JP4758883B2 - アンテナ、携帯端末 - Google Patents

Description

本発明は、小型、かつ複数の周波数帯域に対応できるアンテナとそのアンテナを用いた携帯端末に関する。

従来の広帯域アンテナ、あるいはマルチバンドアンテナとして、図１に示すような一つの平面上に、グランド９１０、給電点９２０、導線９３０、９４０から構成されるアンテナがある（非特許文献１）。図２は、このアンテナの周波数特性を示す図である。図２中のＶＳＷＲは電圧定在波比（Voltage Standing Wave Ratio）である。このアンテナでは、給電点９２０と導線９３０で逆Ｌ素子が形成され、導線９４０で逆Ｆ素子が形成されている。図１のアンテナは、逆Ｌ素子と、逆Ｆ素子をオーバーラップするように配置することで２つの周波数帯に対応している。また、このアンテナの周波数帯域幅は、逆Ｆ素子のグランド９１０と導線９３０との短絡部分と給電点との間隔ｍの広さに依存することがわかっている。このため、逆Ｆ素子と逆Ｌ素子とを組み合わせたアンテナでは、広帯域特性を維持したまま、アンテナの小型化をはかることは困難である。非特許文献１では、ｍの値を６ｍｍから９ｍｍの範囲として２．４ＧＨｚ帯で動作させている。この長さは、０．０５λから、０．０７λに相当するので、携帯電話で使用する８００ＭＨｚ帯であれば、ｍが１８ｍｍ以上となってしまう。したがって、携帯端末では用いることができない。

従来のアンテナの２つめの例として、非特許文献２がある。このアンテナの構成を図３に示す。アンテナは、縦約１７ｍｍ、横約３８ｍｍ、厚さ約７ｍｍであり、高い周波数で動作する高周波共振部９７０と、低い周波数で動作する低周波共振部９８０を有する。図４に、このアンテナの周波数特性を示す。図４に示すように、８００ＭＨｚ帯、１．７ＧＨｚ帯、２．０ＧＨｚ帯で共振する。このアンテナはグランドに接続され筐体につながっている。そして、図５に示すように、誘電体からの電磁結合によって給電される。図３のアンテナを単純に描くと、図６のように表現でき、各共振部の長さは、１/４波長よりもやや長い。このアンテナは、小さい容積で広帯域を実現しているが、それでも、約１７ｍｍ×３８ｍｍの面積と、厚さ約７ｍｍが必要であり、同じ容積でアンテナを増やすことはできない。

従来のアンテナの３つめの例として、非特許文献３がある。非特許文献３では、７０ｍｍ×５０ｍｍの平板モノポールと、この平板モノポールを約３重に巻いたrollモノポールを比較し、roll形状にすることにより、容量結合が生じて、共振周波数を低くし、band幅を広げられることが示されている。しかし、この場合も、共振周波数１．１２ＧＨｚに対して、モノポールの高さが５０ｍｍであり、小型とはいえない。

従来のアンテナの４つめの例として、非特許文献４がある。このアンテナは、長さが各周波数の約１/３程度の導線（ライン）で構成されるアンテナである。このアンテナの場合も、８００ＭＨｚ帯で動作させるためには、素子の部分だけで３５ｍｍ×６ｍｍ×６ｍｍの大きさが必要であり、この構造のまま小型化するのは困難である。また、帯域も各導線の長さに応じた周波数帯（例えば８００ＭＨｚ帯と１．７ＧＨｚ帯）でのみ動作するので、広帯域特性は有していない。

以上示したように、従来のアンテナ技術は、導線を分岐させ、長さを調整することでその長さに対応した周波数で動作させる方法、平板をロール形状にする方法などがあるが、いずれも、小型化できないという課題があった。
玉熊一雄、岩崎久雄、「高速無線LAN用２周波共用広帯域平面アンテナの設計」、電子情報通信学会論文誌B Vol. J87-B No.9 pp.1309-1316, 2004年9月． B. S. Collins, D. Iellici and R. Schlub,"A high-performance five-band handset antenna using a dielectric feed," p.204, 2006 International Symposium on Antenna and Propagation. Z. N. Chen,"Optimization and Comparison of Broadband Monopoles, "IEE Proc-Micro Antennas Propag., Vol. 150, No.6, December 2003． Fu-Ren Hsiao," Dual-Frequency PIFA with a Rolled Radiating Arm for GSM/DCS Operation．

