JP4703251B2 - Operation method of power supply device and power supply device - Google Patents
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Description
この発明は、複数のインバータ装置を並列接続してなる電源装置、特に、制御パラメータのみによって等価内部インピーダンスを可変できるインバータ装置を複数台並列接続してなる電源装置の運転方法及び電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply device in which a plurality of inverter devices are connected in parallel, and more particularly to an operation method and a power supply device for a power supply device in which a plurality of inverter devices whose equivalent internal impedance can be varied only by control parameters are connected in parallel.
大容量の出力電力が必要とされる場合、特に、大容量の直流電力が必要とされる場合には、複数の整流装置を並列接続することが古くから行われている。整流装置を複数台並列接続して、並列運転する場合には、例えばそれぞれの整流装置の出力に逆流防止用のダイオードを接続し、その後段側で並列接続することにより、ある整流装置から他の整流装置に電流が流れるのを、つまり横流を防ぐことができる。その他にも横流を防ぐ構成がいろいろ提案されており、整流装置の場合には容易な手段で横流を防ぐことができるので、整流装置の並列運転は広く行われている。 When a large amount of output power is required, particularly when a large amount of DC power is required, a plurality of rectifiers have been connected in parallel for a long time. When a plurality of rectifiers are connected in parallel and operated in parallel, for example, a backflow prevention diode is connected to the output of each rectifier, and then connected in parallel on the subsequent stage side so that another rectifier can be connected to another It is possible to prevent current from flowing through the rectifier, that is, cross current. In addition, various configurations for preventing the cross current have been proposed. In the case of the rectifier, since the cross current can be prevented by an easy means, the parallel operation of the rectifier is widely performed.
しかし、インバータ装置の並列運転の場合には、交流出力電力を制御するためにそれぞれのインバータ装置をパルス幅制御しながら、横流を小さな値に制限することは難しい。インバータ装置のスイッチング素子をパルス幅制御して出力電圧を目標値に近づけようとすると、インバータ装置間に電圧差、電流差が発生し、また、場合によっては極性が反対になることがあるために、技術的に難しいとされており、これらの問題点を解決する技術が既に種々提案されている。 However, in the case of parallel operation of inverter devices, it is difficult to limit the cross current to a small value while controlling the pulse width of each inverter device in order to control the AC output power. If the output voltage is brought close to the target value by controlling the pulse width of the switching element of the inverter device, a voltage difference and a current difference occur between the inverter devices, and in some cases, the polarity may be reversed. However, it is considered to be technically difficult, and various techniques for solving these problems have already been proposed.
例えば、主−従インバータ装置の並列運転の開始前に、主インバータ装置の制御回路におけるゼロクロス検出回路からのゼロクロス信号の位相に、従インバータ装置の制御回路からのゼロクロス検出信号の位相を一致させるような位相補正信号を送出し、前記制御回路の制御の基本信号となる基準パルスの位相を前記位相補正信号で補正することによって、主−従インバータ装置の並列運転の安定化を図っているものがある(例えば、特許文献1参照)。その他にも横流を抑制する発明が提案されている(例えば、特許文献2、特許文献3、特許文献4、特許文献5、特許文献6参照、)
また、複数のインバータ装置の並列運転において、各負荷電流対応値と各インバータ装置の出力電流対応値とをそれぞれの横流検出回路に入力して、インバータ装置間を流れる横流に対応する横流電流対応値を出力し、この横流電流対応値とインバータ装置の出力電圧対応値とから有効電力偏差、無効電力偏差を出力し、その有効電力偏差によって電圧制御値を出力し、前記無効電力偏差から位相制御値を出力することによって、各インバータ装置の内部インピーダンスを等価的にゼロにする瞬時値制御を行い、出力電圧の位相や振幅の過渡的な偏差に対しても安定に制御して横流電流を抑制するものも提案されている(例えば、特許文献7参照)。
For example, before the parallel operation of the main-slave inverter device is started, the phase of the zero-cross detection signal from the control circuit of the slave inverter device is matched with the phase of the zero-cross signal from the zero-cross detection circuit in the control circuit of the main inverter device. That corrects the phase of a reference pulse, which is a basic signal for control of the control circuit, with the phase correction signal, thereby stabilizing the parallel operation of the main-slave inverter device. Yes (see, for example, Patent Document 1). In addition, inventions that suppress cross current have been proposed (see, for example,
Also, in parallel operation of a plurality of inverter devices, each load current corresponding value and each inverter device output current corresponding value are input to the respective cross current detection circuits, and a cross current corresponding value corresponding to the cross current flowing between the inverter devices. The active power deviation and reactive power deviation are output from the cross current corresponding value and the output voltage corresponding value of the inverter device, the voltage control value is output based on the active power deviation, and the phase control value is calculated from the reactive power deviation. Is output to control the instantaneous value to make the internal impedance of each inverter device equivalently zero, and the cross current is suppressed by stably controlling the transient deviation of the phase and amplitude of the output voltage. The thing is also proposed (for example, refer patent document 7).
更にまた、本発明が適用する一例である定サンプリング型の誤差追従式電源技術に関しても種々の基本的な提案が既になされている(特許文献8〜特許文献10)。この定サンプリング型の誤差追従式電源の概略について説明すると、インバータとその出力側に接続された出力フィルタとからなるインバータ装置の出力電流を検出する第1の電流検出手段と、前記インバータと前記出力フィルタ間を流れる交流電流を検出する第2の電流検出手段と、前記出力フィルタの電圧を検出する交流電圧検出手段とを備える。そして、前記第1の電流検出器からの電流検出信号に出力電流フィードフォワードゲインβを乗じた信号と、前記交流電圧検出器からの電圧検出信号と正弦波基準電圧信号で代表される指令電圧との差を示す電圧信号に出力電圧フィードバックゲインαを乗じて得られる信号とを加算して得られる電流目標関数信号J(t)を形成する。次に、電流目標関数信号J(t)と前記第2の電流検出器からの電流検出信号との差を示す誤差信号Δtが目標追従範囲内であるか否かを一定のサンプリング周期毎に判定する。そして、前記誤差信号Δtをサンプリングして電流の瞬時値を制御する高周波PWM信号を発生し、また、誤差信号Δtに応じて、前記インバータのスイッチング素子のスイッチングモードを選択する。
Furthermore, various basic proposals have already been made regarding a constant sampling type error tracking power supply technology which is an example to which the present invention is applied (
前記誤差信号Δtが負になる場合には、インバータ装置の出力電流が電流目標関数信号J(t)よりも小さいので、インバータ装置の出力電流を増加させるスイッチングモードを選択し、また、前記誤差信号Δtが正になる場合には、インバータ装置の出力電流が電流目標関数信号J(t)よりも大きいので、インバータ装置の出力電流を減少させるスイッチングモードを選択することによって、第1の電流検出手段の電流検出信号を所定の範囲内制御しようとするものである。
しかし、前記特許文献1〜7の発明で開示されている横流の防止対策は、種々の複雑な機能又は回路が必要であり、電源装置のコストが高くなると共に、電源装置自体も大型化するばかりでなく、信頼性が低下することが大きな欠点である。また、このような複雑な機能又は回路を備えていても動作中におけるノイズの発生による横流の発生を防ぐことができないなどの問題がある。
また、前記特許文献8〜10の発明で開示されている定サンプリング型の誤差追従式電源技術はいろいろな技術的優位性を有しているが、単一のインバータ装置に関する基本的な技術の開示が主であって、インバータ装置の並列運転に関する技術については未だ開示されていない。
However, the cross current prevention measures disclosed in the inventions of
Further, the constant sampling type error tracking type power supply technology disclosed in the inventions of
本発明は、定サンプリング型の誤差追従式電源技術だけでなく、制御パラメータのみによって等価内部インピーダンスを可変できるインバータ装置の並列運転に適用するものであって、制御パラメータのみによって等価内部インピーダンスを可変できる複数のインバータ装置を並列接続してなる電源装置における横流抑制技術の大幅な簡素化を図ることを主目的としている。 The present invention is applied not only to the constant sampling type error tracking power supply technology but also to the parallel operation of an inverter device that can vary the equivalent internal impedance only by the control parameter, and the equivalent internal impedance can be varied only by the control parameter. The main purpose is to greatly simplify the cross current suppression technology in a power supply device in which a plurality of inverter devices are connected in parallel.
第1の発明は、前記課題を解決するため、出力電圧フィードバックゲインをα、出力電流フィードフォワードゲインをβ、インバータ電流ゲインをGとするとき、(1−β・G)/(α・G)で表される直流抵抗値を等価内部インピーダンスとするインバータ装置を複数台並列接続して構成した電源装置の運転方法であって、互いに同期した指令電圧を前記インバータ装置それぞれに与え、前記指令電圧と前記インバータ装置の出力電圧の電圧検出信号との差の電圧に正の数値である前記出力電圧フィードバックゲインαを乗じて得られる信号と、前記インバータ装置の出力電流の電流検出信号に1以下の数値である前記出力電流フィードフォワードゲインβを乗じて得られる信号とを加算して前記インバータ装置の電流目標値を形成し、前記インバータ装置の出力電圧及び出力電流の定格値によって定められる直流抵抗値を100%の等価内部インピーダンスとし、前記インバータ装置間を流れる横流の許容される電流値によって、前記インバータ装置の制御パラメータである前記出力電圧フィードバックゲインαと前記出力電流フィードフォワードゲインβの双方又はいずれか一方を調整して前記等価内部インピーダンスの値を変化させることを特徴とする電源装置の運転方法を提供する。 In order to solve the above-mentioned problem, the first invention has an output voltage feedback gain α, an output current feedforward gain β, and an inverter current gain G, (1−β · G) / (α · G) An operation method of a power supply device configured by connecting a plurality of inverter devices having a DC resistance value represented by the equivalent internal impedance in parallel, each of which is provided with a command voltage synchronized with each other, and the command voltage and A signal obtained by multiplying the difference voltage from the voltage detection signal of the output voltage of the inverter device by the output voltage feedback gain α, which is a positive value, and a current detection signal of the output current of the inverter device, a numerical value of 1 or less. Is added to the signal obtained by multiplying the output current feedforward gain β, to form a current target value of the inverter device, and The direct current resistance value determined by the rated value of the output voltage and output current of the barter device is 100% equivalent internal impedance, and the control parameter of the inverter device is the allowable current value of the cross current flowing between the inverter devices. There is provided a method of operating a power supply apparatus, wherein the value of the equivalent internal impedance is changed by adjusting both or any one of an output voltage feedback gain α and an output current feedforward gain β .
第2の発明は、前記インバータ装置の出力電圧及び出力電流の定格値によって定められる前記等価内部インピーダンスに対して、2〜10%の範囲で前記等価内部インピーダンスを変化させることを特徴とする前記第1の発明に記載の電源装置の運転方法を提供する。 The second invention is characterized in that the equivalent internal impedance is changed in a range of 2 to 10% with respect to the equivalent internal impedance determined by rated values of an output voltage and an output current of the inverter device. A method for operating a power supply device according to the first aspect of the invention is provided.
第3の発明は、前記課題を解決するために、出力電圧フィードバックゲインをα、出力電流フィードフォワードゲインをβ、インバータ電流ゲインをGとするとき、(1−β・G)/(α・G)で表される直流抵抗値を等価内部インピーダンスとするインバータ装置を複数台並列接続して構成した電源装置であって、互いに同期した指令電圧を与える電圧指令手段と、前記指令電圧と前記インバータ装置の出力電圧の電圧検出信号との差の電圧に正の数値である前記出力電圧フィードバックゲインαを乗じる電圧利得手段と、前記インバータ装置の出力電流の電流検出信号に1以下の数値である前記出力電流フィードフォワードゲインβを乗じる電流利得手段と、前記電圧利得手段の出力信号と前記電流利得手段の出力信号とを加算する加算手段と、を有する電流目標形成部を備え、前記インバータ装置の出力電圧及び出力電流の定格値によって定められる直流抵抗値を100%の等価内部インピーダンスとし、前記インバータ装置間を流れる横流の許容される電流値によって、前記インバータ装置の制御パラメータである前記出力電圧フィードバックゲインαと前記出力電流フィードフォワードゲインβの双方又はいずれか一方を調整して前記等価内部インピーダンスの値を変化させることを特徴とする電源装置を提供する。 In order to solve the above-mentioned problem, the third invention is such that when the output voltage feedback gain is α, the output current feedforward gain is β, and the inverter current gain is G, (1−β · G) / (α · G Is a power supply device configured by connecting in parallel a plurality of inverter devices having a DC resistance value represented by an equivalent internal impedance, the voltage command means for giving a command voltage synchronized with each other, the command voltage and the inverter device Voltage gain means for multiplying the voltage of the difference between the output voltage and the voltage detection signal by the output voltage feedback gain α which is a positive numerical value, and the output which is a numerical value of 1 or less to the current detection signal of the output current of the inverter device Current gain means for multiplying the current feedforward gain β, and addition means for adding the output signal of the voltage gain means and the output signal of the current gain means , And a DC resistance value determined by a rated value of the output voltage and output current of the inverter device as an equivalent internal impedance of 100%, and an allowable current value of a cross current flowing between the inverter devices To adjust the value of the equivalent internal impedance by adjusting the output voltage feedback gain α and / or the output current feedforward gain β that are control parameters of the inverter device I will provide a.
第4の発明は、前記インバータ装置の出力電圧及び出力電流の定格値によって定められる前記等価内部インピーダンスに対して、2〜10%の範囲で前記等価内部インピーダンスを変化させることを特徴とする前記第3の発明に記載の電源装置を提供する。 4th invention changes the said equivalent internal impedance in 2-10% of range with respect to the said equivalent internal impedance defined by the rated value of the output voltage and output current of the said inverter apparatus, The said 1st is characterized by the above-mentioned . A power supply apparatus according to the third aspect of the invention is provided.
第1及び第2の発明によれば、制御パラメータを調整するだけで複数台が並列接続されているインバータ装置間を流れる横流を小さな電流値に確実に制限できる電源装置の運転方法を提供することができる。 According to the first and second aspects of the present invention, there is provided a method of operating a power supply device that can reliably limit a cross current flowing between inverter devices in which a plurality of devices are connected in parallel to a small current value only by adjusting a control parameter. Can do.
第3及び第4の発明によれば、出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβの双方又はいずれかを変えることにより等価内部インピーダンスを変化させて、並列接続されているインバータ装置の出力を調整することにより、インバータ装置間を流れる横流を小さな電流値に確実に制限できる電源装置を提供することができる。 According to the third and fourth aspects of the invention, the equivalent internal impedance is changed by changing both or either of the output voltage feedback gain α and the output current feedforward gain β, and the output of the inverter devices connected in parallel is changed. By adjusting, it is possible to provide a power supply device that can reliably limit the cross current flowing between the inverter devices to a small current value.
[実施形態1]
図1、図2によって本発明を実施するための最良の実施形態1について説明する。図1は、本発明が採用する制御パラメータのみによって等価内部インピーダンスを可変できるインバータ装置の代表的な1例である定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置80を説明するための図であり、図2は定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置80を並列接続してなる第1の実施形態の電源装置100を説明するための図である。先ず、図1により定サンプリング型の誤差追従式単相インバータ装置80について説明すると、直流電源1の両端にインバータ2が接続される。直流電源1は一般的なものであって、例えば、商用交流電源の電力を整流して交流を直流に変換する整流装置、又は太陽電池パネルなどである。インバータ2は、フルブリッジ接続してなる4個のIGBTのような半導体素子S1〜S4とそれら半導体素子のそれぞれに逆極性に並列接続されたダイオードD1〜D4とからなる単相用のインバータである。ただし、インバータ2はフルブリッジ構成のものに限られることは無く、例えば、IGBT又はMOSFETなどのような半導体素子2個とコンデンサ2個とをフルブリッジ構成に接続したハーフブリッジ型の単相インバータ、あるいは特許文献8に示されているように、直流電源1を2個直列に接続して単相倍電圧構成としてなるインバータ単相倍電圧型のインバータなどであってもよい。なお、直流電源1とインバータ2との間には電源スイッチSWが設けられている。
[Embodiment 1]
The
インバータ2の交流側ラインL1にはインバータ電流i1を検出する変流器(CT)のような第1の電流検出器3が備えられ、また、交流側ラインL1には、電流保持用インダクタLpが接続され、この電流保持用インダクタLpの負荷側とL2との間にフィルタ用抵抗RfとフィルタコンデンサCfとフィルタインダクタLfとからなる出力フィルタ回路4が接続される。このフィルタ抵抗RfとフィルタコンデンサCfとが直列接続された端子間には、フィルタ電圧検出器5が備えられている。出力フィルタ回路4はフィルタ抵抗RfとフィルタコンデンサCfとフィルタインダクタLfとからなるものに限られることは無い。また、フィルタインダクタLfを流れるインバータ装置80の出力電流i2を検出する変流器のような第2の電流検出器6が備えられている。インバータ装置80の出力端子7A、7Bには外部回路として負荷50が接続されている。負荷50は、電力供給を受ける一般的な交流負荷、あるいは整流回路と電力供給を受ける一般的な直流負荷、又は変圧器と整流回路と電力供給を受ける一般的な直流負荷とからなる負荷などであり、インバータ装置80は、種々の負荷に給電が可能である。
The AC side line L1 of the
さらに、定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置80は、出力電流検出信号と出力電圧検出信号とを後述する所定の処理を行って電流目標関数信号J(t)を求める電流目標値形成部8と、この電流目標関数信号J(t)とインバータ電流検出信号とからインバータ2の半導体素子S1〜S4のスイッチングモードを選択するゲート指令・PWM制御部9とを備える。これらはマイクロコンピュータのようなディジタル制御が可能な構成となっているのが好ましい。図面では、各検出信号をアナログ−ディジタル(A/D)変換するA/D変換回路を省略しているが、この実施形態1ではマイクロコンピュータを用いており、各値をディジタル値として説明する。
Further, the constant sampling type error tracking
電流目標値形成部8は、180度ずつ正負に極性が変わる基準正弦波電圧で代表される指令電圧Vaを与える電圧指令手段8A、第2の電流検出器6によって検出された出力電流i2の電流検出信号Δi2に出力電流フィードフォワードゲインβを乗ずる電流利得手段8B、指令電圧Vaからインバータ電圧検出器5によって検出されたインバータ電圧v1の電圧検出値Δv1を減算する第1の減算手段8C、その減算された電圧にフィードバックゲインαを乗ずる電圧利得手段8D、出力電圧フィードバックゲインαの乗じられた電圧値に対応する電流信号と出力電流フィードフォワードゲインβの乗じられた電流信号とを加算して電流目標関数信号J(t)を生じる第2の加算手段8Eからなる。
The current target
電圧指令手段8Aは、インバータ装置の外部からの同期信号に同期して180度で正負に変わる基準正弦波電圧(Esinωt)である指令電圧Vaを与える、又は予め決められた周波数の基準正弦波電圧(Esinωt)で代表される指令電圧Vaを発生する。この基準正弦波電圧(Esinωt)は、インバータ装置80の出力周波数を決定する。例えば、インバータ装置80の出力周波数が50Hzならば、前記基準正弦波電圧(Esinωt)は50Hzに決められる。この基準正弦波電圧で代表される指令電圧Vaは、インバータ装置の並列運転にとって重要であり、前記基準正弦波電圧の各1周期を決定する周期で同期信号が発生されるものとする。指令電圧Vaは、前記基準正弦波電圧(Esinωt)の瞬時値に相当するディジタル値として与えられる。この基準正弦波電圧(Esinωt)は、複数のインバータ装置が並列運転される場合には、外部からの共通の同期信号に同期することによって互いが同期してもよいし、あるいはそれぞれのインバータ装置の電圧指令手段8Aが互いに等しい周波数を有すると共に、追従しあいながら同一時刻に基準正弦波形の指令電圧Vaを発生するようなものであってもよい。また、この指令電圧Vaは、例えば、フィルタコンデンサCfの端子電圧の目標値に相当する値であってもよい。なお、指令電圧Vaは必ずしも正弦波である必要は無い。
The voltage command means 8A gives a command voltage Va which is a reference sine wave voltage (Esin ωt) that changes in positive and negative at 180 degrees in synchronization with a synchronization signal from the outside of the inverter device, or a reference sine wave voltage of a predetermined frequency A command voltage Va represented by (Esinωt) is generated. This reference sine wave voltage (Esinωt) determines the output frequency of the
電流利得手段8Bは、第2の電流検出器6によって検出されたインバータ装置80の出力電流i2の電流検出信号Δi2に出力電流フィードフォワードゲインβを乗じて、Δi2・βを与える。この出力電流フィードフォワードゲインβは、出力電流によって出力電圧が変化しないようにするための電流利得であって、後述する本発明の重要なファクタとなるものである。本発明では、シーケンスによっても出力電流フィードフォワードゲインβを設定することができる。なお、この実施形態では、出力電流i2の電流検出信号Δi2は短い一定時間ごとにサンプリングされる瞬時値に相当するディジタル値である。ここで、出力電圧フィードバックゲインαはゼロよりも大きな数値であり、出力電流フィードフォワードゲインβは1以下の数値である。
The current gain means 8B multiplies the current detection signal Δi2 of the output current i2 of the
減算手段8Cは、インバータ電圧v1の電圧検出値Δv1を短い一定時間ごとにサンプリングして得られた瞬時値に相当するディジタル値を指令電圧Vaから減算して差を求める。その減算結果は(Va−Δv1)で表される。したがって、電圧利得手段8Dの出力側の信号は(Va−Δv1)に出力電圧フィードバックゲインαの乗じられた(Va−Δv1)・αとなる。この出力電圧フィードバックゲインαも出力電流フィードフォワードゲインβと同様にシーケンスに従って最適値に設定され得る電圧利得値であり、後述するが、本発明にあっては出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとは、インバータ装置の等価内部インピーダンスを決める上で非常に大切なファクタである。加算手段8Eは、電流利得手段8BからのΔi2・βと電圧利得手段8Dからの(Va−Δv1)・αとを加算して、電流目標関数信号J(t)を生じる。そして、電流目標関数信号J(t)はゲート指令・PWM制御部9に与えられる。
The subtracting means 8C subtracts a digital value corresponding to an instantaneous value obtained by sampling the voltage detection value Δv1 of the inverter voltage v1 at short regular intervals from the command voltage Va to obtain a difference. The subtraction result is represented by (Va−Δv1). Therefore, the signal on the output side of the voltage gain means 8D becomes (Va−Δv1) · α obtained by multiplying (Va−Δv1) by the output voltage feedback gain α. This output voltage feedback gain α is also a voltage gain value that can be set to an optimum value according to a sequence in the same manner as the output current feedforward gain β. As will be described later, in the present invention, the output voltage feedback gain α and the output current feedforward are set. The gain β is a very important factor in determining the equivalent internal impedance of the inverter device. The adding means 8E adds Δi2 · β from the current gain means 8B and (Va−Δv1) · α from the voltage gain means 8D to generate a current target function signal J (t). The current target function signal J (t) is given to the gate command /
ゲート指令・PWM制御部9は、第1の電流検出器3によって検出されたインバータ電流i1の電流検出信号Δi1から電流目標関数信号J(t)を減算する減算手段9Aを備える。この電流検出信号Δi1も前述のように、短い一定時間ごとにサンプリングされる瞬時値に相当するディジタル値である。したがって、減算手段9Aは(Δi1−J(t))の演算を行って誤差信号Δtを求める。この誤差信号は、ゲート指令・PWM回路9Bに入力され、下記のようにインバータ2の半導体素子S1〜S4のどれに与えられるかがゲート選択される。
The gate command /
ゲート指令・PWM回路9Bは、インバータ電流i1の電流検出信号Δi1と電流目標関数信号J(t)との差の極性に従ってゲート指令を行う。ゲート指令は次のとおりである。Δt=Δi1−J(t)が負の場合には、インバータ電流i1が目標値よりも小さいのであるから、電流を増大させるスイッチングモードを選択する。そして、Δt=Δi1−J(t)が正の場合には、インバータ電流i1が目標値よりも大きいから、電流を減少させるスイッチングモードを選択する。つまり、誤差追従式のパルス幅変調では、誤差信号Δtの極性によって下記のようにスイッチングモードを選択する。
(1)スイッチングモード1として、Δt=Δi1−J(t)≦0のとき、半導体素子S3とS4とがオンであって、半導体素子S1とS2とがオフである。
(2)スイッチングモード2として、Δt=Δi1−J(t)>0のとき、半導体素子S1とS2とがオンであって、半導体素子S3とS4とがオフである。
(3)スイッチングモード3として、直流電源1からの電力供給は行わない環流モードがあり、この場合には、半導体素子S1、S4がオンで、半導体素子S2、S3がオフ、又は半導体素子S2、S3がオンで、半導体素子S1、S4がオフである。
The gate command /
(1) As switching
(2) As switching
(3) As the switching mode 3, there is a recirculation mode in which power supply from the
インバータ2の半導体素子S1〜S4は、誤差信号Δtの極性に基づいて決められるゲート指令・PWM回路9Cからのゲート指令に基づいてオンするか、又はオフのままでいる。例えば、Δt=Δi1−J(t)≦0の状態が続けば、Δt=Δi1−J(t)>0になるまで、半導体素子S1とS2とはオン状態のままであり、半導体素子S3とS4とはオフ状態のままである。この点が、通常用いられる3角波(鋸歯状波)比較方式によるPWM制御のスイッチング動作と異なるところである。
The semiconductor elements S1 to S4 of the
よく知られているように、一般的に電源は出力端から見た等価回路は電圧源と等価内部インピーダンスで表現される。もし、等価内部インピーダンスが0であるといくら電流を流しても出力端電圧が変化しない理想的な電源となる。実際には、この等価内部インピーダンスは0にはならず、自由に制御できないものとされている。この等価内部インピーダンスの求め方は、まず出力端を開放したとき(無負荷時)には電流が流れていないため、等価内部インピーダンスによる電圧降下は0である。したがって、無負荷時の電圧Voが電圧源の出力電圧となる。次に、インピーダンスZxのある負荷を接続したときの出力電圧Vcと無負荷電圧Voとの電圧差が等価内部インピーダンスによる電圧降下となるので、そのときに流れる電流をIとすると、Vo−Vc=XIの関係になる。したがって、等価内部インピーダンスXは、X=(Vo−Vc)/I=(Vo−Vc)Zx/Vcとなる。 As is well known, in general, an equivalent circuit viewed from the output terminal of a power supply is expressed by a voltage source and an equivalent internal impedance. If the equivalent internal impedance is 0, an ideal power source in which the output terminal voltage does not change no matter how much current flows. Actually, this equivalent internal impedance does not become 0 and cannot be freely controlled. The equivalent internal impedance is obtained by first finding that no current flows when the output terminal is opened (no load), and therefore the voltage drop due to the equivalent internal impedance is zero. Therefore, the no-load voltage Vo becomes the output voltage of the voltage source. Next, since the voltage difference between the output voltage Vc and the no-load voltage Vo when a load having an impedance Zx is connected is a voltage drop due to the equivalent internal impedance, assuming that the current flowing at that time is I, Vo−Vc = XI relationship. Therefore, the equivalent internal impedance X is X = (Vo−Vc) / I = (Vo−Vc) Zx / Vc.
定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置においては、インバータの電流増幅器としての特性が数式で表現できる点に特徴があり、誤差追従式PWMに適した上位制御(電流目標形成手段を用いた制御)を採用することにより等価内部インピーダンスを計算することができる。出力フィルタ回路4から見たインバータ2の等価内部インピーダンスZは抵抗とキャパシタにより構成される。そして、合計抵抗値は制御パラメータである電流フィードフォワードゲインβの増加に対して直線的に減少し、制御パラメータである電圧フィードバックゲインαには反比例する。ほとんどの場合、等価回路内のキャパシタンスは小さな抵抗と並列され、その時定数は主回路電流の周波数成分に比べて無視できるほど短いので、インバータ2の等価内部インピーダンスZは抵抗成分と考えることができる。βの増加に対して直線的に減少し、別の制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαには反比例する。このようなことから、インバータ2の電流ゲインをGとすると、インバータ2の等価内部インピーダンスZは、(1−β・G)/(α・G)[Ω]の式で表される。ここで、インバータ2の電流ゲインGは、インバータ2のデッドタイム、直流電圧、交流電圧などから決まる値であって、ほとんどの場合が0.99程度になり、1に近似することが可能な値である。なお、電流ゲインGは計算などによって求めることができず、実測によって求められるインバータ装置固有の値である。しかし、同一回路構成で、電気的特性がほぼ同じインバータ装置にあっては、電流ゲインGはほぼ同じ値となる。
The constant-sampling error-following inverter device is characterized by the fact that the characteristics of the inverter as a current amplifier can be expressed by mathematical formulas. High-level control suitable for error-following PWM (control using current target forming means) is used. By adopting it, the equivalent internal impedance can be calculated. The equivalent internal impedance Z of the
したがって、実施形態1では、(1−β・G)/(α・G)[Ω]の式で表される直流抵抗値にほぼ等しい等価内部インピーダンスZを呈するインバータ装置、つまり同一回路構成で、同一容量など電気的特性がほぼ同じである定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置80(1)、80(2)を、図2に示すように2台並列接続し、双方の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置の等価内部インピーダンスZを横流が許容値以下に制限できる値になるように、制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとを設定、特に一方の制御パラメータである出力電流フィードフォワードゲインβを調整して設定することによって、横流を抑制することを特徴としている。勿論、3台以上の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置を並列接続しても全く同様に適用できる。また、インバータ装置80(1)、80(2)の入出力特性がほぼ同じであれば、それぞれの等価内部インピーダンスZの値を同じにすることにより、インバータ装置80(1)、80(2)は負荷電圧をほぼ均等に分担する。 Therefore, in the first embodiment, an inverter device exhibiting an equivalent internal impedance Z substantially equal to the DC resistance value represented by the equation (1-β · G) / (α · G) [Ω], that is, the same circuit configuration, Two constant sampling type error tracking inverter devices 80 (1) and 80 (2) having substantially the same electrical characteristics such as the same capacity are connected in parallel as shown in FIG. Set the output voltage feedback gain α and the output current feedforward gain β, which are control parameters, so that the equivalent internal impedance Z of the follow-up type inverter device becomes a value that can limit the cross current to an allowable value or less. By adjusting and setting a certain output current feed forward gain β, cross current is suppressed. Of course, the present invention can be applied in the same manner even when three or more constant sampling type error tracking type inverter devices are connected in parallel. Further, if the input / output characteristics of the inverter devices 80 (1) and 80 (2) are substantially the same, the inverter devices 80 (1) and 80 (2) are set to have the same equivalent internal impedance Z value. Shares the load voltage almost evenly.
図2の電源装置100において、各インバータ装置80(1)、80(2)の指令電圧Vaは、前述したように互いに同期することが要求される。同期信号発生回路10は、信号線10Aを通してインバータ装置80(1)、80(2)の各電圧指令手段8Aに同期信号を与える。図2では2台のインバータ装置80(1)、80(2)の出力端子7A、7Bを負荷50の両端に並列に接続した電源装置を運転する例を示しているが、後述から明らかになるように、本発明は多数のインバータ装置を並列運転する場合にも2台の場合と同様に扱えることが一つの大きな特徴である。多数のインバータ装置を並列運転する場合には、信号線10Aとして光ファイバを用い、光同期信号を各インバータ装置の各電圧指令手段8Aに与えることにより、ノイズの影響を受けることがないので、多数台並列でもインバータ装置間を流れる横流を確実に抑制することができる。
In the power supply device 100 of FIG. 2, the command voltages Va of the inverter devices 80 (1) and 80 (2) are required to be synchronized with each other as described above. The synchronization
同期信号発生回路10は、予め決められた基準正弦波電圧の半周期又は1周期毎に、あるいは所定周期毎に同期信号を発生する。つまり、指令電圧Vaとしての前記基準正弦波電圧の各1周期を決定する周期で同期信号が発生されるものとする。各電圧指令手段8Aは各同期信号の立ち上がりで動作して基準正弦波電圧(Esinωt)で代表される指令電圧Vaを発生する。したがって、各インバータ装置の出力電圧の周波数は基準正弦波電圧(Esinωt)の周波数と同じであり、位相も同じであるから、正常な状態では出力電圧の振幅が大幅に異なることは無い。なお、それぞれのインバータ装置80(1)、80(2)の電圧指令手段8Aが互いに等しい周波数を有すると共に同期する基準正弦波形信号を発生し、かつ互いに追従しあいながら基準正弦波形信号を同一時刻に発生するものである場合には、同期信号発生回路10を省略することができる。
The synchronization
インバータ装置80(1)、80(2)は、同期して定サンプリング型の誤差追従式でPWM制御しているが、インバータ装置80(1)、80(2)の出力電圧の大きさ、つまり振幅は異なることが多い。この場合、出力電圧の振幅の大きなインバータ装置から振幅の小さなインバータ装置に出力電流の一部分が流れようとするが、本発明ではインバータ装置80(1)、80(2)が横流を許容値以下に抑制できる程度以上の等価内部インピーダンスZを有するので、出力電流が増えるほど出力フィルタ回路4の電圧降下が大きくなり、そのインバータの出力電圧が下がる方向になるので、結局はそれぞれのインバータ装置に出力電圧が互いに等しくなるように誤差追従式PWM制御が行われることになる。
The inverter devices 80 (1) and 80 (2) perform PWM control in synchronization with a constant sampling type error tracking method, but the magnitude of the output voltage of the inverter devices 80 (1) and 80 (2), that is, The amplitude is often different. In this case, a part of the output current tends to flow from the inverter device having a large amplitude of the output voltage to the inverter device having a small amplitude, but in the present invention, the inverter devices 80 (1) and 80 (2) reduce the cross current to an allowable value or less. Since it has an equivalent internal impedance Z that can be suppressed, the voltage drop of the
したがって、多数台のインバータ装置を並列接続してなる電源装置の場合にも、実施形態1の電源装置100によれば特別に横流抑制のための制御を行うことなく、横流を許容値以下に制限することができる。ここで、等価内部インピーダンスZは等価的なインピーダンスであるので、実際には電力損失を生じない。したがって、等価内部インピーダンスZを大きくしても電力損失は増大せず、それだけ横流を小さい値に抑制できるが、出力電圧の低下は大きくなるので、各インバータ装置の等価内部インピーダンスZは、各インバータ装置が定格電流を十分に流せる値であって、かつ横流を許容できる電流値に制限できる値であることが望まれる。横流の許容値は電源装置によって異なるので一概に定めることはできないが、例えば、インバータ装置80(1)、80(2)の定格電圧をVr、定格電流をIrとし、Vr/Ir=RとなるときのRを100(%)とすると、2〜10%が好ましい等価内部インピーダンスの値である。具体的な一例として、Vr=200V、Ir=10Aとすると、20Ωが100%の等価内部インピーダンスZの値であり、2%は0.4Ω、10%は2Ωとなる。したがって、先ず各インバータ装置の諸条件から出力電圧フィードバックゲインαをそれぞれ設定し、所定の等価内部インピーダンスとなるように出力電流フィードフォワードゲインβをそれぞれ設定すればよい。各インバータ装置の等価内部インピーダンスは、出力容量が同一でない場合、又は負荷分担が均一でなくてもよければ、同じ値である必要はない。 Therefore, even in the case of a power supply device in which a large number of inverter devices are connected in parallel, according to the power supply device 100 of the first embodiment, the cross current is limited to an allowable value or less without performing control for suppressing the cross current. can do. Here, since the equivalent internal impedance Z is an equivalent impedance, no power loss actually occurs. Therefore, even if the equivalent internal impedance Z is increased, the power loss does not increase, and the cross current can be suppressed to a small value. However, since the output voltage is greatly reduced, the equivalent internal impedance Z of each inverter device is Is a value that allows a sufficient rated current to flow, and a value that can limit the current to an allowable value for cross current. Since the allowable value of the cross current differs depending on the power supply device, it cannot be determined unconditionally. For example, the rated voltage of the inverter devices 80 (1) and 80 (2) is Vr, the rated current is Ir, and Vr / Ir = R. When R is 100 (%), 2 to 10% is a preferable equivalent internal impedance value. As a specific example, if Vr = 200V and Ir = 10A, 20Ω is the value of the equivalent internal impedance Z of 100%, 2% is 0.4Ω, and 10% is 2Ω. Therefore, first, the output voltage feedback gain α may be set based on various conditions of each inverter device, and the output current feedforward gain β may be set so as to have a predetermined equivalent internal impedance. The equivalent internal impedance of each inverter device does not need to be the same value when the output capacities are not the same or when the load sharing does not have to be uniform.
これら等価内部インピーダンスZの値は飽くまで一つの目安であり、許容される横流の電流値が大きければ、さらに等価内部インピーダンスZの割合を前述よりも小さくすることが可能であり、逆に横流の許容電流値がより厳しいものであれば、等価内部インピーダンスZの割合を前述よりも大きくしなければならない場合もある。したがって、この定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置80を複数台で並列運転した場合には、各インバータ装置の等価内部インピーダンスZは、横流が許容値以下に制限できる抵抗値になるよう制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとが設定されているから、故障などのトラブルの発生、又は出力電圧フィードバックゲインα、出力電流フィードフォワードゲインβが別々の値に変更されない限りは、特別な制御を行うことなく確実に横流を許容値以下に制限できる。
The value of the equivalent internal impedance Z is a guideline until it gets tired. If the allowable current value of the cross current is large, the ratio of the equivalent internal impedance Z can be made smaller than the above, and conversely, If the current value is more severe, the ratio of the equivalent internal impedance Z may have to be made larger than the above. Therefore, when a plurality of the constant sampling type error tracking
インバータ2の構成については、前述したようにハーフブリッジ構成、又は直流電源1を2個直列に接続して単相倍電圧構成としてなる単相倍電圧型のインバータなどでもよく、これらの単体の動作については前掲の特許文献で説明されているから説明しないが、ハーフブリッジ構成、又は単相倍電圧型のインバータなどであっても、定サンプリング型で誤差追従式技術を採用したインバータ装置にあっては、(1−β・G)/(α・G)[Ω]の式で表される直流抵抗値にほぼ等しい等価内部インピーダンスを呈する。したがって、これらインバータ装置を複数台並列に接続して運転する場合も、(1−β・G)/(α・G)[Ω]の式で表される等価内部インピーダンスZを許容できない横流の大きさに適合させることによって、横流電流を検出して特別な制御などを行うことなく、前述と同様にインバータ装置間の横流を許容値以下に制限することができる。また、以上の説明では、並列接続される各インバータ装置がほぼ同一の出力容量を有するものとして説明したが、出力容量の異なるインバータ装置を並列接続しても、出力分担に合わせて、等価内部インピーダンスを調整することにより、横流を許容値以下に制限できることは容易に理解できる。
The configuration of the
なお、実施形態1では、減算手段8C又は加算手段8Eなどの出力信号を予め決められた範囲に制限する電圧リミッタ、あるいは電流リミッタ、さらにはPWM制御誤差補正手段などについては、直接本発明に関係しないので省略してあるが、より好ましい動作や正確な制御を行うためにはこれら手段が必要とされる。後の実施形態でも同様であり、電圧リミッタ、あるいは電流リミッタ、又はPWM制御誤差補正手段については、後述する三相交流の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置において説明する。 In the first embodiment, the voltage limiter or current limiter for limiting the output signal of the subtracting means 8C or the adding means 8E to a predetermined range, the PWM control error correcting means, etc. are directly related to the present invention. However, these means are required for more preferable operation and accurate control. The same applies to the following embodiments, and the voltage limiter, current limiter, or PWM control error correction means will be described in a three-phase AC constant sampling type error tracking inverter device to be described later.
[実施形態2]
以上の実施形態では、制御パラメータのみによって等価内部インピーダンスを可変できるインバータ装置として、単相構成の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置、それらの並列接続した定サンプリング型の誤差追従式電源装置について説明したが、三相交流の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置90を複数台並列に接続してなる電源装置200における横流電流の制限も実施形態1と同様に行えるので、図3、図4を利用して三相交流の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置90、及び電源装置200について説明する。この実施形態2の電源装置200もマイクロコンピュータを使用するのに好適であり、特にA/D変換回路を示さないが、各アナログ検出信号はディジタル検出信号に変換され、その後の各処理についてはディジタル処理が行われるものとする。
[Embodiment 2]
In the above embodiments, as an inverter device capable of varying the equivalent internal impedance only by the control parameter, a single-phase configuration constant sampling type error tracking type inverter device and a constant sampling type error tracking type power source device connected in parallel with each other are described. However, since the limitation of the cross current in the power supply device 200 in which a plurality of three-phase AC constant sampling type error tracking
図3、図4において、図1と図2で用いた記号と同じ記号は同じ名称の部材を示すものとする。図3において、インバータ2は、MOSFET又はIGBTのような自己消弧型の電圧駆動素子で代表される半導体素子Sとこれに逆向きに並列接続されたダイオードDとからなる6個のスイッチ素子U、V、W、X、Y、Zを三相フルブリッジ構成に接続してなる三相用のインバータである。スイッチ素子UとXとの接続点aに接続されたラインをL1、スイッチ素子VとYとの接続点bに接続されたラインをL2、スイッチ素子WとZとの接続点cに接続されたラインをL3とする。それぞれのラインL1、L2、L3を流れるインバータ電流i1a、i1b、i1cを検出する電流検出器3A、3B、3Cを備える。それぞれのラインL1、L2、L3には電流保持用のインダクタLp1、Lp2、Lp3が直列に接続されている。また、ラインL1とL2間、ラインL2とL3間、ラインL1とL3間には、フィルタ抵抗RfとフィルタコンデンサCfとフィルタインダクタLfとからなる出力フィルタ回路がそれぞれ接続された出力フィルタ回路4が構成される。そして、各相間のフィルタ抵抗RfとフィルタコンデンサCfとの端子間電圧をそれぞれ検出するフィルタ電圧検出器5A、5B、5Cを備えている。三相交流用の出力フィルタ回路4はフィルタ抵抗Rfを含まない別の回路構成であっても勿論よい。
3 and 4, the same symbols as those used in FIGS. 1 and 2 indicate members having the same names. In FIG. 3, an
更に、各相の出力電流i2a、i2b、i2cを検出する出力電流検出器6A、6B、6Cが備えられ、出力端子7Aと7Bとの間には負荷50Aが接続され、出力端子7Bと7Cとの間には負荷50Bが、また、出力端子7Aと7Cとの間には負荷50Cがそれぞれ接続されている。なお、1相分の電流検出器及び1相分のフィルタ電圧検出器、例えば、3B、6B及び5Bを省略することができる。また、単相構成の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置同様に、電流目標関数信号J(t)を生じる電流目標値形成部8、及び電流目標関数信号J(t)とインバータ電流検出信号とからインバータ2の半導体素子S1〜S6のスイッチングモードを選択するゲート指令・PWM制御部9を備える。
Furthermore, output
電流目標値形成部8を説明する前に、dq変換について簡単に説明すると、dq変換は、三相交流インバータを取り扱う上でしばしば使われており、三相交流の電圧と電流とを電源電圧に同期したdq軸(回転座標系)上の値に変換するものであって、dq変換を行うことによって、三相交流を直流と同様に扱うことができる。電流目標値形成部8において、フィルタ電圧指令手段8aは、出力する目標電圧となる三相平衡交流電圧の指令値、ここではフィルタコンデンサCfの端子電圧の目標電圧値をdq変換してなる直流の指令電圧値Vfを出力する。コンデンサ電流指令手段8bは、フィルタコンデンサCfに流れる電流を補正するための直流の電流指令値Ifを与える。フィルタコンデンサCfの電圧が指令電圧値Vfにあるものと想定して、そのときにフィルタコンデンサCfに流れる電流を予め計算して求め、その電流になるように電流指令を加えて補正している。要するに、負荷に流れる電流をフィードフォワードしているのと基本的には同じである。ここで、d軸電流は有効電流であって、q軸電流は無効電流であるので、コンデンサの場合には、dq座標では電流指令値Ifはq軸成分だけである。また、PWM電流誤差補償手段8cは、誤差追従式PWMでは電流指令値Ifに対して出力電流にずれが生じるので、このずれをゼロにするために補正するものである。
Before explaining the current target
フィルタ電圧検出器5A、5B、5Cによって検出された電圧は、三相−二相変換後にdq変換を行う行列UM(行列Uは回転行列、行列Mは三相−二相変換行列である。)を有する座標変換手段8dによってdq変換された後に、ローパスフィルタ8eを通して、減算手段8fに信号Δvfとして入力される。減算手段8fはフィルタ電圧指令手段8aの電圧指令値VfからΔvfを減算した(Vf−Δvf)=UΔv(t)出力する。この値UΔ(t)は電圧リミッタ8gによって予め決められた範囲を制限され、電圧帰還手段8hによって制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαが乗ぜられた上で、加算手段8iに加えられる。
The voltage detected by the
出力電流i2a、i2b、i2cの電流検出信号は、dq変換行列を有する座標変換手段8jによってdq変換された後に、電流利得手段8kによって別の制御パラメータである出力電流フィードフォワードゲインβが乗ぜられた上で、加算手段8iに加えられる。また、コンデンサ電流指令手段8bからの電流指令値Ifは電流利得手段8lによって電流フィードフォワードゲインγが乗ぜられた上で、加算手段8iに加えられる。ここで、出力電流フィードフォワードゲインβは1以下の数値であり、出力電圧フィードバックゲインαと電流フィードフォワードゲインγはゼロよりも大きい数値である。そして、加算手段8iによって電圧値に対応する電流信号と電流信号と電流指令信号とが加算されてなる信号は、信号リミッタ8mによって予め決められた範囲に制限された上で、PWM電流誤差補償手段8cからの電流補償値Icとが加算手段8nで加算され、逆座標変換行列(UM)−1を有する座標変換手段8pによって処理され、電流目標関数信号J(t)としてゲート指令・PWM制御部9に与えられる。
The current detection signals of the output currents i2a, i2b, i2c are dq transformed by the coordinate transformation means 8j having the dq transformation matrix, and then multiplied by the output current feed forward gain β which is another control parameter by the current gain means 8k. Above, it is added to the adding means 8i. Further, the current command value If from the capacitor current command means 8b is multiplied by the current feed forward gain γ by the current gain means 8l and then added to the adding means 8i. Here, the output current feedforward gain β is a numerical value of 1 or less, and the output voltage feedback gain α and the current feedforward gain γ are numerical values greater than zero. The signal obtained by adding the current signal corresponding to the voltage value by the adding means 8i, the current signal, and the current command signal is limited to a predetermined range by the
他方、各ラインL1、L2、L3を流れるインバータ電流i1a、i1b、i1cはそれぞれの電流検出器3A、3B、3Cによって検出され、それら電流検出信号はゲート指令・PWM制御部9に入力される。ゲート指令・PWM制御部9では、電流目標関数信号J(t)からそれら電流検出信号を差し引いた誤差信号Δtが求められ、単相のインバータ装置の場合と同様に、誤差信号Δtの極性に従ってゲート指令、つまりスイッチングモードの選択を行う。三相交流インバータ装置における基本的なスイッチングモード、つまりゲート指令は下記の6通りである。
On the other hand, the inverter currents i1a, i1b, i1c flowing through the lines L1, L2, L3 are detected by the respective
ラインL1、L2、L3をa相、b相、c相とし、電流目標関数信号J(t)と各相を流れる電流i1a、i1b、i1cとの差をΔa、Δb、Δcとする。
(1)スイッチングモード1は、Δa≧0、Δb<0、Δc<0の場合である。このとき、スイッチ素子U、Y、Zがオンで、スイッチ素子V、W、Xがオフであり、各相の出力フィルタ回路の入力側(インバータ側)では、a相の電流保持用のインダクタLp1を流れる電流が増加する。
(2)スイッチングモード2は、Δa≧0、Δb≧0、Δc<0の場合である。このとき、スイッチ素子U、V、Zがオンで、スイッチ素子W、X、Yがオフであり、各相の出力フィルタ回路の入力側では、a相の電流保持用のインダクタLp1とb相の電流保持用のインダクタLp2とを流れる電流が増加する。
(3)スイッチングモード3は、Δa<0、Δb≧0、Δc<0の場合である。このとき、スイッチ素子V、X、Zがオンで、スイッチ素子U、W、Yがオフであり、各相の出力フィルタ回路の入力側では、b相の電流保持用のインダクタLp2を流れる電流が増加する。
(4)スイッチングモード4は、Δa<0、Δb≧0、Δc≧0の場合である。このとき、スイッチ素子V、W、Xがオンで、スイッチ素子U、Y、Zがオフであり、各相の出力フィルタ回路の入力側では、b相の電流保持用のインダクタLp2とc相の電流保持用のインダクタLp3とを流れる電流が増加する。
(5)スイッチングモード5は、Δa<0、Δb<0、Δc≧0の場合である。このとき、スイッチ素子W、X、Yがオンで、スイッチ素子U、V、Zがオフであり、各相の出力フィルタ回路の入力側では、c相の電流保持用のインダクタLp3を流れる電流が増加する。
(6)スイッチングモード6は、Δa≧0、Δb<0、Δc≧0の場合である。このとき、スイッチ素子U、W、Yがオンで、スイッチ素子V、X、Zがオフであり、各相の出力フィルタ回路の入力側では、a相の電流保持用のインダクタLp1とc相の電流保持用のインダクタLp3とを流れる電流が増加する。
The lines L1, L2, and L3 are a-phase, b-phase, and c-phase, and the differences between the current target function signal J (t) and the currents i1a, i1b, and i1c flowing through the phases are Δa, Δb, and Δc.
(1)
(2)
(3) Switching mode 3 is a case where Δa <0, Δb ≧ 0, and Δc <0. At this time, the switch elements V, X, and Z are turned on, and the switch elements U, W, and Y are turned off. On the input side of each phase output filter circuit, the current flowing through the inductor Lp2 for holding the b-phase current flows. To increase.
(4)
(5) Switching mode 5 is a case where Δa <0, Δb <0, and Δc ≧ 0. At this time, the switch elements W, X, and Y are on, and the switch elements U, V, and Z are off. On the input side of the output filter circuit of each phase, the current flowing through the inductor Lp3 for holding the c-phase current is To increase.
(6)
そして、前記誤差信号Δa、Δb、Δcの極性に従って行われるゲート指令によって、前記誤差信号Δa、Δb、Δcをゼロにするように制御される定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置90にあっては、前記実施形態のインバータ装置80と同様に(1−β・G)/(α・G)[Ω]の式で表される直流抵抗値にほぼ等しい等価内部インピーダンスZを呈する。したがって、このような定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置90を、図4に示すように、2台以上並列接続した各定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置の共通の同期信号は座標変換手段8d、8j、8pにそれぞれ与えられ、各インバータ装置を同期させる。
Then, a constant sampling type error following three-phase
したがって、実施形態2でも、(1−β・G)/(α・G)の式で表される等価内部インピーダンスZを呈する三相交流インバータ装置の一例である、回路構成が同一で電気的特性がほぼ同一である定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置90を、図4に示すように2台以上並列接続し、横流を許容値以下に制限できる等価内部インピーダンスZになるように、制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとを設定、特に出力電流フィードフォワードゲインβを調整して設定すると同時に、すべてのインバータを同期させることによって、横流を抑制できる。単相の場合と同様に、定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置90の場合も、並列接続されたすべてのインバータ装置は横流を許容値以下に抑制できる程度以上の等価内部インピーダンスZを有するので、出力電流が増えるほどフィルタ回路4A、4Bの電圧降下が大きくなり、そのインバータの出力電圧が下がる方向になるので、結局はそれぞれのインバータ装置に出力電圧が互いに等しくなるように誤差追従式PWM制御が行われることになる。
Therefore, also in the second embodiment, the circuit configuration is the same as the example of the three-phase AC inverter device exhibiting the equivalent internal impedance Z expressed by the equation (1-β · G) / (α · G), and the electrical characteristics As shown in FIG. 4, two or more constant-sampling error-tracking
したがって、多数台の定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置90を並列接続してなる電源装置200の場合にも、本発明によれば特別に横流抑制のための制御を行うことなく、横流を許容値以下に制限することができる。ここで、等価内部インピーダンスZは等価的なインピーダンスであるので、実際には電力損失を生じないが、等価内部インピーダンスZを大きくすれば、それだけ横流を小さい値に抑制できるものの、出力電圧の低下が大きくなってしまう。したがって、各三相交流インバータ装置の等価内部インピーダンスZは、各三相交流インバータ装置が定格電流を十分に流せる値であって、かつ横流を許容値以下に制限できる値であることが望まれる。各三相交流インバータ装置の等価内部インピーダンスZは負荷分担を均一にする場合には、ほぼ同じ値に設定され、負荷分担が均一でなくてもよい場合には、等価内部インピーダンスZの値も同じでなくともよい。また、前述したようにインバータ装置の出力容量は同じでなくとも、等価内部インピーダンスの値を適切に設定することによって、横流を許容値以下に制限できる。なお、運転中における各三相交流インバータ装置の等価内部インピーダンスZは、定格電流を十分に流せる値であることが望まれる。また、三相インバータの出力電圧を180°位相の異なる正弦波、つまり単相3線電圧として用いた場合も、全く同様にこの発明を適用することができる。
Therefore, even in the case of the power supply device 200 in which a large number of constant sampling type error tracking type three-phase
負荷需要の増大に伴って、図4に示すように、インバータ装置90を並列に接続する必要が生じる。この場合には、並列接続する前にその接続されるインバータ装置の等価内部インピーダンスZを設定最大値Zmである第1の設定値に変更しておき、その状態でインバータ装置を同期検定することなく並列接続する。並列接続した後に、制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとをシーケンスに従って調整して、横流を許容値以下に制限できる値まで等価内部インピーダンスZを減少させる。また、負荷需要の減少に伴ってあるインバータ装置の電力供給を事実上停止させるときには、当該インバータ装置の制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβを調整して等価内部インピーダンスZを設定最大値Zmである第1の設定値に変更する。これによって、当該インバータ装置を機械的に切り離すことなく、事実上休止状態にすることができる。必要があれば、この状態で不図示の電源スイッチをオフにして当該インバータ装置を切り離してもよい。
As the load demand increases, it is necessary to connect the
三相インバータ装置90(1)〜90(N)のいずれかを前述のように投入したり、事実上休止させる場合、あるいは商用交流電源系統から解列したり、あるいは投入する場合には、フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとを急峻に変化させるのは好ましくない。例えば、前記三相インバータ装置が負荷に給電しているときに、それらインバータ装置の内のいずれかのインバータ装置が出力電力の発生を事実上休止するときには、当該インバータ装置の等価内部インピーダンスZを最大設定値Zmまで設定時間をかけて増大させるのが好ましい。この設定時間は、商用交流電源系統に連系していないときには前記インバータ装置の出力周期tの3倍以上の時間が好ましく、この設定時間をかけることによって、サージの影響が小さいショックレスの事実上の給電休止が可能となる。また、給電中の前記インバータ装置を試験又は保守・点検するときには、試験又は保守・点検する当該インバータ装置の等価内部インピーダンスZを最大設定値Zmまで増大させた後に試験又は保守・点検を行うか、あるいは当該インバータ装置の等価内部インピーダンスZを最大設定値Zmまで増大させた後に、電源スイッチをオフにし、その後に試験又は保守・点検を行えば、試験又は保守・点検の場合にもサージの影響が小さいショックレスの給電休止が可能となる。 When any one of the three-phase inverter devices 90 (1) to 90 (N) is turned on as described above, or effectively stopped, or disconnected from the commercial AC power supply system or turned on, feedback is provided. It is not preferable to sharply change the gain α and the output current feedforward gain β. For example, when the three-phase inverter device is supplying power to a load, if any of the inverter devices effectively stops generating output power, the equivalent internal impedance Z of the inverter device is maximized. It is preferable to increase over the set time to the set value Zm. This set time is preferably not less than three times the output period t of the inverter device when not connected to a commercial AC power supply system. By applying this set time, the impact of surge is small in effect. Can be stopped. Further, when testing or maintaining / inspecting the inverter device that is being fed, the equivalent internal impedance Z of the inverter device to be tested or maintained / inspected is increased to the maximum set value Zm, and then the test or maintenance / inspection is performed, Alternatively, if the equivalent internal impedance Z of the inverter device is increased to the maximum set value Zm and then the power switch is turned off and then the test or maintenance / inspection is performed, the effect of the surge is also present in the test or maintenance / inspection. A small shockless power supply suspension is possible.
以上の実施形態では、定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置を単独運転、並列運転にかかわらず、商用交流電源系統から独立して運転する場合について主に述べたが、商用交流電源系統に連系して運転する場合がある。この場合には、この定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置を商用交流電源系統から切り離し、つまり解列したり、あるいは投入することが必要になる場合がある。商用交流電源系統に連系するときには、予めシーケンスに従って制御パラメータである出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとを調整することによって、連系する全てのインバータ装置の等価内部インピーダンスZを設定最大値Zmである第1の設定値にして事実上は休止状態にしておき、この状態で同期検定することなく商用交流電源系統に連系させる。 In the above embodiment, the case where the constant sampling type error tracking type inverter device is operated independently from the commercial AC power supply system regardless of the single operation or the parallel operation is mainly described. And drive. In this case, it may be necessary to disconnect this constant-sampling error-tracking inverter device from the commercial AC power supply system, that is, to disconnect or switch on. When connecting to a commercial AC power supply system, the equivalent internal impedance Z of all inverter devices to be connected is set by adjusting the output voltage feedback gain α and the output current feedforward gain β, which are control parameters, according to a sequence in advance. The first set value, which is the maximum value Zm, is set to a practically inactive state, and in this state, the system is connected to the commercial AC power supply system without performing synchronization verification.
そして、連系した後に、シーケンスに従って出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとを大きくすることによって、各インバータ装置の等価内部インピーダンスZを設定最大値Zmから運転時の値Zsまで徐々に小さくしながら、前記インバータ装置の位相を商用交流電源系統の位相に合わせる。このとき、商用交流電源系統にサージ電圧など発生させないために、連系した全てのインバータ装置の等価内部インピーダンスZを、商用交流電源系統の周期Tの50倍以上の時間をかけて徐々に小さくするのが好ましい。また、各インバータ装置の等価内部インピーダンスZは、前述のように横流を許容値に制限できる程度の値にされる。 Then, after the interconnection, the output voltage feedback gain α and the output current feedforward gain β are increased according to the sequence, so that the equivalent internal impedance Z of each inverter device is gradually increased from the set maximum value Zm to the value Zs during operation. While making it smaller, the phase of the inverter device is matched with the phase of the commercial AC power supply system. At this time, in order not to generate a surge voltage or the like in the commercial AC power supply system, the equivalent internal impedance Z of all the connected inverter devices is gradually reduced over a period of 50 times or more the period T of the commercial AC power supply system. Is preferred. Further, as described above, the equivalent internal impedance Z of each inverter device is set to a value that can limit the cross current to an allowable value.
また、逆に給電を事実上休止していたいずれかのインバータ装置が出力電力の供給を開始するときには、最大設定値Zmに設定されている当該インバータ装置の等価内部インピーダンスZを、前述した設定時間をかけて前記最大設定値Zmよりも小さい等価内部インピーダンスZsまで減少させれば、サージの影響が小さいショックレスの給電開始が可能となる。試験又は保守・点検の場合にも同様であり、当該インバータ装置の等価内部インピーダンスZが最大設定値Zmのときに電源スイッチをオンにし、その後、出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβとを急峻に変化させずに、前述の設定時間以上かけて変化させることによって、当該インバータ装置の等価内部インピーダンスZを運転時の小さな値まで徐々に減少させればよい。 On the other hand, when any inverter device that has actually stopped supplying power starts to supply output power, the equivalent internal impedance Z of the inverter device set to the maximum set value Zm is set to the set time described above. If it is reduced to an equivalent internal impedance Zs smaller than the maximum set value Zm, shockless power supply can be started with less influence of surge. The same applies to testing or maintenance / inspection. When the equivalent internal impedance Z of the inverter device is the maximum set value Zm, the power switch is turned on, and then the output voltage feedback gain α and the output current feed forward gain β Without changing abruptly, the equivalent internal impedance Z of the inverter device may be gradually reduced to a small value during operation by changing it over the set time.
以上の説明では、実施形態としてサンプリング型の誤差追従式電源装置について述べたが、本発明はこれに限定されるものではなく、出力電圧フィードバックゲインαと出力電流フィードフォワードゲインβのような制御パラメータだけによって等価内部インピーダンスが調整、つまり変更できる電源装置すべてに適用することができる。
In the above description, the sampling type error tracking type power supply device has been described as an embodiment. However, the present invention is not limited to this, and control parameters such as the output voltage feedback gain α and the output current feedforward gain β are used. It can be applied to all power supply devices in which the equivalent internal impedance can be adjusted, that is, changed only by the above.
1・・・直流電源
2・・・インバータ
3・・・インバータ電流検出器
4・・・出力フィルタ回路
5・・・フィルタ電圧検出器
6・・・出力電流検出器
7・・・出力端子
8・・・電流目標値形成部
8A・・・電圧指令手段
8B・・・電流利得手段
8C・・・減算手段
8D・・・電圧利得手段
8E・・・加算手段
8a・・・フィルタ電圧指令手段
8b・・・コンデンサ電流指令手段
8c・・・PWM電流誤差補償手段
8d・・・座標変換手段
8e・・・ローパスフィルタ
8f・・・減算手段
8g・・・電圧リミッタ
8h・・・電圧帰還手段
8i・・・加算手段
8j・・・座標変換手段
8k・・・電流利得手段
8l・・・電流利得手段
8m・・・信号リミッタ
8n・・・加算手段
8p・・・座標変換手段
9・・・ゲート指令・PWM制御部
9A・・・減算手段
9B・・・ゲート指令・PWM回路
10・・・同期信号発生回路
50・・・負荷回路
DESCRIPTION OF
Claims (4)
互いに同期した指令電圧を前記インバータ装置それぞれに与え、前記指令電圧と前記インバータ装置の出力電圧の電圧検出信号との差の電圧に正の数値である前記出力電圧フィードバックゲインαを乗じて得られる信号と、前記インバータ装置の出力電流の電流検出信号に1以下の数値である前記出力電流フィードフォワードゲインβを乗じて得られる信号とを加算して前記インバータ装置の電流目標値を形成し、
前記インバータ装置の出力電圧及び出力電流の定格値によって定められる直流抵抗値を100%の等価内部インピーダンスとし、前記インバータ装置間を流れる横流の許容される電流値によって、前記インバータ装置の制御パラメータである前記出力電圧フィードバックゲインαと前記出力電流フィードフォワードゲインβの双方又はいずれか一方を調整して前記等価内部インピーダンスの値を変化させることを特徴とする電源装置の運転方法。 When the output voltage feedback gain is α, the output current feedforward gain is β, and the inverter current gain is G, the DC resistance value represented by (1−β · G) / (α · G) is the equivalent internal impedance. An operation method of a power supply device configured by connecting a plurality of inverter devices in parallel,
A signal obtained by giving a command voltage synchronized with each other to each of the inverter devices, and multiplying a voltage of a difference between the command voltage and a voltage detection signal of the output voltage of the inverter device by the output voltage feedback gain α which is a positive value. And a signal obtained by multiplying the current detection signal of the output current of the inverter device by the output current feedforward gain β which is a numerical value of 1 or less to form a current target value of the inverter device,
The DC resistance value determined by the rated value of the output voltage and output current of the inverter device is 100% equivalent internal impedance, and the control parameter of the inverter device is based on the allowable current value of the cross current flowing between the inverter devices. A method for operating a power supply apparatus, wherein the value of the equivalent internal impedance is changed by adjusting both or any one of the output voltage feedback gain α and the output current feedforward gain β .
互いに同期した指令電圧を与える電圧指令手段と、前記指令電圧と前記インバータ装置の出力電圧の電圧検出信号との差の電圧に正の数値である前記出力電圧フィードバックゲインαを乗じる電圧利得手段と、前記インバータ装置の出力電流の電流検出信号に1以下の数値である前記出力電流フィードフォワードゲインβを乗じる電流利得手段と、前記電圧利得手段の出力信号と前記電流利得手段の出力信号とを加算する加算手段と、を有する電流目標形成部を備え、
前記インバータ装置の出力電圧及び出力電流の定格値によって定められる直流抵抗値を100%の等価内部インピーダンスとし、前記インバータ装置間を流れる横流の許容される電流値によって、前記インバータ装置の制御パラメータである前記出力電圧フィードバックゲインαと前記出力電流フィードフォワードゲインβの双方又はいずれか一方を調整して前記等価内部インピーダンスの値を変化させることを特徴とする電源装置。 When the output voltage feedback gain is α, the output current feedforward gain is β, and the inverter current gain is G, the DC resistance value represented by (1−β · G) / (α · G) is the equivalent internal impedance. A power supply device configured by connecting a plurality of inverter devices in parallel,
Voltage command means for giving command voltages synchronized with each other; voltage gain means for multiplying a voltage of a difference between the command voltage and a voltage detection signal of the output voltage of the inverter device by the output voltage feedback gain α which is a positive numerical value; Current gain means for multiplying the current detection signal of the output current of the inverter device by the output current feedforward gain β which is a numerical value of 1 or less, and the output signal of the voltage gain means and the output signal of the current gain means are added. A current target forming unit having an adding means,
The DC resistance value determined by the rated value of the output voltage and output current of the inverter device is 100% equivalent internal impedance, and the control parameter of the inverter device is based on the allowable current value of the cross current flowing between the inverter devices. A power supply apparatus that adjusts both or any one of the output voltage feedback gain α and the output current feedforward gain β to change the value of the equivalent internal impedance .
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005132716A JP4703251B2 (en) | 2005-04-28 | 2005-04-28 | Operation method of power supply device and power supply device |
US11/414,662 US7602627B2 (en) | 2005-04-28 | 2006-04-27 | Electrical power source, operational method of the same, inverter and operational method of the same |
CN2006100774991A CN1866716B (en) | 2005-04-28 | 2006-04-28 | Electrical power source, operational method of the same, inverter and operational method of the same |
US12/550,028 US7889527B2 (en) | 2005-04-28 | 2009-08-28 | Electrical power source, operational method of the same, inverter and operational method of the same |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005132716A JP4703251B2 (en) | 2005-04-28 | 2005-04-28 | Operation method of power supply device and power supply device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006311734A JP2006311734A (en) | 2006-11-09 |
JP4703251B2 true JP4703251B2 (en) | 2011-06-15 |
Family
ID=37425621
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005132716A Expired - Fee Related JP4703251B2 (en) | 2005-04-28 | 2005-04-28 | Operation method of power supply device and power supply device |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4703251B2 (en) |
CN (1) | CN1866716B (en) |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7852643B2 (en) * | 2007-06-27 | 2010-12-14 | General Electric Company | Cross current control for power converter system |
EP2262098B1 (en) | 2008-01-16 | 2014-12-31 | JTEKT Corporation | Motor control device and electric power steering device |
JP5412825B2 (en) * | 2008-02-12 | 2014-02-12 | 株式会社ジェイテクト | Motor control device and electric power steering device |
US9461474B2 (en) | 2012-01-17 | 2016-10-04 | Infineon Technologies Austria Ag | Power converter circuit with AC output |
BR112014017460A8 (en) * | 2012-01-17 | 2017-07-04 | Infineon Technologies Austria Ag | power conversion circuit, system and power supply method |
WO2014176739A1 (en) * | 2013-04-28 | 2014-11-06 | 华为技术有限公司 | Voltage adjusting power source and method for controlling output voltage |
JP6586723B2 (en) * | 2014-10-15 | 2019-10-09 | 株式会社明電舎 | Method for suppressing cross current of power converter |
JP6358052B2 (en) * | 2014-11-17 | 2018-07-18 | 株式会社明電舎 | Cross current prevention device and control method for parallel operation of power converter |
JP6678774B2 (en) * | 2017-01-11 | 2020-04-08 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | Power converter |
FR3096152A1 (en) * | 2019-05-17 | 2020-11-20 | STMicroelectronics (Grand Ouest) SAS | DC-DC Converter with Steady State Current Limitation |
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Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
2005
- 2005-04-28 JP JP2005132716A patent/JP4703251B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2006
- 2006-04-28 CN CN2006100774991A patent/CN1866716B/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN1866716B (en) | 2010-06-09 |
CN1866716A (en) | 2006-11-22 |
JP2006311734A (en) | 2006-11-09 |
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A621 | Written request for application examination |
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|
RD03 | Notification of appointment of power of attorney |
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|
A521 | Written amendment |
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|
A977 | Report on retrieval |
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20110308 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313117 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
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