JP4849309B2 - AC / AC power converter controller - Google Patents

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Description

本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する半導体電力変換器の制御装置に関し、例えば、マトリクスコンバータのように電解コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを持たずに交流電圧を直接、交流電圧に変換する直接電力変換器において、系統インピーダンスが存在する場合の入力系統の共振周波数や系統電気定数を演算して電力変換器の制御、保護動作に用いるようにした制御装置に関するものである。   The present invention relates to a control device for a semiconductor power converter that converts a multi-phase AC voltage into an AC voltage having an arbitrary magnitude and frequency by using a semiconductor switching element, for example, a large-sized electrolytic capacitor such as a matrix converter. In a direct power converter that converts AC voltage directly into AC voltage without having an energy buffer, control and protection of the power converter by calculating the resonance frequency and system electrical constant of the input system when system impedance exists The present invention relates to a control device used for operation.

マトリクスコンバータは、長寿命、省スペースであって入力電流を制御できるために電力回生が可能であり、電源高調波を抑制できるという特徴がある。
一方、マトリクスコンバータでは、入力電圧に高調波が含まれる場合に入力電流を正弦波に制御すると、有効電力が脈動する。この有効電力脈動は、大形のエネルギーバッファを有する電力変換器では吸収可能であるが、エネルギーバッファのないマトリクスコンバータでは、入力電圧の歪みが出力電圧を歪ませる原因となる。この出力電圧の歪みは、負荷として電動機が接続されている場合に電動機の脈動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加し、効率を低下させるため好ましくない。 The matrix converter is characterized by long life, space saving, control of input current, power regeneration, and suppression of power supply harmonics.
On the other hand, in the matrix converter, when the input voltage includes harmonics, if the input current is controlled to a sine wave, the active power pulsates. This active power pulsation can be absorbed by a power converter having a large energy buffer, but in a matrix converter without an energy buffer, distortion of the input voltage causes distortion of the output voltage. This distortion of the output voltage is not preferable because not only the pulsation and noise of the motor are caused when the motor is connected as a load, but also the copper loss increases due to the harmonic current and the efficiency is lowered.

このため、瞬時有効電力を一定にするような入力電流指令を演算し、入力電圧に高調波が含まれる場合や入力電圧が不平衡である場合にも出力電圧を歪ませないようにした制御装置が、後述する特許文献１に記載されている。
図９はこの従来技術の構成を示しており、１０は三相交流電源、２０は系統インピーダンス、３０はＬＣフィルタ等からなる入力フィルタ、４０は双方向に電流を制御可能な複数の交流スイッチＳからなるマトリクスコンバータ、５０は交流電動機等の負荷、６０はいわゆる仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ方式を用いたコントローラである。 For this reason, a control device that calculates an input current command that keeps the instantaneous active power constant and prevents the output voltage from being distorted even when harmonics are included in the input voltage or when the input voltage is unbalanced. Is described in Patent Document 1 described later.
FIG. 9 shows the configuration of this prior art, where 10 is a three-phase AC power source, 20 is a system impedance, 30 is an input filter comprising an LC filter, and 40 is a plurality of AC switches S capable of controlling current bidirectionally. A matrix converter 50, a load 50 such as an AC motor, and a controller 60 using a so-called virtual AC / DC / AC system.

上記コントローラ６０において、電圧検出手段６１はマトリクスコンバータ４０の入力電圧を検出し、入力電流制御手段６２は、検出された入力電圧と瞬時有効電力指令ｐ＊及び瞬時無効電力指令ｑ＊とから、数式１により入力電流指令を演算する。 In the controller 60, the voltage detection means 61 detects the input voltage of the matrix converter 40, and the input current control means 62 uses the detected input voltage, the instantaneous active power command p *, and the instantaneous reactive power command q * to calculate a mathematical formula. 1 calculates the input current command.

Figure 0004849309
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なお、瞬時有効電力により入力電圧及び入力電流指令を規格化すれば、瞬時有効電力指令ｐ＊は“１”となる。また、瞬時無効電力指令ｑ＊をゼロとすることにより、入力力率を１に制御することができる。
整流器制御手段６３は、得られた入力電流指令から、仮想的な整流器のＰＷＭパルスパターンを演算し、インバータ制御手段６４は、出力電圧指令から仮想的なインバータのＰＷＭパルスパターンを演算する。ＰＷＭパルス合成手段６５は、各制御手段６３，６４から出力されたＰＷＭパルスパターン（スイッチング関数）を合成し、マトリクスコンバータ４０のＰＷＭパルスパターンを生成する。このパルスパターンに従ってマトリクスコンバータ４０の交流スイッチのオンオフを制御し、所望の出力電圧を得る。
これにより、入力電圧に高調波が含まれていても常に瞬時有効電力が一定となるように入力電流を制御することができ、原理的に出力電圧の歪みは発生せず、負荷５０である電動機に脈動や騒音等を生じさせることなく高効率に運転することが可能である。 If the input voltage and the input current command are normalized by the instantaneous active power, the instantaneous active power command p * becomes “1”. Moreover, the input power factor can be controlled to 1 by setting the instantaneous reactive power command q * to zero.
The rectifier control means 63 calculates a virtual rectifier PWM pulse pattern from the obtained input current command, and the inverter control means 64 calculates a virtual inverter PWM pulse pattern from the output voltage command. The PWM pulse synthesizing unit 65 synthesizes the PWM pulse patterns (switching functions) output from the control units 63 and 64 to generate the PWM pulse pattern of the matrix converter 40. According to this pulse pattern, on / off of the AC switch of the matrix converter 40 is controlled to obtain a desired output voltage.
As a result, even if harmonics are included in the input voltage, the input current can be controlled so that the instantaneous effective power is always constant. In principle, the output voltage is not distorted, and the motor that is the load 50 Therefore, it is possible to operate with high efficiency without causing pulsation or noise.

ここで、図９における系統インピーダンス２０は、電源１０と受電端との間の配線長やトランスの漏れインダクタンス等によるものであり、瞬時値制御では、この系統インピーダンス２０が装置容量に対して無視できない場合に、制御系が不安定になる恐れがある。
図１０は、図９の系統インピーダンス２０及び入力フィルタ３０の構成を詳細に示したものであり、ここでは、系統インピーダンス２０がトランスの漏れインダクタンス等のインダクタンス成分であるとして説明する。なお、Ｌｓは系統インダクタンス、Ｌｆ，Ｃｆはそれぞれ入力フィルタ３０を構成するリアクトルのインダクタンス、コンデンサの容量を示す。 Here, the system impedance 20 in FIG. 9 is due to the wiring length between the power supply 10 and the power receiving end, the leakage inductance of the transformer, and the like. In the instantaneous value control, this system impedance 20 cannot be ignored with respect to the device capacity. In some cases, the control system may become unstable.
FIG. 10 shows the configuration of the system impedance 20 and the input filter 30 in FIG. 9 in detail. Here, the system impedance 20 will be described as an inductance component such as a leakage inductance of a transformer. Note that L s represents the system inductance, and L f and C f represent the inductance of the reactor and the capacitance of the capacitor constituting the input filter 30, respectively.

図１１は、図１０に基づいて伝達関数を導出し、安定解析を行った場合の特性方程式の根軌跡であり、上記系統インピーダンス２０によるリアクタンス（Ｘｓ＝ωＬｓ、ただし、ωは入力周波数）をマトリクスコンバータ４０の装置容量の０％〜３％まで０．５％刻みで変化させた場合のものである。
この図１１から、上記リアクタンス（系統リアクタンスという）が大きくなるにつれて、特性方程式の根が徐々に右側に移動し、その実部が正になっていくことが判る。特性方程式の根の実部が正になると、制御系は振動が減衰せず不安定になることが知られており、図１１によれば、系統リアクタンスが装置容量の１％以上では、実部が正になって不安定となる。 FIG. 11 is a root locus of a characteristic equation when a transfer function is derived based on FIG. 10 and stability analysis is performed, and reactance (X s = ωL s , where ω is an input frequency) due to the system impedance 20 described above. Is changed in increments of 0.5% from 0% to 3% of the device capacity of the matrix converter 40.
From FIG. 11, it can be seen that as the reactance (referred to as system reactance) increases, the root of the characteristic equation gradually moves to the right, and its real part becomes positive. It is known that when the real part of the root of the characteristic equation becomes positive, the control system becomes unstable without damping the vibration. According to FIG. 11, when the system reactance is 1% or more of the device capacity, the real part Becomes positive and unstable.