従来のアンテナでは、アンテナの小型化と広帯域化が十分ではなかった。本発明の目的は、広帯域であり、かつ従来提案されているアンテナよりも小型化できるアンテナと、そのアンテナを用いた携帯端末を提供することである。

本発明のアンテナは、折り曲げ可能な誘電体基板と、誘電体基板上に形成される所定の幅の金属箔からなる給電線と短絡線とを有し、誘電体基板は前記所定の幅の整数倍の幅で直角に折り曲げられるアンテナであって、給電線と短絡線は、金属箔が所定の幅と同じ間隔を空けて屈曲して形成されるメアンダライン形状であり、短絡線は、給電線のまわりに接触しないように巻いてあり、給電線と短絡線とは、容量的に結合されており、給電線が共振する周波数ｆ_Ｈは短絡線が共振する周波数ｆ_Ｌよりも高いことを特徴としている。例えば、給電線と短絡線との容量的な結合は、隣接する給電線と短絡線との静電容量、および短絡線を巻いたことにより対向する給電線と短絡線との静電容量によって生じるようにすればよい。
また、短絡線を巻いたことにより対向する短絡線同士を静電容量によって結合してもよい。短絡線は１つ以上の長さの異なる分岐線を有してもよい。

例えば、給電線の電気長を、アンテナが対象とする高い周波数で１／４波長とし、短絡線の電気長を、アンテナが対象とする低い周波数で１／２波長となるようにすればよい。また、金属板を切り抜く方法や誘電体基板上の金属箔をエッチングする方法で、給電線と短絡線とを同一平面上に形成し、当該平面を巻くことにより前述のような形状としてもよい。さらに、巻く回数を２回以上とし、短絡線を２回以上巻いたことにより生じる複数の層に渡って形成すればよい。
そして、本発明の携帯端末は、上述のようなアンテナを備えている。

本発明のアンテナによれば、短絡線が給電線のまわりに巻かれているので、給電線や短絡線の静電容量が増加し、給電線や短絡線の電気長が長くなる。したがって、給電線や短絡線は、長さが同じであっても、より低周波帯で共振する。つまり長さが短い（小さい）アンテナであっても低周波帯で共振させることができる。また、給電線と短絡線とが容量的に結合されているので、給電線と導通していない短絡線であっても、短絡線の電気長に応じた周波数（低周波数帯）で共振させることができる。さらに、高周波帯でも全体的にリターンロスを小さく（電圧定在波比を１に近く）できるので、帯域を広くすることができる。
短絡線同士も静電結合させることや、短絡線を分岐させることにより、さらに帯域を広げること、および給電線や短絡線の電気長を長くすること（アンテナを小さくすること）ができる。また、給電線や短絡線の形状をメアンダライン形状とすることで、さらにアンテナを小さくすることができる。

また、金属板を切り抜く方法や誘電体基板上の金属箔をエッチングする方法で、給電線と短絡線とを同一平面上で形成した上で巻けば、製造も簡単である。さらに、２回以上巻けば、短絡線同士の容量的な結合も容易である。
そして、このようなアンテナを携帯端末に用いれば、小さいスペースにアンテナを収納することができる。

［第１実施形態］
図７と図８に、第１実施形態のアンテナ（アンテナ素子）の構造の例を示す。本発明のアンテナ素子１００は誘電体基板１９０を、誘電体基板１９０が接触しないように巻いた形状をしており、短絡点３００、給電点４００を介して地板２００に接続されている。図７の例では矩形状に巻いているが、円形状などの他の形状に巻いてもよい。アンテナ素子１００は、例えば図７のように、大きさが６ｍｍ×６ｍｍ×１５ｍｍの大きさである。地板２００は８０ｍｍ×４０ｍｍの大きさであり、どちらも携帯電話のような携帯端末内部に収容できる大きさとなっている。なお、図７の例は携帯端末用に、周波数帯が８００ＭＨｚ〜２．４ＧＨｚを想定して設計した例であるが、無線ＬＡＮなどの他の周波数帯の場合は、その周波数帯の波長を考慮して設計すればよい。

