JP4743629B2 - Adaptive array antenna receiver - Google Patents
Adaptive array antenna receiver Download PDFInfo
- Publication number
- JP4743629B2 JP4743629B2 JP2006241324A JP2006241324A JP4743629B2 JP 4743629 B2 JP4743629 B2 JP 4743629B2 JP 2006241324 A JP2006241324 A JP 2006241324A JP 2006241324 A JP2006241324 A JP 2006241324A JP 4743629 B2 JP4743629 B2 JP 4743629B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- signals
- weights
- array antenna
- received
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Description
この発明は、アダプティブアレーアンテナ受信装置に関するものである。 The present invention relates to an adaptive array antenna receiving apparatus.
高速無線伝送システムとして、無線LAN(Local Area Network)の普及が進んでいる。無線LANの規格のうち、IEEE802.11aおよびgにおいては、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)伝送方式が変調方式として採用されている。また、OFDM方式は、一部でサービスが開始されている地上波デジタル放送において採用されている。 As a high-speed wireless transmission system, a wireless LAN (Local Area Network) is spreading. Among the wireless LAN standards, IEEE 802.11a and g employ an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) transmission system as a modulation system. In addition, the OFDM method is adopted in terrestrial digital broadcasting, for which some services have been started.
OFDMは、直交する多数のキャリアを用いた変調方式であり、マルチキャリアディジタル変調方式の一種である。そして、OFDMは、周波数利用効率が比較的良好であり、FFT(Fast Fourier Transform)による変復調処理が可能である等の多くの特徴を有する。 OFDM is a modulation scheme that uses a large number of orthogonal carriers, and is a type of multicarrier digital modulation scheme. OFDM has a number of features such as relatively high frequency utilization efficiency and being capable of modulation / demodulation processing by FFT (Fast Fourier Transform).
各キャリアは、周波数選択性フェージングに対して低い伝送レートに設定されているので、1つのキャリアをみるとフラットフェージングとなる。また、遅延波の影響を軽減するために、各OFDMシンボルの先頭にガード区間が設定されている。そのため、特に、マルチパス環境において、単一キャリア方式に対して優れた性能を発揮する。 Since each carrier is set to a low transmission rate with respect to frequency selective fading, flat fading is observed when one carrier is seen. In addition, a guard interval is set at the head of each OFDM symbol in order to reduce the influence of delayed waves. Therefore, particularly in a multipath environment, it exhibits excellent performance with respect to the single carrier method.
一方、アダプティブアレーアンテナは、干渉波を抑圧することで、良好な通信品質を確保するシステムとして知られている。その動作原理の1つであるMMSE(Minimum Mean Square Error)アダプティブアレーアンテナは、受信側で用意する参照信号と実際のアレー出力信号との誤差信号を最小にすることによって最適なウェイトを決定するシステムである。厳密には、参照信号として所望波そのものを必要とするが、実際には、所望信号の性質(周波数帯域、変調方式等)に関する予備知識があるので、アレーの合成出力信号を処理することによって適切な参照信号を得ることができる。 On the other hand, an adaptive array antenna is known as a system that ensures good communication quality by suppressing interference waves. An MMSE (Minimum Mean Square Error) adaptive array antenna, which is one of the operation principles, is a system that determines an optimum weight by minimizing an error signal between a reference signal prepared on the receiving side and an actual array output signal. It is. Strictly speaking, the desired signal itself is required as a reference signal. However, in practice, since there is prior knowledge about the properties (frequency band, modulation method, etc.) of the desired signal, it is appropriate to process the combined output signal of the array. Can be obtained.
このようなウェイトを最適化する方法として、OFDMシンボルからヘッドガードインターバルおよびテイルガードインターバルを抽出し、その抽出したヘッドガードインターバルがテイルガードインターバルに一致するようにウェイトを最適化することを5〜6個のOFDMシンボル区間にわたって行ない、ウェイトを最終的に最適化させる方法が提案されている(非特許文献1)。
しかし、非特許文献1に記載された方法では、1つのシンボル区間においてヘッドガードインターバルがテイルガードインターバルに一致するように調整したウェイトを次のシンボル区間におけるウェイトの調整に用いるため、ウェイトが最終的に最適化されるのに長時間を要するという問題がある。
However, in the method described in
そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、受信処理が開始されるまでにウェイトの最適化を完了するアダプティブアレーアンテナ受信装置を提供することである。 Therefore, the present invention has been made to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide an adaptive array antenna receiving apparatus that completes optimization of weights before reception processing is started.
この発明によれば、アダプティブアレーアンテナ受信装置は、送信データが格納された複数のデータ区間を含む送信信号を受信処理するアダプティブアレーアンテナ受信装置であって、アレーアンテナと、ウェイト制御器と、信号処理手段とを備える。アレーアンテナは、複数のアンテナ素子によって複数の受信信号を受信する。ウェイト制御器は、複数のデータ区間のうちの1つのデータ区間に含まれ、かつ、同一波形からなる第1および第2の信号の受信信号に基づいて、複数の受信信号から信号電力対干渉電力比または信号電力対雑音電力比を最大化した合成受信信号を生成するための複数のウェイトを複数のデータ区間の受信信号の受信処理が開始されるまでに最適化させる。信号処理手段は、ウェイト制御器によって最適化された複数のウェイトを用いて複数のデータ区間の受信信号を処理し、復調信号を出力する。そして、ウェイト制御器は、複数のウェイトが乗算される前の第1の信号の受信信号を複数のウェイトが乗算された後の第2の信号の受信信号に近づける複数のウェイトの好適化処理を繰り返し行い、複数のウェイトを最適化させる。 According to the present invention, an adaptive array antenna receiving apparatus is an adaptive array antenna receiving apparatus that receives and processes a transmission signal including a plurality of data sections in which transmission data is stored, the array antenna, a weight controller, a signal And processing means. The array antenna receives a plurality of received signals by a plurality of antenna elements. The weight controller includes signal power versus interference power from a plurality of received signals based on the received signals of the first and second signals that are included in one data section of the plurality of data sections and have the same waveform. A plurality of weights for generating a combined reception signal in which the ratio or the signal power to noise power ratio is maximized are optimized until reception processing of reception signals in a plurality of data sections is started. The signal processing means processes the received signals in a plurality of data sections using a plurality of weights optimized by the weight controller, and outputs a demodulated signal. Then, the weight controller performs a plurality of weight optimization processing for bringing the received signal of the first signal before being multiplied by the plurality of weights closer to the received signal of the second signal after being multiplied by the plurality of weights. Repeat to optimize multiple weights.
好ましくは、送信信号は、アレーアンテナにおける受信特性を調整するためのプリアンブルを更に含む。ウェイト制御器は、プリアンブルの受信信号および1つのデータ区間の受信信号を用いて好適化処理を繰り返し行なう。 Preferably, the transmission signal further includes a preamble for adjusting reception characteristics in the array antenna. The weight controller repeatedly performs the optimization process using the received signal of the preamble and the received signal of one data section.
好ましくは、アダプティブアレーアンテナ受信装置は、干渉波検出器を更に備える。干渉波検出器は、複数の受信信号に対する干渉波の発生および/または消滅を検出する。ウェイト制御器は、干渉波検出器が干渉波の発生および/または消滅を検出すると、好適化処理を繰り返し行なう。 Preferably, the adaptive array antenna receiving apparatus further includes an interference wave detector. The interference wave detector detects the occurrence and / or disappearance of interference waves for a plurality of received signals. The weight controller repeatedly performs the optimization process when the interference wave detector detects the occurrence and / or disappearance of the interference wave.
この発明においては、複数のアンテナ素子によって受信された受信信号の受信処理が開始されるまでに、1つのデータ区間に含まれる同一波形を有する第1および第2の信号の受信信号に基づいて、受信信号から信号電力対干渉電力比または信号電力対雑音電力比を最大化した合成受信信号を生成するための複数のウェイトの好適化処理が繰り返し行なわれ、その好適化処理が行なわれた複数のウェイトを用いて受信信号の受信処理が行なわれる。 In the present invention, based on the received signals of the first and second signals having the same waveform included in one data section until the reception processing of the received signals received by the plurality of antenna elements is started, A plurality of weight optimization processes for generating a composite reception signal in which the signal power-to-interference power ratio or the signal power-to-noise power ratio is maximized from the reception signal are repeatedly performed, and the plurality of optimization processes are performed. Reception processing of the received signal is performed using the weight.
従って、この発明によれば、受信処理が開始されるまでにウェイトの最適化を完了して受信信号の受信処理を行なうことができる。 Therefore, according to the present invention, it is possible to complete the optimization of the weight and start the reception process of the reception signal before the reception process is started.
本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。 Embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.
