KR101013833B1 - Circuit connection structure and printed circuit board - Google Patents
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Abstract
제1 및 제2조의 차동신호배선(104), (105)의 신호배선(104a), (104b), (105a), (105b)의 배선 폭을 서서히 증가시킴으로써, 배선에서의 감쇠를 억제하면서, 각 차동신호배선의 바로 아래의 GND층(102)에 형성되는 슬릿(104s), (105s)의 개구 폭도 마찬가지로 변화시킨다. 이에 의해, 임피던스 정합을 실현한다. 또한, 2조의 차동신호배선(104), (105)의 배선 폭의 넓은 쪽과 좁은 쪽을 교대로 배치하는 것에 의해, 전체 배선영역의 폭을 저감한다.By gradually increasing the wiring widths of the signal wirings 104a, 104b, 105a, and 105b of the differential signal wirings 104 and 105 of the first and second sets, while suppressing attenuation in the wiring, The opening widths of the slits 104s and 105s formed in the GND layer 102 directly below each differential signal wiring are also changed. This realizes impedance matching. Further, by alternately arranging the wide and narrow sides of the wiring widths of the two sets of differential signal wirings 104 and 105, the width of the entire wiring area is reduced.
Description
본 발명은, 고속으로 디지털신호의 전송을 실시하는 프린트 배선판에 관한 것이다.The present invention relates to a printed wiring board which transmits digital signals at high speed.
프린트 배선판에서는 원래, 배선 도체의 직류 저항 성분에 의해 신호가 감쇠하므로, 전송 파형 품질에 악영향을 주고 있다. 따라서, 전송하는 신호배선이 길어지면 길어질수록 감쇠는 커져서, 신호의 무결성(signal integrity)은 저하한다. 또 근년, 1GHz이상의 주파수 대역의 신호의 경우, 표피 효과나 유전손실의 영향이 매우 커서, 신호의 감쇠가 훨씬 더 커지는 것이 밝혀졌다. 따라서, 프린트 배선판에 있어서의 기가 헤르쯔 오더의 신호 전송에 있어서, 신호의 감쇠는 신호의 무결성을 확보하기 위해 해결해야할 과제 중 하나로 되고 있다.In printed wiring boards, since the signal is attenuated by the DC resistance component of the wiring conductor, the transmission waveform quality is adversely affected. Therefore, the longer the signal wiring to be transmitted is, the larger the attenuation becomes and the signal integrity of the signal is lowered. In recent years, it has been found that for signals in the frequency band of 1 GHz or more, the effect of skin effect and dielectric loss is very large, resulting in much larger attenuation of the signal. Therefore, in the signal transmission of the gigahertz order in the printed wiring board, the attenuation of the signal has become one of the problems to be solved in order to secure the integrity of the signal.
신호의 감쇠를 평가할 때의 지표의 하나로서, 투과특성(S21) 파라미터가 알려져 있다. 투과특성(S21) 파라미터는, 전송 선로를 도 13A에 나타낸 바와 같이 네트워크를 구성하고, 이 경우의 네트워크의 입력단(Port1)으로부터 출력단(Port2)에 전송되는 신호의 비율(투과율)을 수치화함으로써 얻어진다. 또, 네트워크의 입력단 (Port2)으로부터 출력단(Port1)으로 전송되는 신호의 비율(투과율)을 수치화한 것이, 투과특성(S12) 파라미터이다.As an index for evaluating the attenuation of the signal, the transmission characteristic (S21) parameter is known. The transmission characteristic (S21) parameter is obtained by forming a transmission line as a network as shown in Fig. 13A, and quantifying the ratio (transmittance) of the signal transmitted from the input port Port1 to the output port Port2 of the network in this case. . In addition, it is the transmission characteristic (S12) parameter that the ratio (transmittance) of the signal transmitted from the input terminal Port2 of the network to the output terminal Port1 is quantified.
이 투과특성(S121)을 사용해서, 전송하는 신호의 주파수와 감쇠 사이의 관계를 설명한다. 프린트 배선판에 설치된 신호배선을 통해 전송되는 신호의 일반적인 투과특성(S21)의 예를 도 13B에 나타낸다. 도 13B에 있어서, 종축은 S파라미터의 투과특성(S21)(dB)을 나타내고, 횡축은 전송하는 신호의 주파수(Hz)를 나타낸다. 1GHz 이하의 주파수 대역에서는, 배선 도체의 직류 저항에 의한 감쇠가 지배적이고, 주파수가 높아지는 것에 따라 서서히 감쇠는 커진다. 이 현상은 고주파 신호의 표피 효과나 유전손실에 의한 것이다. 특히, 1GHz 이상의 주파수 대역에서는, 표피 효과나 유전손실에 의한 손실이 직류 손실보다 커지기 때문에, 급격하게 감쇠가 커진다. 또, 특정의 주파수에서 큰 감쇠가 관찰되고 있는데, 이것은 배선 도체의 인덕텐스 성분과 캐패시턴스 성분 사이의 공진에 의한 것이다.Using this transmission characteristic S121, the relationship between the frequency and attenuation of the signal to be transmitted will be described. FIG. 13B shows an example of a general transmission characteristic S21 of a signal transmitted through a signal wiring provided in a printed wiring board. In Fig. 13B, the vertical axis represents the transmission characteristic S21 (dB) of the S parameter, and the horizontal axis represents the frequency (Hz) of the signal to be transmitted. In the frequency band of 1 GHz or less, the attenuation by the DC resistance of the wiring conductor is dominant, and the attenuation gradually increases as the frequency increases. This phenomenon is caused by skin effect or dielectric loss of high frequency signal. In particular, in the frequency band of 1 GHz or more, since the loss due to the skin effect and the dielectric loss is larger than the DC loss, the attenuation increases rapidly. Moreover, a large attenuation is observed at a specific frequency, which is due to resonance between the inductance component and the capacitance component of the wiring conductor.
