JP4851954B2 - Board and electronic equipment - Google Patents
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Description
本発明は、配線接続部を有する基板および電子機器に関するものである。例えば、高速信号を伝送する信号配線を有する基板および電子機器に関するものである。 The present invention relates to a substrate having a wiring connection portion and an electronic apparatus. For example, the present invention relates to a substrate having a signal wiring for transmitting a high-speed signal and an electronic device.
近年の電子機器は小型化、高機能化、デジタル化が進み、これに伴って電子機器内や電子機器間で伝送される情報量が増加して伝送される信号速度も急速に高速化している。信号周波数が100MHz程度の場合には配線構造の高周波特性が信号波形へ与える影響は小さいが、信号周波数が数100MHzから1GHzを超える高速信号になると配線構造の高周波特性が信号波形へ与える影響が無視できなくなり、プリント基板や接続ケーブルの配線構造の高周波特性に細心の注意を払う必要がある。 In recent years, electronic devices have been reduced in size, functionality, and digitization, and as a result, the amount of information transmitted in and between electronic devices has increased and the signal speed transmitted has also increased rapidly. . When the signal frequency is about 100 MHz, the influence of the high-frequency characteristics of the wiring structure on the signal waveform is small, but when the signal frequency becomes a high-speed signal exceeding several hundred MHz to 1 GHz, the influence of the high-frequency characteristics of the wiring structure on the signal waveform is ignored. It becomes impossible to pay attention to the high frequency characteristics of the wiring structure of the printed circuit board and the connection cable.
この問題はコネクタ等の信号配線接続部において特に顕著である。部品の半田付けや電気的接触確保のための接続断面構造が配線部分と大きく異なるため、断面構造と材質で決定されるインピーダンスの急激な変化に起因する高周波信号の反射や、配線断面積増加による容量成分増加に起因する波形なまりといった伝送波形の乱れが発生している。 This problem is particularly remarkable in signal wiring connection portions such as connectors. Since the connection cross-sectional structure for soldering parts and ensuring electrical contact is significantly different from the wiring part, it is caused by the reflection of high-frequency signals caused by a sudden change in impedance determined by the cross-sectional structure and material, and by the increase in the cross-sectional area of the wiring Transmission waveform disturbance such as waveform rounding due to an increase in capacitance component occurs.
図5〜図8を用いて、この信号配線接続部における問題について説明する。 The problem in the signal wiring connection portion will be described with reference to FIGS.
図5に、従来のプリント基板の信号配線接続部の透視構造図を示す。図5は、プリント基板上でコネクタと接続される信号周波数750MHzの高速信号配線の、端子間隔500μmのコネクタ端子用ランド周辺部分の構造を模式的に示したものである。 FIG. 5 shows a perspective structure diagram of a signal wiring connection portion of a conventional printed circuit board. FIG. 5 schematically shows a structure of a peripheral portion of a connector terminal land having a terminal interval of 500 μm of a high-speed signal wiring having a signal frequency of 750 MHz connected to the connector on the printed circuit board.
比誘電率3.3で厚み90μmのプリント基板の絶縁層22の上面に、コネクタと接続される幅184μmで厚み35μmの高速信号配線21が、500μm間隔で配置されている。高速信号配線21は、インピーダンス制御部分21aと、幅が300μmに広げられたコネクタ端子用ランド部分21bで構成されている。そして、絶縁層22を挟んで高速信号配線21と対向するように、厚み35μmのグランド面23が配置されている。
High-
図6に示すようなマイクロストリップ線路の特性インピーダンスは、一般に数1で求められることが知られている。図6(a)は、特性インピーダンス値を算出する対象とするマイクロストリップ線路の構成を示す図であり、図6(b)は、特性インピーダンス値を算出するために必要なマイクロストリップ線路の情報を示す断面図である。図6(b)の各情報から、数1を用いてインピーダンス値Z0を算出することができる。
It is known that the characteristic impedance of a microstrip line as shown in FIG. FIG. 6A is a diagram showing a configuration of a microstrip line that is a target for calculating a characteristic impedance value, and FIG. 6B shows information on the microstrip line necessary for calculating the characteristic impedance value. It is sectional drawing shown. From each piece of information in FIG. 6B, the impedance value Z 0 can be calculated using
図7は、図5の高速信号配線21の幅を50μmから300μmまで変化させた時の、数1を用いて算出した特性インピーダンスの値を示すグラフである。
FIG. 7 is a graph showing the characteristic impedance value calculated using
図7より、インピーダンス制御部分21aでは特性インピーダンスが50Ωとなるように配線の幅が184μmに決定されているが、高速信号のコネクタ端子用ランド部分21bではコネクタ端子の半田付けのために配線幅が300μmまで広がっていて特性インピーダンスが37Ωまで低下していることがわかる。
From FIG. 7, the width of the wiring is determined to be 184 μm so that the characteristic impedance is 50Ω in the
また、図8(a)は、高速信号配線21の特性インピーダンスの変化をグラフ化したものであり、図8(b)は、高速信号配線21の波形の変化を示したものである。
FIG. 8A is a graph showing changes in characteristic impedance of the high-
図8(b)において、Aは悪化する前の信号波形、Bは信号波形Aが悪化した後の信号波形を示している。 In FIG. 8B, A shows a signal waveform before deterioration, and B shows a signal waveform after signal waveform A deteriorates.