[実施の形態1]
図1は、この発明の実施の形態1によるアダプティブアレーアンテナ受信装置の構成を示す概略ブロック図である。この発明の実施の形態1によるアダプティブアレーアンテナ受信装置100は、アレーアンテナ10と、バッファ20と、乗算器31〜3M(Mは2以上の整数)と、加算器40と、テイル検出器50と、ヘッド検出器60と、ウェイト制御器70と、GI(Guard Interval)除去器80と、FFT90と、チャネル推定器110と、復調器120とを備える。
[Embodiment 1]
1 is a schematic block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna receiving apparatus according to
アレーアンテナ10は、M個のアンテナ素子1〜Mからなる。そして、アレーアンテナ10は、到来する電波をアンテナ素子1〜Mによって受信し、M個の受信信号RS_1〜RS_Mをバッファ20へ出力する。
The
バッファ20は、アレーアンテナ10からのM個の受信信号RS_1〜RS_Mを、一定時間、保持するとともに、その保持したM個の受信信号RS_1〜RS_Mをテイル検出器50へ出力し、その保持したM個の受信信号RS_1〜RS_MをそれぞれM個の乗算器31〜3Mへ出力する。
The
乗算器31〜3Mは、バッファ20からM個の受信信号RS_1〜RS_Mを受け、ウェイト制御器70からM個のウェイトw1(i)〜wM(i)を受ける。なお、iは、i=0,1,2,3,・・・からなり、M個のウェイトw1(i)〜wM(i)を後述する方法によって好適化する好適化処理の回数を表す。そして、乗算器31〜3Mは、それぞれ、受信信号RS_1〜RS_Mとウェイトw1(i)〜wM(i)とをそれぞれ乗算し、その乗算結果RS_1*w1(i)〜RS_M*wM(i)を加算器40へ出力する。
The multipliers 31 to 3 </ b> M receive M received signals RS_ <b> 1 to RS_M from the
加算器40は、乗算器31〜3MからM個の乗算結果RS_1*w1(i)〜RS_M*wM(i)を受け、その受けたM個の乗算結果RS_1*w1(i)〜RS_M*wM(i)を加算して合成出力信号RSを生成する。そして、加算器40は、その生成した合成出力信号RSをヘッド検出器60およびGI除去器80へ出力する。
The
テイル検出器50は、バッファ20からM個の受信信号RS_1〜RS_Mを受け、その受けたM個の受信信号RS_1〜RS_MからM個のテイル信号RSt_1〜RSt_Mを検出し、その検出したM個のテイル信号RSt_1〜RSt_Mをウェイト制御器70へ出力する。
The
ヘッド検出器60は、加算器40から合成出力信号RSを受け、その受けた合成出力信号RSからヘッド信号RSh(i)を検出する。そして、ヘッド検出器60は、その検出したヘッド信号RSh(i)をウェイト制御器70へ出力する。
The
ウェイト制御器70は、テイル検出器50からM個のテイル信号RSt_1〜RSt_Mを受け、ヘッド検出器60からヘッド信号RSh(i)を受ける。そして、ウェイト制御器70は、M個のテイル信号RSt_1〜RSt_MとM個のウェイトw1(i)〜wM(i)との重み付き合成結果とヘッド信号RSh(i)との二乗誤差が最小になるようにM個のウェイトw1(i)〜wM(i)を調整し、その調整したM個のウェイトw1(i+1)〜wM(i+1)をそれぞれ乗算器31〜3Mへ出力する。
The
その後、ウェイト制御器70は、M個のウェイトw1(i+1)〜wM(i+1)を用いて合成された合成出力信号RSから検出されたヘッド信号RSh(i+1)を受け、その受けたヘッド信号RSh(i+1)と合成テイル信号RStとの二乗誤差が最小となるようにM個のウェイトw1(i+1)〜wM(i+1)を調整し、その調整したM個のウェイトw1(i+1)〜wM(i+1)をそれぞれ乗算器31〜3Mへ出力する。
Thereafter, the
ウェイト制御器70は、調整したM個のウェイトw1(i)〜wM(i)を反映した合成出力信号RSから検出されたヘッド信号RSh(i)を用いてM個のウェイトw1(i)〜wM(i)の調整を基準回数(例えば、5〜6回)だけ繰り返す。これにより、M個のウェイトw1(i)〜wM(i)は、最適化する。
The
GI除去器80は、加算器40から合成出力信号RSを受け、その受けた合成出力信号RSからガードインターバルを除去し、ガードインターバルが除去された合成出力信号RSをFFT90へ出力する。FFT90は、GI除去器80から受けた合成出力信号RSに対して高速フーリエ変換を施し、高速フーリエ変換後の合成出力信号RSをチャネル推定器110および復調器120へ出力する。
The
チャネル推定器110は、FFT90から受けた合成出力信号RSに基づいて、各パイロットサブキャリア(PSC:Pilot Sub−Carrier)ごとに伝搬路変動を推定するとともに、その推定した伝搬路変動に基づいて、パイロットサブキャリア間に存在する複数のサブキャリアを一次補間する。そして、チャネル推定器110は、推定した伝搬路変動と、一次補間の結果とを復調器120へ出力する。
復調器120は、FFT90から受けた合成出力信号RSと、チャネル推定器110から受けた伝搬路変動および一次補間の結果に基づいて、合成出力信号RSを復調し、復調信号を出力する。
図2は、図1に示すアダプティブアレーアンテナ受信装置100が受信の対象とするデータの単位を示すタイムスロットの構成図である。タイムスロットTSLは、プリアンブルPREと、ペイロードPLDとを含む。
FIG. 2 is a time slot configuration diagram showing a unit of data to be received by the adaptive array
プリアンブルPREは、タイムスロットTSLの先頭に設けられている。そして、プリアンブルPREは、同じ信号が2回以上連続して書き込まれており、アレーアンテナ10における利得等の受信特性を調整するために用いられる。
The preamble PRE is provided at the head of the time slot TSL. In the preamble PRE, the same signal is continuously written twice or more, and is used to adjust reception characteristics such as gain in the
ペイロードPLDは、n(nは2以上の整数)個のシンボルSYM1〜SYMnからなる。n個のシンボルSYM1〜SYMnの各々は、GIと、データとを含む。GIは、各シンボルSYM1〜SYMnの先頭に設けられる。 The payload PLD includes n (n is an integer of 2 or more) symbols SYM1 to SYMn. Each of n symbols SYM1 to SYMn includes GI and data. The GI is provided at the head of each symbol SYM1 to SYMn.
図3は、図2に示す1つのシンボルを示す概念図である。GIは、データの後尾のテイル(Tail)をコピーした波形からなる。1つのシンボルは、シンボル長SYMLを有し、データは、有効シンボル長SYMELを有する。このように、1つのシンボルは、データの後尾のテイル(Tail)と同じ波形からなるGIを先頭に含む。 FIG. 3 is a conceptual diagram showing one symbol shown in FIG. The GI is composed of a waveform obtained by copying the tail of the data. One symbol has a symbol length SYML, and the data has an effective symbol length SYMEL. Thus, one symbol includes a GI having the same waveform as the tail of the tail of the data at the head.