図８は、アンテナ素子１００を展開した場合の導線（給電線と短絡線）の形状を示している。図７のＡ−Ａ’、Ｂ−Ｂ’，…，Ｉ−Ｉ’と図８のＡ−Ａ’、Ｂ−Ｂ’，…，Ｉ−Ｉ’とは同じ位置を示している。Ａ−Ａ’が最も外側であり、Ｉ−Ｉ’が最も内側である。また、図７と図８の例では、Ａ−Ａ’，…，Ｅ−Ｅ’が外側の層（外層）となっており、Ｅ−Ｅ’，…，Ｉ−Ｉ’が内側の層（内層）となっている。この例では、最も内側のＩ−Ｉ’に給電点４００があり、給電線１１０が形成されている。また外層と内層の境界線であるＥ−Ｅ’に短絡点３００があり、短絡線Ａ１２０が形成されている。給電線１１０も短絡線Ａ１２０も、金属箔などの導電性の材料で形成されたメアンダライン形状である。給電線１１０と短絡線Ａ１２０とは導通しておらず、誘電体基板１９０上での静電容量によって容量的に結合されている。給電線１１０の長さは２９ｍｍであり、短絡線Ａ１２０は１２４ｍｍである。この例では、給電線１１０は２．２ＧＨｚ付近で共振するように設計しており、短絡線Ａ１２０は１ＧＨｚ付近で共振するように設計している。なお、図８の網掛けの部分は、導電性の材料を付けてもよいし、付けなくてもよい。以下の説明では、網掛け部分に導電性材料を付けた例で説明する。
また、上述の説明では、誘電体基板１９０上に金属箔で給電線と短絡線を形成した形状で説明しているが、金属板（誘電体はない）を切り抜いて給電線と短絡線とを形成し、Ａ−Ａ’、Ｂ−Ｂ’，…，Ｉ−Ｉ’で折り曲げてもよい。あるいは、針金を曲げて、直接巻いた形状を作ってもよい。以下の説明では、誘電体基板１９０の比誘電率は１（誘電体基板が存在しないか、誘電率が無視できる素材）として、シミュレーションなどを行っている。比誘電率を1より大きくする場合は、誘電体による波長短縮率を考慮して計算すればよい。

図９は、給電点４００から交流信号を給電した場合の給電線１１０と短絡線Ａ１２０に流れる電流分布をシミュレーションした結果を示している。図９（Ａ）が８００ＭＨｚの場合であり、図９（Ｂ）が２．２ＧＨｚの場合である。図中の黒く塗られた部分は多くの電流が流れている部分であり、網掛けの部分もある程度の電流が流れていることを示している。８００ＭＨｚの場合には、短絡線Ａ１２０に多くの電流が流れていることが分かる。黒い部分(電流が多く流れている部分)が、定在波の腹の部分である。つまり、短絡線Ａ１２０によって１／２波長のアンテナが形成されていると考えられる。また、２．２ＧＨｚの場合には、給電線１１０に多くの電流が流れていることが分かる。この場合は、給電点４００付近に電流が多く流れているので、給電線１１０によって１／４波長のアンテナが形成されていると考えられる。

図１０は、図７と図８に示したアンテナの特性を示すスミスチャートである。中心は、電圧定在波比（ＶＳＷＲ：Voltage Standing Wave Ratio）が１の点であり、中心からの距離が近いほどＶＳＷＲが小さいこと（リターンロスが小さいこと、共振状態に近いこと）を示している。また、図１１はこのアンテナのリターンロスの周波数特性を示している。図１０と図１１の実線は、図８のアンテナ素子１００を図７のように巻いた状態で、７００ＭＨｚから２．４ＧＨｚまで給電信号の周波数を変化させた場合の特性を示している。点線は、図８のアンテナ素子１００を広げたままの状態で、７００ＭＨｚから２．４ＧＨｚまで給電信号の周波数を変化させた場合の特性を示している。広げたままの状態では、Ｃ点（２．３ＧＨｚ付近）のみで共振状態となっていることがわかる。一方、アンテナ素子１００を巻いた場合には、Ａ点（１ＧＨｚ付近）で共振状態となるとともに、Ｃ点（２．２ＧＨｚ）付近でもリターンロスが小さくなっていることが分かる。これは、巻いたことにより、対向する内層の給電線１１０と外層の短絡線Ａ１２０とが容量的に結合したこと、および対向する内層の短絡線Ａ１２０と外層の短絡線Ａ１２０とが容量的に結合したことが原因と考えられる。

