JP4872680B2

JP4872680B2 - Power supply circuit

Info

Publication number: JP4872680B2
Application number: JP2007012342A
Authority: JP
Inventors: 雅博西山; 励菊池
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 2007-01-23
Filing date: 2007-01-23
Publication date: 2012-02-08
Anticipated expiration: 2027-01-23
Also published as: JP2008182308A

Description

本発明は、電話交換機の加入者回路等における給電回路、特に給電回路の過渡応答改善技術に関するものである。 The present invention relates to a power supply circuit in a subscriber circuit of a telephone exchange, and more particularly to a technique for improving transient response of a power supply circuit.

図２は、下記特許文献１に開示された従来の加入者回路の構成図である。
この加入者回路は、他装置の試験に利用する加入者回路の立ち上がり特性を改善するもので、トランジスタ１０１，１０２、抵抗１０３，１０４，１０５、増幅器１０６，１０７，１０８，１０９、カレントミラー回路１１０，１１１，１１２、変換器１１３、及びコンデンサ１１４からなる給電回路１１９を有している。 FIG. 2 is a configuration diagram of a conventional subscriber circuit disclosed in Patent Document 1 below.
This subscriber circuit improves the startup characteristics of a subscriber circuit used for testing other devices, and includes transistors 101 and 102, resistors 103, 104, and 105, amplifiers 106, 107, 108, and 109, and a current mirror circuit 110. , 111, 112, a converter 113, and a capacitor 114.

また、この加入者回路は、給電回路１１９から試験線１２０に接続するためのスイッチ１２２，１２３と、この試験線１２０に供給される負荷電流ＩＬの有無を検出してスキャニング情報ＳＣＮを出力する負荷電流検出回路１１６と、給電回路１１９を制御するスイッチ１１５を具備している。更に、この加入者回路には、カレントミラー回路１１０の端子Ｓ２側に接続されたコンデンサ１４に絶えずある一定以上の充電を行う電流源１２４と、このカレントミラー回路１１０の端子Ｓ１側に絶えずある一定以上の充電を行う電流源１２５が設けられている。なお、電流源１２４，１２５は同一容量に設定されている。 The subscriber circuit also detects switches 122 and 123 for connection from the power supply circuit 119 to the test line 120, and a load for detecting the presence or absence of the load current IL supplied to the test line 120 and outputting scanning information SCN. A current detection circuit 116 and a switch 115 for controlling the power feeding circuit 119 are provided. In addition, the subscriber circuit includes a current source 124 that constantly charges the capacitor 14 connected to the terminal S2 side of the current mirror circuit 110 over a certain level, and a constant level on the terminal S1 side of the current mirror circuit 110. A current source 125 that performs the above charging is provided. The current sources 124 and 125 are set to the same capacity.

この加入者回路において、給電回路１１９は、負荷電流ＩＬによって発生する電圧Ｖａ，Ｖｂを、それぞれ増幅器１０８，１０９で検出し、変換器１１３に伝達する。変換器１１３は、伝達された電圧Ｖａ，Ｖｂの情報を合計し、この合計電圧に比例した帰還電流Ｉ２をカレントミラー回路１１２から引き込む。カレントミラー回路１１２は、帰還電流Ｉ２に対して一定（α）の比率の帰還電流Ｉ３（＝α×Ｉ２）を出力する。帰還電流Ｉ３は、電流Ｉ４，Ｉ５に分流し、電流Ｉ４は交流差動電圧変動分としてコンデンサ１１４に流れ、電流Ｉ５は抵抗１０５を介してカレントミラー回路１１０に流れる。 In this subscriber circuit, the power feeding circuit 119 detects the voltages Va and Vb generated by the load current IL by the amplifiers 108 and 109 and transmits them to the converter 113. The converter 113 sums the information on the transmitted voltages Va and Vb, and draws the feedback current I2 proportional to the total voltage from the current mirror circuit 112. The current mirror circuit 112 outputs a feedback current I3 (= α × I2) having a constant (α) ratio to the feedback current I2. The feedback current I3 is shunted to currents I4 and I5, the current I4 flows to the capacitor 114 as an AC differential voltage fluctuation, and the current I5 flows to the current mirror circuit 110 via the resistor 105.

カレントミラー回路１１０は、帰還電流Ｉ５に対して一定（β）の比率の帰還電流Ｉ１（＝β×Ｉ５）を、カレントミラー回路１１１に出力する。カレントミラー回路１１１は、増幅器１０６，１０７に制御信号を出力し、これにより、トランジスタ１０１，１０２によって所望の負荷電流ＩＬが供給される。 The current mirror circuit 110 outputs a feedback current I1 (= β × I5) having a constant (β) ratio to the feedback current I5 to the current mirror circuit 111. The current mirror circuit 111 outputs a control signal to the amplifiers 106 and 107, whereby a desired load current IL is supplied by the transistors 101 and 102.

このとき、試験線１２０の負荷である抵抗１１７がスイッチ１１８でオン・オフされるような状態（例えば電話機のダイヤルパルス生成時）において、スイッチ１１８がオフのときは、負荷電流ＩＬが流れないので帰還電流Ｉ３は殆ど流れず、コンデンサ１１４の端子間の電圧Ｖｃは低い。 At this time, in a state where the resistor 117 which is the load of the test line 120 is turned on / off by the switch 118 (for example, when a dial pulse of the telephone is generated), the load current IL does not flow when the switch 118 is off. The feedback current I3 hardly flows, and the voltage Vc between the terminals of the capacitor 114 is low.

次に、スイッチ１１８がオンになると、負荷電流ＩＬが流れるので帰還電流Ｉ３は増加する。但し、スイッチ１１８がオンになった当初は、帰還電流Ｉ３の大部分がコンデンサ１１４に対する充電電流Ｉ４として流れる。そして、充電電流Ｉ４の漸減と共に漸増する帰還電流Ｉ５に比例して負荷電流ＩＬが増加するので、この負荷電流ＩＬの過渡応答が遅くなる。 Next, when the switch 118 is turned on, the load current IL flows, so the feedback current I3 increases. However, when the switch 118 is turned on, most of the feedback current I3 flows as the charging current I4 for the capacitor 114. Since the load current IL increases in proportion to the feedback current I5 that gradually increases with the gradual decrease of the charging current I4, the transient response of the load current IL is delayed.