또, 신호의 무결성이 저하하는 요인은, 신호의 감쇠뿐만이 아니라 배선의 임피던스 부정합도 포함한다. 즉, 배선의 임피던스에 부정합이 발생하면, 그 부정합점에서 전송 신호가 반사를 반복해서, 신호의 무결성이 크게 감소한다. 임피던스의 부정합은, 배선의 접속점에서뿐만 아니라, 배선의 폭, 다른 배선과의 간격, 배선의 주위의 유전율에 있어서의 변화에 의해 크게 변동한다. 통상의 프린트 배선판은, 예를 들면 임피던스 특성이 싱글 엔드 배선에서는 50Ω, 차동배선에서는 100Ω으로 통일되도록 설계된다.The deterioration of signal integrity includes not only the signal attenuation but also the impedance mismatch of the wiring. In other words, if a mismatch occurs in the impedance of the wiring, the transmission signal repeatedly reflects at the mismatch point, thereby greatly reducing the integrity of the signal. The impedance mismatch greatly varies not only at the connection point of the wiring, but also due to changes in the width of the wiring, the distance from other wiring, and the dielectric constant around the wiring. A typical printed wiring board is designed such that, for example, the impedance characteristic is unified to 50 Ω in single-ended wiring and 100 Ω in differential wiring.
마이크로 스트립 라인 구조의 배선의 임피던스(Zo)는, 이하의 (식 1)에 의해 산출할 수 있다. The impedance Zo of the wiring of the microstrip line structure can be calculated by the following formula (1).
......(식 1) (Equation 1)
식 1에서, εr는 배선층의 하층이 되는 프린트 배선판의 유전층의 유전율, h는 GND층으로부터 배선층까지의 절연층의 두께, W는 배선의 폭, t는 배선의 두께이다.In Equation 1, epsilon r is the dielectric constant of the dielectric layer of the printed wiring board to be the lower layer of the wiring layer, h is the thickness of the insulating layer from the GND layer to the wiring layer, W is the width of the wiring, and t is the thickness of the wiring.
또, 이때의 배선이 차동신호배선인 경우, 차동임피던스(Zdiff)는, 이하의 (식 2)에 의해 산출할 수 있다. In addition, when the wiring at this time is a differential signal wiring, the differential impedance Zdiff can be calculated by the following expression (2).
Zdiff≒2×Zo(1-0.48×exp(-0.96×S/h))......(식 2)Zdiff 2 × Zo (1-0.48 x exp (-0.96 x S / h)) (Equation 2)
식 2에서, h는 GND층으로부터 배선층까지의 두께, S는 차동배선을 구성하는 2개의 배선 사이의 간격이다.In Equation 2, h is the thickness from the GND layer to the wiring layer, and S is the spacing between two wirings forming the differential wiring.
또, 스트립 라인 구조의 임피던스(Zo)는 이하의 (식 3)에 의해 산출할 수 있다.The impedance Zo of the strip line structure can be calculated by the following expression (3).
......(식 3) (Equation 3)
식 3에서, εr는 배선층의 하층이 되는 프린트 배선판의 유전층의 유전율, W는 배선의 폭, t는 배선의 두께이다.In Equation 3, epsilon r is the dielectric constant of the dielectric layer of the printed wiring board to be the lower layer of the wiring layer, W is the width of the wiring, and t is the thickness of the wiring.
또, 배선이 차동신호배선인 경우, 차동임피던스(Zdiff)는 이하의 (식 4)에 의해 산출할 수 있다. In the case where the wiring is a differential signal wiring, the differential impedance Zdiff can be calculated by the following expression (4).
Zdiff≒2×Zo(1-0.374×exp(-2.9×S/h))......(식 4)Zdiff 2 × Zo (1-0.374 x exp (-2.9 x S / h)) (Equation 4)
식 4에서, h는 배선을 사이에 두는 2개의 GND층 사이의 간격, S는 차동배선 을 구성하는 2개의 배선 사이의 간격이다.In Equation 4, h is the spacing between two GND layers sandwiching the wiring, and S is the spacing between two wirings forming the differential wiring.
배선의 폭이 변화하는 것에 의한 임피던스 부정합의 대책에 대해서는, 일본 특개 2006-173239호 공보에서 제안되고 있다. 이 특허 문헌에서는, 프린트 배선판상의 배선을 커넥터에 접속할 때의 구조를 기술하고 있다. 커넥터의 랜드 사이즈는 배선의 폭보다 크게 설정되어 있기 때문에, 랜드 근방의 배선의 폭은 커넥터의 랜드 사이즈에 맞추어서 크게 설정되고 있다. 이 경우에, 배선의 폭이 크게 되어서 발생하는 임피던스 부정합을, 배선의 폭을 크게 한 부분의 하부 유전체층을 두껍게 설정하는 것에 의해 억제하고 있다.A countermeasure against impedance mismatch due to a change in wiring width has been proposed in Japanese Patent Laid-Open No. 2006-173239. This patent document describes a structure when connecting wiring on a printed wiring board to a connector. Since the land size of the connector is set larger than the width of the wiring, the width of the wiring in the vicinity of the land is set larger in accordance with the land size of the connector. In this case, the impedance mismatch caused by the large width of the wiring is suppressed by setting the lower dielectric layer in a portion where the width of the wiring is enlarged.
또, 일본 특개 2005-340506호 공보에는, 임피던스 부정합을, 배선의 폭을 변화시키는 것에 의해 보정하는 방법이 기재되어 있다. 이 특허 문헌에는, 프린트 배선판 상에 실장된 드라이버 소자와 리시버 소자를 상호 접속하는 제1배선과 제2배선을 가지는 차동신호배선이 기재되어 있다. 제1배선과 제2배선은 드라이버 소자와 리시버 소자의 각각의 전극 단자에 접속되어 있다. 이 경우에, 전극 단자 사이의 간격은 제1 및 제2배선 사이의 폭보다 크게 설정되어 있기 때문에, 병렬로 설치된 제1배선과 제2배선 사이의 간격을, 전극 단자의 근방에서 서서히 증가시킴으로써, 제1배선과 제2배선이 각 전극 단자에 접속되어 있다. 제1배선과 제2배선 사이의 간격이 크게 됨으로써 발생하는 임피던스의 부정합을, 제1배선과 제2배선 사이의 폭을, 제1배선과 제2배선 사이의 간격이 증가함에 따라서 증가시키는 것에 의해 억제하고 있다.Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2005-340506 discloses a method of correcting impedance mismatch by changing the width of a wiring. This patent document describes a differential signal wiring having a first wiring and a second wiring for interconnecting a driver element and a receiver element mounted on a printed wiring board. The first wiring and the second wiring are connected to respective electrode terminals of the driver element and the receiver element. In this case, since the space | interval between electrode terminals is set larger than the width between 1st and 2nd wiring, the space | interval between the 1st wiring and 2nd wiring provided in parallel is gradually increased in the vicinity of an electrode terminal, The first wiring and the second wiring are connected to each electrode terminal. By increasing the width of the impedance between the first and the second wiring as the distance between the first and the second wiring increases as the gap between the first and the second wiring increases. I suppress it.