上述したように、データは、n個のシンボルSYM1〜SYMnに格納されてタイムスロットTSLを単位として送受信される。従って、アダプティブアレーアンテナ受信装置100は、各々がデータを含むn個のシンボルSYM1〜SYMnを有するタイムスロットTSLを受信の対象とする。
As described above, data is stored in n symbols SYM1 to SYMn and transmitted / received in units of time slots TSL. Therefore, adaptive
図4は、M個のウェイトw1(i)〜wM(i)の最適化方法を説明するための図である。アレーアンテナ10は、アンテナ素子1〜Mによって1つのタイムスロットTSLを受信し、n個のシンボルSYM1〜SYMnに対する受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)をバッファ20へ順次出力する。この場合、受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)は、それぞれ、シンボルSYM1〜SYMnの受信信号である。
FIG. 4 is a diagram for explaining an optimization method of M weights w 1 (i) to w M (i). The
バッファ20は、受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)をアレーアンテナ10から順次受け、アレーアンテナ10から最初に受けた受信信号RS_1(1)〜RS_M(1)を乗算器31〜3Mおよびテイル検出器50へ出力する。そして、バッファ20は、M個のウェイトw1(i)〜wM(i)がウェイト制御器70によって最適化される一定時間Tconstだけ受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)を保持し、一定時間Tconstが経過すると、受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)を乗算器31〜3Mへ順次出力する。
The
乗算器31〜3Mは、M個のウェイトの初期値w1(0)〜wM(0)をウェイト制御器70から受け、バッファ20から受信信号RS_1(1)〜RS_M(1)をそれぞれ受ける。そして、乗算器31〜3Mは、受信信号RS_1(1)〜RS_M(1)にそれぞれM個のウェイトの初期値w1(0)〜wM(0)を乗算し、その乗算結果RS_1(1)*w1(0)〜RS_M(1)*wM(0)を加算器40へ出力する。
Multipliers 31 to 3M receive initial values w 1 (0) to w M (0) of M weights from
加算器40は、乗算器31〜3Mからそれぞれ乗算結果RS_1(1)*w1(0)〜RS_M(1)*wM(0)を受け、その受けた乗算結果RS_1(1)*w1(0)〜RS_M(1)*wM(0)を加算して合成出力信号RS(0)を生成する。そして、加算器40は、合成出力信号RS(0)をヘッド検出器60へ出力する。
The
テイル検出器50は、バッファ20から受信信号RS_1(1)〜RS_M(1)を受け、その受けた受信信号RS_1(1)〜RS_M(1)からそれぞれテイル信号RSt_1(1)〜RSt_M(1)を検出する。そして、テイル検出器50は、その検出したテイル信号RSt_1(1)〜RSt_M(1)をウェイト制御器70へ出力する。また、ヘッド検出器60は、合成出力信号RS(0)からヘッド信号RSh(0)を検出し、その検出したヘッド信号RSh(0)をウェイト制御器70へ出力する。
The
ウェイト制御器70は、テイル検出器50からテイル信号RSt_1(1)〜RSt_M(1)を受け、ヘッド検出器60からヘッド信号RSh(0)を受ける。そして、ウェイト制御器70は、テイル信号RSt_1(1)〜RSt_M(1)を合成して合成テイル信号RStを生成する。これによって、図4に示すシンボルSYM1からヘッド信号RShおよび合成テイル信号RStが抽出される。なお、合成テイル信号RStは、M個のテイル信号RSt_1〜RSt_MとM個のウェイトw1(i)〜wM(i)との重み付け合成により生成される。
The
そうすると、ウェイト制御器70は、抽出したヘッド信号RSh(0)および合成テイル信号RStに基づいて、ヘッド信号RSh(0)と合成テイル信号RStとの二乗誤差が最小になるようにM個のウェイトw1(1)〜wM(1)を演算し、その演算したM個のウェイトw1(1)〜wM(1)をそれぞれ乗算器31〜3Mへ出力する。
Then, the
そして、乗算器31〜3Mは、ウェイト制御器70からM個のウェイトw1(1)〜wM(1)を受けると、受信信号RS_1(1)〜RS_M(1)にそれぞれM個のウェイトw1(1)〜wM(1)を乗算し、その乗算結果RS_1(1)*w1(1)〜RS_M(1)*wM(1)を加算器40へ出力する。
Upon receiving M weights w 1 (1) to w M (1) from the
加算器40は、乗算器31〜3Mからそれぞれ乗算結果RS_1(1)*w1(1)〜RS_M(1)*wM(1)を受け、その受けた乗算結果RS_1(1)*w1(1)〜RS_M(1)*wM(1)を加算して合成出力信号RS(1)を生成する。そして、加算器40は、合成出力信号RS(1)をヘッド検出器60へ出力する。ヘッド検出器60は、合成出力信号RS(1)からヘッド信号RSh(1)を検出し、その検出したヘッド信号RSh(1)をウェイト制御器70へ出力する。
The
ウェイト制御器70は、ヘッド検出器60からヘッド信号RSh(1)を受けると、ヘッド信号RSh(1)と合成テイル信号RStとの二乗誤差が最小になるようにM個のウェイトw1(2)〜wM(2)を演算し、その演算したM個のウェイトw1(2)〜wM(2)をそれぞれ乗算器31〜3Mへ出力する。
When receiving the head signal RSh (1) from the
以後、ウェイト制御器70は、ヘッド信号RSh(i)と合成テイル信号RStとの二乗誤差が最小になるようにM個のウェイトw1(i)〜wM(i)を演算する好適化処理を基準回数i_std(例えば、5〜6回)だけ繰り返す。そして、ウェイト制御器70は、M個のウェイトw1(i)〜wM(i)の好適化処理の回数が基準回数t_stdに達すると、M個のウェイトw1(i)〜wM(i)が最適化されたと判定し、M個のウェイトw1(i_std)〜wM(i_std)をそれぞれ乗算器31〜3Mへ出力する。ウェイト制御器70は、このM個のウェイトw1(i)〜wM(i)の好適化処理を一定時間Tconstのうちに基準回数i_stdだけ繰り返し行ない、最適化したM個のウェイトw1(i_std)〜wM(i_std)をそれぞれ乗算器31〜3Mへ出力する。
Thereafter, the
即ち、ウェイト制御器70は、バッファ20が受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)を保持している一定時間Tconstの間に、M個のウェイトw1(i_std)〜wM(i_std)を生成し、バッファ20が受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)をそれぞれ乗算器31〜3Mへ出力する時点では、M個のウェイトw1(i_std)〜wM(i_std)の乗算器31〜3Mへの出力を完了している。
That is, in the
そうすると、乗算器31〜3Mは、受信信号RS_1(1)〜RS_M(1)にそれぞれM個のウェイトw1(i_std)〜wM(i_std)を乗算し、その乗算結果RS_1(1)*w1(i_std)〜RS_M(1)*wM(i_std)を加算器40へ出力する。その後、乗算器31〜3Mは、受信信号RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)にそれぞれM個のウェイトw1(i_std)〜wM(i_std)を順次乗算し、その乗算結果RS_1(2)*w1(i_std)〜RS_M(2)*wM(i_std),RS_1(3)*w1(i_std)〜RS_M(3)*wM(i_std),・・・,RS_1(n)*w1(i_std)〜RS_M(n)*wM(i_std)を加算器40へ順次出力する。
Then, the multipliers 31 to 3M multiply the reception signals RS_1 (1) to RS_M (1) by M weights w 1 (i_std) to w M (i_std), respectively, and the multiplication result RS_1 (1) * w 1 (i_std) to RS_M (1) * w M (i_std) are output to the
加算器40は、乗算器31〜3Mから乗算結果RS_1(1)*w1(i_std)〜RS_M(1)*wM(i_std),RS_1(2)*w1(i_std)〜RS_M(2)*wM(i_std),RS_1(3)*w1(i_std)〜RS_M(3)*wM(i_std),・・・,RS_1(n)*w1(i_std)〜RS_M(n)*wM(i_std)を順次受ける。そして、加算器40は、乗算結果RS_1(1)*w1(i_std)〜RS_M(1)*wM(i_std)を加算してシンボルSYM1の受信信号である合成出力信号RS1をGI除去器80へ出力し、その後、乗算結果RS_1(2)*w1(i_std)〜RS_M(2)*wM(i_std)を加算してシンボルSYM2の受信信号である合成出力信号RS2をGI除去器80へ出力し、以下、同様にして乗算結果RS_1(n)*w1(i_std)〜RS_M(n)*wM(i_std)を加算してシンボルSYMnの受信信号である合成出力信号RSnをGI除去器80へ出力する。
The
このように、この発明においては、受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)の受信処理が開始されるまでに、n個のシンボルSYM1〜SYMnのうちの最初のシンボルSYM1に含まれるヘッド信号RShおよびM個のテイル信号RSt_1〜RSt_Mが検出され、その検出されたM個のテイル信号RSt_1〜RSt_MとM個のウェイトw1(i)〜wM(i)との重み付け合成結果と、ヘッド信号RShとの二乗誤差が最小になるようにM個のウェイトw1(i)〜wM(i)が最適化される。そして、最適化されたM個のウェイトw1(i)〜wM(i)を用いて受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)の受信処理が行なわれる。
As described above, in the present invention, reception processing of the reception signals RS_1 (1) to RS_M (1), RS_1 (2) to RS_M (2),..., RS_1 (n) to RS_M (n) is started. Until the head signal RSh and M tail signals RSt_1 to RSt_M included in the first symbol SYM1 among the n symbols SYM1 to SYMn are detected, and the detected M tail signals RSt_1 to RSt_M the M weights w 1 (i) ~w M (i) and weighted combination result between, M-number of the
従って、この発明によれば、受信処理が開始されるまでにM個のウェイトw1(i)〜wM(i)の最適化を完了して受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)の受信処理を行なうことができる。 Therefore, according to the present invention, the optimization of the M weights w 1 (i) to w M (i) is completed before the reception process is started, and the reception signals RS_1 (1) to RS_M (1), RS_1 (2) to RS_M (2),..., RS_1 (n) to RS_M (n) can be received.
図5は、パイロットサブキャリアのタイミングチャートである。OFDM伝送方式においては、相互に異なる周波数を有する複数のサブキャリアが存在する。以下、無線LANの一方式であるIEEE802.11a方式におけるサブキャリア配置を例に説明する。 FIG. 5 is a timing chart of pilot subcarriers. In the OFDM transmission scheme, there are a plurality of subcarriers having different frequencies. Hereinafter, an example of subcarrier arrangement in the IEEE 802.11a system, which is one system of the wireless LAN, will be described.
IEEE802.11a方式においては、52個のサブキャリアが設けられている。52個のサブキャリアのうち、14個のサブキャリアごとに1個のパイロットサブキャリアPSCが存在する。その結果、4個のパイロットサブキャリアPSC0〜PSC3が存在する。 In the IEEE802.11a system, 52 subcarriers are provided. Of the 52 subcarriers, one pilot subcarrier PSC exists for every 14 subcarriers. As a result, there are four pilot subcarriers PSC0 to PSC3.