ここで、過渡応答の遅延を緩和するために設けられた電流源１２４では、スイッチ１１８がオフの時にでも、コンデンサ１１４を絶えずある一定以上の電圧に充電するようにしている。これにより、帰還電流Ｉ５の立ち上がりが速くなる。但し、電流源１２４による定電流は、本来の電圧Ｖａ，Ｖｂに基づいた電流ではないので給電特性がずれてしまう。このため、電流源１２５からカレントミラー回路１１０に電流源１２４と同じ定電流を流すことで電流源１２４の定電流をキャンセルし、所望の給電特性が確保される。 Here, in the current source 124 provided for mitigating the delay of the transient response, the capacitor 114 is constantly charged to a certain voltage or higher even when the switch 118 is off. Thereby, the rising of the feedback current I5 is accelerated. However, since the constant current from the current source 124 is not a current based on the original voltages Va and Vb, the feeding characteristics are shifted. For this reason, the constant current of the current source 124 is canceled by supplying the same constant current as that of the current source 124 from the current source 125 to the current mirror circuit 110, and desired power supply characteristics are ensured.

特開平６−２２５０４５号公報Japanese Patent Laid-Open No. 6-225045

しかしながら、前記加入者回路は、次のような２つの課題があった。
１つ目は、電流源１２４，１２５が供給する定電流は、電流源のばらつきにより、必ずしも一致せず、給電特性が所望の特性にならないという課題である。 However, the subscriber circuit has the following two problems.
The first problem is that the constant currents supplied by the current sources 124 and 125 do not necessarily match due to variations in the current sources, and the power feeding characteristics do not become desired characteristics.

２つ目は、コンデンサ１１４の充電期間のみを考慮しているので、加入者回路内または線路及び端末に容量成分が存在する場合に、負荷電流ＩＬが変化するとその容量成分の充電により、応答速度が遅くなるという課題である。 Second, since only the charging period of the capacitor 114 is taken into consideration, when there is a capacitive component in the subscriber circuit or in the line and the terminal, if the load current IL changes, the response speed is increased by charging the capacitive component. Is the problem of slowing down.

本発明は、応答速度が速く所望の給電特性が得られる給電回路を提供することを目的としている。 An object of the present invention is to provide a power feeding circuit that has a high response speed and can obtain desired power feeding characteristics.

本発明の給電回路は、制御信号に従って負荷回路に負荷電流を供給する給電手段と、前記給電手段に生ずる電圧降下を監視して該電圧降下に応じた電流を出力する監視手段と、前記監視手段から出力される電流に応じて第１のノードに第１の電流を出力し第２のノードに第２の電流を出力する電流ミラー手段と、前記第１のノードに出力される第１の電流の交流成分を除去する容量手段と、前記第２のノードに出力される第２の電流に応じた電圧を出力する抵抗手段と、前記抵抗手段から出力される電圧が上昇したときにその上昇分に応じた第１の補償電流を前記第１のノードに出力する第１の過渡応答改善手段と、前記抵抗手段から出力される電圧が低下したときにその低下分に応じた第２の補償電流を前記第１のノードに出力する第２の過渡応答改善手段と、前記電流ミラー手段と前記第１及び第２の過渡応答改善手段から前記第１のノードに出力される電流に基づいて前記制御信号を出力する駆動手段とを備えたことを特徴としている。 The power supply circuit according to the present invention includes a power supply unit that supplies a load current to a load circuit according to a control signal, a monitoring unit that monitors a voltage drop generated in the power supply unit and outputs a current corresponding to the voltage drop, and the monitoring unit Current mirror means for outputting a first current to a first node and outputting a second current to a second node in response to a current outputted from the first node, and a first current outputted to the first node Capacitance means for removing the alternating current component, resistance means for outputting a voltage corresponding to the second current output to the second node, and when the voltage output from the resistance means rises, A first transient response improving means for outputting a first compensation current corresponding to the first node to the first node, and a second compensation current corresponding to the drop when the voltage output from the resistance means drops. Output to the first node A transfer response improving means; and a driving means for outputting the control signal based on a current output from the first and second transient response improving means to the first node. It is a feature.

本発明では、負荷回路に電流を供給する給電手段の電圧降下を監視手段で監視し、その監視結果に応じて電流ミラー手段から第１のノードに第１の電流を出力し、第２のノードに第２の電流を出力する。第２の電流は抵抗手段によって電圧に変換され、この電圧が上昇すると第１の過渡応答改善手段から、その上昇分に応じた第１の補償電流が第１のノードに出力される。また、抵抗手段から出力される電圧が低下すると、第２の過渡応答改善手段からその低下分に応じた第２の補償電流が第１のノードに出力される。 In the present invention, the voltage drop of the power supply means for supplying current to the load circuit is monitored by the monitoring means, and the first current is output from the current mirror means to the first node according to the monitoring result, and the second node To output a second current. The second current is converted into a voltage by the resistance means. When this voltage increases, the first transient response improving means outputs a first compensation current corresponding to the increase to the first node. Further, when the voltage output from the resistance means decreases, a second compensation current corresponding to the decrease is output from the second transient response improving means to the first node.

第１のノードに出力された第１或いは第２の補償電流は、電流ミラー手段から出力される第１の電流と加算され、この第１のノード接続された容量手段で交流成分が除去されて駆動手段に与えられる。これにより、駆動手段から電圧変動補償分を含む制御信号が給電手段に与えられる。 The first or second compensation current output to the first node is added to the first current output from the current mirror means, and the AC component is removed by the capacity means connected to the first node. It is given to the drive means. As a result, a control signal including voltage fluctuation compensation is supplied from the driving means to the power supply means.