図8(a)より高速信号配線21は特性インピーダンスが急激に変化する構造となっているため、図8(b)に示すように急激な特性インピーダンスの変化部分での信号反射によるリンギング28や、低インピーダンス部分の容量成分による波形なまり29が発生する。
8A, the high-
このように、図5に示した従来の信号配線部分の接続構造では、信号品質が悪化するという課題があった。 Thus, the conventional signal wiring portion connection structure shown in FIG. 5 has a problem that the signal quality deteriorates.
この課題に対応する信号接続部の構造が、従来から利用され、また提案されている。この課題に対応した従来の信号接続部の構造について以下に説明する。 The structure of the signal connection part corresponding to this subject has been conventionally used and proposed. The structure of the conventional signal connection unit corresponding to this problem will be described below.
図9は、この課題に対応した従来から利用されている、第1の従来の信号配線接続部の透視構造図を示している。図5と同じ構成部分には、同じ符号を用いている。 FIG. 9 is a perspective structural view of a first conventional signal wiring connection portion that has been conventionally used in response to this problem. The same reference numerals are used for the same components as in FIG.
比誘電率3.3で厚み90μmのプリント基板の絶縁層22の上面に、コネクタと接続される幅184μmで厚み35μmの高速信号配線31が、500μm間隔で配置されている。高速信号配線31は、インピーダンス制御部分31aと、幅が300μmに広げられたコネクタ端子用ランド部分31bと、インピーダンス制御部分31aとコネクタ端子用ランド部分31b間の境界部分31cで構成されている。そして、絶縁層22を挟んで高速信号配線31と対向するように、厚み35μmのグランド面23が配置されている。
High-
このように、高速信号配線31は、その幅が連続的にかつ緩やかに変化する構造となっている点が、図5の高速信号配線21の構造と異なる。
Thus, the high-
図9の構成において、高速信号のインピーダンス制御部分31aは、数1および図7より特性インピーダンスが50Ωとなるように配線の幅が184μmに決定されているが、高速信号のコネクタ端子用ランド部分31bではコネクタ端子の半田付けのために配線幅が300μmまで広がっていて特性インピーダンスが37Ωまで低下しており、インピーダンス制御部分31aとコネクタ端子用ランド部分31b間の境界部分31cでは線幅が徐々に変化して特性インピーダンスも徐々に変化する構造となっている。
In the configuration of FIG. 9, the high-speed signal
図10(a)は、高速信号配線31の特性インピーダンスの変化をグラフ化したものであり、図10(b)は、高速信号配線31の波形の変化を示したものである。
FIG. 10A is a graph showing changes in the characteristic impedance of the high-
図10(b)において、Aは悪化する前の信号波形、Bは信号波形Aが悪化した後の信号波形を示している。 In FIG. 10B, A shows a signal waveform before deterioration, and B shows a signal waveform after signal waveform A deteriorates.
図10(b)を図8(b)と比較すると、図9の信号配線接続部の構造の高速信号配線31は、急激な特性インピーダンスの変化が緩和されて信号反射によるリンギング28が抑制できるという効果があることがわかる。しかし、図10(b)からわかるように、高速信号配線31でも、低インピーダンス部分の容量成分による波形なまり29が発生するという課題が残っていた。
When FIG. 10B is compared with FIG. 8B, the high-
この波形なまりの課題についても対応した、第2および第3の従来の信号配線接続部の構造が提案されている。 Second and third conventional signal wiring connection structures have also been proposed that also deal with the problem of waveform rounding.
第2の従来の信号配線接続部として、配線幅に合わせて絶縁層厚みを変化させることでインピーダンス変化を抑制する構造が提案されている(例えば、特許文献1参照)。 As a second conventional signal wiring connection portion, a structure is proposed in which the impedance change is suppressed by changing the thickness of the insulating layer in accordance with the wiring width (see, for example, Patent Document 1).
図11(a)は、第2の従来の信号配線接続部の、信号配線が形成されている上面からみた平面構成図を示しており、図11(b)は、図11(a)のC−C´断面の断面構造図を示している。 FIG. 11A shows a plan configuration view of the second conventional signal wiring connecting portion as viewed from the upper surface on which the signal wiring is formed, and FIG. 11B is a diagram of C in FIG. 11A. The cross-section figure of a -C 'cross section is shown.