52個のサブキャリアの周波数をf0を除くf−26〜f26とすると、パイロットサブキャリアPSC0〜PSC3は、それぞれ、周波数f−21,f−7,f7,f21を有し、サブキャリアSC0〜SC4,SC6〜SC18,SC20〜SC25,SC27〜SC32,SC34〜SC46,SC48〜SC52は、それぞれ、周波数f−26〜f−22,f−20〜f−8,f−6〜f−1,f1〜f6,f8〜f20,f22〜f26を有する。 Assuming that the frequencies of 52 subcarriers are f-26 to f26 excluding f0, pilot subcarriers PSC0 to PSC3 have frequencies f-21, f-7, f7, and f21, respectively, and subcarriers SC0 to SC4. , SC6 to SC18, SC20 to SC25, SC27 to SC32, SC34 to SC46, SC48 to SC52 have frequencies f-26 to f-22, f-20 to f-8, f-6 to f-1, and f1, respectively. To f6, f8 to f20, and f22 to f26.
パイロットサブキャリアPSC0〜PSC3の各々は、振幅が一定の信号であり、時間方向に複数のシンボルを含む。また、4個のパイロットサブキャリアPSC0〜PSC3は、既知の位相を有する。そして、図1に示すチャネル推定器110は、4個のパイロットサブキャリアPSC0〜PSC3の複素振幅、即ち、振幅および位相を予め知っている。
Each of pilot subcarriers PSC0 to PSC3 is a signal having a constant amplitude, and includes a plurality of symbols in the time direction. Further, the four pilot subcarriers PSC0 to PSC3 have known phases. The
図1に示すチャネル推定器110は、FFT90から受けた受信信号に基づいて、4個のパイロットサブキャリアPSC0〜PSC3を検出し、その検出した4個のパイロットサブキャリアPSC0〜PSC3の複素振幅と予め知っている複素振幅とを用いて各々のサブキャリアにおける伝搬路変動HPSC0〜HPSC3を推定する。そして、チャネル推定器110は、推定した伝搬路変動HPSC0〜HPSC3に基づいて、サブキャリアSC0〜SC4,SC6〜SC18,SC20〜SC25,SC27〜SC32,SC34〜SC46,SC48〜SC52における伝搬路変動の推定結果HSC0〜HSC4,HSC6〜HSC18,HSC20〜HSC25,HSC27〜HSC32,HSC34〜HSC46,HSC48〜HSC52を2つのパイロットサブキャリア間で一次の線形に並ぶように一時補間する。
より具体的には、チャネル推定器110は、サブキャリアSC0〜SC4の伝搬路変動の推定結果HSC0〜HSC4がパイロットサブキャリアPSC0の伝送路変動の推定結果HPSC0の位相と一次の線形に並ぶように一次補間を行ない、サブキャリアSC6〜SC18の伝搬路変動の推定結果HSC6〜HSC18がパイロットサブキャリアPSC0の伝搬路変動の推定結果HPSC0とパイロットサブキャリアPSC1の伝搬路変動の推定結果HPSC1との間で一次の線形に並ぶように一次補間する。チャネル推定器110は、サブキャリアSC20〜SC25,SC27〜SC32,SC34〜SC46,SC48〜SC52の伝搬路変動の推定結果HSC20〜HSC25,HSC27〜HSC32,HSC34〜HSC46,HSC48〜HSC52についても、同様に一次補間を行なう。
More specifically,
そして、チャネル推定器110は、パイロットサブキャリアPSC0〜PSC3の伝搬路変動の推定結果HPSC0〜HPSC3と、一次補間したサブキャリアSC0〜SC4,SC6〜SC18,SC20〜SC25,SC27〜SC32,SC34〜SC46,SC48〜SC52における伝搬路変動の推定結果HSC0〜HSC4,HSC6〜HSC18,HSC20〜HSC25,HSC27〜HSC32,HSC34〜HSC46,HSC48〜HSC52とを復調器120へ出力する。
The
図6は、図1に示すアダプティブアレーアンテナ受信装置100における受信信号の受信処理を説明するためのフローチャートである。一連の動作が開始されると、アレーアンテナ10は、M個のアンテナ素子1〜Mによって、複数のデータ区間(シンボルSYM1〜SYMn)を含む送信信号を受信し(ステップS1)、その受信した複数のデータ区間に対する受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)をバッファ20へ順次出力する。
FIG. 6 is a flowchart for explaining reception signal reception processing in adaptive array
そして、バッファ20は、受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)のうち、最初のデータ区間の受信信号RS_1(1)〜RS_M(1)をそれぞれ乗算器31〜3Mへ出力するとともに、テイル検出器50へ出力する。
The
その後、乗算器31〜3Mは、ウェイト制御器70から受けたM個のウェイトの初期値w1(0)〜wM(0)と受信信号RS_1(1)〜RS_M(1)とをそれぞれ乗算し、その乗算結果RS_1(1)*w1(0)〜RS_M(1)*wM(0)を加算器40へ出力する。加算器40は、乗算結果RS_1(1)*w1(0)〜RS_M(1)*wM(0)を加算して合成出力信号RS(0)を生成してヘッド検出器60へ出力し、ヘッド検出器60は、合成出力信号RS(0)からヘッド信号RSh(0)を検出してウェイト制御器70へ出力する。
Thereafter, multipliers 31 to 3M multiply initial values w 1 (0) to w M (0) of M weights received from
また、テイル検出器50は、受信信号RS_1(1)〜RS_M(1)に基づいて、テイル信号RSt_1(1)〜RSt_M(1)を検出してウェイト制御器70へ出力する。これによって、複数のデータ区間のうちの最初のデータ区間の受信信号RS_1(1)〜RS_M(1)に基づいて、ヘッド信号RSh(0)およびM個のテイル信号RSt_1〜RSt_Mが検出される(ステップS2)。
Further, the
その後、ウェイト制御器70は、i=1を設定し(ステップS3)、M個のテイル信号RSt_1(1)〜RSt_M(1)とM個のウェイトw1(0)〜wM(0)との重み付け合成結果を演算する。そして、ウェイト制御器70は、その演算した重み付け演算結果と、ヘッド信号RSh(i−1)(=RSh(0))との二乗誤差が最小になるように複数のウェイトw1(i)〜wM(i)を演算し(ステップS4)、その演算した複数のウェイトw1(i)〜wM(i)をそれぞれ乗算器31〜3Mへ出力する。
Thereafter, the
乗算器31〜3Mは、ウェイト制御器70から受けたM個のウェイトw1(i)〜wM(i)と受信信号RS_1(1)〜RS_M(1)とをそれぞれ乗算し、その乗算結果RS_1(1)*w1(i)〜RS_M(1)*wM(i)を加算器40へ出力する。加算器40は、乗算結果RS_1(1)*w1(i)〜RS_M(1)*wM(i)を加算して合成出力信号RS(i)を生成してヘッド検出器60へ出力し、ヘッド検出器60は、合成出力信号RS(i)からヘッド信号RSh(i)を検出してウェイト制御器70へ出力する。
Multipliers 31 to 3M respectively multiply M weights w 1 (i) to w M (i) received from
これによって、複数のウェイトw1(i)〜wM(i)と受信信号RS_1(1)〜RS_M(1)とを用いて合成出力信号RS(i)が生成され、その生成された合成出力信号RS(i)からヘッド信号RSh(i)が検出される(ステップS5)。 As a result, a combined output signal RS (i) is generated using the plurality of weights w 1 (i) to w M (i) and the received signals RS_1 (1) to RS_M (1), and the generated combined output is generated. A head signal RSh (i) is detected from the signal RS (i) (step S5).