図１２に、非特許文献２に示されたCollinsのアンテナと本実施形態で示したアンテナの大きさと共振周波数を比較する。本実施形態のアンテナの共振する波長に対する大きさ（特に体積）は、Collinsのアンテナの１／４程度となっていることが分かる。つまり、大幅に小型化できている。
このように、誘電体基板１９０を巻き、給電線と短絡線とを容量的に結合させることにより、小型の２つの周波数帯用のアンテナを実現することができる。また、給電線と短絡線とを、誘電体基板１９０上で隣接する給電線と短絡線との静電容量、および誘電体基板１９０を巻いたことにより対向する給電線と短絡線との静電容量によって結合させればよい。また、短絡線同士も静電容量によっても結合させればよい。さらに、給電線を高い周波数（例えば２．４ＧＨｚ）の１／４波長程度の長さ、短絡線を低い周波数（例えば１ＧＨｚ）の１／２波長程度の長さで、誘電体基板１９０上にメアンダライン形状で形成すればよい。

［第２実施形態］
図１３に、第２実施形態のアンテナ素子１００−２の給電線と短絡線の構成例を示す。誘電体基板１９０の巻き方は、第１実施形態（図７）と同じである。アンテナ素子１００−２には、給電線１１０、短絡線Ａ１２０の他に、短絡線Ｂ１３０、短絡線Ｃ１４０、短絡線Ｄ１５０が形成されている。短絡線Ｂ１３０、短絡線Ｃ１４０、短絡線Ｄ１５０は、短絡線Ａ１２０から分岐され、それぞれ長さが異なる。なお、以下では、誘電体基板１９０の比誘電率は１として、シミュレーションなどを行っている。

図１４は、給電点４００から交流信号を給電した場合の給電線１１０と短絡線Ａ１２
０〜Ｄ１５０に流れる電流分布をシミュレーションした結果を示している。図１４（Ａ）が８４０ＭＨｚの場合、図１４（Ｂ）が１．７８ＧＨｚの場合、図１４（Ｃ）が１．８８ＧＨｚの場合、図１４（Ｄ）が１．９５ＧＨｚの場合、図１４（Ｅ）が２．０ＧＨｚの場合、図１４（Ｆ）が２．０５ＧＨｚの場合である。図１４（Ａ）より、８４０ＭＨｚでは短絡線Ａ１２０の中心付近に定在波の腹があることが分かる。つまり、短絡線Ａ１２０の電気長は、８４０ＭＨｚあたりの周波数で１／２波長に相当する。図１４（Ｄ）〜（Ｆ）より、１．９５ＧＨｚ〜２．０５ＧＨｚでは、給電線１１０に電流が流れており、定在波の腹が給電点付近に存在することが分かる。つまり、給電線１１０の電気長は、このあたりの周波数で１／４波長に相当する。一方、図１４（Ｂ）、（Ｃ）より、１．７８ＧＨｚや１．８８ＧＨｚでは、給電線１１０にはほとんど電流が流れていない。しかし、短絡線Ａ１２０に定在波の腹が２箇所あり、短絡点付近が腹となっていることが分かる。したがって、短絡線Ａ１２０の電気長が、このあたりの周波数で３／４波長に相当していると思われる。また、図１４（Ｂ）〜（Ｄ）より、１．７８ＧＨｚ〜１．９５ＧＨｚのあたりでは、短絡線Ｂ１３０にも電流が流れていることが分かる。さらに、図１４（Ｅ）、（Ｆ）より、２．０ＧＨｚや２．０５ＧＨｚでは短絡線Ｃ１４０にも電流が流れていることが分かる。このように、いろいろな短絡線に電流が流れるようにすることで、広帯域化を図ることができる。

図１５は、第２実施形態のアンテナと第１実施形態のアンテナの特性を比較するための、リターンロスの周波数特性を示す図である。第１実施形態と第２実施形態との違いは、短絡線が増えたことだけだが、共振周波数が低い方向に移動していることが分かる。これは、短絡線が増えたことで、電極の面積が増加し、静電容量が増え、給電線や短絡線の電気長が長くなったためと考えられる。つまり、同じ大きさのアンテナでより低い周波数に対応できる。言い換えると、同じ周波数ならば、より小さいアンテナでよいことになる。また、長さの異なる短絡線を追加したので、高周波帯での帯域も広がっている。
このように、短絡線に１つ以上の長さの異なる分岐線を形成することで、よりアンテナの小型化と広帯域化が図れる。

