JP4721805B2 - レベル／周波数変換回路及び方法、ａ／ｄ変換回路及び方法、信号レベル通知装置及び方法、携帯通信端末 - Google Patents

Description

本発明は、例えばいわゆる非接触通信に用いられる搬送波等の信号レベルを周波数に変換するレベル／周波数変換回路及び方法、非接触通信に用いられる搬送波等の信号レベルを数値化するＡ／Ｄ変換回路及び方法、非接触通信に用いられる搬送波等の信号レベルを通知するためのレベル通知装置及び方法、非接触通信に用いられる搬送波等の信号レベルを測定可能な携帯通信端末に関する。

近年、ＲＦＩＤ（Radio Frequency-Identification：電波方式認識）回路を内蔵した非接触ＩＣカード（以下、ＲＦＩＤカードと呼ぶ。）は、利用者の使い勝手が良いこと、耐久性が優れていること、複数カードへの同時アクセスが可能であること、メンテナンス性が良いこと、などの利点を活かし、例えば電車の乗車券やプリペイドカードとして普及しつつある。

また最近は、上記ＲＦＩＤカードを搭載した携帯電話端末も商品化されており、当該携帯電話端末に搭載されたＲＦＩＤカードと、例えば駅自動改札機や店舗のレジ等に設けられている非接触ＩＣカードリーダライタ（以下、単にリーダライタと呼ぶ。）との間で電子的に金銭情報の送受を行うことにより、乗車券の精算や店舗での買い物の精算等も可能となされている。

以下、携帯電話端末等の携帯通信端末に搭載されたＲＦＩＤカードと店舗等に備えられているリーダライタとからなるＲＦＩＤシステムにおける通信動作の流れを説明する。

先ず、ＲＦＩＤシステムにおいて、図示を省略しているリーダライタは、常に搬送波を送出しており、ポーリング（polling）コマンドを送出し続けている。

次に、ＲＦＩＤカードを搭載している携帯電話端末が上記リーダライタに近接した場合、当該携帯電話端末に搭載されているＲＦＩＤカードは、上記リーダライタから送出されている搬送波を受けて起動する。また、ＲＦＩＤカードは、リーダライタから送出されているポーリングコマンドを受信すると、当該受信したポーリングコマンドが、自カード内にインストールされているサービスに対応したものであるか否かを判断し、当該サービスに対応している場合にのみ、リーダライタへレスポンスを返す。

次に、上述のようにＲＦＩＤカードからリーダライタへレスポンスが返された時、リーダライタとＲＦＩＤカードとの間では相互認証が行われ、その後、必要に応じて、リーダライタがＲＦＩＤカード内のデータの読み書きを行う。

そして、上述の一連の処理が正常に終了した場合、リーダライタは、当該ＲＦＩＤシステムにおいて予め決められている所定の方法により、上記一連の処理が正常に終了したことをユーザに通知する。なお、上記一連の処理が正常に終了したことをユーザに通知するための所定の方法としては、例えば、リーダライタに接続されているスピーカから所定の報知音を鳴らす方法や、リーダライタに接続されているディスプレイ装置の画面上に所定の表示を行う方法などがある。

その他、ユーザへ通知を行うための従来の技術として、例えば、特開２００４−２６６７２９号の公開特許公報（特許文献１）には、非接触型ＩＣカードを内蔵した携帯通信端末において、リーダ／ライタ装置と非接触型ＩＣカードとが近接し、リーダ／ライタ装置からのキャリア信号により非接触型ＩＣカードに発生する誘起電圧が所定電圧以上になった時、当該携帯電話端末内のＣＰＵ（Central Processing Unit）が例えばＬＥＤ（発光ダイオード）を黄色に点灯させることにより、上記非接触型ＩＣカードとリーダ／ライタとの間の距離が通信可能距離に達したことをユーザに通知し、次いで、リーダ／ライタからの開始コマンドを非接触型ＩＣカードが受信した時、当該携帯電話端末内のＣＰＵがＬＥＤを例えば青色に点灯させることにより、非接触型ＩＣカードとリーダ／ライタとの間の通信処理が開始されたことをユーザに通知し、さらに、リーダ／ライタと非接触型ＩＣカードとの間にてデータ通信が行われている時、当該携帯電話端末内のＣＰＵがＬＥＤを例えば青色に点滅させることにより、非接触型ＩＣカードとリーダ／ライタとの間でデータ通信が行われていることをユーザに通知する技術が開示されている。

特開２００４−２６６７２９号公報（第１図）

ところで、一般に、ループアンテナ同士の通信では、例えばそれらループアンテナの中心を各々合わせた位置関係が保たれている場合において、それらループアンテナ間の距離が近いほど受信強度が高くなることが知られている。

しかしながら、携帯電話端末のような携帯通信端末にＲＦＩＤカードが搭載された場合、携帯通信端末には金属などの導電体が多用されているため、リーダライタから送出された搬送波をその導電体が受けることで渦電流が発生し、受信損失が発生してしまうと共に、リーダライタ側の同調変化を引き起こす虞がある。このため、リーダライタの直近では、むしろ受信強度が下がり、少し離れた位置で受信強度が最適となることが多い。一方で、リーダライタに対するＲＦＩＤカードの最適位置は、リーダライタの種類によって異なり、その最適位置をユーザが直感的に判断することは困難である。

したがって、受信強度を例えばリアルタイムにユーザに通知することができれば、ユーザはリーダライタに対する携帯通信端末（ＲＦＩＤカード）の最適な位置関係を把握できるようになり、また、一旦、最適位置を把握してしまえば、ユーザは次回以降の通信の際にスムーズに最適位置へＲＦＩＤカードをかざすことができるようになり、ユーザの利便性が増すと共にユーザに安心感を与えることができるようになる。更に、万が一、通信中にエラーが発生し、一旦、携帯通信端末を搬送波から離してリセットをかけなければならなくなったような場合にも、リアルタイムに受信強度をユーザへ通知することができれば、ユーザは「リーダライタからどこまで遠ざければリセットをかけることができるのか」を、容易に知ることができるようになる。

また例えば、駅の自動改札機等に設置されているリーダライタのように、強電界リーダライタと呼ばれている機種の場合、その出力される搬送波はかなり強力であり、リーダライタと携帯通信端末との間の位置関係によっては、当該携帯通信端末のＲＦＩＤカード以外の機能に妨害を与えてしまう可能性もあるため、受信レベルをＲＦＩＤカードからリーダライタへ通知できれば、リーダライタの出力を通信可能な範囲で弱められる。

これらのことから、上記リーダライタから送出される搬送波強度を正確に測定するための技術が望まれている。なお、搬送波強度の測定値は、アナログ値であっても良いが、例えば、様々なソフトウェアと連動させて高度な処理を行えるようにするために、数値化（すなわちディジタル値化）されることがより望ましい。

また、携帯通信端末の開発段階において、アンテナ感度の評価を行う際には、携帯通信端末のＲＦＩＤカード用アンテナ部分にオシロスコープのプローブを付けて、リーダライタから送出される搬送波強度を測定することも可能であるが、この場合、プローブ自身がアンテナとなって搬送波を拾ってしまうため、ＲＦＩＤカード用アンテナに励起される電圧を「製品と同じ状態」つまりプローブが付けられていない状態で測定することは非常に困難である。

また、携帯通信端末の特性上、上記搬送波強度の測定及び数値化を実現するための手段には、「実装面積が小さいこと」、「消費電流が少ないこと」、「入手性が良く、安価な部品で構成されること」が要求されている。すなわち、携帯通信端末は、携帯機器であるため機器の小型化が常に求められており、したがって部品の実装面積は可能な限り小さいことが求められている。また、一般的に携帯機器は電池で動作するため、消費電流は可能な限り少ないことが求められている。さらに、携帯電話端末などは出荷数が膨大であり、部品コストが利益に与える影響が大きいため、入手性が良く、安価な部品で構成されることが求められている。

また、上記搬送波強度の測定及び数値化を実現する手段には、一般的な測定回路に求められる条件と同様に、源信号に何らかの悪影響を及ぼして通信を妨害しないことも求められている。但し、ＲＦＩＤカードを携帯通信端末に搭載した場合、搬送波強度の変化は専らリーダライタと携帯通信端末間の距離に依存するものであるため、高速性（応答性）については人間の手の動きに追従できる程度（例えばｍｓｅｃオーダー）で良く、あまり重要ではない。

ここで、搬送波のような信号波形を数値化するための手法としては、ピークホールド回路によって信号波形を直流電位に変換し、さらに、その直流電位をＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換回路により数値化するような手法が考えられる。

先ず、従来のピークホールド回路から説明する。従来のピークホールド回路は、通常は図１３に示すように構成される。

例えば発振器１０１からの高周波信号（被測定信号）を当該図１３に示すピークホールド回路へ入力した場合において、平滑コンデンサＣ１０１にチャージされた電位と整流ダイオード１０２の順方向電圧降下（Ｖｆ）分との加算電位よりも、当該入力信号の電位（つまり波高値）が上回っているときには、整流ダイオード１０２に電流が流れ、これにより平滑コンデンサＣ１０１の電位が上昇することになる。一方、平滑コンデンサＣ１０１の電位と整流ダイオード１０２の順方向電圧降下（Ｖｆ）分との加算電位よりも、上記入力信号の電位（波高値）が低い場合には、整流ダイオード１０２に電流が流れず、平滑コンデンサＣ１０１から放電用抵抗Ｒ１０１を通じて電荷が流出し、平滑コンデンサＣ１０１の電位が下降することになる。当該ピークホールド回路によれば、このような動作を繰り返すことにより、平滑コンデンサＣ１０１の電位が、入力信号の波高値から整流ダイオード１０２の順方向電圧降下（Ｖｆ）分を減算した電位で安定することになる。

したがって、この図１３に示したピークホールド回路の場合、例えば入力信号の波高値（電位）が整流ダイオード１０２の順方向電圧降下（Ｖｆ）分よりも低い場合には、信号強度を検出できないことになる。