従って、負荷回路に容量成分が存在しても、負荷電流の変動に伴うその容量成分の充電電流は、第１または第２の過渡応答改善手段による補償電流によって補われるので、遅延のない速い応答速度が得られるという効果がある。また、負荷電流の変動がなければ、第１及び第２の過渡応答改善手段による補償電流は生じないので、所望の給電特性が得られるという効果がある。 Therefore, even if there is a capacitive component in the load circuit, the charging current of the capacitive component accompanying the fluctuation of the load current is compensated by the compensation current by the first or second transient response improving means, so a fast response without delay. There is an effect that speed is obtained. Further, if there is no variation in the load current, no compensation current is generated by the first and second transient response improving means, so that there is an effect that desired power supply characteristics can be obtained.

この発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、次の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、より完全に明らかになるであろう。但し、図面は、もっぱら解説のためのものであって、この発明の範囲を限定するものではない。 The above and other objects and novel features of the present invention will become more fully apparent when the following description of the preferred embodiment is read in conjunction with the accompanying drawings. However, the drawings are for explanation only, and do not limit the scope of the present invention.

図１は、本発明の実施例を示す加入者回路の構成図である。
この加入者回路は、負荷回路である加入者線ＳＬが接続される端子１，２を有している。この加入者線ＳＬは、電話機を含む線路抵抗ＲＬ及びこの電話機に設けられたスイッチＳＷと、線路間のキャパシタンスＣＬで構成されていると考えることができる。 FIG. 1 is a block diagram of a subscriber circuit showing an embodiment of the present invention.
This subscriber circuit has terminals 1 and 2 to which a subscriber line SL which is a load circuit is connected. This subscriber line SL can be considered to be composed of a line resistance RL including a telephone, a switch SW provided in the telephone, and a capacitance CL between the lines.

端子１と接地電位ＧＮＤの間には、加入者線ＳＬに負荷電流ＩＬを供給するための給電手段である給電部１０が接続され、端子２と電源電位ＶＢＢ（例えば、−４８Ｖ）の間には、この加入者線ＳＬから流れ込む負荷電流ＩＬを制御する給電部２０が接続されている。給電部１０は、端子１にコレクタが接続されたＰＮＰ型トランジスタ(以下、「ＰＮＰ」という)１１を有している。ＰＮＰ１１のエミッタは抵抗１２を介して接地電位ＧＮＤに接続され、ベースは差動増幅器(以下、「ＯＰ」という)１３の出力側に接続されている。ＰＮＰ１１のエミッタは、抵抗１４を介してＯＰ１３の一方の入力側に接続され、このＯＰ１３の他方の入力側は、抵抗１５を介して接地電位ＧＮＤに接続されている。 Between the terminal 1 and the ground potential GND, a power supply unit 10 which is a power supply means for supplying the load current IL to the subscriber line SL is connected, and between the terminal 2 and the power supply potential VBB (for example, −48V). Is connected to a power feeding unit 20 for controlling a load current IL flowing from the subscriber line SL. The power supply unit 10 includes a PNP transistor (hereinafter referred to as “PNP”) 11 having a collector connected to the terminal 1. The emitter of the PNP 11 is connected to the ground potential GND through the resistor 12, and the base is connected to the output side of a differential amplifier (hereinafter referred to as “OP”) 13. The emitter of the PNP 11 is connected to one input side of the OP 13 via the resistor 14, and the other input side of the OP 13 is connected to the ground potential GND via the resistor 15.

給電部２０は、給電部１０と対称的な構成となっており、端子２にコレクタが接続されたＮＰＮ型トランジスタ(以下、「ＮＰＮ」という)２１を有している。ＮＰＮ２１のエミッタは抵抗２２を介して電源電位ＶＢＢに接続され、ベースはＯＰ２３の出力側に接続されている。ＮＰＮ２１のエミッタは、抵抗２４を介してＯＰ２３の一方の入力側に接続され、このＯＰ２３の他方の入力側は、抵抗２５を介して電源電位ＶＢＢに接続されている。 The power feeding unit 20 has a symmetric configuration with the power feeding unit 10 and includes an NPN transistor (hereinafter referred to as “NPN”) 21 having a collector connected to the terminal 2. The emitter of the NPN 21 is connected to the power supply potential VBB via the resistor 22, and the base is connected to the output side of OP23. The emitter of the NPN 21 is connected to one input side of the OP 23 via the resistor 24, and the other input side of the OP 23 is connected to the power supply potential VBB via the resistor 25.

給電部１０，２０は、駆動手段である駆動部３０から与えられる電流によって駆動されるようになっている。駆動部３０は、電流ミラーで構成され、入力端子に与えられる電流に比例した電流を出力するものである。この駆動部３０の第１の出力側は給電部１０の抵抗１５の一端に接続され、第２の出力側は給電部２０の抵抗２５の一端に接続されている。 The power feeding units 10 and 20 are driven by a current supplied from a driving unit 30 serving as a driving unit. The drive unit 30 is composed of a current mirror, and outputs a current proportional to the current applied to the input terminal. A first output side of the drive unit 30 is connected to one end of the resistor 15 of the power supply unit 10, and a second output side is connected to one end of the resistor 25 of the power supply unit 20.

端子１は抵抗４１を介して電流ミラー４２の入力端子に接続され、端子２は抵抗４３を介して電流ミラー４４の入力端子に接続されている。電流ミラー４２の出力端子は、加算部４５の入力端子に接続され、電流ミラー４４の出力端子は、この加算部４５の出力端子に接続されている。加算部４５の出力端子は、電流ミラー手段である電流ミラー４６の入力端子に接続されている。加算部４５は、電流ミラーで構成され、２つの電流ミラー４２，４４から出力される電流を加算した大きさの電流を、電流ミラー４６から引き出すものである。これらの抵抗４１，４３、電流ミラー４２，４４、及び加算部４５は、負荷電流ＩＬによって給電部１０，２０に生ずる電圧降下Ｖ１０，Ｖ２０を監視してその電圧降下に応じた電流Ｉ４６を出力する監視手段を構成している。 Terminal 1 is connected to the input terminal of current mirror 42 via resistor 41, and terminal 2 is connected to the input terminal of current mirror 44 via resistor 43. The output terminal of the current mirror 42 is connected to the input terminal of the adder 45, and the output terminal of the current mirror 44 is connected to the output terminal of the adder 45. An output terminal of the adder 45 is connected to an input terminal of a current mirror 46 which is a current mirror means. The adding unit 45 is configured by a current mirror, and draws out a current having a magnitude obtained by adding the currents output from the two current mirrors 42 and 44 from the current mirror 46. These resistors 41 and 43, current mirrors 42 and 44, and adder 45 monitor voltage drops V10 and V20 generated in power supply units 10 and 20 by load current IL, and output current I46 corresponding to the voltage drop. It constitutes monitoring means.