배선 도체의 직류 저항 성분에 의해 신호가 감쇠하는 것에 의한 신호의 무결 성의 저하를 억제하는 대책으로서는, 종래부터 배선 폭을 크게 하는 것이 알려져 있다. 배선 폭을 크게하는 것에 의해, 신호가 전송되는 단면적이 커져서, 직류 저항 성분을 감소시킬 수 있다.As a countermeasure for suppressing the deterioration of the integrity of a signal due to the attenuation of the signal by the DC resistance component of the wiring conductor, it has conventionally been known to increase the wiring width. By enlarging the wiring width, the cross-sectional area through which signals are transmitted becomes large, so that the DC resistance component can be reduced.
그러나, 배선 폭을 굵게 하면, 배선의 임피던스 특성은 저하한다. 임피던스 특성이 저하하면, 임피던스 부정합이 생겨서, 신호의 무결성은 저하해 버린다.However, when wiring width is made thick, the impedance characteristic of wiring will fall. If the impedance characteristic falls, impedance mismatch occurs, and the integrity of the signal falls.
임피던스 특성은, 배선 사이의 간격을 넓힘으로써 향상한다. 그 때문에, 배선 폭을 크게 설정하는 경우에는, 배선 사이의 간격을 넓힘으로써 임피던스 특성을 소정의 값으로 설정할 수 있다. 그러나, 배선 사이의 간격을 넓게하면, 프린트 배선판 상의 배선영역이 증가함과 동시에, 배선을 접속하는 반도체 패키지나 커넥터의 단자폭도 크게 설정할 필요가 있다. 이것은, 근년의 프린트 배선판이나 반도체 패키지의 소형화에 큰 장해가 되어 버린다.The impedance characteristic is improved by widening the space | interval between wirings. Therefore, when the wiring width is set large, the impedance characteristic can be set to a predetermined value by widening the interval between the wirings. However, when the distance between the wirings is widened, the wiring area on the printed wiring board increases, and at the same time, it is necessary to set the terminal width of the semiconductor package or connector to which the wiring is connected. This is a major obstacle to miniaturization of printed wiring boards and semiconductor packages in recent years.
따라서, 본 발명의 목적은, 프린트 배선판의 배선영역을 크게 하지 않고 신호감쇠나 임피던스 부정합을 억제함으로써 신호의 무결성을 확보하는 프린트 배선판을 제공하는 것이다.Accordingly, it is an object of the present invention to provide a printed wiring board which ensures signal integrity by suppressing signal attenuation and impedance mismatch without increasing the wiring area of the printed wiring board.
본 발명의 프린트 배선판은, 적어도 2조(組)의 차동신호배선이 병렬로 배치된 차동신호배선층과, 상기 차동신호배선층의 아래에 절연층을 개재해서 배치된 GND층을 가진다. 상기 적어도 2조의 차동신호배선은 상기 프린트 배선판의 제1영역과 제2영역을 상호 접속한다. 상기 2조의 차동신호배선중 한 조의 차동신호배선을 구성하는 2개의 배선은, 상기 제1영역으로부터 제2영역으로 향해 배선 폭이 같은 비율로 감소하고, 또한, 2개의 배선 사이의 간격을 일정하다. 상기 2조의 차동신호 배선중 다른 한 조의 차동신호배선은, 상기 한 조의 차동신호배선에 인접해서 배치되어 있으며, 상기 다른 한 조의 차동신호배선을 구성하는 2개의 배선은, 상기 제1영역으로부터 제2영역으로 향해 배선 폭이 같은 비율로 증가하고, 또한, 2개의 배선 사이의 간격을 일정하다. 상기 GND층에는, 상기 한 조의 차동신호배선의 아래에 형성되고, 상기 제1영역으로부터 제2영역으로 향해 개구 폭이 감소하는 제1슬릿과, 상기 다른 한 조의 차동신호배선의 아래에 형성되고, 상기 제1영역으로부터 제2영역으로 향해 개구 폭이 증가하는 제2슬릿이 형성되고 있다.The printed wiring board of the present invention has a differential signal wiring layer in which at least two sets of differential signal wiring are arranged in parallel, and a GND layer disposed via an insulating layer under the differential signal wiring layer. The at least two sets of differential signal wirings interconnect the first area and the second area of the printed wiring board. The two wirings constituting one pair of the differential signal wirings of the two sets of differential signal wirings have the same wiring width from the first region to the second region at the same rate and the distance between the two wirings is constant. . The other pair of differential signal wirings of the two sets of differential signal wirings are arranged adjacent to the set of differential signal wirings, and the two wirings constituting the other set of differential signal wirings are separated from the first region. The wiring width is increased at the same rate toward the region, and the spacing between the two wirings is constant. The GND layer is formed under the set of differential signal wirings, and includes a first slit having an opening width decreasing from the first region to the second region, and under the other set of differential signal wirings. A second slit is formed in which the opening width increases from the first region to the second region.
본 발명의 다른 특징은 유첨 도면을 참조한 다음의 전형적인 실시예의 설명으로부터 명백해질 것이다.Other features of the present invention will become apparent from the following description of exemplary embodiments with reference to the accompanying drawings.
본 발명에 의하면, 신호 감쇠와 동시에 임피던스의 부정합을 억제하는 것에 의해, 신호의 무결성을 확보할 수 있다. 이 경우, 프린트 배선판의 배선 대역은 증가하지 않기 때문에, 프린트 배선판 및 반도체 패키지를 소형화할 수 있다.According to the present invention, signal integrity can be secured by suppressing signal mismatch and impedance mismatch. In this case, since the wiring band of a printed wiring board does not increase, a printed wiring board and a semiconductor package can be miniaturized.
