JP4795628B2

JP4795628B2 - Washing machine control device

Info

Publication number: JP4795628B2
Application number: JP2003130210A
Authority: JP
Inventors: 強志細糸; 敏満会沢
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2003-05-08
Filing date: 2003-05-08
Publication date: 2011-10-19
Anticipated expiration: 2023-05-08
Also published as: JP2004329604A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、洗濯または脱水運転用のモータをベクトル制御する機能を備えた洗濯機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
全自動洗濯機の洗濯または脱水運転用のモータを制御する技術の一例として、特許文献１に記載された装置が知られている。この構成においては、上記モータとしてＤＣブラシレスモータを使用すると共に、このＤＣブラシレスモータを電圧制御式のインバータ装置により駆動制御するようにしている。この構成の場合、インバータ装置によりＤＣブラシレスモータの回転速度を自由に制御することができることから、洗浄性能等を向上させることができた。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００２−４４９８３号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記特許文献１の構成は、ＤＣブラシレスモータに印加する電圧を制御する方式であるため、モータの回転速度に対してモータのトルク出力を制御することができないことから、回転速度等の制御応答性がよくないという問題点があった。
【０００５】
これに対して、本出願人は、特願２００２−２７６９１を先に出願している。この出願の洗濯機においては、モータの相電流を検出すると共に、その検出した相電流に基づいてモータをベクトル制御（電流制御）することにより、モータのトルクを正確に制御するように構成されている。この構成によれば、モータの回転速度等の制御応答性を改善することができる。
【０００６】
さて、上記電流制御方式の制御装置によって洗濯機のモータを実際に制御してみたところ、モータの起動時の騒音の大きさが、前記した電圧制御方式の制御装置による制御の場合よりも、大きくなることがわかった。そこで、本発明者らは、電流制御方式を実行すると、モータの起動時の騒音が大きくなる原因を追究してみた。その結果、次のようなことがわかった。
【０００７】
即ち、電流制御方式の場合、モータの電流を検出する電流検出部において小さな電気的ノイズが発生し、この小さな電気的ノイズが比例制御によってフィードバックされるときに増幅され、この増幅されたノイズがモータの駆動電流にのってしまうために、モータが振動すると考えられた。この結果、「ザー」というような騒音が発生してしまうと推定された。特に、洗濯機を使用する家庭は、静かな環境であることが多く、また、洗濯機に使用されるモータは、開放型モータであることが多いことから、モータの起動時の騒音が大きいと、ユーザーに悪い感じを与えるおそれがあった。
【０００８】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、モータの制御応答性を向上させることができると共に、モータの起動時の騒音を低減することができる洗濯機の制御装置を提供するにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明によれば、ＤＣブラシレスモータの起動時に直流励磁を行ってロータの位置を初期位置に位置決めして停止させる位置決め制御を実行するときに、フィードバック制御がない電圧制御を行うように制御すると共に、直流励磁用の電圧として０Ｖから設定電圧値まで所定時間で増加する電圧パターンの電圧を与えるように構成し、前記位置決め制御を実行した後、前記モータを起動して所定の回転速度に立ち上がるまでの間、電流制御機能によりｄ軸電流をほぼ一定値に電流制御する強制転流動作を実行するので、モータの制御応答性を向上させることができると共に、モータの起動時の騒音を低減することができる。
【００１１】
請求項２の発明においては、前記強制転流動作時には、電流制御の比例ゲインを小さくし、前記モータが所定の回転速度に達した後は、電流制御の比例ゲインを大きくするように構成した。この構成によっても、モータの起動時の騒音をより一層低減することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施例について、図１ないし図４を参照しながら説明する。まず、図１は本実施例の洗濯機の制御装置１の電気的構成を示すブロック図である。この洗濯機の制御装置１は、洗濯または脱水運転用のモータ２をベクトル制御（電流制御手段）する機能を有するインバータ装置としての機能を実現している。上記洗濯または脱水運転用のモータ２は、例えばアウタロータ形の３相のＤＣブラシレスモータであり、周知構成のモータである。
【００１３】
上記モータ２及び上記洗濯機の制御装置１を組み込む洗濯機としては、縦軸形の全自動洗濯機（例えば特願２００２−２７６９１参照）や、縦軸形の全自動洗濯乾燥機や、横軸形のドラム式全自動洗濯乾燥機等が好ましく、それぞれ周知構成の洗濯機を適宜用いれば良い。ここでは、洗濯機の具体的構成については、図示及び説明を省略する。
【００１４】
さて、上記制御装置１の機能ブロック構成を示す図１において、（α，β）は、三相のブラシレスモータ２の各相に対応する電機角１２０度間隔の三相（ＵＶＷ）座標系を直交変換した直交座標径を示すものである。また、（ｄ，ｑ）は、ブラシレスモータ２のロータの回転に伴って回転している２次磁束の座標系を示すものである。
【００１５】
洗濯機の運転全般を制御する制御用のマイクロコンピュータ（マイコン）３から出力された目標速度指令ωref は、被減算値として減算器４に与えられるように構成されている。また、減算器４には、エスティメータ(Estimator)５によって検出されたブラシレスモータ２の検出速度ωが減算値として与えられる。そして、減算器４の減算結果は、速度ＰＩ制御部６に与えられる。