電流ミラー４６は、２つの出力端子を有しており、第１の出力端子はノードＮＡに接続され、このノードＮＡに抵抗４７と容量手段であるキャパシタ４８の一端が接続されている。キャパシタ４８は、電流ミラー４６からノードＮＡに出力される電流の交流成分を除去するものである。抵抗４７の他端はＰＮＰ４９のエミッタに接続され、キャパシタ４８の他端がこのＰＮＰ４９のベースとＰＮＰ５０のエミッタに接続されている。ＰＮＰ５０のベースは電源電圧ＶＥＥ（例えば、−８Ｖ）に接続され、コレクタは電源電圧ＶＢＢに接続されている。そして、ＰＮＰ４９のコレクタが、駆動部３０の入力端子に接続されている。 The current mirror 46 has two output terminals. The first output terminal is connected to a node NA, and a resistor 47 and one end of a capacitor 48 serving as a capacitive means are connected to the node NA. The capacitor 48 removes the AC component of the current output from the current mirror 46 to the node NA. The other end of the resistor 47 is connected to the emitter of the PNP 49, and the other end of the capacitor 48 is connected to the base of the PNP 49 and the emitter of the PNP 50. The base of the PNP 50 is connected to a power supply voltage VEE (for example, −8V), and the collector is connected to the power supply voltage VBB. The collector of the PNP 49 is connected to the input terminal of the drive unit 30.

電流ミラー４６の第２の出力端子はノードＮＢに接続され、このノードＮＢと接地電位ＧＮＤ間に抵抗手段である抵抗５１が接続されている。抵抗５１は、電流ミラー４６からノードＮＢに出力される電流に応じた電圧ＶＢを出力するものである。ノードＮＢには、更に、過渡応答改善手段である過渡応答改善部６０，７０が接続されている。 A second output terminal of the current mirror 46 is connected to the node NB, and a resistor 51 as a resistance means is connected between the node NB and the ground potential GND. The resistor 51 outputs a voltage VB corresponding to the current output from the current mirror 46 to the node NB. The node NB is further connected with transient response improvement units 60 and 70 which are transient response improvement means.

過渡応答改善部６０は、立ち下り時の過渡応答を改善するためのもので、一端がノードＮＢに接続された直流成分カット用のキャパシタ６１を有している。キャパシタ６１の他端はＰＮＰ６２のベースに接続され、このＰＮＰ６２のエミッタが抵抗６３を介して電源電位ＶＤＤ（例えば、５Ｖ）に接続されている。更に、ＰＮＰ６２のベースは抵抗６４を介して電源電位ＶＤＤに接続され、このＰＮＰ６２のコレクタは、後述するスイッチ部８０に接続されている。 The transient response improving unit 60 is for improving the transient response at the time of falling, and has a DC component cut capacitor 61 having one end connected to the node NB. The other end of the capacitor 61 is connected to the base of the PNP 62, and the emitter of the PNP 62 is connected to the power supply potential VDD (for example, 5V) via the resistor 63. Further, the base of the PNP 62 is connected to the power supply potential VDD via the resistor 64, and the collector of the PNP 62 is connected to a switch unit 80 described later.

一方、過渡応答改善部７０は、立ち上がり時の過渡応答を改善するためのもので、一端がノードＮＢに接続された直流成分カット用のキャパシタ７１を有している。キャパシタ７１の他端はＮＰＮ７２のベースに接続され、このＮＰＮ７２のエミッタが抵抗７３を介して接地電位ＧＮＤに接続されている。更に、ＮＰＮ７２のベースは抵抗７４を介して接地電位ＧＮＤに接続され、このＮＰＮ７２のコレクタが抵抗７５を介して電源電位ＶＤＤに接続されている。ＮＰＮ７２のコレクタは、更にＰＮＰ７６のベースに接続され、ＰＮＰ７６のエミッタは抵抗７７を介して電源電位ＶＤＤに接続されている。そして、ＰＮＰ７６のコレクタは、スイッチ手段であるスイッチ部８０に接続されている。 On the other hand, the transient response improving unit 70 is for improving the transient response at the time of rising, and has a DC component cut capacitor 71 having one end connected to the node NB. The other end of the capacitor 71 is connected to the base of the NPN 72, and the emitter of the NPN 72 is connected to the ground potential GND through the resistor 73. Further, the base of the NPN 72 is connected to the ground potential GND through the resistor 74, and the collector of the NPN 72 is connected to the power supply potential VDD through the resistor 75. The collector of the NPN 72 is further connected to the base of the PNP 76, and the emitter of the PNP 76 is connected to the power supply potential VDD via the resistor 77. The collector of the PNP 76 is connected to a switch unit 80 that is a switch means.

スイッチ部８０は、過渡応答改善部６０，７０から出力される電流をノードＮＡに与えるか否かの制御を、制御信号ＣＯＮに従って行うもので、任意にオン・オフが可能であり、この制御信号ＣＯＮがベースに与えられるＮＰＮ８１を有している。ＮＰＮ８１のベースは、抵抗８２を介して接地電位ＧＮＤに接続され、エミッタは接地電位ＧＮＤに直接接続されている。ＮＰＮ８１のコレクタは、抵抗８３を介して電源電位ＶＤＤに接続されると共に、スイッチ用のＰＮＰ８４，８５のベースに接続されている。ＰＮＰ８４は、過渡応答改善部６０からの電流をオン・オフするもので、エミッタがＰＮＰ６２のコレクタに接続され、コレクタがノードＮＡに接続されている。またＰＮＰ８５は、過渡応答改善部７０からの電流をオン・オフするもので、エミッタがＰＮＰ７６のコレクタに接続され、コレクタがノードＮＡに接続されている。 The switch unit 80 controls whether or not the current output from the transient response improving units 60 and 70 is supplied to the node NA according to the control signal CON, and can be arbitrarily turned on / off. Con has an NPN 81 which is given to the base. The base of the NPN 81 is connected to the ground potential GND via the resistor 82, and the emitter is directly connected to the ground potential GND. The collector of the NPN 81 is connected to the power supply potential VDD through the resistor 83 and is connected to the bases of the PNPs 84 and 85 for switching. The PNP 84 turns on and off the current from the transient response improving unit 60, and has an emitter connected to the collector of the PNP 62 and a collector connected to the node NA. The PNP 85 turns on and off the current from the transient response improving unit 70, and has an emitter connected to the collector of the PNP 76 and a collector connected to the node NA.