［第３実施形態］
図１６は、第３実施形態のアンテナ素子１００−３の給電線と短絡線の構成例を示す図である。図１６の構成は、帯域幅やリターンロスの最適化設計を行った結果であり、第２実施形態とは、給電線１１０’、短絡線Ａ１２０’〜Ｄ１５０’の構成が異なる。給電線１１０’の長さは２０ｍｍ、短絡線Ａ１２０’ の長さは１２１ｍｍ、短絡線Ｂ１３０’ の長さは５７ｍｍ、短絡線Ｃ１４０’ の長さは９７ｍｍ、短絡線Ｄ１５０’ の長さは４０ｍｍである。誘電体基板１９０の巻き方は、第１実施形態（図７）と同じである。なお、以下では、誘電体基板１９０の比誘電率は１として、シミュレーションなどを行っている。

図１７は、給電点４００から交流信号を給電した場合の給電線１１０’と短絡線Ａ１２０’ 〜Ｄ１５０’に流れる電流分布をシミュレーションした結果を示している。図１７（Ａ）が８５７．５ＭＨｚの場合、図１７（Ｂ）が１．７８ＧＨｚの場合、図１７（Ｃ）が２．０４ＧＨｚの場合である。図１７（Ａ）より、給電線１１０’を取り囲む短絡線Ａ１２０’上に多くの電流が流れており、静電結合によって短絡線Ａ１２０’に電流が誘起されていることが分かる。図１７（Ｂ）、（Ｃ）より、２．０４ＧＨｚでは給電線１１０’に多くの電流が流れている。一方、１．７８ＧＨｚでは短絡線Ａ１２０’に多くの電流が流れている。このような現象は第２実施形態と同じである。

図１８は、リターンロスの周波数特性を示す図である。８５０ＭＨｚ付近と１．７ＧＨｚから２．２ＧＨｚにかけてリターンロス−６ｄＢ以下という良好な特性が得られた。これは、内層の給電線１１０’を短絡線Ａ１２０’が覆う配置になっており、給電線１１０’と短絡線Ａ１２０’との静電容量が大きくなっていることに起因すると考えられる。このように、容量的な結合を強くすることで、より特性のよいアンテナを設計できる。
なお、図１９は、第１実施形態から第３実施形態までの給電線と短絡線の長さと、周波数ごとに何波長の長さに相当するのかを示した表である。

［第４実施形態］
図２０に、第４実施形態のアンテナ素子５００の給電線と短絡線の構成例を示す。誘電体基板５９０の巻き方は、第１実施形態（図７）と同じである。ただし、給電点４００がＤ−Ｄ’の位置にあり、給電線５１０も誘電体基板５９０の中心部分にある点が異なる。短絡線は、短絡線Ａ５２０と短絡線Ｂ５３０から構成されている。給電線５１０の中で最も長い部分は２３ｍｍ、短絡線Ａ５２０の長さは１３４ｍｍである。これは、第１実施形態〜第３実施形態に近い値である。なお、以下では、誘電体基板５９０の比誘電率は１として、シミュレーションなどを行っている。

図２１は、給電点４００から交流信号を給電した場合の給電線５１０、短絡線Ａ５２０、短絡線Ｂ５３０に流れる電流分布をシミュレーションした結果を示している。図２１（Ａ）が８５７．５ＭＨｚの場合、図２１（Ｂ）が１．７８ＧＨｚの場合、図２１（Ｃ）が２．０４ＧＨｚの場合である。図２１（Ａ）より、８５７．５ＭＨｚでは、最も長い導線である短絡線Ａ５２０に電流が流れているのが分かる。図２１（Ｂ）より、１．７８ＧＨｚでは、内層の短絡線Ａ５２０と外層の短絡線Ａ５２０に電流が流れている。外層の短絡線Ａ５２０に流れる電流は、内層の短絡線Ａ５２０に流れる電流によって誘起されたものと考えられる。図２１（Ｃ）より、２．０４ＧＨｚでは、給電線５１０に最も多く電流が流れている。この点は、第１実施形態〜第３実施形態と同じである。

図２２に、リターンロスの周波数特性を示す。本実施形態のアンテナも、８００ＭＨｚ付近と、１．７ＧＨｚ〜２．２ＧＨｚの広帯域で共振特性が得られていることが分かる。

［第５実施形態］
図２３と図２４に、第５実施形態のアンテナ（アンテナ素子）の構造の例を示す。アンテナ素子６００の巻き方は図７と同じであるが、地板２００との位置関係および給電点４００の位置が異なる。地板２００の大きさは８０ｍｍ×４０ｍｍであり、短絡点３００の位置は、地板２００の１つの端から１．２５ｍｍの位置である。また、ＰＳＷ＝６ｍｍ、ＰＳＴ＝６ｍｍ、ＨＡ＝２０ｍｍとした。本実施形態では、給電点４００はＤ−Ｄ’とＥ−Ｅ’との中間にあるが、誘電体基板６９０の中央部分にあるという点では第４実施形態と類似する。なお、給電線の長さは２０ｍｍ、短絡線の長さが１３４ｍｍである。