【００１６】
速度ＰＩ制御部６は、目標速度指令ωref と検出速度ωとの差分量に基づいてＰＩ制御を行い、ｑ軸電流指令値Ｉqrefとｄ軸電流指令値Ｉdrefとを生成して、切換えスイッチ７ｑ，７ｄの一方の固定接点７ｑａ，７ｄａにそれぞれ与えるように構成されている。切換えスイッチ７ｑ，７ｄの他方の固定接点７ｑｂ，７ｄｂには、電流制御初期パターン出力部８によって出力される起動用の電流指令値Ｉｑs，Ｉｄsが与えられる。そして、切換えスイッチ７ｑ，７ｄの可動接点７ｑｃ，７ｄｃは、減算器９、１０の被減算値用の入力端子に接続されている。尚、上記各切換えスイッチ７ｑ，７ｄは、制御用マイコン３によって切換え制御されるように構成されている。
【００１７】
尚、洗いまたは濯ぎ運転時には、ｄ軸電流指令値Ｉdrefは“０”に設定され、脱水運転時には、弱め界磁制御を行うため、ｄ軸電流指令値Ｉdrefは所定値に設定される。
【００１８】
上記減算器９、１０には、αβ／ｄｑ変換部１１より出力されるｑ軸電流値Ｉｑ，ｄ軸電流値Ｉｄが減算値として夫々与えられており、各減算結果は、電流ＰＩ制御部１２ｑ，１２ｄに夫々与えられている。
【００１９】
そして、電流ＰＩ制御部１２ｑ，１２ｄは、ｑ軸電流指令値Ｉqrefとｄ軸電流指令値Ｉdrefとの差分量に基づいてＰＩ制御を行い、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ及びｄ軸電圧指令値Ｖｄを生成して、切換えスイッチ１３ｑ，１３ｄの一方の固定接点１３ｑａ，１３ｄａにそれぞれ与える。切換えスイッチ１３ｑ，１３ｄの他方の固定接点１３ｑｂ，１３ｄｂには、電圧制御初期パターン出力部（電圧制御手段）１４によって出力される起動用の電圧指令値Ｖｑs，Ｖｄsが与えられている。そして、切換えスイッチ１３ｑ，１３ｄの可動接点１３ｑｃ，１３ｄｃは、ｄｑ／αβ変換部１５の入力端子に接続されている。尚、切換えスイッチ１３ｑ，１３ｄは、制御用マイコン３によって切換え制御されるように構成されている。
【００２０】
上記ｄｑ／αβ変換部１５には、エスティメータ５によって検出されたブラシレスモータ２における２次磁束の回転位相角（ロータ位置角）θが与えられており、その回転位相角θに基づいて電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを電圧指令値Ｖα，Ｖβに変換するように構成されている。
【００２１】
ｄｑ／αβ変換部１５が出力する電圧指令値Ｖα，Ｖβは、αβ／ＵＶＷ変換部１６に与えられる。このαβ／ＵＶＷ変換部１６は、電圧指令値Ｖα，Ｖβを三相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換して出力する機能を有している。これら電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、ＰＷＭ形成部１７に与えられるように構成されている。
【００２２】
上記ＰＷＭ形成部１７は、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて１６ｋＨｚの搬送波（三角波）を変調した各相のＰＷＭ信号Ｖup(+,-) ，Ｖvp(+,-) ，Ｖwp(+,-) をインバータ回路１８に出力するように構成されている。ＰＷＭ信号Ｖup〜Ｖwpは、例えばモータ２の各相巻線２ｕ，２ｖ，２ｗ（図２参照）に正弦波状の電流が通電されるように正弦波に基づいた電圧振幅に対応するパルス幅の信号として出力されるものである。
【００２３】
また、インバータ回路１８は、図２に示すように、例えば６個のＩＧＢＴ（スイッチング素子）１９ａ〜１９ｆを三相ブリッジ接続して構成されており、下アーム側のＩＧＢＴ１９ｄ，１９ｅのエミッタは、夫々電流検出用のシャント抵抗（電流検出手段）２０ｕ，２０ｖを介してグランドに接続されている。また、両者の共通接続点は、増幅・バイアス回路２１ｕ，２１ｖを介して図１に示すＡ／Ｄ変換部２２に接続されている。尚、シャント抵抗２０ｕ，２０ｖの抵抗値は０．１Ω程度である。
【００２４】
この場合、トルク制御を行うためのモータ２の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に流れる電流を上記シャント抵抗２０ｕ，２０ｖにより検出している。即ち、下側のＩＧＢＴ１９ｄ〜１９ｆがオンのときのシャント電流はモータ巻線の電流にそれぞれ等しいため、その瞬間にＡ／Ｄ変換部２２にて読み取るように構成している。尚、Ｗ相の電流に関しては、Ｕ，Ｖ相の電流に基づいて間接的に推定を行うことができる。
【００２５】
また、上記増幅・バイアス回路２１は、オペアンプなどを含んで構成されており、シャント抵抗２０の端子電圧を増幅すると共にその増幅信号の出力範囲が正側に収まるように（例えば、０〜＋５Ｖ）バイアスを与えるように構成されている。そして、増幅・バイアス回路２１ｕ，２１ｖの出力端子は、ダイオード２３ｕ，２３ｖを介して過電流検知部２４の入力端子に共通に接続されている。
【００２６】
過電流検知部２４は、増幅・バイアス回路２１ｕ，２１ｖの出力信号レベルを参照して何れかの相に過電流が流れたことを検出すると、過電流検出信号を制御部２５（制御用マイコン３と後述するＤＳＰ２６を含む構成）に出力してインバータ回路１８によるモータ２の駆動を停止させるように構成されている。
【００２７】
また、インバータ回路１８には、１００Ｖの交流電源２７を、ダイオードブリッジで構成される全波整流回路２８及び直列接続された２個のコンデンサ２９ａ，２９ｂにより倍電圧全波整流した約２８０Ｖの直流電圧が印加されるように構成されている。
【００２８】
再び図１を参照して、Ａ／Ｄ変換部２２は、増幅・バイアス回路２１ｕ，２１ｖの出力信号をＡ／Ｄ変換した電流データＩｕ，ＩｖをＵＶＷ／αβ変換部３０に出力する。ＵＶＷ／αβ変換部３０は、電流データＩｕ，ＩｖからＷ相の電流データＩｗを推定し、三相の電流データＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗを次の（１）式に従って直交座標系の２軸電流データＩα，Ｉβに変換する機能を有している。
【００２９】
【数１】