スイッチ部８０は、制御信号ＣＯＮがレベル“Ｈ”のときに、ＮＰＮ８１がオンとなってＰＮＰ８４，８５をオン状態にするものである。制御信号ＣＯＮがレベル“Ｌ”のときはＮＰＮ８１がオフとなり、ＰＮＰ８４，８５はオフとなるように構成されている。 When the control signal CON is at the level “H”, the switch unit 80 turns on the NPN 81 and turns on the PNPs 84 and 85. When the control signal CON is at the level “L”, the NPN 81 is turned off, and the PNPs 84 and 85 are turned off.

次に動作を説明する。
先ず、定常給電状態（制御信号ＣＯＮが“Ｌ”に設定され、スイッチ部８０がオフとなっている状態）において、負荷電流ＩＬによって端子１と接地電位ＧＮＤ間に電圧Ｖ１０が生ずる。また、端子２と電源電位ＶＢＢ間には、電圧Ｖ２０が生ずる。これにより、端子１，２間の電圧（加入者線間電圧）ＶＬは、次のようになる。
ＶＬ＝ＶＢＢ−Ｖ１０−Ｖ２０・・・（１） Next, the operation will be described.
First, in a steady power supply state (a state where the control signal CON is set to “L” and the switch unit 80 is turned off), a voltage V10 is generated between the terminal 1 and the ground potential GND by the load current IL. A voltage V20 is generated between the terminal 2 and the power supply potential VBB. As a result, the voltage (terminal line voltage) VL between the terminals 1 and 2 is as follows.
VL = VBB-V10-V20 (1)

電圧Ｖ１０は、抵抗４１を介して電流ミラー４２の入力端子に印加されるので、この抵抗４１には電流Ｉ４１が流れる。ここで、電流ミラー４２における電圧降下は僅少であるので無視し、抵抗４１の抵抗値をＲ４１とすると、次式の関係が成り立つ。
Ｖ１０＝Ｉ４１×Ｒ４１・・・（２） Since the voltage V10 is applied to the input terminal of the current mirror 42 via the resistor 41, a current I41 flows through the resistor 41. Here, since the voltage drop in the current mirror 42 is very small, it is ignored, and when the resistance value of the resistor 41 is R41, the following relationship is established.
V10 = I41 × R41 (2)

同様に、電圧Ｖ２０は、抵抗４３を介して電流ミラー４４の入力端子に印加されるので、この抵抗４３には電流Ｉ４３が流れる。ここで、電流ミラー４４における電圧降下は僅少であるので無視し、抵抗４３の抵抗値をＲ４３とすると、次式の関係が成り立つ。
Ｖ２０＝Ｉ４３×Ｒ４３・・・（３） Similarly, since the voltage V20 is applied to the input terminal of the current mirror 44 via the resistor 43, the current I43 flows through the resistor 43. Here, since the voltage drop in the current mirror 44 is very small, it is ignored, and when the resistance value of the resistor 43 is R43, the following relationship is established.
V20 = I43 × R43 (3)

電流ミラー４２，４４のミラー比をαとすると、電流ミラー４２の出力端子から流れ出る電流Ｉ４２は、α×Ｉ４１となる。また、電流ミラー４４の出力端子に流れ込む電流Ｉ４４は、α×Ｉ４３となる。 When the mirror ratio of the current mirrors 42 and 44 is α, the current I42 flowing out from the output terminal of the current mirror 42 is α × I41. The current I44 flowing into the output terminal of the current mirror 44 is α × I43.

電流ミラー４２から流れ出る電流Ｉ４２は、加算部４５の入力端子に流れ込むので、この加算部４５の出力端子にも同じ大きさの電流が流れ込む。電流ミラー４４と加算部４５の出力端子に流れ込む電流は、電流ミラー４６の入力端子から供給されるので、この電流ミラー４６の入力端子から流れ出る電流Ｉ４６は、次式のようになる。
Ｉ４６＝Ｉ４２＋Ｉ４４＝α×Ｉ４１＋α×Ｉ４３
＝α×（Ｖ１０／Ｒ４１＋Ｖ２０／Ｒ４３）・・・（４） Since the current I <b> 42 flowing out from the current mirror 42 flows into the input terminal of the adding unit 45, the same current flows into the output terminal of the adding unit 45. Since the current flowing into the output terminal of the current mirror 44 and the adding unit 45 is supplied from the input terminal of the current mirror 46, the current I46 flowing out from the input terminal of the current mirror 46 is expressed by the following equation.
I46 = I42 + I44 = α × I41 + α × I43
= Α × (V10 / R41 + V20 / R43) (4)

電流ミラー４６の入力端子に電流Ｉ４６が流れることにより、電流ミラー４６のミラー比をβ及びγとすると、第１の出力端子からノードＮＡにミラー比βの電流ＩＡが流れ、第２の出力端子からノードＮＢにミラー比γの電流ＩＢが流れる。従って、電流ＩＡ，ＩＢは、次式のようになる。
ＩＡ＝β×Ｉ４６
＝αβ×（Ｖ１０／Ｒ４１＋Ｖ２０／Ｒ４３）・・・（５）
ＩＢ＝γ×Ｉ４６
＝αγ×（Ｖ１０／Ｒ４１＋Ｖ２０／Ｒ４３）・・・（６） When the current I46 flows to the input terminal of the current mirror 46, and the mirror ratio of the current mirror 46 is β and γ, the current IA with the mirror ratio β flows from the first output terminal to the node NA, and the second output terminal Current IB having a mirror ratio γ flows from the node NB to the node NB. Therefore, the currents IA and IB are expressed by the following equations.
IA = β × I46
= Αβ × (V10 / R41 + V20 / R43) (5)
IB = γ × I46
= Αγ × (V10 / R41 + V20 / R43) (6)

