JP4642105B2 - 稲妻検出システム及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、稲妻検出システム及び方法に関し、特に、連続的に稲妻検出を行い、ユーザ選択可能な評価基準を可能にするプログラム可能なシステムに関する。

稲妻検出システム及びデータ取得システムは、稲妻放電の発生を検出し、稲妻放電の場所を決定し、放電についての他のデータを収集するのに使用される。従来の稲妻検出システムでは、複数のセンサが数１０〜数１００キロメートル離れて配置され、稲妻放電の電磁場を遠隔的に検出する。このような放電は、雲と地面の間（ＣＧ）又は雲の中（ＩＣ）で生じうる。センサからの情報は、中央局に伝送され、中央局ではセンサデータの解析が行われる。典型的には、放電の発生時間及び位置は、複数のセンサによって与えられたデータから決定する。

稲妻検出システム及びデータ取得システムのリモートセンサは、典型的には、多くの放電から成るＣＧ及びＩＣの稲妻閃光における双方の電磁場を検出する。２つのタイプの閃光を識別できるようにするのが重要になることがよくある。この目的のため、リモートセンサは、稲妻放電からの低周波（ＬＦ）及び超低周波（ＶＬＦ）放出に直面することがよくある。アンテナが電気又は磁気の放電場の時間導関数に固有に応答するので、ＬＦ及びＶＬＦ（ＬＦ／ＶＬＦ）検出器によって生成した電気信号は、通常は電気又は磁気の放電場を表す波形を生成するために解析前に積分される。ＣＧ及びＩＣの放電を識別する電場又は磁場のいずれかを表す信号を解析することを、波形解析行うと称することにする。ＬＦ及びＶＬＦの範囲の双方における稲妻信号を識別する周知の方法は、代表的信号におけるピークからゼロ振幅基準点と交差する瞬時までに経過した時間を調べることである。これは、ピーク・ツー・ゼロ（ＰＴＺ）解析方法と呼ばれる。比較的短いＰＴＺ時間は、ＩＣ放電が生じた旨を表す良好な指標となる。他の周知の識別方法は、バイポーラテストと呼ばれ、このテストでは、その代表的信号を、第１ピークと、この第１ピークの予め決められた割合値より大きい反対の極性の次のピークとについて調べる。このような方法は、ＩＣ放電の別の良好な指標となる。ＩＣ放電に関するさらに別のテストは、この代表的信号における同じ極性の初期ピークより大きい次のピークの有無である。これは、いくつかのＩＣ放電が、後続する大きめで且つ遅めのパルスの前に、多数の小さく且つ高速の先行する電磁パルスを有するという事実に基づいて予測するものである。放電がＩＣ放電である旨を示すこのような基準がない場合、通常はＣＧ放電であると想定される。ＣＧ及びＩＣの事象間を識別するために確立されている全ての基準を適用しても、幾つかの事象は依然として誤って分類される。

稲妻検出の他の方法は、稲妻放電からの超高周波（ＶＨＦ）放射を監視することである。しかしながら、ＶＨＦ検出システムは、ＩＣ稲妻におけるＶＨＦパルス放射は約１０分の１ミリ秒離れて生じるため、極めて高いデータレートで情報を処理するできるようにしなければならない。加えて、ＶＨＦシステムは、センサに対して直接的な照準線を有する稲妻の事象を検出できるだけである。このようなシステムは、フロリダにおけるケネディ宇宙センタにおけるＮＡＳＡによって現在使用される。しかしながら、このシステムは、リアルタイムのマイクロ波通信システムを使用するため、センサと中央解析器との間の直接的な照準線にさらに制限される。加えて、ＮＡＳＡによって使用されるＶＨＦシステムは、設置し保持するのが高価であることがわかっている。

低周波の電磁場信号を検出する、以前の稲妻検出システム及びデータ取得システムは、到着時間（ＴＯＡ）及び磁気方向発見と、時間領域フィールド波形解析との組み合わせの周囲で設計されていた。これらのシステムの大部分において、センサは、主にアナログ装置である。稲妻検知用センサにアナログデバイスを使用することは、適度の事象を検出し、この代表的信号を捕らえ、これにおいて波形解析を行うのに、“トラックアンドホールド”回路の使用を必要とする。これらの“トラックアンドホールド”回路における遅延期間の蓄積により、これらのセンサは、センサがその後の稲妻事象を記録できない大きい“リアーム”時間、即ち“デッドタイム”時間を有する。実質的にデジタルであるより新しい稲妻検出システム及びデータ取得システムでも、幾らかのデッドタイムを有する。例えば、幾つかのこのようなシステムにおけるセンサは、５〜１０ミリ秒の“デッドタイム”を有し、大部分の現在のデジタルセンサでも、１ミリ秒までの“デッドタイム”を有する。後者は、ＩＣ稲妻放電の制限された一部を検出することができるだけである。これは、部分的には、幾つかのＩＣ稲妻放電は１ミリ秒間に生じるという事実による。しかしながら、ＣＧ稲妻閃光は、個々の放電間の比較的長い期間で、少なめの放電を有する傾向がある。前世代のセンサがＣＧ及びＩＣの電磁場信号を監視するように設計されている場合、かなりの時間部分がＩＣ放電事象の処理に占められ、事象の記録を犠牲にしてしまう。センサのデッドタイム及びＴＯＡ位置方法に関する他の態様は、多数のリモートセンサが同じＩＣ稲妻事象に応答するであろうと想定すると不確かなものとなる。遠隔の小さな振幅の事象は、電磁波が地球上を長い距離伝わるときに、電磁波が被る減衰によって、検出するのが困難になる。異なるセンサが異なる事象からの到着時間情報を発生する場合、この計算した放電位置は、かなりの誤差を有することになる。

ＬＦ／ＶＬＦ周波数において動作するアナログセンサは、ＣＧ及びＩＣの稲妻放電の双方に対して調整するのが困難である。ＣＧの電磁場信号の振幅中央値は、ＩＣの電磁場信号振幅中央値より大きい桁に関する。これらのセンサの１つのゲインをＩＣ事象の検出に最適化することで、センサが、近くのＣＧ稲妻放電のきわめてより大きいエネルギーによって飽和することがよくある。従って、双方のタイプの電磁場信号に適応させるようにゲインを調節すると、ＩＣ事象を検出するセンサの能力が減少するのが通例である。遠くのＩＣ稲妻放電は、地面を伝播することによって減衰するため、これらは、バックグランドの環境ノイズから識別するのが困難になる。

稲妻検出システムが有用な情報を適時な方法で提供するために、センサ情報を中央位置に伝送する方法がなければならない。この中央位置は、多数のリモートセンサから情報を集めなければならず、次にこの情報は、稲妻放電の位置、大きさ及び発生時間を確立するために相関付けられる。存在する検出システムは、一般に、狭い帯域幅の通信システムを有し、センサが中央解析器に送ることができる情報の量を制限する。多くの存在する稲妻検出ネットワークにおいて、センサは中央局に低速電話モデム、通常は２４００ないし９６００ビットパー秒によって接続される。過去において、この通信制限は、前世代のアナログセンサの大きいデッドタイムが、収集され中央解析器に送られることができる情報の量を制限していたため、過度に決定的ではなかった。

センサ情報が中央局に到着すると、解析されなければならない。各センサからの情報は、他のセンサからの到来情報と比較される。この比較プロセスは、稲妻放電の位置、大きさ及び発生時間を決定するための対応するデータを見つけることを試みる。しかしながら、現在の相関技術は、放電間の時間がセンサ間の旅行時間より２桁以上短い場合、大量の情報を処理するのには不十分である。実際には、稲妻検出システムが、進歩した技術を使用して、増加された量の情報を送受信する場合、現在の中央解析器は、情報を現在の相関技術によって効率的に処理することができないであろう。

稲妻検出システム及びデータ取得システムの最先端技術は、一般に、いくつかの特許によって部分的に現される。第１に、クリダー（Ｋｒｉｄｅｒ）他の米国特許第４１９８５９９号及び第４２４５１９０号明細書は、ゲート広帯域磁気方向発見センサのネットワークを記載している。これらのセンサは、ＣＧ稲妻閃光における復帰雷撃に対して敏感である。米国特許第４１９８５９９号明細書において、識別と分類は、時間領域フィールド波形の形状を調査することによって果たされる。短い立ち上がり時間（しきい値からピークまでの時間）は、さらなる解析が行われている間にアナログトラックアンドホールド回路において置かれている代表的信号の結果として生じる。これらのセンサは、主に興味があるＣＧ放電によって指定される。検出された任意のＩＣ稲妻放電は、放棄される。しかしながら、短い立ち上がり時間基準と事象持続時間の簡単なテストとを満たすＣＧ及びＩＣ事象の双方は、結果として、かなりの量のセンサデッドタイムを生じる。