上記のように制御系が不安定になると、入力電流の歪みが増大し、マトリクスコンバータ４０の過熱、損傷のみならず、電源１０と受電端との間に接続されたトランスの損傷、破壊を招く恐れがあり、好ましくない。また、制御を安定化させるためにフィルタ等の外部装置を追加することは、装置の体積やコストの増加を招く。
更に、瞬時値制御以外でも、入力電流の歪みや不平衡が存在すると出力電圧も歪み、騒音や効率低下などが問題となる。 When the control system becomes unstable as described above, the distortion of the input current increases, leading to not only overheating and damage of the matrix converter 40, but also damage and destruction of the transformer connected between the power supply 10 and the power receiving end. There is fear and it is not preferable. Further, adding an external device such as a filter to stabilize the control leads to an increase in the volume and cost of the device.
In addition to the instantaneous value control, if there is distortion or imbalance of the input current, the output voltage is also distorted, and noise and efficiency reduction become a problem.

ここで、系統インピーダンスや入力フィルタの値、マトリクスコンバータの負荷条件等によって制御系が不安定になり、入力電流が振動するという問題を解決するために、マトリクスコンバータの入力電流を補正するようにした従来技術が、非特許文献１に記載されている。
図１２は、この従来技術を示すブロック図であり、１０は三相交流電源、２１は系統インピーダンス、３１は入力フィルタ、４０はマトリクスコンバータ、５１は受動負荷や誘導電動機等の負荷を示している。また、７０は制御装置であり、７１はマトリクスコンバータ４０の入力電圧を検出する電圧検出手段、７２は検出した入力電圧を振幅Ｖ及び位相角θに分離する三相／二相変換手段、７３，７４はそれぞれ時定数τ１，τ２を有するローパスフィルタ、７５は乗算手段、７６は乗算手段７５から出力される指令に基づいてマトリクスコンバータ４０の交流スイッチに対するＰＷＭパルスを生成するパルス生成手段である。
この従来技術によれば、マトリクスコンバータ４０の入力電圧の振幅Ｖ及び位相角θに含まれる振動成分をローパスフィルタ７３，７４により除去することで入力電流指令を補正し、これによってマトリクスコンバータ４０の入力電流の振動成分をある程度抑制することが可能である。 Here, the input current of the matrix converter is corrected in order to solve the problem that the control system becomes unstable due to the system impedance, the value of the input filter, the load condition of the matrix converter, etc., and the input current vibrates. The prior art is described in Non-Patent Document 1.
FIG. 12 is a block diagram showing this prior art, where 10 is a three-phase AC power source, 21 is a system impedance, 31 is an input filter, 40 is a matrix converter, and 51 is a load such as a passive load or an induction motor. . Reference numeral 70 denotes a control device; 71, voltage detection means for detecting the input voltage of the matrix converter 40; 72, three-phase / two-phase conversion means for separating the detected input voltage into an amplitude V and a phase angle θ; 74 is a low-pass filter having time constants τ 1 and τ 2 , 75 is a multiplication unit, and 76 is a pulse generation unit that generates a PWM pulse for the AC switch of the matrix converter 40 based on a command output from the multiplication unit 75. .
According to this prior art, the input current command is corrected by removing the vibration components included in the amplitude V and the phase angle θ of the input voltage of the matrix converter 40 by the low-pass filters 73 and 74, thereby the input of the matrix converter 40. It is possible to suppress the vibration component of the current to some extent.

一方、ＰＷＭサイクロコンバータの入力フィルタに起因する共振電流を抑制するために、入力フィルタのリアクトルにダンピング抵抗を並列接続して入力電流の高調波成分をダンピング抵抗により消費させる方法や、上記ダンピング抵抗を用いずに、入力フィルタにＰＷＭコンバータ（アクティブフィルタ）を接続して共振電流を抑制する補正電流を注入することにより、入力電流波形を改善するようにした方法が、特許文献２に開示されている。   On the other hand, in order to suppress the resonance current caused by the input filter of the PWM cycloconverter, a damping resistor is connected in parallel to the reactor of the input filter and the harmonic component of the input current is consumed by the damping resistor. Patent Document 2 discloses a method in which an input current waveform is improved by connecting a PWM converter (active filter) to an input filter and injecting a correction current that suppresses a resonance current without using it. .

特開２００５−７３２３３号公報（［００５２］〜［００６６］、図１等）Japanese Patent Laying-Open No. 2005-73233 ([0052] to [0066], FIG. 1 etc.) 特開２００３−２４４９６０号公報（［０００２］〜［０００７］、図１，図６等）Japanese Unexamined Patent Publication No. 2003-244960 ([0002] to [0007], FIGS. 1, 6, etc.) Furong Liu, Christian Klumpner, Frede Blaabjerg, “Stability Analysis and Experimental Evaluation of a Matrix Converter Drive System”, IEEE, 2003, p.2059-2065Furong Liu, Christian Klumpner, Frede Blaabjerg, “Stability Analysis and Experimental Evaluation of a Matrix Converter Drive System”, IEEE, 2003, p.2059-2065

前述した非特許文献１の従来技術では、入力電流指令の補正分がローパスフィルタ７３，７４の特性によって決まってしまうという問題がある。図１３は、この従来技術による特性方程式の根軌跡であり、系統リアクタンスＸｓがマトリクスコンバータ４０の装置容量の１％までは安定であるが、１．５％以上では不安定になっている。従って、入力電流や出力電圧の歪みの抑制は未だ十分ではない。 The prior art of Non-Patent Document 1 described above has a problem that the correction amount of the input current command is determined by the characteristics of the low-pass filters 73 and 74. Figure 13 is a root locus of the characteristic equation of this prior art, the system reactance X s is up to 1% of the device capacitance of a matrix converter 40 is stable, and is unstable at 1.5% or more. Therefore, suppression of distortion of input current and output voltage is not yet sufficient.

また、特許文献２に記載された従来技術によれば、ダンピング抵抗による熱損失をなくすことは可能であるが、共振電流抑制用のＰＷＭコンバータやその制御回路が必要になり、装置全体が大形化してコスト高になるといった問題がある。
更に、特許文献２は、もっぱら入力フィルタによる共振電流に起因した入力電流の歪み低減を目的としており、電源と受電端との間の配線インピーダンスやトランスの漏れインダクタンス等により、一般的に系統インピーダンスが大きくなった場合の入力電流歪みの低減技術については開示されていない。 Further, according to the prior art described in Patent Document 2, it is possible to eliminate the heat loss due to the damping resistor, but a PWM converter for suppressing the resonance current and its control circuit are required, and the entire apparatus is large. There is a problem that the cost increases.
Furthermore, Patent Document 2 is intended to reduce distortion of the input current caused solely by the resonance current caused by the input filter. Generally, the system impedance is reduced due to the wiring impedance between the power source and the power receiving end, the leakage inductance of the transformer, and the like. There is no disclosure of a technique for reducing the input current distortion when it becomes large.

これらの点に鑑み、系統インピーダンスが大きくなった場合にも、新たに電力変換器等を付加することなく入力電流や出力電圧の歪みを抑制可能とする制御装置として、以下に述べるような改良案が考えられる。
図１４は、改良された制御装置を示すブロック図であり、入力電流制御手段６２Ａの構成を除いて図９と実質的に同一である。
図１５は入力電流制御手段６２Ａの内部構成であり、図１４の電圧検出手段６１により検出された静止座標上の直交二軸成分の入力電圧検出値ｖα，ｖβに基づいて入力電流指令を補正する機能を有する。 In view of these points, as a control device that can suppress distortion of the input current and output voltage without adding a new power converter or the like even when the system impedance increases, the following improvement plan is proposed. Can be considered.
FIG. 14 is a block diagram showing an improved control device, which is substantially the same as FIG. 9 except for the configuration of the input current control means 62A.
FIG. 15 shows the internal configuration of the input current control means 62A. An input current command is issued based on the input voltage detection values v α and v β of the orthogonal biaxial components on the stationary coordinates detected by the voltage detection means 61 of FIG. It has a function to correct.