この定常給電状態では、スイッチ部８０からノードＮＡに流れる電流はないので、電流ＩＡは抵抗４７に流れる帰還電流である電流Ｉ４７と、キャパシタ４８に流れる交流差動電圧変動分である電流Ｉ４８に分岐して流れる。電流Ｉ４７はＰＮＰ４９を介して駆動部３０に送出され、この駆動部３０から給電部１０，２０に制御信号が出力される。これにより、加入者線ＳＬに所望の負荷電流ＩＬが供給される。 In this steady power supply state, since no current flows from the switch unit 80 to the node NA, the current IA branches into a current I47 that is a feedback current that flows through the resistor 47 and a current I48 that is an AC differential voltage fluctuation that flows through the capacitor 48. Then flow. The current I47 is sent to the drive unit 30 via the PNP 49, and a control signal is output from the drive unit 30 to the power feeding units 10 and 20. As a result, a desired load current IL is supplied to the subscriber line SL.

次に、加入者線ＳＬに接続されたスイッチＳＷの過渡応答動作時の説明を、電話機等がダイヤル信号を送出する場合を一例として説明する。 Next, a description will be given of a case where the switch SW connected to the subscriber line SL is in a transient response operation as an example in which a telephone or the like transmits a dial signal.

スイッチ部８０に与えられる制御信号ＣＯＮを“Ｈ”に設定すると、このスイッチ部８０のＰＮＰ８４，８５がオンとなる。次に、電話機のダイヤル操作により、スイッチＳＷのオン・オフが繰り返えされる。 When the control signal CON given to the switch unit 80 is set to “H”, the PNPs 84 and 85 of the switch unit 80 are turned on. Next, the switch SW is repeatedly turned on and off by dialing the telephone.

ここで、スイッチＳＷがオフからオンに変化する場合を説明する。
スイッチＳＷがオフの状態では、負荷電流ＩＬは流れないので、端子１，２間の電圧ＶＬは電源電圧ＶＢＢにほぼ等しくなり、電圧Ｖ１０，Ｖ２０はほぼ０となる。従って、電流Ｉ４１，Ｉ４３もほぼ０となり、電流Ｉ４６は殆ど流れない。このとき、キャパシタ４８の端子間の電圧ＶＣは低い。 Here, a case where the switch SW changes from off to on will be described.
Since the load current IL does not flow when the switch SW is OFF, the voltage VL between the terminals 1 and 2 is substantially equal to the power supply voltage VBB, and the voltages V10 and V20 are substantially zero. Therefore, the currents I41 and I43 are also almost zero, and the current I46 hardly flows. At this time, the voltage VC between the terminals of the capacitor 48 is low.

スイッチＳＷがオンに変化すると、負荷電流ＩＬが流れるので、電圧ＶＬが減少し、電圧Ｖ１０，Ｖ２０が増加する。これにより、電流Ｉ４１，Ｉ４３が増加し、電流Ｉ４６が増加する。このとき、電流ミラー４６から電流Ｉ４６のγ倍の電流ＩＢがノードＮＢを介して抵抗５１に流れる。従って、ノードＮＢの電圧ＶＢは、抵抗５１の抵抗値をＲ５１とすると、次式のように表される。
ＶＢ＝ＩＢ×Ｒ５１
＝αγ×Ｒ５１×（Ｖ１０／Ｒ４１＋Ｖ２０／Ｒ４３）・・・（７） When the switch SW is turned on, the load current IL flows, so that the voltage VL decreases and the voltages V10 and V20 increase. As a result, the currents I41 and I43 increase and the current I46 increases. At this time, a current IB that is γ times the current I46 flows from the current mirror 46 to the resistor 51 via the node NB. Therefore, the voltage VB of the node NB is expressed as the following equation, where the resistance value of the resistor 51 is R51.
VB = IB × R51
= Αγ × R51 × (V10 / R41 + V20 / R43) (7)

上式で、α，γ，Ｒ５１，Ｒ４１，Ｒ４３は固定値で、電圧Ｖ１０，Ｖ２０が増加しているので、ノードＮＢの電圧ＶＢは上昇する。電圧ＶＢの上昇により、過渡応答改善部７０では、キャパシタ７１を介してＮＰＮ７２のベース電圧が上昇する。これにより、ＮＰＮ７２のベースから抵抗７３に電流が流れてこのＮＰＮ７２はオンとなり、抵抗７５に電流が流れ、ＰＮＰ７６がオンとなる。 In the above equation, α, γ, R51, R41, and R43 are fixed values, and the voltages V10 and V20 are increased. Therefore, the voltage VB of the node NB increases. The rise of the voltage VB, the transient response improving unit 70, via a capacitor 71 NPN7 2 base voltage increases. Thus, NPN7 the NPN7 2 current flows from the base to the resistor 73 2 is turned on, current flows through resistor 75, PNP76 is turned on.

このとき、スイッチ部８０では、制御信号ＣＯＮは“Ｈ”であるので、ＮＰＮ８１がオンとなりＰＮＰ８５がオンとなって、抵抗７７を通して電流Ｉ７０が流れる。従って、ノードＮＡに流れ込む電流は、ＩＡ＋Ｉ７０となる。この内、電流Ｉ７０は、主にキャパシタ４８の充電電流となる。 At this time, since the control signal CON is “H” in the switch unit 80, the NPN 81 is turned on, the PNP 85 is turned on, and the current I 70 flows through the resistor 77. Therefore, the current flowing into the node NA is IA + I70. Of these, the current I70 is mainly the charging current of the capacitor 48.