본 발명의 전형적인 실시형태를 유첨된 도면을 참조해서 이하 설명한다. Exemplary embodiments of the invention are described below with reference to the accompanying drawings.
(제1실시형태)(First Embodiment)
도 1은, 제1실시형태에 의한 프린트 배선판에, 전자 부품을 실장한 프린트 회로판을 나타낸 모식도이다. 도 1에 있어서, 프린트 회로판은, 프린트 배선판(100)과, 반도체 패키지(10)와, 커넥터(11)와, 반도체 패키지(10)를 커넥터(11)에 접속하는 복수의 차동신호배선(12)을 가진다. 반도체 패키지(10)는 제1영역에 실장되어 있고, 커넥터(11)는 제2영역에 실장되어 있다.FIG. 1: is a schematic diagram which shows the printed circuit board which mounted the electronic component on the printed wiring board which concerns on 1st Embodiment. In FIG. 1, the printed circuit board includes a plurality of differential signal wirings 12 for connecting the printed
본 실시형태에 의한 프린트 배선판은, 적어도 절연층을 개재해서 적층된 신호배선층과 GND층을 가지고 있다.The printed wiring board according to the present embodiment has a signal wiring layer and a GND layer laminated at least through an insulating layer.
도 2A 도 2B, 그리고 도 3A 및 도 3C는, 도 1에 나타낸 차동신호배선(12)중, 2조(또는 2쌍)의 차동신호배선을 상세하게 나타낸 것이다. 도 2A는 프린트 배선판을 윗쪽으로부터 보았을 경우의 평면도이며, 도 2B는 GND층의 평면도이다. 도 3A 및 도 3B는, 도 2A 및 도 2B에 있어서의 프린트 배선판(100)의 3A-3A 단면도 및 3B-3B 단면도이다.FIG. 2A, FIG. 2B, and FIG. 3A and FIG. 3C show two pairs (or two pairs) of differential signal wirings among the differential signal wirings 12 shown in FIG. 2A is a plan view when the printed wiring board is seen from above, and FIG. 2B is a plan view of the GND layer. 3A and 3B are
프린트 배선판(100)은, 절연층(103), GND층(102), 절연층(101) 및 차동신호배선층(106)이 적층된 구성을 가지고 있다. 신호배선층 (106)에는, 차동신호배선 (104) 및 (105)가 병렬로 배치되어 있다. 차동신호배선(104)는 2개의 배선 (104a), (104b)을 가지며, 차동신호배선 (105)는 2개의 배선(105a), (105b)을 가진다.The printed
도 3A에 나타낸 바와 같이, 배선(104a), (104b)의 배선 폭을 Wa1 및 Wa2로 하고, 배선(104a)과 배선(104b) 사이의 간격을 Wga로 하고 있다. 또, 배선(105a) 및 (105b)의 배선 폭을 Wb1 및 Wb2로 하고, 배선(105a)과 배선(105b) 사이의 간격을 Wgb로 하고 있다. 또, 차동신호배선(104) 및 (105) 사이의 간격을 Ws로 하고, 차동신호배선(104) 및 (105)의 전체의 폭을 W로 하고 있다.As shown in Fig. 3A, the wiring widths of the wirings 104a and 104b are set to Wa1 and Wa2, and the interval between the
도 2A에 있어서, 배선(104a) 및 (104b)의 폭은, 화살표 X로 나타낸 방향으로 같은 비율로 좁아지고 있고, 화살표 X방향의 각 위치에 있어서는 항상 동일하다. 또 배선(104a)와 배선(104b) 사이의 간격 Wga는, 배선(104a)와 (104b)의 폭과 관계 없이 항상 일정하다.In FIG. 2A, the widths of the wirings 104a and 104b are narrowed at the same ratio in the direction indicated by the arrow X, and are always the same at each position in the arrow X direction. The distance Wga between the
마찬가지로, 배선(105a) 및 (105b)의 폭 Wb1 및 Wb2는, 화살표 X방향으로 같은 비율로 증가하고 있고, 화살표 X방향의 각 위치에 있어서는 항상 서로 동일하다. 또 배선(105a)와 배선(105b) 사이의 간격은, 배선(105a)와 (105b)의 폭과 관계없이 항상 일정하다.Similarly, the widths Wb1 and Wb2 of the wirings 105a and 105b are increasing at the same rate in the arrow X direction, and are always the same at each position in the arrow X direction. The interval between the
또, 차동신호배선(104) 및 (105)를 통해서 같은 특성의 신호를 전송한다면, 배선(104a) 및 (104b)의 폭이 화살표 X방향으로 향해 감소하는 비율과 배선(105a) 및 (105b)의 폭이 화살표 X방향으로 향해 증가하는 비율을 서로 동일하게 설정할 수 있다. 따라서, 차동신호배선(104)과 (105)사이의 간격 Ws와 차동신호배선(104) 및 (105)의 전체의 폭W를 각각 일정하게 설정할 수 있고, 이에 의해 배선영역을 최소화할 수 있다.Also, if signals of the same characteristics are transmitted through the
도 2B에 나타내는 GND층(102)에는, 차동신호배선(104) 및 (105)의 바로 밑에 슬릿(104s) 및 (105s)이 형성되어 있다. 여기서 "슬릿"이란, GND를 구성하는 도체가 설치되지 않은 대역을 말한다. 도 2A에 나타낸 바와 같이, 배선(104)는 화살표 X방향과 역방향으로 폭이 넓어지고, 배선(105)는 화살표 X방향으로 폭이 넓어지고 있다. 통상 배선 폭이 넓어지면 임피던스 특성은 저하하지만, 본 발명에서는, 배선층 아래의 GND층에 슬릿을 배치함으로써, 저하한 임피던스 특성을 상쇄한다.In the
