10に供給する。スピーカ10は、音声信号を空気振動に変換して放音する。
The demodulation circuit 8 demodulates and outputs the audio signal.
The low frequency amplifier circuit 9 amplifies the audio signal and supplies it to the
このようにして、受信機100は、目的信号を十分に増幅しつつIF/2イメージ信号をはじめ2IFイメージ信号やノイズを十分に減衰して、高いイメージ妨害比の信号を生成して混合回路5に出力する。 In this way, the receiver 100 sufficiently amplifies the target signal while sufficiently attenuating the IF / 2 image signal, the 2IF image signal, and the noise to generate a signal with a high image disturbance ratio, and the mixing circuit 5. Output to.
次に、受信機100の調整方法について具体的に説明する。
EEPROM16には、製造時にデフォルト値が記録され、続いて、出荷時等にこのデフォルト値が微調整される。
まず、調整担当者は、目的周波数f0を送信する送信機を起動し、受信機100に受信させる。
Next, a method for adjusting the receiver 100 will be specifically described.
A default value is recorded in the
First, the person in charge of adjustment activates the transmitter that transmits the target frequency f0 and causes the receiver 100 to receive it.
続いて、例えば、操作部15より、システムコントローラ11に、調整動作の開始を指示する。この指示に応答して、システムコントローラ11は、図7に示す高周波同調回路調整動作を開始する。
Subsequently, for example, the
まず、システムコントローラ11は、RSSIの最大値として初期値0又は負の値を設定する(ステップS10)。
First, the
次に、システムコントローラ11は、ポートP1〜P4から、4つのBPF21〜42に制御電圧を印加するD/A12−1〜13−2に、共通の最小値(この例では0)を示す設定データを初期値として供給する(ステップS11)。D/A12−1〜13−2は、供給された設定データを共通の制御電圧に変換し、対応するBPF21〜42の制御端子118に印加する。
Next, the
システムコントローラ11は、RSSI検出回路14の出力を取り込み、予め記憶されているRSSI値の最大値より大きいか否かを判別し、大きければ、D/A12−1〜13−2に供給した設定データとRSSI検出回路14の測定値とを対応付けて従前のデータに上書きして記憶する(ステップS12)。
The
次に、システムコントローラ11は、設定データが最終値(最大値)であるか否かを判別する(ステップS13)。この例では、設定データが5Vに対応する値であるか否かを判別する。
Next, the
システムコントローラ11は、設定データが最終値では無いと判別した場合(ステップS13;No)、設定データに予め設定されているピッチ(微少値)Dpを加算して、各D/A12−1〜13−2にポートP1〜P4から供給する(ステップS14)。ただし、ポートP3からD/A13−1に出力する設定データは、上限値(例えば、2V)が制限されているので、上限値に達した後は、そのデータ(値)を維持する。
When the
その後、制御はステップS12に進み、同様の処理を繰り返す。 Thereafter, the control proceeds to step S12, and the same processing is repeated.
上記の処理を繰り返し、設定データが、上限値(例えば、5V)に対応する値(但し、ポートP3からの設定データは制限された上限値(例えば、2Vに対応する設定データ))に達すると、ステップS13でYesと判別される。 When the above processing is repeated, the setting data reaches a value corresponding to the upper limit value (for example, 5V) (however, the setting data from the port P3 is a limited upper limit value (for example, setting data corresponding to 2V)). In step S13, “Yes” is determined.