過渡応答改善部７０を持たない従来の構成では、電流ミラー４６からノードＮＡに供給される電流ＩＡは、過渡状態ではキャパシタ４８に対する充電電流として使用され、このキャパシタ４８の充電に伴って充電電流が減少すると、抵抗４７に流れる電流が増加して、負荷電流ＩＬが増加するようになっていた。これに対し、過渡応答改善部７０を付加することにより、この過渡応答改善部７０から供給される電流Ｉ７０によってキャパシタ４８の充電が加速され、負荷電流ＩＬの増加時間が短縮し、スイッチＳＷがオフからオンに変化する場合の過渡応答が速くなる。 In the conventional configuration without the transient response improving unit 70, the current IA supplied from the current mirror 46 to the node NA is used as a charging current for the capacitor 48 in the transient state. When it decreases, the current flowing through the resistor 47 increases, and the load current IL increases. On the other hand, by adding the transient response improving unit 70, charging of the capacitor 48 is accelerated by the current I70 supplied from the transient response improving unit 70, the increase time of the load current IL is shortened, and the switch SW is turned off. Transient response when changing from ON to ON becomes faster.

次に、スイッチＳＷがオンからオフに変化する場合を説明する。
スイッチＳＷがオンの状態では、加入者線ＳＬの線路抵抗ＲＬに負荷電流ＩＬが流れるので、端子１，２間の電圧ＶＬは、次のようになる。
ＶＬ＝ＩＬ×ＲＬ・・・（８） Next, a case where the switch SW changes from on to off will be described.
When the switch SW is on, the load current IL flows through the line resistance RL of the subscriber line SL, so the voltage VL between the terminals 1 and 2 is as follows.
VL = IL × RL (8)

このとき、電流ミラー４６からノードＮＡに流れる電流ＩＡと、ノードＮＢに流れる電流ＩＢによってこのノードＮＢに発生する電圧ＶＢは、それぞれ（５）式と（７）式で表される。 At this time, the current IA flowing from the current mirror 46 to the node NA and the voltage VB generated at the node NB by the current IB flowing to the node NB are expressed by the equations (5) and (7), respectively.

スイッチＳＷがオフに変化すると、負荷電流ＩＬは減少し、電圧ＶＬは増加する。電圧ＶＬの増加により、加入者線ＳＬの線路間のキャパシタンスＣＬと、加入者回路の端子１，２間のキャパシタンスＣＳを充電するための電流ＩＣＬ，ＩＣＳが必要となる。これらの電流ＩＣＬ，ＩＣＳは、給電部１０，２０から負荷電流ＩＬとして供給される。 When the switch SW changes to OFF, the load current IL decreases and the voltage VL increases. As the voltage VL increases, currents ICL and ICS for charging the capacitance CL between the subscriber lines SL and the capacitance CS between the terminals 1 and 2 of the subscriber circuit are required. These currents ICL and ICS are supplied from the power supply units 10 and 20 as a load current IL.

スイッチＳＷがオフになって電圧Ｖ１０，Ｖ２０が減少し、電流ミラー４６からノードＮＢに流れる電流ＩＢが減少することにより、このノードＮＢの電圧ＶＢも減少する。ノードＮＢの電圧低下は、過渡応答改善部６０のキャパシタ６１を介してＰＮＰ６２のベースに伝達され、このＰＮＰ６２はオン状態となる。このとき、スイッチ部８０のＰＮＰ８４はオンとなっているので、過渡応答改善部６０からの電流Ｉ６０が、このスイッチ部８０を介してノードＮＡに流れ込む。 When the switch SW is turned off and the voltages V10 and V20 are decreased and the current IB flowing from the current mirror 46 to the node NB is decreased, the voltage VB at the node NB is also decreased. The voltage drop at the node NB is transmitted to the base of the PNP 62 via the capacitor 61 of the transient response improving unit 60, and the PNP 62 is turned on. At this time, since the PNP 84 of the switch unit 80 is on, the current I60 from the transient response improving unit 60 flows into the node NA via the switch unit 80.

即ち、ノードＮＡに流れ込む電流は、本来の電流ＩＡに加えて、過渡応答改善部６０からの電流Ｉ６０が過渡的に追加される。この過渡的に追加された電流Ｉ６０は、本来の電流ＩＡと共に、抵抗４７及びＰＮＰ４９を介して駆動部３０に与えられ、給電部１０，２０に対する制御信号に反映される。これにより、給電部１０，２０から供給される負荷電流ＩＬが過渡的に増加し、キャパシタンスＣＬ，ＣＳに対する充電電流ＩＣＬ，ＩＣＳとして使用され、これらのキャパシタンスＣＬ，ＣＳは、急速に所定の電圧に充電される。 That is, the current I60 from the transient response improving unit 60 is transiently added to the current flowing into the node NA in addition to the original current IA. The transiently added current I60 is supplied to the drive unit 30 through the resistor 47 and the PNP 49 together with the original current IA, and is reflected in the control signal for the power supply units 10 and 20. As a result, the load current IL supplied from the power supply units 10 and 20 increases transiently and is used as the charging currents ICL and ICS for the capacitances CL and CS. The capacitances CL and CS rapidly become a predetermined voltage. Charged.

過渡応答改善部６０を持たない従来の構成では、駆動部３０から給電部１０，２０に与えられる制御信号は、電流ミラー４６から出力される電流ＩＡのみに対応しているので、スイッチＳＷがオンからオフに変化すると、給電部１０，２０から供給される負荷電流ＩＬも減少するようになっていた。これに対し、過渡応答改善部６０を付加することにより、この過渡応答改善部６０から供給される電流Ｉ６０によって駆動部３０に与えられる電流が増加し、給電部１０，２０から供給される負荷電流ＩＬが増加する。これにより、電圧ＶＬの上昇時間が短縮し、スイッチＳＷがオンからオフに変化する場合の過渡応答が速くなる。 In the conventional configuration that does not have the transient response improving unit 60, the control signal supplied from the driving unit 30 to the power feeding units 10 and 20 corresponds only to the current IA output from the current mirror 46, so that the switch SW is turned on. When the power supply is changed from OFF to OFF, the load current IL supplied from the power supply units 10 and 20 is also reduced. On the other hand, by adding the transient response improving unit 60, the current supplied to the drive unit 30 by the current I60 supplied from the transient response improving unit 60 increases, and the load current supplied from the power supply units 10 and 20 is increased. IL increases. As a result, the rise time of the voltage VL is shortened, and the transient response when the switch SW changes from on to off becomes faster.