슬릿(104s)의 슬릿폭을 Wsa, 슬릿(105s)의 슬릿폭을 Wsb로 한다. 도 2A 및 도 3A에 나타낸 배선(104a) 및 (104b)의 배선 폭 Wa1 및 Wa2가 화살표 X방향을 향해 좁아짐에 따라, 슬릿(104s)의 슬릿폭 Wsa는 서서히 좁아진다. 즉, 도 3A에 나타 내는 3A-3A단면에 있어서의 슬릿폭 Wsa는, 도 3B에 나타내는 3B-3B단면에 있어서의 슬릿폭 Wsa보다 커지고 있다. 또, 도 2A 및 도 3A에 나타낸 배선(105a), (105b)의 배선 폭Wb2 및 Wb1은, 화살표 X방향을 향해 넓어짐에 따라, 슬릿 (105s)의 슬릿폭 Wsb는 서서히 증가하고 있다. 즉, 도 3A에 나타내는 3A-3A단면에 따라 취한 슬릿폭 Wsb는, 도 3B에 나타내는 3B-3B단면을 따라 취한 것보다 좁아지고 있다.The slit width of the
도 2A 및 도2B, 그리고 도 3A 도 및 도 3B에서는 2조의 차동신호배선을 나타내고 있지만, 상기한 실시형태에서 설명한 각 치수 사이의 관계를 유지하면서, 도 4A 및 도 4B에 나타낸 바와 같이, 교대로 차동신호배선(104) 및 (105)을 3조 이상 배치하는 것도 가능하다. 이 경우에는, 차동신호배선의 폭이 넓은 쪽과 좁은 쪽을 교대로 배치하고, 모든 차동신호배선 간의 간격을 일정하게 설정함으로써, 차동임피던스를 정합할 수 있다.Although FIG. 2A and FIG. 2B, and FIG. 3A and FIG. 3B show two sets of differential signal wirings, alternately as shown in FIG. 4A and FIG. 4B while maintaining the relationship between the dimensions described in the above embodiments. It is also possible to arrange three or more sets of
(실시예1) Example 1
도 2A 및 도2B, 그리고 도 3A 도 및 도 3B에 대응한 시뮬레이션 모델을 작성했다. 또, 차동신호배선(104) 및 (105)의 차동임피던스는 100Ω이 되도록 모델을 설계하고 있다. 실시예1에 있어서의 시뮬레이션 모델에 있어서, 차동신호배선(104)의 각 배선(104a) 및 (104b)의 배선 폭(Wa2) 및 (Wa1)은 화살표 X방향을 향해 0.15mm로부터 0.10mm로 서서히 좁아지고 있다. 한편, 차동신호배선(105)의 각 배선(105a) 및 (105b)의 배선 폭(Wb2) 및 (Wb1)은 각각 화살표 X방향을 향해 0.10mm로부터 0.15mm로 서서히 증가하고 있다. 배선(104a)와 배선(104b) 사이의 간격 Wga 및, 배선(105a)와 배선(105b) 사이의 간격 Wgb는 각각 일정하게 0.15mm였다. 2조의 차동신호배선은 같은 구조이며, 차동신호배선의 조(104)와 (105)사이의 간격 Ws는 0.5mm이었다. 이 경우, 2개의 차동신호배선(104)와 (105)의 전체의 폭 W는, 1.3mm이었다. 또, 절연층의 두께는 0.1mm이고, 차동신호배선의 길이는 50cm이었다.Simulation models corresponding to FIGS. 2A and 2B and FIGS. 3A and 3B were created. The model is designed so that the differential impedance of the
또 차동신호배선(104)의 하부에 형성된 GND층의 슬릿의 폭 Wsa는, 화살표 X방향을 향해 0.15mm로부터 0mm로 서서히 좁아지고 있다. 차동신호배선(105)의 하부에 설치된 GND층의 슬릿의 폭 Wsb는, 화살표 X방향을 향해 0mm로부터 0.15mm로 서서히 증가하고 있다.The width Wsa of the slit of the GND layer formed under the
실시예1에 있어서의 시뮬레이션 모델의 전자계(電磁界) 시뮬레이션 및 회로 시뮬레이션을 실시하여 화살표 X방향의 투과특성(S21)을 연산했다. 그 결과를 그래프로 도 6에 나타냈다. 시뮬레이션의 결과, 차동신호배선(104) 및 (105)의 차동임피던스는 약 100Ω이었다.The electromagnetic field simulation and the circuit simulation of the simulation model in Example 1 were performed to calculate the transmission characteristics S21 in the arrow X direction. The result was shown in FIG. 6 graphically. As a result of the simulation, the differential impedance of the
또, 실시예1의 모델에 있어서의, 전술의 투과특성(S21)과 화살표 X방향과 역방향의 투과특성(S12)을 도 7에 나타냈다. 투과특성(S21)과 투과특성(S12)은, 도 7의 그래프에서 거의 겹쳐지고 있다. 즉, 그 결과는 배선의 폭이 넓은 쪽으로부터 전송되었을 때의 투과특성은 배선의 폭이 좁은 쪽으로부터 전송되었을 때의 투과특성과 같은 것을 나타내고 있으며, 차동신호배선의 방향에 의해 전송 특성이 변화하지 않는 것을 나타낸다.In addition, the above-mentioned transmission characteristic S21 and the transmission characteristic S12 of the arrow X direction and the reverse direction in the model of Example 1 are shown in FIG. The transmission characteristic S21 and the transmission characteristic S12 almost overlap in the graph of FIG. That is, the results show that the transmission characteristics when the wires are transmitted from the wider side are the same as the transmission characteristics when they are transmitted from the narrower side of the wire, and the transmission characteristics do not change with the direction of the differential signal wiring. It does not indicate.