比誘電率3.3で厚み90μmのプリント基板の絶縁層部分42の上面に、コネクタと接続される幅184μmで厚み35μmの高速信号配線41が、複数平行に配置されている。高速信号配線41は、高速信号のインピーダンス制御部分41aと、高速信号の配線幅が変化する部分41cで構成されている。
A plurality of high-
そして、平面状の絶縁層部分42の高速信号配線41と反対側の面の、高速信号の配線幅が変化する部分41cに対応する部分に、高速信号の配線幅が変化する部分41cの幅に合わせて厚さが変化する楔形状の絶縁層部分42aが形成されている。そして、絶縁層部分42および絶縁層部分42aを挟んで高速信号配線41と対向するように、厚み35μmのグランド面43が配置されている。
Then, on the opposite side of the planar
このように、図11の構成では、高速信号のインピーダンス制御部分41aは、数1および図7より特性インピーダンスが50Ωとなるように配線の幅が決定されており、配線幅が変化する部分41cで特性インピーダンスが徐々に低下しないようにプリント基板の絶縁層部分42に加えて新たな楔形状の絶縁層部分42aが厚み方向に挿入されている。配線幅が変化する部分41cとグランド面43との距離が、配線の特性インピーダンスが一定になるように徐々に大きくなっているので、急激な特性インピーダンス変化部分での反射によるリンギングと低インピーダンス部分の容量成分による波形なまりの双方が無くなり、信号品質の悪化を抑制できる。
As described above, in the configuration of FIG. 11, the
また、第3の従来の信号配線接続部として、配線幅が広くなる部分の誘電体に孔を開けて見かけ上の誘電率を小さくすることでインピーダンス変化を抑制する構造が提案されている(例えば、特許文献2参照)。 Further, as a third conventional signal wiring connection portion, a structure has been proposed in which impedance change is suppressed by opening a hole in a portion of the dielectric where the wiring width is widened to reduce the apparent dielectric constant (for example, , See Patent Document 2).
図12は、特許文献2で提案されている電気コネクタに内蔵された基板の構造図を示している。 FIG. 12 shows a structural diagram of a board built in the electrical connector proposed in Patent Document 2. In FIG.
比誘電率3.3で厚み45μmの絶縁層52の上面に、コネクタと接続される幅184μmで厚み35μmの高速信号配線51が複数平行に形成されて、表面絶縁基板を構成している。高速信号配線51は、インピーダンス制御部分51aと、幅が300μmに広げられたコネクタ端子用ランド部分51bで構成されている。
A plurality of high-speed signal wirings 51 having a width of 184 μm and a thickness of 35 μm connected to the connector are formed in parallel on the upper surface of the insulating
比誘電率3.3で厚み45μmの絶縁層55の両面に厚み35μmのグランド面53が形成されて、第1の絶縁薄層基板を構成している。
A
また、比誘電率3.3で厚み45μmの絶縁層56の、積層される表面絶縁基板の高速信号のコネクタ端子用ランド部分51bと第1の絶縁薄層基板の間に孔部54が形成されて第2の絶縁薄層基板を構成している。
Further, a
そして、第1の絶縁薄層基板の両面に第2の絶縁薄層基板、さらにその両外側に表面絶縁基板が積層されて、電気コネクタに内蔵される基板となる。したがって、絶縁層52および56を挟んで高速信号配線51と対向するようにグランド面53が配置されることになる。
Then, the second insulating thin layer substrate is laminated on both surfaces of the first insulating thin layer substrate, and the surface insulating substrate is further laminated on both outer sides thereof to become a substrate incorporated in the electrical connector. Therefore, the
このように、図12の構成では、高速信号のインピーダンス制御部分51aは、数1および図7より特性インピーダンスが50Ωとなるように配線の幅が決定されており、高速信号のコネクタ端子用ランド部分51bではグランド面53との間の絶縁層56の部分に孔部54が形成されており、孔部54の空気の比誘電率が絶縁層56の部分よりも小さいために孔部54が無い場合に比べてコネクタ端子用ランド部分51bの特性インピーダンス低下を部分的に緩和する構造となっている。このような構造としたことにより、急激な特性インピーダンスの変化部分での反射によるリンギングや低インピーダンス部分の容量成分による波形のなまりが減少し、信号品質の悪化を抑制できる。
しかしながら、従来の信号配線接続部の構造の場合には、製造工程の追加によりコストアップとなっていた。また、第2の従来の信号配線接続部の構造の場合には、適用範囲が限定されるという問題があり、第3の従来の信号配線接続部の構造の場合には、構造的に信頼性が低下するという問題があった。 However, in the case of the structure of the conventional signal wiring connection portion, the cost is increased by adding a manufacturing process. Further, in the case of the second conventional signal wiring connection structure, there is a problem that the range of application is limited. In the case of the third conventional signal wiring connection structure, there is structural reliability. There was a problem that decreased.