システムコントローラ11は、内部メモリに記録されているRSSIの最大値に対応する設定データを、ポートP1〜P4から出力し、D/A12−1〜13−2に対応する制御電圧を出力させ、BPF21〜42の制御端子118に供給する(ステップS15)。
The
次に、システムコントローラ11は、4つのBPF21〜42のいずれかを特定するポインタIに初期値の1を設定する(ステップS16)。
Next, the
次に、システムコントローラ11は、第I段のBPFについて、RSSIの最大値として初期値0又は負の値を設定する(ステップS17)。
Next, the
続いて、システムコントローラ11は、第IのポートPI(当初は第1のポートP1)から、最小値を示す設定データを出力する。なお、他のポートからは従前の設定データをそのまま出力し続ける。当初はI=1であるから、第1のポートP1から、D/A12−1に制御電圧0Vに対応する設定データを出力する(ステップS18)。
Subsequently, the
システムコントローラ11は、RSSI検出回路14からRSSIデテクト信号を取り込み、内部メモリに予め記憶している第IについてのRSSI値の最大値と比較し、今回のRSSI値の方が大きければ、今回ポートPIから出力した設定データとRSSI検出回路14が測定したRSSI値とを対応付けて記憶する(ステップS19)。
The
次に、システムコントローラ11は、設定データが最終値(最大値)であるか否かを判別する(ステップS20)。すなわち、I=1,2,4のときは設定データが最大値(例えば、5V)を示すデータ値であるか否かを判別し、I=3のときは設定データが限定された範囲内での最大値(例えば、2V)に対応する値を示すデータであるか否かを判別する。
Next, the
システムコントローラ11は、設定データが最終値では無いと判別した場合(ステップS20;No)、設定データに予め設定されているピッチ(微少値)Δを加算して、第IのポートPIから出力する(ステップS21)。
When the
その後、制御はステップS19に進み、同様の処理を繰り返す。
上記の処理を繰り返し、設定データが上限値(例えば、5V又は2V)に対応する値に達すると、ステップS20でYesと判別される。
Thereafter, the control proceeds to step S19, and the same processing is repeated.
When the above processing is repeated and the setting data reaches a value corresponding to the upper limit value (for example, 5V or 2V), Yes is determined in step S20.
システムコントローラ11は、第I段のBPFについて、最大のRSSI値が得られたときの設定データを、第IのポートPIから出力すると共に第I段のBPFについて、すなわち、ポートPIから出力する設定データとして、EEPROM16に格納する。
The
次に、システムコントローラ11は、ポインタIが最終値(この例では、4)であるか否かを判別し(ステップS23)、Iが4でなければ(ステップS23;No)、Iを+1して(ステップS24)、ステップS17に進み、同様の処理を繰り返す。
Next, the
このようにして、全てのI、すなわち、全てのBPFについての処理が終了すると、EEPROM16には、各段のBPFについて設定データが記憶される。
In this way, when processing for all I, that is, all BPFs, is completed, the
以上で、受信機100を調整する処理は終了する。 Thus, the process for adjusting the receiver 100 is completed.
なお、目的周波数が複数存在する場合には、目的周波数別に受信機100の調整を行って、目的周波数別に設定データをEEPROM16に格納しておき、設定された目的周波数に応じて対応する設定データをEEPROM16から読み出して、ポートP1〜P4から出力してBPF21〜42の特性を設定すればよい。
When there are a plurality of target frequencies, the receiver 100 is adjusted for each target frequency, setting data for each target frequency is stored in the
以上説明したように、この実施の形態のシステムによれば、RF同調回路4をゲイン最大点に基づいて調整しつつ、高いイメージ妨害比の出力信号を得ることができる。
また、制御電圧の範囲制限をシステムコントローラ11で行うことで、範囲制限を任意に切り替え(オン/オフ)することが可能であり、また、電圧範囲も任意且つ容易に変更可能である。
As described above, according to the system of this embodiment, an output signal with a high image disturbance ratio can be obtained while adjusting the
In addition, by limiting the range of the control voltage with the
この発明は上記実施の形態に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。
例えば、上記実施の形態では、RF同調回路4を構成するBPFを4段の構成としたが、2段、3段、或いは、5段以上としてもよい。
The present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications and applications are possible.
For example, in the above embodiment, the BPF constituting the
また、RF増幅回路3の直後のBPF41をブロードな特性としたが、他のBPFの特性をブロードとしてもよく、ブロードとするBPFが複数でもかまわない。ただし、ブロードとしたBPFに与える制御電圧の範囲を他の制御電圧に比べて制限するものとする。
また、図4(a)、(b)に示したBPFの構成は、一例であり、既知の任意の構成を利用可能である。
また、説明した受信機の調整方法も一例であり、RSSIに基づいて適切な設定データが得られるならば、適宜変更可能である。
Further, although the
Also, the configuration of the BPF shown in FIGS. 4A and 4B is an example, and any known configuration can be used.
The receiver adjustment method described above is also an example, and can be appropriately changed if appropriate setting data can be obtained based on RSSI.