(비교예1) (Comparative Example 1)
비교예1의 프린트 배선판의 시뮬레이션 모델을, 도 5A 및 도 5B를 참조해서 설명한다. 도 5A는, 프린트 배선판의 평면도이고, 도 5B는 및 도 5A 에 있어서의 프린트 배선판(600)의 5B-5B단면도이다. 프린트 배선판(600)은, GND 층(602), 절연층(601), 및 배선층(603)이 적층된 구조를 가지고 있다. 배선층(603)에는 차동신호배선(604) 및 (605)이 병렬로 배치되어 있다. 차동신호배선(604)을 형성하는 배선(604a), (604b) 및 차동신호배선(605)를 형성하는 배선(605a) 및 (605b)는 모두 동일한 배선 폭 We이며, 각 배선의 폭은 각 배선의 연장 방향으로 일정하다. 또, 배선(604a)와 (604b) 사이의 간격, 및 배선(605a)와 (605b) 사이의 간격은 모두 같은 값 Wg이며, 각 배선의 연장방향으로 일정하다. 또 2조의 차동신호배선(604)과 (605)의 전체의 폭 W도, 각 배선의 연장 방향으로 일정하다. 또, 배선층(603) 아래의 GND층(602)에는, 슬릿이 형성되어 있지 않다.The simulation model of the printed wiring board of the comparative example 1 is demonstrated with reference to FIG. 5A and 5B. 5A is a plan view of the printed wiring board, and FIG. 5B is a 5B-5B cross-sectional view of the printed
비교예1의 시뮬레이션 모델은, 실시예1과 비교하기 위해서 실시예1과 같은 배선영역의 폭을 사용해서, 차동임피던스가 거의 100Ω이 되도록, (식 1) 및 (식 2)를 사용해서 설계했다. 배선(604a), (604b), (605a) 및 (605b)의 배선 폭 We는 0.11mm이고, 배선(604a)와 배선(604b) 사이의 간격Wg, 및 배선(605a)와 배선(605b) 사이의 간격 Wg는 모두 0.18mm이었다. 차동신호배선(604)과 (605)사이의 간격 Ws는 0.5mm이었다. 따라서, 2조의 차동신호배선의 전체 폭은, 실시예1과 같이 1.3mm이었다. 또, 절연층의 두께는 0.1mm이고, 도체의 두께 t는 0.035mm이며, 차동신호배선의 길이는 50cm이었다.The simulation model of Comparative Example 1 was designed using (Equation 1) and (Equation 2) so that the differential impedance was almost 100 Ω using the same wiring area width as that of Example 1 for comparison with Example 1. . The wiring width We of the wirings 604a, 604b, 605a, and 605b is 0.11 mm, the spacing Wg between the
비교예1에 있어서의 시뮬레이션 모델의 전자계 시뮬레이션 및 회로 시뮬레이션을 실시하고, 투과특성(S21)을 연산했다. 그 결과를 그래프로 도 6에 나타냈다.The electromagnetic field simulation and the circuit simulation of the simulation model in Comparative Example 1 were carried out, and the transmission characteristics S 21 were calculated. The result was shown in FIG. 6 graphically.
도 6에 나타낸 바와 같이, 실시예1의 경우에는, 투과특성(S21)은 4GHz에서 공진점이 있어서 크게 악화되고 있다. 한편, 비교예1의 경우에는, 투과특성(S21)은 2.7GHz부근에 공진점이 있어서 크게 악화되고 있다. 따라서, 실시예1의 투과특성(S21)은 비교예1과 비교해서 큰폭으로 개선되고 있는 것을 알 수 있다. 즉, 같은 배선 영역의 폭에서 같은 임피던스 특성을 유지했을 경우, 실시예1의 구성은 비교예1과 비교해서 감쇠량이 큰 폭으로 저감되고 있다.As shown in Fig. 6, in the first embodiment, the transmission characteristic S21 is greatly deteriorated due to the resonance point at 4 GHz. On the other hand, in the case of Comparative Example 1, the transmission characteristic S21 is greatly deteriorated due to the resonance point near 2.7 GHz. Therefore, it can be seen that the transmission characteristic S21 of Example 1 is significantly improved compared with Comparative Example 1. That is, when the same impedance characteristic is maintained in the width of the same wiring region, the configuration of Example 1 is reduced to a greater width than that of Comparative Example 1.
(비교예2) (Comparative Example 2)
다음에, 비교예1의 시뮬레이션 모델의, 각 배선(604a), (604b), (605a), 및 (605b)의 배선 폭 We, 배선(604a)와 배선(604b)사이의 간격 Wg, 및 배선(605a)와 배선(605b) 사이의 간격 Wg를 변경한 것을 제외하고는, 비교예1과 같은 절차를 따라서 비교예2의 시뮬레이션모델을 작성했다. 비교예2에서는, 배선 영역의 폭은 고려하지 않고, 실시예1과 마찬가지로 투과특성(S21)의 공진점이 4GHz부근이 되도록 설계를 하였다.Next, the wiring width We of the wirings 604a, 604b, 605a, and 605b of the simulation model of Comparative Example 1, the spacing Wg between the
비교예1에 비해 투과특성(S21)을 향상시키기 위해서는, 각 배선의 폭만을 넓게 설정할 필요가 있다. 그러나, 배선의 폭을 넓게 설정하면 싱글 엔드의 임피던스 (single ended impedance)가 저하하기 때문에, 차동임피던스를 100Ω으로 유지하려면, 차동신호배선사이의 간격을 크게할 필요가 있다. 차동임피던스가 거의 100Ω이 되도록, (식 1) 및 (식 2)를 사용해서 비교예2의 시뮬레이션모델을 설계했다. 배선 (604a), (604b), (605a), 및 (605b)의 폭 We는 0.14mm로 하고, 배선(604a)와 배선(604b)사이의 간격 Wg, 및 배선 (605a)와 배선(605b) 사이의 간격 Wg는 모두 0.4mm이었다. 2조의 차동신호배선(604)과 (605)사이의 간격 Ws는 0.5mm이었다. 따라서, 2조의 차동신호배선의 전체 폭은, 실시예1과 같이 1.86mm이었다. 또, 절연층의 두께는 0.1mm이고, 차동신호배선의 길이는 50cm이었다.In order to improve the transmission characteristic (S21) compared with the comparative example 1, it is necessary to set only the width | variety of each wiring widely. However, if the wiring width is set wide, the single ended impedance is lowered. Therefore, in order to maintain the differential impedance at 100?, It is necessary to increase the distance between the differential signal wirings. The simulation model of Comparative Example 2 was designed using (Formula 1) and (Formula 2) so that the differential impedance was almost 100 ?. The widths We of the wirings 604a, 604b, 605a, and 605b are 0.14 mm, and the interval Wg between the
비교예2의 시뮬레이션 모델의 전자계 시뮬레이션 및 회로 시뮬레이션을 실시하여, 투과특성(S21)을 연산했다. 그 결과를 그래프로 도 6에 나타냈다.The electromagnetic field simulation and the circuit simulation of the simulation model of Comparative Example 2 were carried out, and the transmission characteristic (S21) was calculated. The result was shown in FIG. 6 graphically.