図２５は、このアンテナのリターンロスの周波数特性を示している。このアンテナも８００ＭＨｚ付近と、１．７ＧＨｚ〜２．２ＧＨｚの広帯域で共振特性が得られていることが分かる。図２６は、このアンテナの誘電体基板６９０を広げた状態でのリターンロスの周波数特性を示している。誘電体基板６９０を広げると、内層と外層との静電容量による結合がなくなる。そして、すべての周波数帯でリターンロスが大きくなってしまう。図２５と図２６との比較からも、誘電体基板６９０を巻くことにより生じる内層と外層間の静電容量がアンテナの特性に大きく影響していることがわかる。

［変形例１］
図２７に、第５実施形態の第１の変形例を示す。また、図２８に、このアンテナでのリターンロス、ＶＳＷＲの周波数特性を示す。アンテナ素子７００は、給電線と短絡線の形状を設計しなおしたものである。この設計でも、８００ＭＨｚ付近および１．７ＧＨｚ〜２．２ＧＨｚで、ＶＳＷＲを３以下にすることができる。

［変形例２］
図２９に、第５実施形態の第２の変形例を示す。また、図３０に、このアンテナでのリターンロス、ＶＳＷＲの周波数特性を示す。アンテナ素子８００は、さらに給電線と短絡線の形状を設計しなおしたものである。この設計でも、８００ＭＨｚ付近および１．７ＧＨｚ〜２．２ＧＨｚで、ＶＳＷＲを３以下にすることができる。

［第６実施形態］
図３１に、アンテナ素子を２つ折り携帯電話のヒンジ付近に取り付けた場合の様子を示す。図３１（Ａ）は２つ折りタイプの携帯電話２０００を開いた状態を図示しており、図３１（Ｂ）は２つ折タイプの携帯電話２０００を閉じた状態を図示している。アンテナ素子２１０１はヒンジ２２００付近に取り付けられている。
図３２は、このときに用いたアンテナ素子２１０１の給電線と短絡線の形状を示している。また、図３３は、このアンテナ素子でのリターンロスの周波数特性を、携帯電話２０００を開いている時（オープン）と閉じている時（クローズ）に分けて示している。どちらの場合も、８００ＭＨｚ付近と１．７ＧＨｚ〜２．４ＧＨｚに渡る広帯域とでリターンロスを小さくできている。

［変形例］
図３４に、アンテナ素子を２つ折り携帯電話の端に取り付けた場合の様子を示す。図３４（Ａ）は２つ折りタイプの携帯電話２０００を開いた状態を図示しており、図３４（Ｂ）は２つ折タイプの携帯電話２０００を閉じた状態を図示している。アンテナ素子２１０２は携帯電話の片方の端に取り付けられている。
図３５は、このときに用いたアンテナ素子２１０２の給電線と短絡線の形状を示している。また、図３６は、このアンテナ素子でのリターンロスの周波数特性を、携帯電話２０００を開いている時（オープン）と閉じている時（クローズ）に分けて示している。どちらの場合も、８００ＭＨｚ付近と１．７ＧＨｚ〜２．２ＧＨｚに渡る広帯域とでリターンロスを小さくできている。

［第７実施形態］
図３７に、２つのアンテナ素子を２つ折り携帯電話のヒンジ付近に取り付けた場合の様子を示す。図３８は、このときに用いたアンテナ素子２１０３、２１０４の給電線と短絡線の形状を示している。また、図３９は、携帯電話２０００を開いている状態でのリターンロスの周波数特性を示している。８００ＭＨｚ付近と１．７ＧＨｚ〜２．２ＧＨｚとでリターンロスを小さくできている。

［変形例］
第６実施形態、第７実施形態では、携帯端末とアンテナの位置関係をいくつか紹介した。図４０に、その他の携帯電話とアンテナの位置関係の例を示す。携帯端末の形状やアンテナの大きさからいろいろな組み合わせがあり、それらは適宜設計すればよい。