図１５における演算手段６２ａは、電圧検出値ｖα，ｖβから、前述した数式１に基づいて静止座標上の入力電流指令ｉα ＊，ｉβ ＊を演算する。なお、演算手段６２ａには、規格化された瞬時有効電力指令ｐ＊（＝１）が入力されている。
一方、電圧検出値ｖα，ｖβをハイパスフィルタ６２ｂに入力して入力電圧の高調波成分ｖαｒｉｐ，ｖβｒｉｐを抽出し、ゲイン乗算手段６２ｃにより補償ゲインＫｄを乗じて電流の補償成分ｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐを得る。そして、加算手段６２ｄ，６２ｅにおいて、前記電流指令ｉα ＊，ｉβ ＊に上記補償成分ｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐをそれぞれ加えることにより、最終的な入力電流指令ｉα ＊＊，ｉβ ＊＊を求める。すなわち、入力電流指令ｉα ＊＊，ｉβ ＊＊は数式２により与えられる。なお、数式３はハイパスフィルタ６２ｂから出力される高調波成分ｖαｒｉｐ，ｖβｒｉｐである。 The calculating means 62a in FIG. 15 calculates the input current commands i α * and i β * on the stationary coordinates from the voltage detection values v α and v β based on the above-described equation 1. Note that a standardized instantaneous active power command p * (= 1) is input to the computing means 62a.
On the other hand, the voltage detection values v α and v β are input to the high-pass filter 62b to extract the harmonic components v αrip and v βrip of the input voltage, and the gain multiplication means 62c multiplies the compensation gain Kd by the current compensation component i. αrip and iβrip are obtained. Then, by adding the compensation components i αrip and i βrip to the current commands i α * and i β * in the adding means 62d and 62e, the final input current commands i α ** and i β ** are obtained. Ask. That is, the input current commands i α ** and i β ** are given by Equation 2. Equation 3 represents the harmonic components v αrip and v βrip output from the high-pass filter 62b.

Figure 0004849309
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Figure 0004849309
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図１６は、図１５における伝達関数の特性方程式の根軌跡を示しており、図１１，図１３と同様にマトリクスコンバータ４０の装置容量の系統リアクタンスを０％から３％まで０．５％刻みで変化させた場合のものである。
図１６から明らかなように、根の全ての実部が負に配置されており、図１１，図１３と比べて制御系が安定化できている。
すなわち、入力電圧検出値の振動成分をハイパスフィルタ６２ｂにより抽出し、これに補償ゲインＫｄを乗じて大きさを調節した補正成分ｉαｒｉｐ，ｉβｒｉｐをもとの電流指令ｉα ＊，ｉβ ＊に加えて最終的な入力電流指令ｉα ＊＊，ｉβ ＊＊を得ることにより、制御系の不安定要素となる正帰還ループのゲインを抑制し、制御系の交差角周波数を位相余有が確保できるように移動させる結果として、制御系全体の安定化が可能となる。 FIG. 16 shows the root locus of the characteristic equation of the transfer function in FIG. 15, and the system reactance of the device capacity of the matrix converter 40 from 0% to 3% in increments of 0.5% as in FIGS. It is a thing when changing.
As is clear from FIG. 16, all the real parts of the roots are arranged negatively, and the control system can be stabilized as compared with FIGS.
That is, the vibration component of the input voltage detection value is extracted by the high-pass filter 62b, and is multiplied by the compensation gain Kd to adjust the magnitude of the correction component i αrip , i βrip , based on the current command i α * , i β. In addition to * , the final input current commands i α ** and i β ** are obtained, so that the gain of the positive feedback loop, which is an unstable element of the control system, is suppressed, and the cross angular frequency of the control system is changed to the phase margin. As a result of the movement so as to ensure the presence, the entire control system can be stabilized.

図１７は、この改良案によるシミュレーション結果であり、上から受電端の相電圧ｖｉｎ（p.u.）、系統リアクタンスの電流ｉｓ（p.u.）、ローパスフィルタを挿入した場合のＵ−Ｖ相出力線間電圧Ｖｕｖ（p.u.）を示している。シミュレーションでは、系統リアクタンスを１％とし、領域Ａでは、入力電流指令ｉα ＊，ｉβ ＊を数式１のみを用いて制御し、領域Ｂでは、数式２により補正した入力電流指令ｉα ＊＊，ｉβ ＊＊を用いた。
この図１７から、領域Ａでは、マトリクスコンバータ４０の入力電流ｉｉｎが変動し、これに伴って系統リアクタンスに流れる電流ｉｓが変動していると共に、この電流ｉｓの変動によって受電端電圧ｖｉｎが変動している。瞬時値制御では、図９，図１０に示したように受電端電圧ｖｉｎの変動に応じて入力電流ｉｉｎを演算し制御するため、入力電流ｉｉｎが更に変動することとなり、結果として正帰還ループに陥って制御が不安定になっている。
一方、図１７の領域Ｂでは、数式２の入力電流指令ｉα ＊＊，ｉβ ＊＊を用いて入力電流の変動成分を抑制することにより、正帰還ループのゲインを抑制することができ、電流ｉｓの歪みが小さく抑えられている。また、領域Ａでは受電端電圧ｖｉｎが変動するため、ＰＷＭ可能範囲外となって出力線間電圧Ｖｕｖに歪みが生じているが、領域Ｂではこの歪みもほとんど発生していない。 FIG. 17 shows a simulation result by this improvement plan. From the top, the phase voltage v in (pu) at the power receiving end, the current i s (pu) of the system reactance, and the U-V phase output line when a low-pass filter is inserted. The voltage V uv (pu) is shown. In the simulation, the system reactance is set to 1%. In the region A, the input current commands i α * and i β * are controlled using only the formula 1, and in the region B, the input current command i α ** corrected by the formula 2 is used. , I β ** was used.
From FIG. 17, in the region A, the input current i in of the matrix converter 40 is varied, with the current i s flows to the system reactance fluctuates along with this, the receiving end voltage v by variations in the current i s in varies. In the instantaneous value control, FIG. 9, for computing and controlling the input current i in in accordance with the change in power-reception-end voltage v in, as shown in FIG. 10, it is the input current i in is varied further, positive as a result The control is unstable due to a feedback loop.
On the other hand, in the region B of FIG. 17, the gain of the positive feedback loop can be suppressed by suppressing the fluctuation component of the input current using the input current commands i α ** and i β ** of Equation 2. the distortion of the current i s is kept small. Further, since the receiving end voltage vin varies in the region A, the output line voltage V uv is distorted because it is outside the PWM possible range, but in the region B, this distortion hardly occurs.

さて、上述した改良案による入力電流や出力電圧の安定化制御（振動抑制制御）は、系統インピーダンスに応じて、ハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数（時定数Ｔｄの逆数）を変化させなければ満足な効果は得られない。図１０に示したように、系統インピーダンス２０が主に配線やトランスによるインダクタンス成分であるとすると、系統インピーダンス２０を含むマトリクスコンバータの入力系統の共振周波数ｆｓは数式４によって表される。この数式４において、前述したごとく、Ｌｓは系統インダクタンス、Ｌｆ，Ｃｆは入力フィルタ３０を構成するリアクトルのインダクタンス、コンデンサの容量である。 The stabilization control (vibration suppression control) of the input current and output voltage according to the above-described improvement is satisfactory unless the cut-off frequency of the high-pass filter 62b (reciprocal of the time constant Td ) is changed according to the system impedance. The effect is not obtained. As shown in FIG. 10, assuming that the system impedance 20 is mainly an inductance component due to wiring and a transformer, the resonance frequency f s of the input system of the matrix converter including the system impedance 20 is expressed by Equation 4. In Equation 4, as described above, L s is the system inductance, L f and C f are the inductance of the reactor constituting the input filter 30 and the capacitance of the capacitor.