도 6에 나타낸 바와 같이, 비교예2의 투과특성(S21)은, 실시예1과 거의 같은 4GHz 부근에 공진점이 있고, 감쇠량이 거의 같다. 그러나, 실시예1의 전체 배선 폭이 1.3mm인데 대해, 비교예2의 전체배선 영역의 폭은 1.86mm이며, 이것은 배선 영역의 폭이 매우 커지는 것을 나타낸다.As shown in FIG. 6, the transmission characteristic S21 of the comparative example 2 has a resonance point near 4 GHz similar to Example 1, and the attenuation amount is almost the same. However, while the total wiring width of Example 1 is 1.3 mm, the width of the entire wiring area of Comparative Example 2 is 1.86 mm, which indicates that the width of the wiring area becomes very large.
실시예1과 비교예1, 2의 시뮬레이션 파라미터를 표 1에 요약한다.The simulation parameters of Example 1 and Comparative Examples 1 and 2 are summarized in Table 1.
(제2실시형태)(2nd Embodiment)
도 8A 및 도 8B, 그리고 도 9A 및 9B는, 본 발명의 제2실시형태를 나타낸다. 프린트 배선판(200)은, 절연층(203), GND층(202), 절연층(201), 차동신호배선층(206), 및 차동신호배선층(206)의 바로 위에 절연층(207)을 개재해서 형성된 GND층(208)이 적층된 구조를 가지고 있다. 도 8A는, 프린트 배선판(200)의 차동신호배선층(206)의 평면도이며, 도 8B는 GND층(208)의 평면도이다. 도 9A 및 도 9B는 각각, 도 8A에 있어서의 프린트 배선판(200)의 9A-9A 단면도 및 9B-9B단면도이다. 차동신호배선층(206)에는, 차동신호배선(204) 및 (205)이 배치되어 있다.8A and 8B and 9A and 9B show a second embodiment of the present invention. The printed
차동신호배선(204)은 2개의 배선(204a) 및 (204b)을 가지며, 차동신호배선 (205)는 2개의 배선(205a) 및 (205b)을 가진다. 또, GND층(202)에는, 제1실시형태와 마찬가지로, 슬릿(204s) 및 슬릿(205s)이 형성되어 있다. GND층(208)은, GND층(202)의 경우와는 달리 슬릿이 형성되어 있지 않다.The
제2실시형태에 있어서, 도 2A 및 도 2B, 그리고 도 3A 및 도 3B에 나타내는 제1실시형태와 다른 것은, 차동신호배선(204), (205)의 상부에, 절연층(207)을 개재해서 GND층(208)이 배치된 점이다. 본 발명의 효과는, 제1실시형태에서의 마이크로 스트립 구조뿐만 아니라, 제2실시형태에서의 스트립 구조에 의해서도 같은 효과를 실현할 수 있다. 특히 방사 노이즈의 관점으로부터는, 제2실시형태가 보다 효과적이다.In the second embodiment, the first embodiment shown in FIGS. 2A and 2B, and FIGS. 3A and 3B differs from the first through the insulating
(제3실시형태)(Third Embodiment)
도 10A 내지 도 10C, 그리고 도 11A 및 도 11B는, 본 발명의 제3실시형태를 나타낸다. 프린트 배선판(300)은, 절연층(303), GND층(302), 절연층(301), 차동신호배선층(306), 및 차동신호배선층(306)의 바로 위에 절연층(307)을 개재해서 형성된 GND층(308)이 함께 적층된 구조를 가지고 있다. 도 10A는, 프린트 배선판(300)의 차동신호배선층(306)을 위로부터 본 평면도이고, 도 10B는 GND층(308)의 평면도이다. 도 11A 및 도 11B는 각각 도 10A에 있어서의 프린트 배선판(300)의 11A-11A 단면도 및 11B-11B단면도이다. 차동신호배선층(306)에는, 차동신호배선(304) 및 (305)이 배치되어 있다.10A to 10C and Figs. 11A and 11B show a third embodiment of the present invention. The printed
차동신호배선(304)는 2개의 배선(304a) 및 (304b)을 가지며, 차동신호배선(305)는 2개의 배선(305a) 및 (305b)을 가진다. 또, GND층(302)에는, 제1실시형태의 경우에서와 같이, 슬릿(304s) 및 슬릿(305s)이 형성되어 있다. 또 GND층(308)에도, 제1실시형태의 경우에서와 같이, 슬릿(304t) 및 슬릿(305t)이 형성되어 있다.The
제3실시형태에 있어서 도 8A 및 도 8B, 그리고 도 9A 및 도 9B에 나타내는 제2실시형태와 다른 것은, 차동신호배선(304), (305)의 위에 배치된 GND층에 슬릿(304t) 및 (305t)이 형성되고 있는 점이다. 본 발명의 효과는, 차동신호배선(304), (305)의 임피던스의 조정을, 차동신호배선(304) 및 (305)를 사이에 둔 2개의 GND층의 슬릿에 의해 실시한다는 것이다. 따라서, 차동신호배선(304) 및 (305)의 임피던스의 조정 범위가 넓고, 배선(304a), (304b), (305a), 및 (305b)의 배선 폭을 더 넓게 하는 것이 가능하다.The third embodiment differs from the second embodiment shown in Figs. 8A and 8B, and Figs. 9A and 9B in the
(제4실시형태)(Fourth Embodiment)
도 12A는 및 도 12B는 본 발명의 제 4의 실시 형태를 나타낸다. 본 실시 형태에 있어서, 도 2A 및 도 2B에 나타낸 제1실시형태와 다른 것은, GND층(102)에 형성된 슬릿의 구조이다. 또, 도 12A 및 도 12B에 있어서, 도 2A 및 도 2B와 같은 부재에는 같은 참조부호로 표시하고, 그 설명은 생략한다. 도 2A 및 도 2B의 경우와 마찬가지로 도 12A 및 도 12B에 있어서도, 차동신호배선의 좌측의 단부를 프린트 배선판의 제1영역이고, 우측의 단부를 프린트 배선판의 제2영역이다.12A and 12B show a fourth embodiment of the present invention. In this embodiment, what is different from the 1st embodiment shown to FIG. 2A and 2B is the structure of the slit formed in the
도 12A 및 도 12B에 있어서, GND층(102)에는, 4개의 슬릿(404a), (404b), (405a) 및 (405b)이 형성되어 있다. 슬릿(404a)은 신호배선층 (106)의 배선(104a)의 바로 밑에 형성되어 있고, 배선(104a)의 폭이 제2영역으로부터 제1영역으로 향해 증가함에 따라서 그 개구 폭은 넓어지고 있다. 또 슬릿(404b)는 배선(104b)의 바로 밑에 형성되어 있으며, 배선(104b)의 폭이 제2영역으로부터 제1영역을 향해 증가함에 따라 그 개구 폭은 슬릿(404a)의 경우와 같이 커지고 있다.12A and 12B, four
또, 슬릿(405a)는 신호배선층(106)의 배선(105a)의 바로 밑에 형성되어 있으며, 배선(105a)의 폭이 제2영역으로부터 제1영역으로 향해 좁아짐에 따라서 그 개구 폭이 좁아지고 있다. 또 슬릿(405b)는 배선(105b)의 바로 밑에 형성되고, 배선 (105b)의 폭이 제2영역으로부터 제1영역으로 향해 좁아지는 것에 따라 그 개구 폭은 슬릿(405a)의 경우에서와 같이 좁아지고 있다.Further, the
이와 같이 각 배선 마다 슬릿을 형성함으로써 보다 정밀도 좋게 차동배선의 차동임피던스를 조정할 수 있다.Thus, by forming the slit for each wiring, the differential impedance of the differential wiring can be adjusted more precisely.