そして、ＵＶＷ／αβ変換部３０は、２軸電流データＩα，Ｉβをαβ／ｄｑ変換部１１に出力する。αβ／ｄｑ変換部１１は、ベクトル制御時にはエスティメータ５よりモータ２のロータ位置角θを得ることで、次の（２）式に従って２軸電流データＩα，Ｉβを回転座標系（ｄ，ｑ）上のｄ軸電流値Ｉｄ，ｑ軸電流値Ｉｑに変換する機能を有している。
【００３０】
【数２】

そして、αβ／ｄｑ変換部１１は、ｄ軸電流値Ｉｄ，ｑ軸電流値Ｉｑを、前述したようにエスティメータ５及び減算器９，１０に出力するように構成されている。
【００３１】
エスティメータ５は、ｄ軸電流値Ｉｄ，ｑ軸電流値Ｉｑに基づいてモータ２のロータ位置角θ及び回転速度ωを推定し、各部に出力する。ここで、モータ２は、起動時には直流励磁が行われてロータの回転位置が初期化（初期位置に位置決め）された後、起動パターンが印加されて強制転流が行われる。この起動パターンの印加による強制転流時においては、位置角θは推定するまでもなく明らかである。
【００３２】
ベクトル制御の開始以降は、エスティメータ５が起動されてモータ２のロータ位置角θ及び回転速度ωが推定される。この場合、エスティメータ５がαβ／ｄｑ変換部１１に出力するロータ位置角θn とすると、エスティメータ５は、電流値Ｉｄ，Ｉｑに基づいてベクトル演算により推定したロータ位置角θn-1 とその一周期前に推定したロータ位置角θn-2 との相関に基づいてロータ位置角θn を推定するように構成されている。
【００３３】
尚、以上の構成において、インバータ回路１８，増幅・バイアス回路２１，ダイオード２３及び過電流検知部２４を除く構成は、主にＤＳＰ（Digital Signal Processer）２６のソフトウエアによって実現されている機能である。そして、その制御周期は、１ｍ秒以下になるように設定されている。また、ＤＳＰ２６にベクトル制御を開始させたり目標速度指令ωref を与えることは、制御用のマイコン３によって行われる。
【００３４】
次に、本実施例の作用について、図３及び図４も参照して説明する。図３は、主に制御用のマイコン３による概略的な制御内容を示すフローチャートである。上記マイコン３は、例えば洗い運転（すすぎ運転）または脱水運転を開始させる場合、モータ２の起動処理を実行する（図３のステップＳ１〜Ｓ５）。
【００３５】
具体的には、まず、図３のステップＳ１において、モータ２のロータの位置決め制御（処理）を開始する。この場合、マイコン３によって、切替えスイッチ１３ｑ，１３ｄの可動接点１３ｑｃ，１３ｄｃを固定接点１３ｑｂ，１３ｄｂに接続することにより、電圧制御初期パターン出力部１４により、直流励磁用の初期パターンの電圧指令値がｄｑ／αβ変換部１５へ与えられる。
【００３６】
これにより、ステップＳ２の処理が実行され、直流励磁用の電圧がインバータ主回路１８からモータ２の巻線に出力される。この構成の場合、出力電圧を、例えば０Ｖから８０Ｖまで２秒間で直線的に増加させるように構成されている。即ち、このような直線的な出力電圧がインバータ主回路１８から出力されるために必要な電圧指令値が、直流励磁用の初期パターンの電圧指令値として前記電圧制御初期パターン出力部１４からｄｑ／αβ変換部１５へ与えられるように構成されている。
【００３７】
そして、上述した直流励磁の実行により、モータ２のロータの回転位置が初期化されて位置決めされる（ステップＳ３）。このような位置決め制御は、図４において（１）で示す期間の制御であり、この期間においては、モータ２の回転数（回転速度）は０ｒｐｍ、ｄ軸電流は実線Ａ１で示すように変化し、ｑ軸電流は０Ａとなる。
【００３８】
続いて、ステップＳ４へ進み、強制転流制御が開始される。この場合、マイコン３によって、切替えスイッチ７ｑ，７ｄの可動接点７ｑｃ，７ｄｃを固定接点７ｑｂ，７ｄｂに接続することにより、電流制御初期パターン出力部８により、強制転流用の電流指令値が減算器９、１０へ与えられるように構成されている。尚、切替えスイッチ１３ｑ，１３ｄについては、その可動接点１３ｑｃ，１３ｄｃを固定接点１３ｑａ，１３ｄａに接続することにより、電流ＰＩ制御部１２ｑ，１２ｄからのｑ軸電圧指令値Ｖｑ及びｄ軸電圧指令値Ｖｄがｄｑ／αβ変換部１５へ与えられるように構成されている。
【００３９】
これにより、モータ２が強制転流されて、回転を開始し、回転速度（回転数）が徐々に上昇していく。この構成の場合、ステップＳ５に示すように、モータ２の回転数を０ｒｐｍから例えば３０ｒｐｍまで（即ち、出力周波数を０ｒｐｍから３０ｒｐｍに相当する周波数まで）例えば３秒間で直線的に増加させながら、ｄ軸電流を例えば７Ａ（予め決められた一定値）に固定するようにＰＩ制御する（即ち、電流制御する）構成となっている。尚、ｑ軸電流は０Ａに固定される。
【００４０】
つまり、このようなｄ軸電流及びｑ軸電流が得られる強制転流制御を実行するために必要な電流指令値が、強制転流用の初期パターンの電流指令値として前記電流制御初期パターン出力部８から減算器９、１０へ与えられるように構成されている。
【００４１】
そして、上記した強制転流制御は、図４において（２）で示す期間の制御であり、この期間においては、モータ２の回転数（回転速度）は０ｒｐｍから３０ｒｐｍまで上昇し、ｄ軸電流は実線Ａ１で示すようにほぼ７Ａに保持され、ｑ軸電流は０Ａとなっている。
【００４２】
尚、本実施例のモータ２は、機械角１周期に対して電気角１２周期になる構成であるので、強制転流３０ｒｐｍは出力周波数１５０Ｈｚに相当している。
【００４３】
次に、ステップＳ６へ進み、強制転流制御をトルク制御（即ち、ベクトル制御）へ切り換える制御が実行される。この構成の場合、マイコン３によって、切替えスイッチ７ｑ，７ｄの可動接点７ｑｃ，７ｄｃを固定接点７ｑａ，７ｄａに接続することにより、速度ＰＩ制御部６からの電流指令値が減算器９、１０へ与えられるようにする。そして、上記切換制御は、徐々に進められるように構成されている。
【００４４】
具体的には、図４の（３）切換制御の期間に示すように、ｄ軸電流を７Ａから０Ａに徐々に低下させるように電流制御（ＰＩ制御）すると共に、ｑ軸電流を０Ａから予め決められた値である例えば７Ａに上昇させるように電流制御（ＰＩ制御）する。
【００４５】
そして、この後は、ステップＳ７へ進み、現実の回転数と目標の回転数との差に基づいてｑ軸電流をＰＩ制御するように構成されている。これにより、目標の回転数にすばやく応答させることができ、良好な制御応答性が得られる。このような回転数制御は、図４において（４）で示す期間の制御であり、この期間においては、モータ２の回転数（回転速度）は目標回転数になるように上昇していく。そして、ｄ軸電流は実線Ａ１で示すように０Ａに保持され、ｑ軸電流は現実の回転数と目標の回転数との差に基づいて加減される。尚、上記回転数制御領域で実行するベクトル制御（電流制御）の一つの例として、本出願人が先に出願した特願２００２−２７６９１に記載されている制御を用いることが好ましい。
【００４６】
このような構成の本実施例によれば、モータ２の始動時における所定の位置決め制御を実行するときに、電流制御を行わずに、電圧制御を行うように制御（図３のステップＳ２参照）したので、モータ起動時（位置決め制御時）に電流制御の実行に伴って発生する騒音がなくなることから、モータ２の起動時の騒音を低減することができる。本発明者らの実測によると、騒音を５〜１０ｄＢ程度低減できることを確認している。そして、上記実施例においては、位置決め制御以外は、モータ２を電流制御（ベクトル制御）するように構成したので、モータの制御応答性を向上させることができる。
【００４７】
図５は、本発明の第２の実施例を示すフローチャートである。尚、第１の実施例（図３参照）と同一ステップには、同一ステップ番号を付している。この第２の実施例においては、モータ２の起動時において、位置決めを実行した後、強制転流制御を実行するときに、電流制御を行わずに、電圧制御を行うように制御した。
【００４８】
具体的には、図５においてステップＳ１からステップＳ３までは、第１の実施例（図３参照）の処理と同じである。この後、ステップＳ１０４に進むと、強制転流制御が開始される。この第２の実施例の場合、強制転流制御を実行するときも、電流制御を行わずに、電圧制御を行うので、切替えスイッチ１３ｑ，１３ｄの可動接点１３ｑｃ，１３ｄｃを固定接点１３ｑｂ，１３ｄｂに接続したままとし、電圧制御初期パターン出力部１４により、強制転流用の電圧指令値をｄｑ／αβ変換部１５へ与えるように構成されている。尚、切替えスイッチ７ｑ，７ｄについては、その可動接点７ｑｃ，７ｄｃを固定接点７ｑａ，７ｄａに接続したままとしている。
【００４９】
これにより、モータ２が強制転流されて、回転を開始し、回転速度（回転数）が徐々に上昇していく。この構成の場合、ステップＳ１０５に示すように、モータ２の回転数を０ｒｐｍから例えば３０ｒｐｍまで（即ち、出力周波数を０ｒｐｍから３０ｒｐｍに相当する周波数まで）例えば３秒間で直線的に増加させながら、出力電圧を例えば８０Ｖに固定する、即ち、電圧制御するように構成されている。
【００５０】
つまり、このような強制転流制御を実行するために必要な電圧指令値が、強制転流用の電圧指令値として前記電圧制御初期パターン出力部１４からｄｑ／αβ変換部１５へ与えられるように構成されている。
【００５１】
そして、上記した強制転流制御が完了すると、ステップＳ１０６へ進み、強制転流制御をトルク制御（即ち、ベクトル制御）へ切り換える制御が実行される。この構成の場合、マイコン３によって、切替えスイッチ１３ｑ，１３ｄの可動接点１３ｑｃ，１３ｄｃを固定接点１３ｑａ，１３ｄａに接続することにより、電流ＰＩ制御部１２ｑ，１２ｄからのｑ軸電圧指令値Ｖｑ及びｄ軸電圧指令値Ｖｄがｄｑ／αβ変換部１５へ与えられるように構成されている。
【００５２】
そして、上記切換制御は、第１の実施例のステップＳ６と同様にして、徐々に進められるように構成されている（図４の（３）切換制御参照）。この後は、ステップＳ７へ進み、第１の実施例と同様にして、現実の回転数と目標の回転数との差に基づいてｑ軸電流をＰＩ制御するように構成されている。
【００５３】