Figure 0004849309
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仮に、系統インダクタンスが入力フィルタリアクトルのインダクタンスと等しい場合（Ｌｓ＝Ｌｆ）には、数式４より、共振周波数ｆｓは系統インピーダンス２０が存在しない場合に比べて１／√２になる。従って、ハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を固定した場合、系統インピーダンスの大きさによって入力電圧に含まれる高調波成分の振幅や位相が変化するため、安定化制御の特性を悪化させる恐れがある。
これを解決するためには、共振周波数ｆｓに応じてハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を変化させればよいが、系統インピーダンス２０は装置の設置環境や配線の長さ、トランスの容量や特性など様々な要因で異なるため、個々の設置場所ごとに作業者が専用の測定器を用いて系統電気定数を測定し、測定された電気定数から共振周波数ｆｓを求める必要が生じる。この場合には、測定器の設置作業や測定作業に多くの時間とコストを要することになる。 If the system inductance is equal to the inductance of the input filter reactor (L s = L f ), the resonance frequency f s is 1 / √2 from Equation 4 compared to the case where the system impedance 20 is not present. Therefore, when the cutoff frequency of the high-pass filter 62b is fixed, the amplitude and phase of the harmonic component included in the input voltage change depending on the magnitude of the system impedance, which may deteriorate the stability control characteristics.
In order to solve this, the cut-off frequency of the high-pass filter 62b may be changed according to the resonance frequency f s , but the system impedance 20 is determined based on the installation environment of the device, the length of the wiring, the capacitance and characteristics of the transformer, etc. Since it varies depending on various factors, it is necessary for an operator to measure the system electrical constant using a dedicated measuring device for each installation location and to obtain the resonance frequency f s from the measured electrical constant. In this case, much time and cost are required for installation work and measurement work of the measuring instrument.

また、図１４，図１５等に示した改良案では、制御装置によって限界が存在する。例えば、共振周波数が基本波周波数に接近すると、ハイパスフィルタ６２ｂの設計が困難となり、入力電圧に含まれる高調波成分を精度よく抽出することができなくなる。高調波成分を抽出できなくなると安定化制御の効果が満足されず、マトリクスコンバータ等を含む装置全体の故障や損傷を招く恐れがある。従って、制御限界を超える系統インピーダンスが存在する場合には、装置を安全に使用するため、使用者に警告を発して受電設備や配線環境の改善を促す必要がある。   Moreover, in the improvement proposal shown in FIG. 14, FIG. 15, etc., there exists a limit by a control apparatus. For example, when the resonance frequency approaches the fundamental frequency, the design of the high-pass filter 62b becomes difficult, and the harmonic component included in the input voltage cannot be accurately extracted. If the harmonic components cannot be extracted, the effect of the stabilization control is not satisfied, and there is a possibility that the entire apparatus including the matrix converter or the like may be broken or damaged. Therefore, when there is a system impedance exceeding the control limit, it is necessary to issue a warning to the user to promote improvement of the power receiving equipment and the wiring environment in order to use the device safely.

そこで、本発明の解決課題は、専用の測定器や外部追加装置、煩雑な測定作業を必要とせず、入力系統の共振周波数や系統電気定数を容易に算出可能とし、系統インピーダンスが大きい場合にはアラーム発生や運転不許可等の制御動作、保護動作を講じて電力変換器やトランス等の損傷を未然に防止するようにした交流交流電力変換器の制御装置を提供することにある。   Therefore, the problem to be solved by the present invention is that it is possible to easily calculate the resonance frequency and system electrical constant of the input system without requiring a dedicated measuring instrument, external additional device, and complicated measurement work, and when the system impedance is large. It is an object of the present invention to provide a control device for an AC / AC power converter that prevents damage to a power converter, a transformer, and the like by taking control operations such as alarm generation and operation disapproval, and protection operations.

上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、
この手段により検出した入力電圧の高調波成分を抽出し、その周波数を演算すると共に、演算した周波数から前記電力変換器の入力系統の共振周波数または系統電気定数を演算する系統情報演算手段と、
前記系統情報演算手段により演算した前記共振周波数または系統電気定数を用いて前記電力変換器の入力電流や出力電流の振動を抑制するように前記電力変換器を制御する制御手段と、を備えたものである。 In order to solve the above-mentioned problem, the invention described in claim 1 is an AC / AC power converter control device that converts an AC power supply voltage into an AC voltage having an arbitrary magnitude and frequency.
Voltage detection means for detecting an input voltage of the power converter;
Extracting the harmonic component of the input voltage detected by this means, calculating its frequency, and calculating system information calculating means for calculating the resonance frequency or system electrical constant of the input system of the power converter from the calculated frequency,
Control means for controlling the power converter so as to suppress vibrations of the input current and output current of the power converter using the resonance frequency or system electrical constant calculated by the system information calculation means. It is.

請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、前記系統情報演算手段は、入力系統の共振周波数を演算し、この共振周波数を用いて系統電気定数としての系統インダクタンスを演算するものである。 The invention as set forth in claim 2, Oite the controller for an AC AC power converter of claim 1, wherein the system information calculation means calculates the resonant frequency of the input system, using the resonance frequency line The system inductance is calculated as an electrical constant.

請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、前記系統情報演算手段は、前記電圧検出手段の出力から入力電圧ベクトルを演算する電圧ベクトル演算手段と、演算した入力電圧ベクトルを一定期間記憶する記憶手段と、記憶したデータを所定周期でサンプリングして入力電圧の振幅及び周波数を算出し、前記共振周波数を抽出する数値演算手段と、を有するものである。 The invention as set forth in claim 3, Oite the controller for an AC AC power converter according to claim 1 or 2, wherein the strain information calculating means, the voltage for calculating the input voltage vector from the output of said voltage detecting means A vector calculation means, a storage means for storing the calculated input voltage vector for a certain period, a numerical calculation means for sampling the stored data at a predetermined period to calculate the amplitude and frequency of the input voltage, and extracting the resonance frequency; It is what has.

請求項４に記載した発明は、請求項３に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、前記数値演算手段は、高速フーリエ変換手段であることを特徴とする。 The invention described in claim 4, Oite the controller for an AC AC power converter of claim 3, wherein the numerical operation means may be fast Fourier transform means.

請求項５に記載した発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、前記電力変換器の制御手段は、前記電力変換器の入力電圧検出値から入力電流指令を生成する入力電流制御手段を備え、この入力電流制御手段は、前記入力電圧検出値に含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段と、この抽出手段の出力に応じた補正量により前記入力電流指令を補正する補正手段とを有し、前記系統情報演算手段により演算した共振周波数を用いて前記抽出手段の特性を変化させるものである。 The invention as set forth in claim 5, Oite the controller for an AC AC power converter set forth in claim 1, the control unit of the power converter input voltage of the power converter Input current control means for generating an input current command from the detection value, the input current control means is an extraction means for extracting an arbitrary frequency component included in the input voltage detection value, and according to the output of the extraction means and a correcting means for correcting the input current command by the correction amount, a shall alter the properties of the extraction means with the resonance frequency calculated by the system information calculating means.

請求項６に記載した発明は、請求項５に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、前記共振周波数を用いて変化させる前記抽出手段の特性が、この抽出手段のカットオフ周波数であることを特徴とする。 The invention described in claim 6, Oite the controller for an AC AC power converter according to claim 5, characteristic of the extraction means for changing with the resonant frequency, a cut-off frequency of the extraction means it said that there.

請求項７に記載した発明は、請求項１〜６の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、前記系統情報演算手段により演算した共振周波数及び系統電気定数を用いて、前記電力変換器に係る制動係数を演算する手段を備えたものである。 The invention as set forth in claim 7, in the control apparatus for an AC AC power converter set forth in any one of claim 1 to 6 by using the resonant frequency and the line the electrical constants were calculated by the system information calculating means, Ru der that includes means for calculating the damping coefficient according to the power converter.