すなわち、図11に示した第2の従来の信号配線接続部の構造の場合には、プリント基板の製造工程に新たな楔形状の絶縁層部分42aを部分的に追加する必要があるためにコストアップとなる。さらに、コネクタ等の一定間隔の隙間に差し込んで接続するフレキシブル基板などには、差込部分の厚みを一定にできないため適用できない。
That is, in the case of the second conventional signal wiring connection portion structure shown in FIG. 11, it is necessary to add a new wedge-shaped insulating
図12に示した従来の第3の信号配線接続部の構造の場合にも、プリント基板の製造工程に新たな孔部54を形成させる工程が必要となるためにコストアップとなる。また、従来の第3の信号配線接続部の構造の場合には、高速信号配線51とグランド面53との間の絶縁層56の部分に孔部54を形成するため、コネクタ端子用ランド部分51bは絶縁層52との接着強度が低下して剥離し易くなる。さらにコネクタ端子等の押圧でコネクタ端子用ランド部分51bが孔部54に食い込んで変形し易くなるという新たな課題が発生する。
Also in the case of the structure of the conventional third signal wiring connection portion shown in FIG. 12, the process of forming a
このように、従来のいずれの方法においても、信号配線部分と幅が大きく異なるコネクタ端子用ランド部分でのインピーダンス変化を緩和する構造がコストアップや信頼性低下の要因となり易く、またフレキシブル基板等の両面基板構造に適用し難かった。 As described above, in any of the conventional methods, the structure that relaxes the impedance change in the land portion for the connector terminal that is greatly different in width from the signal wiring portion is likely to cause a cost increase and a decrease in reliability. It was difficult to apply to a double-sided board structure.
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、安価な構成で信頼性を損なうことなく、信号接続部における波形なまりおよびリンギングを改善できる基板および電子機器を提供することを目的とする。 The present invention solves the above-described conventional problems, and an object thereof is to provide a substrate and an electronic apparatus that can improve waveform rounding and ringing in a signal connection portion without impairing reliability with an inexpensive configuration.
上述した課題を解決するために、第1の本発明は、
絶縁層と、
前記絶縁層の一方の面に形成された、互いに幅の異なる信号配線部と部品接続用ランド部とが接続された配線接続部と、
前記絶縁層の前記一方の面の反対側の面に前記配線接続部に対向して形成された、互いに幅の異なる信号配線対向部と部品接続用ランド対向部とが接続されたグランド部とを備え、
前記信号配線部と前記信号配線対向部を対応させ、前記部品接続用ランド部と前記部品接続用ランド対向部を対応させることにより、前記信号配線部と前記部品接続用ランド部間のインピーダンスを一定にした基板である。
In order to solve the above-described problem, the first aspect of the present invention provides:
An insulating layer;
A wiring connection portion formed on one surface of the insulating layer, in which signal wiring portions having different widths and a component connection land portion are connected;
A ground portion formed on the surface opposite to the one surface of the insulating layer so as to be opposed to the wiring connection portion and connected to the signal wiring facing portion having a different width and the component connecting land facing portion. Prepared,
The signal wiring portion and the signal wiring facing portion are made to correspond to each other, and the impedance between the signal wiring portion and the component connecting land portion is made constant by making the component connecting land portion and the component connecting land facing portion correspond to each other. This is a substrate.
また、第2の本発明は、
前記部品接続用ランド部の幅は前記信号配線部の幅よりも大きく、
前記部品接続用ランド対向部の幅は前記信号配線対向部の幅よりも小さい、第1の本発明の基板である。
The second aspect of the present invention
The width of the part connecting land portion is larger than a width of the signal wiring portion,
The width of the part connecting land facing portion is smaller than the width of the signal wiring opposing portion, which is a substrate of the first invention.
また、第3の本発明は、
前記配線接続部は、前記一方の面上に平行に複数形成されており、
前記グランド部は、前記信号配線対向部および前記部品接続用ランド対向部が、前記複数の配線接続部のそれぞれの前記信号配線部および前記部品接続用ランド部に対応するように、前記反対側の面上に平行に複数形成されており、
前記各信号配線対向部は、幅方向で互いにつながっている、第2の本発明の基板である。
The third aspect of the present invention
A plurality of the wiring connection portions are formed in parallel on the one surface,
The ground portion is arranged on the opposite side so that the signal wiring facing portion and the component connecting land facing portion correspond to the signal wiring portion and the component connecting land portion of the plurality of wiring connecting portions, respectively. It is formed in parallel on the surface,
Each said signal wiring opposing part is a board | substrate of 2nd this invention connected with each other in the width direction.
また、第4の本発明は、
前記配線接続部の幅は、前記信号配線部から前記部品接続用ランド部に向かって連続的にまたは段階的に大きくなっており、
前記グランド部の幅は、前記信号配線対向部から前記部品接続用ランド対向部に向かって連続的にまたは段階的に小さくなっている、第2の本発明の基板である。
The fourth aspect of the present invention is
The width of the wiring connection portion is continuously or stepwise increased from the signal wiring portion toward the part connecting land portion,
The width of the ground portion, the signal has wiring made from the facing portion wherein the component continuously or stepwise connection towards the land opposing portions small, which is a substrate of the second invention.
また、第5の本発明は、
前記基板は、フレキシブル基板である、第1の本発明の基板である。
The fifth aspect of the present invention provides
The substrate is a substrate according to the first aspect of the present invention, which is a flexible substrate.
また、第6の本発明は、
前記一定にしたインピーダンスは、信号配線の特性インピーダンスである、第1の本発明の基板である。
The sixth aspect of the present invention provides
The constant impedance is the substrate according to the first aspect of the present invention, which is the characteristic impedance of the signal wiring.
また、第7の本発明は、
前記一定にしたインピーダンスは、複数の信号配線間の差動インピーダンスである、第1の本発明の基板である。
The seventh aspect of the present invention
The constant impedance is the substrate according to the first aspect of the present invention, which is a differential impedance between a plurality of signal wirings.
また、第8の本発明は、
第1乃至第7のいずれかの本発明の基板を備えた電子機器である。
In addition, the eighth aspect of the present invention
An electronic apparatus including any one of the first to seventh substrates of the present invention.
本発明により、安価な構成で信頼性を損なうことなく、信号接続部における波形なまりおよびリンギングを改善できる基板および電子機器を提供できる。 According to the present invention, it is possible to provide a substrate and an electronic device that can improve waveform rounding and ringing in a signal connection portion without impairing reliability with an inexpensive configuration.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(実施の形態1)
図1に、本発明の実施の形態1のプリント基板の信号配線接続部の、コネクタ端子用ランド周辺部分の構造を模式的に示した構造図を示している。図1(a)は高速信号配線側から見た透視構造斜視図を、図1(b)は高速信号配線側から見た平面図を、それぞれ示している。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a structural view schematically showing the structure of the peripheral portion of the connector terminal land in the signal wiring connecting portion of the printed circuit board according to
比誘電率3.3で厚み90μmのプリント基板の絶縁層12の上面に、コネクタと接続される幅184μmで厚み35μmの高速信号配線11が、複数平行に配置されている。高速信号配線11は、インピーダンス制御部分11aと、幅が300μmに広げられたコネクタ端子用ランド部分11bと、インピーダンス制御部分11aとコネクタ端子用ランド部分11b間の境界部分11cで構成されている。
A plurality of high-speed signal wirings 11 having a width of 184 μm and a thickness of 35 μm connected to the connector are arranged in parallel on the upper surface of the insulating
そして、絶縁層12を挟んでそれぞれの高速信号配線11と対向するように、厚み35μmのグランド面13が、複数平行に配置されている。グランド面13は、高速信号のインピーダンス制御部分11aと対向するように配置された信号配線対向グランド面13aと、コネクタ端子用ランド部分11bと対向するように配置されたランド部配線対向グランド面13bと、境界部分11cと対向するように配置された、信号配線対向グランド面13aとランド部配線対向グランド面13b間の境界グランド面13cで構成されている。本実施の形態1の信号配線接続部は、図1に示すように各グランド面13の信号配線対向グランド面13a同士がつながった構成をしている。
A plurality of ground surfaces 13 having a thickness of 35 μm are arranged in parallel so as to face the high-speed signal wirings 11 with the insulating
なお、高速信号配線11が、本発明の配線接続部の一例にあたり、インピーダンス制御部分11aおよびコネクタ端子用ランド部分11bが、それぞれ、本発明の信号配線部および部品接続用ランド部の一例にあたる。また、グランド面13が、本発明のグランド部の一例にあたり、信号配線対向グランド面13aおよびランド部配線対向グランド面13bが、それぞれ、本発明の信号配線対向部および部品接続用ランド対向部の一例にあたる。
The high-
以上の様に構成された本実施の形態1のプリント基板において、高速信号のインピーダンス制御部分11aは、数1に示す特性インピーダンスが50Ωとなるように配線の幅が決定されている。
In the printed circuit board according to the first embodiment configured as described above, the width of the high-speed signal
数1は、絶縁層12を挟んで高速信号配線11と対向するグランド面13の幅が高速信号配線11に比べて十分に広い、図6に示すような構成の場合に適用できる近似式である。図1に示す本実施の形態1のランド部配線対向グランド面13bや境界グランド面13cのように、対応するグランド面13側の幅が高速信号配線11の幅と同等以下の場合には、数1の近似式を適用できず、電磁界解析等の数値解析により特性インピーダンスを算出する必要がある。
図2(a)は、絶縁層を挟んで対向する信号配線の幅とグランド面の幅の関係を解析するための構造図であり、図2(b)は、電磁界解析ソフトを使用して、図2(a)に示す構造について、信号配線およびグランドの幅と特性インピーダンスの関係を求めたグラフを示している。 FIG. 2 (a) is a structural diagram for analyzing the relationship between the width of the signal wiring and the width of the ground plane facing each other with the insulating layer interposed therebetween, and FIG. 2 (b) is obtained by using electromagnetic field analysis software. 2A is a graph showing the relationship between signal wiring and ground width and characteristic impedance for the structure shown in FIG.
図2(b)の関係より、信号配線に対向するグランド面の線幅を調整することにより、信号配線の特性インピーダンスを制御できることがわかる。したがって、図1に示す本実施の形態1の信号配線接続部の構成で、高速信号のコネクタ端子用ランド部分11b、高速信号のインピーダンス制御部分11a、境界部分11cのそれぞれの幅に対応させて、ランド部配線対向グランド面13bおよび境界グランド面13cの幅を決定することにより、高速信号配線11の特性インピーダンスを一定に保たせることができる。特性インピーダンスを一定に保たせることにより、特性インピーダンスの急激な変化部での反射によるリンギングや低インピーダンス部分の容量成分による波形のなまりが減少して、信号品質の悪化を低減することが可能となる。
From the relationship of FIG. 2B, it can be seen that the characteristic impedance of the signal wiring can be controlled by adjusting the line width of the ground plane facing the signal wiring. Therefore, in the configuration of the signal wiring connection portion of the first embodiment shown in FIG. 1, corresponding to the widths of the high-speed signal connector
例えば、図1に示す高速信号配線11とグランド面13が1組の構成の場合についてみると、図2(b)より、境界部分11cの幅が200μmとなる部分に対応する境界グランド面13cの部分の幅を500μmとし、境界部分11cの幅が250μmとなる部分に対応する境界グランド面13cの部分の幅を150μmとし、幅が300μmであるコネクタ端子用ランド部分11bに対応するランド部配線対向グランド面13bの幅を50μmとした構成のグランド面13とすることにより、高速信号配線11の特性インピーダンスを一定に保たせることができる。この場合、高速信号配線11の幅が200〜300μmの範囲において、幅が200μmとなる部分のインピーダンスは50.9Ω、幅が250μmとなる部分のインピーダンスは50.0Ω、コネクタ端子用ランド部分11bのインピーダンスは50.4Ωとなり、特性インピーダンスをほぼ一定の50Ωに保たせることができる。
For example, in the case where the high-
ただし、高速信号配線が孤立して配置されているのではなく、図1のように高速信号配線11が複数並走している構造の場合には、隣接する高速信号配線11に対応するランド部配線対向グランド面13bおよび境界グランド面13cの影響により、図2(b)に示した特性インピーダンスよりも若干低い特性インピーダンスとなる。
However, if the high-speed signal wirings are not arranged so as to be isolated but have a structure in which a plurality of high-speed signal wirings 11 run in parallel as shown in FIG. Due to the influence of the wiring opposing
図3(a)は、信号配線が複数並走している構造に対する信号配線の幅とグランド面の幅の関係を解析するための構造図であり、図3(b)は、電磁界解析ソフトを使用して、図3(a)に示す構造について、内側の信号配線およびグランドの幅と特性インピーダンスの関係を求めたグラフを示している。 3A is a structural diagram for analyzing the relationship between the width of the signal wiring and the width of the ground plane with respect to a structure in which a plurality of signal wirings run in parallel, and FIG. 3B is an electromagnetic field analysis software. 3 is a graph showing the relationship between the inner signal wiring and the width of the ground and the characteristic impedance for the structure shown in FIG.
図3(a)の4本の信号配線が並走している構成の場合には、内側2本の信号配線が両側に他の信号配線と隣接しているのに対し、外側2本の信号配線は片側にしか他の信号配線と隣接していないので、隣接するグランド面の有無の違いによって内側2本の信号配線の方がグランド面から受ける影響が大きく、外側2本の信号配線よりも若干低いインピーダンスとなる。図3(b)は、図3(a)の内側2本のうちの一方の信号配線についての、信号配線およびグランドの幅と特性インピーダンスの関係を示している。 In the case of the configuration in which the four signal wirings in FIG. 3A run side by side, the inner two signal wirings are adjacent to the other signal wirings on both sides, whereas the outer two signal wirings. Since the wiring is adjacent to the other signal wiring only on one side, the inner two signal wirings are more affected by the ground surface due to the difference in the presence or absence of the adjacent ground surface, and are more affected than the two outer signal wirings. Slightly lower impedance. FIG. 3B shows the relationship between the signal wiring and ground width and the characteristic impedance for one of the two inner signal wirings in FIG.
図3(b)より、図1の実施の形態1の高速信号配線11における境界部分11cの特性インピーダンスを50Ωに保つための、境界部分11cの変化する配線幅に対応する境界グランド面13cの各部分の幅を求めることが出来る。
From FIG. 3B, each
例えば、境界部分11cの幅が200μmとなる部分に対応する境界グランド面13cの部分の幅を210μmとし、境界部分11cの幅が250μmとなる部分に対応する境界グランド面13cの部分の幅を82μmとすることにより、高速信号配線11の境界部分11c部分の特性インピーダンスを一定の50Ωに保たせることができる。
For example, the width of the
なお、図3(b)では、信号配線の幅が300μmの場合にグランド面の幅を50μmまでしか計算していないが、これは一般の基板では50μm程度が配線幅の限界であるためで、計算上ではグランド面の幅20μmで特性インピーダンスは約50Ωになる。 In FIG. 3B, when the width of the signal wiring is 300 μm, the width of the ground plane is only calculated up to 50 μm. This is because the general substrate has a wiring width limit of about 50 μm. In calculation, the characteristic impedance is about 50Ω when the width of the ground plane is 20 μm.
このようにして厳密に特性インピーダンスを一定に保つように信号配線および対応するグランド面の幅を決定することにより、特性インピーダンスの急激な変化部での反射によるリンギングや低インピーダンス部分の容量成分による波形のなまりがさらに減少し、信号品質の悪化をより低減することが可能となる。 In this way, by determining the width of the signal wiring and the corresponding ground plane so as to keep the characteristic impedance strictly constant, the waveform due to the ringing due to the sudden change in the characteristic impedance and the capacitance component of the low impedance part The rounding is further reduced, and the deterioration of signal quality can be further reduced.
またさらに、高速信号配線が複数並走した状態の差動インピーダンスを一定に保つように信号配線および対応するグランド面の幅を決定することも可能である。差動インピーダンスを一定に保たせることにより、差動インピーダンスの急激な変化部での反射によるリンギングや低インピーダンス部分の容量成分による波形のなまりがさらに減少し、信号品質の悪化をさらに低減させることが可能となる。 Furthermore, it is also possible to determine the width of the signal wiring and the corresponding ground plane so that the differential impedance in a state where a plurality of high-speed signal wirings run in parallel is kept constant. By keeping the differential impedance constant, ringing due to reflections at sudden changes in the differential impedance and rounding of the waveform due to the capacitive component in the low impedance part can be further reduced, further reducing signal quality degradation. It becomes possible.
なお、本発明でいう「インピーダンスを一定に保つ」とは、厳密に全く変化しない範囲のものに限らず、社会通念上一定と同視できる範囲のものをいう。したがって、本実施の形態1では、図1に示す境界部分11cおよび境界グランド面13cの幅を、いずれも連続的に変化する形状としたが、高速信号配線11のインピーダンスを一定とみなせる微小な変化の範囲に収まるようにできれば、これらの幅が段階的に変化するような形状であってもよい。
The term “keep impedance constant” in the present invention is not limited to a range that does not strictly change at all, but also a range that can be regarded as constant according to social wisdom. Therefore, in the first embodiment, the widths of the
図4(a)および(b)は、それぞれ、図1とは異なる本実施の形態1の他の構成の信号配線接続部の平面図を示している。高速信号配線11のインピーダンスを一定とみなせる範囲にできれば、例えば図4(a)に示すように、境界部分11cおよび境界グランド面13cの幅を決める2つの辺の形状が細かな階段形状などであってもよい。
FIGS. 4A and 4B are plan views of signal wiring connection portions of another configuration of the first embodiment different from FIG. If the impedance of the high-
また、図1に示した本実施の形態1の構成では、隣接する信号配線対向グランド面13a同士がつながっている構成としたが、高速信号配線11のインピーダンスを一定にできれば、例えば図4(b)のように、隣接する信号配線対向グランド面13aが離れている構成であってもよい。
In the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, adjacent signal wiring opposing ground surfaces 13a are connected to each other. However, if the impedance of the high-
なお、本発明の構成の基板では、図11および図12に示した第2および第3の従来の信号配線接続部の構造の場合のように、絶縁層の厚みを変えたり、孔を開けたりする必要が無いため、コネクタ端子用ランド部分の接続強度を劣化させることが無く、形成困難な微細スリットも必要としないため、従来のプリント基板製造工程を用いて安価にかつ容易に実現することが可能である。 In the substrate having the structure of the present invention, as in the case of the second and third conventional signal wiring connection structures shown in FIG. 11 and FIG. Since it does not need to be performed, the connection strength of the land portion for the connector terminal is not deteriorated, and a fine slit that is difficult to form is not required, so that it can be realized inexpensively and easily using a conventional printed circuit board manufacturing process. Is possible.
またさらに、本発明の基板は、信号配線とグランド面の2つの層だけで形成することが可能であり、コストアップ等の理由で多層構造化が困難なフレキシブル基板へも容易に適用できる。 Furthermore, the substrate of the present invention can be formed by only two layers of the signal wiring and the ground plane, and can be easily applied to a flexible substrate in which a multilayer structure is difficult due to cost increase.
以上に説明したように、本発明の基板は、信号配線部と部品接続用ランド部の幅が大きく異なる基板の配線接続部において、信号配線部および部品接続用ランド部と絶縁層を挟んで対向するようにグランド面を配置し、部品接続用ランド部の特性インピーダンスが信号配線部の特性インピーダンスと等しくなるように部品接続用ランド部と対向するグランド面の幅を変化させることで、インピーダンス変化に起因する信号品質の悪化を抑制している。 As described above, the substrate of the present invention is opposed to the signal wiring portion and the component connection land portion with the insulating layer interposed therebetween in the wiring connection portion of the substrate where the widths of the signal wiring portion and the component connection land portion are greatly different. By changing the width of the ground plane facing the component connection land so that the characteristic impedance of the component connection land is equal to the characteristic impedance of the signal wiring, The resulting signal quality is prevented from deteriorating.
本発明の基板は、大きなインピーダンス変化が許されない、USB、HDMI、IEEE1394等の高速インターフェースを搭載した電子機器に適用することができる。例えば、これらのインターフェースを搭載した、TV、PC、DVDレコーダー、ムービー、音楽プレーヤー等の電子機器に適用できる。 The substrate of the present invention can be applied to an electronic device equipped with a high-speed interface such as USB, HDMI, IEEE 1394, etc., in which a large impedance change is not allowed. For example, the present invention can be applied to electronic devices such as TVs, PCs, DVD recorders, movies, and music players equipped with these interfaces.
本発明に係る基板および電子機器は、安価な構成で信頼性を損なうことなく、信号接続部における波形なまりおよびリンギングを改善できる効果を有し、高速信号を伝送する信号配線が接続される配線接続部を有する基板および電子機器等として有用である。 The substrate and the electronic device according to the present invention have an effect of improving waveform rounding and ringing in the signal connection portion without impairing reliability with an inexpensive configuration, and wiring connection to which a signal wiring for transmitting a high-speed signal is connected It is useful as a board | substrate which has a part, an electronic device, etc.
11 高速信号配線
11a インピーダンス制御部分
11b コネクタ端子用ランド部分
11c 境界部分
12 絶縁層
13 グランド面
13a 信号配線対向グランド面
13b ランド部配線対向グランド面
13c 境界グランド面
21、31、41、51 高速信号配線
21a、31a、41a、51a インピーダンス制御部分
21b、31b、51b コネクタ端子用ランド部分
22、52、55、56 絶縁層
23、43、53 グランド面
28 波形のリンギング
29 波形のなまり
31c 境界部分
41c 配線幅が変化する部分
42、42a 絶縁層部分
54 孔部
DESCRIPTION OF
Claims (8)
前記絶縁層の一方の面に形成された、互いに幅の異なる信号配線部と部品接続用ランド部とが接続された配線接続部と、
前記絶縁層の前記一方の面の反対側の面に前記配線接続部に対向して形成された、互いに幅の異なる信号配線対向部と部品接続用ランド対向部とが接続されたグランド部とを備え、
前記信号配線部と前記信号配線対向部を対応させ、前記部品接続用ランド部と前記部品接続用ランド対向部を対応させることにより、前記信号配線部と前記部品接続用ランド部間のインピーダンスを一定にした基板。 An insulating layer;
A wiring connection portion formed on one surface of the insulating layer and connected to a signal wiring portion having a different width and a component connection land portion;
A ground portion formed on the surface opposite to the one surface of the insulating layer so as to be opposed to the wiring connection portion and connected to the signal wiring facing portion having a different width and the component connecting land facing portion. Prepared,
The signal wiring portion and the signal wiring facing portion are made to correspond to each other, and the impedance between the signal wiring portion and the component connecting land portion is made constant by making the component connecting land portion and the component connecting land facing portion correspond to each other. Substrate.
前記部品接続用ランド対向部の幅は前記信号配線対向部の幅よりも小さい、請求項1に記載の基板。 The width of the part connecting land portion is larger than a width of the signal wiring portion,
The width of the part connecting land facing portion is smaller than the width of the signal wiring facing portion, the substrate according to claim 1.
前記グランド部は、前記信号配線対向部および前記部品接続用ランド対向部が、前記複数の配線接続部のそれぞれの前記信号配線部および前記部品接続用ランド部に対応するように、前記反対側の面上に平行に複数形成されており、
前記各信号配線対向部は、幅方向で互いにつながっている、請求項2に記載の基板。 A plurality of the wiring connection portions are formed in parallel on the one surface,
The ground portion is arranged on the opposite side so that the signal wiring facing portion and the component connecting land facing portion correspond to the signal wiring portion and the component connecting land portion of the plurality of wiring connecting portions, respectively. It is formed in parallel on the surface,
The substrate according to claim 2, wherein the signal wiring facing portions are connected to each other in the width direction.
前記グランド部の幅は、前記信号配線対向部から前記部品接続用ランド対向部に向かって連続的にまたは段階的に小さくなっている、請求項2に記載の基板。 The width of the wiring connection portion is continuously or stepwise increased from the signal wiring portion toward the part connecting land portion,
The width of the ground portion, the signal is from the wiring facing portion becomes the in part continuously or stepwise connection towards the land opposing portions small, substrate according to claim 2.
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