尚、上述した以外の第２の実施例の構成は、第１の実施例の構成と同じ構成となっている。従って、第２の実施例においても、第１の実施例とほぼ同じ作用効果を得ることができる。特に、第２の実施例によれば、強制転流制御を実行するときも、電流制御を行わずに、電圧制御を行うように制御したので、モータの起動時の騒音をより一層低減することができる。
【００５４】
さて、上記第２の実施例においては、強制転流制御を実行するときに、電流制御を行わずに、電圧制御を行うように構成したが、これに限られるものではなく、強制転流制御を実行するときに、電流制御（ＰＩ制御）の比例ゲインを小さくする（例えば通常の比例ゲインの１／４にする）ように構成しても、同様の効果、即ち、モータ起動時の騒音低減という効果を得ることができる。そして、この構成の場合、モータが所定の回転速度（例えば３０ｒｐｍ）に達した後は、電流制御の比例ゲインを大きくする（例えば通常の比例ゲインに戻す）ように構成している。
【００５６】
【発明の効果】
本発明は以上の説明から明らかなように、ＤＣブラシレスモータの起動時に直流励磁を行ってロータの位置を初期位置に位置決めして停止させる位置決め制御を実行するときに、フィードバック制御がない電圧制御を行うように制御すると共に、直流励磁用の電圧として０Ｖから設定電圧値まで所定時間で増加する電圧パターンの電圧を与えるように構成し、位置決め制御を実行した後、モータを起動して所定の回転速度に立ち上がるまでの間、電流制御機能によりｄ軸電流をほぼ一定値に電流制御する強制転流動作を実行するので、モータの制御応答性を向上させることができると共に、モータの起動時の騒音を低減することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示す洗濯機の制御装置のブロック図
【図２】インバータ回路を中心とする電気回路図
【図３】フローチャート
【図４】制御動作を説明するタイムチャート
【図５】本発明の第２の実施例を示す図３相当図
【符号の説明】
１は制御装置、２はモータ、３はマイクロコンピュータ、６は速度ＰＩ制御部、７ｑ，７ｄは切換えスイッチ、８は電流制御初期パターン出力部、１１はαβ／ｄｑ変換部、１２ｑ，１２ｄは電流ＰＩ制御部、１３ｑ，１３ｄは切換えスイッチ、１４は電圧制御初期パターン出力部、１８はインバータ回路、２０ｕ，２０ｖはシャント抵抗、２４は過電流検知部、２５は制御部、２６はＤＳＰ、２７は交流電源、３０はＵＶＷ／αβ変換部を示す。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control device for a washing machine having a function of vector-controlling a motor for washing or dewatering operation.
[0002]
[Prior art]
As an example of a technique for controlling a motor for washing or dehydrating operation of a fully automatic washing machine, an apparatus described in Patent Document 1 is known. In this configuration, a DC brushless motor is used as the motor, and the DC brushless motor is driven and controlled by a voltage-controlled inverter device. In the case of this configuration, since the rotational speed of the DC brushless motor can be freely controlled by the inverter device, the cleaning performance and the like can be improved.
[0003]
[Patent Document 1]
JP 2002-44983 A
[Problems to be solved by the invention]
However, since the configuration of Patent Document 1 is a method for controlling the voltage applied to the DC brushless motor, the torque output of the motor cannot be controlled with respect to the rotational speed of the motor. There was a problem that the responsiveness was not good.
[0005]
On the other hand, the present applicant has previously filed Japanese Patent Application No. 2002-27691. The washing machine of this application is configured to accurately control the motor torque by detecting the motor phase current and performing vector control (current control) of the motor based on the detected phase current. Yes. According to this configuration, it is possible to improve control responsiveness such as the rotational speed of the motor.
[0006]
Now, when the motor of the washing machine was actually controlled by the control device of the current control method, the magnitude of the noise at the start of the motor was larger than in the case of the control by the control device of the voltage control method. I found out that Therefore, the present inventors have investigated the cause of the increase in noise at the start of the motor when the current control method is executed. As a result, the following was found.
[0007]
That is, in the case of the current control method, a small electrical noise is generated in the current detection unit that detects the current of the motor, and when the small electrical noise is fed back by proportional control, the amplified noise is amplified. It was thought that the motor vibrates because of the above drive current. As a result, it was estimated that noise such as “Zar” would occur. In particular, households that use washing machines often have a quiet environment, and the motors used in washing machines are often open-type motors. , There was a risk of giving the user a bad feeling.
[0008]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a control device for a washing machine that can improve the control response of the motor and reduce the noise at the start of the motor. There is.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
According to the first aspect of the present invention, when the DC brushless motor is started, the DC control is performed so that the voltage control without the feedback control is performed when the positioning control is performed in which the rotor position is stopped at the initial position. and controls, as a voltage for DC excitation to 0V to set the voltage value and configured to provide a voltage of the voltage pattern that increases at a predetermined time, after executing the positioning control, a predetermined start the motor The forced commutation operation that controls the d-axis current to a substantially constant value by the current control function is executed until the rotational speed rises, so that the motor control response can be improved and the motor is Noise can be reduced.