1 アンテナ
2 アンテナ(ANT)同調回路
3 高周波(RF)増幅回路
4 高周波(RF)同調回路
5 混合回路
6 局部発振回路
7 中間周波増幅回路
8 復調回路
9 低周波増幅回路
11 システムコントローラ
12 D/A変換回路
13 D/A変換回路
14 RSSI検出回路
15 操作部
16 EEPROM
100 受信機
1 Antenna
DESCRIPTION OF
100 receiver
Claims (3)
前記同調回路の出力信号を中間周波数信号に変換する変換回路と、
前記変換回路から出力された中間周波数信号から受信信号を復調する復調手段と、
から構成される受信機であって、
前記同調回路は、
第1の制御電圧に応じて容量が変化する可変容量ダイオードを備え、該可変容量ダイオードの容量に応じて周波数−ゲイン特性が変化する構成を有し、目的周波数の信号に対し、第1のゲインを有する第1のバンドパスフィルタと、
前記第1のバンドパスフィルタとカスケードに接続され、第2の制御電圧に応じて容量が変化する可変容量ダイオードを備え、該可変容量ダイオードの容量に応じて周波数−ゲイン特性が変化する構成を有し、目的周波数の信号に対し、第2のゲインを有する第2のバンドパスフィルタと、
前記第1のバンドパスフィルタの可変容量ダイオードと前記第2のバンドパスフィルタの可変容量ダイオードとに前記第1と第2の制御電圧を印加する制御手段と、を備え、
前記第1と第2のバンドパスフィルタは、
前記第1と第2のバンドパスフィルタの可変容量ダイオードの容量が互いに同一であって、前記第2のゲインは前記第1のゲイン以下であり、前記第2のバンドパスフィルタの周波数−ゲイン特性は、前記第1のバンドパスフィルタの周波数−ゲイン特性よりも緩やかになる構成を有し、
前記制御手段は、
前記第1のバンドパスフィルタの可変容量ダイオードに、第1の電圧から第2の電圧の範囲内で前記第1の制御電圧を印加し、
前記第2のバンドパスフィルタの可変容量ダイオードに、第1の電圧から第2の電圧の範囲よりも狭い範囲内で前記第2の制御電圧を印加する、
ことを特徴とする受信機。 A tuning circuit that tunes and receives a high-frequency signal;
A conversion circuit for converting the output signal of the tuning circuit into an intermediate frequency signal;
Demodulation means for demodulating the received signal from the intermediate frequency signal output from the conversion circuit;
A receiver comprising:
The tuning circuit is
A variable-capacitance diode whose capacity changes according to the first control voltage is provided, the frequency-gain characteristic is changed according to the capacity of the variable-capacitance diode, and the first gain for a signal of the target frequency A first bandpass filter having:
A variable capacitance diode connected in cascade with the first bandpass filter and having a capacitance that changes according to the second control voltage is provided, and the frequency-gain characteristic changes according to the capacitance of the variable capacitance diode. A second band-pass filter having a second gain for a signal of a target frequency;
Control means for applying the first and second control voltages to the variable capacitance diode of the first bandpass filter and the variable capacitance diode of the second bandpass filter;
The first and second bandpass filters are:
The capacitances of the variable capacitance diodes of the first and second bandpass filters are the same , the second gain is less than or equal to the first gain, and the frequency-gain characteristics of the second bandpass filter Has a configuration that is gentler than the frequency-gain characteristic of the first bandpass filter,
The control means includes
Applying the first control voltage to a variable capacitance diode of the first bandpass filter within a range from a first voltage to a second voltage;
Applying the second control voltage to a variable capacitance diode of the second band-pass filter within a range narrower than a range from the first voltage to the second voltage;
A receiver characterized by that.
前記第2のバンドパスフィルタが前記第1のバンドパスフィルタと同一の周波数−ゲイン特性を有していると仮定した場合に得られる前記同調回路の周波数−ゲイン特性よりも、
目的周波数におけるゲインが小さく、
目的周波数におけるゲインと所定のノイズに対するゲインとの差が大きい、
ことを特徴とする請求項1に記載の受信機。 The frequency-gain characteristic of the tuning circuit is
It said second band-pass filter is the first band-pass filter of the same frequency - the frequency of the tuning circuit obtained when it is assumed to have a gain characteristics - than the gain characteristic,
The gain at the target frequency is small,
The difference between the gain at the target frequency and the gain for a given noise is large.
The receiver according to claim 1.
前記第1のバンドパスフィルタの信号を増幅して前記第2のバンドパスフィルタに供給する増幅器を更に備える、
ことを特徴とする請求項1又は2に記載の受信機。 The tuning circuit is
An amplifier that amplifies the signal of the first bandpass filter and supplies the amplified signal to the second bandpass filter;
The receiver according to claim 1 or 2.
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