第２に、ベント（Ｂｅｎｔ）他の米国特許第４５４３５８０号及び第４７９２８０６号明細書は、電磁場信号のＴＯＡを測定し、この情報を用いて稲妻を位置決めするセンサのネットワークを開示している。これらのセンサは、ＩＣ放電とＣＧ放電とを識別しない。しかしながら、これらのセンサは、クリダーの特許の磁気方向センサと同様のデッドタイム問題を受ける。多数のＩＣ放電パルスが短い時間に生じる場合、多数のセンサが同じＩＣ放電事象に応答する保証はない。

興味ある他の特許は、マークソン（Ｍａｒｋｓｏｎ）他の米国特許第６２４６３６７号明細書であり、この特許明細書において、稲妻検出システムは、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）を使用し、代表的な電磁場信号の連続的な処理を与える。これは、前世代のセンサに固有のデッドタイム問題を除去する。マークソンは、バイポーラ比較器を使用し、ＣＧ又はＩＣの閃光における第１広帯域放射パルスであると推論される特定のパルスの正及び負の極性バージョン間を識別することを記載している。マークソンは、データ相関プロセス及び到着時間差位置方法も使用する。マークソンのやり方は、明白に、ハイパスフィルタを使用して、代表的な電磁場信号の大部分の低周波成分をブロックするので、これは、閃光における初期パルスを検出するのに必ずしも有用でない。マークソンの特許の制限は、ＨＦ周波数範囲の特定の使用と、各々の閃光における第１パルスのみを検出及び処理することである。

したがって、いくつかの点において、稲妻検出システム及びデータ取得システムの改善に対する必要性が存在していた。第１に、改善された信号調節方法が必要とされる。ＣＧ事象は、通常、ＣＧ復帰雷撃中に流れる電流のチャネル長及び量によって、ＬＦにおいてＩＣ事象より一桁大きい。上述したように、ゲインの増加、又は、等しく事象しきい値を減らすことは、結果として、アナログ検出及び評価システムを飽和するＣＧ事象、又は、かなりの量のノイズのピックアップを生じる。ゲインの増加、又は、等しく事象しきい値を減らすことは、結果として、ＩＣ事象をマスクする不十分な検出を生じる。望まれないノイズ成分を除去する間、ＣＧ及びＩＣの信号間のこの大きさの差の影響を減らす必要がある。電場及び磁場アンテナ双方の興味ある態様は、これらは、これらが検出している電磁場の時間導関数に比例する信号を発生することである。これらの微分アンテナは、ＩＣ及びＣＧの微分した代表的信号間の大きさ不均衡を実際に減少する。しかしながら、現世代センサは、アンテナそれ自身がダイナミックレンジ要件を減少させるという事実を使用せずに、微分した電磁場信号を電磁場を表す積分した信号に変換する積分方法を必ず課すことになる。加えて、稲妻タイプを識別する改善された分類方法に対する要望が存在する。

本産業における他の要望は、新たな又は異なった波形解析技術でリモートセンサをプログラムできるようにすることである。また、より多くのＩＣ及びＣＧ情報を収容する改善されたデータ比較及びデータのデシメーション技術に対する要望もある。従って、新たなデータ相関技術は、増加した情報処理レートを扱うのに必要とされる。これらの相関技術は、到着時間及び方向情報の双方を扱う必要がある。

従って、信号調整の新たな方法と、事象分類に関するユーザ変更可能なシステムと、データ比較の新たな方法と、ＣＧ及びＩＣ事象を効率的に検出し、これらの位置、大きさ及び発生時間を決定する新たなデータ相関技術とを組み合わせた完全な稲妻検出及び情報取得システムに関する要望が存在する。

発明の要約
本発明は、上述した要望を、異なる地理的位置に配置された複数のリモートプログラム可能センサ（ＲＰＳ）を使用し、ＣＧ及びＩＣの稲妻放電の双方に関する情報を検出し、分類し、パッケージし、圧縮された形態で伝送することによって満たす。情報は、中央解析器位置に集められ、中央解析器にて、前記情報は、稲妻放電の位置、大きさ及び発生時間を決定するために、伸張され、相関される。稲妻放電から電磁場信号を検出し、導関数の代表的な電磁場信号を発生するように設計されたアンテナが使用される。導関数信号は、ＣＧ及びＩＣの電磁場信号間の振幅不均衡を減少する利点を有する。フィルタは、微分信号の低周波部分を通過し、前記信号の基本成分を積分することなしに、周波ノイズを廃棄することによって、信号対ノイズ比を増加するように使用される。非線形増幅は、ＣＧ及びＩＣの信号間の振幅不均衡を、より小さい振幅の信号に関してより大きい増幅を与えることによって、さらに減少する。増幅した信号は、次に、ＡＤＣによって処理して、増幅した微分信号をデジタル表現信号に変換する。この変換は、信号をデジタル的に処理及び格納することを可能にする。前記デジタル表現信号は、次に、デジタルプロセッサによって積分され、電場又は磁場を表す信号を与える。デジタル微分した電磁場信号と電磁場それ自身のデジタル表現信号は、デジタルプロセッサによって使用され、稲妻事象をＣＧ又はＩＣの事象のいずれかとして分類する。デジタル記憶と結合されたアナログ−デジタル変換は、稲妻放電の連続的な検出及び評価を可能にし、これは、前世代稲妻検出システムに固有の“デッドタイム”を除去する。

本発明は、新たなデータ圧縮プロセスを使用し、狭帯域通信チャネルによってデータを伝送する。稲妻放電の多数のデジタル信号パルス表現は、パルス列において一緒にグループ化される。最も大きいパルスは、基準パルスとして指定され、その大きさ、時間及び方向（利用可能なら）は、データ記録において含まれる。前記パルス列の他のパルスは、前記基準パルスの割合となる振幅と、前又は後のパルスの時間に対するタイムスタンプとによって表わされる。これは、パルス列におけるすべてのパルスを正確に定義するために伝送しなければならない情報を大きく減少させる。伝送された情報の量が依然として関連する通信チャネルの帯域幅を超える場合、稲妻検出システムにおけるＲＰＳセンサは、前記情報の同期された部分を伝送するようにプログラムされることができ、すべてのセンサが同じ稲妻事象についての情報を報告するようにすることができる。

前記情報は、中央解析器によって受信されるとアンパックされ、元のパルス振幅、時間及び方向（利用可能なら）情報が再生される。アンパックされたパルス情報は、複数のセンサ位置からの雷撃情報を相関させるのに使用される。この情報は、稲妻放電の大きさ、位置及び発生時間を決定するのに使用される。

したがって、本発明の主な目的は、新奇な改善された稲妻検出システム及びデータ取得システム及び方法を提供することである。

本発明の他の目的は、ＣＧ及びＩＣ稲妻事象を識別する改善された能力を有する稲妻検出システム及びデータ取得システム及び方法を提供することである。

本発明のさらに他の目的は、ＣＧ及びＩＣの稲妻の代表的な電磁場信号間の振幅不均衡を減少する稲妻検出システム及びデータ取得システム及び方法を提供することである。

本発明の追加の目的は、稲妻放電によって生じた電磁場信号の連続的な検出及び処理を行う稲妻検出システム及びデータ取得システム及び方法を提供することである。

本発明の依然として他の目的は、雷撃の位置、大きさ及び発生時間を決定するための、
複数のリモートプログラム可能センサからの情報の改善された相関に関する稲妻検出システム及びデータ取得システム及び方法を提供することである。

本発明のさらに他の目的は、センサの配置がリモートアクセスによって設定又は変更できる稲妻検出システム及びデータ取得システム及び方法を提供することである。

上記及び他の本発明の目的、特徴及び利点は、添付した図面に関連して行われる本発明の以下の詳細な説明の考察に応じてより容易に理解されるであろう。

図１を参照すると、稲妻検出システム及びデータ取得システム１０の好適実施例が例示される。リモートプログラム可能センサ（ＲＰＳ）１２は、数１０ないし数１００キロメートル離れて分布される。これらのリモートセンサは、ＣＧ稲妻１４又はＩＣ稲妻１６のいずれかとして雲２２から稲妻放電によって発生された電磁場を検出するのに使用される。通信リンク１８は、リモートセンサ１２が情報を中央解析器２２に送ることを可能にし、中央解析器２２では、稲妻放電の位置、大きさ及び発生時間が決定される。