その後、ウェイト制御器70は、i=i_stdであるか否かを判定し(ステップS6)、i=i_stdでないとき、i=i+1を設定する(ステップS7)。
Thereafter, the
そして、一連の動作は、ステップS4へ戻り、ステップS6においてi=i_stdであると判定されるまで、上述したステップS4〜ステップS7が繰り返し実行される。その後、ステップS6において、i=i_stdであると判定されると、ウェイト制御器70は、複数のウェイトw1(i)〜wM(i)が最適化されたと判定し(ステップS8)、M個のウェイトw1(i_std)〜wM(i_std)をそれぞれ乗算器31〜3Mへ出力する。
And a series of operation | movement returns to step S4, and step S4-step S7 mentioned above are repeatedly performed until it determines with it being i = i_std in step S6. Thereafter, when it is determined in step S6 that i = i_std, the
ウェイト制御器70が複数のウェイトw1(i)〜wM(i)が最適化されたと判定した後に、バッファ20は、一定時間Tconstが経過したことを検知し、受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)をそれぞれ乗算器31〜3Mへ順次出力する。
After the
そして、乗算器31〜3Mは、それぞれ、受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)とM個のウェイトw1(i_std)〜wM(i_std)とを乗算し、その乗算結果RS_1(1)*w1(i_std)〜RS_M(1)*wM(i_std),RS_1(2)*w1(i_std)〜RS_M(2)*wM(i_std),・・・,RS_1(n)*w1(i_std)〜RS_M(n)*wM(i_std)を加算器40へ順次出力する。
The multipliers 31 to 3M respectively receive the received signals RS_1 (1) to RS_M (1), RS_1 (2) to RS_M (2),..., RS_1 (n) to RS_M (n). The weights w 1 (i_std) to w M (i_std) are multiplied, and the multiplication results RS_1 (1) * w 1 (i_std) to RS_M (1) * w M (i_std), RS_1 (2) * w 1 ( i_std) to RS_M (2) * w M (i_std),..., RS_1 (n) * w 1 (i_std) to RS_M (n) * w M (i_std) are sequentially output to the
加算器40は、乗算結果RS_1(1)*w1(i_std)〜RS_M(1)*wM(i_std),RS_1(2)*w1(i_std)〜RS_M(2)*wM(i_std),・・・,RS_1(n)*w1(i_std)〜RS_M(n)*wM(i_std)を順次受け、その受けた乗算結果RS_1(1)*w1(i_std)〜RS_M(1)*wM(i_std),RS_1(2)*w1(i_std)〜RS_M(2)*wM(i_std),・・・,RS_1(n)*w1(i_std)〜RS_M(n)*wM(i_std)を順次加算し、その合成出力信号RS1〜RSnをGI除去器80へ順次出力する。この場合、合成出力信号RS1は、乗算結果RS_1(1)*w1(i_std)〜RS_M(1)*wM(i_std)の加算結果からなり、合成出力信号RS2は、乗算結果RS_1(2)*w1(i_std)〜RS_M(2)*wM(i_std)の加算結果からなり、以下、同様にして、合成出力信号RSnは、乗算結果RS_1(n)*w1(i_std)〜RS_M(n)*wM(i_std)の加算結果からなる。
The
GI除去器80は、合成出力信号RS1〜RSnを順次受け、その受けた合成出力信号RS1〜RSnからガードインターバル(GI)を順次除去する。そして、GI除去器80は、ガードインターバル(GI)を除去した合成出力信号RS1〜RSnをFFT90へ順次出力し、FFT90は、GI除去器80から受けた合成出力信号RS1〜RSnを、順次、高速フーリエ変換し、その高速フーリエ変換した合成出力信号RS1〜RSnをチャネル推定器110および復調器120へ出力する。
The GI remover 80 sequentially receives the combined output signals RS1 to RSn and sequentially removes the guard intervals (GI) from the received combined output signals RS1 to RSn. The GI remover 80 sequentially outputs the combined output signals RS1 to RSn from which the guard interval (GI) has been removed to the
チャネル推定器110は、FFT90から受けた合成出力信号RS1〜RSnに基づいて、上述した方法によってチャネル推定(パイロットサブキャリアPSCにおける伝搬路変動の推定とサブキャリアSCの一次補間)を行ない、チャネル推定の結果を復調器120へ出力する。
復調器120は、FFT90から受けた合成出力信号RS1〜RSnと、チャネル推定器110から受けたチャネル推定の結果とに基づいて、合成出力信号RS1〜RSnを復調し、復調信号を出力する。これによって、最適化された複数のウェイトを用いて複数のデータ区間の受信信号の処理が終了する(ステップS9)。そして、一連の動作が終了する。
図6に示すフローチャートにおいては、ウェイト制御器70は、ウェイトw1(i)〜wM(i)の好適化処理の回数が基準回数i_stdに達したときにウェイトw1(i)〜wM(i)が最適化されたと判定すると説明したが、この発明においては、これに限らず、ウェイト制御器70は、ヘッド信号RSh(i)の電力PWh(i)と合成テイル信号RStの電力PWtとの誤差ΔPWがしきい値PWth以下のときにウェイトw1(i)〜wM(i)が最適化されたと判定するようにしてもよい。
In the flowchart shown in FIG. 6, the
図7は、図1に示すアダプティブアレーアンテナ受信装置100における受信信号の受信処理を説明するための他のフローチャートである。図7に示すフローチャートは、図6に示すフローチャートのステップS6をステップS5A〜ステップS5Dに代えたものであり、その他は、図6に示すフローチャートと同じである。
FIG. 7 is another flowchart for explaining reception signal reception processing in adaptive array
一連の動作が開始され、上述したステップS1〜ステップS5が順次実行されると、ウェイト制御器70は、合成テイル信号RStの電力PWtを検出し(ステップS5A)、ヘッド信号RSh(i)の電力PWh(i)を検出する(ステップS5B)。
When a series of operations is started and the above-described steps S1 to S5 are sequentially executed, the
そして、ウェイト制御器70は、電力PWh(i)と電力PWtとの誤差ΔPWを演算し(ステップS5C)、誤差ΔPWがしきい値PWth以下であるか否かを判定する(ステップS5D)。
Then, the
ステップS5Dにおいて、誤差ΔPWがしきい値PWth以下でないと判定されたとき、上述したステップS7が実行され、一連の動作は、ステップS4へ戻る。そして、ステップS5Dにおいて、誤差ΔPWがしきい値PWth以下であると判定されるまで、上述したステップS4,S5,S5A〜S5D,S7が繰り返し実行される。 When it is determined in step S5D that the error ΔPW is not less than or equal to the threshold value PWth, step S7 described above is executed, and the series of operations returns to step S4. In step S5D, steps S4, S5, S5A to S5D, and S7 described above are repeatedly executed until it is determined that error ΔPW is equal to or smaller than threshold value PWth.
その後、ステップS5Dにおいて、誤差ΔPWがしきい値PWth以下であると判定されると、上述したステップS8,S9が順次実行され、一連の動作が終了する。 Thereafter, when it is determined in step S5D that error ΔPW is equal to or smaller than threshold value PWth, steps S8 and S9 described above are sequentially executed, and a series of operations is completed.
なお、上記においては、1つのシンボルSYM1に含まれるヘッド信号RShおよびM個のテイル信号RSt_1〜RSt_Mを検出し、M個のテイル信号RSt_1〜RSt_MとM個のウェイとw1〜wMとの重み付け合成結果と、ヘッド信号RShとの二乗誤差が最小になるように複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行なうと説明したが、この発明においては、これに限らず、タイムスロットTSLのプリアンブルPRE(図2参照)に含まれる2つの信号を用いて複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行なうようにしてもよい。 In the above, it detects the head signal RSh and the M-tail signal RSt_1~RSt_M contained in one symbol SYM1--, the M-tail signal RSt_1~RSt_M and M-way and w 1 and to w M Although it has been described that the optimization process of the plurality of weights w 1 to w M is repeatedly performed so that the square error between the weighted synthesis result and the head signal RSh is minimized, the present invention is not limited to this, and the time slot is not limited thereto. TSL preamble PRE may be using two signals included in (see FIG. 2) repeating preferred process of the plurality of weights w 1 to w M.