請求項８に記載した発明は、請求項７に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、前記制動係数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたものである。 The invention described in claim 8 is the control device for the AC / AC power converter according to claim 7 , further comprising means for disabling operation of the power converter when the braking coefficient is equal to or less than a specified value. It is a thing.

請求項９に記載した発明は、請求項１〜８の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、前記系統情報演算手段により演算した共振周波数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたものである。 The invention described in claim 9 is the control device for an AC / AC power converter according to any one of claims 1 to 8, wherein the resonance frequency calculated by the system information calculation means is equal to or less than a specified value. Ru der those with means to disallow the operation of the power converter.

請求項１０に記載した発明は、請求項８または９に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、前記電力変換器の運転を不許可とする際にアラームを出力する手段を備えたものである。 The invention described in claim 10 is an AC / AC power converter control device according to claim 8 or 9, further comprising means for outputting an alarm when the operation of the power converter is not permitted. is there.

請求項１１に記載した発明は、請求項１〜１０の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、前記電力変換器に入力電圧を印加した直後に、前記系統情報演算手段により共振周波数または系統電気定数を演算するものである。 Invention as set forth in claim 11, Oite the AC AC power converter control apparatus as set forth in any one of claims 1 to 10, immediately after applying the input voltage to the power converter, wherein the system information The calculation means calculates the resonance frequency or the system electrical constant .

本発明においては、電力変換器の入力電圧から高調波成分の周波数を演算して系統インピーダンスを含む入力系統の共振周波数を求め、この共振周波数から系統インダクタンス等の系統電気定数や制動係数を演算する。
これにより、専用の測定器や外部装置の追加、煩雑な測定作業等を要することなく制御や保護動作に有用な系統情報を容易に得ることができると共に、系統インピーダンスが大きい場合には、運転待機やアラーム発生により故障や事故を未然に防止して安全に運転可能な制御装置を提供することが可能である。 In the present invention, the frequency of the harmonic component is calculated from the input voltage of the power converter to obtain the resonance frequency of the input system including the system impedance, and the system electrical constant such as the system inductance and the braking coefficient are calculated from the resonance frequency. .
As a result, system information useful for control and protection operations can be easily obtained without the need for dedicated measuring instruments and external devices, complicated measurement work, etc. It is possible to provide a control device that can be operated safely by preventing occurrence of a failure or an accident due to occurrence of an alarm.

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は第１実施形態の構成を示すブロック図である。三相交流電源１０には、インダクタンス成分からなる系統インピーダンス２０を有する電力系統を介して、マグネットコンタクタやブレーカ等の機械スイッチ１０１が接続されている。この機械スイッチ１０１の負荷側には、入力フィルタリアクトル３２及び入力フィルタコンデンサ３３を介してマトリクスコンバータ４０が接続され、その出力側には交流電動機等の負荷５０が接続されている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the first embodiment. A mechanical switch 101 such as a magnet contactor or a breaker is connected to the three-phase AC power supply 10 via a power system having a system impedance 20 composed of an inductance component. A matrix converter 40 is connected to the load side of the mechanical switch 101 via an input filter reactor 32 and an input filter capacitor 33, and a load 50 such as an AC motor is connected to the output side.

また、１０４はマトリクスコンバータ制御手段であり、例えば図１４に示したように入力電流制御手段６２Ａ、整流器制御手段６３、インバータ制御手段６４、ＰＷＭパルスパルス合成手段６５等を備え、入力電圧をＰＷＭ制御して所定の大きさ及び周波数の出力電圧を負荷５０に供給するものである。なお、図１４における電圧検出手段６１としては、下記の電圧検出手段１０２を兼用しても良い。   Reference numeral 104 denotes a matrix converter control means, which includes, for example, an input current control means 62A, a rectifier control means 63, an inverter control means 64, a PWM pulse pulse synthesizing means 65 and the like as shown in FIG. Thus, an output voltage having a predetermined magnitude and frequency is supplied to the load 50. As the voltage detection means 61 in FIG. 14, the following voltage detection means 102 may also be used.

図１の入力フィルタコンデンサ３３の両端の電圧を電圧センサや分圧抵抗により各相ごとに検出して静止座標上の直交二軸成分に変換する電圧検出手段１０２が接続されており、この電圧検出手段１０２から出力された二軸成分ｖα，ｖβは系統情報演算手段１０３に入力されている。
系統情報演算手段１０３は、上記二軸成分ｖα，ｖβに基づいて入力系統の共振周波数と系統インダクタンス等の系統電気定数とを演算すると共に、前記機械スイッチ１０１のオン／オフ信号を生成して出力する機能を備えている。 A voltage detection means 102 is connected to detect the voltage across the input filter capacitor 33 in FIG. 1 for each phase by a voltage sensor or a voltage dividing resistor and convert it into orthogonal biaxial components on a stationary coordinate. The biaxial components v α and v β output from the means 102 are input to the system information calculation means 103.
The system information calculation means 103 calculates the resonance frequency of the input system and system electrical constants such as system inductance based on the biaxial components v α and v β and generates an on / off signal for the mechanical switch 101. Output function.

図２は、前記系統情報演算手段１０３の内部構成図である。
二軸成分ｖα，ｖβが入力される電圧ベクトル演算手段１０３ａは、基本波周波数を直流成分にして共振周波数演算精度を向上させるために、数式５に従って入力電圧ベクトルＶｉを演算する。なお、入力電圧基本波位相を用いて座標変換を行っても良い。 FIG. 2 is an internal configuration diagram of the system information calculation means 103.
The voltage vector calculation means 103a to which the biaxial components v α and v β are input calculates the input voltage vector V i according to Equation 5 in order to improve the resonance frequency calculation accuracy using the fundamental frequency as a DC component. Note that coordinate conversion may be performed using the input voltage fundamental wave phase.

Figure 0004849309
Figure 0004849309

数式５により求めた入力電圧ベクトルＶｉを記憶手段１０３ｂに一定期間記憶させ、所定の検出サンプリング刻みＴＳを用いて数値演算手段としての高速フーリエ変換手段１０３ｃにより離散フーリエ変換し、入力電圧に含まれる高調波成分の周波数及び振幅を求める。ここで、離散フーリエ変換は、入力信号の周波数を測定するために一定期間サンプリングされたデータをフーリエ級数に展開して入力信号の振幅及び周波数を求める数値演算手法であり、その内容は周知であるため詳細な説明は省略する。 The input voltage vector V i obtained by Equation 5 storage unit 103b in by a predetermined period of time stored, discrete Fourier transform by fast Fourier transform means 103c as numeric operation means by using a predetermined detection sampling increments T S, included in the input voltage Determine the frequency and amplitude of the harmonic components Here, the discrete Fourier transform is a numerical calculation method for obtaining the amplitude and frequency of the input signal by expanding the data sampled for a certain period in order to measure the frequency of the input signal into a Fourier series, and its contents are well known. Therefore, detailed description is omitted.

高速フーリエ変換手段１０３ｃにより得られた振幅及び周波数の情報に基づき、基本波周波数から系統インピーダンス２０を含まない状態での入力フィルタ（リアクトル３２及びコンデンサ３３）の共振周波数（数式４においてＬｓを省いた共振周波数）までの間で、振幅が最大となる周波数を共振周波数ｆＳとして抽出する。これは、系統インピーダンス２０に起因して、共振周波数ｆＳは入力フィルタ自身の共振周波数よりも低く移動するためであり、このように周波数の抽出範囲を限定することで、演算精度を向上させる目的である。
数式４をＬｓについて解くと、数式６となる。ただし、数式６において、ωｓ＝２πｆｓである。 Based on the amplitude and frequency of the information obtained by the fast Fourier transform unit 103c, saving the L s at the resonance frequency (equation 4 of the input filter in a state that does not include system impedance 20 from the fundamental frequency (reactor 32 and the capacitor 33) Until the resonance frequency f S is extracted. This is because the resonance frequency f S moves lower than the resonance frequency of the input filter itself due to the system impedance 20, and thus the calculation accuracy is improved by limiting the frequency extraction range. It is.
Solving Equation 4 for L s gives Equation 6. However, in Formula 6, ω s = 2πf s .