본 발명에 따르면, 신호감쇠와 임피던스 부정합을 억제하는 것에 의해, 신호의 무결성을 확보할 수 있다. 이 경우, 프린트 배선판의 배선영역은 증가하지 않기 때문에, 프린트 배선판 및 반도체 패키지를 소형화할 수 있다. According to the present invention, it is possible to ensure signal integrity by suppressing signal attenuation and impedance mismatch. In this case, since the wiring area of the printed wiring board does not increase, the printed wiring board and the semiconductor package can be miniaturized.
본 발명을 전형적인 실시예에 대해서 설명하였지만, 본 발명은 개시된 전형적인 실시예로 한정되지 않는 것으로 이해되어야 한다. 다음의 청구의 범위는 이러한 모든 변형과 등가의 구성 및 기능을 망라하도록 가장 넓게 해석되어야 한다. Although the invention has been described with respect to exemplary embodiments, it is to be understood that the invention is not limited to the exemplary embodiments disclosed. The following claims are to be accorded the broadest interpretation so as to encompass all such modifications and equivalent constructions and functions.
도 1은 제1실시형태에 의한 프린트 회로판의 평면도;1 is a plan view of a printed circuit board according to a first embodiment;
도 2A 및 2B는 실시예1에 의한 프린트 배선판을 나타내는 평면도;2A and 2B are plan views showing a printed wiring board according to Example 1;
도 3A 및 3B는 실시예1에 의한 프린트 배선판을 나타내는 단면도;3A and 3B are sectional views showing a printed wiring board according to Example 1;
도 4A 및 4B는 제1실시형태에 의한 프린트 배선판을 나타내는 평면도;4A and 4B are plan views showing a printed wiring board according to the first embodiment;
도 5A 및 5B는 비교예1에 의한 프린트 배선판을 각각 나타내는 평면도 및 단면도;5A and 5B are a plan view and a sectional view of a printed wiring board according to Comparative Example 1, respectively;
도 6은 실시예1과 비교예1, 2의 투과특성(S21)을 나타내는 그래프;6 is a graph showing the transmission characteristics (S21) of Example 1 and Comparative Examples 1 and 2;
도 7은 실시예1의 투과특성(S21), (S12)를 나타내는 그래프;7 is a graph showing the transmission characteristics S21 and S12 of Example 1;
도 8A 및 8B는 제2실시형태에 의한 프린트 배선판을 나타내는 평면도;8A and 8B are plan views showing a printed wiring board according to a second embodiment;
도 9A 및 9B는 제2실시형태에 의한 프린트 배선판을 나타내는 단면도;9A and 9B are cross-sectional views showing a printed wiring board according to a second embodiment;
도 10A, 10B 및 10C는 제3실시형태에 의한 프린트 배선판을 나타내는 평면도;10A, 10B, and 10C are plan views showing a printed wiring board according to the third embodiment;
도 11A 및 11B는 제3실시형태에 의한 프린트 배선판을 나타내는 단면도;11A and 11B are cross-sectional views illustrating a printed wiring board according to a third embodiment;
도 12A 및 12B는 제4실시형태에 의한 프린트 배선판을 나타내는 단면도;12A and 12B are cross-sectional views showing a printed wiring board according to a fourth embodiment;
도 13A 및 13B는 투과특성(S21)을 설명하는 모식도와 그래프.13A and 13B are schematic diagrams and graphs illustrating transmission characteristics S21.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명><Description of the symbols for the main parts of the drawings>
(100), (200), (300): 프린트 배선판(100), (200), (300): printed wiring board
(101), (103), (201), (203), (207), (303), (307), (601): 절연층(101), (103), (201), (203), (207), (303), (307), and (601): insulating layer
(102), (202), (208), (301), (302), (308), (305): GND층(102), (202), (208), (301), (302), (308), and (305): GND layer
(104), (105), (204), (205), (304), (305), (604), (605): 차동신호배선(104), (105), (204), (205), (304), (305), (604), and (605): differential signal wiring
(104a), (104b), (105a), (105b), (204a), (204b), (205a), (205b), (304a), (304b), (305a), (305b), (604a), (604b), (605a), (605b): 배선104a, 104b, 105a, 105b, 204a, 204b, 205a, 205b, 304a, 304b, 305a, 305b, 604a ), 604b, 605a, 605b: wiring
(104s), (105s), (204s), (205s), (304s), (305s), (304t), (305t), (404a), (404b), (405a), (405b): 슬릿(104s), (105s), (204s), (205s), (304s), (305s), (304t), (305t), (404a), (404b), (405a), (405b): slit
(106), (206), (306): 차동신호배선층 (600): 프린트 회로판(106), (206), (306): differential signal wiring layer (600): printed circuit board
(603): 배선층603: wiring layer
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