一方、整流ダイオード１０２の順方向電圧降下（Ｖｆ）分よりも電位が低い入力信号も含めて、信号強度の検出を行うための手法としては、例えば整流ダイオード１０２の前段で、順方向電圧降下（Ｖｆ）分と同じ電圧のＤＣバイアスをかけるような手法が考えられる。

しかしながら、整流ダイオード１０２の順方向電圧降下（Ｖｆ）には、部品の個体差や温度特性があり、適切にＤＣバイアスをかけることが難しい。

また、バイアスレベルが高すぎる場合には消費電流が増加し、逆に、低すぎる場合には検出感度が低くなるという問題が生じる。

さらに、上述のピークホールド回路によれば、入力信号波形のうちピーク付近の時だけ電流が流れるため、源信号の波形が当該ピーク付近で歪んでしまうことになる。特に、いわゆるＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）変調方式で通信を行うようなシステムの場合、ピーク付近の歪みは通信に致命的な悪影響となり易い。

次に、上記ピークホールド回路からの直流電位をＡ／Ｄ変換するためのＡ／Ｄ変換回路について説明する。当該Ａ／Ｄ変換回路には、例えばいわゆる並列比較型Ａ／Ｄ変換回路、負帰還型Ａ／Ｄ変換回路、二重積分型Ａ／Ｄ変換回路等がある。

上記並列比較型Ａ／Ｄ変換回路は、多数の基準電位を用意しておき、入力レベルと各基準電位とを同時に比較してディジタル値化する回路である。但し、この並列比較型Ａ／Ｄ変換回路の場合、ｎビットの分解能を得るには、２の（ｎー１）乗個のコンパレータが必要であり、他のＡ／Ｄ変換回路に比べて最も高速ではあるが、回路規模が膨大となってしまう。

また、負帰還型Ａ／Ｄ変換回路は、負帰還を構成する系の帰還部にＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部を設け、Ｄ／Ａ変換の逆変換としてＡ／Ｄ変換を得る回路である。例えば、内部のＤ／Ａ変換部の出力を入力レベルと比較し、その比較結果によってＤ／Ａ変換部に与えるディジタル値を制御する。したがって、Ｄ／Ａ変換の結果と入力レベルが一致したときのディジタル値が、入力レベルをＡ／Ｄ変換した時に値になる。しかしながら、この負帰還型Ａ／Ｄ変換回路の場合、使用するＤ／Ａ変換部や制御の仕方によって幾つかの方法があるが、回路構成や制御方法が複雑であり、やはり回路規模が大きくなってしまう。

一方、二重積分型Ａ／Ｄ変換回路は、基準電圧との比較によって入力電圧を算出する回路であり、アナログ積分器へ基準電圧と入力信号を交互に入力し、その積分器出力のレベルが一定量変化するまでにかかる時間をカウンタによって計測し、その計測値が入力レベルをＡ／Ｄ変換した値となる。

例えば図１４に示すように、二重積分型Ａ／Ｄ変換回路において、発振器１０１からの高周波信号（被測定信号）は、分圧抵抗１１０により生成されたバイアス（ＶDD／２＋Ｖf）がかけられ、ピークホールド回路１１１によって直流電位に変換された後、インピーダンス変換回路（バッファ）１１２にて低インピーダンスに変換されて積分器１１４へ出力される。また、この二重積分型Ａ／Ｄ変換回路では、オペアンプを単電源で使用するために、電源電圧ＶDDを分圧抵抗１１８にて半分に分圧した値（ＶDD／２）を、基準電位生成回路１１９でインピーダンス変換し、ピークホールド回路１１１及び積分器１１４の基準電位として使用している。また、当該二重積分型Ａ／Ｄ変換回路では、グランドＧＮＤ（−Ｖmax）レベルと上記インピーダンス変換回路（バッファ）１１２の出力とを、切換器１１３により切り換えて積分器１１４へ入力するようになされている。これにより、積分器１１４の出力は、上記インピーダンス変換回路（バッファ）１１２の出力が切換器１１３により選択されている時には、入力信号のレベルに応じて緩やかに下降し、一方、グランドＧＮＤ（−Ｖmax）が切換器１１３により選択されている時には、基準となる傾きで上昇することになる。そして、この二重積分型Ａ／Ｄ変換回路では、ロジックゲート若しくはコンパレータからなる２値化器１１５により上記積分器１１４の出力を２値化してカウンタ１１６へ送り、当該カウンタ１１６において発振器１１７からのクロックにより、上記積分器１１４の出力の下降時間と上昇時間をカウントして互いに比較することにより、入力信号のＡ／Ｄ変換値を算出する。

ここで、カウンタ１１６に供給するクロックの周期をＴとして、Ａ／Ｄ変換値にｎビットの精度が欲しい場合には、図１５に示すように、インピーダンス変換回路（バッファ）１１２の出力側に切換器１１３を切り換えて（２のｎ乗）＊Ｔ時間積分し、次に、グランドＧＮＤ（−Ｖmax）側に切換器１１３を切り換えて、積分器１１４の出力（Ｖｉ）が再び初期の電位に戻るまでのクロック数を計測する。このように、当該二重積分型Ａ／Ｄ変換回路の変換速度は、必要な分解能とカウンタに供給するクロック周波数に依存している。

しかしながら、この二重積分型Ａ／Ｄ変換回路の場合、問題点として、ピークホールド回路１１１によって源信号に僅かながら影響を与えてしまうことと、安定した基準電位を用意するのが困難であること、及び、被測定信号の入力からピークホールド回路１１１の平滑コンデンサがチャージされるまでに安定時間が必要であることが挙げられる。

本発明は、このような実情に鑑みて提案されたものであり、装置に実装した際の実装面積が小さく、また、消費電流が少なく、入手性が良く、安価な部品で構成することが可能で、且つ、測定のための回路の安定時間を短くでき、源信号に影響を与えることもなく、ＲＦＩＤカードリーダライタ等の非接触ＩＣカードリーダライタから送信された搬送波信号のレベルを正確且つリアルタイムに計測するためのレベル／周波数変換回路及び方法、Ａ／Ｄ変換回路及び方法、さらに、その計測結果を少なくともユーザに通知可能なレベル通知装置及び方法、携帯通信端末を提供することを目的とする。

本発明のレベル／周波数変換回路は、信号レベルが所定の閾値よりも低いレベルから上昇して当該閾値を超えた時に立ち上がり、信号レベルが閾値よりも高いレベルから下降して当該閾値を下回った時に立ち下がるヒステリシス動作を繰り返す波形信号を生成し、その波形信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに応じた矩形波信号を生成する発振部と、発振部により発生される波形信号に所定の高周波信号を重畳する高周波信号重畳部と、発振部により生成された矩形波信号を高周波信号の信号レベルに応じた周波数信号として出力する信号出力部とを有することにより、上述した課題を解決する。

また、本発明のレベル／周波数変換方法は、信号レベルが所定の閾値よりも低いレベルから上昇して当該閾値を超えた時に立ち上がり、信号レベルが閾値よりも高いレベルから下降して当該閾値を下回った時に立ち下がるヒステリシス動作を繰り返す波形信号を生成し、波形信号に所定の高周波信号を重畳し、波形信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに応じた矩形波信号を生成し、矩形波信号を高周波信号の信号レベルに応じた周波数信号として出力することにより、上述した課題を解決する。

また、本発明のＡ／Ｄ変換回路は、信号レベルが所定の閾値よりも低いレベルから上昇して当該閾値を超えた時に立ち上がり、信号レベルが閾値よりも高いレベルから下降して当該閾値を下回った時に立ち下がるヒステリシス動作を繰り返す波形信号を生成し、その波形信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに応じた矩形波信号を生成する発振部と、発振部により生成される波形信号に所定の高周波信号を重畳する高周波信号重畳部と、発振部により生成された高周波信号のレベルによって変化する矩形波信号の周期を所定のクロックに基づいてカウントして数値化して出力するカウント部とを有することにより、上述した課題を解決する。

また、本発明のＡ／Ｄ変換方法は、信号レベルが所定の閾値よりも低いレベルから上昇して当該閾値を超えた時に立ち上がり、信号レベルが閾値よりも高いレベルから下降して当該閾値を下回った時に立ち下がるヒステリシス動作を繰り返す波形信号を生成し、波形信号に所定の高周波信号を重畳し、波形信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに応じた矩形波信号を生成し、高周波信号のレベルによって変化する矩形波信号の周期を所定のクロックに基づいてカウントして数値化して出力することにより、上述した課題を解決する。

また、本発明の信号レベル通知装置は、信号レベルが所定の閾値よりも低いレベルから上昇して当該閾値を超えた時に立ち上がり、信号レベルが閾値よりも高いレベルから下降して当該閾値を下回った時に立ち下がるヒステリシス動作を繰り返す波形信号を生成し、その波形信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに応じた矩形波信号を生成する発振部と、発振部により生成される波形信号に所定の高周波信号を重畳する高周波信号重畳部と、発振部により生成された高周波信号のレベルによって周期が変化する矩形波信号に基づいて、利用者が知覚可能な形態で報知を行う報知部とを有することにより、上述した課題を解決する。

また、本発明の信号レベル通知方法は、信号レベルが所定の閾値よりも低いレベルから上昇して当該閾値を超えた時に立ち上がり、信号レベルが閾値よりも高いレベルから下降して当該閾値を下回った時に立ち下がるヒステリシス動作を繰り返す波形信号を生成し、波形信号に所定の高周波信号を重畳し、波形信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに応じた矩形波信号を生成し、この高周波信号のレベルによって周期が変化する矩形波信号に基づいて利用者が知覚可能な形態で報知を行うことにより、上述した課題を解決する。

また、本発明の携帯通信端末は、非接触通信を行う非接触通信部と、信号レベルが所定の閾値よりも低いレベルから上昇して当該閾値を超えた時に立ち上がり、信号レベルが閾値よりも高いレベルから下降して当該閾値を下回った時に立ち下がるヒステリシス動作を繰り返す波形信号を生成し、その波形信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに応じた矩形波信号を生成する発振部と、発振部により生成される波形信号に所定の高周波信号を重畳する高周波信号重畳部と、発振部により生成された高周波信号のレベルによって周期が変化する矩形波信号に基づいて、利用者が知覚可能な形態で報知を行う報知部とを有することにより、上述した課題を解決する。