Figure 0004849309
Figure 0004849309

高速フーリエ変換手段１０３ｃにより抽出された共振周波数ｆｓすなわちωｓを数式６に代入すれば、系統インダクタンスＬｓを求めることができる。図２の電気定数演算手段１０３ｄは、ωｓ＝２πｆｓ及び上記の数式６に基づいて系統インダクタンスＬｓを求める手段である。
なお、数式６におけるＣｆ，Ｌｆは既知であるから、演算量を低減するために、電気定数演算手段１０３ｄでは数式６を近似した関数テーブルを用いて求めてもよい。 By substituting the resonance frequency f s extracted by the fast Fourier transform means 103c, that is, ω s into Equation 6, the system inductance L s can be obtained. The electric constant calculation means 103d in FIG. 2 is a means for obtaining the system inductance L s based on ω s = 2πf s and Equation 6 above.
Since C f and L f in Expression 6 are known, the electric constant calculation means 103d may obtain the function by approximating Expression 6 in order to reduce the amount of calculation.

図３は、共振周波数演算のフローチャートを示している。まず、図１の機械スイッチ１０１をオンし（ステップＳ１）、それから一定時間が経過するまで（Ｓ２ＮＯ）、入力電圧の検出、入力電圧ベクトルの演算、記憶手段１０３ｂへの保存を繰り返し行う（Ｓ６〜Ｓ８）。
一定時間が経過した後に（Ｓ２ＹＥＳ）、高速フーリエ変換によって共振周波数を抽出し、前述した数式６を用いて系統インダクタンス等の系統電気定数を演算する（Ｓ３〜Ｓ５）。 FIG. 3 shows a flowchart of the resonance frequency calculation. First, the mechanical switch 101 in FIG. 1 is turned on (step S1), and until a predetermined time has passed (S2NO), input voltage detection, input voltage vector calculation, and storage in the storage means 103b are repeated (S6 to S6). S8).
After a certain time has elapsed (S2 YES), the resonance frequency is extracted by fast Fourier transform, and system electrical constants such as system inductance are calculated using the above-described equation 6 (S3 to S5).

なお、入力電圧のサンプリングは、機械スイッチ１０１をオンした直後に開始する必要があるが、以下にその理由を説明する。
図４は、系統インピーダンスが存在する場合の受電電圧と入力フィルタコンデンサ３３の両端電圧のシミュレーション波形を示しており、機械スイッチ１０１を測定開始時点（０．００秒）から０．０２秒後にオンした場合の波形である。この図４によれば、系統インピーダンスの存在により、機械スイッチ１０１を０．０２秒でオンした直後に過渡的な共振が発生して入力フィルタコンデンサ３３の電圧が変動し、徐々に共振が減衰しているのがわかる。実際の系統インピーダンスは純粋なインダクタンス成分のみではなく、抵抗成分が存在するため、この抵抗成分によりダンピングがかかり、振動現象は徐々に減衰していく。
従って、定常状態で入力電圧をサンプリングするよりも、機械スイッチ１０１をオンした直後の過渡現象により振動が継続している状態で入力電圧をサンプリングするほうが、共振周波数ｆＳを精度よく抽出できることとなる。 The sampling of the input voltage needs to be started immediately after turning on the mechanical switch 101. The reason will be described below.
FIG. 4 shows a simulation waveform of the received voltage and the voltage across the input filter capacitor 33 when the system impedance exists, and the mechanical switch 101 is turned on 0.02 seconds after the measurement start time (0.00 seconds). Waveform of the case. According to FIG. 4, due to the presence of the system impedance, transient resonance occurs immediately after the mechanical switch 101 is turned on in 0.02 seconds, the voltage of the input filter capacitor 33 fluctuates, and the resonance is gradually attenuated. I can see that Since the actual system impedance includes not only a pure inductance component but also a resistance component, damping is applied by this resistance component, and the vibration phenomenon is gradually attenuated.
Therefore, rather than sampling the input voltage in the steady state, the sampling of the input voltage in a state where the vibration continues due to the transient phenomenon immediately after the mechanical switch 101 is turned on can extract the resonance frequency f S with higher accuracy. .

なお、図２の構成の系統情報演算手段１０３により得られた系統の共振周波数ｆＳや系統インダクタンスＬＳは、図１に示す如くマトリクスコンバータ制御手段１０４に送られている。
マトリクスコンバータ制御手段１０４は、例えば図１５に示した内部構成の入力電流制御手段６２Ａを備えており、この入力電流制御手段６２Ａは、入力電圧検出値から入力電流指令を演算する演算手段６２ａと、入力電圧検出値に含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段としてのハイパスフィルタ６２ｂと、その出力に応じた補正量により入力電流指令を補正する補正手段としてのゲイン乗算手段６２ｃ及び加算手段６２ｄ，６２ｅを有している。
そこで、図１，図２の系統情報演算手段１０３から送られた共振周波数ｆｓや系統電気定数に応じてハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を最適値に調整する等の処理を行なえば、図１４，図１５等を参照しながら述べた原理によって入力電流や出力電圧の振動抑制、安定化制御を行うことができる。
ちなみに、共振周波数ｆｓに応じてハイパスフィルタ６２ｂのカットオフ周波数を決定する場合、共振周波数の減衰量や位相が最適になるように決定することが望ましい。例えば、共振周波数ｆｓが５００Ｈｚの場合には、カットオフ周波数を１／２の２５０Ｈｚ程度に設定すると良いことが確認されている。 The system resonance frequency f S and system inductance L S obtained by the system information calculation means 103 having the configuration shown in FIG. 2 are sent to the matrix converter control means 104 as shown in FIG.
The matrix converter control means 104 includes, for example, an input current control means 62A having an internal configuration shown in FIG. 15. The input current control means 62A includes an arithmetic means 62a for calculating an input current command from the input voltage detection value, and A high-pass filter 62b as an extracting means for extracting an arbitrary frequency component included in the input voltage detection value; a gain multiplying means 62c and an adding means 62d as correcting means for correcting an input current command by a correction amount corresponding to the output; 62e.
Therefore, if processing such as adjusting the cut-off frequency of the high-pass filter 62b to an optimum value according to the resonance frequency f s and the system electrical constant sent from the system information calculation means 103 of FIGS. , Vibration suppression and stabilization control of the input current and output voltage can be performed according to the principle described with reference to FIG.
Incidentally, when determining the cut-off frequency of the high pass filter 62b in accordance with the resonance frequency f s, it is desirable that the attenuation and phase of the resonance frequency is determined to be optimal. For example, if the resonance frequency f s of 500Hz is confirmed that it is preferable to set the cut-off frequency of about 1/2 of 250 Hz.

本実施形態では、共振周波数ｆｓ等を抽出するために入力電圧ベクトルを演算しているが、電圧の交流成分のままでも抽出は可能である。この場合は、フーリエ変換の演算誤差により基本波周波数の付近に現れる雑音周波数を誤って抽出しないために、抽出範囲を更に限定する等の対策を行えばよい。また周波数抽出手段には一般的なフーリエ変換を用いているが、これ以外にも種々の数値解析手法が存在しており、本発明はフーリエ変換に限定されるものではない。 In the present embodiment, the input voltage vector is calculated in order to extract the resonance frequency f s and the like, but the extraction can be performed even with the AC component of the voltage. In this case, measures such as further limiting the extraction range may be taken in order not to erroneously extract noise frequencies that appear in the vicinity of the fundamental wave frequency due to Fourier transform calculation errors. The frequency extraction means uses a general Fourier transform, but there are various numerical analysis methods other than this, and the present invention is not limited to the Fourier transform.

