JP4658910B2 - 拡散スペクトル通信システムのリンク品質を測定する方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は通信、特に無線通信システムの遠隔局の送信電力を制御する新規で改良された方法および装置に関する。

関連技術の説明

コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）変調技術の使用は、多数のシステムユーザが存在する通信を容易にする幾つかの技術のうちの１つである。時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）と周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）のようなその他の多重アクセス通信システム技術が技術でよく知られている。しかしながら、ＣＤＭＡの拡散スペクトル変調技術は、多重アクセス通信システムのこれらの変調技術よりも非常に優れている。多重アクセス通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用は発明の名称“SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS ”の米国特許第4,901,307 号明細書に開示されている。多重アクセス通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用はさらに、発明の名称“SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM ”の米国特許第5,103,459 号明細書に開示されている。

広帯域信号である固有の特性によりＣＤＭＡは広い帯域幅にわたって信号エネルギを拡散することによって周波数ダイバーシティの形態を提供する。それ故、周波数選択性のフェーディングはＣＤＭＡ信号帯域幅の小部分にしか影響しない。空間またはパスダイバーシティは、２以上のセル位置を通じて移動体ユーザから同時的なリンクを経て多重信号パスを設けることにより得られる。さらに、パスダイバーシティは異なった伝播遅延で到達する信号が別々に受信され処理されることを可能にすることによって、拡散スペクトル処理によりマルチパス環境を利用して得られる。パスダイバーシティの例は発明の名称“METHOD AND SYSTEM FOR PROVIDING A SOFT HANDOFF IN COMMUNICATIONS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”の米国特許第5,101,501 号明細書と、“DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”の米国特許第5,109,390 号明細書に示されている。

知覚されたスピーチの高品質を維持しながら容量を増加するという特定の利点を提供するデジタル通信システムでスピーチを送信する方法は、可変レートのスピーチエンコードの使用によるものである。特に便利な可変レートのスピーチエンコーダの方法および装置は発明の名称“VARIABLE RATE VOCODER ”の米国特許第5,414,796 号明細書に詳細に記載されている。

通信システムにおける移動体局の送信電力を制御する有効な方法において、移動体局はエラーで受信されたフレームをカウントする。しきい値が超過されたならば、移動体局はメッセージを基地局へ送信する。カウントは周期的にリセットされる。この方法で送信電力を制御する方法および装置は発明の名称“METHOD AND APPARATUS FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM ”の米国特許第5,056,109 号明細書に記載されている。

高レートの電力制御を行う方法は発明の名称“METHOD AND APPARATUS FOR THE FORMATTING OF DATA FOR TRANSMISSION”の1996年３月29日出願の米国特許第08/374,444号明細書に記載されている。この方法では、移動体局は先の順方向通信チャネルフレームの品質を示す逆方向通信チャネルフレーム毎に１ビットを送信する。フレームがエラーなく受信されたならばビットは´０´であり、フレームがエラーを有して受信されたならばビットは´１´である。これらのビットはエンコードされインターリーブされるので、これらはエラーがなく受信される。全てのフレームのフレーム品質インジケータのために、移動体局はエラーを有する可能性がある電力制御ビットを破棄することができる。

しかしながら、電力制御を提供するこれらの方法は、受信されたデータフレーム当り、多くても１つの上位桁ビットの情報のフィードバックに限定される。フェーディング状況は情報の非常に高レートのフィードバックを必要とする。

発明の要約

本発明は、閉ループ電力制御システムで送信機の送信電力を制御するように最適に設計された受信信号品質計量を行う新規で改良された方法である。本発明を拡散スペクトル通信システムの文脈で説明しているが、同等に他のタイプの通信システムにも応用可能である。本発明では、電力制御システムは順方向リンク送信と呼ばれる基地局から移動体局への送信電力の制御に対して説明されている。本発明は逆方向リンク送信、即ち移動体局から基地局への送信の電力制御にも同様に応用可能である。

本発明の特徴、目的、利点は図面を伴った以下の詳細な説明からより明白になるであろう。図面の同一の参照符号は全体を通じて対応して識別されている。

好ましい実施例の詳細な説明

図１を参照すると、システム制御装置10は公共交換電話網（ＰＳＴＮ）（図示せず）とその他の基地局（図示せず）からデータを受信し、そこへデータを送信する。基地局12、14はシステム制御装置10からデータを受信し、そこへデータを送信する。基地局12は信号パス20、22でデータを移動体局18へ送信し、これは順方向リンク送信と呼ばれる。信号パス22は基地局12から移動体局18への一直線のパスである。信号パス20は基地局12により送信された信号が反射ソース16から反射されている反射された信号パスである。図１ではブロックとして示されているが、反射ソース16は実際には移動体18が動作している環境の人工物であり、典型的には建築物またはその他の構造である。

例示的な実施形態では、移動体局18はパス20、22上で受信された信号を別々に復調し、復調された信号を結合する。異なった伝播パスで受信された信号を結合できる受信機の設計および構成が前述の米国特許第5,109,390 号明細書に詳細に記載されている。

さらに、基地局14はパス24上でデータを送信し、これは移動体局18により受信されることを目的としているものも、目的としないものもある。移動体局18が基地局12、14によりサービスされるセル間のセル境界に隣接しているならば、移動体局18は、基地局12、14がデータを移動体局18に冗長に送信しているソフトハンドオフ状態に置かれてもよい。この場合、信号は別々に復調され結合される。ソフトハンドオフの方法は前述の米国特許第5,101,501 号明細書に詳細に記載されている。基地局14により送信された信号は移動体局18により受信されることを目的としない場合には、例示的な実施形態では信号は移動体局18に対するインバンド雑音として現れる。

移動体局18がソフトハンドオフであるならば、移動体局18への送信品質はパス20、22で提供される信号強度と、パス24で提供される信号により決定される。送信品質に基づいて、移動体局18は信号パス26で基地局12へ信号を戻し、受信された信号の品質を示す。移動体局18がソフトハンドオフであるならば、信号は基地局14にも受信される。

例示的な実施形態では、データは２０ｍｓのフレームで送信され、受信されたフレームの品質指示は各受信フレームで１６回または１．２５ｍｓ度に１回送信される。本発明は、連続的な送信システム、および異なったフレーム長と、信号品質指示を提供するレートとを使用するシステムにも同様に応用可能である。

遠隔基地局の送信電力を制御する信号品質の最適な尺度は通信チャネル（通信Ｅ_b ／Ｎｔ）の信号対雑音比である。例示的な実施形態では、信号品質測定システムは（通信Ｅ_b （ｆ）／Ｎｔ（ｆ））の１フィンガ当りの値を測定し、次式（１）により示されているようにダイバーシティ受信機の結合された加重にしたがって全体的な（通信Ｅ_b ／Ｎｔ）を発生させる。

ここで、ω_f は復調されたフィンガを結合するためにダイバーシティ受信機により使用される加重係数であり、それによって送信されたデータの改良された推定を提供し、Ｅ_b （ｆ）はフィンガ（ｆ）の通信データの１ビットのエネルギであり、Ｎｔ（ｆ）はフィンガ（ｆ）上の信号により受けた干渉である。

最適な結合が生じたとき、通信Ｅ_b ／Ｎｔ全体は（Ｅ_b （ｆ）／Ｎｔ（ｆ））の１フィンガ当りの値の合計である。それ故、代わりの方法は１フィンガ当りの値を単に合計し、通信Ｅ_b ／Ｎｔ全体を得る方法である。

Ｎｔ（ｆ）は熱雑音、他のセルからの干渉、同一セルからの信号の他のパスからの干渉を含んでいる。

本発明が基地局12から移動体局18へ送信される信号パス22の受信されたフィンガの品質を決定しているならば、Ｎｔ（ｆ）は信号パス24における基地局14からの送信により生じた干渉と、信号パス20によるマルチパス干渉とを含んでいる。

本発明の例示的な実施形態では、フィンガ（ｆ）上の通信チャネル信号に対する干渉は、合計インバンドエネルギを測定し、次式（３）にしたがって同一パスに提供される干渉のないエネルギを減算することによって計算される。

ここで、Ｉｏは周波数インバンドで受信された総エネルギであり、Ｉ＾ｏｒ（ｆ）はフィンガ（ｆ）が固定される信号パスで基地局14（他のユーザへの送信を含む）から発生された信号の総電力である。ＣＤＭＡでは、単一パスで送信された信号は相互に直交するので、値Ｉ＾ｏｒ（ｆ）は受信された信号を劣化しない干渉のない電力の尺度である。

パイロット端数方法
ここでパイロット端数方法と呼ぶ品質計量を行うための第１の例示的な実施形態が図３のフローチャートで示されている。第１の例示的な実施形態では、品質測定はパス22で提供される信号の品質を測定する文脈で説明される。最終的な電力制御フィードバックを提供するため、前述の式（１）にしたがって結合されるパス20、24で受信された信号の信号対雑音比を推定するために類似の動作が行われる。

本発明の第１の例示的な実施形態では、基地局12は、シグナリングデータを介して、パイロット信号の送信に使用され、基地局12により送信された信号の総エネルギの端数の指示を送信する。この値は次式（４）により提供される。

パイロット端数＝パイロットＥｃ／Ｉｏｒ （４）
パイロットＥｃは基地局12により送信された“チップ”のエネルギであり、ここでチップの継続期間は拡散レートに反比例し、Ｉｏｒは基地局12により送信される受信帯域の帯域幅により正規化された信号の総エネルギである。したがってパイロット端数は１ではない。

図２を参照すると、パイロット端数信号はメッセージ発生器（ＭＳＧ ＧＥＮ）57により発生される。例示的な実施形態では、パイロット端数メッセージはエンコーダ55に提供され、順方向リンク通信データと結合される。別の実施形態では、パイロット端数メッセージは通信チャネルまたは同期チャネルのような別のシグナリングチャネルでシグナリングデータとして分類して提供される。エンコーダ55はパイロット端数メッセージを順方向リンクデータと結合する。エンコードされたシンボルは送信のためデータを変調する変調器53へ提供される。例示的な実施形態では、変調器53は前述の米国特許第4,901,307 号、第5,103,459 号明細書に詳細に記載されているように、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）変調器である。例示的な実施形態では、パイロット端数メッセージは通信チャネルに変調される。しかしながら、この値が同一であるために、通信が送信される移動体局にかかわりなく、情報は基地局18と通信中の全ての移動局により監視される共通のチャネルで提供されてもよいことが想定される。

変調された信号は送信機（ＴＭＴＲ）62に提供され、送信機62はアンテナ64を介して送信される信号を上方向変換し増幅する。

送信された信号はアンテナ66により移動体局18（図３のブロック102 ）により受信され、デュプレクサ68を通って受信機（ＲＣＶＲ）78に提供される。受信機78は受信された信号を下方変換し、増幅し、濾波し、その信号を擬似ランダム雑音（ＰＮ）逆拡散器80へ供給する。逆拡散器80は前述の米国特許第4,901,307 号と第5,103,459 号明細書に詳細に説明されているように擬似ランダムコードにしたがって、受信された信号を逆拡散する。ＰＮ逆拡散信号は逆拡散器（ＷＡＬＳＨ 逆拡散器）90に提供され、逆拡散器90は前述の米国特許第4,901,307 号と第5,103,459 号明細書に詳細に説明されているように割当てられた通信チャネルォルシュシーケンスにしたがって信号を逆拡散する。

ウォルシュ逆拡散信号はデコーダ96に提供され、デコーダ96は信号をデコードし、デコードされた信号をデマルチプレクサ（ＤＥ−ＭＵＸ）98に提供し、デマルチプレクサ98は順方向リンク通信データからパイロット端数メッセージを分離する。パイロット端数メッセージは電力制御プロセッサ100 へ提供される。電力制御プロセッサ100 はここで説明する機能を実行するようにプログラムされたマイクロプロセッサまたはマイクロ制御装置を使用して構成されることができる。残りの通信データは移動体局18のユーザに提供される。

プロセスの次のステップ（ブロック104 ）は移動体局18が受信されたパイロットチップのエネルギを測定することである。基地局12により送信されたパイロット信号は移動体局18のアンテナ66により受信され、デュプレクサ68を経て受信機78へ提供される。受信機78は受信された信号を下方変換し増幅し、これをＰＮ逆拡散器80へ提供する。例示的な実施形態では、受信された信号はＩおよびＱ成分で直角位相シフトキー（ＱＰＳＫ）された信号である。本発明は、２進位相シフトキー（ＢＰＳＫ）変調のようなその他の信号変換にも同様に応用可能であることに留意されるべきである。

逆拡散パイロット信号は、パイロットシンボルから雑音を除去するフィルタ86へ提供される。濾波されたシンボルはＩチャネルおよびＱチャネルのパイロット信号の逆拡散信号振幅を二乗し合計する二乗手段（Ｉ² ＋Ｑ² ）88に提供される。二乗された値はパイロットチャネル上のチップのエネルギ（パイロットＥｃ）の推定を電力制御プロセッサ100 へ提供する。

電力制御プロセッサ100 は次式（５）からフィンガ（ｆ）に到達する干渉のないエネルギ（Ｉ＾ｏｒ（ｆ））の総量の推定を計算する。

（ブロック108 において）受信機78はインバンドエネルギを示す信号を測定し、これを制御プロセッサ100 へ提供する。受信機78は典型的に自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器（図示せず）を含んでいるので、インバンドエネルギの測定は受信機動作の生成物であることに留意すべきである。

ブロック110 では、制御プロセッサ100 は次式（６）にしたがってＮｔ（ｆ）で示されているフィンガ（ｆ）により受けた干渉の値を計算する。

パイロット散乱方法
本発明の第２の実施形態では、移動体局18にはパイロット端数が提供されておらず、むしろ受信されたパイロット信号のエネルギ変化のエネルギに基づいて情報をコンパイルすることによって干渉のない雑音（Ｎｔ（ｆ））を推定する。

ブロック152 では、フィンガ（ｆ）における推定された雑音は電力制御プロセッサ100 により計算される。通常、Ｎｔ（ｆ）の推定はパイロットシンボル流の観察により行われる。Ｎｔ（ｆ）の推定を形成する１方法が二乗手段82、88、フィルタ84、86を使用して図２で示されている。例示的な実施形態ではフィルタ84、86は単純な平均フィルタであり、Ｎｔ（ｆ）は次式（７）にしたがって決定される。

ここでＮは統計を行うために累算されたサンプル数である。例示的な実施形態ではＮは２４である。

ブロック112 で通信チャネルの雑音を計算した後、移動体局18は受信された通信チャネルシンボルのシンボルエネルギを測定する。逆拡散器80からのＰＮ逆拡散信号はウォルシュ逆拡散器90に提供され、ウォルシュ逆拡散器90は、前述の米国特許第4,901,307 号と第5,103,459 号明細書に詳細に説明されているように、割当てられた通信チャネルォルシュシーケンスにしたがって受信された通信チャネル信号を逆拡散する。

ウォルシュ逆拡散信号は、その後二乗手段92に提供される。前述したように、本発明はその他の変調技術に同等に応用可能であるが、例示的な実施形態では、受信された信号はＱＰＳＫ信号である。二乗手段92はウォルシュ逆拡散Ｉ成分およびＱ成分の振幅を二乗し合計し、値をフィルタ94へ提供する。フィルタ94は、通信チャネルシンボルエネルギ推定（通信Ｅ_s ）から雑音を除去し、濾波された推定を電力制御プロセッサ100 へ提供する。

電力制御プロセッサ100 はその後、次式（８）にしたがって、推定された通信シンボルエネルギ値（通信Ｅ_s ）を推定された通信ビットエネルギ値（通信Ｅ_b ）へ変換する。

通信Ｅ_b ＝通信Ｅ_s ・（Ｒ_s ／Ｒ_b ） （８）
ここでＲ_s は送信された信号のシンボルレートであり、Ｒ_b は送信された信号のビットレートである。移動体局18が送信された信号のビットレート（Ｒ_b ）のアプリオリを知らないので、この計算は可変レート通信システムに付加的な複雑性を提供する。

可変レートの問題に対する１つの可能な解決策は、電力制御プロセッサ100 が可変レート送信のビットレートＲｂを推定することである。送信のビットレートを推定する１つの可能な方法は、移動体局18が受信されたフレームの統計と履歴に基づいて現在のフレームのレート推定を行うことである。例示的な実施形態の方法は現在のフレームのフレームが先のフレームと同一であると仮定することである。

Telecommunication Industry Association's Interim Standard のTIA/EIA IS-95-A Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System に記載されているように、順方向リンク送信電力はレートに比例して変化する。第２の例示的な実施形態では、電力制御プロセッサ100 は受信された通信シンボルエネルギＥ_s から信号レートを推定する。改良された実施形態では、電力制御プロセッサ100 はレートを推定するために、パイロットチップエネルギ（パイロットＥｃ）に対する相対的な通信シンボルエネルギ（通信Ｅｓ）を使用し、これはパイロットエネルギが通信チャネルと同一レートでフェードするので、フェーディングのような伝播パス変化により生じる不正確なレートの変化を防止する。

電力制御プロセッサ100 はブロック114 で、伝播パス（ｆ）に対する値Ｅ_b （ｆ）／Ｎｔ（ｆ）を計算し、同様に他の伝播パスに対する値も計算する。各フィンガに対する値はその後、ブロック116 で電力制御プロセッサ100 により加重され合計される。

例示的な実施形態では、電力制御プロセッサ100 はしきい値に対して、計算された値Ｅ_b ／Ｎｔを比較し、計算された値Ｅ_b ／Ｎｔがしきい値よりも上であるか下であるかを示す単一ビット情報を提供する。

パケット化装置76へフレームで提供されるユーザデータは、例示的な実施形態では前述の米国特許第4,901,307 号と第5,414,769 号明細書に詳細に説明されているように、１組の循環冗長検査（ＣＲＣ）ビットを発生させ、それを付加し、１組のテールビットを付加する。パケット化されたユーザデータはエンコーダ74に提供され、エンコーダ74はパケットを畳込みエンコードする。例示的な実施形態では電力制御ビットはエンコーダ74によりエンコードされ、エンコードされたパケットへパンクチュア（puncture）される。別の実施形態では、電力制御ビットはエンコードされずにパケットへパンクチュアされる。第２の別の実施形態では、電力制御ビットはパケット化されたユーザデータでエンコードされることができるが、電力制御データを回復できる前にパケット全体をデコードしなければならないために付加的な遅延が存在するのでこれは望ましくない。付加的に、電力制御ビットはシグナリングチャネルまたは専用の電力制御チャネルで送信される。

電力制御ビットを含むエンコードされたパケットはその後、送信するためにデータを復調する復調器72へ提供され、データを送信する。例示的な実施形態では、変調器72は前述の米国特許第4,901,307 号と第5,103,459 号明細書に詳細に説明されているような拡散スペクトル変調器である。変調された信号は送信機（ＴＭＴＲ）70に提供され、送信機70は信号を上方変換し、増幅し、信号をデュプレクサ68およびアンテナ66を経て送信する。

送信された信号は基地局12のアンテナ50により受信され、受信機52へ提供される。受信機52は信号を下方変換し、増幅し、信号を復調器54へ提供する。例示的な実施形態では、復調器54は前述の米国特許第4,901,307 号と第5,103,459 号明細書に詳細に説明されているように拡散スペクトルフォーマットにしたがって、受信された信号を復調する。復調されたフレームはその後、デコーダ56に提供され、デコーダ56は例示的な実施形態では通信メッセージから電力制御メッセージを分離し、２つのメッセージを別々にデコードする。デコードされた通信メッセージは前述したようにＰＳＴＮまたはその他の基地局へ提供される。

電力制御メッセージは制御プロセッサ60に提供され、この制御プロセッサ60は電力制御メッセージに基づいてコマンドを発生させる。コマンドは送信機（ＴＭＴＲ）62に提供され、送信機62は制御プロセッサ60からのコマンドに応答して、出力信号の増幅度を調節する。

別の実施形態では、移動体局18は計算された値Ｅ_b ／Ｎｔを示す１以上のビット情報を送信する。メッセージはＥ_b ／Ｎｔの量子化値を示す。第２の別の実施形態では、移動体局18は計算された値Ｅ_s ／Ｎｔを示す信号を送信し、これは移動体局18が受信されたパケットレートを推定する必要がないという利点を有する。基地局12は送信されたフレームのレートを知り、Ｅ_b ／Ｎｔが前述の式（８）にしたがって十分であるか否かを決定することができる。

好ましい実施形態の前述の説明は、当業者が本発明を実行または使用することを可能にするために行った。これらの実施形態の種々の変形は当業者に容易に明白であり、ここで限定されている一般的な原理は発明の能力を必要とせずに他の実施形態に適用されてもよい。したがって、本発明はここで示した実施形態に限定されることを意図せず、ここで説明した原理および優れた特徴と一貫した最も広範囲にしたがうものである。

図１は、典型的な移動体電話環境の本発明の図である。 図２は、本発明の電力制御システムのブロック図である。 図３は、本発明の品質計量を決定するための第１の実施形態を示したフローチャートである。 図４は、本発明の品質計量を決定するための第２の実施形態を示したフローチャートである。

Claims (14)

1. ＣＤＭＡ通信システムの閉ループ電力制御システムにおける電力制御コマンドを発生させる装置において、
   インバンドエネルギ値を測定する手段と、
   干渉のないエネルギ値を計算する手段と、
   前記インバンドエネルギ値から前記干渉のないエネルギ値を減算して干渉雑音値を提供する手段と、
   受信された信号のビットエネルギを測定する手段と、
   前記干渉雑音値と前記ビットエネルギとにしたがって信号対雑音比を計算する手段と
   を具備している装置。
2. 前記信号対雑音比を予め定められたしきい値と比較する手段をさらに具備している、請求項１記載の装置。
3. 前記干渉のないエネルギ値を計算する手段が、
   パイロットチャネルエネルギを測定する手段と、
   パイロット端数値にしたがって前記パイロットチャネルエネルギをスケーリングして前記干渉のないエネルギ値を提供する手段と
   を備えている、請求項１記載の装置。
4. 遠隔通信装置から前記パイロット端数値を受信する手段をさらに具備している、請求項３記載の装置。
5. 前記ビットエネルギを測定する手段が、
   シンボルエネルギ値を測定する手段と、
   データレート値にしたがって前記シンボルエネルギ値をスケーリングする手段と
   を備えている、請求項１記載の装置。
6. 前記ビットエネルギを測定する手段が、前記データレート値を決定する手段を備えている、請求項５記載の装置。
7. 前記ビットエネルギを測定する手段が、遠隔通信装置から前記データレート値を受信する手段を備えている、請求項５記載の装置。
8. ＣＤＭＡ通信システムの閉ループ電力制御システムにおける電力制御コマンドを発生させる方法において、
   インバンドエネルギ値を測定するステップと、
   干渉のないエネルギ値を計算するステップと、
   前記インバンドエネルギ値から前記干渉のないエネルギ値を減算して干渉雑音値を提供するステップと、
   受信された信号のビットエネルギを測定するステップと、
   前記干渉雑音値と前記ビットエネルギとにしたがって信号対雑音比を計算するステップとを含んでいる方法。
9. 前記信号対雑音比を予め定められたしきい値と比較するステップをさらに含んでいる、請求項８記載の方法。
10. 前記干渉のないエネルギ値を計算するステップが、
    パイロットチャネルエネルギを測定するステップと、
    パイロット端数値にしたがって前記パイロットチャネルエネルギをスケーリングして前記干渉のないエネルギ値を提供するステップと
    を有している、請求項８記載の方法。
11. 遠隔通信装置から前記パイロット端数値を受信するステップをさらに含んでいる、請求項１０記載の方法。
12. 前記ビットエネルギを測定するステップが、
    シンボルエネルギ値を測定するステップと、
    データレート値にしたがって前記シンボルエネルギ値をスケーリングするステップと
    を有している、請求項８記載の方法。
13. 前記ビットエネルギを測定するステップが、前記データレート値を決定するステップを有している、請求項１２記載の方法。
14. 前記ビットエネルギを測定するステップが、遠隔通信装置から前記データレート値を受信するステップを有している、請求項１２記載の方法。

Images