プリアンブルPREは、同一波形からなる2つの信号SG1,SG2を含む。バッファ20は、アレーアンテナ10からプリアンブルPREを受けると、信号SG1の受信信号SGR_1(1)〜SGR_M(1)と信号SG2の受信信号SGR_1(2)〜SGR_M(2)とのうち、受信信号SGR_1(1)〜SGR_M(1)をテイル検出器50へ出力し、受信信号SGR_1(2)〜SGR_M(2)をそれぞれ乗算器31〜3Mへ出力するとともに、受信信号SGR_1(1)〜SGR_M(1),SGR_1(2)〜SGR_M(2)を、一定時間Tconstだけ保持する。
The preamble PRE includes two signals SG1 and SG2 having the same waveform. When the
そして、テイル検出器50は、バッファ20から受けた受信信号SGR_1(1)〜SGR_M(1)をそのままウェイト制御器70へ出力し、乗算器31〜3Mは、受信信号SGR_1(2)〜SGR_M(2)にそれぞれウェイトw1(0)〜wM(0)を乗算して乗算結果SGR_1(2)*w1(0)〜SGR_M(2)*wM(0)を加算器40へ出力する。加算器40は、乗算結果SGR_1(2)*w1(0)〜SGR_M(2)*wM(0)を加算して合成出力信号SG2を生成し、その生成した合成出力信号SG2をヘッド検出器60へ出力する。そして、ヘッド検出器60は、加算器40から受けた合成出力信号SG2をそのままウェイト制御器70へ出力する。
Then,
ウェイト制御器70は、テイル検出器50から受けた受信信号SGR_1(1)〜SGR_M(1)に基づいて、信号SG1を合成し、信号SG1と信号SG2との二乗誤差が最小になるように複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行なう。
The
ウェイト制御器70がプリアンブルPREに含まれる2つの信号SG1,SG2に基づいて複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行なう動作は、図6に示すフローチャートまたは図7に示すフローチャートに従って行なわれる。
The operation in which the
そして、この発明においては、ウェイト制御器70は、好ましくは、プリアンブルPREに含まれる2つの信号SG1,SG2に基づく複数のウェイトw1〜wMの好適化処理と、シンボルSYM1に含まれるヘッド信号RShとM個のテイル信号RSt_1〜RSt_Mとに基づく複数のウェイトw1〜wMの好適化処理との両方を行なう。
In the present invention,
[実施の形態2]
図8は、実施の形態2によるアダプティブアレーアンテナ受信装置の構成を示す概略ブロック図である。実施の形態2によるアダプティブアレーアンテナ受信装置100Aは、図1に示すアダプティブアレーアンテナ受信装置100のウェイト制御器70およびチャネル推定器110をそれぞれウェイト制御器70Aおよびチャネル推定器110Aに代え、干渉波検出器130を追加したものであり、その他は、アダプティブアレーアンテナ受信装置100と同じである。
[Embodiment 2]
FIG. 8 is a schematic block diagram showing a configuration of an adaptive array antenna receiving apparatus according to the second embodiment. Adaptive array
アダプティブアレーアンテナ受信装置100Aにおいては、FFT90は、高速フーリエ変換した合成出力信号RS1〜RSnをチャネル推定器110Aおよび復調器120に加え、干渉波検出器130にも出力する。
In adaptive array
干渉波検出器130は、合成出力信号RS1〜RSnに含まれるパイロットサブキャリアPSCの複素振幅変動に基づいて、干渉波が合成出力信号RS1〜RSnに重畳されていること、または干渉波が合成出力信号RS1〜RSnから除去されていることを検出する。即ち、干渉波検出器130は、合成出力信号RS1〜RSnに含まれるパイロットサブキャリアPSCの複素振幅の瞬時変動量が一定以上であれば、その時点に干渉波の発生および/または消滅が起こったものと推定する。
The
そして、干渉波検出器130は、干渉波の発生および/または消滅を検出すると、干渉波が発生および/または消滅したことを示す信号SGIFを生成してウェイト制御器70Aおよびチャネル推定器110Aへ出力する。
When detecting the generation and / or disappearance of the interference wave, the
ウェイト制御器70Aは、干渉波検出器130から信号SGIFを受けると、上述した方法によって、干渉波の発生および/または消滅が起こった時点におけるシンボルを用いて複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行なう。チャネル推定器110Aは、干渉波検出器130から信号SGIFを受けると、上述した方法によって、干渉波の発生および/または消滅が起こった時点におけるシンボルを用いてチャネル推定を行なう。
When the
このように、ウェイト制御器70Aは、信号SGIFをトリガーとして干渉波の発生および/または消滅が起こった時点におけるシンボルを用いて複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行ない、チャネル推定器110Aは、信号SGIFをトリガーとしてチャネル推定を行なう。
As described above, the
図9は、干渉波の発生および/または消滅するタイミングを説明するための図である。実施の形態1において説明したように、タイムスロットTSLのペイロードPLDに含まれるシンボルSYM1のヘッド信号RShおよびテイル信号RStに基づいて、複数のウェイトw1〜wMを最適化し、その最適化された複数のウェイトw1〜wMを用いてシンボルSYM1〜SYMnに含まれるデータの受信処理を行なっている途中で干渉波IFRが検出されると、既に最適化した複数のウェイトw1〜wMを用いてシンボルSYMの正確な受信処理を行なうことができない(図9の(a)参照)。
FIG. 9 is a diagram for explaining the timing at which interference waves are generated and / or disappear. As described in the first embodiment, a plurality of weights w 1 to w M are optimized based on the head signal RSh and the tail signal RSt of the symbol SYM1 included in the payload PLD of the time slot TSL, and the optimized When middle interference wave IFR doing the reception processing of the data included in the symbol SYM1~SYMn using a plurality of
また、実施の形態1において説明したように、タイムスロットTSLのペイロードPLDに含まれるシンボルSYM1のヘッド信号RShおよびテイル信号RStに基づいて、干渉波IFRが重畳された状態で複数のウェイトw1〜wMを最適化し、その最適化した複数のウェイトw1〜wMを用いてシンボルSYM1〜SYMnに含まれるデータの受信処理を行なっている途中で干渉波IFRが消滅した場合に、既に最適化された複数のウェイトw1〜wMを用いると、シンボルSYMの最適な受信処理を行なうことができない(図9の(b)参照)。 Further, as described in the first embodiment, based on the head signal RSh and the tail signal RSt of the symbol SYM1 included in the payload PLD of the time slot TSL, a plurality of weights w 1 to w 1 in a state where the interference wave IFR is superimposed. If the optimize w M, the interference wave IFR while you are performing reception processing of the data included in the symbol SYM1~SYMn disappears using a plurality of weights w 1 to w M that its optimization, already optimized When the plurality of weights w 1 to w M are used, it is not possible to perform an optimal reception process of the symbol SYM (see FIG. 9B).
更に、実施の形態1において説明したように、タイムスロットTSLのペイロードPLDに含まれるシンボルSYM1のヘッド信号RShおよび合成テイル信号RStに基づいて、干渉波IFR1が重畳された状態で複数のウェイトw1〜wMを最適化し、その最適化した複数のウェイトw1〜wMを用いてシンボルSYM1〜SYMnに含まれるデータの受信処理を行なっている途中で新たな干渉波IFR2が発生するとともに干渉波IFR1が消滅すると、既に最適化した複数のウェイトw1〜wMを用いてシンボルSYMの正確な受信処理を行なうことができない(図9の(c)参照)。
Furthermore, as described in the first embodiment, based on the head signal RSh of the symbol SYM1 and the synthesized tail signal RSt included in the payload PLD of the time slot TSL, a plurality of weights w 1 in a state where the interference wave IFR1 is superimposed. interference with optimizing to w M, a new interference wave IFR2 occurs during that performs reception processing of data included in the symbol SYM1~SYMn using a plurality of
そこで、実施の形態2においては、図9の(a)〜(c)に示すように、干渉波IFRの発生および/または消滅を検出すると、複数のウェイトw1〜wMの好適化処理をやり直すことにしたものである。 Therefore, in the second embodiment, as shown in FIGS. 9A to 9C, when the occurrence and / or disappearance of the interference wave IFR is detected, a plurality of weights w 1 to w M are optimized. I decided to start over.
図10は、図8に示すアダプティブアレーアンテナ受信装置100Aにおける受信信号の受信処理を説明するためのフローチャートである。図10に示すフローチャートは、図6に示すフローチャートにステップS10,S11を追加したものであり、その他は、図6に示すフローチャートと同じである。
FIG. 10 is a flowchart for explaining reception signal reception processing in adaptive array
上述したステップS1〜ステップS9が順次実行されると、干渉波検出器130は、上述した方法によって、干渉波の発生および/または消滅を検出すると、信号SGIFを生成してウェイト制御器70Aへ出力する。そして、ウェイト制御器70Aは、干渉波検出器130から信号SGIFを受信したか否かによって干渉波が発生および/または消滅したか否かを判定する(ステップS10)。
When the above-described steps S1 to S9 are sequentially executed, the
そして、ステップS10において、干渉波が発生および/または消滅したと判定されたとき、一連の動作は、ステップS3へ戻り、上述したステップS3〜ステップS10が順次実行される。この場合、チャネル推定器110Aは、干渉波検出器130から信号SGIFを受けると、ステップS9において、上述した方法によってチャネル推定をやり直し、チャネル推定の結果を復調器120へ出力する。
When it is determined in step S10 that the interference wave has been generated and / or disappeared, the series of operations returns to step S3, and the above-described steps S3 to S10 are sequentially executed. In this case, when
一方、ステップS10において、干渉波が発生および/または消滅しなかったと判定されたとき、最適化した複数のウェイトを用いて複数のデータ区間の受信信号の処理が続行される(ステップS11)。そして、一連の動作は終了する。 On the other hand, when it is determined in step S10 that an interference wave has not occurred and / or disappeared, processing of received signals in a plurality of data sections is continued using a plurality of optimized weights (step S11). And a series of operation | movement is complete | finished.
図11は、図8に示すアダプティブアレーアンテナ受信装置100Aにおける受信信号の受信処理を説明するための他のフローチャートである。図11に示すフローチャートは、図7に示すフローチャートにステップS10,S11を追加したものであり、その他は、図7に示すフローチャートと同じである。
FIG. 11 is another flowchart for explaining reception signal reception processing in adaptive array
上述したステップS1〜S5,S5A〜S5D,S7〜S9が順次実行されると、図10において説明したステップS10,S11が順次実行される。そして、一連の動作は終了する。 When the above-described steps S1 to S5, S5A to S5D, and S7 to S9 are sequentially executed, steps S10 and S11 described in FIG. 10 are sequentially executed. And a series of operation | movement is complete | finished.
このように、実施の形態2においては、タイムスロットTSLを受信したときの複数のウェイトw1〜wMの好適化処理に加え、干渉波の発生および/または消滅したときに複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行なう。 Thus, in the second embodiment, a plurality of weights w 1 in addition to the preferred process of to w M, a plurality of weights w 1 when the occurrence of interference waves and / or disappearance of when receiving timeslots TSL It repeats the preferred process of to w M.