次に、図５は本発明の第２実施形態の構成を示すブロック図である。
この実施形態が第１実施形態と異なる点は、制動係数演算手段１０５を有する点である。この制動係数演算手段１０５には系統情報演算手段１０３から共振周波数及び系統電気定数が入力されており、これらの情報に基づいて得た制動係数がマトリクスコンバータ制御手段１０４に入力されている。 Next, FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the second embodiment of the present invention.
This embodiment is different from the first embodiment in that it has a braking coefficient calculation means 105. The braking coefficient calculation means 105 receives the resonance frequency and the system electric constant from the system information calculation means 103, and the braking coefficient obtained based on these information is input to the matrix converter control means 104.

マトリクスコンバータの入力フィルタには、共振を抑制するために抵抗を挿入してダンピングをかける場合がある。一例として、図５に示すように入力フィルタリアクトル３４と並列にダンピング抵抗３５をそれぞれ接続した場合について説明する。 The input filter of the matrix converter may be damped by inserting a resistor in order to suppress resonance. As an example, a case where a damping resistor 35 is connected in parallel with the input filter reactor 34 as shown in FIG. 5 will be described.

図６は、系統インピーダンス２０を入力フィルタリアクトル３４（インダクタンスＬｆ）に対して大きくした場合の制動係数を示したものであり、横軸は系統インダクタンスＬＳのＬｆに対する比に相当する。ここで、制動係数とは、共振系のダンピングがどれくらいかかりやすいかを示す数値であり、制動係数の数値が大きいほどダンピングが強くかかって振動の減衰、つまり振動の抑制効果が大きくなる。図６によれば、系統インダクタンスが大きくなるにつれて制動係数が小さくなっており、系統インダクタンスと制動係数とは概ね反比例の関係にあるのがわかる。
このように制動係数は系統インダクタンスの大きさに左右されるので、系統情報演算手段１０３により得た系統インダクタンスに応じてダンピング抵抗３５を選択したり、場合によっては運転不許可等の保護手段を講じることができる。 FIG. 6 shows a braking coefficient when the system impedance 20 is increased with respect to the input filter reactor 34 (inductance L f ), and the horizontal axis corresponds to the ratio of the system inductance L S to L f . Here, the braking coefficient is a numerical value indicating how easily the damping of the resonance system is applied, and the larger the numerical value of the braking coefficient, the stronger the damping, and the greater the damping effect of vibration, that is, the vibration suppressing effect. As can be seen from FIG. 6, the braking coefficient decreases as the system inductance increases, and the system inductance and the braking coefficient are generally in an inversely proportional relationship.
As described above, since the braking coefficient depends on the magnitude of the system inductance, the damping resistor 35 is selected according to the system inductance obtained by the system information calculation means 103, or protection measures such as disabling operation are taken depending on circumstances. be able to.

すなわち、この実施形態では、第１実施形態と同様に、系統情報演算手段１０３により入力系統の共振周波数と系統インダクタンスＬＳを含む系統電気定数とを求めたら、図５の制動係数演算手段１０５では、図６の関数テーブルを用いて制動係数を演算し、マトリクスコンバータ制御手段１０４に出力する。系統インダクタンスＬＳに対応する制動係数が得られれば、振動成分の増幅量や減衰時間等の推定が可能になるので、マトリクスコンバータ制御手段１０４では、この制動係数を予め設定された規定値（下限値）と比較し、制動係数が前記規定値以下になった場合には振動の抑制が困難と判断してマトリクスコンバータ４０の運転を不許可とする（運転待機状態とする）、外部にアラーム出力する等の保護動作を実行することができる。
これにより、マトリクスコンバータ４０やトランス等の故障や損傷を防ぐことができる。 That is, in this embodiment, as in the first embodiment, when the system information calculation unit 103 obtains the resonance frequency of the input system and the system electrical constant including the system inductance L S , the braking coefficient calculation unit 105 in FIG. The braking coefficient is calculated using the function table of FIG. 6 and output to the matrix converter control means 104. As long obtained damping coefficient corresponding to the system inductance L S, since it is possible to estimate such amplification amount or decay time of the vibration component, the matrix converter control means 104, a preset prescribed value of this damping coefficient (minimum If the braking coefficient is less than the specified value, it is determined that it is difficult to suppress vibration and the operation of the matrix converter 40 is not permitted (the operation is in a standby state). It is possible to execute a protection operation such as
Thereby, failures and damages of the matrix converter 40 and the transformer can be prevented.

なお、図５の実施形態ではダンピング抵抗３５が入力フィルタリアクトル３４と並列に接続されているが、ダンピング抵抗３５の挿入方法は様々であるから、その挿入方法に応じて図６のような関数テーブルを複数用意しておき、系統インダクタンスＬＳに対応する制動係数を求めればよい。 In the embodiment of FIG. 5, the damping resistor 35 is connected in parallel with the input filter reactor 34. However, since there are various methods of inserting the damping resistor 35, a function table as shown in FIG. 6 is used depending on the insertion method. And a braking coefficient corresponding to the system inductance L S may be obtained.

次いで、図７は本発明の第３実施形態の構成を示すブロック図である。
この実施形態では、系統情報演算手段１０３により得た共振周波数及び系統電気定数が、運転監視手段１０６を介してマトリクスコンバータ制御手段１０４に入力されている。運転監視手段１０６には、共振周波数及び系統電気定数についてそれぞれ予め規定値が設定されており、共振周波数等をこの規定値と比較した結果に応じて外部にアラームを発生させるように構成されている。 FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the third embodiment of the present invention.
In this embodiment, the resonance frequency and system electrical constant obtained by the system information calculation unit 103 are input to the matrix converter control unit 104 via the operation monitoring unit 106. The operation monitoring means 106 is set in advance with predetermined values for the resonance frequency and the system electrical constant, and is configured to generate an alarm externally in accordance with the result of comparing the resonance frequency and the like with the specified value. .

図８は、この実施形態における運転許可シーケンスを示している。例えば、系統情報演算手段１０３により得た共振周波数が規定値（下限値）以下、すなわち系統インダクタンスが大きい場合には（ステップＳ１１，Ｓ１２ＹＥＳ）、アラームを出力させ（Ｓ１３）、使用者に共振周波数及び系統インダクタンスが制御系の限界を超過していることを知らせて運転待機状態とする（Ｓ１４，Ｓ１５）。上記の規定値は制御装置の性能によるが、例えば基本周波数の５倍程度とする。
なお、共振周波数が規定値を超えている場合には、制御可能範囲内と判断してアラームを解除し、運転準備を行う（Ｓ１６，Ｓ１７）。 FIG. 8 shows an operation permission sequence in this embodiment. For example, when the resonance frequency obtained by the system information calculation means 103 is equal to or less than a specified value (lower limit), that is, when the system inductance is large (step S11, S12 YES), an alarm is output (S13), A notification is made that the system inductance exceeds the limit of the control system, and an operation standby state is set (S14, S15). The above specified value depends on the performance of the control device, but is, for example, about five times the fundamental frequency.
If the resonance frequency exceeds the specified value, it is determined that the resonance frequency is within the controllable range, the alarm is released, and preparation for operation is performed (S16, S17).

共振周波数が規定値以下である場合の対策方法としては、受電設備からマトリクスコンバータ４０までの配線長を短くしてインダクタンスを小さくしたり、あるいは受電設備に設置されるトランスとして漏れインダクタンスの小さいものを用いる等が考えられる。
なお、本実施形態における運転監視手段１０６の機能として、図５に示した制動係数演算手段１０５の機能を併有させても良い。 As a countermeasure method when the resonance frequency is lower than the specified value, the wiring length from the power receiving equipment to the matrix converter 40 is shortened to reduce the inductance, or a transformer installed in the power receiving equipment has a small leakage inductance. It can be used.
Note that, as the function of the operation monitoring unit 106 in the present embodiment, the function of the braking coefficient calculation unit 105 shown in FIG.

本発明の第１実施形態を示すブロック図である。1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. 図１の主要部を示す構成図である。It is a block diagram which shows the principal part of FIG. 第１実施形態における共振周波数演算のフローチャートである。It is a flowchart of the resonant frequency calculation in 1st Embodiment. 第１実施形態における受電電圧及び入力フィルタコンデンサの電圧を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the receiving voltage and voltage of an input filter capacitor in 1st Embodiment. 本発明の第２実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows 2nd Embodiment of this invention. 系統インダクタンスと制動係数との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between system | strain inductance and a braking coefficient. 本発明の第３実施形態を示すブロック図である。It is a block diagram which shows 3rd Embodiment of this invention. 第３実施形態における運転許可シーケンスを示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the driving | operation permission sequence in 3rd Embodiment. 特許文献１に係る発明の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the invention which concerns on patent document 1. FIG. 図９における主要部の構成図である。It is a block diagram of the principal part in FIG. 図１０の構成を対象として安定解析を行った場合の根軌跡を示す図である。It is a figure which shows a root locus at the time of performing a stability analysis targeting on the structure of FIG. 非特許文献１に記載された従来技術を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the prior art described in the nonpatent literature 1. 図１２の従来技術を対象として安定解析を行った場合の根軌跡を示す図である。It is a figure which shows a root locus at the time of performing a stability analysis for the prior art of FIG. 改良案に係る制御装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the control apparatus which concerns on an improvement plan. 図１４における主要部の構成図である。It is a block diagram of the principal part in FIG. 改良案を対象として安定解析を行った場合の根軌跡を示す図である。It is a figure which shows a root locus at the time of performing a stability analysis for the improvement plan. 改良案によるシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result by an improvement plan.

符号の説明Explanation of symbols

１０：三相交流電源
２０：系統インピーダンス
３２，３４：入力フィルタリアクトル
３３：入力フィルタコンデンサ
３５：入力フィルタダンピング抵抗
４０：マトリクスコンバータ
５０：負荷
１０１：機械スイッチ
１０２：電圧検出手段
１０３：系統情報演算手段
１０３ａ：電圧ベクトル演算手段
１０３ｂ：記憶手段
１０３ｃ：高速フーリエ変換手段
１０３ｄ：電気定数演算手段
１０４：マトリクスコンバータ制御手段
１０５：制動係数演算手段
１０６：運転監視手段 10: Three-phase AC power source 20: System impedance 32, 34: Input filter reactor 33: Input filter capacitor 35: Input filter damping resistor 40: Matrix converter 50: Load 101: Mechanical switch 102: Voltage detection means 103: System information calculation means 103a: Voltage vector calculation means 103b: Storage means 103c: Fast Fourier transform means 103d: Electrical constant calculation means 104: Matrix converter control means 105: Braking coefficient calculation means 106: Operation monitoring means

Claims (11)

交流電源電圧を任意の大きさ及び周波数の交流電圧に変換する交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、
この手段により検出した入力電圧の高調波成分を抽出し、その周波数を演算すると共に、演算した周波数から前記電力変換器の入力系統の共振周波数または系統電気定数を演算する系統情報演算手段と、
前記系統情報演算手段により演算した前記共振周波数または系統電気定数を用いて前記電力変換器の入力電流や出力電流の振動を抑制するように前記電力変換器を制御する制御手段と、
を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In a control device for an AC / AC power converter that converts an AC power supply voltage into an AC voltage of an arbitrary magnitude and frequency,
Voltage detection means for detecting an input voltage of the power converter;
Extracting the harmonic component of the input voltage detected by this means, calculating its frequency, and calculating system information calculating means for calculating the resonance frequency or system electrical constant of the input system of the power converter from the calculated frequency,
Control means for controlling the power converter so as to suppress vibration of the input current and output current of the power converter using the resonance frequency or system electrical constant calculated by the system information calculating means;
The control apparatus of the alternating current alternating current power converter characterized by having provided. 請求項１に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段は、
入力系統の共振周波数を演算し、この共振周波数を用いて系統電気定数としての系統インダクタンスを演算することを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In the control apparatus of the alternating current alternating current power converter of Claim 1,
The system information calculation means is
A control apparatus for an AC / AC power converter characterized by calculating a resonance frequency of an input system and calculating a system inductance as a system electrical constant using the resonance frequency. 請求項１または２に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段は、
前記電圧検出手段の出力から入力電圧ベクトルを演算する電圧ベクトル演算手段と、演算した入力電圧ベクトルを一定期間記憶する記憶手段と、記憶したデータを所定周期でサンプリングして入力電圧の振幅及び周波数を算出し、前記共振周波数を抽出する数値演算手段と、を有することを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In the control apparatus of the AC / AC power converter according to claim 1 or 2,
The system information calculation means is
Voltage vector calculation means for calculating an input voltage vector from the output of the voltage detection means, storage means for storing the calculated input voltage vector for a certain period, and the amplitude and frequency of the input voltage by sampling the stored data at a predetermined period A control device for an AC / AC power converter, comprising: numerical calculation means for calculating and extracting the resonance frequency. 請求項３に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記数値演算手段は、高速フーリエ変換手段であることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In the control apparatus of the alternating current alternating current power converter described in Claim 3,
The control apparatus for an AC / AC power converter, wherein the numerical calculation means is a fast Fourier transform means. 請求項１〜４の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の制御手段は、前記電力変換器の入力電圧検出値から入力電流指令を生成する入力電流制御手段を備え、
この入力電流制御手段は、前記入力電圧検出値に含まれる任意の周波数成分を抽出する抽出手段と、この抽出手段の出力に応じた補正量により前記入力電流指令を補正する補正手段とを有し、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数を用いて前記抽出手段の特性を変化させることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In the control apparatus of the alternating current alternating current power converter described in any one of Claims 1-4,
The control means of the power converter includes an input current control means for generating an input current command from an input voltage detection value of the power converter,
The input current control means includes extraction means for extracting an arbitrary frequency component included in the input voltage detection value, and correction means for correcting the input current command by a correction amount corresponding to the output of the extraction means. ,
AC AC power converter of a control device according to claim Rukoto alter the properties of the extraction means with the resonance frequency calculated by the system information calculating means. 請求項５に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記共振周波数を用いて変化させる前記抽出手段の特性が、この抽出手段のカットオフ周波数であることを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In the control apparatus of the alternating current alternating current power converter of Claim 5,
Characteristics of the extraction means for changing with the resonance frequency, AC AC power converter of a control device according to claim cutoff frequency der Rukoto the extraction means. 請求項１〜６の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数及び系統電気定数を用いて、前記電力変換器に係る制動係数を演算する手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In a controller for an AC AC power converter set forth in any one of claim 1 to 6
A control apparatus for an AC / AC power converter , comprising means for calculating a braking coefficient related to the power converter using a resonance frequency and a system electric constant calculated by the system information calculating means . 請求項７に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記制動係数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In the control apparatus of the alternating current alternating current power converter according to claim 7 ,
An AC / AC power converter control apparatus comprising: means for disabling operation of the power converter when the braking coefficient is equal to or less than a specified value . 請求項１〜８の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記系統情報演算手段により演算した共振周波数が規定値以下である場合に前記電力変換器の運転を不許可とする手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In a controller for an AC AC power converter set forth in any one of claims 1-8,
An AC / AC power converter control device comprising means for disabling operation of the power converter when a resonance frequency calculated by the system information calculation means is equal to or less than a specified value . 請求項８または９に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器の運転を不許可とする際にアラームを出力する手段を備えたことを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。 In the control apparatus of the alternating current alternating current power converter according to claim 8 or 9,
An AC / AC power converter control device comprising means for outputting an alarm when the operation of the power converter is not permitted . 請求項１〜１０の何れか１項に記載した交流交流電力変換器の制御装置において、
前記電力変換器に入力電圧を印加した直後に、前記系統情報演算手段により共振周波数または系統電気定数を演算することを特徴とする交流交流電力変換器の制御装置。
In the control apparatus of the alternating current alternating current power converter described in any one of Claims 1-10,
A control apparatus for an AC / AC power converter , wherein a resonance frequency or a system electric constant is calculated by the system information calculation means immediately after an input voltage is applied to the power converter.
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