［各実施形態に共通する原理の分析］
図４１に、第１実施形態で示したアンテナの給電線と短絡線の形状を示す。給電線１１０と短絡線Ａ１２０とはメアンダライン形状なので、図４１に示すように、コイル（Ｌ１〜Ｌ３）の働きもする。また、誘電体基板上で隣接する給電線と短絡線との静電容量、および誘電体基板を巻いたことにより対向する給電線と短絡線との静電容量により、給電線と短絡線との間には静電容量Ｃ１が生じている。さらに、短絡線同士の間にも静電容量Ｃ２が生じる。
図４２は、このようなアンテナの構成をモデル化した図である。この図からわかるように、一種の逆Ｆアンテナと考えることができる。本発明のアンテナは、巻くことにより内層と外層の間に静電容量が生じ、小型化と広帯域化が実現できていると考えられる。また、このような原理なので、巻く方法は円形の渦巻状など、他の方法でもよい。

図４３は、円形の渦巻状のアンテナを形成し、外周の直径（スクロール径）を変化させた場合の低い共振周波数の変化を示した図である。また、図４４は、スクロール径が７．６４ｍｍと７．１４ｍｍの場合のリターンロスの周波数特性を示す図である。なお、このアンテナは、スクロール径７．６４ｍｍのときに８５０ＭＨｚで共振するように設計している。スクロール径を小さくすると共振周波数が低くなり、スクロール径を大きくすると共振周波数が高くなることが分かる。一般的に、アンテナの大きさは波長に依存するため、共振周波数を低くするためにはアンテナを大きくしなければならない。しかし、本発明のアンテナの場合、スクロール径を小さくする（アンテナを小さくする）ことで、共振周波数を低くすることができる。したがって、アンテナの小型化に適している。また、実際のアンテナの製造では、誘電体基板の厚さや誘電率の誤差から、比較的帯域の狭い低周波数帯での共振周波数を細かく調整することは難しい。しかし、本発明のアンテナであれば、アンテナを巻く工程で、スクロール径を微妙に調整すれば、低周波帯での共振周波数を細かく調整できる。なお、高い周波数帯では、これまでの実施形態で示したように、１．７ＧＨｚ〜２．２ＧＨｚの広い範囲でＶＳＷＲを小さくできるので、スクロール径の微調整で、特性が大きく変わってしまうことはない。このことは、図４４に示した２つのスクロール径でのリターンロスの周波数特性からも確認できる。

従来のアンテナの構造の例を示す図。 図１のアンテナの周波数特性を示す図。 従来のアンテナの構造の別の例を示す図。 図３のアンテナの周波数特性を示す図。 図３のアンテナの構成を示す図。 図３のアンテナをモデル化した図。 第１実施形態のアンテナの構造を示す図。 第１実施形態のアンテナの給電線と短絡線の形状を示す図。 第１実施形態のアンテナに給電点から交流信号を給電した場合の給電線と短絡線に流れる電流分布をシミュレーションした結果を示す図。 第１実施形態のアンテナの周波数特性を示すためのスミスチャート。 第１実施形態のアンテナのリターンロスの周波数特性を示す図。 従来のアンテナと第１実施形態のアンテナとを比較する図。 第２実施形態のアンテナの給電線と短絡線の形状を示す図。 第２実施形態のアンテナに給電点から交流信号を給電した場合の給電線と短絡線に流れる電流分布をシミュレーションした結果を示す図。 第２実施形態のアンテナに給電点から交流信号を給電した場合の給電線と短絡線に流れる電流分布をシミュレーションした結果を示す図。 第２実施形態のアンテナと第１実施形態のアンテナの特性を比較するための、リターンロスの周波数特性を示す図。 第３実施形態のアンテナの給電線と短絡線の形状を示す図。 第３実施形態のアンテナに給電点から交流信号を給電した場合の給電線と短絡線に流れる電流分布をシミュレーションした結果を示す図。 第３実施形態のアンテナのリターンロスの周波数特性を示す図。 第１実施形態から第３実施形態までの給電線と短絡線の長さと、周波数ごとに何波長の長さに相当するのかを示した図。 第４実施形態のアンテナの給電線と短絡線の形状を示す図。 第４実施形態のアンテナに給電点から交流信号を給電した場合の給電線と短絡線に流れる電流分布をシミュレーションした結果を示す図。 第４実施形態のアンテナのリターンロスの周波数特性を示す図。 第５実施形態のアンテナの構造を示す図。 第５実施形態のアンテナの給電線と短絡線の形状を示す図。 第５実施形態のアンテナのリターンロスの周波数特性を示す図。 第５実施形態のアンテナの誘電体基板を広げた状態でのリターンロスの周波数特性を示す図。 第５実施形態の変形例１のアンテナの給電線と短絡線の形状を示す図。 第５実施形態の変形例１のアンテナのリターンロスとＶＳＷＲの周波数特性を示す図。 第５実施形態の変形例２のアンテナの給電線と短絡線の形状を示す図。 第５実施形態の変形例２のアンテナのリターンロスとＶＳＷＲの周波数特性を示す図。 アンテナ素子を２つ折り携帯電話のヒンジ付近に取り付けた場合の様子を示す図。 第６実施形態のアンテナの給電線と短絡線の形状を示す図。 第６実施形態のアンテナのリターンロスの周波数特性を示す図。 アンテナ素子を２つ折り携帯電話の端に取り付けた場合の様子を示す図。 第６実施形態の変形例のアンテナの給電線と短絡線の形状を示す図。 第６実施形態の変形例のアンテナのリターンロスの周波数特性を示す図。 ２つのアンテナ素子を２つ折り携帯電話のヒンジ付近に取り付けた場合の様子を示す図。 第７実施形態のアンテナの給電線と短絡線の形状を示す図。 第７実施形態のアンテナのリターンロスの周波数特性を示す図。 携帯電話とアンテナの位置関係の例を示す図。 本発明のアンテナの給電線と短絡線の形状を示す図。 本発明のアンテナの構成をモデル化した図。 円形の渦巻状のアンテナを形成し、外周の直径（スクロール径）を変化させた場合の低い共振周波数の変化を示した図。 スクロール径が７．６４ｍｍと７．１４ｍｍの場合のリターンロスの周波数特性を示す図。