従って、この発明によれば、受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)への干渉波の重畳または受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)からの干渉波の除去が発生した場合にも、受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)から信号電力対干渉電力比または信号電力対雑音電力比を最大化して受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)の受信処理を行なうことができる。 Therefore, according to the present invention, interference signals are superimposed on the received signals RS_1 (1) to RS_M (1), RS_1 (2) to RS_M (2),..., RS_1 (n) to RS_M (n) or The reception signal RS_1 (1) to RS_M (1), RS_1 (2) to RS_M (2),..., RS_1 (n) to RS_M (n) also when the interference wave is removed. From RS_1 (1) to RS_M (1), RS_1 (2) to RS_M (2), ..., RS_1 (n) to RS_M (n), the signal power to interference power ratio or signal power to noise power ratio is maximized Then, reception processing of the reception signals RS_1 (1) to RS_M (1), RS_1 (2) to RS_M (2),..., RS_1 (n) to RS_M (n) can be performed.
その他は、実施の形態1と同じである。 Others are the same as in the first embodiment.
なお、上記においては、ペイロードPLDに含まれる複数のシンボルSYM1〜SYMnのうち、最初のシンボルSYM1に含まれるヘッド信号RShおよびM個のテイル信号RSt_1〜RSt_Mを検出し、M個のテイル信号RSt_1〜RSt_MとM個のウェイトw1〜wMとの重み付け合成結果と、ヘッド信号RShとの二乗誤差が最小になるように複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行なうと説明したが、この発明においては、これに限らず、複数のシンボルSYM1〜SYMnのうちの任意の1つのシンボルSYMj(1≦j≦n)に含まれるヘッド信号RShおよびM個のテイル信号RSt_1〜RSt_Mを検出し、M個のテイル信号RSt_1〜RSt_MとM個のウェイトw1〜wMとの重み付け合成結果と、ヘッド信号RShとの二乗誤差が最小になるように複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行なってもよい。
In the above description, among the plurality of symbols SYM1 to SYMn included in the payload PLD, the head signal RSh and M tail signals RSt_1 to RSt_M included in the first symbol SYM1 are detected, and M tail signals RSt_1 to RSt_1 are detected. Although it has been described that the optimization process of the plurality of weights w 1 to w M is repeatedly performed so that the square error between the weighted synthesis result of RSt_M and M weights w 1 to w M and the head signal RSh is minimized. In the present invention, the head signal RSh and M tail signals RSt_1 to RSt_M included in any one symbol SYMj (1 ≦ j ≦ n) of the plurality of symbols SYM1 to SYMn are detected. and, with the weight of the M pieces of the tail signal RSt_1~RSt_M and
また、上記においては、ペイロードPLDに含まれる複数のシンボルSYM1〜SYMnのうちの1つのシンボルSYMjに含まれるヘッド信号RShおよびM個のテイル信号RSt_1〜RSt_Mを検出し、M個のテイル信号RSt_1〜RSt_MとM個のウェイトw1〜wMとの重み付け合成結果と、ヘッド信号RShとの二乗誤差が最小になるように複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行なうと説明したが、この発明においては、これに限らず、ペイロードPLDに含まれる複数のシンボルSYM1〜SYMnのうちの2つのシンボルSYMj,SYMk(k=j+α,αは正の整数)に含まれるヘッド信号RShおよびM個のテイル信号RSt_1〜RSt_Mを検出し、M個のテイル信号RSt_1〜RSt_MとM個のウェイトw1〜wMとの重み付け合成結果と、ヘッド信号RShとの二乗誤差が最小になるように複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行なうようにしてもよい。 Further, in the above, the head signal RSh and M tail signals RSt_1 to RSt_M included in one symbol SYMj among the plurality of symbols SYM1 to SYMn included in the payload PLD are detected, and M tail signals RSt_1 to RSt_1 are detected. Although it has been described that the optimization process of the plurality of weights w 1 to w M is repeatedly performed so that the square error between the weighted synthesis result of RSt_M and M weights w 1 to w M and the head signal RSh is minimized. In the present invention, the head signals RSh and M included in two symbols SYMj and SYMk (k = j + α, α is a positive integer) among the plurality of symbols SYM1 to SYMn included in the payload PLD are not limited thereto. M tail signals RSt_1 to RSt_M are detected and M tail signals RSt_1 to RSt are detected. The optimization process for the plurality of weights w 1 to w M may be repeatedly performed so that the square error between the weighted combination result of _M and M weights w 1 to w M and the head signal RSh is minimized. Good.
この場合、ウェイト制御器70,70Aは、シンボルSYMjに含まれるヘッド信号RShおよびM個のテイル信号RSt_1〜RSt_Mを検出し、M個のテイル信号RSt_1〜RSt_MとM個のウェイトw1〜wMとの重み付け合成結果と、ヘッド信号RShとの二乗誤差が最小になるように複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を行なう処理Aと、シンボルSYMkに含まれるヘッド信号RShおよびM個のテイル信号RSt_1〜RSt_Mを検出し、M個のテイル信号RSt_1〜RSt_MとM個のウェイトw1〜wMとの重み付け合成結果と、ヘッド信号RShとの二乗誤差が最小になるように複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を行なう処理Bとを順次繰り返し行なう。
In this case,
更に、上記においては、シンボルSYMに含まれるヘッド信号RShおよびテイル信号RSt、またはタイムスロットTSLのプリアンブルPREに含まれる2つのSG1,SG2に基づいて複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行なうと説明したが、この発明においては、これに限らず、同一波形を有する2つの信号であれば、任意の同一波形からなる2つの信号に基づいて複数のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行なってもよい。 Further, in the above, the optimization process of the plurality of weights w 1 to w M is performed based on the head signal RSh and the tail signal RSt included in the symbol SYM or the two SG1 and SG2 included in the preamble PRE of the time slot TSL. Although it has been described that it is repeated, the present invention is not limited to this, and as long as two signals have the same waveform, a plurality of weights w 1 to w M are preferable based on two signals having any same waveform. The conversion process may be repeated.
更に、基準回数i_stdは、アダプティブアレーアンテナ受信装置100,100Aの周囲の電波環境に応じて決定されるようにしてもよい。電波環境によって干渉波IFRの重畳度合が異なり、複数のウェイトw1〜wMが最適化される度合が異なるからである。
Further, the reference number i_std may be determined according to the radio wave environment around the adaptive array
更に、この発明においては、M個のテイル信号RSt_1〜RSt_MとM個のウェイトw1〜wMとの重み付け合成により生成した合成テイル信号RStと、ヘッド信号RShとの二乗誤差が最小になるようにM個のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行なってもよく、M個のテイル信号RSt_1〜RSt_Mとヘッド信号RShとの二乗誤差が最小になるようにM個のウェイトw1〜wMの好適化処理を繰り返し行なってもよい。 Furthermore, in the present invention, the square error between the head signal RSh and the combined tail signal RSt generated by weighted combining of the M tail signals RSt_1 to RSt_M and the M weights w 1 to w M is minimized. M weights w 1 to w M may be repeatedly performed, and M weights w 1 to w so that the square error between the M tail signals RSt_1 to RSt_M and the head signal RSh is minimized. preferred treatment of w M may be repeatedly performed.
なお、この発明においては、複数のテイル信号RSt_1〜RSt_Mは、「第1の信号の受信信号」を構成し、ヘッド信号RShは、「第2の信号の受信信号」を構成する。 In the present invention, the plurality of tail signals RSt_1 to RSt_M constitute a “first signal received signal”, and the head signal RSh constitutes a “second signal received signal”.
また、合成出力信号SG2は、「既知の受信信号の所望波」を構成し、合成出力信号RS(1)〜RS(n)の各々は、「合成受信信号」を構成する。 The combined output signal SG2 forms a “desired wave of a known received signal”, and each of the combined output signals RS (1) to RS (n) forms a “combined received signal”.
更に、最適化された複数のウェイトw1〜wMを用いて受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)の受信処理を行なう乗算器31〜3M、加算器40、GI除去器80、FFT90、チャネル推定器110および復調器120は、「信号処理手段」を構成する。
Further, the received signals RS_1 (1) to RS_M (1), RS_1 (2) to RS_M (2),..., RS_1 (n) to RS_M (using the optimized weights w 1 to w M The multipliers 31 to 3M, the
更に、最適化された複数のウェイトw1〜wMを用いて受信信号RS_1(1)〜RS_M(1),RS_1(2)〜RS_M(2),・・・,RS_1(n)〜RS_M(n)の受信処理を行なう乗算器31〜3M、加算器40、GI除去器80、FFT90、チャネル推定器110Aおよび復調器120は、「信号処理手段」を構成する。
Further, the received signals RS_1 (1) to RS_M (1), RS_1 (2) to RS_M (2),..., RS_1 (n) to RS_M (using the optimized weights w 1 to w M The multipliers 31 to 3M, the
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is shown not by the above description of the embodiments but by the scope of claims for patent, and is intended to include meanings equivalent to the scope of claims for patent and all modifications within the scope.