スイッチＳＷのオン・オフ動作の後、端子１，２間の電圧ＶＬの過渡応答が収束すると、電流ミラー４６に流れる電流Ｉ４６の変化も収束し、ノードＮＢの電圧ＶＢも一定値に収束する。過渡応答改善部６０，７０は、それぞれキャパシタ６１，７１によってノードＮＢに交流接続されているので、ノードＮＢの電圧ＶＢが一定値に収束すると、これらの過渡応答改善部６０，７０に流れる電流Ｉ６０，Ｉ７０は停止する。 After the on / off operation of the switch SW, when the transient response of the voltage VL between the terminals 1 and 2 converges, the change in the current I46 flowing through the current mirror 46 also converges, and the voltage VB at the node NB also converges to a constant value. Since the transient response improving units 60 and 70 are AC-connected to the node NB by the capacitors 61 and 71, respectively, when the voltage VB of the node NB converges to a constant value, the current I60 flowing through these transient response improving units 60 and 70 , I70 stops.

以上のように、本実施例の加入者回路は、立ち下り時の過渡応答を改善するための過渡応答改善部６０と、立ち上がり時の過渡応答を改善するための過渡応答改善部７０を有している。これにより、加入者線間電圧ＶＬが急激に減少した場合には、過渡応答改善部７０によってキャパシタ４８の充電電流を増加させ、加入者線間電圧ＶＬが急激に増加した場合には、過渡応答改善部６０によって負荷電流ＩＬを増加させることができる。従って、この加入者回路は、加入者線ＳＬの状態変化に対する応答速度が速いという利点がある。 As described above, the subscriber circuit according to the present embodiment includes the transient response improving unit 60 for improving the transient response at the falling time and the transient response improving unit 70 for improving the transient response at the rising time. ing. As a result, when the subscriber line voltage VL sharply decreases, the transient response improving unit 70 increases the charging current of the capacitor 48, and when the subscriber line voltage VL increases rapidly, the transient response is increased. The load current IL can be increased by the improvement unit 60. Therefore, this subscriber circuit has an advantage that the response speed with respect to the state change of the subscriber line SL is fast.

また、過渡応答改善部６０，７０は、加入者線間電圧ＶＬの変化が出力されるノードＮＢに交流的に結合してこの電圧ＶＬが変化したときにのみ動作するように構成しているので、電圧ＶＬが変動しない定常状態での給電特性に影響を与えず、所望の給電特性が得られるという利点がある。 Further, the transient response improving units 60 and 70 are configured to operate only when the voltage VL is changed by coupling to the node NB to which the change of the subscriber line voltage VL is output in an AC manner. There is an advantage that desired power supply characteristics can be obtained without affecting the power supply characteristics in a steady state where the voltage VL does not vary.

更に、過渡応答改善部６０，７０の出力をオン・オフ制御するスイッチ部８０を備えているので、不必要な場合には過渡応答改善機能を停止させることができるという利点がある。 Further, since the switch unit 80 for turning on and off the outputs of the transient response improvement units 60 and 70 is provided, there is an advantage that the transient response improvement function can be stopped when unnecessary.

なお、本発明は、上記実施例に限定されず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例えば、次のようなものがある。
（ａ）電話の加入者回路に適用した給電部の例を説明したが、一般的な給電回路としても適用可能である。
（ｂ）駆動部３０や加算部４５は、電流ミラーを用いたものとして説明したが、具体的な回路構成は、任意である。また、給電部１０，２０、過渡応答改善部６０，７０、及びスイッチ部８０等の回路構成も、同様の機能を有する別の回路に置き換えることができる。 In addition, this invention is not limited to the said Example, A various deformation | transformation is possible. Examples of this modification include the following.
(A) Although an example of a power feeding unit applied to a telephone subscriber circuit has been described, the present invention can also be applied to a general power feeding circuit.
(B) Although the drive unit 30 and the addition unit 45 have been described as using current mirrors, the specific circuit configuration is arbitrary. In addition, the circuit configurations of the power supply units 10 and 20, the transient response improvement units 60 and 70, the switch unit 80, and the like can be replaced with another circuit having the same function.

本発明の実施例を示す加入者回路の構成図である。It is a block diagram of a subscriber circuit showing an embodiment of the present invention. 従来の加入者回路の構成図である。It is a block diagram of the conventional subscriber circuit.

Explanation of symbols

１，２端子
１０，２０給電部
３０駆動部
４２，４４，４６電流ミラー
４１，４３，４７，５１抵抗
４８キャパシタ
６０，７０過渡応答改善部
８０スイッチ部 1, 2 terminal 10, 20 power supply unit 30 drive unit 42, 44, 46 current mirror 41, 43, 47, 51 resistor 48 capacitor 60, 70 transient response improvement unit 80 switch unit

Claims

Power supply means for supplying a load current to the load circuit according to the control signal;
Monitoring means for monitoring a voltage drop generated in the power supply means and outputting a current corresponding to the voltage drop;
Current mirror means for outputting a first current to a first node and outputting a second current to a second node in response to a current outputted from the monitoring means;
Capacity means for removing an alternating current component of the first current output to the first node;
Resistance means for outputting a voltage corresponding to a second current output to the second node;
First transient response improving means for outputting, to the first node, a first compensation current corresponding to the rise when the voltage outputted from the resistance means rises;
Second transient response improving means for outputting, to the first node, a second compensation current corresponding to the drop when the voltage outputted from the resistance means drops;
Driving means for outputting the control signal based on the current output from the current mirror means and the first and second transient response improving means to the first node;
A power supply circuit comprising:

Said first and second transient response improvement means, the DC component is removed by detecting the voltage of said second node through a capacitor, said first and when the voltage of the second node is not changed The power supply circuit according to claim 1, wherein the second compensation current is not output.

The switch means for controlling the outputs of the first and second compensation currents is provided between the first and second transient response improving means and the first node. The power supply circuit according to 1 or 2.