ＣＧ稲妻放電は、一般に、ＶＬＦ／ＬＦ周波数範囲において、ＩＣ事象より振幅において１０倍大きい。リモートセンサ１２のアナログ構成要素の飽和を防ぐために、ＣＧ代表的信号とＩＣ代表的信号との間の振幅不均衡を減少する手段が設けられる。センサ１２は、また、これら代表的信号の信号対ノイズ比を増加する手段を有する。加えて、センサ１２は、アナログ代表的信号をデジタル信号に変換し、このデジタル信号は次にＣＧ又はＩＣの稲妻のいずれかとして分類される。信号が分類されたら、センサは、信号のグループが、パルスの列とみなされるのに十分に時間において共に近いかどうかを決定する。このようなパルス列に関して、センサは、信号情報を圧縮されたデータにパッケージし、これらのデータワードを中央解析器２０に伝送する。分離されたパルスは、特徴付ける特徴のより豊富な組と共に単独で伝送される。通信リンクがすべての情報を処理するのに不十分な場合、リモートセンサ１２は、情報のデシメートし、前記情報の同期部分のみを送る。

中央解析器２０は、リモートセンサ１２から送られたデータワードを受け、前記ワードを伸張して稲妻放電情報を得るのに使用される。相関技術を用い、複数のセンサ１２からの情報は、稲妻放電１４、１６の大きさ、位置及び発生時間を決定するのに使用される。

稲妻閃光は、反対の極性の電荷蓄積間で生じる。稲妻閃光は、電荷蓄積間の空気がイオン化され、導電チャネルを形成するため、小さい絶縁破壊によって始まる。ＣＧ閃光において、チャネルが雲から地面まで形成されると、大量の電気が雲と地面との間で流れる。これらの大電流を生じる放電は、復帰雷撃と呼ばれる。代表的なＣＧ稲妻閃光は、４つの復帰雷撃を有する。これらの雷撃は、代表的に、数十ミリ秒離れている。ＣＧ雷撃によって発生された電磁場の波形３０は、図２において示される。この図は、第１負ピーク３２と、第１負トラフ３４と、第２負ピーク３６と、ゼロ交差点３８と、第１正ピーク４０と、第１正トラフ４２と、第２正ピーク４４とを例示する。第２信号４６は、電磁場の時間導関数に応じるアンテナ１２による検出後の電磁場の波を表す電気信号を説明する。

ＩＣ閃光における放電の数は、ＣＧ閃光における雷撃の数より約１０倍多い。他方において、ＣＧ稲妻雷撃によって生じる電磁場の振幅中央値は、ＩＣ放電によって生じるものより約１０倍大きい。ＩＣ放電におけるパルス間の期間は、ＣＧ稲妻に関するよりかなり小さい。最も大きい振幅の電磁場パルスは、一般に、これらのパルス列の中央において生じる。ＩＣ放電によって発生された電磁場の波形５０は、図３において示される。この図は、多数の顕著なパルス５２と、いくつかの小さいないし中くらいのパルス５４とから成る電磁場パルス列を例示する。第２信号波形５６は、（微分）アンテナ１２による検出後の電磁場の時間導関数の電気表現信号を説明する。

図４は、ＩＣ及びＣＧ放電の範囲を正規化した信号振幅の経験的に決定された累積的分布を示す。範囲の正規化は、結果として、センサと放電との間の実際の距離に依存しない信号振幅値を生じる。図４における第１曲線７０は、ＣＧ事象の範囲を正規化した表現である。領域は、センサ位置から１００ｋｍに範囲を正規化されたＬＬＰ単位における信号強度である。第１曲線７０を参照すると、ＣＧ稲妻事象の５０パーセントは、１２０ＬＬＰ単位より大きい振幅を有し、５０パーセントは１２０ＬＬＰ単位未満である。ＣＧ事象の約８０パーセントは、１８０ＬＬＰ単位未満の振幅を有し、２０パーセントは１８０ＬＬＰ単位より大きい。第２曲線７２は、ＩＣ閃光内の大きく顕著な放電の範囲を正規化した分布を表わし、第３曲線７４は、すべてのＩＣ放電の範囲を正規化した分布を例示する。すべてのＩＣ事象の約７０パーセントは、１ＬＬＰ未満である。この振幅不均衡は、ＣＧ及びＩＣ事象双方がＬＦ／ＶＬＦ周波数範囲において同じセンサによって検出されるべき場合、稲妻検出及び処理に対する新奇なアプローチを必要とする。

図５に向けると、ブロック図は、本発明による稲妻検出システム及びデータ取得システムの機能的態様を例示する。微分アンテナ９２は、稲妻放電によって発生された電場又は磁場のいずれかを検出するのに使用される。アンテナ９２は、検出された電磁場の波のアナログ表現信号（電気的検出信号）を出力し、これをリモートプログラム可能センサ９４に送る。リモートセンサ９４の第１段は、ＣＧ代表的信号とＩＣ代表的信号との間の振幅不均衡を減らし、ノイズを減らし、調節された電気的検出信号をデジタル表現に変換するのに使用される信号調節回路９６である。代表的信号が調節されると、これは事象分類段９８に渡され、事象分類段９８では、デジタル代表的信号は評価され、どんなタイプの事象（ＣＧ又はＩＣ放電のいずれか）が電磁場を生じたかを決定する。リモートセンサは、結果として興味ある信号のみが蓄積されるユーザ選択可能な基準に基づいてプログラムすることができる。蓄積された興味ある信号は、データ圧縮ソフトウェア１００によって処理される。必要なら、これらは、データデシメーション段１０２によっても処理され、任意のデジタルデータ伝送手段を使用して中央解析器１０４に伝送される。中央解析器は、位置決定部１０８が後段にあるデータ伸張部１０５及びデータ相関部１０６を使用し、稲妻事象の大きさ、位置及び発生時間を決定する。

図６を参照すると、リモートプログラム可能センサ１１０の好適実施例の構造的ブロック図が例示される。アナログフロントエンド１１２は、電磁アンテナからアナログ代表的信号を受け、この代表的信号を、フィルタ及び増幅構成要素１２４を使用してフィルタ処理し、前記代表的信号を、クロスポイントスイッチ１２６を使用してＡＤＣ１１４及び増幅比較器１２８に渡す。比較器１２８は、アナログ代表的信号の振幅が以前決定された値を超えるかどうかを決定し、“パルス”の開始を示すのに使用される。パルスが開始したことの決定に応じて、グローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）装置１３０は、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）１１６における時間タグファーストインファーストアウト（ＦＩＦＯ）１３２において格納されるタイムスタンプを与えるのに使用される。ＡＤＣ１１４は、クロスポイントスイッチ１２６によって与えられた信号の連続的なデジタル化を行う。ＡＤＣは、２０ＭＨｚにおいてサンプル化された１２ビットの分解能を有するデジタル信号を発生する。デジタル化された信号は、上述されたＦＰＧＡ１１６内のデジタル加算器１３４に送られる。加算器１３４は、４つのデジタルサンプルのグループを加算し、１４ビット分解能を有する５ＭＨｚサンプルを発生するのに使用される。これらの１４ビットデジタルサンプルは、ＦＰＧＡ１１６における信号ＦＩＦＯ１３６において置かれる。ＦＰＧＡによって与えられるクロック信号は、信号ＦＩＦＯ１３６から、シンクロナスダイナミックランダムアクセスメモリ装置（ＳＤ−ＲＡＭ）１２０において存在するリングバッファ１３８へのデジタルサンプルの流れを制御するのに使用される。リングバッファ１３８へのアクセスは、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１１８の一部であるダイナミックメモリアクセスコントローラ（ＤＭＡ）１４０によって生じる。ＤＭＡコントローラ１４０は、また、ＦＰＧＡ１１６における時間タグＦＩＦＯ１３２からＳＤ−ＲＡＭ１２０における時間タグバッファ１４２へ、事象タイムスタンプを転送する。ＤＳＰ１１８において備わる中央プロセッサユニット（ＣＰＵ）１４４は、リングバッファ１３８において格納されたデータと、時間タグバッファ１４２において格納されたタイムスタンプ情報とを評価するのに使用される。興味ある信号を表わすデータは、ＳＤ−ＲＡＭ１２０における結果バッファ１４６において置かれる。情報は、次に、ＤＳＰ−ＰＣインタフェース１４８を経て、ホストパーソナルコンピュータ１２２に進み、ホストパーソナルコンピュータ１２２では、伝送のためにパッケージされる。