この発明は、受信処理が開始されるまでにウェイトの最適化を完了するアダプティブアレーアンテナ受信装置に適用される。 The present invention is applied to an adaptive array antenna receiving apparatus that completes weight optimization by the time reception processing is started.
1〜M アンテナ素子、10 アレーアンテナ、20 バッファ、31〜3M 乗算器、40 加算器、50 テイル検出器、60 ヘッド検出器、70 ウェイト制御器、80 GI除去器、90 FFT、100,100A アダプティブアレーアンテナ受信装置、110,110A チャネル推定器、120 復調器、130 干渉波検出器。 1 to M antenna element, 10 array antenna, 20 buffer, 31 to 3M multiplier, 40 adder, 50 tail detector, 60 head detector, 70 weight controller, 80 GI remover, 90 FFT, 100, 100A adaptive Array antenna receiver, 110, 110A channel estimator, 120 demodulator, 130 interference wave detector.
Claims (3)
複数のアンテナ素子によって前記送信信号を受信するアレーアンテナと、
前記複数のデータ区間に含まれる複数のデータの複数の受信信号を一定時間保持するバッファと、
前記複数の受信信号のうち、前記アレーアンテナによって最初に受信された受信信号を前記バッファから受け、その受けた受信信号を構成する複数のデータ受信信号から複数のテイル信号を検出する第1の検出器と、
前記複数の受信信号から信号電力対干渉電力比または信号電力対雑音電力比を最大化した合成受信信号を生成するための複数のウェイトが前記複数のデータ受信信号にそれぞれ乗算され、かつ、その複数の乗算結果が加算されて得られた合成信号からヘッド信号を検出する第2の検出器と、
前記第1の検出器によって検出された複数のテイル信号を合成して前記第2の検出器によって検出されたヘッド信号と同じ波形からなる合成テイル信号を生成し、その生成した合成テイル信号と前記ヘッド信号との二乗誤差が最小になるように前記複数のウェイトを演算する好適化処理を前記一定時間が経過するまでに基準回数だけ実行して前記複数のウェイトを最適化するウェイト制御器と、
前記一定時間が経過すると、前記複数の受信信号を前記バッファから受け、前記ウェイト制御器によって最適化された複数のウェイトを用いて前記複数の受信信号を処理し、復調信号を出力する信号処理手段とを備え、
前記ウェイト制御器は、前記好適化処理を前記複数のデータ受信信号の区間に相当する同一信号区間で基準回数だけ繰り返し行い、前記複数のウェイトを最適化する、アダプティブアレーアンテナ受信装置。 An adaptive array antenna receiving apparatus for receiving a transmission signal including a plurality of data sections in which transmission data is stored,
An array antenna for receiving the transmission signal by a plurality of antenna elements;
A buffer for holding a plurality of received signals of a plurality of data included in the plurality of data sections for a certain period of time;
A first detection for receiving, from the buffer, a reception signal first received by the array antenna among the plurality of reception signals, and detecting a plurality of tail signals from a plurality of data reception signals constituting the received signal. And
The plurality of data reception signals are respectively multiplied by a plurality of weights for generating a combined reception signal in which the signal power to interference power ratio or the signal power to noise power ratio is maximized from the plurality of reception signals, and the plurality A second detector for detecting a head signal from a combined signal obtained by adding the multiplication results of
A plurality of tail signals detected by the first detector are combined to generate a combined tail signal having the same waveform as the head signal detected by the second detector, and the generated combined tail signal and the A weight controller for optimizing the plurality of weights by performing a optimization process for calculating the plurality of weights so that a square error with a head signal is minimized until the predetermined time elapses ;
When the predetermined time has elapsed, receiving the plurality of received signals from the buffer, using a plurality of weights that are optimized by the weight controller processes the received signals of the multiple signal processing for outputting the demodulated signal Means and
The weight controller, the repeated only reference number of the preferred process the same signal interval corresponding to the interval of the plurality of data reception signal, that to optimize the plurality of weights, adaptive array antenna receiving apparatus.
前記ウェイト制御器は、前記プリアンブルに含まれる同一波形からなる2つの信号の受信信号および前記複数のデータ受信信号を用いて前記好適化処理を繰り返し行なう、請求項1に記載のアダプティブアレーアンテナ受信装置。 The transmission signal further includes a preamble for adjusting reception characteristics in the array antenna;
2. The adaptive array antenna receiving apparatus according to claim 1, wherein the weight controller repeatedly performs the optimization process using received signals of two signals having the same waveform included in the preamble and the plurality of data received signals. 3. .
前記ウェイト制御器は、前記干渉波検出器が前記干渉波の発生と前記干渉波の消滅との少なくとも1つを検出すると、前記好適化処理を繰り返し行なう、請求項1または請求項2に記載のアダプティブアレーアンテナ受信装置。 An interference wave detector for detecting at least one of generation of interference waves with respect to the plurality of received signals and extinction of the interference waves;
3. The weight controller according to claim 1, wherein when the interference wave detector detects at least one of the generation of the interference wave and the disappearance of the interference wave, the weight controller repeatedly performs the optimization process. 4. Adaptive array antenna receiver.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006241324A JP4743629B2 (en) | 2006-09-06 | 2006-09-06 | Adaptive array antenna receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006241324A JP4743629B2 (en) | 2006-09-06 | 2006-09-06 | Adaptive array antenna receiver |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008066948A JP2008066948A (en) | 2008-03-21 |
JP4743629B2 true JP4743629B2 (en) | 2011-08-10 |
Family
ID=39289278
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006241324A Expired - Fee Related JP4743629B2 (en) | 2006-09-06 | 2006-09-06 | Adaptive array antenna receiver |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4743629B2 (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP2453588A1 (en) * | 2009-07-07 | 2012-05-16 | National University Corporation Shizuoka University | Diversity reception device |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11284530A (en) * | 1998-03-30 | 1999-10-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Radio receiving device and its method |
JP2003037539A (en) * | 2001-07-24 | 2003-02-07 | Kojima Press Co Ltd | Adaptive receiver |
JP2004304528A (en) * | 2003-03-31 | 2004-10-28 | Kddi Corp | Weight coefficient calculation apparatus, weight coefficient calculation method, and adaptive array antenna system |
JP2006186421A (en) * | 2004-12-24 | 2006-07-13 | Toshiba Corp | Ofdm diversity receiver |
-
2006
- 2006-09-06 JP JP2006241324A patent/JP4743629B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11284530A (en) * | 1998-03-30 | 1999-10-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Radio receiving device and its method |
JP2003037539A (en) * | 2001-07-24 | 2003-02-07 | Kojima Press Co Ltd | Adaptive receiver |
JP2004304528A (en) * | 2003-03-31 | 2004-10-28 | Kddi Corp | Weight coefficient calculation apparatus, weight coefficient calculation method, and adaptive array antenna system |
JP2006186421A (en) * | 2004-12-24 | 2006-07-13 | Toshiba Corp | Ofdm diversity receiver |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2008066948A (en) | 2008-03-21 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6504506B1 (en) | Method and device for fixed in time adaptive antenna combining weights | |
US6362781B1 (en) | Method and device for adaptive antenna combining weights | |
JP4665514B2 (en) | Wireless communication apparatus and wireless communication method | |
US6141393A (en) | Method and device for channel estimation, equalization, and interference suppression | |
US7558223B2 (en) | OFDM receiving method of OFDM receiver for receiving an OFDM signal via a plurality of space paths | |
US6377632B1 (en) | Wireless communication system and method using stochastic space-time/frequency division multiplexing | |
JP4130191B2 (en) | Transmitter | |
JP2008017143A (en) | Wireless receiving apparatus and method | |
WO2011158056A1 (en) | Method and apparatus for estimating direction of arrival | |
EP1540763A2 (en) | Antenna array including virtual antenna elements | |
US20110286412A1 (en) | Communication apparatus | |
GB2391775A (en) | Space and time diversity in multicarrier CDMA transmission | |
JP4374764B2 (en) | Adaptive receiver | |
JP2011155694A (en) | Transmission method, and radio apparatus | |
JP4610388B2 (en) | Wireless device | |
JP5085269B2 (en) | Wireless communication device | |
JP4624423B2 (en) | Receiver | |
JP4743629B2 (en) | Adaptive array antenna receiver | |
Ogawa et al. | A MIMO-OFDM system for high-speed transmission | |
JP4538963B2 (en) | OFDM receiver using diversity adaptive array | |
JP5325624B2 (en) | Multi-antenna receiver and reception method using multi-antenna receiver | |
WO2009061061A1 (en) | Method of cyclic delay diversity with the optimal cyclic delay value, and transmitter performing the same | |
JP2009141740A (en) | Apparatus and method for ici amount estimation, and receiving device employing the same | |
WO2009079813A1 (en) | A multi-antenna receiving diversity combining method and device with decoding feedback | |
JP2003309537A (en) | Receiver and receiving method of orthogonal frequency division multiplexing system |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20090629 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20101119 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20101130 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110111 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110201 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110401 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20110419 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20110428 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140520 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4743629 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |