JP4675151B2 - Constant current drive circuit, light emitting device and electronic device using the same - Google Patents

Constant current drive circuit, light emitting device and electronic device using the same Download PDF

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Description

本発明は、電源装置に関する。   The present invention relates to a power supply device.

近年の携帯電話、PDA(Personal Digital Assistance)等の小型情報端末においては、例えば液晶のバックライトに用いられる発光ダイオード(Light Emitting Diode、以下LEDという)などのように電池の出力電圧よりも高い電圧を必要とするデバイスが存在する。これらの小型情報端末では、Liイオン電池が多く用いられ、その出力電圧は通常3.5V程度であり、満充電時においても4.2V程度であるが、LEDはその駆動電圧として電池電圧よりも高い電圧を必要とする。このように、電池電圧よりも高い電圧が必要とされる場合には、チャージポンプ回路などを用いた昇圧型の電源装置を用いて電池電圧を昇圧し、LEDなどの負荷回路を駆動するために必要な電圧を得ている。   In a small information terminal such as a cellular phone or PDA (Personal Digital Assistance) in recent years, a voltage higher than an output voltage of a battery such as a light emitting diode (hereinafter referred to as an LED) used for a backlight of a liquid crystal, for example. There are devices that require In these small information terminals, Li-ion batteries are often used, and the output voltage is usually about 3.5 V, and is about 4.2 V even when fully charged, but the LED has a drive voltage higher than the battery voltage. Requires high voltage. As described above, when a voltage higher than the battery voltage is required, the battery voltage is boosted by using a boost type power supply device using a charge pump circuit or the like to drive a load circuit such as an LED. Getting the required voltage.

このような電源装置により、LEDを駆動する際には、LEDの駆動系路上に定電流回路を接続して、LEDに流れる電流を一定に保つことによってその発光輝度の制御の安定化を図っている(特許文献1参照)。   When driving an LED with such a power supply device, a constant current circuit is connected on the drive system path of the LED, and the current flowing through the LED is kept constant, thereby stabilizing the emission luminance control. (See Patent Document 1).

複数の白色LEDを液晶のバックライトとして使用する場合、各LEDの発光輝度がばらつくと、液晶の明るさにむらが発生する。そこで、複数のLEDは、均一に駆動される必要がある。LEDの発光輝度は、LEDに流れる電流に応じて決まるため、特許文献1の図2に記載されるように、複数のLEDを直列に接続し、ひとつの定電流回路で駆動することにより、発光輝度を均一にすることができる。   When a plurality of white LEDs are used as the backlight of the liquid crystal, if the light emission luminance of each LED varies, the brightness of the liquid crystal becomes uneven. Therefore, the plurality of LEDs need to be driven uniformly. Since the light emission luminance of the LED is determined according to the current flowing through the LED, as shown in FIG. The brightness can be made uniform.

特開2004−22929号公報JP 2004-22929 A

ところが、上述のように、複数のLEDを直列に接続すると、電源回路からLEDに供給すべき電圧が高くなるという問題がある。たとえば、白色LEDの順方向電圧Vfは4V程度であるが、これを4段直列に接続した場合、16V以上の駆動電圧が必要とされる。このような高い電圧は、昇圧率の高いチャージポンプ回路やスイッチングレギュレータから供給する必要がある。一方、複数のLEDを並列に接続した場合、LEDに供給すべき電圧は、LED1段分の4V程度でよいため、電源回路の昇圧率を下げることができる。   However, as described above, when a plurality of LEDs are connected in series, there is a problem that the voltage to be supplied from the power supply circuit to the LEDs increases. For example, the forward voltage Vf of the white LED is about 4V, but when it is connected in series in four stages, a driving voltage of 16V or more is required. Such a high voltage needs to be supplied from a charge pump circuit or a switching regulator having a high step-up rate. On the other hand, when a plurality of LEDs are connected in parallel, the voltage to be supplied to the LEDs may be about 4V for one LED, so that the boosting rate of the power supply circuit can be lowered.

ここで、複数のLEDを並列に接続した場合、各LEDごとに定電流回路を接続する必要がある。ここで、各LEDの発光輝度を均一にするために各LEDに供給すべき定電流は、1%から数%程度の非常に高い精度が要求される。しかしながら、複数の定電流回路から、そのような高精度の定電流を生成することは、半導体製造プロセスから困難であった。   Here, when a plurality of LEDs are connected in parallel, it is necessary to connect a constant current circuit for each LED. Here, in order to make the light emission luminance of each LED uniform, a constant current to be supplied to each LED is required to have a very high accuracy of about 1% to several%. However, it has been difficult from the semiconductor manufacturing process to generate such a highly accurate constant current from a plurality of constant current circuits.

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、並列に接続された複数の負荷回路に、均一な駆動電流を供給可能な定電流駆動回路の提供にある。   The present invention has been made in view of these problems, and an object thereof is to provide a constant current driving circuit capable of supplying a uniform driving current to a plurality of load circuits connected in parallel.

本発明のある態様は、並列に接続された複数の負荷回路を定電流駆動する定電流駆動回路に関する。この定電流駆動回路は、所定の基準電流を生成する基準電流源と、複数の負荷回路に直列に接続される複数の定電流回路と、基準電流を複数の定電流回路に分配する電流分配部と、を備える。複数の定電流回路はそれぞれ、駆動対象の負荷回路が接続される電流出力端子と、一端に所定の固定電圧が印加され、電流分配部により分配された基準電流の経路上に設けられた第1抵抗と、第1抵抗の他端に現れる電圧が第1の入力端子に印加された演算増幅器と、演算増幅器の出力電圧が制御端子に印加され、一端が電流出力端子に接続されたトランジスタと、トランジスタの他端に接続され、一端に固定電圧が印加された第2抵抗と、トランジスタと第2抵抗の接続点の電位を演算増幅器の第2の入力端子に帰還する帰還経路と、演算増幅器のオフセット電圧を調節するオフセット電圧調節回路と、を含む。   An embodiment of the present invention relates to a constant current driving circuit that drives a plurality of load circuits connected in parallel with a constant current. The constant current driving circuit includes a reference current source that generates a predetermined reference current, a plurality of constant current circuits connected in series to a plurality of load circuits, and a current distribution unit that distributes the reference current to the plurality of constant current circuits. And comprising. Each of the plurality of constant current circuits is provided with a current output terminal to which a load circuit to be driven is connected, a first fixed voltage applied to one end and provided on a path of a reference current distributed by a current distribution unit. A resistor, an operational amplifier having a voltage appearing at the other end of the first resistor applied to the first input terminal, an output voltage of the operational amplifier applied to the control terminal, and a transistor having one end connected to the current output terminal; A second resistor connected to the other end of the transistor and having a fixed voltage applied to the other end; a feedback path for feeding back the potential at the connection point of the transistor and the second resistor to the second input terminal of the operational amplifier; An offset voltage adjusting circuit for adjusting the offset voltage.

この態様によると、各定電流回路においては、ひとつの基準電流源により生成される基準電流にもとづいて、演算増幅器の第1の入力端子に印加する基準電圧を生成するため、相対的に数%程度の誤差で、駆動電流が生成される。そこで、各演算増幅器のオフセット電圧を、この数%の誤差をキャンセルする方向にシフトさせることにより、各定電流回路により生成される駆動電流の相対的な誤差を低減することができ、複数の負荷回路を均一な駆動電流で駆動することができる。   According to this aspect, in each constant current circuit, the reference voltage applied to the first input terminal of the operational amplifier is generated based on the reference current generated by one reference current source. A drive current is generated with a certain degree of error. Therefore, by shifting the offset voltage of each operational amplifier in a direction that cancels this several percent error, the relative error of the drive current generated by each constant current circuit can be reduced, and a plurality of loads can be reduced. The circuit can be driven with a uniform driving current.

オフセット電圧調節回路は、演算増幅器の差動電流を調節してもよい。また、オフセット電圧調節回路は、演算増幅器の差動対に供給すべきテール電流を生成する主電流源と、第1可変電流を生成し、差動対により生成される一方の差動電流を変化させる第1可変電流源と、第2可変電流を生成し、差動対により生成される他方の差動電流を変化させる第2可変電流源と、を含んでもよい。
差動電流を増加、あるいは減少する方向に調節することにより、オフセット電圧をシフトさせることができる。
The offset voltage adjustment circuit may adjust the differential current of the operational amplifier. The offset voltage adjustment circuit generates a main current source that generates a tail current to be supplied to the differential pair of the operational amplifier, a first variable current, and changes one of the differential currents generated by the differential pair. And a second variable current source that generates the second variable current and changes the other differential current generated by the differential pair.
By adjusting the differential current in the increasing or decreasing direction, the offset voltage can be shifted.

オフセット電圧調節回路の主電流源、第1可変電流源および第2可変電流源は、定電流源と、定電流源により生成される定電流を複製する、ミラー比が調節可能なカレントミラー回路と、を含んで一体に構成され、カレントミラーにより複製された電流を、テール電流、第1可変電流および第2可変電流として演算増幅器にそれぞれ出力してもよい。
この場合、配線やヒューズのトリミングにより、カレントミラー回路のミラー比を調節することにより、テール電流に対する第1、第2可変電流の比率を変化させることができ、演算増幅器のオフセット電圧を好適に調節することができる。さらに、3つの電流は、ひとつの定電流にもとづき生成されるため、相対的なばらつきを小さく抑えることができる。
The main current source, the first variable current source, and the second variable current source of the offset voltage adjustment circuit are a constant current source, a current mirror circuit that adjusts a mirror ratio, and that replicates a constant current generated by the constant current source. May be output to the operational amplifier as a tail current, a first variable current, and a second variable current, respectively.
In this case, the ratio of the first and second variable currents to the tail current can be changed by adjusting the mirror ratio of the current mirror circuit by trimming wiring and fuses, and the offset voltage of the operational amplifier is suitably adjusted. can do. Further, since the three currents are generated based on one constant current, it is possible to suppress relative variations.

オフセット電圧調節回路は、演算増幅器の差動対を構成するトランジスタと並列に設けられた複数の調節用トランジスタと、調節用トランジスタそれぞれの電流経路上に設けられたトリミング可能なヒューズと、を含んでもよい。また、オフセット電圧調節回路は、演算増幅器の差動対に接続されるカレントミラー負荷を構成するトランジスタと並列に設けられた複数の調節用トランジスタと、調節用トランジスタそれぞれの電流経路上に設けられたトリミング可能なヒューズと、を含んでもよい。
調節用トランジスタを用いて、差動対やカレントミラー負荷のトランジスタサイズを微調節することにより、演算増幅器のオフセット電圧を調節することができる。
The offset voltage adjustment circuit may include a plurality of adjustment transistors provided in parallel with transistors constituting a differential pair of the operational amplifier, and a trimmable fuse provided on a current path of each of the adjustment transistors. Good. Further, the offset voltage adjustment circuit is provided on a plurality of adjustment transistors provided in parallel with the transistors constituting the current mirror load connected to the differential pair of the operational amplifier, and on the current paths of the adjustment transistors. And a trimmable fuse.
The offset voltage of the operational amplifier can be adjusted by finely adjusting the transistor size of the differential pair or current mirror load using the adjusting transistor.

本発明の別の態様は、発光装置である。この発光装置は、並列に接続された複数の発光素子と、複数の発光素子に駆動電圧を供給する電源回路と、複数の発光素子を定電流駆動する上述の定電流駆動回路と、を備える。   Another embodiment of the present invention is a light-emitting device. The light emitting device includes a plurality of light emitting elements connected in parallel, a power supply circuit that supplies a driving voltage to the plurality of light emitting elements, and the above-described constant current driving circuit that drives the plurality of light emitting elements at a constant current.

この態様によると、複数の発光素子に、均一な駆動電流を供給することができるため、発光輝度のばらつきを低減することができる。   According to this aspect, since a uniform drive current can be supplied to a plurality of light emitting elements, variation in light emission luminance can be reduced.

本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルのバックライトとして設けられる上述の発光装置と、を備える。
この態様によれば、液晶の明るさを均一にすることができる。
Yet another embodiment of the present invention is an electronic device. This electronic apparatus includes a liquid crystal panel and the above-described light emitting device provided as a backlight of the liquid crystal panel.
According to this aspect, the brightness of the liquid crystal can be made uniform.

なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。   Note that any combination of the above-described constituent elements and the constituent elements and expressions of the present invention replaced with each other among methods, apparatuses, systems, etc. are also effective as an aspect of the present invention.

本発明に係る定電流駆動回路によれば、並列に接続された複数の負荷回路に、均一な駆動電流を供給することができる。   According to the constant current drive circuit of the present invention, a uniform drive current can be supplied to a plurality of load circuits connected in parallel.

(第1の実施の形態)
図1は、本発明の第1の実施の形態に係る定電流駆動回路100の構成を示す回路図である。また、図2は、図1の定電流駆動回路100を用いた電子機器300の構成を示す回路図である。
図2の電子機器300は、電池50、発光装置200、液晶パネル210を含む。この電子機器300は、たとえば携帯電話やPDAなどの小型情報端末である。電池50は、たとえばリチウムイオン電池であって、3〜4V程度の電池電圧Vbatを生成する。この電池電圧Vbatは、電子機器300の各ブロックにおいて電源として使用される。液晶パネル210は、電子機器300のユーザに対して必要な情報を画像データとして提供する。発光装置200は、液晶パネル210のバックライトやカメラのフラッシュとして用いられる。
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a constant current driving circuit 100 according to the first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of an electronic apparatus 300 using the constant current drive circuit 100 of FIG.
2 includes a battery 50, a light emitting device 200, and a liquid crystal panel 210. The electronic device 300 is a small information terminal such as a mobile phone or a PDA. The battery 50 is a lithium ion battery, for example, and generates a battery voltage Vbat of about 3 to 4V. This battery voltage Vbat is used as a power source in each block of the electronic device 300. The liquid crystal panel 210 provides necessary information as image data to the user of the electronic device 300. The light emitting device 200 is used as a backlight of the liquid crystal panel 210 or a flash of a camera.

発光装置200は、昇圧回路52、LED54と総称される4つのLED54a〜54d、定電流駆動回路100を備える。LED54は、液晶パネル210の背面に配置され、その個数は、液晶パネル210のサイズに応じて変更してもよい。昇圧回路52は、昇圧型のチャージポンプ回路やスイッチングレギュレータであって、電池50から出力される電池電圧Vbatを、LED54を駆動するために十分な電圧にまで昇圧してLED54に出力する。LED54が白色LEDの場合、その順方向電圧Vfは4V程度であるため、昇圧回路52は、電池電圧Vbatを4V以上に昇圧した出力電圧Voutを出力する。   The light emitting device 200 includes a booster circuit 52, four LEDs 54 a to 54 d collectively referred to as an LED 54, and a constant current driving circuit 100. The LEDs 54 are arranged on the back surface of the liquid crystal panel 210, and the number thereof may be changed according to the size of the liquid crystal panel 210. The step-up circuit 52 is a step-up charge pump circuit or a switching regulator, and boosts the battery voltage Vbat output from the battery 50 to a voltage sufficient to drive the LED 54 and outputs the boosted voltage to the LED 54. When the LED 54 is a white LED, the forward voltage Vf is about 4V, so the booster circuit 52 outputs the output voltage Vout obtained by boosting the battery voltage Vbat to 4V or more.

図1に戻り、定電流駆動回路100の構成を詳細に説明する。
定電流駆動回路100は、基準電流源20、定電流回路10a〜10d、トランジスタM10〜M15を含む電流分配部を含む。これらの構成要素は、ひとつの半導体基板上に一体集積化されている。同図において、簡略化のため、定電流回路10cの内部構成は省略されている。
電流出力端子102a〜102dは、駆動対象となるLED54a〜54dのカソード端子が接続されるべき端子であり、電流出力端子102a〜102dを介して、駆動電流Idrva〜IdrvdがLED54a〜54dに流される。
Returning to FIG. 1, the configuration of the constant current drive circuit 100 will be described in detail.
The constant current drive circuit 100 includes a current distribution unit including a reference current source 20, constant current circuits 10a to 10d, and transistors M10 to M15. These components are integrated on a single semiconductor substrate. In the drawing, the internal configuration of the constant current circuit 10c is omitted for simplification.
The current output terminals 102a to 102d are terminals to which the cathode terminals of the LEDs 54a to 54d to be driven are to be connected, and the drive currents Idrva to Idrvd are passed to the LEDs 54a to 54d via the current output terminals 102a to 102d.

基準電流源20は、所定の基準電流Irefを生成する。定電流回路10a〜10dは、それぞれ電流出力端子102a〜102dと接地端子間に接続され、4つのLED54a〜54dそれぞれの電流経路上に設けられている。
電流分配部であるトランジスタM10〜M15はカレントミラー回路を構成しており、基準電流Irefを、定電流回路10a〜10dに分配する。
The reference current source 20 generates a predetermined reference current Iref. The constant current circuits 10a to 10d are connected between the current output terminals 102a to 102d and the ground terminal, respectively, and are provided on the current paths of the four LEDs 54a to 54d.
Transistors M10 to M15, which are current distribution units, constitute a current mirror circuit, and distribute the reference current Iref to the constant current circuits 10a to 10d.

定電流回路10a〜10dは、それぞれ同様の構成であるため、以下、定電流回路10aを例にその構成を説明する。定電流回路10aは、第1抵抗R1a、第2抵抗R2a、トランジスタM1a、演算増幅器12a、オフセット電圧調節回路14aを含む。
第1抵抗R1aは、一端が接地され、所定の固定電圧として接地電位が印加される。この第1抵抗R1aは、電流分配部により分配された基準電流Irefの電流経路上に設けられている。第1抵抗R1aには、基準電流Irefが流れることにより、Vx=R1a×Irefの電圧降下が発生する。第1抵抗R1aの他端に現れる降下電圧Vxは、演算増幅器12aの非反転入力端子に印加される。
Since the constant current circuits 10a to 10d have the same configuration, the configuration will be described below using the constant current circuit 10a as an example. The constant current circuit 10a includes a first resistor R1a, a second resistor R2a, a transistor M1a, an operational amplifier 12a, and an offset voltage adjustment circuit 14a.
One end of the first resistor R1a is grounded, and a ground potential is applied as a predetermined fixed voltage. The first resistor R1a is provided on the current path of the reference current Iref distributed by the current distribution unit. A voltage drop of Vx = R1a × Iref occurs due to the reference current Iref flowing in the first resistor R1a. The drop voltage Vx appearing at the other end of the first resistor R1a is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 12a.

トランジスタM1aの制御端子であるゲートには、演算増幅器12aの出力電圧が印加され、ドレインは、電流出力端子102aと接続される。第2抵抗R2aは、一端がトランジスタM1aのソースと接続され、その他端は接地されている。トランジスタM1aと第2抵抗R2aの接続点の電位は、演算増幅器12aの反転入力端子に帰還される。
演算増幅器12aの反転入力端子と非反転入力端子に、オフセット電圧が存在しない場合、トランジスタM1aのドレイン電圧は、第1抵抗R1aに現れる電圧Vxに等しくなる。トランジスタM1aのドレイン電圧は、第2抵抗R2aに印加されるため、第2抵抗R2aには、Idrva=Vx/R2aの駆動電流が流れる。上述のように、Vx=R1a×Irefが成り立つから、電流出力端子102aに接続されるLED54aを、駆動電流Idrva=Iref×R1a/R2aにより定電流駆動することができる。
The output voltage of the operational amplifier 12a is applied to the gate which is the control terminal of the transistor M1a, and the drain is connected to the current output terminal 102a. The second resistor R2a has one end connected to the source of the transistor M1a and the other end grounded. The potential at the connection point between the transistor M1a and the second resistor R2a is fed back to the inverting input terminal of the operational amplifier 12a.
When there is no offset voltage at the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 12a, the drain voltage of the transistor M1a is equal to the voltage Vx appearing at the first resistor R1a. Since the drain voltage of the transistor M1a is applied to the second resistor R2a, a drive current of Idrva = Vx / R2a flows through the second resistor R2a. As described above, since Vx = R1a × Iref is established, the LED 54a connected to the current output terminal 102a can be driven with a constant current by the drive current Idrva = Iref × R1a / R2a.

定電流駆動回路100において、第1抵抗R1a、第2抵抗R2aはペアリングして構成されており、相対的なばらつきとして数%程度が見込まれる。同様に、電流分配部であるトランジスタM10〜M14も、ペアリングして配置されており、そのミラー比としては、数%程度のばらつきが見込まれる。
したがって、定電流回路10a〜10dにおいて生成される駆動電流Idrva〜Idrvdは、これらの相対的なばらつきを乗じたばらつきを有することになる。
In the constant current driving circuit 100, the first resistor R1a and the second resistor R2a are configured by pairing, and a relative variation of about several percent is expected. Similarly, the transistors M10 to M14, which are current distribution units, are also arranged in pairs, and the mirror ratio is expected to vary by several percent.
Therefore, the drive currents Idrva to Idrvd generated in the constant current circuits 10a to 10d have a variation obtained by multiplying these relative variations.

演算増幅器12aの入力差動対が完全に平衡状態にあるときに、非反転入力端子と反転入力端子間にΔVのオフセット電圧が発生しているものとする。本明細書において、オフセット電圧ΔVは、非反転入力端子側を正とする。
演算増幅器12aにオフセット電圧ΔVが存在する場合、定電流回路10aの第2抵抗R2aには、(Vx−ΔV)の電圧が印加されることになるため、駆動電流Idrvaは、Idrva=(Vx−ΔV)/R2aとなる。したがって、演算増幅器12のオフセット電圧を考慮した場合の駆動電流Idrvaは、Idrva=(R1a×Iref−ΔV)/R2aで与えられる。
It is assumed that an offset voltage of ΔV is generated between the non-inverting input terminal and the inverting input terminal when the input differential pair of the operational amplifier 12a is in a completely balanced state. In this specification, the offset voltage ΔV is positive on the non-inverting input terminal side.
When the offset voltage ΔV is present in the operational amplifier 12a, a voltage of (Vx−ΔV) is applied to the second resistor R2a of the constant current circuit 10a. Therefore, the drive current Idrva is equal to Idrva = (Vx− ΔV) / R2a. Therefore, the drive current Idrva in consideration of the offset voltage of the operational amplifier 12 is given by Idrva = (R1a × Iref−ΔV) / R2a.

上述のように、駆動電流Idrvaは、演算増幅器12aのオフセット電圧ΔVの関数となるため、このオフセット電圧ΔVを調節することにより、駆動電流Idrvaを微調節することができる。その結果、複数の定電流回路10a〜10dにより生成される駆動電流Idrva〜10dのばらつきを小さくすることができる。本実施の形態に係る定電流駆動回路100では、定電流回路10a〜10dごとに、それぞれ演算増幅器12a〜12dのオフセット電圧ΔVを調節するオフセット電圧調節回路14a〜14dを設けることにより、駆動電流Idrva〜Idrvdの相対的なばらつきを低減する。   As described above, since the drive current Idrva is a function of the offset voltage ΔV of the operational amplifier 12a, the drive current Idrva can be finely adjusted by adjusting the offset voltage ΔV. As a result, variations in the drive currents Idrva to 10d generated by the plurality of constant current circuits 10a to 10d can be reduced. In the constant current drive circuit 100 according to the present embodiment, the drive current Idrva is provided by providing the offset voltage adjustment circuits 14a to 14d for adjusting the offset voltage ΔV of the operational amplifiers 12a to 12d for each of the constant current circuits 10a to 10d. Reduce the relative variation of ~ Idrvd.

図3は、演算増幅器12aおよびオフセット電圧調節回路14aの構成を示す回路図である。演算増幅器12aは、トランジスタM30〜M36、定電流源30、32、34、増幅段36を含む。トランジスタM30、M31は入力差動対を構成しており、各ゲート端子40、42は、演算増幅器12aの反転入力端子、非反転入力端子に対応している。トランジスタM30、M31のドレインは、定電流負荷として設けられたトランジスタM33、M34を含むカレントミラー負荷と接続されている。トランジスタM33、M34は、トランジスタM32とゲートおよびソースが共通に接続されたカレントミラー回路であって、各トランジスタには定電流源30により生成される定電流が流れている。   FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the operational amplifier 12a and the offset voltage adjustment circuit 14a. The operational amplifier 12a includes transistors M30 to M36, constant current sources 30, 32, and 34, and an amplification stage 36. The transistors M30 and M31 form an input differential pair, and the gate terminals 40 and 42 correspond to the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 12a. The drains of the transistors M30 and M31 are connected to a current mirror load including transistors M33 and M34 provided as constant current loads. The transistors M33 and M34 are current mirror circuits in which the gate and source are connected in common with the transistor M32, and a constant current generated by the constant current source 30 flows through each transistor.

トランジスタM33、M34のドレインは、それぞれトランジスタM35、M36のソースと接続されている。トランジスタM35、M36はゲートが共通に接続されており、トランジスタM35のゲート、ドレインは接続されている。トランジスタM35、M36のドレインには、それぞれ定電流源32、34が接続される。トランジスタM36のドレインは、増幅段36に接続される。トランジスタM36のドレイン電流は、トランジスタM30、M31のゲート電圧が差動増幅された差動電流となる。増幅段36は、定電流源34により生成される電流とトランジスタM36のドレイン電流の差を増幅し、演算増幅器12の出力端子44から出力する。なお、図3に示した演算増幅器12aの構成は一例であって、その他のさまざまな回路形式の演算増幅器を用いてもよい。   The drains of the transistors M33 and M34 are connected to the sources of the transistors M35 and M36, respectively. The gates of the transistors M35 and M36 are connected in common, and the gate and drain of the transistor M35 are connected. Constant current sources 32 and 34 are connected to the drains of the transistors M35 and M36, respectively. The drain of the transistor M36 is connected to the amplification stage 36. The drain current of the transistor M36 is a differential current obtained by differentially amplifying the gate voltages of the transistors M30 and M31. The amplifying stage 36 amplifies the difference between the current generated by the constant current source 34 and the drain current of the transistor M36, and outputs it from the output terminal 44 of the operational amplifier 12. Note that the configuration of the operational amplifier 12a shown in FIG. 3 is an example, and operational amplifiers of various other circuit formats may be used.

オフセット電圧調節回路14aは、演算増幅器12aの差動電流を調節することにより、オフセット電圧ΔVを調節する。オフセット電圧調節回路14aは、トランジスタM20〜M25、ヒューズRf1〜Rf4、定電流源60を含む。
トランジスタM21は、演算増幅器12aの入力差動対(トランジスタM30、M31)に供給すべきテール電流Issを生成する主電流源として機能する。また、トランジスタM22、M23、ヒューズRf1、Rf2は、第1可変電流Iv1を生成し、差動対(M30、M31)により生成される一方の差動電流Id1を増加させる第1可変電流源として機能する。
また、トランジスタM24、M25、ヒューズRf3、Rf4は、第2可変電流Iv2を生成し、差動対(M30、M31)により生成される一方の差動電流Id2を増加させる第2可変電流源として機能する。
The offset voltage adjustment circuit 14a adjusts the offset voltage ΔV by adjusting the differential current of the operational amplifier 12a. The offset voltage adjustment circuit 14a includes transistors M20 to M25, fuses Rf1 to Rf4, and a constant current source 60.
The transistor M21 functions as a main current source that generates a tail current Iss to be supplied to the input differential pair (transistors M30 and M31) of the operational amplifier 12a. The transistors M22 and M23 and the fuses Rf1 and Rf2 function as a first variable current source that generates the first variable current Iv1 and increases one differential current Id1 generated by the differential pair (M30 and M31). To do.
The transistors M24 and M25 and the fuses Rf3 and Rf4 function as a second variable current source that generates the second variable current Iv2 and increases one of the differential currents Id2 generated by the differential pair (M30 and M31). To do.

定電流源60は、定電流Ic1を生成する。トランジスタM20〜M25は、ゲート、ソースが共通に接続されたカレントミラー回路を構成しており、各トランジスタのサイズ比に応じたミラー比に従って、定電流Ic1を複製して、テール電流Iss、第1可変電流Iv1、第2可変電流Iv2を生成する。第1可変電流Iv1の電流値は、ヒューズRf1、Rf2の切断状態によって可変となる。第2可変電流Iv2の電流値も、ヒューズRf3、Rf4の切断状態に応じて同様に変化する。たとえば、トランジスタM21、M22、M23のサイズ比を100:2:1に設定した場合、第1可変電流Iv1は、テール電流Issに対して、3%、2%、1%、0%の範囲で調節することができる。トランジスタM24、M25についても同様である。   The constant current source 60 generates a constant current Ic1. The transistors M20 to M25 form a current mirror circuit in which the gate and the source are connected in common, and the constant current Ic1 is replicated according to the mirror ratio according to the size ratio of each transistor, and the tail current Iss, the first A variable current Iv1 and a second variable current Iv2 are generated. The current value of the first variable current Iv1 is variable depending on the cut state of the fuses Rf1 and Rf2. The current value of the second variable current Iv2 also changes in accordance with the cut state of the fuses Rf3 and Rf4. For example, when the size ratio of the transistors M21, M22, and M23 is set to 100: 2: 1, the first variable current Iv1 is within a range of 3%, 2%, 1%, and 0% with respect to the tail current Iss. Can be adjusted. The same applies to the transistors M24 and M25.

第1可変電流Iv1は、演算増幅器12aの入力差動対の一方のトランジスタM30側に供給され、第2可変電流Iv2は、差動対の他方のトランジスタM31側に供給される。図3のオフセット電圧調節回路14aによれば、ヒューズRf1〜Rf4の切断状態によって、演算増幅器12aの差動電流を調節することができる。演算増幅器の差動電流を調節すると、入力差動対の電圧−電流特性がシフトするため、オフセット電圧ΔVを調節することができる。   The first variable current Iv1 is supplied to one transistor M30 side of the input differential pair of the operational amplifier 12a, and the second variable current Iv2 is supplied to the other transistor M31 side of the differential pair. According to the offset voltage adjustment circuit 14a of FIG. 3, the differential current of the operational amplifier 12a can be adjusted according to the cut state of the fuses Rf1 to Rf4. When the differential current of the operational amplifier is adjusted, the voltage-current characteristic of the input differential pair is shifted, so that the offset voltage ΔV can be adjusted.

次に、以上のように構成された定電流駆動回路100の電流バランス方法について説明する。一般に、半導体集積回路の抵抗値やトランジスタ特性は、半導体製造プロセスによってばらつき、このばらつきの大きさは、各素子のレイアウトや半導体製造プロセスの種類などによってさまざまである。   Next, a current balance method of the constant current drive circuit 100 configured as described above will be described. In general, the resistance value and transistor characteristics of a semiconductor integrated circuit vary depending on the semiconductor manufacturing process, and the magnitude of this variation varies depending on the layout of each element, the type of semiconductor manufacturing process, and the like.

たとえば、基準電流源20により生成される基準電流Irefの値は、設計値を中心として±20%程度の範囲でばらつくとする。また、電流分配部であるトランジスタM10〜M14のミラー比のばらつきは±2%程度であるとする。さらに、各定電流回路10において、第1抵抗R1と第2抵抗R2の抵抗の比R1/R2のばらつきも±2%程度であるとする。この場合、定電流回路10a〜10dのそれぞれにより生成される駆動電流Idrvは、相対的に±4%程度の範囲でばらつくことになる。   For example, it is assumed that the value of the reference current Iref generated by the reference current source 20 varies within a range of about ± 20% around the design value. Further, it is assumed that the variation in the mirror ratio of the transistors M10 to M14 which are current distribution units is about ± 2%. Furthermore, in each constant current circuit 10, it is assumed that the variation in the resistance ratio R1 / R2 of the first resistor R1 and the second resistor R2 is about ± 2%. In this case, the drive current Idrv generated by each of the constant current circuits 10a to 10d varies relatively in a range of about ± 4%.

図1の定電流駆動回路100を製造した後、検査工程において、電流出力端子102a〜102dからそれぞれ出力される駆動電流Idrva〜Idrvdを測定する。その結果、上述のプロセスばらつきにより各電流値は相対的にばらつくことになる。
そこで、各定電流回路10のオフセット電圧調節回路14によって、ヒューズRf1〜Rf4の切断状態をトリミングによって変化させることにより、演算増幅器12a〜12dのオフセット電圧ΔVa〜ΔVdをそれぞれ調節する。上述のように、第1可変電流Iv1、第2可変電流Iv2は、それぞれ、差動対のテール電流Issに対して0%、1%、2%、3%の範囲で調節することができ、ヒューズRf1、Rf2をトリミングした場合と、ヒューズRf3、Rf4をトリミングした場合とでは、オフセット電圧ΔVの正負は逆向きになる。
After the constant current drive circuit 100 of FIG. 1 is manufactured, the drive currents Idrva to Idrvd output from the current output terminals 102a to 102d are measured in the inspection process. As a result, each current value varies relatively due to the process variations described above.
Therefore, the offset voltages ΔVa to ΔVd of the operational amplifiers 12a to 12d are adjusted by changing the cut states of the fuses Rf1 to Rf4 by trimming by the offset voltage adjusting circuit 14 of each constant current circuit 10. As described above, the first variable current Iv1 and the second variable current Iv2 can be adjusted in a range of 0%, 1%, 2%, and 3% with respect to the tail current Iss of the differential pair, respectively. When the fuses Rf1 and Rf2 are trimmed and when the fuses Rf3 and Rf4 are trimmed, the polarity of the offset voltage ΔV is reversed.

上述したように、各定電流回路10a〜10dにより生成される駆動電流Idrva〜Idrvdは、Idrva=(R1a×Iref−ΔV)/R2aで与えられる。したがって、駆動電流Idrva〜Idrvdが均一となるように、各定電流回路10a〜10d内部のヒューズRf1〜Rf4のトリミングの状態を調節することにより、演算増幅器12a〜12dのオフセット電圧ΔVを調節すればよい。逆に言うと、オフセット電圧調節回路14a〜14dにおいて、テール電流Iss、第1可変電流Iv1、第2可変電流Iv2を生成するトランジスタM21〜M25のサイズ比は、駆動電流Idrva〜Idrvdを±数%程度の範囲で調節することができるように設計すればよい。   As described above, the drive currents Idrva to Idrvd generated by the constant current circuits 10a to 10d are given by Idrva = (R1a × Iref−ΔV) / R2a. Therefore, by adjusting the trimming state of the fuses Rf1 to Rf4 in each of the constant current circuits 10a to 10d so that the drive currents Idrva to Idrvd are uniform, the offset voltage ΔV of the operational amplifiers 12a to 12d can be adjusted. Good. In other words, in the offset voltage adjusting circuits 14a to 14d, the size ratio of the transistors M21 to M25 that generate the tail current Iss, the first variable current Iv1, and the second variable current Iv2 is set so that the drive currents Idrva to Idrvd are ± several%. What is necessary is just to design so that it can adjust in the range of a grade.

このように、本実施の形態に係る定電流駆動回路100によれば、オフセット電圧調節回路14のヒューズRf1〜Rf4のトリミングによって、駆動電流Idrva〜Idrvdのばらつきを1%程度にまで低減することが可能となる。もし、定電流回路10ごとに、独立して駆動電流Idrvを調節する場合、数十段階のトリミングが必要となるが、本実施の形態に係る定電流駆動回路100によれば、数個のヒューズをトリミングすることによって、高い相対精度を得ることができる。
また、本実施の形態のように、液晶パネル210のバックライトとして用いられるLED54を駆動する際には、発光輝度が均一であればよいため、駆動電流Idrvの絶対値にはそれほど高い精度は要求されない。したがって、基準電流源20により生成される基準電流Irefを粗い精度で調節できるように設計しておけばよい。
As described above, according to the constant current drive circuit 100 according to the present embodiment, the variation of the drive currents Idrva to Idrvd can be reduced to about 1% by trimming the fuses Rf1 to Rf4 of the offset voltage adjustment circuit 14. It becomes possible. If the drive current Idrv is adjusted independently for each constant current circuit 10, several tens of steps of trimming are required. According to the constant current drive circuit 100 according to the present embodiment, several fuses are used. By trimming, high relative accuracy can be obtained.
Further, as in the present embodiment, when the LED 54 used as the backlight of the liquid crystal panel 210 is driven, it is only necessary that the light emission luminance is uniform, so that the absolute value of the drive current Idrv needs to have a very high accuracy. Not. Therefore, it is only necessary to design so that the reference current Iref generated by the reference current source 20 can be adjusted with rough accuracy.

図4は、図3の演算増幅器12aおよびオフセット電圧調節回路14aの変形例を示す回路図である。
図3では、第1可変電流Iv1は、差動対の一方のトランジスタM30側に供給され、第2可変電流Iv2は、差動対の他方のトランジスタM31側に供給されている。一方、図4においては、第1可変電流Iv1は、差動対(M30、M31)に接続されるカレントミラー負荷(M35、M36)の一方のトランジスタM35側に供給され、第2可変電流Iv2は、カレントミラー負荷の他方のトランジスタM36側に供給される。
このようにして差動電流を調節した場合においても、演算増幅器12aのオフセット電圧ΔVを調節することができ、図3と同様の効果を得ることができる。第1可変電流Iv1、第2可変電流Iv2を、差動電流を調節可能なその他の位置に供給した場合も同様である。
FIG. 4 is a circuit diagram showing a modification of the operational amplifier 12a and the offset voltage adjustment circuit 14a of FIG.
In FIG. 3, the first variable current Iv1 is supplied to one transistor M30 side of the differential pair, and the second variable current Iv2 is supplied to the other transistor M31 side of the differential pair. On the other hand, in FIG. 4, the first variable current Iv1 is supplied to one transistor M35 side of the current mirror load (M35, M36) connected to the differential pair (M30, M31), and the second variable current Iv2 is , And supplied to the other transistor M36 side of the current mirror load.
Even when the differential current is adjusted in this way, the offset voltage ΔV of the operational amplifier 12a can be adjusted, and the same effect as in FIG. 3 can be obtained. The same applies when the first variable current Iv1 and the second variable current Iv2 are supplied to other positions where the differential current can be adjusted.

(第2の実施の形態)
図5は、第2の実施の形態に係る演算増幅器12aおよびオフセット電圧調節回路14aの構成を示す回路図である。
演算増幅器12aの構成は図3と同様であるため説明を省略する。本実施の形態において、オフセット電圧調節回路14aは、調節用トランジスタM40〜M43、ヒューズRf1〜Rf4を含む。
調節用トランジスタM40〜M43は、演算増幅器12aの差動対を構成するトランジスタM30、M31と並列に設けられる。調節用トランジスタM40〜M43の電流経路上には、トリミング可能なヒューズRf1〜Rf4が設けられる。
(Second Embodiment)
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of the operational amplifier 12a and the offset voltage adjustment circuit 14a according to the second embodiment.
The configuration of the operational amplifier 12a is the same as that shown in FIG. In the present embodiment, the offset voltage adjustment circuit 14a includes adjustment transistors M40 to M43 and fuses Rf1 to Rf4.
The adjusting transistors M40 to M43 are provided in parallel with the transistors M30 and M31 constituting the differential pair of the operational amplifier 12a. Trimmable fuses Rf1 to Rf4 are provided on the current paths of the adjusting transistors M40 to M43.

本実施の形態によれば、ヒューズRf1〜Rf4のトリミング状態によって、実質的に演算増幅器12aの差動対を構成するトランジスタのサイズを調節することができ、ひいては差動電流を調節することができる。その結果、演算増幅器12aのオフセット電圧ΔVが調節され、図1の定電流駆動回路100において、駆動電流Idrva〜Idrvdを均一化することができる。   According to the present embodiment, the size of the transistors constituting the differential pair of the operational amplifier 12a can be substantially adjusted according to the trimming state of the fuses Rf1 to Rf4, and consequently the differential current can be adjusted. . As a result, the offset voltage ΔV of the operational amplifier 12a is adjusted, and the drive currents Idrva to Idrvd can be made uniform in the constant current drive circuit 100 of FIG.

また、図5では、差動対のトランジスタのサイズを調節したが、変形例としてカレントミラー負荷を構成するトランジスタM33、M34のサイズを調節してもよい。すなわち、トランジスタM33、M34と並列に複数の調節用トランジスタを設け、この調節用トランジスタの各トランジスタの電流経路上にトリミング可能なヒューズを設ける。調節用トランジスタとヒューズによりオフセット電圧調節回路14を構成し、ヒューズのトリミングを行うことにより、差動電流を調節し、オフセット電圧ΔVを調節することができる。
同様に、トランジスタM33、M34に代えて、トランジスタM35、M36のサイズを調節してもよい。
In FIG. 5, the size of the differential pair of transistors is adjusted. However, as a modification, the sizes of the transistors M33 and M34 constituting the current mirror load may be adjusted. That is, a plurality of adjustment transistors are provided in parallel with the transistors M33 and M34, and a trimmable fuse is provided on the current path of each transistor of the adjustment transistors. By forming the offset voltage adjusting circuit 14 with the adjusting transistor and the fuse and trimming the fuse, the differential current can be adjusted and the offset voltage ΔV can be adjusted.
Similarly, the sizes of the transistors M35 and M36 may be adjusted instead of the transistors M33 and M34.

上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。   Those skilled in the art will understand that the above-described embodiment is an exemplification, and that various modifications can be made to combinations of the respective constituent elements and processing processes, and such modifications are also within the scope of the present invention. is there.

本実施の形態においては、回路に使用するトランジスタがすべてMOSトランジスタの場合について説明したが、バイポーラトランジスタ等の別のタイプのトランジスタを用いてもよい。また、MOSトランジスタのNチャンネル、Pチャンネルや、バイポーラトランジスタのNPN型、PNP型が変更可能なことは当業者に容易に理解されるところである。トランジスタの種類などの選択は、回路に要求される設計仕様、使用する半導体製造プロセスなどによって決めればよい。   In this embodiment, the case where all the transistors used in the circuit are MOS transistors has been described, but another type of transistor such as a bipolar transistor may be used. In addition, it is easily understood by those skilled in the art that the N channel and P channel of the MOS transistor and the NPN type and PNP type of the bipolar transistor can be changed. The selection of the type of transistor and the like may be determined by the design specifications required for the circuit, the semiconductor manufacturing process to be used, and the like.

図6は、定電流回路10aの変形例を示す図である。図6の定電流回路10aでは、電源電圧Vddを固定電圧として駆動電流Idrvaが生成される。図6の定電流回路10aは、図2と同様に、電流出力端子102a、トランジスタM1a、第1抵抗R1a、第2抵抗R2a、演算増幅器12aを含む。電流出力端子102aは、駆動対象のLED54aが接続される。第1抵抗R1aは、一端に所定の固定電圧Vddが印加され、電流分配部により分配された基準電流Irefの経路上に設けられる。演算増幅器12aは、第1抵抗R1の他端に現れる電圧Vx1が非反転入力端子に印加される。トランジスタM1aは、演算増幅器12aの出力電圧がゲートに印加され、ソースが電流出力端子102aに接続される。第2抵抗R2aは、トランジスタM1aのソースに接続され、一端に固定電圧Vddが印加される。トランジスタM1aと第2抵抗R2aの接続点の電位は、演算増幅器12aの反転入力端子に帰還される。定電流回路10aをこのように構成した場合においても、Idrv=Iref×R1a/R2aで与えられる駆動電流Idrvを生成することができる。   FIG. 6 is a diagram showing a modification of the constant current circuit 10a. In the constant current circuit 10a of FIG. 6, the drive current Idrva is generated with the power supply voltage Vdd as a fixed voltage. Similar to FIG. 2, the constant current circuit 10a of FIG. 6 includes a current output terminal 102a, a transistor M1a, a first resistor R1a, a second resistor R2a, and an operational amplifier 12a. The LED 54a to be driven is connected to the current output terminal 102a. The first resistor R1a is provided on a path of a reference current Iref to which a predetermined fixed voltage Vdd is applied at one end and is distributed by the current distributor. In the operational amplifier 12a, the voltage Vx1 appearing at the other end of the first resistor R1 is applied to the non-inverting input terminal. In the transistor M1a, the output voltage of the operational amplifier 12a is applied to the gate, and the source is connected to the current output terminal 102a. The second resistor R2a is connected to the source of the transistor M1a, and a fixed voltage Vdd is applied to one end thereof. The potential at the connection point between the transistor M1a and the second resistor R2a is fed back to the inverting input terminal of the operational amplifier 12a. Even when the constant current circuit 10a is configured in this way, it is possible to generate the drive current Idrv given by Idrv = Iref × R1a / R2a.

本実施の形態において、定電流駆動回路100、発光装置200を構成する素子はすべて一体集積化されていてもよく、その一部がディスクリート部品で構成されていてもよい。どの部分を集積化するかは、コストや占有面積などによって決めればよい。   In the present embodiment, all of the elements constituting the constant current drive circuit 100 and the light emitting device 200 may be integrated, or a part thereof may be constituted by discrete components. Which part is integrated may be determined by cost, occupied area, or the like.

実施の形態では、定電流駆動回路100により複数のLEDを駆動する場合について説明したが、負荷回路はこれには限定されず、有機ELなどのその他の発光素子を駆動してもよいし、さらに、発光素子以外の電流駆動デバイスを駆動することも可能である。   In the embodiment, the case where a plurality of LEDs are driven by the constant current driving circuit 100 has been described. However, the load circuit is not limited to this, and other light emitting elements such as an organic EL may be driven. It is also possible to drive a current driving device other than the light emitting element.

本発明の第1の実施の形態に係る定電流駆動回路の構成を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a configuration of a constant current drive circuit according to a first embodiment of the present invention. 図1の定電流駆動回路を用いた電子機器の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the electronic device using the constant current drive circuit of FIG. 演算増幅器およびオフセット電圧調節回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of an operational amplifier and an offset voltage adjustment circuit. 図3の演算増幅器およびオフセット電圧調節回路の変形例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a modification of the operational amplifier and the offset voltage adjustment circuit of FIG. 3. 第2の実施の形態に係る演算増幅器およびオフセット電圧調節回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the operational amplifier and offset voltage adjustment circuit which concern on 2nd Embodiment. 図2の定電流回路の変形例を示す図である。It is a figure which shows the modification of the constant current circuit of FIG.

符号の説明Explanation of symbols

M1 トランジスタ、 R1 第1抵抗、 R2 第2抵抗、 10 定電流回路、 12 演算増幅器、 14 オフセット電圧調節回路、 20 基準電流源、 100 定電流駆動回路、 102 電流出力端子、 200 発光装置、 210 液晶パネル、 300 電子機器。   M1 transistor, R1 first resistor, R2 second resistor, 10 constant current circuit, 12 operational amplifier, 14 offset voltage adjustment circuit, 20 reference current source, 100 constant current drive circuit, 102 current output terminal, 200 light emitting device, 210 liquid crystal Panel, 300 electronic equipment.

Claims (6)

並列に接続された複数の負荷回路を定電流駆動する定電流駆動回路であって、
所定の基準電流を生成する基準電流源と、
前記複数の負荷回路に直列に接続される複数の定電流回路と、
前記基準電流を前記複数の定電流回路に分配する電流分配部と、を備え、
前記複数の定電流回路はそれぞれ、
駆動対象の負荷回路が接続される電流出力端子と、
一端に所定の固定電圧が印加され、前記電流分配部により分配された基準電流の経路上に設けられた第1抵抗と、
前記第1抵抗の他端に現れる電圧が第1の入力端子に印加された演算増幅器と、
前記演算増幅器の出力電圧が制御端子に印加され、一端が前記電流出力端子に接続されたトランジスタと、
前記トランジスタの他端に接続され、一端に前記固定電圧が印加された第2抵抗と、
前記トランジスタと前記第2抵抗の接続点の電位を前記演算増幅器の第2の入力端子に帰還する帰還経路と、
前記演算増幅器の差動電流を調節することにより、前記演算増幅器のオフセット電圧を調節するオフセット電圧調節回路と、
を含み、
前記オフセット電圧調節回路は、
前記演算増幅器の差動対を構成するトランジスタと並列に設けられた複数の調節用トランジスタと、
前記複数の調節用トランジスタそれぞれの電流経路上に設けられたトリミング可能なヒューズと、
を含むことを特徴とする定電流駆動回路。
A constant current driving circuit for driving a plurality of load circuits connected in parallel at a constant current,
A reference current source for generating a predetermined reference current;
A plurality of constant current circuits connected in series to the plurality of load circuits;
A current distribution unit that distributes the reference current to the plurality of constant current circuits, and
Each of the plurality of constant current circuits is
A current output terminal to which the load circuit to be driven is connected;
A first resistor provided on a path of a reference current to which a predetermined fixed voltage is applied at one end and distributed by the current distribution unit;
An operational amplifier in which a voltage appearing at the other end of the first resistor is applied to a first input terminal;
A transistor having an output voltage of the operational amplifier applied to a control terminal and one end connected to the current output terminal;
A second resistor connected to the other end of the transistor and having the fixed voltage applied to one end;
A feedback path for feeding back a potential at a connection point between the transistor and the second resistor to a second input terminal of the operational amplifier;
An offset voltage adjustment circuit for adjusting an offset voltage of the operational amplifier by adjusting a differential current of the operational amplifier;
Only including,
The offset voltage adjustment circuit includes:
A plurality of adjusting transistors provided in parallel with transistors constituting a differential pair of the operational amplifier;
A trimmable fuse provided on a current path of each of the plurality of adjusting transistors;
Constant current driving circuit, which comprises a.
並列に接続された複数の負荷回路を定電流駆動する定電流駆動回路であって、
所定の基準電流を生成する基準電流源と、
前記複数の負荷回路に直列に接続される複数の定電流回路と、
前記基準電流を前記複数の定電流回路に分配する電流分配部と、を備え、
前記複数の定電流回路はそれぞれ、
駆動対象の負荷回路が接続される電流出力端子と、
一端に所定の固定電圧が印加され、前記電流分配部により分配された基準電流の経路上に設けられた第1抵抗と、
前記第1抵抗の他端に現れる電圧が第1の入力端子に印加された演算増幅器と、
前記演算増幅器の出力電圧が制御端子に印加され、一端が前記電流出力端子に接続されたトランジスタと、
前記トランジスタの他端に接続され、一端に前記固定電圧が印加された第2抵抗と、
前記トランジスタと前記第2抵抗の接続点の電位を前記演算増幅器の第2の入力端子に帰還する帰還経路と、
前記演算増幅器の差動電流を調節することにより、前記演算増幅器のオフセット電圧を調節するオフセット電圧調節回路と、
を含み、
前記オフセット電圧調節回路は、
前記演算増幅器の差動対に接続されるカレントミラー負荷を構成するトランジスタと並列に設けられた複数の調節用トランジスタと、
前記調節用トランジスタそれぞれの電流経路上に設けられたトリミング可能なヒューズと、
を含むことを特徴とする定電流駆動回路。
A constant current driving circuit for driving a plurality of load circuits connected in parallel at a constant current,
A reference current source for generating a predetermined reference current;
A plurality of constant current circuits connected in series to the plurality of load circuits;
A current distribution unit that distributes the reference current to the plurality of constant current circuits, and
Each of the plurality of constant current circuits is
A current output terminal to which the load circuit to be driven is connected;
A first resistor provided on a path of a reference current to which a predetermined fixed voltage is applied at one end and distributed by the current distribution unit;
An operational amplifier in which a voltage appearing at the other end of the first resistor is applied to a first input terminal;
A transistor having an output voltage of the operational amplifier applied to a control terminal and one end connected to the current output terminal;
A second resistor connected to the other end of the transistor and having the fixed voltage applied to one end;
A feedback path for feeding back a potential at a connection point between the transistor and the second resistor to a second input terminal of the operational amplifier;
An offset voltage adjustment circuit for adjusting an offset voltage of the operational amplifier by adjusting a differential current of the operational amplifier;
Including
The offset voltage adjustment circuit includes:
A plurality of adjusting transistors provided in parallel with transistors constituting a current mirror load connected to the differential pair of the operational amplifier;
A trimmable fuse provided on a current path of each of the adjusting transistors;
Constant current driving circuit you comprising a.
ひとつの半導体基板上に一体集積化されたことを特徴とする請求項1または2に記載の定電流駆動回路。   3. The constant current drive circuit according to claim 1, wherein the constant current drive circuit is integrated on a single semiconductor substrate. 前記複数の負荷回路はそれぞれ発光素子であって、
前記複数の定電流回路は、複数の発光素子を定電流駆動することを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の定電流駆動回路。
Each of the plurality of load circuits is a light emitting element,
Wherein the plurality of constant current circuit includes a constant current driving circuit according to any one of claims 1 to 3, characterized by constant current driving the light emitting element of the multiple.
並列に接続された複数の発光素子と、
前記複数の発光素子に駆動電圧を供給する電源回路と、
前記複数の発光素子を定電流駆動する請求項1からのいずれかに記載の定電流駆動回路と、
を備えることを特徴とする発光装置。
A plurality of light emitting elements connected in parallel;
A power supply circuit for supplying a driving voltage to the plurality of light emitting elements;
The constant current drive circuit according to any one of claims 1 to 4 , wherein the plurality of light emitting elements are driven at a constant current;
A light emitting device comprising:
液晶パネルと、
前記液晶パネルのバックライトとして設けられる請求項に記載の発光装置と、
を備えることを特徴とする電子機器。
LCD panel,
The light emitting device according to claim 5 provided as a backlight of the liquid crystal panel;
An electronic device comprising:
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