すなわち、本発明によれば、高周波信号を、別途用意した発振部の波形信号に重畳させることにより、その波形信号により生成される矩形波信号の周期を重畳信号レベルに応じて変動させるようにしている。

また、本発明によれば、高周波信号を、別途用意した発振部の波形信号に重畳させることにより、その波形信号により生成される矩形波信号の周期を重畳信号レベルに応じて変動させ、その周期をカウンタにより計数することで高周波信号の信号レベルを数値化している。

そして、本発明によれば、その矩形波信号の周期若しくは数値化された信号レベルを、利用者が知覚可能な形態で報知したり、高周波信号を送ってきた通信相手先に知らせるようにしている。

本発明においては、高周波信号を発振部の波形信号に重畳させ、その波形信号により生成される矩形波信号の発振周期を当該高周波信号の信号レベルに応じて変動させるようにすることにより、例えば、装置に実装した際の実装面積を大型化させたり、消費電流を増加させることなく、また、入手性が良く、安価な部品を用いることができ、且つ、測定のための回路の安定時間を短くでき、源信号に影響を与えることもなく、ＲＦＩＤカードリーダライタ等の非接触ＩＣカードリーダライタから送信された搬送波信号のレベルを正確且つリアルタイムに計測可能となり、さらに、それを少なくともユーザに通知可能となる。

以下、図面を参照しながら、本発明の一実施形態について説明する。

なお、以下の説明では、本発明のレベル／周波数変換回路及び方法、Ａ／Ｄ変換回路及び方法、信号レベル通知方法及び装置が適用される本発明の携帯通信端末の一実施形態として、非接触ＩＣカード機能（ＲＦＩＤカード機能）を搭載した携帯電話端末を例に挙げている。勿論、ここで説明する内容はあくまで一例であり、本発明はこの例に限定されないことは言うまでもない。

〔携帯電話端末の構成〕
図１には、本実施形態のＲＦＩＤカード機能を備えた携帯電話端末の概略的な内部構成を示す。

この図１において、通信アンテナ９２は、例えば内蔵アンテナであり、電話回線網を介した通話やパケット通信のための信号電波の送受信を行う。通信部９１は、送受信信号の周波数変換、変調と復調等を行う。

受信された通話音声のデータは、データラインを介して制御部９０へ送られる。制御部９０は、ＣＰＵ（中央処理装置）からなり、通話音声データを復号化し、その復号化後の音声データをデータラインを介してスピーカ部９６へ送る。

スピーカ部９６は、携帯電話端末本体に設けられている受話用のスピーカやリンガ（着信音）、音楽再生、テレビジョン放送やラジオ放送の音声再生、アラーム音出力用のスピーカを含み、ディジタル／アナログ変換器と増幅器を含み、通話音声やリンガ音等のデータをディジタル／アナログ変換及び増幅した後、出力する。これにより、通話音声やリンガ音等が得られることになる。なお、本実施形態において、当該スピーカ部９６は、ＲＦＩＤカードリーダライタの搬送波強度をユーザに通知するためにも用いられる。

マイクロホン部９７は、送話用のマイクロホンに相当し、アナログ／ディジタル変換器と増幅器を含む。このマイクロホン部９７を介して入力された通話音声信号は、増幅器により所定のレベルに増幅された後、アナログ／ディジタル変換器によりディジタル音声データに変換され、データラインを介して制御部９０へ送られて符号化された後、通信部９１へ送られ、そこで変調、周波数変換等の各種処理を受けた後、通信アンテナ９２から送信される。

液晶表示部９３は、液晶パネルとその駆動回路を含み、文字や映像等を表示する。なお、本実施形態において、当該液晶表示部９３は、ＲＦＩＤカードリーダライタの搬送波強度をユーザに通知するためにも用いられる。

操作部９４は、本実施形態の携帯電話端末の筐体上に設けられているテンキーや発話キー、クリアキー、終話／電源キー、マナーキー、メモキーなどの各キー、ジョグダイアル部或いは十字キー等と、それら各キー等の操作に応じた操作信号を発生する操作信号発生部とを有している。

メモリ部９５は、ＲＯＭ（Read Only Memory）とＲＡＭ（Random Access Memory）を含む。ＲＯＭは、ＯＳ（Operating System）、制御部９０が各部を制御するための制御プログラムや各種の初期設定値、フォントデータ、辞書データ、着信音やキー操作音，アラーム音用の各種音データ、電子メールの作成や編集等を行うためのアプリケーション用のプログラムコード、画像や音声に対して様々な処理を行うためのアプリケーション用プログラムコード、非接触ＩＣカード通信部９７に装填されているＲＦＩＤカード内のＬＳＩとの間のデータ送受信を行うためのアプリケーション用のプログラムコード、その他、携帯電話端末に搭載される各種のアプリケーション用のプログラムコード、当該携帯電話端末の識別情報（ＩＤ）などを記憶している。このＲＯＭは、ＮＡＮＤ型フラッシュメモリ（NAND-type flash memory）或いはＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory）のような書き換え可能なＲＯＭを含み、電子メールデータ、ユーザにより設定される電話帳や電子メールアドレス、写真画像データ、ダウンロードされた写真データや音楽データ、ダウンロードされた着信音，キー操作音，アラーム音用等の音データ、文字データや予測変換の候補単語の登録データや予測変換の学習データ、その他、各種のユーザ設定値等を保存することも可能となされている。ＲＡＭは、制御部９０が各種のデータ処理を行う際の作業領域として、随時データを格納する。

ＬＥＤ（発光ダイオード）部９８は、キー照明用ＬＥＤ、着信ＬＥＤやカメラ撮影時の補助ライト用ＬＥＤ、液晶表示部９３のバックライト用ＬＥＤと、それら各ＬＥＤの駆動回路とからなる。なお、本実施形態において、当該ＬＥＤ部９８には、ＲＦＩＤカードリーダライタの搬送波強度をユーザに通知するためのＬＥＤ回路部も含まれている。

非接触ＩＣカード通信部９９は、ＲＦＩＤカードと、当該ＲＦＩＤカードの間でデータ通信を行うためのカードインターフェースとを備え、図示しないＲＦＩＤカードリーダライタとの間で非接触通信を行う。また、詳細については後述するが、本実施形態において、非接触ＩＣカード通信部９９は、ＲＦＩＤカードリーダライタからの搬送波信号を、内蔵発振回路の発振信号に重畳させることで、当該発振回路の発振周期（周波数）を変動させ、さらに、その周期をカウンタにより計測することにより、搬送波信号のレベルを数値化（ディジタル化）するＡ／Ｄ変換回路をも備えている。

制御部９０は、上述した通話音声データの符号化や復号化、発着信の制御、着信時の報知制御、本実施形態にかかるＲＦＩＤカードのＬＳＩとの間のデータ通信処理とその制御、ＲＦＩＤカードのＬＳＩの動作制御、その他、制御ラインを介して当該携帯電話端末の各構成要素の制御、各種の演算処理を行う。

その他、図１には図示を省略しているが、本実施形態の携帯電話端末は、光学レンズや撮像素子等からなり制御部９０による制御の元で静止画や動画の撮影を行うカメラ部や、音楽を再生したり動画像を再生したりするためのマルチメディア処理部、ＧＰＳ用測地衛星の発信する電波をＧＰＳアンテナを介して受信して自端末の現在位置の緯度及び経度を求めるＧＰＳ部、テレビジョン放送やラジオ放送を受信する放送信号受信処理部等も備える場合もある。

〔第１の実施形態〕
図２には、上記図１の非接触ＩＣカード通信部９９に搭載されているＡ／Ｄ変換回路の第１の実施形態の概略構成を示す。

図２に示すＡ／Ｄ変換回路は、被測定信号の信号レベルに応じて周期を変動させるレベル／周波数変換部１と、その周期を発振器１７のクロックに基づいてカウントすることにより数値化（ディジタル値化）するカウンタ５とを備えている。なお、ここで言う信号のレベルとは、瞬時値のことではなく実効値レベルのことを指す。

この図２において、レベル／周波数変換部１の入力端子３には、被測定信号発生器（発振器）２から出力された被測定信号が供給されている。なお、本実施形態の場合、詳細については後述するが、例えばＲＦＩＤカードリーダライタからの搬送波をＲＦＩＤカードのループアンテナにて受信した信号が、当該被測定信号として供給されることになる。

上記入力端子３は、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１を介して、非反転バッファ１１の入力部に接続されている。上記コンデンサＣ１はＤＣカット用のコンデンサである。したがって、上記入力端子３に入力した被測定信号は、コンデンサＣ１によりＤＣカットされ、抵抗Ｒ１を介して、非反転バッファ１１の入力部に供給される。なお、抵抗Ｒ１は被測定信号に与える影響を極力小さくするための抵抗である。

非反転バッファ１１の出力部は、コンデンサＣfの一方の端部、及び、抵抗Ｒfpの一方の端部に接続されている。また、コンデンサＣfの他方の端部、及び、抵抗Ｒfpの他方の端部は、抵抗Ｒ３を介して非反転バッファ１１の入力部に接続されていると共に、抵抗Ｒ２を介してシュミットインバータ１０の入力部に接続され、さらに、抵抗Ｒfnを介してシュミットインバータ１０の出力部に接続されている。また、シュミットインバータ１０の出力部は、抵抗Ｒ４を介して、レベル／周波数変換部１の出力端子４に接続されている。そして、当該レベル／周波数変換部１においては、上記シュミットインバータ１０、抵抗Ｒfn及びＲfp、コンデンサＣf、非反転バッファ１１により発振回路が構成されている。

なお、抵抗Ｒ３は、被測定信号に与える影響を極力小さくするための抵抗であり、非反転バッファ１１の入力を過電圧から保護する役割も備えている。被測定信号の出力インピーダンスにもよるが、当該抵抗Ｒ３は、非反転バッファ１１の入力インピーダンスよりも十分に小さい範囲で、なるべく大きな値（目安としては１００ｋΩ程度）であることが望ましい。また、上記レベル／周波数変換部１は、上記抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ１の値のバランスにより、発振の感度を調整可能となされている。抵抗Ｒ２は、シュミットインバータ１０の入力を過電圧から保護する役割を備えている。また、当該レベル／周波数変換部１では、上記抵抗Ｒ２とシュミットインバータ１０の入力容量とでフィルタが形成されており、例えば非反転バッファ１１の出力がばたついた場合でも暴走し難くする機能を備えている。抵抗Ｒ４は、カウンタ５への配線が長い場合等に必要となるダンピング抵抗である。したがって、波形に問題がなければ当該抵抗Ｒ４は省略（短絡）可能である。

ここで、上記シュミットインバータ１０、抵抗Ｒfn及びＲfp、コンデンサＣf、非反転バッファ１１により構成されている発振回路の基本周波数は、主として抵抗Ｒfn，ＲfpとコンデンサＣfの値により決定される。

また、この発振回路では、確実に発振を行うためのために、以下の（ａ）〜（ｇ）の各条件を満たすようになされている。

（ａ）抵抗ＲfpとＲfnの関係は必ずＲfp＞Ｒfnとする。

（ｂ）電源電圧ＶDDと抵抗Ｒfp，Ｒfnにおいて、「ＶDD×Ｒfp／（Ｒfp＋Ｒfn）」の値がシュミットインバータ１０の立ち上がり閾値を上回ることとする。

（ｃ）電源電圧ＶDDと抵抗Ｒfp，Ｒfnにおいて、「ＶDD×Ｒfn／（Ｒfp＋Ｒfn）」の値がシュミットインバータ１０の立ち下がり閾値を下回ることとする。

但し、普段は発振せず、或る一定の搬送波が加えられたときに初めて発振を開始するような設定で使用することも可能である。また、抵抗Ｒfpについては、特にＡ／Ｄ変換の分解能が重要でない場合には、省略（つまり開放）しても良い。さらに、本実施形態において、この発振回路の周波数は、被測定信号の周波数よりも十分に低い値となされている。

（ｄ）それぞれ入力に対して反転、非反転の論理結果を出力し、例えばハイ（High、以下「Ｈ」とする）出力時は電源電圧ＶDD付近の電圧を、ロー（Low、以下「Ｌ」とする）出力時にはグランド（ＧＮＤ）付近の電圧を出力すること。

（ｅ）入力信号に対して十分に高い入力インピーダンスと十分に低い出力インピーダンスを有すること。

（ｆ）入力電圧の閾値の関係が「シュミットインバータ１０の立ち上がり閾値＞非反転バッファ１１の閾値＞シュミットインバータ１０の立ち下がり閾値」という関係を常に満たし、閾値の変動が十分に小さいこと。

（ｇ）非反転バッファ１１の遅延時間が被測定信号の周期に比べ十分に短いこと。

これらの各条件を満たすことにより、当該発振回路の発振信号ａ１は、概ね図３の（Ａ）に示すような波形が繰り返す波形信号となる。

なお、本実施形態の場合、上記シュミットインバータ１０及び非反転バッファ１１としては、通常のＣＭＯＳロジックＩＣを想定しているが、例えば上記（ｄ）〜（ｇ）の各条件を満たしていれば、他のＩＣ（例えばコンパレータ等）を用いても良い。

次に、上記シュミットインバータ１０、抵抗Ｒfn及びＲfp、コンデンサＣf、非反転バッファ１１により構成されている発振回路の基本動作について説明する。なおここでは、先ず、被測定信号が非反転バッファ１１の入力部に供給されていない状態での基本動作を説明する。

仮に、初期状態として非反転バッファ１１及びシュミットインバータ１０への入力レベルが共に「Ｌ」レベルであった場合を考える。なおこの場合、必然的に非反転バッファ１１の出力レベルは「Ｌ」レベルとなり、シュミットインバータ１０の出力レベルは「Ｈ」レベルとなる。

このとき、シュミットインバータ１０の出力からコンデンサＣfへ、抵抗Ｒfnを通じて電荷が流れ込む。そして、これら抵抗ＲfnとコンデンサＣfからなる積分回路により、シュミットインバータ１０及び非反転バッファ１１の入力レベルが徐々に上昇することになる。この入力レベルはいずれ閾値を越えて「Ｈ」レベルとして認識されるようになるが、前述した閾値に関する条件により、必ず、非反転バッファ１１が先に「Ｈ」レベルを認識し、その出力を「Ｈ」レベルにする。

そして、このような非反転バッファ１１の出力波形変化が起きると、コンデンサＣfを通じて入力側に正帰還がかかり、シュミットインバータ１０及び非反転バッファ１１の入力レベルは一気に完全な「Ｈ」レベルへと押し上げられ、シュミットインバータ１０の出力レベルも「Ｌ」に切り替わることになる。

すなわち当該発振回路は、上述のように、先に正帰還を掛けることにより大きなヒステリシスを持たせ、入力レベルが閾値付近でばたついた場合にも、安定した発振動作を行うようになされている。

一方、シュミットインバータ１０の出力レベルが「Ｌ」になると、抵抗Ｒfnを通じてコンデンサＣfから電荷が流出し、シュミットインバータ１０及び非反転バッファ１１の入力レベルが徐々に下降することになる。

すなわち、当該発振回路によれば、図３の（Ａ）に示すように、非反転バッファ１１の入力部の波形が切り替わる瞬間に大きく変動し、その後、ゆっくりと閾値に近づくような動作が繰り返す波形となる。

そして、当該発振回路において上述のような動作を繰り返して上記図３の（Ａ）に示すような発振動作が行われることにより、レベル／周波数変換部１の出力端子４からは、図３の（Ｂ）に示すような矩形波信号ａ２が出力されることになる。

ここで、上記レベル／周波数変換部１には、前記被測定信号発生器２からの正弦波の被測定信号が供給されており、その被測定信号が、上記発振回路の非反転バッファ１１の入力部の信号に重畳されている。

上記非反転バッファ１１の入力部の信号に上記正弦波の被測定信号が重畳された場合、上記発振回路の発振信号ａ１は、図３の（Ｃ）に示すような波形となる。

すなわち、被測定信号が重畳されていない場合の図３の（Ａ）と、被測定信号が重畳された場合の図３の（Ｃ）を比較すると、上記重畳された被測定信号の波形振幅が大きいほど、非反転バッファ１１の入力レベルが閾値を越えるタイミングが早まり、当該発振回路の周波数が高まることになる。したがって、被測定信号が重畳された場合、当該レベル／周波数変換部１の出力端子２からは、図３の（Ｂ）に示した矩形波信号ａ２よりも周期が短い、図３の（Ｄ）に示すような矩形波信号ａ２が出力されることになる。なお、被測定信号のレベルが電源電圧ＶDDのレベルに近づいてくると発振回路が暴走してしまうので、本実施形態では、抵抗Ｒ１，Ｒ３の値により感度を調整して暴走を防止している。

図４〜図７には、非反転バッファ１１の入力部の信号に重畳される被測定信号の信号レベルに応じて、発振回路の周波数が高まり、矩形波信号ａ２の周期が短くなる実波形例を示す。すなわち、図５は図４の例に比べて被測定信号の信号レベルが大きいため、図４の例よりも発振回路の周波数が高まると同時に矩形波信号ａ２の周期が短くなり、同様に、図６は図５の例に比べて被測定信号の信号レベルが大きいため、図５の例よりも発振回路の周波数が高まると同時に矩形波信号ａ２の周期が短くなり、図７は図６の例に比べて被測定信号の信号レベルが大きいため、図６の例よりも発振回路の周波数が高まると同時に矩形波信号ａ２の周期が短くなっている実波形例を示している。

その後、上記矩形波信号ａ２は、カウンタ５へ入力される。当該カウンタ５は、発振器６からのクロックを用いて上記矩形波信号ａ２の「Ｌ」レベルの時間若しくは「Ｈ」レベルの時間をカウントすることにより、上記被測定信号の信号レベル（信号強度）に応じた周期（周波数）を表すＡ／Ｄ変換値を算出する。すなわち言い換えると、当該カウンタ５では、上記発振信号ａ１の立ち上がり後の下降時間と立ち下がり後の上昇時間のカウントが行われることで、上記被測定信号の信号レベルに応じた周期を表すＡ／Ｄ変換値が算出される。そして、このＡ／Ｄ変換値は出力端子７から、後述する後段の構成に送られることになる。

〔第２の実施形態〕
図８には、上記図１の非接触ＩＣカード通信部９９に搭載されているＡ／Ｄ変換回路の第２の実施形態の概略構成を示す。なお、この図８において、図２と同じ機能を有する構成要素には図２の各構成要素と同じ指示符号を付し、それらの詳細な説明については省略する。

図８では、図２の非反転バッファ１１とシュミットインバータ１０に代えて、第１〜第３の３個のインバータ２１，２２，２３を設けている。

この図８において、レベル／周波数変換部１の入力端子３は、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１を介して、第１のインバータ２１の入力部に接続されている。この第２のインバータ２１の出力部は、第２のインバータ２２の入力部に接続され、その第２のインバータ２２の出力部は、第３のインバータ２３の入力部に接続されていると共に、前記コンデンサＣfの一方の端部、及び、抵抗Ｒfpの一方の端部に接続されている。コンデンサＣfの他方の端部、及び、抵抗Ｒfpの他方の端部は、抵抗Ｒ３を介して第１のインバータ２１の入力部に接続されていると共に、抵抗Ｒfnを介して第３のインバータ２３の出力部に接続されている。また、第３のインバータ２３の出力部は、抵抗Ｒ４を介して、レベル／周波数変換部１の出力端子４に接続されている。なお、第１，第２のインバータ２１，２２については、一つの非反転バッファに置き換えても良い。

この第２の実施形態の構成によれば、信号の流れとして必ず正帰還が先に掛かるため、第１の実施形態における閾値に関する前記条件（ｆ）、すなわち、入力電圧の閾値の関係が「反転バッファの立ち上がり閾値＞非反転バッファの閾値＞反転バッファの立ち下がり閾値」という関係を常に満たすこと」を気にしなくても良い。なお、この第２の実施形態の構成の場合は、第１の実施形態の構成に比べて、低い周波数の被測定信号に対して使用することが望ましい。

〔第３の実施形態〕
図９には、上記図１の非接触ＩＣカード通信部９９に搭載されているＡ／Ｄ変換回路の第３の実施形態の概略構成を示す。なお、この図９は、例えばＲＦＩＤカードリーダライタからの搬送波をＲＦＩＤカードのループアンテナにて受信した信号が、被測定信号として図２に示したＡ／Ｄ変換回路へ供給される場合の構成例を示している。また、この図９において、図２と同じ機能を有する構成要素には図２の各構成要素と同じ指示符号を付し、それらの詳細な説明については省略する。

ＲＦＩＤカードのループアンテナ３１は、ＲＦＩＤカードリーダライタのアンテナ３０と磁気結合することにより、当該ＲＦＩＤカードリーダライタからの搬送波信号を受信する。このＲＦＩＤカードのループアンテナ３１は、アンテナ端子３ａ，３ｂを介してレベル／周波数変換部１に接続されている。

アンテナ端子３ａは、抵抗Ｒ１を介して、第１のインバータ２１の入力部に接続されている。また、アンテナ端子３ｂは、抵抗Ｒ３を介して非反転バッファ１１の入力部に接続されていると共に、コンデンサＣfの他方の端部と、抵抗Ｒfpの他方の端部と、抵抗Ｒ２を介してシュミットインバータ１０の入力部と、抵抗Ｒfnを介してシュミットインバータ１０の出力部とに接続されている。

第３の実施形態によれば、図９に示す構成となされていることにより、アンテナ端子３ｂ側がコンデンサＣfを介して非反転バッファ１１の出力側（つまり低インピーダンス側）に接地されるため、上記ループアンテナ３１上に生じた高周波起電力による電圧波形は、略々全てアンテナ端子３ａ側に現れることになり、したがって、非反転バッファ１１の入力部には、第１の実施形態と同様の波形が現れることになる。

なお、第３の実施形態において、アンテナ端子３ａを接地し、アンテナ端子３ｂ側をＤＣカットして非反転バッファ１１の入力部に接続することも可能であるが、その場合はＤＣカット用のコンデンサが必要になる。一方、図９の構成によれば、ＤＣカット用のコンデンサを省略できるため、コスト及び実装面積の低減が可能となる。なお、図９の構成は、搬送波が十分に高い周波数である場合に用いることが望ましい。

〔第４の実施形態〕
図１０には、上記図１の非接触ＩＣカード通信部９９に搭載されているＡ／Ｄ変換回路の第４の実施形態の概略構成を示す。なお、この図１０は、例えばＲＦＩＤカードリーダライタからの搬送波をＲＦＩＤカードのループアンテナにて受信した信号が、被測定信号として図８に示したＡ／Ｄ変換回路へ供給される場合の構成例を示している。また、この図１０において、図８，図９と同じ機能を有する構成要素には図８，図９の各構成要素と同じ指示符号を付し、それらの詳細な説明については省略する。

この図１０において、アンテナ端子３ａは、抵抗Ｒ１を介して、第１のインバータ２１の入力部に接続されている。また、アンテナ端子３ｂは、抵抗Ｒ３を介して第１のインバータ２１の入力部に接続されていると共に、コンデンサＣfの他方の端部と、抵抗Ｒfpの他方の端部と、抵抗Ｒfnを介して第２のインバータ２２の出力部（第３のインバータ２３の入力部）とに接続されている。

第４の実施形態によれば、図１０に示す構成となされていることにより、アンテナ端子３ｂ側がコンデンサＣfを介して第２のインバータ２２の出力側（つまり低インピーダンス側）に接地されるため、上記ループアンテナ３１上に生じた高周波起電力による電圧波形は、略々全てアンテナ端子３ａ側に現れることになり、したがって、第１のインバータ２１の入力部には、第１の実施形態と同様の波形が現れることになる。

なお、第４の実施形態において、アンテナ端子３ａを接地し、アンテナ端子３ｂ側をＤＣカットして第１のインバータ２１の入力部に接続することも可能であるが、その場合はＤＣカット用のコンデンサが必要になる。一方、図１０の構成によれば、ＤＣカット用のコンデンサを省略できるため、コスト及び実装面積の低減が可能となる。

〔第５の実施形態〕
図１１には、本発明の第５の実施形態の概略構成を示す。この図１１は、前述の第１の実施形態で説明した図２の構成を実際にＲＦＩＤカードに接続した場合の具体的な回路構成例を示している。なお、この図１１には、説明の都合上、携帯電話端末の一部の構成要素についても示している。また、この図１１において、前述の図２や図９と同じ機能を有する構成要素には図２や図９の各構成要素と同じ指示符号を付し、それらの詳細な説明については省略する。

この図１１において、ＲＦＩＤカードのループアンテナ３１、ＲＦＩＤ機能ＬＳＩ４０とその周辺素子、レベル／周波数変換部１とカウンタ５及び発振器６を含むＡ／Ｄ変換回路は、図１の非接触ＩＣカード通信部９９内に含まれる。また、表示部５２は図１の液晶表示部９３に含まれ、アンプ５３及びスピーカ５４は図１のスピーカ部９６に、ＬＥＤ５６とその周辺回路は図１のＬＥＤ部９８内に含まれる。

ＲＦＩＤカードのループアンテナ３１は、ＲＦＩＤカードリーダライタのアンテナ３０から送出される１３．５６ＭＨｚの周波数の搬送波を受信し、アンテナ端子３ａ，３ｂ間に当該搬送波の磁界変化に応じた波形の電位差を発生させる。当該アンテナ端子３ａ，３ｂは、ＲＦＩＤ機能ＬＳＩ４０と接続されている。

アンテナ端子３ａと３ｂの間には、同調用コンデンサＣ１０が接続されている。当該同調用コンデンサＣ１０は、ループアンテナ３１の持つインダクタンス成分と合わせて１３．５６ＭＨｚの共振周波数を得るためのコンデンサである。

また、アンテナ端子３ｂとＲＦＩＤ機能ＬＳＩ４０との間には、整流ダイオード３２が接続されている。当該整流ダイオード３２は、上記ループアンテナ３１上の電圧波形をグランド（ＧＮＤ）よりもプラス側にシフトさせることで、単電源で動作するＲＦＩＤ機能ＬＳＩ４０にとって扱いやすくするためのダイオードである。当該整流ダイオード３２は、上記ループアンテナ３１が受信した搬送波から直流（ＤＣ）電源を抽出する目的にも使用されている。

ＲＦＩＤ機能ＬＳＩ４０は、いわゆるＡＳＫ変調されている上記ＲＦＩＤカードリーダライタのアンテナ３０からの搬送波から、２１２ｋＨｚの信号成分を取り出すための復調を行う受信回路４１と、送信信号の変調を行う送信回路４２と、負荷スイッチング用のＦＥＴ４３と、クロック抽出回路及び無線通信プロトコルの上位レイヤを実現するＭＰＵ４４及び不揮発性メモリ４５等が内蔵されたＬＳＩである。なお、当該ＲＦＩＤ機能ＬＳＩ４０には、負荷変調率調整用の抵抗１１も接続されている。このＲＦＩＤ機能ＬＳＩ４０は、図示しないインターフェース部を介して、図１の携帯電話端末の制御部９０や液晶表示部９３（表示部５５）にも接続される。なお、図１１は、ＭＰＵ４４が表示部５５に直接接続されている状態で表されているが、実際には図１の制御部９０を通じて表示部５５と接続されている。

また、ＲＦＩＤカードのループアンテナ３１のアンテナ端子３ｂは、抵抗Ｒ１及びＤＣカット用コンデンサＣ１を介して、前述の図２に示したレベル／周波数変換部１の構成の非反転バッファ１１の入力部に接続されている。そして、当該レベル／周波数変換部１から出力された矩形波信号ａ２をカウンタ５により数値化したデータ、つまり、ループアンテナ３１が受信した搬送波の強度を表すデータは、ＲＦＩＤ機能ＬＳＩのＭＰＵ４４に送られる。

この時のＭＰＵ４４は、上記ループアンテナ３１の受信搬送波強度を表すデータを図１の制御部９０へ送ることにより、液晶表示部９３（表示部５５）の画面上に、ユーザに受信強度の状態を通知するための表示（例えばグラフィックイコライザのような表示等）を行わせる。なお、ＭＰＵ４４から受信搬送波強度を表すデータを受け取った制御部９０は、その受信強度に応じた音色やメロディの音声信号をスピーカ部９６に送ることで、それら音色やメロディによりユーザへ受信強度の状態を通知しても良い。

またこの図１１の構成によれば、上記レベル／周波数変換部１の出力は、上述のようにカウンタ５に供給されると共に、アンプ５３を介してスピーカ５４へも供給されており、また、ＬＥＤ５６の駆動用のＥＦＴ５７のゲートへも供給されている。

上記ＬＥＤ５６は、アノードが電源ＶDDに接続され、カソードが電流制限抵抗Ｒ１２を介してＦＥＴ５７と接続されている。したがって、上記ＦＥＴ５７のゲートがＯＮ／ＯＦＦされた場合には、当該ＬＥＤ５６が点滅することになる。ここで、図１１の場合、上記レベル／周波数変換部１から出力された矩形波信号ａ２が上記ＦＥＴ５７のゲートに供給される構成となされているため、上記ＬＥＤ５６は、上記レベル／周波数変換部１からの矩形波信号ａ２に応じて点滅することになる。そして、この構成によれば、ＲＦＩＤカードのループアンテナ３１で受信した搬送波強度（受信レベル）が強くなり、上記矩形波信号ａ２の周波数が高くなるにつれて、上記ＬＥＤ５６は短い周期で点滅することになり、逆に、上記搬送波強度が弱まり、上記矩形波信号ａ２の周波数が低くなるにつれて、上記ＬＥＤ５６は長い周期で点滅することになる。

上記アンプ５３は、上記レベル／周波数変換部１から出力された矩形波信号ａ２を例えば正弦波信号に変換し、その正弦波信号をスピーカ５４へ出力するようになされている。したがって、ＲＦＩＤカードのループアンテナ３１で受信した搬送波強度（受信レベル）が強くなり、上記矩形波信号ａ２の周波数が高くなるにつれて、上記スピーカ５４からは高い音が出力されるようになり、逆に、上記搬送波強度が弱まり、上記矩形波信号ａ２の周波数が低くなるにつれて、上記スピーカ５４からは低い音が出力されるようになる。

このように、本実施形態によれば、レベル／周波数変換部１から出力された矩形波信号ａ２に基づいて、ＬＥＤ５６を点滅速度を変化させたり、スピーカ５４から出力される音の高さを変化させたりすることにより、携帯電話端末のユーザが知覚できる形態で、ＲＦＩＤカードリーダライタからの搬送波の強度を通知することができる。

なお、上述のように、レベル／周波数変換部１から出力された矩形波信号ａ２を用い、上記ＬＥＤ５６の点滅速度やスピーカ５４から出力される音の高さを変えることで搬送波強度をユーザに通知するような構成は、携帯電話端末の制御部９０（メインＣＰＵ）がオフ状態の時に動作可能である。

その他、本実施形態によれば、例えば出荷時において、特定のＲＦＩＤカードリーダライタとの間の通信距離とそれに対する受信レベル特性の測定結果の情報を不揮発性のメモリ４５に保存しておき、そのメモリ４５に保存されている情報に基づいて、各素子のばらつきを補正するようなことも可能である。

また、図１１の例では、レベル／周波数変換部１やカウンタ５，発振器６等と、ＲＦＩＤ機能ＬＳＩ４０は別構成として描かれているが、それらレベル／周波数変換部１やカウンタ５，発振器６等を、ＲＦＩＤ機能ＬＳＩ４０内部に統合し、１チップ化した構成としても良い。

〔第６の実施形態〕
なお、上述した説明では、携帯電話端末に非接触通信用のループアンテナを一つのみ搭載する例を挙げているが、本発明においては、第６の実施形態として、非接触通信用のループアンテナを複数搭載し、搬送波信号の受信レベルに応じて、それらを適宜切り換えることも可能となされている。

すなわち、携帯電話端末には、筐体や基板に使用される導電体（金属）等のような無線通信を妨害するものが存在するため、上記ＲＦＩＤカード機能を搭載した場合には、そのＲＦＩＤカードの通信可能な面やリーダライタとの位置関係が限定される場合がある。この場合、リーダライタと確実に通信するためには、上記ＲＦＩＤカードの通信可能な面やリーダライタとの位置関係を正確に合わせなければならなくなるが、例えばリーダライタを備えた自動改札機などのように、スムーズな通信完了が要求される場面において迅速且つ正確な位置合わせを行うことは難しい。

そこで、例えば、筐体の複数箇所にＲＦＩＤカードのループアンテナを配置し、最も強く受信できているループアンテナを有効にして通信することを行えば、正確な位置合わせを行わなくても通信が可能となる。

但し、単純に現在の受信強度だけを条件としてループアンテナの切り換えを行うようにすると、通信中にアンテナ切り換えが頻繁に発生し、かえって通信に悪影響となることが予想されるため、より複雑な切り換え条件を設定しなければならなくなり、当該アンテナ切り換えをアナログ回路だけによって実現することは難しい。

これに対し、本発明実施形態によれば、前述したように、ＲＦＩＤカードのループアンテナにて受信された搬送波信号の強度をディジタル値化することが可能であるため、そのディジタル値を用い、例えば制御部９０或いはＲＦＩＤ機能ＬＳＩのＭＰＵ４４が、より複雑な切り換え条件を設定したソフトウェア処理を実行することにより、ループアンテナの最適切り換え制御を行うことが可能となる。

〔第７の実施形態〕
また、本発明においては、第７の実施形態として、携帯電話端末のＲＦＩＤカードが非接触通信を行う際の共振周波数を、搬送波信号の受信レベルに応じて適宜調整することも可能となされている。

すなわち、携帯電話端末をリーダライタに接近させた場合、携帯電話端末内に生じた渦電流により、リーダライタのアンテナからの磁界が打ち消され、リーダライタの共振周波数が上昇することがある。そして、例えば「共振周波数＞搬送波周波数」である場合、アンテナのインピーダンスは誘導性となり、位相遅れが生じる。特に、ＡＳＫ変調による通信では、位相ズレにより変調幅が減少するため、リーダライタ近傍での不感帯（null）発生につながる。

ここで、例えば、搬送波の受信強度に基づいてリーダライタとの距離を推定し、携帯電話端末側で共振周波数を変化させ、リーダライタの共振周波数変化を携帯電話端末側で補正するようなことを行えば、リーダライタ近傍での不感帯の発生を抑制することが可能となる。

本実施形態の構成においては、予め搬送波強度と距離の関係をメモリに保存しておき、実際に非接触通信を行った際に測定した搬送波強度のディジタルデータに応じて、例えば制御部９０或いはＲＦＩＤ機能ＬＳＩのＭＰＵ４４が、そのメモリから距離の情報を取り出すようにすることで、アンテナの受信感度のばらつきを補正してより正確な距離推定を行うことができるようになり、さらに、その距離情報に基づいて共振周波数を調整することにより、リーダライタ近傍での不感帯の発生を有効に抑制することが可能となる。

〔ＲＦＩＤシステムの実施形態〕
さらに、本実施形態において、上記ＭＰＵ４４は、上記ループアンテナ３１が受信した搬送波の強度を表すデータ、つまり、ＲＦＩＤカードリーダライタからの搬送波強度を当該ＲＦＩＤカードで測定した測定結果のデータを、送信回路４２へ送り、さらにループアンテナ３１を通じて、ＲＦＩＤカードリーダライタへ送信することも可能となされている。

この場合、ＲＦＩＤカードリーダライタ側では、ＲＦＩＤカードから送られてきた上記測定結果のデータに基づいて、例えば、自らが出力する搬送波の出力レベルを調整することで、必要最低限の出力レベルで通信を行うようなことが可能となる。

すなわち例えば、駅の自動改札機等のような強電界リーダライタと呼ばれる機種が出力する搬送波はかなり強力であり、その搬送波により携帯電話端末のＲＦＩＤカード以外の機能に妨害を与えてしまう可能性もあるが、この例のように、ＲＦＩＤカード側で搬送波強度を測定した結果をリーダライタ側に返送し、当該リーダライタ側にてその測定結果のデータに基づく出力レベル調整を行い、必要最低限の出力レベルで通信を行うようにすることにより、携帯電話端末のＲＦＩＤカード以外の機能に対する妨害を最小限に抑えるようなことが可能となる。

図１２には、ＲＦＩＤカード側から搬送波強度の測定結果のデータを送信し、ＲＦＩＤカードリーダライタ側にて、その測定データに基づいて搬送波の出力レベルを調整するようにした場合のＲＦＩＤシステムの構成例を示す。なお、ＲＦＩＤカード側の構成は図１１と同じであるため、図１２ではそれらの構成の図示を簡略化して示し、またそれら構成の説明については省略する。

図１２において、ＲＦＩＤカードリーダライタ７０は、ＡＳＫ変調された送信信号を生成してアンテナ３０から送出するための送信回路７１と、ＲＦＩＤカード側から送られてきた信号を受信するための受信回路７２と、無線通信プロトコルの上位レイヤを実現すると共に送信データの生成や受信データの処理、送受信回路７１，７２の制御等を行うための信号処理・制御部７４を基本構成として備えている。

また、本実施形態の場合、ＲＦＩＤカードリーダライタ７０は、受信回路が受信したデータから、上記ＲＦＩＤカード側から送信されてきた上記測定データを抽出する測定データ抽出部７３を備えている。当該測定データ抽出部７３が抽出した測定データは、信号処理・制御部７４へ送られる。

信号処理・制御部７４は、上記測定データを受け取ると、その測定データに基づいて、必要最低限の出力レベルを決定し、その情報を搬送波出力レベル調整部７５へ送る。

搬送波出力レベル調整部７５は、上記信号処理・制御部７４から送られてきた情報に基づいて、送信回路７１を制御して、アンテナ３０から送出される搬送波強度を調整する。

〔まとめ〕
本発明の各実施形態においては、被測定信号のレベルの大きさをレベル／周波数変換部１により周波数（周期を表す信号）に変換し、それをカウンタにより周波数（周期を表す信号）を計数することで、被測定信号のレベルを測定可能となされている。

また、本発明の各実施形態によれば、非反転バッファ１１及びシュミットインバータ１０、若しくは第１〜第３のインバータ２１〜２３と、カウンタ５及び発振器６のように、安価で入手性の良いロジックＩＣと、その他幾つかの抵抗とコンデンサのみを用いて、被測定信号のレベル測定とその測定結果の数値化が可能となされており、前述した従来の二重積分型Ａ／Ｄ変換回路のようなインピーダンス変換回路、積分回路、基準電位生成回路といったアナログＩＣが不要であり、必要な素子数も大幅に少ないため、小さい回路規模、少ない実装面積、及び低コストにて実現可能となっている。また、ロジックＩＣで実現できるということは、他のＬＳＩに統合して１チップ化する際にも有利であり、特にメモリサイズをできる限り大きくしたいＲＦＩＤ機能ＬＳＩ等には非常に有効である。なお、高精度を求める場合には、第１の実施形態の非反転バッファ１１をコンパレータに置き換えることも考えられるが、それを考慮に入れても、本実施形態の構成は従来の二重積分型Ａ／Ｄ変換回路よりもかなり小さくなる。

また、本発明の各実施形態においては、搬送波信号のような交流波形を直流電位に変換することを行わないため、前述した従来のＡ／Ｄ変換回路のようなピークホールド回路を必要とせず、したがって波形ピーク付近に歪みを生じさせてしまうようなことがない。したがって、各実施形態の構成によれば、源信号（被測定信号）への影響が非常に少ない。また、源信号に対する負荷は、抵抗Ｒ１，Ｒ３による抵抗成分が支配的であり、これらは１００ｋΩ以上に設定することが可能であるため、このことからも、殆ど源信号に影響を与えることは無いと言える。

また、前述した従来の二重積分型Ａ／Ｄ変換回路では、バイアス回路やアナログ出力を持つＩＣの使用により、消費電力が多くなりがちであるが、本発明の各実施形態の構成によれば、非常に消費電流の少ないＣＭＯＳロジックＩＣだけで構成でき、特に被測定信号が未検出の状態で発振回路の周波数が低くなるため、コンデンサＣfの充放電による消費電流も低く抑えることができる。また、各実施形態の構成によれば、抵抗Ｒfn，Ｒfpの値を調整することで、搬送波信号が未検出の状態では発振動作をしないようにすることも可能であり、この場合はスタンバイ電流を殆ど消費しない。

また、本発明の各実施形態の構成によれば、コンデンサと抵抗の放電特性により、発振回路出力の反転直後のタイミングでのコンデンサＣfは急峻に充放電されるが、その後は徐々に緩やかなカーブになりながら閾値に近づいていくようになっている。すなわち、本実施形態の構成においては、閾値付近でのカーブの傾きが小さいことにより、例えば弱いレベルの被測定信号に対しての周期変化が大きく、分解能が高いことになる。したがって、従来の二重積分型Ａ／Ｄ変換回路のようにリニアな特性の場合には信号レベルが小さいほど量子化雑音によるＳＮ比が悪化するのに対して、本実施形態によれば、これを軽減することができ、信号レベルが小さい場合であっても量子化雑音を低く抑えることが可能である。

また、本発明の各実施形態の構成によれば、従来のピークホールド回路のように、信号入力から平滑コンデンサがチャージされるまでの安定時間を必要としないため、動作開始直後におけるレベル／周波数変換部１の出力もその信頼度が高く、初動が速い。例えば、ＲＦＩＤカードリーダライタを備えた自動販売機や携帯型リーダライタのような場合、消費電力の低減やタグ側に対してリセットを掛けることを目的として搬送波を断続的に出力するようになされている場合があり、その場合、ＲＦＩＤカード側には急激に大きな入力レベルが与えられることになるが、本実施形態の構成では、初動が速いため、そのような急激に大きな入力レベルが与えられる場合にも対応可能である。

また本発明の実施形態の構成によれば、携帯電話端末自体が搬送波受信強度の測定機能を備えていることになるため、例えばＲＦＩＤカード用のループアンテナにオシロスコープのプローブなどを付けるようなことを行わずに、ループアンテナに励起される電圧を「製品と同じ状態で」測定することが可能となるため、例えばアンテナや筐体に変更を加えたときの受信感度への影響を比較し易くなり、製造時の検討工数を大幅に削減できるようになる。

さらに、本発明の各実施形態の構成によれば、精度や応答速度については二重積分型Ａ／Ｄ変換回路と同程度かそれ以上の性能が期待できる。

なお、上述した実施形態の説明は、本発明の一例である。このため、本発明は上述した各実施形態に限定されることなく、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることはもちろんである。

例えば、本発明の携帯通信端末は、携帯電話端末だけでなく、ＲＦＩＤカード機能を備えたＰＤＡ装置（PDA：Personal Digital Assistants）、ノート型のパーソナルコンピュータ、携帯型の電子ゲーム装置等にも適用可能である。また、本発明のＡ／Ｄ変換回路やレベル／周波数変換回路は、携帯通信端末等に搭載される場合のみならず、単体のＲＦＩＤカードとして使用されるものにも適用可能である。

本発明実施形態の携帯電話端末の概略的な内部構成を示すブロック図である。 第１の実施形態のＡ／Ｄ変換回路の構成を示す回路図である。 本発明実施形態の発振回路の動作説明に用いる波形図である。 本実施形態の発振回路の波形を示し、被測定信号の信号レベルが低い場合の実波形を示す波形図である。 本実施形態の発振回路の波形を示し、被測定信号の信号レベルが図４の例より大きくなったことで周期が短くなった実波形を示す波形図である。 本実施形態の発振回路の波形を示し、被測定信号の信号レベルが図５の例より大きくなったことで周期が短くなった実波形を示す波形図である。 本実施形態の発振回路の波形を示し、被測定信号の信号レベルが図６の例より大きくなったことで周期が短くなった実波形を示す波形図である。 第２の実施形態のＡ／Ｄ変換回路の構成を示す回路図である。 図２の構成にＲＦＩＤカードのループアンテナが接続された第３の実施形態のＡ／Ｄ変換回路の構成を示す回路図である。 図８の構成にＲＦＩＤカードのループアンテナが接続された第４の実施形態のＡ／Ｄ変換回路の構成を示す回路図である。 図２に示した構成を実際にＲＦＩＤカードに接続した場合の具体的な構成例を示す回路図である。 ＲＦＩＤカード側から搬送波強度の測定結果のデータを送信し、ＲＦＩＤカードリーダライタ側にて、その測定データに基づいて搬送波の出力レベルを調整するようにした場合のＲＦＩＤシステムの構成例を示すブロック図である。 従来のピークホールド回路の概略構成を示す回路図である。 従来の二重積分型Ａ／Ｄ変換回路の概略構成を示す回路図である。 従来の二重積分型Ａ／Ｄ変換回路の動作説明に用いる図である。

符号の説明

１ レベル／周波数変換部、２ 被測定信号発生器、３ 入力端子、４，７ 出力端子、５ カウンタ、６ 発振器、１０ シュミットインバータ、１１ 非反転バッファ、２１ 第１のインバータ、２２ 第２のインバータ、２３ 第３のインバータ、３０ ＲＦＩＣカードリーダライタのアンテナ、３１ ＲＦＩＤカードのループアンテナ、４０ ＲＦＩＤ機能ＬＳＩ、４１ 受信回路、４２ 送信回路、４３ 負荷スイッチング用ＦＥＴ回路、４５ メモリ、５３ アンプ、５４ スピーカ、５５ 表示部、５６ ＬＥＤ、５７ ＬＥＤ駆動用ＦＥＴ

Claims (27)

1. 信号レベルが所定の閾値よりも低いレベルから上昇して当該閾値を超えた時に立ち上がり、信号レベルが閾値よりも高いレベルから下降して当該閾値を下回った時に立ち下がるヒステリシス動作を繰り返す波形信号を生成し、その波形信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに応じた矩形波信号を生成する発振部と、
   上記発振部により生成される波形信号に所定の高周波信号を重畳する高周波信号重畳部と、
   上記発振部により生成された矩形波信号を上記高周波信号の信号レベルに応じた周波数信号として出力する信号出力部とを有するレベル／周波数変換回路。
2. 上記発振部は、ＣＲ素子と非反転バッファと反転バッファを有してなり、
   上記非反転バッファと反転バッファは、入力レベル上昇時は、上記反転バッファの出力の立ち下がり動作の閾値よりも上記非反転バッファの反転動作の閾値が低く、入力レベル下降時は、上記非反転バッファでの反転動作の閾値よりも上記反転バッファの出力の立ち上がり動作の閾値が低く設定され、
   上記ＣＲ素子は、当該発振部の基本発振周波数を設定すると共に、上記反転バッファの出力を積分し、非反転バッファの出力を微分して当該反転バッファの入力及び上記非反転バッファの入力へ供給し、
   上記非反転バッファへの入力に上記高周波信号重畳部により上記高周波信号が重畳され、上記反転バッファの出力が上記矩形波信号となされる請求項１記載のレベル／周波数変換回路。
3. 上記発振部は、ＣＲ素子と第１〜第３の反転バッファを有してなり、
   上記第１の反転バッファの出力が上記第２の反転バッファの入力に供給され、上記第２の反転バッファの出力が上記第３の反転バッファの入力に供給され、
   上記ＣＲ素子は、当該発振部の基本発振周波数を設定すると共に、上記第３の反転バッファの出力を積分し、第２の反転バッファの出力を微分して上記第１の反転バッファの入力へ供給し、
   上記第１の反転バッファへの入力に上記高周波信号重畳部により上記高周波信号が重畳され、上記第３の反転バッファの出力が上記矩形波信号となされる請求項１記載のレベル／周波数変換回路。
4. 上記高周波信号重畳部は、非接触通信用のループアンテナの受信信号を上記高周波信号として上記発振部の上記波形信号に重畳させる請求項１乃至請求項３のうち何れか一項に記載のレベル／周波数変換回路。
5. 信号レベルが所定の閾値よりも低いレベルから上昇して当該閾値を超えた時に立ち上がり、信号レベルが閾値よりも高いレベルから下降して当該閾値を下回った時に立ち下がるヒステリシス動作を繰り返す波形信号を、発振部が生成し、
   高周波信号重畳部が、上記波形信号に所定の高周波信号を重畳し、
   上記発振部が、上記波形信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに応じた矩形波信号を生成し、
   信号出力部が、上記矩形波信号を上記高周波信号の信号レベルに応じた周波数信号として出力するレベル／周波数変換方法。
6. 信号レベルが所定の閾値よりも低いレベルから上昇して当該閾値を超えた時に立ち上がり、信号レベルが閾値よりも高いレベルから下降して当該閾値を下回った時に立ち下がるヒステリシス動作を繰り返す波形信号を生成し、その波形信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに応じた矩形波信号を生成する発振部と、
   上記発振部により生成される波形信号に所定の高周波信号を重畳する高周波信号重畳部と、
   上記発振部により生成された、高周波信号レベルに応じて変化する矩形波信号の周期を、所定のクロックに基づいてカウントして数値化して出力するカウント部とを有するＡ／Ｄ変換回路。
7. 上記発振部は、ＣＲ素子と非反転バッファと反転バッファを有してなり、
   上記非反転バッファと反転バッファは、入力レベル上昇時は、上記反転バッファの出力の立ち下がり動作の閾値よりも上記非反転バッファの反転動作の閾値が低く、入力レベル下降時は、上記非反転バッファでの反転動作の閾値よりも上記反転バッファの出力の立ち上がり動作の閾値が低く設定され、
   上記ＣＲ素子は、当該発振部の基本発振周波数を設定すると共に、上記反転バッファの出力を積分し、非反転バッファの出力を微分して当該反転バッファの入力及び上記非反転バッファの入力へ供給し、
   上記非反転バッファへの入力に上記高周波信号重畳部により上記高周波信号が重畳され、上記反転バッファの出力が上記矩形波信号となされる請求項６記載のＡ／Ｄ変換回路。
8. 上記発振部は、ＣＲ素子と第１〜第３の反転バッファを有してなり、
   上記第１の反転バッファの出力が上記第２の反転バッファの入力に供給され、上記第２の反転バッファの出力が上記第３の反転バッファの入力に供給され、
   上記ＣＲ素子は、当該発振部の基本発振周波数を設定すると共に、上記第３の反転バッファの出力を積分し、第２の反転バッファの出力を微分して上記第１の反転バッファの入力へ供給し、
   上記第１の反転バッファへの入力に上記高周波信号重畳部により上記高周波信号が重畳され、上記第３の反転バッファの出力が上記矩形波信号となされる請求項６記載のＡ／Ｄ変換回路。
9. 上記高周波信号重畳部は、非接触通信用のループアンテナの受信信号を上記高周波信号として上記発振部の波形信号に重畳させる請求項６乃至請求項８のうち何れか一項に記載のＡ／Ｄ変換回路。
10. 信号レベルが所定の閾値よりも低いレベルから上昇して当該閾値を超えた時に立ち上がり、信号レベルが閾値よりも高いレベルから下降して当該閾値を下回った時に立ち下がるヒステリシス動作を繰り返す波形信号を、発振部が生成し、
    高周波信号重畳部が、上記波形信号に所定の高周波信号を重畳し、
    上記発振部が、上記波形信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに応じた矩形波信号を生成し、
    高周波信号レベルに応じて変化する上記矩形波信号の周期を、カウント部が、所定のクロックに基づいてカウントして数値化して出力するＡ／Ｄ変換方法。
11. 信号レベルが所定の閾値よりも低いレベルから上昇して当該閾値を超えた時に立ち上がり、信号レベルが閾値よりも高いレベルから下降して当該閾値を下回った時に立ち下がるヒステリシス動作を繰り返す波形信号を生成し、その波形信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに応じた矩形波信号を生成する発振部と、
    上記発振部により生成される波形信号に所定の高周波信号を重畳する高周波信号重畳部と、
    上記発振部により生成された高周波信号レベルに応じて周期の変化する矩形波信号に基づいて、利用者が知覚可能な形態で報知を行う報知部とを有する信号レベル通知装置。
12. 上記報知部は、発光素子を有し、上記矩形波信号に応じて上記発光素子を点滅駆動させる請求項１１記載の信号レベル通知装置。
13. 上記報知部は、音出力素子を有し、上記矩形波信号に応じて上記音出力素子を駆動させる請求項１１記載の信号レベル通知装置。
14. 上記発振部により生成された矩形波信号の周期を、所定のクロックに基づいてカウントして数値化するカウント部を有し、
    上記報知部は、上記カウント部が上記矩形波信号の周期を数値化した数値信号に基づいて、上記利用者が知覚可能な形態で報知を行う請求項１１記載の信号レベル通知装置。
15. 上記発振部は、ＣＲ素子と非反転バッファと反転バッファを有してなり、
    上記非反転バッファと反転バッファは、入力レベル上昇時は、上記反転バッファの出力の立ち下がり動作の閾値よりも上記非反転バッファの反転動作の閾値が低く、入力レベル下降時は、上記非反転バッファでの反転動作の閾値よりも上記反転バッファの出力の立ち上がり動作の閾値が低く設定され、
    上記ＣＲ素子は、当該発振部の基本発振周波数を設定すると共に、上記反転バッファの出力を積分し、非反転バッファの出力を微分して当該反転バッファの入力及び上記非反転バッファの入力へ供給し、
    上記非反転バッファへの入力に上記高周波信号重畳部により上記高周波信号が重畳され、上記反転バッファの出力が上記矩形波信号となされる請求項１１記載の信号レベル通知装置。
16. 上記発振部は、ＣＲ素子と第１〜第３の反転バッファを有してなり、
    上記第１の反転バッファの出力が上記第２の反転バッファの入力に供給され、上記第２の反転バッファの出力が上記第３の反転バッファの入力に供給され、
    上記ＣＲ素子は、当該発振部の基本発振周波数を設定すると共に、上記第３の反転バッファの出力を積分し、第２の反転バッファの出力を微分して上記第１の反転バッファの入力へ供給し、
    上記第１の反転バッファへの入力に上記高周波信号重畳部により上記高周波信号が重畳され、上記第３の反転バッファの出力が上記矩形波信号となされる請求項１１記載の信号レベル通知装置。
17. 上記高周波信号重畳部は、非接触通信用のループアンテナの受信信号を上記高周波信号として上記発振部の波形信号に重畳させる請求項１１乃至請求項１６のうち何れか一項に記載の信号レベル通知装置。
18. 信号レベルが所定の閾値よりも低いレベルから上昇して当該閾値を超えた時に立ち上がり、信号レベルが閾値よりも高いレベルから下降して当該閾値を下回った時に立ち下がるヒステリシス動作を繰り返す波形信号を、発振部が生成し、
    高周波信号重畳部が、上記波形信号に所定の高周波信号を重畳し、
    上記発振部が、上記波形信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに応じた矩形波信号を生成し、
    高周波信号レベルに応じて周期が変化する上記矩形波信号に基づいて、報知部が、利用者が知覚可能な形態で報知を行う信号レベル通知方法。
19. 非接触通信を行う非接触通信部と、
    信号レベルが所定の閾値よりも低いレベルから上昇して当該閾値を超えた時に立ち上がり、信号レベルが閾値よりも高いレベルから下降して当該閾値を下回った時に立ち下がるヒステリシス動作を繰り返す波形信号を生成し、その波形信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミングに応じた矩形波信号を生成する発振部と、
    上記発振部により生成される波形信号に所定の高周波信号を重畳する高周波信号重畳部と、
    上記発振部により生成された高周波信号レベルに応じて周期の変化する矩形波信号に基づいて、利用者が知覚可能な形態で報知を行う報知部とを有する携帯通信端末。
20. 上記報知部は、発光素子を有し、上記矩形波信号に応じて上記発光素子を点滅駆動させる請求項１９記載の携帯通信端末。
21. 上記報知部は、音出力素子を有し、上記矩形波信号に応じて上記音出力素子を駆動させる請求項１９記載の携帯通信端末。
22. 上記発振部により生成された矩形波信号の周期を、所定のクロックに基づいてカウントして数値化して出力するカウント部を有し、
    上記報知部は、上記カウント部が上記矩形波信号の周期を数値化した数値信号に基づいて、上記利用者が知覚可能な形態で報知を行う請求項１９記載の携帯通信端末。
23. 上記発振部により生成された矩形波信号の周期を、所定のクロックに基づいてカウントして数値化して出力するカウント部と、
    上記カウント部が上記矩形波信号の周期を数値化した数値信号に基づいて、非接触通信の相手方装置との間の距離を推定し、その推定距離に応じて、上記非接触通信部の共振周波数を調整する調整部とを有する請求項１９記載の携帯通信端末。
24. 上記非接触通信部は、非接触通信用の複数のループアンテナを備え、
    上記発振部により生成された矩形波信号の周期を、所定のクロックに基づいてカウントして数値化して出力するカウント部と、
    上記カウント部が上記矩形波信号の周期を数値化した数値信号に基づいて、上記非接触通信部が非接触通信に使用するループアンテナを選択的に切り換え制御する切り換え制御部とを有する請求項１９記載の携帯通信端末。
25. 上記発振部は、ＣＲ素子と非反転バッファと反転バッファを有してなり、
    上記非反転バッファと反転バッファは、入力レベル上昇時は、上記反転バッファの出力の立ち下がり動作の閾値よりも上記非反転バッファの反転動作の閾値が低く、入力レベル下降時は、上記非反転バッファでの反転動作の閾値よりも上記反転バッファの出力の立ち上がり動作の閾値が低く設定され、
    上記ＣＲ素子は、当該発振部の基本発振周波数を設定すると共に、上記反転バッファの出力を積分し、非反転バッファの出力を微分して当該反転バッファの入力及び上記非反転バッファの入力へ供給し、
    上記非反転バッファへの入力に上記高周波信号重畳部により上記高周波信号が重畳され、上記反転バッファの出力が上記矩形波信号となされる請求項１９記載の携帯通信端末。
26. 上記発振部は、ＣＲ素子と第１〜第３の反転バッファを有してなり、
    上記第１の反転バッファの出力が上記第２の反転バッファの入力に供給され、上記第２の反転バッファの出力が上記第３の反転バッファの入力に供給され、
    上記ＣＲ素子は、当該発振部の基本発振周波数を設定すると共に、上記第３の反転バッファの出力を積分し、第２の反転バッファの出力を微分して上記第１の反転バッファの入力へ供給し、
    上記第１の反転バッファへの入力に上記高周波信号重畳部により上記高周波信号が重畳され、上記第３の反転バッファの出力が上記矩形波信号となされる請求項１９記載の携帯通信端末。
27. 少なくとも音声通話を行うための所定の通信網を使用して通信を行うための無線通信部を有する請求項１９乃至請求項２６のうち何れか一項に記載の携帯通信端末。

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