リモートプログラム可能センサ１１０の信号調節及び分類態様は、以後アドレスされ、図７、８、９と、図１０Ａ−１０Ｈにおけるフローチャートとによって例示される。

アナログ処理
アンテナフィルタネットワーク３００の基本構成要素は、図７において示される。アンテナ３０１は、微分信号をローパスフィルタ３０２（４極又はそれ以上）及びハイパスフィルタ３０４に与える。前記フィルタには、光非線形増幅段３０６が続く。電場及び磁場双方のアンテナは、これらが監視する電磁場信号の時間導関数に依存する信号を発生する。したがって、このアンテナ３０１は、微分アンテナと呼ばれる。アンテナ３０１のこの微分特性は、微分電磁信号がＣＧ及びＩＣ代表的信号間の振幅不均衡を２ないし４分の１に減少することが発見されているため、重要である。前世代稲妻検出システムは、このアンテナ特性を使用しなかった。実際には、大部分の稲妻検出システムは、アンテナ出力を積分し、電磁場の真の表現を得る。

４極ローパスフィルタ３０２は、微分信号に対する良好な過渡的応答を与えるのに使用される。ローパスフィルタ３０２の出力は、約３００ヘルツのカットオフ周波数を有するハイパスフィルタ３０４に送られる。このフィルタの目的は、５０／６０ヘルツ電力線ノイズのようなおそらく人工の任意の信号を除去することである。これらの２つのフィルタ間の周波数範囲において、フィルタ処理は用いられない。これは、興味がある信号が存在するかもしれないこの帯域じゅうの信号の微分特性を保存する。前記フィルタのこの調整は、０．５−１ＭＨｚ未満の周波数を積分されることなく通過させるように調整可能なアナログリーク型積分器を効果的に形成する。本発明の任意の構成要素は、ＣＧ及びＩＣ代表的信号間の振幅不均衡をさらに減らす非線形増幅器３０６の使用である。図８の第１曲線３１０は、好適実施例における微分アンテナを含むリーク型フィルタネットワークの周波数応答を示す。第２曲線３１２は、時定数が過度の人工無線周波数ノイズを除去するように調整されたリーク型フィルタネットワークの周波数応答を例示する。

好適実施例の非線形増幅器３０６は、小さい振幅の信号を大きい振幅の信号より不均衡に大きく増幅する。この用途に適した２つのタイプの非線形増幅器は、対数増幅器及び区分的線形増幅器である。これらのタイプの増幅器の双方は、ＣＧ及びＩＣ信号間の振幅不均衡を１２−２４ｄＢ減少することができる。図９は、これらの非線形増幅器の入力−出力特性を例示する。第１曲線３３０は、対数増幅器の応答を示し、第２曲線３３２は、区分的線形増幅器の応答を例示する。

図１０Ａを参照すると、微分代表的アナログ信号は、図５のアンテナ９２から受けられる。ステップ１５０及び１５１は、代表的信号から高周波ノイズを除去するのに必要なローパスフィルタ処理と、それに続く、電力線ノイズを除去するのに使用されるハイパスフィルタ処理である。光非線形増幅１５２は、小さい振幅の信号を大きい振幅の信号より不均衡に大きく増幅し、ＣＧ及びＩＣ信号間の振幅不均衡を減らすのに使用される。

データ収集
図１０Ａにおける非線形増幅１５２に続いて、クロスポイントスイッチ１５４を使用し、アナログ情報は、しきい値比較１５６及びデジタル化１６２に送られる。代表的信号が予め決められた振幅値を超える場合、“しきい値交差時間”は、ステップ１５８において図６のＧＰＳ装置１３０を使用して確立され、ステップ１６０によって時間タグＦＩＦＯ１３２内に置かれる。しきい値比較１５６と同時に、２０ＭＨｚのレートにおける１２ビット分解能連続デジタル化１６２は、図６のＡＤＣ１１４において生じる。ＬＦ／ＶＬＦセンサにおいて、４つのサンプルごとにステップ１６６においてＦＰＧＡ１１６のデジタル加算器１３４を使用して共に加算される。その結果、１４ビット分解能を有する５ＭＨｚデータサンプルストリームは、ステップ１６８によってＦＰＧＡ１１６の信号ＦＩＦＯにおいて格納される。サンプルが終端に達するまでＦＩＦＯ１３６を経て移動するプロセスは、ステップ１７０によって示される。ＦＰＧＡ１１６及びＤＭＡコントローラ１４０によって与えられた制御ロジックは、信号ＦＩＦＯ１３６からＳＤ−ＲＡＭ１２０のリングバッファへのデジタルサンプルの流れを制御し、これは図１０Ｂのステップ１７２によって示される。リングバッファ内のデータサンプルのアドレスにおいて内在するのは、１秒の割合値へのタイムスタンプである。ＤＳＰ１１８における別個のクロック信号は、ステップ１７４によるリングバッファ１３８からＤＳＰのＣＰＵ１４４中へのデータサンプルの読み出しを調整するのに使用される。実際には、ステップ１７２におけるリングバッファ中へのデータの伝送は、常に、ステップ１７４におけるリングバッファ外及びＤＳＰ ＣＰＵ中へのデータの伝送の（時間において）数サンプル先である。このタイムラグは、一般に、図１０Ｂにおける“未来バッファ”１７３によってグラフィックに表わされ、このラグが、ＤＳＰがステップ１７６において現在調査されているサンプルのいずれかの側における数個のサンプルを調査することを可能にする事実を記号化する。ステップ１７８は、時間タグバッファ１４２からＣＰＵ１４４へ次のタイムスタンプを与える。ステップ１７６は、現在のデータサンプルが、タイムスタンプによって示されるしきい値交差時間において又はその後に生じたかどうかの決定である。そうであれば、ステップ１８０は、デジタル化信号の振幅が、事象の終了に関して確立されたしきい値未満であったかどうかを決定するのに使用される。そうであれば、ステップ１７８によって再生されたタイムスタンプによるパルス開始を発生した事象は終了した、すなわち、パルスは終了したとみなされる。ステップ１８２は、時間タグバッファを興味ある次の事象に進めるのに使用され、ステップ１８４のパルス分類に進む。ステップ１８０の結果が、パルスは完了したとみなされず、我々はちょうどパルスを開始するであった場合、ステップ１８６及び１８８は、ノイズレベルより上の絶対的な大きさを有する現在のパルス内の第１データサンプルの時間を見つけるのに使用される。この時間は、タイムスタンプは現在のパルスが（ノイズフロアより高く設定された）予め決められたしきい値大きさを超ええた後にのみ記録されるため、ステップ１７８において再生されたタイムスタンプと同じではない。

ステップ１８９及び１９０は、すべての以前のデータ値の重み付けされた合計に現在のデータ値を数的に加えることによって、代表的な電磁場信号を発生するのに使用され、前記重み付けは、サンプルの年齢の関数である。このプロセスは、デジタル積分器を構成し、興味ある帯域中の電磁場信号を、この点を通過する微分した電磁場信号を使用して再生する。図１１は、本発明によるデジタル積分器の時間領域応答３１４を示す。図１２は、本発明によるデジタル積分器の周波数領域応答３１６を示す。図１０Ｃのステップ１９２の完了において、データサンプルはここで３つの成分、タイムスタンプと、導関数の電磁場信号の値と、代表的な電磁場信号それ自身の値とを有する。デジタル積分後の電磁場パルス２９３全体の表現信号は、図１３において例示される

ピーク及びトラフとゼロ交差決定
ステップ１９４及び１９６は、ゼロ交差点に関する導関数信号の探索によって代表的な電磁場信号におけるピーク及びトラフを探すのに使用される。実際には、微分信号は、ある程度のノイズを含み、時間導関数におけるすべての小さい高周波符号変化を電磁場信号における重大なピーク及びトラフとしてフラグ立てすることなく、顕著なピーク及びフラグを保持するため、平滑化１９３（デジタルフィルタ処理）される必要がある。好適実施例において、この平滑化は、現在のサンプルのいずれかの側におけるいくつかのサンプルを含む。代表的な電磁場信号２９３の第１ピーク２９４と、第１トラフ２９５と、第２ピーク２９６と、ゼロ交差点２９７とは、図１３において示される。現在のパルスにおけるピークの数は、ステップ２００において記録される。ステップ２０２によれば、電磁場の代表的信号が極性的に変化した場合、ゼロ交差時間は、ステップ２０４において記録され、カウンタは、図１０Ｄのステップ２０６において増分される。データサンプルが、ピーク、トラフ及びゼロ交差時間に関してテストされると、次のデータサンプルは、図１０Ｄのステップ２０８においてＤＳＰのＣＰＵ１４４中に読み出され、プロセスは、図１０Ｂのステップ１７４に戻る。

図１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ及び１０Ｄによって例示されるプロセスステップは、興味ある信号を検出し、情報を収集するのに使用される。特に、ステップ２０８の終わりにあたって、以下の情報が決定されている、すなわち、（１）電磁場の代表的信号の現在のパルスにおけるピークの数、（２）現在のパルスにおけるトラフの数、（３）現在のパルスの各々のピーク及びトラフの時間及び振幅、（４）現在のパルスにおけるゼロ交差の数及び時間。

パルス分類
パルスが図１０Ｂのステップ１８０において終了したと決定されると、プロセスは、ステップ１８４から図１０Ｅのステップ２４２に進み、ここで、パルス分類が開始する。パルス分類は、ステップ２４４においてパルスに関するデフォルト値をＩＣ事象として確立することによって開始する。全体のパルス持続時間は、ステップ２４６において評価される。パルスが持続時間において短すぎるか、パルス内の任意のピークの最大振幅が小さすぎる場合、事象はノイズと評価され、ステップ２４８において廃棄され、ゼロ交差、ピーク及びトラフのカウントはステップ２５０においてゼロにされ、プロセスは図１０Ｂのステップ１７４に戻る。パルスが十分な持続時間を有する場合、ステップ２５２においてゼロ交差の過度の数に関して評価される。多すぎるゼロ交差は、ノイズの他の指標となり、この場合において、パルスはステップ２４８において廃棄され、プロセスは図１０Ｂのステップ１７４に戻る。新たなパルス分類プロセスは、ステップ２５６によって例示され、ここで、パルスは、第１極性の最大ピークから反対の極性の最大ピークまで、短い時間の間に評価される。このテストの結果は、このテスト後、すべてのパルスは図１０Ｆのステップ２６０におけるバイポーラ振幅比テストに進むため、一時的に保存されなければならない（ステップ２５７及び２５８）。このパルス分類パラメータは、第１ピーク２９４と第２ピーク２９６との間の時間によって与えられる。これらのピーク間に短い時間差を有するパルスは、ＩＣパルス又はリーダパルスとして分類される。

バイポーラ振幅比テスト
ステップ２６０は、任意のその後の反対極性ピークの最大のもの（図１３の２９９）が、最初の極性の最大ピーク２９４のあらかじめ決められた割合値より大きいかどうかを決定するのに使用される。反対極性ピーク時間差（図１０Ｅの２５６）が短い事象において、バイポーラ振幅比は、バイポーラＩＣ放電パルスと、ユニポーラに近くなる傾向にあるリーダパルスとを識別する。したがって、ステップ２６０の後、反対極性ピーク時間テストの結果は調査されなければならない（ステップ２６１、２６３）。バイポーラ振幅比２６０が大きく、反対極性ピーク時間結果が真である場合（ステップ２６３）、パルスは、リーダによると分類される（ステップ２６４）。好適実施例において、リーダパルスは、ＩＣ放電パルスの特別な場合と考えられる。ステップ２６４及び２６５を過ぎて、他のテストは必要とされず、ＩＣ放電パルス情報は図１０Ｈのステップ２８４において保存される（２６７）。他方において、バイポーラ振幅比が大きい場合、反対極性ピーク時間結果は偽であり（ステップ２６３）、パルスは、ステップ２７０において、遠くのＣＧ雷撃によると分類される。最終的に、バイポーラ振幅比が小さく、反対極性ピーク時間結果が偽である場合（ステップ２６１）、パルスは、ステップ２６８において、ＣＧ復帰雷撃（遠くない）によると分類される。いずれかの事象において、パルス分類はステップ２７１において続く。任意に、分類は、ＩＣ放電を除去するのに使用される場合、パルスは、ステップ２６６において廃棄されてもよく、プロセスは図１０Ｂのステップ１７４に戻る。

ピーク・ツー・ゼロテスト
ゼロ時間に対する第１ピークは、図１０Ｆのステップ２７１において評価される。図１３のピーク・ツー・ゼロ時間２９８が持続時間において比較的長い場合、パルスはその分類をＣＧ事象として保持する。ピーク・ツー・ゼロ時間２９８が短い場合、パルスは、ステップ２６２において、ＩＣ事象として再分類される。いずれかの事象において、パルス分類は図１０Ｇのステップ２７４において続く。

第１ピークより大きい第２ピークテスト
図１０Ｇのステップ２７４は、同じ極性の２つ以上のピーク（図１３の２９４、２９６）が、反対の極性のピーク２９９の前に生じるかどうかを決定する。生じなければ、パルス分類はステップ２８２において終了する。そうでなければ、追加のテスト２７６は、パルス内の同じ極性の第２ピーク２９６が、パルスの第１ピーク２９４より十分に大きいかどうかを決定するのに使用される。真であれば、パルスは、ステップ２８０において雲放電として再分類される。そうでなければ、パルスは、ＣＧ放電としてその分類を保つ。いずれかの場合において、分類はステップ２８２において終了し、プロセスは、パルス情報の記録、図１０Ｈのステップ２８４に進む。

パルス情報保存
図１０Ｈのステップ２８４は、パルス情報及び事象分類を格納するプロセスを開始する。ステップ２８６において、パルスは、以下の情報によって規定される、すなわち、しきい値交差時間、開始時間、第１及び第２ピーク時間、第１立ち上がり時間、第１及び第２ピーク振幅、ピーク・ツー・ゼロ時間、逆極性ピーク時間及び振幅、第１ゼロ交差における電磁場導関数、パルス分類。ステップ２８８において、この情報は、図６におけるＳＤ−ＲＡＭの結果バッファ１４６において格納される。この時点において、プロセスは、新たなデータサンプルを得て（ステップ２８９）、図１０Ｂのステップ１７４に戻る。同時に、２８８において結果バッファに保存されたパルス情報は、パルス列を見つけ処理する他のプロセス２９０に利用可能になる。

図１４のフローチャートは、個々のパルスをパルス列にグループ化するプロセスを例示する。パルス列処理は、ステップ４１２において開始し、パルス情報が図１０Ｈのステップ２８８において結果バッファ１４６に格納されたとき開始する。最も最近のパルスと前のパルスとの間の時間は、ステップ４１４において評価される。２つのパルス間の期間が予め決められた量を超える場合、前のパルスはステップ４１６で調査され、存在するパルス列の一部であるかどうかを決定する。そうであれば、存在するパルス列は、終了したとみなされ、データはステップ４２２において圧縮され、圧縮されたデータは、ステップ４２４においてホストＰＣ１２２に送られ、前のパルスとその関連するパルス列とは、ステップ４２６において結果バッファ１４６から除去され、パルス列バッファは、ステップ４２８においてきれいにされる。前のパルスが存在するパルス列の一部ではない場合、間のパルスは、図１０Ｈのステップ２８６において保存されたすべてのパラメータと共に、ステップ４１８においてホストＰＣ１２２に転送され、ステップ４２０において結果バッファ１４６から除去される。ステップ４１４において評価された期間が、予め決められた量未満であるとわかった場合、ステップ４３０において、前のパルスは評価され、存在するパルス列に属するかどうかを決定する。そうであれば、任意のＰＴＫテストはステップ４３２において行われ、ステップ４３６において、最新パルスの振幅は評価され、現在のパルス列の任意の前のパルスより大きいかどうかを決定する。現在のパルス列の任意の前のパルスより大きいことがわかった場合、最新パルスはステップ４３８においてフラグ立てされる。ステップ４３０に戻って、前のパルスが現在のパルス列の一部ではない場合、ステップ４３４において、前のパルスで開始する新たなパルス列が形成され、プロセスはステップ４３２、４３６及び４３８に進む。このプロセスの最終ステップは、ステップ４４０において、最新パルスを結果バッファ１４６における第２最新パルスの位置に移動し、次に、ステップ４１２に戻り、次のパルスの到着を待つことである。最大待ち時間は、活動がほとんどない場合、合理的な期間内でパルスが中央解析器に伝送されるのを確実にするのにも使用される。

前世代の稲妻検出システムにおいて、“プレトリガ抑制”テストは、ＣＧ雷撃が反対の極性の事象によって直前に先行されるかどうかを決定することから成る。そうであれば、現在のパルス及び前のパルスの双方は、これらはおそらくＩＣ放電又はノイズ又は干渉によって生じたとみなされるため、廃棄される。これらの従来のシステムにおいて、これらのパルスを廃棄することは、アナログハードウェアをさらなる解析に拘束するよりも効率的だとみなされていた。しかしながら、本発明において、より完全なプレトリガ抑制テストを行うことがより効率的であることがわかった。図１５を参照すると、フローチャートは、図１４において参照されたプレトリガ抑制テストを例示する。このテストは、ステップ４５０で開始する。現在のパルスは、ステップ４５２において評価され、ＣＧ雷撃かどうかを決定する。そうでない場合、プロセスは、パルス列処理アルゴリズムステップ４６６に戻る。しかしながら、現在のパルスがＣＧ雷撃である場合、最初にステップ４５３においてホストＰＣに伝送され、図１０Ｈのステップ２８６において完全な特徴データセット保存される。次に、前のパルスは、ステップ４５４において調査され、ＩＣ事象であるかどうかを決定する。そうでない場合、プロセスは、ステップ４６６におけるパルス列処理アルゴリズムに戻る。現在のパルスがＣＧ雷撃の結果であり、前のパルスがＩＣ事象によって生じた場合、アルゴリズムの次のステップ４５６は、現在のパルス及び前のパルスが反対の極性を有するかどうかを決定することである。そうでない場合、プロセスは、ステップ４６６におけるパルス列処理アルゴリズムに戻る。双方のパルスが反対の極性を有する場合、現在のパルス列は、ステップ４５８−４６４において廃棄され、プロセスは、図１４のステップ４１２に戻る。

本発明の要約において言及したように、ＲＰＳセンサは、前世代センサより少なくとも一桁多い稲妻放電を検出し評価することができる。したがって、稲妻情報を中央解析器に送る改善された方法が必要とされる。本発明は、図１４のプロセスによってパルス列において生じる稲妻放電に関する新たなデータ圧縮プロセスを使用する。最大パルスは、基準パルスと、その振幅、時間及び方向（利用可能なら）とが、８８ビットデータ記録において含まれるため、設計される。パルス列における他のパルスは、基準パルスの割合値となる振幅と、前又は次のパルスのいずれかの時間に対するタイムスタンプとによって表され、２４ビットデータ記録によって表わされる。これは、伝送しなければならない情報を大きく減少する。

図１６を参照すると、６個の電磁パルス４７０は、これらの関係する数分の１秒時間４７２と、マイクロ秒における時間４７４と、振幅４７６とを列挙される。これらのパルス例は、２００１年８月６日午前０時において生じた。第１パルスは、この日の午前０時の５００ミリ秒後に生じ、図１７において詳細に表される。この例における最大パルスの完全なタイムスタンプは、１９７０年１月１日（ＵＮＩＸ（登録商標）時間）から９９７０５６０００秒である。このタイムスタンプの３２ビット１６進法表現４８０は、３Ｂ６ＤＤＥ００ｈである。割合値の時間カウントは、５００マイクロ秒を予め決められた時間単位によって割ることによって導き出され、前記時間単位は、２０ＭＨｚ ＡＤＣの使用のため、好適実施例において５０ナノ秒である（各々の５０ナノ秒周期は“５０ナノ秒カウント”）。５０ナノ秒で割った５００マイクロ秒は、１００００個の割合値の時間カウントを生じる。この割合値の時間カウントの１６進法表現４８２は、２７１０ｈである。第１パルス４７１の振幅（４４００カウント）の１６進法表現４８４は、１１３０ｈである。この特定のセンサは、方向情報を与えず、３５９．９９度の値を角度測定として指定することによって指示する。この角度情報の１６進法表現４８６は、７ＦＦＦｈである。このパルスがＩＣ放電によって発生されたことの決定は、“１”のバイナリ値４８８によって示される（ＣＧ雷撃は“０”ビットを発生する）。

データ圧縮
図１８及び１９と、図２０Ａ−２０Ｄのフローチャートの例示は、パルス列をデータ記録中に圧縮するプロセスを例示するのに使用される。

パルスのグループ化中（図１４）、最大振幅パルスは確認される。この例において、図１６の第２パルス４７３は、５１００カウントの振幅を有する最大である。時間と、秒カウントの割合値と、振幅と、角度と、分類と、より小さいパルスの割合値となる振幅が含まれるかどうかを示す追加のビットとを含む最大振幅パルス４７３のバイナリ表現は、本発明によって発生される。図１８は、圧縮アルゴリズムによる本例に関する最大パルスの８８ビット圧縮表現４９０を示す。最大振幅パルス４７３の１６進法表現は、図１８におけるバイナリ表現４９０によって示される。

本発明によれば、最大振幅パルス４７３以外の同じパルス列におけるパルスは、最大パルス４７３に対する割合値となる振幅と、前又は次のパルスに対する時間差とによって表される。最大パルス前の各々のパルスに関して、時間差は、現在パルスの５０ナノ秒時間カウントを、これに続くパルスの５０ナノ秒時間カウントから引くことによって確立され、結果として、負である１３ビット符号付きバイナリ数を生じる。同様に、最大パルス後の各パルスに関して、時間差は、現在パルスの５０ナノ秒カウントを、その前のパルスの５０ナノ秒カウントから引くことによって与えられ、結果として、正である１３ビット符号付き値を生じる。最大パルス以外のすべてのパルスに関して、パルスの割合値となる振幅は、現在パルスの振幅に１０００を掛け、最大パルスの振幅で割り、結果を最も近い整数に四捨五入することによって計算される。この整数は、次に、１０ビットバイナリ数によって表される。１ビットバイナリフラグは、パルスがＣＧ事象によるか（“０”）、又はＩＣ事象によるか（“１”）を示すのに使用される。１３ビット時間差と、１ビット分類フラグと、１０ビットの割合値となる振幅とは、一緒に連結され、図１９におけるバイナリ表現５００と、これらの１６進法等価物５０２とを発生する。したがって、図１６の６個のパルスは、最大振幅パルスに関して図１８の１つの８８ビットデータ記録４９０と、最大パルス以外の５個のパルスに関して図１９の５個の２４ビットデータ記録５００とによって表される。本発明の他の任意の実施例は、上記で言及された１３ビット時間差及び１０ビットの割合値となる振幅より、１５ビット符号付き時間差値及び８ビットの割合値となる振幅値を使用する。この２３ビットデータ記録設計の他のバージョンは、最大期間と振幅分解能との間のトレードオフを考慮するように使用されてもよい。

図２０Ａ−２０Ｄは、本発明による圧縮プロセスを例示するのに使用される。ステップ５０４において、最大振幅の位置が認識される。ステップ５０６において、最大パルスの３２ビットタイムスタンプ及び２５ビット５０ナノ秒カウントが格納される。振幅の割合値が、パルス列の他のパルスの表現において使用されるべき場合（ステップ５０８）、振幅の割合値フラグビットはステップ５１２においてセットされ、そうでなければ、ステップ５１０においてきれいにされる。最大パルスの振幅の１４ビットバイナリ表現は、ステップ５１４において格納される。方向情報が与えられる場合（ステップ５１６）、最大パルスの方位角の１５ビットバイナリ表現は、ステップ５２０において発生され、そうでない場合、３５９．９９度に関する１５ビットバイナリ表現は、ステップ５１８において使用される。プロセスは、図２０Ｂのステップ５２２において続き、ここで、事象の形式を示すフラグがセットされる。バイナリ“１”は、ＩＣ事象を示し、“０”は、ＣＧ事象を示す。“現在パルス”ポインタは、ステップ５２４において、最大パルスの前のパルスを現すデータ構造にセットされる。１３ビット値は、ステップ５２８及び５３０において、現在パルスと、パルス列におけるそのすぐ後のパルスとの間の時間差に関して発生される。ステップ５３２において、プロセスは、振幅の割合値が使用されているかどうかを決定し、そうであれば、１０ビット値が、ステップ５３４及び５３６において、最大パルスのすぐ前のパルスの振幅の割合値に関して発生され、分類ビットが、図２０Ｃのステップ５３８においてセットされる。ステップ５２４において初期化されたポインタは、次に、ステップ５４０においてディクレメントされ、プロセスは、ポインタがパルス列の開始に達するまで、図２０Ｂのステップ５２６へループする。

ポインタが列の開始に達したら、最大パルスの前のすべてのパルスが符号化されたことを示し、ポインタは、最大パルス後の第１パルスにリセットされる（図２０Ｃのステップ５４２）。１３ビット値は、図２０Ｃのステップ５４６及び５４８において、最大パルスと、パルス列においてそれより前のパルスとの間の時間差に関して発生される。図２０Ｄのステップ５５０において、プロセスは、振幅の割合値が使用されているかどうかを決定し、そうである場合、１０ビット値は、ステップ５５２及び５５４において、最大パルス直後のパルスの振幅の割合値に関して発生され、分類ビットは、図２０Ｄのステップ５５６においてセットされる。ステップ５４２におけるポインタセットは、ステップ５５８においてインクリメントされ、プロセスは、ポインタがパルス列の終了に達するまで、図２０Ｃのステップ５４４へループする。これが生じる場合、情報は、本発明によって圧縮され、図２０Ｄのステップ５６０において中央解析器に伝送される準備ができ、この時点において、プロセスは終了する（ステップ５６２）。

リモートプログラム可能センサ１２と中央解析器２０との間の情報の伝送は、パケット又はメッセージとして生じる。これらのメッセージは、いくつかの８ビットバイナリワードで形成される。パケットのサイズは、パルス列におけるパルスの数によって可変である。パルス列におけるパルスがより多くなると、メッセージはより大きくなる。各々のメッセージは、パルス列における最大パルスを表す１１バイトを含む。メッセージは、振幅の割合値が使用されている場合、パルス列における各々の追加のパルスに関する他の３バイトも含む。そうでない場合、メッセージは、パルス列における各々の追加のパルスに関する１と４分の３（実際には２）バイトを含む。

ときどき、ＶＨＦ周波数範囲において動作するセンサにおいて特に、パルス列の圧縮さえ、リアルタイムにおいて、すべてのパルスを利用可能な通信システムによって伝送することを可能にするのには不十分である。このような状況において、センサは、特定の期間において生じるパルス又はパルス列の一部のみを選択し、これらのみを伝送することができる。より特には、時間は、秒の開始を基準とする短い期間（例えば、５０ミリ秒周期）に分割される。通信システムにおける情報のバックアップの事象において（出力バッファにおけるデータ蓄積によって明らかなように）、データ量は、これらの期間の集合における最初の数事象に減少する。例えば、我々は、１秒における２０の５０ミリ秒周期の各々からの最初の事象のみを伝送することができる。この“データデシメーション”アルゴリズムは、ＧＰＳ時間情報によってネットワークにおけるすべてのセンサ間で同期され、その結果、すべてのセンサは、同じ期間に対応するデータを伝送することを保証される。中央解析器の動作は、以下に説明される。

データ伸張
情報が中央解析器によって受けられると、伸張されなければならない。図２１Ａ−２１Ｃのフローチャートは、リモートプログラム可能センサから受けたメッセージを伸張するのに必要なプロセスを表す。メッセージにおけるバイト数は、図２１Ａのステップ５７２において決定される。最大パルスのタイムスタンプは、ステップ５７４におけるメッセージから抽出され、振幅の割合値の使用は、ステップ５７８において決定される。メッセージにおけるパルスの合計数は、振幅の割合値が使用されない場合、ステップ５８０において、振幅の割合値が使用される場合、ステップ５８２において決定される。このアルゴリズムは、ステップ５７２において決定されたメッセージ全体におけるバイト数をとり、最大振幅パルスを記述するのに必要なワード数、７ワードを引く。この結果は、圧縮されたパルスを表すのに必要なバイト数、振幅の割合値が使用されない場合は２、振幅の割合値が使用される場合は３で割られる。１の量が、前記商に加えられ、パルス列におけるパルスの全体数を発生する。

最大パルスの振幅は、ステップ５８４において決定され、事象分類は、ステップ５８６において決定される。ループカウンタは、図２１Ｂのステップ５８８においてゼロに初期化される。ループは、パルス列におけるすべての残りのパルスを通して進むのに使用される。各々の符号付き時間差は、ステップ５９２において、圧縮されたデータストリームから抽出され、最大パルス（決定ステップ５９４において決定されたように、ループを通じて第１回目ならステップ６０２、又は、決定ステップ５９６において決定されたように、時間差が符号を変化した場合、ステップ６００）、又は、最も最近デコードされたパルスの時間（ステップ５９８）のいずれかのタイムスタンプに加えられ、各々のパルスが発生した絶対時間を発生する。パルス分類は、ステップ６０４において決定される。図２１Ｃのステップ６０６は、振幅の割合値が圧縮されたデータにおいて含まれるかどうかを決定するのに使用される。そうであれば、各々のパルスの実際の振幅は、図２１Ｃのステップ６０８及び６１０において再生される。ループカウンタは６１２においてインクリメントされ、プロセスは図２１Ｂのステップ５９０に戻る。ループは、ループカウンタが、パルス列におけるすべてのパルスが伸張されたことを示す、ステップ５８０又はステップ５８２において決定されたパルス数に等しくなるまで続く。この時点において、プロセスは、図２１Ｃのステップ６１４において終了する。

情報が伸張されたら、他のリモートプログラム可能センサ１２からの情報と比較され、稲妻事象の位置、振幅及び発生時間を決定する。同じ稲妻事象によって発生されたパルス列を検出することによって与えられた増加された情報により、改善された相関技術が必要とされる。

パルス相関
４つのパルス列は、図２２において例示される。第１パルス列６５０は、稲妻事象からセンサまでの最も早い到着時間と、多いパルス数（１３）とによって示されるように、稲妻活動の場所に最も近いリモートプログラム可能センサ１２によって検出される。第２パルス列６５２は、より後の到着と、より小さい振幅のより少ない（８）パルスとによって示されるように、第１パルス列６５０を発生したセンサより稲妻活動からさらに遠くに位置するリモートプログラム可能センサ１２によって検出される。第３パルス列６５４に関するリモートプログラム可能センサ１２は、第２パルス列を発生するセンサより稲妻活動からさらに遠くに位置する。第３パルス列６５４は、振幅が第１又は第２パルス列のものより著しく小さいパルスを４個のみ有する。第４パルス列６５６は、稲妻活動から最も遠いリモートプログラム可能センサ１２によって検出される。３個のパルスのみがこのパルス列において明白である。

本発明によるユニークな相関アプローチは、３個のリモートプログラム可能センサ１２又は方向情報を有する２個のリモートプログラム可能センサ１２のいずれかを使用し、高い信頼性のパルス源位置を提供する。方向情報がリモートプログラム可能センサ１２によって与えられない場合、初期のＴＯＡに基づく位置を与えるために、３個のセンサの理論的な理想的部分集合が選択される。このセンサの論理的組は、他の可能な相関されたパルスの組を減少するのに使用される。必要なＴＯＡ差を決定するために、各々のセンサに関する時間窓内のすべてのパルスは、図２３の表を発生する信号振幅を減少することによってソートされる。次に、これらの振幅ソートされたリストのトップにおける最大パルスを有する３個のセンサは、上述した理想的部分集合として選択される。この選択は、最大振幅パルスは実質的に垂直の稲妻放電によって発生され、あるセンサにおいて検出された最大パルスは他のセンサにおいて検出された最大パルスであると思われるという事実に基づく。図２２の例において、部分集合は、第１パルス列６５０と、第２パルス列６５２と、第３パルス列６５４とを発生するリモートプログラム可能センサ１２を含む。これらのパルス列は、これらは最大振幅パルスを所有するため、すべてのセンサによって報告されたパルス列から選択される。３個の理想的センサの各々からの最大パルスは、図２３において示すような１Ｈ、２Ｆ及び３Ｃである。これら３つのパルス間の時間を使用して、評価されたＴＯＡに基づく位置及び発生時間とは、放電に関して決定される。次に、評価された放電位置からすべてのセンサまでの移動時間の予期される値は、決定され、図２４において示される相対時間差アルファ、ベータ及びガンマを引くことによって、パルス列を時間において調節するのに使用される。第２パルス列６５２、第３パルス列６５４及び第４パルス列６５６を各々スライドするのに使用されるアルファ、ベータ及びガンマの値は、関連するセンサの各々に信号が達するのにかかる時間から第１センサに達するのにかかる時間を引いた差によって与えられる。調節後、最初の３個のセンサにおける最大振幅パルスの到着時間は、図２４におけるパルス６６０のグループ化によって示されるように、第４パルス列６５６のパルス４Ｂと一致する。同様に、第２最大相関パルスは、図２４におけるグループ化６６２によって示されるように、第４パルス列６５６の４Ｃと一致し、最終的に、第３最大パルスは、グループ化６５８によって示されるように、第４パルス列６５６の４Ａに対応する。少なくとも１個、（図２４におけるように）好適にはより多くのパルス間期間が調和することがわかった場合、種々のセンサ間の正しい相関を有する確率は１に近い。パルス列が図２４におけるように調和することがわからない場合、図２３における振幅ソートされたリストからの３個のセンサからのパルスの異なった組み合わせは、新たな評価された放電位置を発生するのに使用され、プロセスは終了を開始する。このプロセスは、好適実施例において、プロセスは３又は４回試みられるだけであるが、パルスが調査し尽くされるまで、任意の回数繰り返されてもよい。この相関プロセスは、同様の振幅の規則的な間隔のパルスの存在においても良好に働くという利点を有する。

代わりの相関プロセスは、方向発見能力を有する少なくとも２個のセンサを有する稲妻検出システムに使用される。相関プロセスは、ちょうど２個のセンサからの角度及び時間測定が使用され、放電位置及び発生時間の初期評価を発生し、そこから他のセンサへの移動時間が評価されることを除き、上述した方法と同じである。

相関プロセスの依然として他の拡張は、これらの動きに対して基本水平成分を有する稲妻放電の伝播の移動経路を追跡するのに使用される。わずかに異なったパルス間期間によって異なったセンサからの相関されたパルスを認知することは、パルス列の発生中稲妻の水平移動によって生じたパルス列の拡張又は短縮を示す。最初の２つの相関方法のいずれかは、大きい程度のタイミングが、わずかに異なったパルス間間隔を考慮するために、細かいスケールのパルス相関において許可される限り、使用されてもよい。２つ又は３つのソースが位置決めされ得る場合、伝播速度及び方向は評価されてもよい。これらの評価は、次に、相関プロセスにさらなる改良を与えるために、他のセンサからのパルス列の短縮又は拡張を予測するのに使用されてもよい。この相関技術は、稲妻放電の異なったブランチを分離するのに有用である。ＴＯＡに基づく位置は、前のパラグラフにおいて記載したプロセスを通じて決定され、ＴＯＡが４つ以上ある場合における最終的な最適化された位置を得るだけでなく、初期位置評価（開始位置）も得る。

上記を考慮して、本発明によるシステムは、先行技術の稲妻検出及び解析システムを超える多数の利点を与えることがわかる。第１に、本システムは、デッドタイムを評価しながらＣＧ及びＩＣ事象の双方を検出する能力を有する。第２に、リモートプログラム可能センサは、微分された及び／又は圧縮された波形の解析により、ＣＧ事象によって忙殺されることなしに、ＩＣ事象に対する増加した感度を有する。第３に、本システムは、新たな圧縮及び伸張スキームを使用し、増加した事象情報を、制限された広帯域通信チャネルによって、中央解析器まで伝送する能力を有する。加えて、本システムは、新たな相関技術を使用し、中央解析器において複雑なパルス列を生じる事象を相関し、これによって、正確なＴＯＡに基づく位置を与える能力を有する。

上述した明細書において用いられた用語及び表現は、ここでは、説明の用語として使用され、限定の用語として使用されず、図示及び説明した特長又はその一部の等価物を除くこのような用語及び表現の使用において意図はなく、本発明の範囲は、請求項によってのみ規定され、制限されることは認識される。

本発明による雲対地面放電及び雲内放電についてのデータを取得する好例のシステムの物理的配置の例示である。 雲対地面放電によって発生された代表的なＬＦ／ＶＬＦ電磁場波形及び対応する時間導関数波形の例示である。 ＩＣ放電によって発生された代表的なＬＦ／ＶＬＦ電磁場波形及び対応する時間導関数波形の例示である。 雲対地面放電及びＩＣ放電の範囲を正規化された信号振幅分布の経験的に得られた累積的分布を示す。 本発明による稲妻検出システム及びデータ取得システムの好適実施例の機能的ブロック図である。 本発明による稲妻検出システム及びデータ取得システムの好適実施例の構造的ブロック図である。 本発明によるアンテナフィルタネットワークのブロック図である。 図７のアンテナフィルタネットワークの２つの好例の周波数応答のグラフである。 ２つの非線形増幅器のゲインのグラフである。 本発明による個々の稲妻放電パルスに関する検出及びデータ取得方法の好適実施例の動作のフローチャートである。 本発明による個々の稲妻放電パルスに関する検出及びデータ取得方法の好適実施例の動作のフローチャートである。 本発明による個々の稲妻放電パルスに関する検出及びデータ取得方法の好適実施例の動作のフローチャートである。 本発明による個々の稲妻放電パルスに関する検出及びデータ取得方法の好適実施例の動作のフローチャートである。 本発明による個々の稲妻放電パルスに関する検出及びデータ取得方法の好適実施例の動作のフローチャートである。 本発明による個々の稲妻放電パルスに関する検出及びデータ取得方法の好適実施例の動作のフローチャートである。 本発明による個々の稲妻放電パルスに関する検出及びデータ取得方法の好適実施例の動作のフローチャートである。 本発明による個々の稲妻放電パルスに関する検出及びデータ取得方法の好適実施例の動作のフローチャートである。 電磁場の時間導関数の表現信号の数値積分に関する本発明によるデジタルフィルタの時間領域応答を示す。 電磁場の時間導関数の表現信号の数値積分に関する本発明によるデジタルフィルタの周波数領域応答を示す。 本発明によるシステムによって一般的な電磁場波形において行われる解析を例示する。 本発明による個々のパルスをパルス列にグループ化するプロセスを例示するフローチャートである。 “プレトリガ抑制”テストを例示するフローチャートである。 累積的にパルス列を形成する６個の電磁パルスの時間及び振幅を示す表である。 図１６の第１パルスの１０進法及び１６進法表現を示す表である。 本発明によって圧縮された図１６の最大パルスの二進法及び１６進法表現を例示する。 図１６のパルス列の最大パルス以外のすべてのパルスの二進法及び１６進法表現を例示する。 本発明による圧縮プロセスを例示するフローチャートである。 本発明による圧縮プロセスを例示するフローチャートである。 本発明による圧縮プロセスを例示するフローチャートである。 本発明による圧縮プロセスを例示するフローチャートである。 本発明による伸張プロセスを例示するフローチャートである。 本発明による伸張プロセスを例示するフローチャートである。 本発明による伸張プロセスを例示するフローチャートである。 図２１Ａ−２１Ｃの伸張プロセスによって再生されるような異なったリモートプログラム可能センサにおける電磁パルスの到着を示す時間グラフである。 本発明による振幅及びセンサ位置によってソートされた図２２のパルスに関する表である。 本発明による相関プロセスを示す時間調節されたグラフである。

Claims (4)

1. 稲妻検知センサを備える稲妻検出システムであって、
   前記稲妻検知センサは、
   稲妻によって発生した電磁場を検知するためのセンサ部と、
   前記検知した電磁場を表すデジタルデータを生成するためのデジタルプロセッサとを有し、
   前記デジタルデータは、
   第１極性の１つ以上のピークと第２極性の１つ以上のピークとを有する少なくとも１つのパルスを規定しており、
   前記デジタルプロセッサは、
   前記第１極性の１つ以上のピークの最大値と、前記前記第２極性の１つ以上のピークの最大値と、所定のクロックを基準にして当該各最大値の間の時間とを識別するとともに、該時間を予め決定された基準値と比較し、前記時間が前記基準値未満である場合に、前記パルスをＩＣ放電に関するものとして分類する、稲妻検出システムにおいて、
   前記センサ部は、前記電磁場の時間導関数を表すアナログ信号を生成するように適合させており、前記稲妻検知センサは、前記アナログ信号をデジタル化するためのアナログ−デジタルコンバータを有し、前記デジタルプロセッサは、前記デジタル化したアナログ信号を積分して前記デジタルデータを生成するように適合させていることを特徴とする、稲妻検出システム。
2. 前記デジタルプロセッサは、前記デジタル化したアナログ信号のゼロ交差点を判断することによって前記ピークを識別するように適合させていることを特徴とする、請求項１に記載の稲妻検出システム。
3. 稲妻検知方法であって、
   前記稲妻検知センサは、
   稲妻によって発生した電磁場を検知するステップと、
   前記検知した電磁場を表すデジタルデータを生成するデジタルデータ生成ステップであって、前記デジタルデータが、第１極性の１つ以上のピークと第２極性の１つ以上のピークとを有する少なくとも１つのパルスを規定している、デジタルデータ生成ステップと、
   前記第１極性の１つ以上のピークの最大値と、前記前記第２極性の１つ以上のピークの最大値と、所定のクロックを基準にして当該各最大値の間の時間とを識別するステップと、
   該時間を予め決定された基準値と比較するステップと、
   前記時間が前記基準値未満である場合に、前記パルスをＩＣ放電に関するものとして分類するステップと、
   を含む、稲妻検出方法において、
   前記電磁場の時間導関数を表すアナログ信号を生成するステップと、
   前記アナログ信号をデジタル化するステップと、
   前記デジタル化したアナログ信号を積分して前記デジタルデータを生成するステップと、
   を更に含むことを特徴とする、稲妻検出方法。
4. 前記デジタル化したアナログ信号のゼロ交差点を判断することによって前記ピークを識別するステップを更に含むことを特徴とする、請求項３に記載の稲妻検出方法。

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