Claims (9)

1. 折り曲げ可能な誘電体基板と、
   前記誘電体基板上に形成される所定の幅の金属箔からなる給電線と短絡線とを有し、前記誘電体基板は前記所定の幅の整数倍の幅で直角に折り曲げられるアンテナであって、
   前記給電線と短絡線は、前記金属箔が前記所定の幅と同じ間隔を空けて屈曲して形成されるメアンダライン形状であり、
   前記短絡線は、前記給電線のまわりに接触しないように巻いてあり、
   前記給電線と前記短絡線とは、容量的に結合されており、
   前記給電線が共振する周波数ｆ_Ｈは、前記短絡線が共振する周波数ｆ_Ｌよりも高いことを特徴とするアンテナ。
2. 請求項１に記載のアンテナであって、
   前記給電線と短絡線の線幅の一部が、前記所定の幅の２倍以上の整数倍の幅となることを特徴とするアンテナ。
3. 請求項１又は２に記載のアンテナであって、
   前記給電線と前記短絡線との容量的な結合は、
   隣接する前記給電線と前記短絡線との静電容量、および前記短絡線を巻いたことにより、対向する前記給電線と前記短絡線との静電容量によって生じる
   ことを特徴とするアンテナ。
4. 請求項１から３のいずれかに記載のアンテナであって、
   前記短絡線を巻いたことにより、対向する前記短絡線同士が静電容量によって結合することを特徴とするアンテナ。
5. 請求項１から４のいずれかに記載のアンテナであって、
   前記短絡線は、１つ以上の長さの異なる分岐線を有する
   ことを特徴とするアンテナ。
6. 請求項１から５のいずれかに記載のアンテナであって、
   前記給電線は、当該アンテナが対象とする高い周波数で１／４波長となる電気長であり、
   前記短絡線は、当該アンテナが対象とする低い周波数で１／２波長となる電気長である
   ことを特徴とするアンテナ。
7. 請求項１から６のいずれかに記載のアンテナであって、
   前記給電線と前記短絡線とは、同一平面上で形成した後に巻いた
   ことを特徴とするアンテナ。
8. 請求項１から６のいずれかに記載のアンテナであって、
   前記給電線と前記短絡線とは、同一平面上で形成した後に２回以上巻いてあり、
   前記短絡線は、２つ以上の層に渡って形成されている
   ことを特徴とするアンテナ。
9. 請求項１から８のいずれかに記載のアンテナを有し、
   複数の周波数帯域での通信が可能な携帯端末。

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