[0011]
In the invention of claim 2, before Symbol the forced commutation operation, to reduce the proportional gain of the current control, the motor after reaching a predetermined rotational speed, and configured to increase the proportional gain of the current control . Also with this configuration, it is possible to further reduce noise at the start of the motor.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
A first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. First, FIG. 1 is a block diagram showing an electrical configuration of a control device 1 for a washing machine according to the present embodiment. The control device 1 of the washing machine realizes a function as an inverter device having a function of performing vector control (current control means) on the motor 2 for washing or dewatering operation. The washing or dehydrating motor 2 is, for example, an outer rotor type three-phase DC brushless motor, which is a well-known motor.
[0013]
The washing machine incorporating the motor 2 and the washing machine control device 1 includes a vertical automatic washing machine (see, for example, Japanese Patent Application No. 2002-27691), a vertical automatic washing machine, a horizontal axis, A drum-type fully automatic washing and drying machine or the like is preferable, and a washing machine having a known configuration may be used as appropriate. Here, illustration and description of the specific configuration of the washing machine are omitted.
[0014]
In FIG. 1 showing the functional block configuration of the control device 1, (α, β) is orthogonal to a three-phase (UVW) coordinate system with an electrical angle of 120 degrees corresponding to each phase of the three-phase brushless motor 2. The converted orthogonal coordinate diameter is shown. Further, (d, q) indicates the coordinate system of the secondary magnetic flux that is rotating as the rotor of the brushless motor 2 rotates.
[0015]
A target speed command ωref output from a control microcomputer (microcomputer) 3 that controls the overall operation of the washing machine is provided to the subtracter 4 as a subtracted value. Further, the subtracter 4 is provided with a detection speed ω of the brushless motor 2 detected by an estimator 5 as a subtraction value. Then, the subtraction result of the subtracter 4 is given to the speed PI control unit 6.
[0016]
The speed PI control unit 6 performs PI control based on the difference between the target speed command ωref and the detected speed ω, generates a q-axis current command value Iqref and a d-axis current command value Idref, and switches the changeover switches 7q, 7d is provided to one of the fixed contacts 7qa and 7da. Starting current command values Iqs and Ids output by the current control initial pattern output unit 8 are applied to the other fixed contacts 7qb and 7db of the changeover switches 7q and 7d. The movable contacts 7qc, 7dc of the changeover switches 7q, 7d are connected to the input terminals for the subtracted values of the subtracters 9, 10. The changeover switches 7q and 7d are configured to be controlled by the control microcomputer 3.
[0017]
Note that the d-axis current command value Idref is set to “0” during the washing or rinsing operation, and the d-axis current command value Idref is set to a predetermined value during the dehydrating operation because field weakening control is performed.
[0018]
The subtracters 9 and 10 are respectively provided with the q-axis current value Iq and the d-axis current value Id output from the αβ / dq converter 11 as subtraction values, and each subtraction result is represented by the current PI controller 12q. , 12d, respectively.
[0019]
Then, the current PI control units 12q and 12d perform PI control based on the difference amount between the q-axis current command value Iqref and the d-axis current command value Idref, and obtain the q-axis voltage command value Vq and the d-axis voltage command value Vd. It is generated and given to one fixed contact 13qa, 13da of the

changeover switch

13q, 13d, respectively. The voltage command values Vqs and Vds for activation output by the voltage control initial pattern output unit (voltage control means) 14 are given to the other fixed contacts 13qb and 13db of the changeover switches 13q and 13d. The movable contacts 13qc and 13dc of the changeover switches 13q and 13d are connected to the input terminal of the dq / αβ conversion unit 15. The changeover switches 13q and 13d are configured to be changed over by the control microcomputer 3.
[0020]
The dq / αβ converter 15 is given a rotational phase angle (rotor position angle) θ of the secondary magnetic flux in the brushless motor 2 detected by the estimator 5, and a voltage command is based on the rotational phase angle θ. The values Vd and Vq are converted to voltage command values Vα and Vβ.
[0021]
The voltage command values Vα and Vβ output from the dq / αβ converter 15 are given to the αβ / UVW converter 16. The αβ / UVW converter 16 has a function of converting the voltage command values Vα and Vβ into three-phase voltage command values Vu, Vv, and Vw and outputting them. These voltage command values Vu, Vv, Vw are configured to be given to the PWM forming unit 17.
[0022]
The PWM forming unit 17 modulates a 16 kHz carrier wave (triangular wave) based on the voltage command values Vu, Vv, and Vw, and outputs PWM signals Vup (+,-), Vvp (+,-), Vwp (+, -) Is output to the inverter circuit 18. The PWM signals Vup to Vwp are, for example, signals having a pulse width corresponding to the voltage amplitude based on the sine wave so that a sine wave current is passed through the

phase windings

2u, 2v, 2w (see FIG. 2) of the motor 2. Is output as
[0023]
Further, as shown in FIG. 2, the inverter circuit 18 is configured by connecting, for example, six IGBTs (switching elements) 19a to 19f in a three-phase bridge, and the emitters of the

lower arm IGBTs

19d and 19e are respectively The current detection is connected to the ground via shunt resistors (current detection means) 20u, 20v. The common connection point between the two is connected to the A / D converter 22 shown in FIG. 1 via the amplifier /

bias circuits

21u and 21v. The resistance value of the

shunt resistors

20u and 20v is about 0.1Ω.
[0024]
In this case, the current flowing through each phase (U, V, W) of the motor 2 for torque control is detected by the

shunt resistors

20u, 20v. That is, since the shunt current when the lower IGBTs 19d to 19f are on is equal to the current of the motor winding, the A / D conversion unit 22 reads the shunt current at that moment. The W phase current can be estimated indirectly based on the U and V phase currents.
[0025]
The amplifier / bias circuit 21 includes an operational amplifier and the like, amplifies the terminal voltage of the shunt resistor 20, and the output range of the amplified signal is within the positive side (for example, 0 to + 5V). It is configured to give a bias. The output terminals of the amplification /

bias circuits

21u and 21v are connected in common to the input terminal of the overcurrent detection unit 24 via the

diodes

23u and 23v.
[0026]
The overcurrent detection unit 24 refers to the output signal levels of the amplification /

bias circuits

21u and 21v and detects that an overcurrent has flowed in any phase, and then sends an overcurrent detection signal to the control unit 25 (control microcomputer 3). And a configuration including a DSP 26 to be described later) and driving of the motor 2 by the inverter circuit 18 is stopped.
[0027]
Further, the inverter circuit 18 has a DC voltage of about 280V obtained by double-voltage full-wave rectification of a 100V AC power supply 27 using a full-wave rectifier circuit 28 composed of a diode bridge and two

capacitors

29a and 29b connected in series. Is applied.
[0028]
Referring again to FIG. 1, the A / D converter 22 outputs current data Iu and Iv obtained by A / D converting the output signals of the amplifier /

bias circuits

21 u and 21 v to the UVW / αβ converter 30. The UVW / αβ conversion unit 30 estimates the W-phase current data Iw from the current data Iu, Iv, and calculates the three-phase current data Iu, Iv, Iw from the orthogonal coordinate system in accordance with the following equation (1). It has a function of converting into Iα and Iβ.
[0029]
[Expression 1]

Then, the UVW / αβ conversion unit 30 outputs the biaxial current data Iα and Iβ to the αβ / dq conversion unit 11. The αβ / dq conversion unit 11 obtains the rotor position angle θ of the motor 2 from the estimator 5 during vector control, thereby obtaining the biaxial current data Iα, Iβ according to the following equation (2) as the rotational coordinate system (d, q). It has a function of converting into the above d-axis current value Id and q-axis current value Iq.
[0030]
[Expression 2]

The αβ / dq converter 11 is configured to output the d-axis current value Id and the q-axis current value Iq to the estimator 5 and the subtracters 9 and 10 as described above.
[0031]
The estimator 5 estimates the rotor position angle θ and the rotational speed ω of the motor 2 based on the d-axis current value Id and the q-axis current value Iq, and outputs the estimated values to each unit. Here, the motor 2 is subjected to direct current excitation at the time of start-up, the rotor rotational position is initialized (positioned at the initial position), and then a start pattern is applied to perform forced commutation. At the time of forced commutation due to the application of the activation pattern, the position angle θ is obvious without estimation.
[0032]
After the start of vector control, the estimator 5 is activated to estimate the rotor position angle θ and the rotational speed ω of the motor 2. In this case, assuming that the rotor position angle θn output from the estimator 5 to the αβ / dq converter 11 is the estimator 5, the rotor position angle θn−1 estimated by the vector calculation based on the current values Id and Iq and the one The rotor position angle θn is estimated based on the correlation with the rotor position angle θn-2 estimated before the cycle.
[0033]
In the above configuration, the configuration excluding the inverter circuit 18, the amplifier / bias circuit 21, the diode 23, and the overcurrent detection unit 24 is a function mainly realized by software of a DSP (Digital Signal Processor) 26. . The control period is set to be 1 msec or less. Further, the control microcomputer 3 starts vector control or gives the target speed command ωref to the DSP 26.
[0034]
Next, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 3 is a flowchart showing a schematic control content mainly by the microcomputer 3 for control. For example, when starting the washing operation (rinsing operation) or the dehydrating operation, the microcomputer 3 executes a startup process of the motor 2 (steps S1 to S5 in FIG. 3).
[0035]
Specifically, first, in step S1 of FIG. 3, the rotor 2 positioning control (process) is started. In this case, by connecting the movable contacts 13qc and 13dc of the changeover switches 13q and 13d to the fixed contacts 13qb and 13db by the microcomputer 3, the voltage command value of the initial pattern for DC excitation is obtained by the voltage control initial pattern output unit 14. This is given to the dq / αβ conversion unit 15.
[0036]
As a result, the process of step S2 is executed, and a DC excitation voltage is output from the inverter main circuit 18 to the winding of the motor 2. In the case of this configuration, the output voltage is configured to linearly increase, for example, from 0 V to 80 V in 2 seconds. That is, a voltage command value necessary for outputting such a linear output voltage from the inverter main circuit 18 is obtained from the voltage control initial pattern output unit 14 as a voltage command value of the initial pattern for DC excitation. The αβ converter 15 is configured to be given.
[0037]
Then, by executing the DC excitation described above, the rotational position of the rotor of the motor 2 is initialized and positioned (step S3). Such positioning control is control during the period indicated by (1) in FIG. 4. During this period, the rotation speed (rotational speed) of the motor 2 changes as shown by a solid line A1 at 0 rpm. , Q-axis current is 0A.
[0038]
Then, it progresses to step S4 and forced commutation control is started. In this case, the microcomputer 3 connects the movable contacts 7qc, 7dc of the change-over switches 7q, 7d to the fixed contacts 7qb, 7db, so that the current command value for forced commutation is subtracted by the current control initial pattern output unit 8. 10 is provided. The changeover switches 13q and 13d are connected to the movable contacts 13qc and 13dc to the fixed contacts 13qa and 13da, so that the q-axis voltage command value Vq and the d-axis voltage command value Vd from the current PI control units 12q and 12d. Is provided to the dq / αβ conversion unit 15.
[0039]
As a result, the motor 2 is forcibly commutated, starts rotating, and the rotational speed (number of rotations) gradually increases. In the case of this configuration, as shown in step S5, while increasing the rotation speed of the motor 2 from 0 rpm to, for example, 30 rpm (that is, from the output frequency to a frequency corresponding to 0 rpm to 30 rpm), for example, while increasing linearly in 3 seconds, d For example, PI control (that is, current control) is performed so that the shaft current is fixed to, for example, 7 A (a predetermined constant value). The q-axis current is fixed at 0A.
[0040]
That is, the current command initial pattern output unit 8 uses the current command value necessary for executing the forced commutation control for obtaining such d-axis current and q-axis current as the current command value of the initial pattern for forced commutation. To the subtracters 9 and 10.
[0041]
The forced commutation control described above is control during the period indicated by (2) in FIG. 4. During this period, the rotational speed (rotational speed) of the motor 2 increases from 0 rpm to 30 rpm, and the d-axis current is As indicated by the solid line A1, it is held at approximately 7A, and the q-axis current is 0A.
[0042]
In addition, since the motor 2 of a present Example is the structure which becomes 12 electrical angles with respect to 1 mechanical angle period, forced commutation 30rpm is equivalent to the output frequency 150Hz.
[0043]
Next, it progresses to step S6 and the control which switches forced commutation control to torque control (namely, vector control) is performed. In this configuration, the microcomputer 3 connects the movable contacts 7qc and 7dc of the changeover switches 7q and 7d to the fixed contacts 7qa and 7da, so that the current command value from the speed PI control unit 6 is given to the subtracters 9 and 10. To be able to. And the said switching control is comprised so that it may advance gradually.
[0044]
Specifically, as shown in the period of (3) switching control in FIG. 4, current control (PI control) is performed so that the d-axis current is gradually reduced from 7 A to 0 A, and the q-axis current is preliminarily changed from 0 A. Current control (PI control) is performed to increase the value to a predetermined value, for example, 7A.
[0045]
Thereafter, the process proceeds to step S7, where the q-axis current is PI-controlled based on the difference between the actual rotational speed and the target rotational speed. As a result, it is possible to quickly respond to the target rotational speed and to obtain good control responsiveness. Such rotation speed control is control during a period indicated by (4) in FIG. 4, and during this period, the rotation speed (rotational speed) of the motor 2 increases so as to reach the target rotation speed. The d-axis current is held at 0 A as indicated by the solid line A1, and the q-axis current is adjusted based on the difference between the actual rotational speed and the target rotational speed. In addition, it is preferable to use the control described in Japanese Patent Application No. 2002-27691 filed earlier by the present applicant as one example of vector control (current control) executed in the rotation speed control region.
[0046]
According to the present embodiment having such a configuration, when predetermined positioning control at the time of starting the motor 2 is executed, control is performed so as to perform voltage control without performing current control (see step S2 in FIG. 3). As a result, the noise generated when the current control is executed at the time of starting the motor (at the time of positioning control) is eliminated, so that the noise at the time of starting the motor 2 can be reduced. According to actual measurements by the present inventors, it has been confirmed that noise can be reduced by about 5 to 10 dB. In the above embodiment, since the motor 2 is configured to perform current control (vector control) except for positioning control, the control response of the motor can be improved.
[0047]
FIG. 5 is a flowchart showing a second embodiment of the present invention. The same step numbers are assigned to the same steps as those in the first embodiment (see FIG. 3). In the second embodiment, when the motor 2 is started up, the positioning is performed, and then the forced commutation control is performed, so that the voltage control is performed without performing the current control.
[0048]
Specifically, in FIG. 5, steps S1 to S3 are the same as those in the first embodiment (see FIG. 3). Thereafter, when the process proceeds to step S104, forced commutation control is started. In the case of the second embodiment, when the forced commutation control is executed, the voltage control is performed without performing the current control. Therefore, the movable contacts 13qc and 13dc of the changeover switches 13q and 13d are changed to the fixed contacts 13qb and 13db. The voltage control initial pattern output unit 14 is configured to provide a voltage command value for forced commutation to the dq / αβ conversion unit 15 while remaining connected. Note that the movable contacts 7qc and 7dc remain connected to the fixed contacts 7qa and 7da for the changeover switches 7q and 7d.
[0049]
As a result, the motor 2 is forcibly commutated, starts rotating, and the rotational speed (number of rotations) gradually increases. In the case of this configuration, as shown in step S105, the rotation speed of the motor 2 is increased from 0 rpm to, for example, 30 rpm (that is, the output frequency is increased from 0 rpm to a frequency corresponding to 30 rpm), for example, while increasing linearly in 3 seconds. The voltage is fixed to, for example, 80 V, that is, the voltage is controlled.
[0050]
That is, the voltage command value necessary for executing such forced commutation control is provided from the voltage control initial pattern output unit 14 to the dq / αβ conversion unit 15 as a voltage command value for forced commutation. Has been.
[0051]
When the forced commutation control described above is completed, the process proceeds to step S106, and control for switching the forced commutation control to torque control (that is, vector control) is executed. In the case of this configuration, the microcomputer 3 connects the movable contacts 13qc and 13dc of the changeover switches 13q and 13d to the fixed contacts 13qa and 13da, whereby the q-axis voltage command values Vq and d-axis from the current PI controllers 12q and 12d are obtained. The voltage command value Vd is configured to be supplied to the dq / αβ conversion unit 15.
[0052]
And the said switching control is comprised so that it may advance gradually similarly to step S6 of a 1st Example (refer (3) switching control of FIG. 4). Thereafter, the process proceeds to step S7, and the q-axis current is PI-controlled based on the difference between the actual rotational speed and the target rotational speed in the same manner as in the first embodiment.
[0053]
The configuration of the second embodiment other than that described above is the same as that of the first embodiment. Therefore, in the second embodiment, substantially the same operational effects as in the first embodiment can be obtained. In particular, according to the second embodiment, when forced commutation control is executed, voltage control is performed without performing current control, so that noise during motor startup can be further reduced. Can do.
[0054]
In the second embodiment, when the forced commutation control is executed, the voltage control is performed without performing the current control. However, the present invention is not limited to this, and the forced commutation control is performed. Even when the proportional gain of the current control (PI control) is reduced (for example, ¼ of the normal proportional gain), the same effect, that is, noise reduction at the time of starting the motor is performed. The effect that can be obtained. In this configuration, after the motor reaches a predetermined rotation speed (for example, 30 rpm), the proportional gain of the current control is increased (for example, returned to the normal proportional gain).
[0056]
【The invention's effect】
As apparent from the above description, the present invention performs voltage control without feedback control when performing positioning control in which DC excitation is performed at the start of a DC brushless motor to position and stop the rotor at the initial position. controls to perform, DC as an excitation voltage for configured to provide the voltage of the voltage pattern that increases at a predetermined time to 0V to set voltage value, after executing the positioning control, by starting the motor predetermined Until the rotation speed is increased, the forced commutation operation is performed in which the d-axis current is controlled to a substantially constant value by the current control function, so that the motor control response can be improved and the motor is started There is an effect that noise can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a washing machine control apparatus according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is an electric circuit diagram centering on an inverter circuit. FIG. 3 is a flow chart. FIG. 5 is a diagram corresponding to FIG. 3 showing a second embodiment of the present invention.
1 is a control device, 2 is a motor, 3 is a microcomputer, 6 is a speed PI control unit, 7q and 7d are changeover switches, 8 is a current control initial pattern output unit, 11 is an αβ / dq conversion unit, and 12q and 12d are currents. PI control unit, 13q and 13d are changeover switches, 14 is a voltage control initial pattern output unit, 18 is an inverter circuit, 20u and 20v are shunt resistors, 24 is an overcurrent detection unit, 25 is a control unit, 26 is a DSP, 27 is An AC power source, 30 indicates a UVW / αβ converter.

Claims

Controlling an inverter apparatus having a laundry or function of vector control of the DC brushless motor for dewatering operation, a detection function of detecting the phase current of the DC brushless motor, a phase current of the DC brushless motor based on the detection result A control device for a washing machine comprising a current control function, and configured to execute positioning control for performing direct current excitation when the DC brushless motor is started to position and stop the position of the rotor at an initial position;
Wherein when executing the positioning control, it controls to perform voltage control without feedback control, configured to provide a voltage of the voltage pattern that increases at a predetermined time to 0V to set the voltage value as a voltage for DC excitation And
After the positioning control is executed, a forced commutation operation is performed in which the d-axis current is controlled to a substantially constant value by the current control function until the motor is started and rises to a predetermined rotational speed. A control device for a washing machine.

The front Symbol the forced commutation operation, to reduce the proportional gain of the current control,
2. The washing machine control device according to claim 1, wherein after the motor reaches a predetermined rotational speed, a proportional gain of current control is increased.