JP4614257B2 - Capacitor charging method and charging device therefor - Google Patents

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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、インダクタンス手段とエネルギー蓄積コンデンサを共振させて充電する共振充電型のコンデンサ充電装置に係り、特に、インダクタンス手段に蓄積された磁気エネルギーにより生じた慣性電流による過充電を高精度に防止するコンデンサ充電方法及びその充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
エキシマレーザなどのパルスレーザにおいては、数ｋＶから数１０ｋＶ程度の高電圧に充電されたエネルギー蓄積コンデンサの電荷を磁気圧縮回路などを通してレーザ管に高速で放電し、レーザ光を励起する。パルスレーザの応用装置ではレーザ光の励起回数密度が高いほど、すなわちエネルギー蓄積コンデンサの充放電繰り返し回数密度が高いほど、レーザ装置としての性能が向上し、近年は数ｋＨｚの高繰り返しが課題となってきた。
【０００３】
このため、エネルギー蓄積コンデンサの充電装置も数１００μs 以下で充電完了する高速充電動作を繰り返しできる性能が必要である。また、高精度の電圧安定度を必要とするエキシマレーザでは毎回のレーザ光の出力変動を検出して、次のサイクルのレーザ光出力を制御するので、充電電圧をサイクルごとに制御する必要があり、高速制御性も重要である。
【０００４】
従来の共振充電型のコンデンサ充電装置の例を図９と図１０を用いて説明する。直流電源１の出力は電圧型のブリッジインバータ回路２に供給される。インバータ回路２は、フライホイールダイオード３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｄがそれぞれ逆並列に接続された４個のＩＧＢＴの４Ａ，４Ｂ，４Ｃ，４Ｄからなる。インバータ回路２の交流側出力は共振用インダクタンス手段５を介して変圧器６の１次巻線６Ａに接続されており、その２次巻線６Ｂで所定の値に昇圧されて交流高電圧になり、整流器７により直流高電圧に変換されてエネルギー蓄積コンデンサ８に供給される。１次巻線６Ａと２次巻線６Ｂに付された黒点は巻線の極性を示す。整流器７は４個のダイオード７Ａ，７Ｂ，７Ｃ、７Ｄからなるブリッジ整流器である。共振用インダクタンス手段５は変圧器６の漏れインダクタンスも含む。
【０００５】
電圧検出用抵抗器９と１０でエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃを数Ｖの検出電圧Ｖｄに変換し、電圧比較回路１１の一方の端子に入力する。基準電圧電源１２はエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧設定用であり、たとえば目標充電電圧Ｖｏが４ｋＶに対応する基準電圧Ｖｒを有する。基準電圧Ｖｒは電圧比較回路１１の他方の端子に入力される。電圧比較回路１１は検出電圧Ｖｄと基準電圧Ｖｒを比較し、検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｒに達するまでＨレベルの比較信号Ｖｈを出力し、基準電圧Ｖｒに等しくなるとＬレベルの比較信号Ｖｈ信号を出力する。電圧比較回路１１の出力信号は後で説明するＡＮＤ回路１４と１５の入力端子に接続される。インバータ制御回路１３は充電開始信号により、互いに休止期間をもったＡ相、Ｂ相の二つの信号を交互に発生する。この二つの信号はＡＮＤ回路１４と１５を通して、一方のＡ相はＩＧＢＴの４Ａと４Ｄの一対を、他方のＢ相はＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃの一対を同時にオンオフさせる。図９では信号の経路を示すために一対のＩＧＢＴのゲート信号系統を共通にしているが、実際にはＩＧＢＴの各ゲート信号系統は絶縁分離されている。
【０００６】
変圧器６の漏れインダクタンスを含む共振用インダクタンス手段５と整流回路７とエネルギー蓄積コンデンサ８とは直列共振回路を構成しており、インバータ回路２の一対のＩＧＢＴをこの共振半周期でオンさせると、エネルギー蓄積コンデンサ８は、直流電源１の電圧に変圧器６の変圧比を乗じた値のほぼ２倍の電圧に向けて共振充電される。
【０００７】
次に、エネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖｏが４ｋＶの実施例について図９と図１０を参照して動作を説明する。図１０の(１) はエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃである。（２）は共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを示し、この電流ＩはＩＧＢＴの４Ａ〜４Ｄとフライホイールダイオード３Ａ〜３Ｄの電流との合成電流であり、正方向の白地の部分がＩＧＢＴの４Ａと４Ｄの電流、正方向の斜線部がフライホイールダイオード３Ｂと３Ｃの電流、負方向の白地の部分がＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃの電流、負方向の斜線部がフライホイールダイオード３Ａと３Ｄの電流である。(３) はＩＧＢＴの４Ａ及び４Ｄのゲート信号ＶｇＡ、並びにＩＧＢＴの４Ｂ及び４Ｃのゲート信号ＶｇＢを示す。
【０００８】
今、時刻ｔ０でエネルギー蓄積コンデンサ８は完全に放電されており、検出電圧Ｖｄは基準電圧Ｖｒよりも低く、電圧比較回路１１はＨレベルのＶｈ信号を発生し、ＡＮＤ回路１４と１５の入力端子に入力されている。この時刻ｔ０で充電開始信号が来てインバータ制御回路１３がＡ相の信号をＨレベルにすると、制御回路１３のＡ相側の信号がＡＮＤ回路１４を通過して、インバータ回路２の対角線上の一対のＩＧＢＴの４Ａと４Ｄにゲート電圧ＶｇＡを与えてオンさせる。このオンにより、共振回路に直流電源電圧が印加されて共振電流が共振用インダクタンス手段５を流れ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは図１０の（１）のように上昇する。
時刻ｔ１までは、検出電圧Ｖｄは基準電圧Ｖｒより低く、電圧比較回路１１はＨレベルのＶｈ信号を出力している。時刻ｔ１でエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧４ｋＶに達したとき、電圧比較回路１１はＬレベルのＶｈ信号を出力し、ＡＮＤ回路１４の出力を阻止してゲート信号ＶｇＡが終了し、一対のＩＧＢＴの４Ａと４Ｄをオフさせる。
【０００９】
ＩＧＢＴのオフにより、直流電源１から供給されるエネルギーは遮断されるが、共振用インダクタンス手段５にはそれまで流れていた電流による磁気エネルギーが蓄積されており、この磁気エネルギーにより生じる慣性電流は図１０の（２）の斜線部分に示される。
【００１０】
この共振用インダクタンス手段５による慣性電流は、共振用インダクタンス手段５の右端子→変圧器６の１次巻線６Ａの黒点端子→変圧器６の２次巻線６Ｂの黒点端子→ダイオード７Ａ→エネルギー蓄積コンデンサ８→ダイオード７Ｄ→変圧器６の２次巻線６Ｂの非黒点端子→変圧器６の１次巻線６Ａの非黒点端子→フライホイールダイオード３Ａ→直流電源１の正極から負極→フライホイールダイオード３Ｄ→共振用インダクタンス手段５の左端子の経路で、エネルギー蓄積コンデンサ８を充電しながら直流電源１にも帰還する。この慣性電流が完全に減衰するまでエネルギー蓄積コンデンサ８が充電され続け、充電電圧Ｖｃは目標充電電圧４ｋＶを超え、図１０の（１）に示すように、最終的に時刻ｔ２でΔＶだけ過充電されてしまう。
【００１１】
次に、時刻ｔ３でエネルギー蓄積コンデンサ８から図示しない負荷に放電された後、充電電圧Ｖｃはほぼ０Ｖに低下する。時刻ｔ４でつぎの充電開始信号がくると、今度はインバータ制御回路１３がＢ相の信号を発生し、ＡＮＤ回路１５を通してＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃにゲート信号ＶｇＢを与えてオンし、共振用インダクタンス手段５と変圧器６には時刻ｔ０からのときと逆方向に電流Ｉが流れる。変圧器６の２次巻線６Ｂから流れた電流は整流されて、再びエネルギー蓄積コンデンサ８を充電する。
【００１２】
そして、Ａ相の場合と同様に、時刻ｔ５でエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが目標充電電圧４ｋＶに達したとき、電圧比較回路１１はＬレベルのＶｈ信号を出力し、ＡＮＤ回路１５の出力を阻止してゲート信号ＶｇＢが終了し、一対のＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃをオフさせる。ＩＧＢＴのオフにより、直流電源１から供給されるエネルギーは遮断されるが、共振用インダクタンス手段５にはそれまで流れていた電流による磁気エネルギーが蓄積されており、この磁気エネルギーにより生じる慣性電流は図１０の（２）の斜線部分に示される。
【００１３】
この共振用インダクタンス手段５による慣性電流は、共振用インダクタンス手段５を前述のＩＧＢＴの４Ａと４Ｄのときとは逆方向に、フライホイールダイオード３Ｂ、直流電源１、フライホイールダイオード３Ｃ、変圧器６、ダイオード７Ｂ、エネルギー蓄積コンデンサ８、ダイオード７Ｃ、変圧器６、共振用インダクタンス手段５の経路で、エネルギー蓄積コンデンサ８を充電しながら直流電源１にも帰還する。この慣性電流が完全に減衰するまでエネルギー蓄積コンデンサ８が充電され続け、充電電圧Ｖｃは目標充電電圧４ｋＶを超え、図１０の（１）に示すように、最終的に時刻ｔ６でΔＶだけ過充電されてしまう。
【００１４】
このように、インバータ回路２が１サイクルオンすることにより、エネルギー蓄積コンデンサ８は２回充電される。このブリッジインバータ形式の共振充電では、ＩＧＢＴのスイッチング周波数がエネルギー蓄積コンデンサ８の充電周波数の１／２でよく、例えばエキシマレーザなどの４ｋＨｚ繰り返しに対して、２ｋＨｚのスイッチング周波数で済み、スイッチング損失を少なくできる。
【００１５】
しかし、上に述べたように従来装置の欠点としては、ＩＧＢＴがオフしてもその時点で共振用インダクタンス手段５に流れていた電流によって蓄積されていた磁気エネルギーが慣性電流となってエネルギー蓄積コンデンサ８を充電しつづけながら、ＩＧＢＴなどに逆並列接続されたフライホイールダイオード３Ａ〜３Ｄを通して直流電源１にも帰還するため、エネルギー蓄積コンデンサ８が最終的には過充電されてしまうことである。
【００１６】
この過充電の量は、直流電源電圧が高いほど、ＩＧＢＴがオンしているときの共振用インダクタンス手段５を流れる電流が増加して蓄積される磁気エネルギーが増加するので、オフ後の慣性電流も増加するため、大きくなる傾向がある。すなわち入力電源電圧変動やエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧の目標値の設定に変更があると、エネルギー蓄積コンデンサ８を高精度に充電することが困難となる。
【００１７】
このため、例えば特開平８−９６３８公報では、電源電圧を検出して基準電圧に逆位相で加え、電源電圧の変動分を補償するよう半導体スイッチのオフタイミングを調整する方法が提案されている。
しかしながら、電源電圧変動量と過充電量はリニアな関係ではなく、また実際の充電器では、エキシマレーザなどは充電サイクルごとに充電電圧の目標値が変化するので、電源電圧の変動補償だけでは、充電電圧の精度を向上させることはできない。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明ではエネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧や入力電圧変動により直流電源電圧が変化しても、常に高精度の電圧安定度でエネルギー蓄積コンデンサを充電できるコンデンサ充電装置を提供することを課題とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明では、常時、その時点でＩＧＢＴがオフした場合の共振用インダクタンス手段５からの慣性電流による追加充電量を正確に予測演算しながら充電を行い、そしてその慣性電流でエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると判断したときにＩＧＢＴをオフさせて、その後はその慣性電流で目標充電電圧まで高精度に充電する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
第一の発明は、直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードを備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する方法において、前記半導体スイッチは、一組の第１の半導体スイッチと一組の第２の半導体スイッチからなるブリッジインバータ回路を構成し、前記フライホイールダイオードは、前記一組の第１の半導体スイッチと前記一組の第２の半導体スイッチのそれぞれに逆並列接続された一組の第１のフライホイールダイオードと一組の第２のフライホイールダイオードからなり、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチをオンして前記直流電源からの供給により前記共振用インダクタンス手段を通して前記エネルギー蓄積コンデンサを充電し、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられた磁気エネルギーにより生じる慣性電流で前記エネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると演算したときに、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフし、前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる前記慣性電流をオフした前記一方の半導体スイッチに逆並列接続された前記フライホールダイオード及びオンしている他方の半導体スイッチを通して、前記エネルギー蓄積コンデンサに循環させて前記目標充電電圧まで充電することを特徴とするコンデンサ充電方法を提案する。
【００２１】
つまり、常時その時点で半導体スイッチをオフした場合の慣性電流によるエネルギー蓄積コンデンサへの充電量を演算しておき、その充電量でエネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると演算されたときに半導体スイッチをオフさせることにより、過充電することなく高精度に目標充電電圧まで充電することができることを示している。
【００２２】
第二の発明は、第一の発明において、前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとして、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２の式が成立するとき、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフすることを特徴とするコンデンサ充電方法を提案する。
【００２３】
つまり、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２ の式が成立するときに半導体スイッチをオフさせることにより、過充電することなく高精度に充電することができることを示している。
【００２４】
第三の発明は、直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードを備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する方法において、前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、前記直流電源の出力電圧をＥ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとして、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）の式が成立するとき、前記半導体スイッチをオフし、前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流により前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧Ｖｏまで充電しながら前記直流電源にも帰還することを特徴とするコンデンサ充電方法を提案する。
【００２５】
つまり、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ） の式が成立するときに半導体スイッチをオフさせることにより、過充電することなく高精度に目標充電電圧まで充電することができることを示している。
【００２６】
第四の発明は、直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオード、前記半導体スイッチの動作を制御する制御回路、前記共振用インダクタンス手段の電流を検出する電流検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧を検出する電圧検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧を定める基準電圧電源を備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する充電装置において、前記半導体スイッチは、一組の第１の半導体スイッチと一組の第２の半導体スイッチからなるブリッジインバータ回路を構成し、前記フライホイールダイオードは、前記一組の第１の半導体スイッチと前記一組の第２の半導体スイッチのそれぞれに逆並列接続された一組の第１のフライホイールダイオードと一組の第２のフライホイールダイオードからなり、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチをオンして前記直流電源からの供給により前記共振用インダクタンス手段を通して前記エネルギー蓄積コンデンサを充電し、前記電流検出手段及び前記電圧検出手段の検出値を用い、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられた磁気エネルギーにより生じる慣性電流で前記エネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると演算したときに、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフする信号を前記制御回路に与える演算回路を備え、前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる前記慣性電流をオフした前記一方の半導体スイッチに逆並列接続された前記フライホールダイオード、オンしている他方の半導体スイッチを通して、前記エネルギー蓄積コンデンサに循環させて前記目標充電電圧まで充電することを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。

【００２７】
つまり、第一の発明であるコンデンサ充電方法を実施するコンデンサ充電装置を提供している。
【００２８】
第五の発明は、第四の発明のコンデンサ充電装置において、前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとするとき、前記演算回路の演算により、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２の式が成立するとき、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与えることにより、前記共振用インダクタンス手段の慣性電流を前記フライホイールダイオードで導通させ、その慣性電流が流れ尽きたときに、引続きオンしていた他方の半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与えることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００２９】
つまり、第二の発明であるコンデンサ充電方法を実施するコンデンサ充電装置を提供している。
【００３０】
第六の発明は、第四の発明又は第五の発明のコンデンサ充電装置において、
前記共振用インダクタンス手段と前記逆流阻止用ダイオード若しくは前記整流ダイオードの間に昇圧用の変圧器を介在させ、前記共振用インダクタンス手段は前記変圧器の漏れインダクタンスを含むことを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３１】
つまり、商用電力などを整流した低い電圧の直流電源を用いてエネルギー蓄積コンデンサを高電圧に充電するときには変圧器を設けて昇圧し、さらにその変圧器の漏れインダクタンスを共振用インダクタンス手段の一部としても使えることを明らかにしている。
【００３２】
第七の発明は、第四の発明ないし第六の発明のいずれかのコンデンサ充電装置において、
前記逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオードは全波整流回路を構成することを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３３】
つまり、ダイオードで全波整流回路を構成することにより、逆流阻止の目的を果たすとともにエネルギー蓄積コンデンサへの充電周期をインバータ周波数の２倍にできることを示している。
【００３４】
第八の発明は、直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオード、前記半導体スイッチの動作を制御する制御回路、前記共振用インダクタンス手段の電流を検出する電流検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧を検出する電圧検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧を定める基準電圧電源を備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する充電装置において、前記電流検出手段及び前記電圧検出手段の検出値を用い、前記半導体スイッチをオフして前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止したあとの前記共振用インダクタンス手段の慣性電流による前記エネルギー蓄積コンデンサへの充電量が前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧まで充電できると演算したとき、前記半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与える演算回路を備え、前記半導体スイッチと前記フライホイールダイオードは、一組の第１の半導体スイッチと一組の第２の半導体スイッチ、並びにこれら半導体スイッチそれぞれに逆並列接続された一組の第１のフライホイールダイオードと一組の第２のフライホイールダイオードからなるブリッジインバータ回路を構成し、前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、直流電源の出力電圧をＥ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとするとき、前記演算回路の演算により、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）の式が成立するとき、それまでオンしていた前記半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与えることにより、前記共振用インダクタンス手段の慣性電流を前記フライホイールダイオードで導通させ、その慣性電流が前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧Ｖｏまで充電しながら前記直流電源にも帰還することを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３５】
つまり、第三の発明であるコンデンサ充電方法を実施するコンデンサ充電装置を提供している。
【００３６】
第九の発明は、第八の発明のコンデンサ充電装置において、
前記共振用インダクタンス手段と前記逆流阻止用ダイオード若しくは前記整流ダイオードの間に昇圧用の変圧器を介在させ、前記共振用インダクタンス手段は該変圧器の漏れインダクタンスを含むことを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３７】
つまり、商用電力などを整流した低い電圧の直流電源を用いてエネルギー蓄積コンデンサを高電圧に充電するときには変圧器を設けて昇圧し、さらにその変圧器の漏れインダクタンスを共振用インダクタンス手段の一部としても使えることを明らかにしている。
【００３８】
第十の発明は、第八の発明又は第九の発明のコンデンサ充電装置において、
前記逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオードは全波整流回路を構成することを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００３９】
つまり、ダイオードで全波整流回路を構成することにより、逆流阻止の目的を果たすとともにエネルギー蓄積コンデンサへの充電周期をインバータ周波数の２倍にできることを示している。
【００４０】
第十一の発明は、第八の発明ないし第十の発明のいずれかに記載のコンデンサ充電装置において、
前記半導体スイッチと、前記半導体スイッチに逆並列接続された前記フライホイールダイオードは、プッシュプルに接続してなるプッシュプルインバータ回路で構成されることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００４１】
第十二の発明は、第八の発明ないし第十一の発明のいずれかに記載のコンデンサ充電装置において、
前記ブリッジインバータ回路に構成された前記半導体スイッチの代わりに、２組の半導体スイッチとフライホイールダイオードでいわゆるダブルフォワード形式のインバータ回路で構成されることを特徴とするコンデンサ充電装置を提案する。
【００４２】
【実施例】
まず、本発明の原理の概要を図４を用いて説明する。
８１は直流電源、８２は半導体スイッチング素子でありここでは一例としてＩＧＢＴとする。８３はフライホイールダイオード、８４は共振用インダクタンス手段、８５は逆流阻止用ダイオード、８６はエネルギー蓄積コンデンサ、８７は演算回路である。この半導体スイッチング素子８２をオンすることにより、共振用インダクタンス手段８４とエネルギー蓄積コンデンサ８６とを共振させてこのエネルギー蓄積コンデンサ８６を充電するコンデンサ共振充電回路である。
【００４３】
ＩＧＢＴの８２をオフしたと仮定して、そのとき直流電源８１から共振用インダクタンス手段８４へのエネルギー供給を停止したあとの、共振用インダクタンス手段８４に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流によってエネルギー蓄積コンデンサ８６へ追加される充電量を常に演算しておき、その充電量でエネルギー蓄積コンデンサ８６を目標充電電圧Ｖｏまで充電できると演算されたときに、ＩＧＢＴの８２を実際にオフさせ、共振用インダクタンス手段８４の慣性電流でフライホイールダイオード８３が導通し、この慣性電流でエネルギー蓄積コンデンサ８６を目標充電電圧Ｖｏまで高精度に充電することができるコンデンサ充電方法及びその充電装置の原理である。
【００４４】
次に、本発明の実施例１について述べる。
実施例１について図１〜図３を用いて説明する。図中の記号で従来例の図９〜図１０と同じ記号は相当する部材又は信号を示す。実施例１でのエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖｏは４ｋＶである。従来例のインバータ回路で半導体スイッチとして用いられたＩＧＢＴを本発明の実施例１においても半導体スイッチの一例として用いて説明する。
本発明と従来例の図９との相違は、ブリッジインバータ回路２の半導体スイッチへのゲート信号の入力方法を変更し、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉの検出回路を追加し、電圧比較回路１１の代わりに検出信号を入力して演算処理する演算回路２１を導入したことである。
【００４５】
ここで、共振用インダクタンス手段５は通常、変圧器６の漏れインダクタンスと適当なインダクタンスを有するインダクタとからなるが、変圧器６の漏れインダクタンスだけで直列共振に必要なインダクタンスが得られれば、変圧器６だけでも良い。インバータ回路２の一対のＩＧＢＴをこの共振半周期でオンさせると、エネルギー蓄積コンデンサ８は、直流電源１の電圧に変圧器６の変圧比を乗じた値のほぼ２倍の電圧に向けて共振充電される。
【００４６】
本実施例１は、詳細は後述するが、同時にオンするＩＧＢＴの一対を１組として、演算回路２１の演算結果によって出力される信号により、その下アームのＩＧＢＴを演算回路２１の信号でＡＮＤ回路を通してオフし、ＩＧＢＴのオフにより直流電源１から供給されるエネルギーは遮断されるが、対となる半導体スイッチの上アームのＩＧＢＴをインバータ制御回路１３からの信号によりオンのままとしておき、共振用インダクタンス手段５を流れる慣性電流を完全に減衰するまで流しつづけ、共振用インダクタンス手段５に蓄えられていた磁気エネルギーにより生じた慣性電流が流れ尽きたときに、引続きオンさせていたＩＧＢＴもオフさせて、前記エネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧Ｖｏまで高精度に充電するものである。
【００４７】
演算回路２１は後で述べる所定の演算を行ない、条件が成立するまでは出力信号ＶｅをＨレベルとし、条件が成立したときに出力信号をＬレベルにしてそのまま保持し、次の充電開始信号でＨレベルにリセットされる。
共振用インダクタンス手段５を流れる電流ＩはカレントトランスＣＴで検出され、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは電圧検出用抵抗器９と１０で分圧されて検出される。これらの検出値はリアルタイムで検出される。
【００４８】
なお、実際には充電電圧Ｖｃや目標充電電圧Ｖｏなどの値は数ボルトのＶｄやＶｒなどの信号レベルに変換されるが、ここでは説明上、ＶｃやＶｏなどの実際値の表現を用いて説明する。
【００４９】
これらの検出値は演算回路２１に与えられ、演算回路２１の出力信号ＶｅはＡＮＤ回路１４と１５の入力端子に加えられる。
ＩＧＢＴの４Ｄへのゲート信号はＡＮＤ回路１４の出力、下アームのＩＧＢＴの４Ｃへのゲート信号はＡＮＤ回路１５の出力が送られる。上アームのＩＧＢＴの４Ａへのゲート信号は制御回路１３のＡ相の信号、ＩＧＢＴの４Ｂへのゲート信号は制御回路１３のＢ相の信号がそのまま送られる。
【００５０】
まず、同時にオンする半導体スイッチの一対である、上アームに接続されたＩＧＢＴの４Ａと下アームに接続されたＩＧＢＴの４Ｄの場合の動作を説明する。
共振充電の途中で下アームのＩＧＢＴの４Ｄをオフし上アームの４Ａを最後までオンさせたとき、ＩＧＢＴの４Ｄのオフにより直流電源１から供給されるエネルギーは遮断されるがインダクタンス手段５に蓄えられていた磁気エネルギーにより生じた慣性電流がフライホイールダイオード３ＢとＩＧＢＴの４Ａを通してエネルギー蓄積コンデンサ８を循環したとき、コンデンサ充電電圧がどこまで上昇するかを説明する。このとき、他の一対のＩＧＢＴの４Ｃと４Ｂはともにオフのままである。
【００５１】
充電回路にトランスが入ると、計算式が複雑となるので、ここではトランスの巻数比を１：１として考える。また、ＩＧＢＴ、ダイオード、変圧器等での損失は無視して考える。
【００５２】
ＩＧＢＴの４Ｄをオフするときのエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧をＶｃ、エネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧をＶｏ、共振用インダクタンス手段５を流れる電流をＩで示す。
ＩＧＢＴの４Ｄがオフする直前の共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーＪｉは、Ｊｉ＝ＬＩ２／２ である。ＩＧＢＴの４Ｄがオフすると、この蓄積エネルギーＪｉは慣性電流となってエネルギー蓄積コンデンサ８を充電する。エネルギー蓄積コンデンサ８への充電エネルギーの増加分をΔＪｃとすると、Ｊｉ＝ΔＪｃ で示される。
【００５３】
ＩＧＢＴの４Ｄがオフした後に、エネルギー蓄積コンデンサ８が充電電圧Ｖｃから目標充電電圧Ｖｏに充電されるときの充電エネルギーの増加分ΔＪｃは、
ΔＪｃ＝Ｃ（Ｖｏ２−Ｖｃ２）／２ である。
ＩＧＢＴの４Ｄがオフする直前の共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーＪｉは、すべてエネルギー蓄積コンデンサ８へ移行するので、
Ｊｉ＝ＬＩ２／２＝Ｃ（Ｖｏ２−Ｖｃ２）／２ と表わすことができる。
【００５４】
これらのことにより次のように整理される。
（１） ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２ ・・・ ▲１▼
この条件式▲１▼が成立するときに一対のＩＧＢＴの４Ｄをオフすれば、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖｏに充電できる。
【００５５】
（２） ＬＩ２／Ｃ＜Ｖｏ２−Ｖｃ２ ・・・ ▲２▼
この条件式▲２▼が成立するときに一対のＩＧＢＴの４Ｄをオフすると、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーではエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖｏまでは充電できないことになる。
【００５６】
（３） ＬＩ２／Ｃ＞Ｖｏ２−Ｖｃ２ ・・・ ▲３▼
この条件式▲３▼が成立するときに一対のＩＧＢＴの４Ｄをオフすれば、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧Ｖｏ以上に過充電することになる。
【００５７】
したがって、条件式▲１▼を満足するとき、オンしている一対のＩＧＢＴの下アームに接続された４Ｄをオフさせればよい。
【００５８】
実施例１の図１の演算回路２１はこの条件式を演算し、演算回路２１の出力信号Ｖｅは、条件式▲２▼の状態の間は一対の下アームに接続されたＩＧＢＴの４Ｄをオンさせつづける必要があるためＨレベルを継続させ、条件式▲１▼の条件が成立したときに下アームに接続されたＩＧＢＴの４ＤをオフさせるためにＬレベルとし、Ｌレベルを保持してＡＮＤ回路１４を通してＩＧＢＴの４Ｄのオフ信号を出す。このＬレベルの保持は、次の充電開始信号でリセットされ、Ｈレベルに戻る。
【００５９】
次に、他方の同時にオンする半導体スイッチの一対である、上アームに接続されたＩＧＢＴの４Ｂと下アームに接続されたＩＧＢＴの４Ｃの場合も上記と同様な動作を行う。このとき、前述の一対であるＩＧＢＴの４Ｄと４Ａはともにオフのままである。
【００６０】
ここで、図１から図３を用いてこの実施例１の動作を更に説明する。
図２はエネルギー蓄積コンデンサ８の充電２周期全体を示す。図２の（１）はエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃである。（２）は共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを示し、この電流ＩはＩＧＢＴの４Ａ〜４Ｄとフライホイールダイオード３Ａ〜３Ｄの電流との合成電流であり、正方向の白地の部分がＩＧＢＴの４Ａと４Ｄの電流、正方向の斜線部がＩＧＢＴの４Ａとフライホイールダイオード３Ｂの電流、負方向の白地の部分がＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃの電流、負方向の斜線部がＩＧＢＴの４Ｂとフライホイールダイオード３Ａの電流である。（３）はＩＧＢＴのゲートのオン信号であり、上アームのＩＧＢＴの４Ａのゲート信号ＶｇＡ１はインバータ制御回路１３のＡ相の出力信号、ＩＧＢＴの４Ｂのゲート信号ＶｇＢ１はインバータ制御回路１３のＢ相の出力信号である。下アームのＩＧＢＴの４Ｄのゲート信号ＶｇＡ２はインバータ制御回路１３のＡ相の出力信号と演算回路２１の出力信号が入力されたＡＮＤ回路１４からの出力信号であり、ＩＧＢＴの４Ｃのゲート信号ＶｇＢ２はインバータ制御回路１３のＢ相の出力信号と演算回路２１の出力信号が入力されたＡＮＤ回路１５からの出力信号である。なお、その斜線部分は、Ａ相の出力信号ＶｇＡ１とＡＮＤ回路１４の出力信号ＶｇＡ２が同時にオン信号となる期間と、Ｂ相の出力信号ＶｇＢ１とＡＮＤ回路１５の出力信号ＶｇＢ２が同時にオン信号となる期間である。
【００６１】
今、図２の時刻ｔ０で充電開始信号が来る。この信号でインバータ制御回路１３からのＡ相の信号がＨレベルとなり、また演算回路２１がリセットされてその出力信号ＶｅはＨレベルとなり、ＡＮＤ回路１４を通してＩＧＢＴの４Ｄにゲート信号ＶｇＡ２が送られ、またＩＧＢＴの４Ａにはインバータ制御回路１３からＡ相の信号ＶｇＡ１が直接送られて、ＩＧＢＴの４Ａと４Ｄが共にオンし、共振用インダクタンス手段５に電流Ｉが流れはじめ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは上昇していく。このときの、充電電圧Ｖｃと電流Ｉがそれぞれ検出され、充電電圧目標値Ｖｏとともに演算回路２１で高速演算される。
【００６２】
時刻ｔ０〜ｔ１までは、Ｖｃ、Ｉとも小さいため条件式▲２▼の状態であり、演算回路２１の出力信号ＶｅはＨレベルであり、ＩＧＢＴの４Ａと４Ｄはオンをつづける。エネルギー蓄積コンデンサ８への充電が継続し、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉによりエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが大きくなる。
【００６３】
時刻ｔ１で条件式▲１▼が成立すると、演算回路２１の出力信号ＶｅはＬレベルへ変化してそのままＬレベルを維持し、ＡＮＤ回路１４の信号はＬレベルとなりＩＧＢＴの４Ｄをオフさせる。なお、ＩＧＢＴの４Ａへはインバータ制御回路１３からＡ相のＨレベルの信号が継続されている。このとき、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは目標充電電圧４ｋＶ以下である。
【００６４】
下アームのＩＧＢＴの４Ｄをオフして直流電源１から共振用インダクタンス手段５へのエネルギー供給を停止したあとも、上アームのＩＧＢＴの４Ａがオンしつづけているので、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーは、フライホイールダイオード３Ｂ、上アームのＩＧＢＴの４Ａ、変圧器６、整流器７を通り、エネルギー蓄積コンデンサ８を充電しつづけ、時刻ｔ２でエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧４ｋＶに達する。このように、ＩＧＢＴのオフタイミングは、共振用インダクタンス手段５の慣性電流で目標充電電圧４ｋＶまで充電されるよう演算にて予測計算されているので、エネルギー蓄積コンデンサ８は過充電されることなく高精度で充電される。
【００６５】
上アームのＩＧＢＴの４Ａは次のエネルギー蓄積コンデンサ８への図示しない放電命令が来る直前、又は充電開始信号が来る直前までに時刻ｔ３でオフできれば良い。
【００６６】
時刻ｔ４でエネルギー蓄積コンデンサ８に図示しない放電指令がきて、エネルギー蓄積コンデンサ８は図示しない負荷回路に放電して、時刻ｔ４の直後にエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃはほぼ０Ｖに低下する。
なお、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーは直流電源１には帰還しない。
【００６７】
つぎに、時刻ｔ５で次の充電開始信号が来て、インバータ制御回路１３からのＢ相の信号がＨレベルとなり、また演算回路２１がリセットされてその出力信号ＶｅはＨレベルとなり、ＡＮＤ回路１５を通してＩＧＢＴの４Ｃにゲート信号ＶｇＢ２が送られ、またＩＧＢＴの４Ｂにはインバータ制御回路１３からＢ相の信号ＶｇＢ１が直接送られて、ＩＧＢＴの４Ｃと４Ｂが共にオンし、共振用インダクタンス手段５に電流Ｉが流れはじめ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは上昇していく。このときの充電電圧Ｖｃ、電流Ｉがそれぞれ検出され、充電電圧目標値Ｖｏとともに演算回路２１で高速演算される。
【００６８】
時刻ｔ５〜ｔ６までは、Ｖｃ、Ｉとも小さいため条件式▲２▼の状態であり、演算回路２１の出力信号ＶｅはＨレベルであり、ＩＧＢＴの４Ｃと４Ｂはオンをつづける。エネルギー蓄積コンデンサ８への充電が継続し、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉによりエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが大きくなる。
【００６９】
そして、Ａ相のときと同様に、時刻ｔ６で条件式▲１▼が成立すると、演算回路２１の出力信号ＶｅはＬレベルへ変化してそのままＬレベルを維持し、ＡＮＤ回路１５の信号はＬレベルとなりＩＧＢＴの４Ｃをオフさせる。なお、ＩＧＢＴの４Ｂへはインバータ制御回路１３からＢ相のＨレベルの信号が継続されている。このとき、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは目標充電電圧４ｋＶ以下である。
【００７０】
下アームのＩＧＢＴの４Ｃをオフして直流電源１から共振用インダクタンス手段５へのエネルギー供給を停止したあとも、上アームのＩＧＢＴの４Ｂがオンしつづけているので、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーは、フライホイールダイオード３Ａ、上アームのＩＧＢＴの４Ｂ、変圧器６、整流器７を通り、エネルギー蓄積コンデンサ８を充電しつづけ、時刻ｔ７でエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧４ｋＶに達する。
このように、ＩＧＢＴのオフタイミングは、共振用インダクタンス手段５の慣性電流で目標充電電圧４ｋＶまで充電されるよう演算にて予測計算されているので、エネルギー蓄積コンデンサ８は過充電されることなく高精度で充電される。
【００７１】
上アームのＩＧＢＴの４Ｂは次のエネルギー蓄積コンデンサ８への図示しない放電命令が来る直前、又は充電開始信号が来る直前までに時刻ｔ８でオフできれば良い。
時刻ｔ９でエネルギー蓄積コンデンサ８に図示しない放電指令がきて、エネルギー蓄積コンデンサ８は図示しない負荷回路に放電して、時刻ｔ９の直後にエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃはほぼ０Ｖに低下する。
【００７２】
なお、蓄積エネルギーが直流電源に帰還する方式の回路の場合には、帰還電流により共振用インダクタンス手段の電流のピーク値がその分増加するが、この実施例１では共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーは直流電源１には帰還しないので、直流電源１への帰還電流がなく、インダクタンス手段５の電流の全てがコンデンサを充電することから、インダクタンス手段５の電流のピーク値が減少する効果があり、その電流のピーク値減少により、ＩＧＢＴや変圧器の損失も減少し、効率が向上する。
【００７３】
図３はアナログ回路で実施例１の演算回路２１を構成した一例を示す。
３１，３２，３３は乗算器、３６は減算器、３８は係数器、４０は比較器、４１はフリップフロップである。
共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉは乗算器３１で二乗され、係数器３８で定数Ｌ／Ｃ倍され、（ＬＩ２／Ｃ）として比較器４０の非反転端子に接続される。エネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖｏ（すなわち、基準電圧Ｖｒ）は乗算器３２で二乗され、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃ（すなわち、検出電圧Ｖｄ）も乗算器３３で二乗され、減算器３６で（Ｖｏ２−Ｖｃ２）が計算され、比較器４０の非反転端子に接続される。
【００７４】
比較器４０は、条件式▲２▼の ＬＩ２／Ｃ＜Ｖｏ２−Ｖｃ２ の状態ときはＨ出力である。フリップフロップ４１は充電開始信号でＬ出力からＨ出力にリセットされる。
【００７５】
条件式▲１▼の ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２ 、 又は条件式▲３▼の ＬＩ２／Ｃ＞Ｖｏ２−Ｖｃ２ の状態になると比較器４０はＬ出力となり、フリップフロップ４１でラッチされ、フリップフロップ４１の出力をＬレベルに維持する。フリップフロップ４１は次の充電開始信号でリセットされ、Ｌ出力からＨ出力に復帰する。
【００７６】
また、実施例１においては、共振用インダクタンス手段５と整流ダイオード７の間に昇圧用の変圧器６を介在させ、共振用インダクタンス手段５はその変圧器６の漏れインダクタンスを含んでいるが、直流電源１の電圧が、変圧器６がなくても必要とされるエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖｏを得ることができるほどに充分に高ければ、この変圧器６がなくても良い。
【００７７】
また、実施例１において、逆流阻止用ダイオードとしてはエネルギー蓄積コンデンサ８への充電周期をインバータ周波数の２倍にできる全波整流回路７を用いているが、単なるダイオードや半波整流回路等で逆流を阻止しても良い。
【００７８】
次に、実施例２について説明する。
実施例２は半導体スイッチング素子がオフし、直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止したあとに、共振用インダクタンス手段の蓄積エネルギーが直流電源にも帰還する場合の実施例であり、図５〜図８を用いて説明する。このエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖｃは実施例１と同じく４ｋＶである。図中の記号で実施例１の図１〜図３と同じ記号は相当する部材又は信号を示す。
【００７９】
実施例１との相違は、ブリッジインバータ回路２の半導体スイッチＩＧＢＴへのゲート信号の入力方法を変更し、直流電源１の電圧Ｅを検出する回路を追加したことである。
実施例２での半導体スイッチＩＧＢＴへのゲート信号の入力方法は、同時にオンする一対のＩＧＢＴであるＩＧＢＴの４Ａと４ＤのゲートにＡＮＤ回路１４から同じオンオフの信号が出力され、他の一対のＩＧＢＴの４Ｂと４ＣのゲートにはＡＮＤ回路１５から同じオンオフの信号が出力される。つまり、一対のＩＧＢＴのゲートには常に同じ信号が入力されている。
【００８０】
演算回路２１は後で述べる所定の演算を行ない、条件が成立するまでは出力信号ＶｅをＨレベルとし、成立したときに出力信号をＬレベルにしてそのまま保持し、次の充電開始信号でＨレベルにリセットされる。
【００８１】
通常、直流電源は商用交流電源を直接整流したものが使われるので、直流電源１の電圧Ｅは図示しない絶縁アンプなどにより検出される。共振用インダクタンス手段５を流れる電流ＩはカレントトランスＣＴで検出され、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは電圧検出用抵抗器９と１０で分圧されて検出される。これらの検出値はリアルタイムで検出される。
【００８２】
なお、実際には充電電圧Ｖｃや目標充電電圧Ｖｏなどの値は数ボルトのＶｄやＶｒなどの信号レベルに変換されるが、ここでは説明上、ＶｃやＶｏなどの実際値の表現を用いて説明する。
これらの検出値は演算回路２１に与えられ、演算回路２１の出力信号ＶｅはＡＮＤ回路１４と１５に入力される。
【００８３】
つぎに、本実施例２を説明するために、実施例１のインバータ回路で半導体スイッチとして用いられたＩＧＢＴを本実施例２においても半導体スイッチの一例として用いて説明する。
共振充電の途中で、インバータ回路のオン動作中のＩＧＢＴをオフしたとき、直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止したあとに、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧がどこまで上昇するかを説明する。
【００８４】
エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧をＶｃ、エネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧をＶｏ、共振用インダクタンス手段５を流れる電流をＩ、直流電源１の電圧をＥで示す。充電回路に昇圧の変圧器が入ると、計算式が複雑となるので、ここでは変圧器の巻数比を１：１として考える。また、ＩＧＢＴ、ダイオード、変圧器等での損失は無視して考える。
【００８５】
ＩＧＢＴがオフする直前の共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーＪｉは、Ｊｉ＝ＬＩ２／２ である。ＩＧＢＴがオフすると、この蓄積エネルギーＪｉの一部はエネルギー蓄積コンデンサ８を充電し、残りは直流電源１に帰還する。エネルギー蓄積コンデンサ８への充電エネルギーの増加分をΔＪｃ、直流電源１への帰還エネルギーをＪｅとすると、
Ｊｉ＝ΔＪｃ＋Ｊｅ で示される。
【００８６】
ＩＧＢＴがオフした後に、エネルギー蓄積コンデンサ８が充電電圧Ｖｃから目標充電電圧Ｖｏに充電されたときの充電エネルギーの増加分ΔＪｃは、
ΔＪｃ＝Ｃ（Ｖｏ２−Ｖｃ２）／２ である。
ＩＧＢＴがオフした後の直流電源１への帰還エネルギーＪｅは、
Ｊｅ＝Ｅ∫Ｉｄｔ である。なお、エネルギー蓄積コンデンサ８への充電電流と直流電源１への帰還電流は同一であり、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉの時間積分値（∫Ｉｄｔ）でエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧が増加すると考えると、この直流電源１への帰還電流は∫Ｉｄｔ＝Ｃ（Ｖｏ−Ｖｃ） と表わされるので、直流電源１への帰還エネルギーＪｅは、
Ｊｅ＝Ｅ∫Ｉｄｔ＝ＥＣ（Ｖｏ−Ｖｃ） と表わされる。
【００８７】
したがって、前述したように、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーＪｉが、エネルギー蓄積コンデンサ８と直流電源１に移行するので、
Ｊｉ＝ＬＩ２／２＝Ｃ（Ｖｏ２−Ｖｃ２）／２＋ＥＣ（Ｖｏ−Ｖｃ） と表わすことができる。
【００８８】
これらのことにより次のように整理される。
（１） ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ） ・・・ ▲４▼
この条件式▲４▼が成立するときにＩＧＢＴをオフすれば、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧に充電できる。
【００８９】
（２） ＬＩ２／Ｃ＜Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ） ・・・ ▲５▼
この条件式▲５▼が成立するときにＩＧＢＴをオフすると、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーではエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧までは充電できないことになる。
【００９０】
（３） ＬＩ２／Ｃ＞Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ） ・・・ ▲６▼
この条件式▲６▼が成立するときにＩＧＢＴをオフすれば、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーでエネルギー蓄積コンデンサ８を目標充電電圧以上に過充電することになる。
【００９１】
したがって、条件式▲４▼を満足するときにＩＧＢＴをオフさせればよい。
実施例２の図５の演算回路２１はこの条件式を演算し、出力信号Ｖｅは、条件式▲５▼の状態のときはＩＧＢＴをオンさせつづける必要があるためＨレベルを継続させ、条件式▲４▼の条件が成立したときにはＬレベルとし、ＩＧＢＴのオフ命令を出し、Ｌレベルを保持する。このＬレベルの保持は、次の充電開始命令でリセットされ、Ｈレベルに戻る。
【００９２】
次に、図５と図６を用いてこの実施例２の動作を更に説明する。図６はエネルギー蓄積コンデンサ８の充電２周期全体を示す。図６の（１）はエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃである。（２）は共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉを示し、正方向の白地の部分がＩＧＢＴの４Ａと４Ｄの電流、正方向の斜線部がフライホイールダイオード３Ｂと３Ｃの電流、負方向の白地の部分がＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃの電流、負方向の斜線部がフライホイールダイオード３Ａと３Ｄの電流である。（３）は演算回路の出力信号Ｖｅで、条件式▲４▼又は条件式▲６▼が成立するとＬレベルとなる。（４）はＩＧＢＴのゲートのオン信号であり、ＩＧＢＴの４Ａと４Ｄのゲート信号ＶｇＡはインバータ制御回路１３のＡ相の出力信号と演算回路２１の出力信号が入力されたＡＮＤ回路１４からの出力信号であり、ＩＧＢＴの４Ｃと４Ｂのゲート信号ＶｇＢはインバータ制御回路１３のＢ相の出力信号と演算回路２１の出力信号が入力されたＡＮＤ回路１５からの出力信号である。
【００９３】
次に実施例２の動作を説明する。今、図６の時刻ｔ０で充電開始信号が来る。この信号でインバータ制御回路１３からのＡ相の信号がＨレベルとなり、また演算回路２１がリセットされ、出力信号ＶｅはＨレベルとなり、ＡＮＤ回路１４を通してＩＧＢＴの４Ａと４Ｄにゲート信号ＶｇＡが送られる。ＩＧＢＴの４Ａと４Ｄがオンし、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉが流れはじめ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは上昇していく。このときの、直流電源１の電圧Ｅ、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃ、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉがそれぞれ検出され、充電電圧目標値Ｖｏとともに演算回路２１で高速演算される。
【００９４】
時刻ｔ０〜ｔ１までは、Ｖｃ、Ｉとも小さいため条件式▲５▼の状態であり、演算回路２１の出力信号ＶｅはＨレベルであり、ＩＧＢＴの４Ａと４Ｄはオンをつづける。エネルギー蓄積コンデンサ８への充電が継続し、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉによりエネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃが大きくなる。
【００９５】
時刻ｔ１で条件式▲４▼が成立すると、演算回路２１の出力信号ＶｅはＬレベルへ変化してそのままＬレベルを維持し、ＡＮＤ回路１４の出力信号はＬレベルとなりＩＧＢＴの４Ａと４Ｄをオフさせる。このとき、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃは目標充電電圧４ｋＶ以下である。
ＩＧＢＴの４Ａと４Ｄがオフしても、共振用インダクタンス手段５の蓄積エネルギーは、フライホイールダイオード３Ｂと３Ｃ、変圧器６、整流器７を通して、エネルギー蓄積コンデンサ８を充電しながら直流電源１に流れ続け、時刻ｔ２でエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧４ｋＶに達する。ＩＧＢＴのオフタイミングは演算されて、共振用インダクタンス手段５の慣性電流で目標充電電圧４ｋＶまでに充電されるよう予測計算されているので、エネルギー蓄積コンデンサ８は高精度で充電される。
【００９６】
次に、時刻ｔ３でエネルギー蓄積コンデンサ８から図示しない負荷に放電された後、充電電圧Ｖｃはほぼ０Ｖに低下する。時刻ｔ４で次の充電開始信号が来て、この信号で演算回路２１はリセットされ、インバータ制御回路１３はＢ相の信号をＨレベルにし、ＡＮＤ回路１５を通してゲート信号ＶｇＢをＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃに加える。ＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃがオンし、共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉが流れはじめ、Ａ相のときと同様に時刻ｔ５で条件式▲４▼が成立してＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃがオフするまで共振充電する。
時刻ｔ５でＩＧＢＴの４Ｂと４Ｃがオフしたあとは、Ａ相のときと同様に、共振用インダクタンス手段５の慣性電流で目標充電電圧４ｋＶまで充電される。
【００９７】
図７はアナログ回路で実施例２の演算回路２１を構成した一例を示す。
３１，３２，３３，３４は乗算器である。３５と３６は減算器、３７は加算器、３８と３９は係数器、４０は比較器、４１はフリップフロップである。
共振用インダクタンス手段５を流れる電流Ｉは乗算器３１で二乗され、係数器３８で定数Ｌ／Ｃ倍され、（ＬＩ２／Ｃ）として比較器４０の非反転端子に接続される。
エネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖｏ（すなわち、基準電圧Ｖｒ）は乗算器３２で二乗され、エネルギー蓄積コンデンサ８の充電電圧Ｖｃ（すなわち、検出電圧Ｖｄ）も乗算器３３で二乗され、減算器３６で、（Ｖｏ２−Ｖｃ２）が計算される。
目標充電電圧Ｖｏと電圧Ｖｃは減算器３５で（Ｖｏ−Ｖｃ）が計算される。直流電源１の電圧Ｅは係数器３９で２倍され、乗算器３４で（Ｖｏ−Ｖｃ）と乗算され、２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）が計算される。この２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）と（Ｖｏ２−Ｖｃ２）が加算器３７で加算されて（Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ））が計算され、比較器４０の非反転端子に接続される。
【００９８】
比較器４０は、条件式▲５▼の ＬＩ２／Ｃ＜Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）のときＨ出力である。フリップフロップ４１は、充電開始信号でＬ出力からＨ出力にリセットされる。
【００９９】
条件式▲４▼の ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ） 、又は条件式▲６▼の ＬＩ２／Ｃ＞Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）になると比較器４０はＬ出力となり、フリップフロップ４１でラッチされ、フリップフロップ４１の出力をＬレベルに維持する。フリップフロップ４１は次の充電開始信号でリセットされ、Ｌ出力からＨ出力に復帰する。
【０１００】
また、実施例２においては、共振用インダクタンス手段５と整流ダイオード７の間に昇圧用の変圧器６を介在させ、共振用インダクタンス手段５はその変圧器６の漏れインダクタンスを含んでいるが、直流電源１の電圧が、変圧器６がなくても必要とされるエネルギー蓄積コンデンサ８の目標充電電圧Ｖｏを得ることができるほどに充分に高ければ、この変圧器６がなくても良い。
【０１０１】
また、実施例２において、逆流阻止用ダイオードとしては全波整流回路７を用いてインバータ周波数の２倍の周期でエネルギー蓄積コンデンサ８を充電しているが、その必要がなければ単なるダイオードや半波整流回路等で逆流を阻止しても良い。
【０１０２】
次に、実施例３について説明する。
上記実施例２ではブリッジインバータ回路の場合を示したが、プッシュプルインバータ回路を用いた実施例３を、図８を用いて説明する。
実施例３のプッシュプルインバータ回路の場合には、共振用インダクタンス手段を変圧器の１次側に置いても良いが回路が複雑となるので、本説明では変圧器の２次側に設けた場合で説明する。
【０１０３】
７１は直流電源、７２と７３はＩＧＢＴ,７４と７５はフライホイールダイオード、７６は変圧器、７７は共振用インダクタンス手段、７８−１と７８−２は逆流阻止用ダイオード、７９はエネルギー蓄積コンデンサ、８０が演算回路である。ＩＧＢＴの７２とＩＧＢＴの７３を交互にオンすることにより、共振用インダクタンス手段７７とエネルギー蓄積コンデンサ７９とを共振させてこのエネルギー蓄積コンデンサ７９を充電するコンデンサ共振充電回路である。
直流電源７１の電圧Ｅ、共振用インダクタンス手段７７の電流Ｉ、エネルギー蓄積コンデンサ７９の充電電圧Ｖｃ、エネルギー蓄積コンデンサ７９の目標充電電圧Ｖｏの各検出値は、必要に応じて信号レベルに変換されて演算回路８０に入力される。
演算回路８０では、ＩＧＢＴの７２又は７３をオフした後の共振用インダクタンス手段７７に蓄積されていた磁気エネルギーによる慣性電流によりエネルギー蓄積コンデンサ７９を目標充電電圧Ｖｏまで充電されると演算された時に、オンしているＩＧＢＴにオフ信号を出力する。
【０１０４】
ＩＧＢＴの７２がオンしていた場合、演算回路８０からのオフ信号によりオフした後に，共振用インダクタンス手段７７の慣性電流はエネルギー蓄積コンデンサ７９を目標充電電圧Ｖｏまで充電するとともに、変圧器７６の他方のプッシュプル巻線に移行し、フライホイールダイオード７５がオンして直流電源７１にも帰還する。
また、ＩＧＢＴ７３がオンしていた場合には、共振用インダクタンス手段７７の慣性電流はエネルギー蓄積コンデンサ７９を目標充電電圧Ｖｏまで充電するとともに、変圧器７６の他方のプッシュプル巻線に移行し、フライホイールダイオード７４がオンして直流電源７１にも帰還する。
【０１０５】
なお、上記実施例１〜３では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた例で説明したが、ＦＥＴ、トランジスタなど他の素子も使用できる。なお、ＦＥＴを用いたときは、フライホイールダイオードはこのＦＥＴのボディダイオードとすることができる。
【０１０６】
なお、上記実施例１〜３は、演算回路をアナログ回路で構成した例について述べたが、マイクロコンピュータなどを用いたディジタル技術で実現することも可能である。
【０１０７】
なお、上記実施例１〜３では、変圧器がある場合には、共振用インダクタンス手段を流れる電流Ｉ、エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧Ｖｃなどの検出は、基本的には変圧器の１次側、または２次側のどちらででもよいが、エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧Ｖｃを優先して２次側で演算するほうが有利である。この場合、共振用インダクタンス手段を流れる電流Ｉは変圧器の巻数比で除する必要があり、また共振用インダクタンス手段のインダクタンス値Ｌは変圧器の巻数比の二乗を掛ける必要があるのは言うまでもない。
【０１０８】
なお、上記実施例１〜３では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた例で説明したが、ＦＥＴ、トランジスタなど他の素子も使用できる。なお、ＦＥＴを用いたときは、フライホイールダイオードはこのＦＥＴのボディダイオードとすることができる。
【０１０９】
なお、以上の実施例１〜３はアナログ回路で構成しているが、ディジタル演算でも処理できる。その場合、信号検出回路にＡＤコンバータを設け、デジタル信号化してから必要な演算を行っても良い。
【０１１０】
なお、上記実施例１〜３は、スイッチング部にインバータ回路を用いた例で述べたが、インバータ回路に代えて通常のスイッチングレギュレータ回路を用いても同様な効果が得られる。
【０１１１】
なお、上記実施例１〜３に述べた本発明により、毎回の充電サイクルで目標充電電圧値の変更や入力電圧変動などによる直流電源電圧の変動があっても、常時ＩＧＢＴをオフしたときの慣性電流による充電を含めた最終充電電圧を逐次演算しているので、高い電圧安定度が得られ、エネルギー蓄積コンデンサ８を非常に高い精度と再現性で充電することができる。
【０１１２】
【発明の効果】
本発明では、エネルギー蓄積コンデンサの充電時に、半導体スイッチング素子がオフして直流電源から共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止した後にコンデンサ充電回路の共振用インダクタンス手段の蓄積エネルギーによって生じる慣性電流に起因するエネルギー蓄積コンデンサへの追加の充電量の演算を行いながら充電制御を行う事により、充電サイクルごとに容易にかつ正確にエネルギー蓄積コンデンサの充電電圧を予測して制御でき、エキシマレーザ電源などのエネルギー蓄積コンデンサの充電電圧の安定度を極めて高精度にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のコンデンサ充電装置の実施例１を示す図である。
【図２】実施例１の動作を説明するための各種波形を示す図である。
【図３】実施例１の演算回路を示す図である。
【図４】本発明の原理の概要を示す図である。
【図５】本発明のコンデンサ充電装置の実施例２を示す図である。
【図６】実施例２の動作を説明するための各種波形を示す図である。
【図７】実施例２の演算回路を示す図である。
【図８】本発明のコンデンサ充電装置の実施例３を示す図である。
【図９】従来のコンデンサ充電装置の実施例を示す図である。
【図１０】従来例の動作を説明するための各種波形を示す図である。
【符号の説明】
１・・直流電源 ２・・インバータ回路
３Ａ−３Ｄ・・フライホイールダイオード
４Ａ−４Ｄ・・スイッチング半導体素子
５・・共振用インダクタンス手段 ６・・変圧器
７・・整流器 ７Ａ−７Ｄ・・ダイオード
８・・エネルギー蓄積コンデンサ ９、１０・・電圧検出用抵抗器
１１・・電圧比較回路 １２・・基準電圧電源
１３・・インバータ制御回路 １４、１５・・ＡＮＤ回路
１６，１７・・ダイオード ２１・・演算回路
３１−３４・・乗算器 ３５，３６・・減算器
３７・・加算器 ３８，３９・・係数器
４０・・比較器 ４１・・フリップフロップ
７１・・直流電源 ７２，７３・・ＩＧＢＴ
７４，７５・・フライホイールダイオード
７６・・変圧器 ７７・・共振用インダクタンス手段
７８・・逆流阻止用ダイオード ７９・・エネルギー蓄積コンデンサ
８０・・演算回路 ＣＴ・・カレントトランス[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a resonance charging type capacitor charging apparatus that charges an inductance means and an energy storage capacitor by resonating, and in particular, prevents overcharge due to inertial current generated by magnetic energy stored in the inductance means with high accuracy. The present invention relates to a capacitor charging method and a charging device thereof.
[0002]
[Prior art]
In a pulse laser such as an excimer laser, the charge of an energy storage capacitor charged to a high voltage of about several kV to several tens of kV is discharged at high speed to a laser tube through a magnetic compression circuit or the like to excite laser light. In a pulse laser application device, the higher the excitation frequency density of the laser light, that is, the higher the charge / discharge repetition frequency density of the energy storage capacitor, the better the performance as a laser device. In recent years, high repetition rate of several kHz has become a problem. I came.
[0003]
For this reason, the charging device for the energy storage capacitor is required to have a performance capable of repeating the high-speed charging operation for completing the charging in several hundreds μs or less. In addition, an excimer laser that requires high-accuracy voltage stability detects the output fluctuation of the laser light every time and controls the laser light output of the next cycle. Therefore, it is necessary to control the charging voltage for each cycle. High speed controllability is also important.
[0004]
An example of a conventional resonance charging type capacitor charging apparatus will be described with reference to FIGS. The output of the DC power source 1 is supplied to a voltage type bridge inverter circuit 2. The inverter circuit 2 includes four IGBTs 4A, 4B, 4C, and 4D to which flywheel diodes 3A, 3B, 3C, and 3D are connected in antiparallel. The AC side output of the inverter circuit 2 is connected to the primary winding 6A of the transformer 6 via the resonance inductance means 5, and is boosted to a predetermined value by the secondary winding 6B to become an AC high voltage. The rectifier 7 converts the voltage into a DC high voltage and supplies it to the energy storage capacitor 8. Black dots attached to the primary winding 6A and the secondary winding 6B indicate the polarity of the winding. The rectifier 7 is a bridge rectifier including four diodes 7A, 7B, 7C, and 7D. The resonance inductance means 5 also includes the leakage inductance of the transformer 6.
[0005]
The voltage detection resistors 9 and 10 convert the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 into a detection voltage Vd of several volts and input it to one terminal of the voltage comparison circuit 11. The reference voltage power source 12 is used for setting a target charging voltage of the energy storage capacitor 8 and has, for example, a reference voltage Vr corresponding to a target charging voltage Vo of 4 kV. The reference voltage Vr is input to the other terminal of the voltage comparison circuit 11. The voltage comparison circuit 11 compares the detection voltage Vd with the reference voltage Vr, outputs an H level comparison signal Vh until the detection voltage Vd reaches the reference voltage Vr, and outputs an L level comparison signal Vh signal when equal to the reference voltage Vr. Output. The output signal of the voltage comparison circuit 11 is connected to input terminals of AND circuits 14 and 15 which will be described later. The inverter control circuit 13 alternately generates two signals of A phase and B phase having a pause period in response to the charging start signal. These two signals pass through AND circuits 14 and 15, and one A phase simultaneously turns on and off a pair of IGBTs 4A and 4D, and the other B phase turns on and off a pair of IGBTs 4B and 4C. In FIG. 9, the gate signal system of a pair of IGBTs is shared in order to show the signal path, but in actuality, each gate signal system of the IGBT is insulated and separated.
[0006]
The resonance inductance means 5 including the leakage inductance of the transformer 6, the rectifier circuit 7, and the energy storage capacitor 8 constitute a series resonance circuit. When the pair of IGBTs of the inverter circuit 2 are turned on in this resonance half cycle, The energy storage capacitor 8 is resonance-charged toward a voltage that is approximately twice the value obtained by multiplying the voltage of the DC power supply 1 by the transformation ratio of the transformer 6.
[0007]
Next, the operation of the embodiment in which the target charging voltage Vo of the energy storage capacitor 8 is 4 kV will be described with reference to FIGS. (1) in FIG. 10 is the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8. (2) shows the current I flowing through the resonance inductance means 5, and this current I is a combined current of the IGBTs 4A to 4D and the currents of the flywheel diodes 3A to 3D, and the white part in the positive direction is the IGBT. 4A and 4D currents, positive shaded portions are flywheel diodes 3B and 3C currents, negative white portions are IGBTs 4B and 4C currents, negative shaded portions are flywheel diodes 3A and 3D currents It is. (3) shows the 4A and 4D gate signals VgA of the IGBT and the 4B and 4C gate signals VgB of the IGBT.
[0008]
At time t0, the energy storage capacitor 8 is completely discharged, the detection voltage Vd is lower than the reference voltage Vr, the voltage comparison circuit 11 generates an H level Vh signal, and the input terminals of the AND circuits 14 and 15 Has been entered. When the charging start signal comes at time t0 and the inverter control circuit 13 sets the A phase signal to the H level, the A phase side signal of the control circuit 13 passes through the AND circuit 14 and is on the diagonal line of the inverter circuit 2 A gate voltage VgA is applied to 4A and 4D of the pair of IGBTs to turn them on. When this is turned on, the DC power supply voltage is applied to the resonance circuit, the resonance current flows through the resonance inductance means 5, and the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 rises as shown in (1) of FIG.
Until time t1, the detection voltage Vd is lower than the reference voltage Vr, and the voltage comparison circuit 11 outputs an H level Vh signal. When the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 reaches the target charging voltage 4 kV at time t1, the voltage comparison circuit 11 outputs the L level Vh signal, blocks the output of the AND circuit 14, and the gate signal VgA ends. The 4A and 4D of the pair of IGBTs are turned off.
[0009]
When the IGBT is turned off, the energy supplied from the DC power source 1 is cut off. However, the magnetic energy due to the current that has flown until then is stored in the resonance inductance means 5, and the inertia current generated by this magnetic energy is shown in FIG. It is shown in the hatched portion of 10 (2).
[0010]
The inertial current generated by the resonance inductance means 5 is the right terminal of the resonance inductance means 5 → the black dot terminal of the primary winding 6A of the transformer 6 → the black dot terminal of the secondary winding 6B of the transformer 6 → the diode 7A → energy. Storage capacitor 8 → Diode 7D → Non-spot terminal of secondary winding 6B of transformer 6 → Non-spot terminal of primary winding 6A of transformer 6 → Flywheel diode 3A → Positive electrode to negative electrode of DC power source 1 → Flywheel The diode 3D is fed back to the DC power source 1 while charging the energy storage capacitor 8 through the path of the left terminal of the resonance inductance means 5. The energy storage capacitor 8 continues to be charged until the inertia current is completely attenuated, the charging voltage Vc exceeds the target charging voltage 4 kV, and finally overcharged by ΔV at time t2 as shown in FIG. 10 (1). Will be.
[0011]
Next, after being discharged from the energy storage capacitor 8 to a load (not shown) at time t3, the charging voltage Vc drops to approximately 0V. When the next charging start signal comes at time t4, the inverter control circuit 13 generates a B-phase signal, and turns on by applying the gate signal VgB to the 4B and 4C of the IGBT through the AND circuit 15, and the resonance inductance means. A current I flows through the transformer 5 and the transformer 6 in the direction opposite to that at the time t0. The current flowing from the secondary winding 6B of the transformer 6 is rectified and charges the energy storage capacitor 8 again.
[0012]
As in the case of the A phase, when the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 reaches the target charging voltage 4 kV at time t5, the voltage comparison circuit 11 outputs the Vh signal of L level and the output of the AND circuit 15 And the gate signal VgB is terminated, and the 4B and 4C of the pair of IGBTs are turned off. When the IGBT is turned off, the energy supplied from the DC power source 1 is cut off. However, the magnetic energy due to the current that has flown until then is stored in the resonance inductance means 5, and the inertia current generated by this magnetic energy is shown in FIG. It is shown in the hatched portion of 10 (2).
[0013]
The inertial current generated by the resonance inductance means 5 is such that the resonance inductance means 5 is in a direction opposite to that of the IGBTs 4A and 4D described above, in the flywheel diode 3B, the DC power supply 1, the flywheel diode 3C, the transformer 6, The energy storage capacitor 8 is charged and fed back to the DC power source 1 through the path of the diode 7B, the energy storage capacitor 8, the diode 7C, the transformer 6, and the resonance inductance means 5. The energy storage capacitor 8 continues to be charged until the inertia current is completely attenuated, the charging voltage Vc exceeds the target charging voltage 4 kV, and finally overcharged by ΔV at time t6 as shown in FIG. 10 (1). Will be.
[0014]
Thus, when the inverter circuit 2 is turned on for one cycle, the energy storage capacitor 8 is charged twice. In this bridge inverter type resonance charging, the switching frequency of the IGBT may be ½ of the charging frequency of the energy storage capacitor 8. For example, a switching frequency of 2 kHz is sufficient for 4 kHz repetition of an excimer laser or the like, and switching loss is reduced. it can.
[0015]
However, as described above, the disadvantage of the conventional device is that the magnetic energy stored by the current flowing in the resonance inductance means 5 at that time even when the IGBT is turned off becomes the inertia current, and the energy storage capacitor. 8 is returned to the DC power supply 1 through the flywheel diodes 3A to 3D connected in reverse parallel to the IGBT or the like while being charged, so that the energy storage capacitor 8 is eventually overcharged.
[0016]
The amount of this overcharge is such that the higher the DC power supply voltage, the greater the current flowing through the resonance inductance means 5 when the IGBT is turned on and the accumulated magnetic energy increases. Because it increases, it tends to grow. That is, if there is a change in the input power supply voltage fluctuation or the setting of the target value of the charging voltage of the energy storage capacitor 8, it becomes difficult to charge the energy storage capacitor 8 with high accuracy.
[0017]
For this reason, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-9638 proposes a method of adjusting the off timing of the semiconductor switch so as to detect the power supply voltage and add it in the opposite phase to the reference voltage to compensate for the fluctuation of the power supply voltage.
However, the amount of power supply voltage fluctuation and the amount of overcharge are not linearly related, and in an actual charger, the excimer laser etc. changes the target value of the charge voltage for each charge cycle. The accuracy of the charging voltage cannot be improved.
[0018]
[Problems to be solved by the invention]
Accordingly, it is an object of the present invention to provide a capacitor charging device that can always charge an energy storage capacitor with high accuracy voltage stability even when a DC power supply voltage changes due to a target charging voltage or input voltage fluctuation of the energy storage capacitor. To do.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
In the present invention, charging is always performed while accurately predicting and calculating the additional charge amount due to the inertia current from the resonance inductance means 5 when the IGBT is turned off at that time, and the energy storage capacitor is subjected to the target charge with the inertia current. When it is determined that the battery can be charged up to the voltage, the IGBT is turned off, and thereafter, the inertial current is used to charge the battery to the target charging voltage with high accuracy.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
According to a first aspect of the present invention, a semiconductor switch, a resonance inductance means, a backflow prevention diode or rectifier diode, and an energy storage capacitor are connected in series to a DC power source, and stored in the resonance inductance means after the semiconductor switch is turned off. In the method of charging the energy storage capacitor by resonating the resonance inductance means and the energy storage capacitor by turning on the semiconductor switch, comprising a flywheel diode that flows an inertial current caused by magnetic energy. The semiconductor switch constitutes a bridge inverter circuit including a pair of first semiconductor switches and a pair of second semiconductor switches, and the flywheel diode includes the pair of first semiconductor switches and the pair of semiconductor switches. A pair of first flywheel diodes and a set of second flywheel diodes connected in antiparallel to each of the second semiconductor switches, the set of first semiconductor switches or the set of When the second semiconductor switch is turned on, the energy storage capacitor is charged through the resonance inductance means by the supply from the DC power source, and the energy storage capacitor is generated by the inertial current generated by the magnetic energy stored in the resonance inductance means. Is calculated to be able to be charged up to the target charging voltage, the set of first half A body switch or one semiconductor switch of the set of second semiconductor switches turned off to stop the energy supply from the DC power source to the resonance inductance means; The energy storage capacitor is passed through the fly-hole diode connected in reverse parallel to the one semiconductor switch that has turned off the inertia current due to the magnetic energy stored in the resonance inductance means and the other semiconductor switch that is turned on. Cycle to charge to the target charging voltage A capacitor charging method is proposed.
[0021]
In other words, the charge amount to the energy storage capacitor due to the inertia current when the semiconductor switch is always turned off at that time is calculated, and the semiconductor is calculated when it is calculated that the charge amount can be charged to the target charge voltage with that charge amount. It shows that by turning off the switch, it is possible to charge to the target charging voltage with high accuracy without overcharging.
[0022]
According to a second invention, in the first invention, the current flowing through the resonance inductance means is I, the charging voltage of the energy storage capacitor is Vc, the capacity of the energy storage capacitor is C, and the inductance value of the resonance inductance means Is L, and the target charging voltage of the energy storage capacitor is Vo, LI 2 / C = Vo 2 -Vc 2 When the formula of One semiconductor switch in the set that is turned on in the set of first semiconductor switches or the set of second semiconductor switches. Off Do A capacitor charging method is proposed.
[0023]
That is, LI 2 / C = Vo 2 -Vc 2 It is shown that charging can be performed with high accuracy without overcharging by turning off the semiconductor switch when the above equation is established.
[0024]
The third invention is Inertial current due to magnetic energy stored in the resonance inductance means after the semiconductor switch is connected in series to a DC power source with a semiconductor switch, resonance inductance means, backflow prevention diode or rectifier diode, and energy storage capacitor In the method of charging the energy storage capacitor by resonating the resonance inductance means and the energy storage capacitor by turning on the semiconductor switch, The current flowing through the resonance inductance means is I, the charging voltage of the energy storage capacitor is Vc, the output voltage of the DC power supply is E, the capacity of the energy storage capacitor is C, the inductance value of the resonance inductance means is L, Let LI be the target charging voltage of the energy storage capacitor. 2 / C = Vo 2 -Vc 2 When the equation of + 2E (Vo-Vc) is satisfied, the semiconductor switch is turned off. And The supply of energy from the DC power source to the resonance inductance means is stopped, and the energy storage capacitor is charged to the target charging voltage Vo by the inertial current generated by the magnetic energy stored in the resonance inductance means. We propose a capacitor charging method that features feedback to the power supply.
[0025]
That is, LI 2 / C = Vo 2 -Vc 2 This shows that by turning off the semiconductor switch when the equation of + 2E (Vo−Vc) is satisfied, the target charging voltage can be charged with high accuracy without overcharging.
[0026]
According to a fourth aspect of the present invention, a semiconductor switch, a resonance inductance means, a backflow prevention diode or rectifier diode, and an energy storage capacitor are connected in series to a DC power source and stored in the resonance inductance means after the semiconductor switch is turned off. A flywheel diode for flowing an inertial current caused by magnetic energy, a control circuit for controlling the operation of the semiconductor switch, and detecting a current of the resonance inductance means Current Detecting means for detecting a charging voltage of the energy storage capacitor; Voltage Charging comprising a detection means, a reference voltage power source for determining a target charging voltage of the energy storage capacitor, and charging the energy storage capacitor by resonating the resonance inductance means and the energy storage capacitor by turning on the semiconductor switch In the device The semiconductor switch constitutes a bridge inverter circuit including a pair of first semiconductor switches and a pair of second semiconductor switches, and the flywheel diode includes the pair of first semiconductor switches and the pair of semiconductor switches. A pair of first flywheel diodes and a set of second flywheel diodes connected in antiparallel to each of the second semiconductor switches, the set of first semiconductor switches or the set of The second semiconductor switch is turned on, the energy storage capacitor is charged through the resonance inductance means by supply from the DC power supply, and the resonance inductance means is used using the detection values of the current detection means and the voltage detection means. The energy storage capacitor is charged with the target charging power by inertial current generated by the magnetic energy stored A signal to turn off one semiconductor switch in the set of the first semiconductor switch or the second semiconductor switch in the set when the calculation is made that it can be charged up to The one semiconductor device including an arithmetic circuit for supplying to the control circuit, stopping the energy supply from the DC power source to the resonance inductance means, and turning off the inertia current due to the magnetic energy stored in the resonance inductance means Through the fly-hole diode connected in reverse parallel to the switch and the other semiconductor switch that is turned on, it is circulated to the energy storage capacitor and charged to the target charging voltage. A capacitor charging device is proposed.

[0027]
That is, the capacitor | condenser charging device which implements the capacitor | condenser charging method which is 1st invention is provided.
[0028]
The fifth invention is the capacitor charging device of the fourth invention. In Current flowing through the resonance inductance means I, Charging voltage of the energy storage capacitor Vc, The capacity of the energy storage capacitor is C, and the inductance value of the resonance inductance means is L. , The target charging voltage of the energy storage capacitor is Vo When LI is calculated by the calculation of the calculation circuit, 2 / C = Vo 2 -Vc 2 When the formula of One semiconductor switch in the set of one of the set of first semiconductor switches or the set of second semiconductor switches turned on Is applied to the control circuit to cause the inertial current of the resonance inductance means to be conducted by the flywheel diode, and when the inertial current is exhausted, Semiconductor switch A capacitor charging device is proposed in which a signal for turning off the signal is supplied to the control circuit.
[0029]
That is, the capacitor | condenser charging device which implements the capacitor | condenser charging method which is 2nd invention is provided.
[0030]
6th invention is the capacitor | condenser charging device of 4th invention or 5th invention,
A capacitor charging device, wherein a step-up transformer is interposed between the resonance inductance means and the backflow prevention diode or the rectifier diode, and the resonance inductance means includes a leakage inductance of the transformer. suggest.
[0031]
In other words, when charging the energy storage capacitor to a high voltage using a low voltage DC power source rectified from commercial power, etc., a transformer is provided for boosting, and the leakage inductance of the transformer is used as part of the resonance inductance means. It is revealed that can also be used.
[0032]
7th invention is the capacitor | condenser charging device in any one of 4th invention thru | or 6th invention,
A capacitor charging device is proposed in which the backflow prevention diode or rectifier diode constitutes a full-wave rectifier circuit.
[0033]
That is, it is shown that by constituting a full-wave rectifier circuit with a diode, the purpose of preventing backflow can be achieved and the charging cycle of the energy storage capacitor can be doubled the inverter frequency.
[0034]
The eighth invention is Inertial current due to magnetic energy stored in the resonance inductance means after connecting the semiconductor switch, resonance inductance means, backflow prevention diode or rectifier diode, energy storage capacitor to the DC power supply in series and turning off the semiconductor switch A flywheel diode that controls the operation of the semiconductor switch, a current detection unit that detects a current of the resonance inductance unit, a voltage detection unit that detects a charging voltage of the energy storage capacitor, and A charging device comprising a reference voltage power source for determining a target charging voltage, and charging the energy storage capacitor by resonating the resonance inductance means and the energy storage capacitor by turning on the semiconductor switch. Then, using the detection values of the current detection means and the voltage detection means, the inertial current of the resonance inductance means after turning off the semiconductor switch and stopping the energy supply from the DC power supply to the resonance inductance means When the amount of charge to the energy storage capacitor according to is calculated that the energy storage capacitor can be charged to the target charging voltage, an arithmetic circuit that gives a signal to turn off the semiconductor switch to the control circuit, The semiconductor switch and the flywheel diode include a set of first semiconductor switches and a set of second semiconductor switches, and a set of first flywheel diodes connected in reverse parallel to each of the semiconductor switches. A bridge inverter circuit comprising a second flywheel diode in a set Configure Current flowing through the resonance inductance means I, Charging voltage of the energy storage capacitor Vc, DC power supply output voltage E, The capacity of the energy storage capacitor is C, and the inductance value of the resonance inductance means is L. When the target charging voltage of the energy storage capacitor is Vo, By the operation of the arithmetic circuit, LI 2 / C = Vo 2 -Vc 2 When the equation of + 2E (Vo−Vc) is established, the flywheel diode conducts the inertial current of the resonance inductance means by giving the control circuit a signal for turning off the semiconductor switch that has been turned on until then. Then, a capacitor charging device is proposed in which the inertial current is fed back to the DC power supply while charging the energy storage capacitor to the target charging voltage Vo.
[0035]
That is, the capacitor | condenser charging device which implements the capacitor | condenser charging method which is 3rd invention is provided.
[0036]
A ninth invention is the capacitor charging device of the eighth invention,
A capacitor charging apparatus comprising: a step-up transformer interposed between the resonance inductance means and the backflow prevention diode or the rectifier diode; and the resonance inductance means includes a leakage inductance of the transformer. suggest.
[0037]
In other words, when charging the energy storage capacitor to a high voltage using a low voltage DC power source rectified from commercial power, etc., a transformer is provided for boosting, and the leakage inductance of the transformer is used as part of the resonance inductance means. It is revealed that can also be used.
[0038]
The tenth invention is the capacitor charging device of the eighth invention or the ninth invention,
A capacitor charging device is proposed in which the backflow prevention diode or rectifier diode constitutes a full-wave rectifier circuit.
[0039]
That is, it is shown that by constituting a full-wave rectifier circuit with a diode, the purpose of preventing backflow can be achieved and the charging cycle of the energy storage capacitor can be doubled the inverter frequency.
[0040]
An eleventh invention is the capacitor charging apparatus according to any one of the eighth invention to the tenth invention,
The capacitor charging device is characterized in that the semiconductor switch and the flywheel diode connected in reverse parallel to the semiconductor switch are configured by a push-pull inverter circuit connected to a push-pull.
[0041]
A twelfth invention is the capacitor charging device according to any one of the eighth invention to the eleventh invention,
Instead of the semiconductor switch configured in the bridge inverter circuit, a capacitor charging device is proposed which is configured by a so-called double forward type inverter circuit including two sets of semiconductor switches and flywheel diodes.
[0042]
【Example】
First, the outline of the principle of the present invention will be described with reference to FIG.
Reference numeral 81 denotes a DC power source, and reference numeral 82 denotes a semiconductor switching element, which is an IGBT here as an example. 83 is a flywheel diode, 84 is a resonance inductance means, 85 is a backflow prevention diode, 86 is an energy storage capacitor, and 87 is an arithmetic circuit. By turning on the semiconductor switching element 82, the resonance inductance means 84 and the energy storage capacitor 86 are resonated to charge the energy storage capacitor 86.
[0043]
Assuming that the IGBT 82 is turned off, the energy is stored by the inertia current due to the magnetic energy stored in the resonance inductance means 84 after the energy supply from the DC power supply 81 to the resonance inductance means 84 is stopped. The amount of charge added to the capacitor 86 is always calculated, and when it is calculated that the energy storage capacitor 86 can be charged to the target charging voltage Vo with the amount of charge, the IGBT 82 is actually turned off, and the resonance inductance is obtained. The flywheel diode 83 is turned on by the inertial current of the means 84, and this is the capacitor charging method and the charging device principle that can charge the energy storage capacitor 86 to the target charging voltage Vo with this inertial current with high accuracy.
[0044]
Next, Example 1 of the present invention will be described.
A first embodiment will be described with reference to FIGS. Symbols in the figure that are the same as those in FIGS. 9 to 10 of the conventional example indicate corresponding members or signals. The target charging voltage Vo of the energy storage capacitor 8 in the first embodiment is 4 kV. The IGBT used as the semiconductor switch in the conventional inverter circuit will be described as an example of the semiconductor switch in the first embodiment of the present invention.
The difference between the present invention and the conventional example shown in FIG. 9 is that a method for inputting a gate signal to the semiconductor switch of the bridge inverter circuit 2 is changed, and a detection circuit for the current I flowing through the resonance inductance means 5 is added. In this case, an arithmetic circuit 21 for inputting a detection signal and performing arithmetic processing instead of 11 is introduced.
[0045]
Here, the resonance inductance means 5 is usually composed of a leakage inductance of the transformer 6 and an inductor having an appropriate inductance. If the inductance necessary for the series resonance can be obtained only by the leakage inductance of the transformer 6, the transformer Only 6 is acceptable. When the pair of IGBTs of the inverter circuit 2 are turned on in this half resonance cycle, the energy storage capacitor 8 is resonantly charged toward a voltage that is approximately twice the value obtained by multiplying the voltage of the DC power source 1 by the transformation ratio of the transformer 6. Is done.
[0046]
Although details will be described later in the first embodiment, a pair of IGBTs that are turned on at the same time is considered as one set, and an IGBT of the lower arm is converted into an AND circuit by a signal of the arithmetic circuit 21 based on a signal output as a result of the arithmetic circuit 21. The energy supplied from the DC power supply 1 is cut off by turning off the IGBT, but the IGBT of the upper arm of the paired semiconductor switch is kept on by the signal from the inverter control circuit 13, and the resonance inductance The inertial current flowing through the means 5 is kept flowing until it is completely attenuated, and when the inertial current generated by the magnetic energy stored in the resonance inductance means 5 is exhausted, the IGBT that was continuously turned on is also turned off, The energy storage capacitor is charged with high accuracy up to the target charging voltage Vo.
[0047]
The arithmetic circuit 21 performs a predetermined calculation described later, and sets the output signal Ve to the H level until the condition is satisfied. When the condition is satisfied, the output signal is set to the L level and is held as it is. Reset to H level.
The current I flowing through the resonance inductance means 5 is detected by the current transformer CT, and the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 is divided and detected by the voltage detection resistors 9 and 10. These detection values are detected in real time.
[0048]
In practice, values such as the charging voltage Vc and the target charging voltage Vo are converted into signal levels such as Vd and Vr of several volts. Here, for the sake of explanation, expressions of actual values such as Vc and Vo are used. explain.
[0049]
These detected values are given to the arithmetic circuit 21, and the output signal Ve of the arithmetic circuit 21 is applied to the input terminals of the AND circuits 14 and 15.
The gate signal to the 4D of the IGBT is output from the AND circuit 14, and the gate signal to the 4C of the IGBT in the lower arm is output from the AND circuit 15. The gate signal to the 4A of the IGBT of the upper arm is sent as the A phase signal of the control circuit 13, and the B signal of the control circuit 13 is sent as it is to the gate signal to the 4B of the IGBT.
[0050]
First, the operation in the case of the 4A of the IGBT connected to the upper arm and the 4D of the IGBT connected to the lower arm, which are a pair of semiconductor switches that are simultaneously turned on, will be described.
When the 4D of the lower arm IGBT is turned off and the upper arm 4A is turned on to the end during the resonance charging, the energy supplied from the DC power source 1 is cut off by the IGBT 4D being turned off but stored in the inductance means 5. A description will be given of how much the capacitor charging voltage rises when the inertial current generated by the magnetic energy that has been circulated through the energy storage capacitor 8 through the flywheel diode 3B and the IGBT 4A. At this time, both 4C and 4B of the other pair of IGBTs remain off.
[0051]
If a transformer is inserted into the charging circuit, the calculation formula becomes complicated. Therefore, the transformer turns ratio is assumed to be 1: 1. Ignore losses in IGBTs, diodes, transformers, etc.
[0052]
When the IGBT 4D is turned off, the charging voltage of the energy storage capacitor 8 is denoted by Vc, the target charging voltage of the energy storage capacitor 8 is denoted by Vo, and the current flowing through the resonance inductance means 5 is denoted by I.
The stored energy Ji of the resonance inductance means 5 immediately before the IGBT 4D is turned off is Ji = LI 2 / 2. When the 4D of the IGBT is turned off, the stored energy Ji becomes an inertia current and charges the energy storage capacitor 8. Assuming that the increase in the charging energy to the energy storage capacitor 8 is ΔJc, Ji = ΔJc.
[0053]
After the IGBT 4D is turned off, an increase ΔJc in charging energy when the energy storage capacitor 8 is charged from the charging voltage Vc to the target charging voltage Vo is
ΔJc = C (Vo 2 -Vc 2 ) / 2.
Since all of the stored energy Ji of the resonance inductance means 5 immediately before the IGBT 4D is turned off is transferred to the energy storage capacitor 8,
Ji = LI 2 / 2 = C (Vo 2 -Vc 2 ) / 2.
[0054]
These things are organized as follows.
(1) LI 2 / C = Vo 2 -Vc 2 ・ ・ ・ ▲ 1 ▼
If the 4D of the pair of IGBTs is turned off when this conditional expression (1) is satisfied, the energy storage capacitor 8 can be charged to the target charging voltage Vo with the stored energy of the resonance inductance means 5.
[0055]
(2) LI 2 / C <Vo 2 -Vc 2 ... (2)
If 4D of the pair of IGBTs is turned off when this conditional expression (2) is satisfied, the energy storage capacitor 8 cannot be charged up to the target charging voltage Vo with the energy stored in the resonance inductance means 5.
[0056]
(3) LI 2 / C> Vo 2 -Vc 2 ... (3)
If the 4D of the pair of IGBTs is turned off when this conditional expression (3) is satisfied, the energy storage capacitor 8 is overcharged to the target charging voltage Vo or higher with the energy stored in the resonance inductance means 5.
[0057]
Therefore, when the conditional expression (1) is satisfied, 4D connected to the lower arms of the pair of IGBTs that are turned on may be turned off.
[0058]
The arithmetic circuit 21 of FIG. 1 of the first embodiment calculates this conditional expression, and the output signal Ve of the arithmetic circuit 21 turns on the 4D of the IGBT connected to the pair of lower arms during the state of the conditional expression (2). Since it is necessary to continue, the H level is continued. When the condition of the conditional expression (1) is satisfied, the L level is set to turn off the 4D of the IGBT connected to the lower arm, and the L level is held and the AND circuit. 14 gives an IGBT 4D OFF signal. This holding of the L level is reset by the next charge start signal and returns to the H level.
[0059]
Next, the same operation as described above is performed in the case of the IGBT 4B connected to the upper arm and the IGBT 4C connected to the lower arm, which is a pair of other semiconductor switches that are turned on at the same time. At this time, both the 4D and 4A of the pair of IGBTs described above remain off.
[0060]
Here, the operation of the first embodiment will be further described with reference to FIGS.
FIG. 2 shows the entire two charging cycles of the energy storage capacitor 8. (1) in FIG. 2 is the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8. (2) shows the current I flowing through the resonance inductance means 5, and this current I is a combined current of the IGBTs 4A to 4D and the currents of the flywheel diodes 3A to 3D, and the white part in the positive direction is the IGBT. 4A and 4D currents, the positive shaded areas are IGBT 4A and flywheel diode 3B currents, the negative white areas are IGBT 4B and 4C currents, and the negative shaded areas are IGBT 4B and flywheels This is the current of the diode 3A. (3) is an ON signal of the IGBT gate, the 4A gate signal VgA1 of the IGBT of the upper arm is the A phase output signal of the inverter control circuit 13, and the 4B gate signal VgB1 of the IGBT is the B phase of the inverter control circuit 13. Output signal. The 4D gate signal VgA2 of the IGBT of the lower arm is an output signal from the AND circuit 14 to which the output signal of the A phase of the inverter control circuit 13 and the output signal of the arithmetic circuit 21 are input, and the 4C gate signal VgB2 of the IGBT is This is an output signal from the AND circuit 15 to which the B phase output signal of the inverter control circuit 13 and the output signal of the arithmetic circuit 21 are input. The hatched portion indicates a period in which the A-phase output signal VgA1 and the output signal VgA2 of the AND circuit 14 are simultaneously turned on, and the B-phase output signal VgB1 and the output signal VgB2 of the AND circuit 15 are simultaneously turned on. It is a period.
[0061]
Now, a charging start signal comes at time t0 in FIG. With this signal, the A phase signal from the inverter control circuit 13 becomes H level, the arithmetic circuit 21 is reset and its output signal Ve becomes H level, and the gate signal VgA2 is sent to the 4D of the IGBT through the AND circuit 14, The A phase signal VgA1 is directly sent from the inverter control circuit 13 to the 4A of the IGBT, and both the 4A and 4D of the IGBT are turned on, the current I starts to flow through the resonance inductance means 5, and the energy storage capacitor 8 is charged. The voltage Vc increases. At this time, the charging voltage Vc and the current I are detected, respectively, and the calculation circuit 21 performs high-speed calculation together with the charging voltage target value Vo.
[0062]
From time t0 to t1, since both Vc and I are small, the condition is in the state of conditional expression (2), the output signal Ve of the arithmetic circuit 21 is at the H level, and the IGBTs 4A and 4D are kept on. Charging of the energy storage capacitor 8 continues, and the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 increases due to the current I flowing through the resonance inductance means 5.
[0063]
When conditional expression (1) is established at time t1, the output signal Ve of the arithmetic circuit 21 changes to the L level and maintains the L level as it is, and the signal of the AND circuit 14 becomes the L level and turns off the 4D of the IGBT. Note that an A-phase H-level signal is continued from the inverter control circuit 13 to the IGBT 4A. At this time, the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 is equal to or lower than the target charging voltage 4 kV.
[0064]
Even after the lower arm IGBT 4D is turned off and the energy supply from the DC power supply 1 to the resonance inductance means 5 is stopped, the upper arm IGBT 4A continues to be turned on. The energy passes through the flywheel diode 3B, the upper arm IGBT 4A, the transformer 6, and the rectifier 7, and continues to charge the energy storage capacitor 8. The energy reaches the target charging voltage 4kV of the energy storage capacitor 8 at time t2. Thus, the IGBT off-timing is predicted and calculated by calculation so that the inertia current of the resonance inductance means 5 is charged to the target charging voltage 4 kV, so that the energy storage capacitor 8 is high without being overcharged. Charged with accuracy.
[0065]
It is only necessary that the upper arm IGBT 4A can be turned off at time t3 immediately before a discharge command (not shown) to the next energy storage capacitor 8 is received or immediately before a charge start signal is received.
[0066]
At time t4, the energy storage capacitor 8 receives a discharge command (not shown), the energy storage capacitor 8 discharges to a load circuit (not shown), and immediately after time t4, the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 drops to approximately 0V.
The stored energy of the resonance inductance means 5 is not fed back to the DC power source 1.
[0067]
Next, at time t5, the next charge start signal comes, the B phase signal from the inverter control circuit 13 becomes H level, the arithmetic circuit 21 is reset, and the output signal Ve becomes H level, and the AND circuit 15 The gate signal VgB2 is sent to the 4C of the IGBT through the B, and the B phase signal VgB1 is directly sent to the 4B of the IGBT from the inverter control circuit 13 so that both the 4C and 4B of the IGBT are turned on. The current I begins to flow, and the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 increases. The charging voltage Vc and current I at this time are detected, respectively, and are calculated at high speed by the arithmetic circuit 21 together with the charging voltage target value Vo.
[0068]
From time t5 to time t6, since both Vc and I are small, the state of conditional expression (2) is maintained, the output signal Ve of the arithmetic circuit 21 is at the H level, and the 4C and 4B of the IGBT continue to be on. Charging of the energy storage capacitor 8 continues, and the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 increases due to the current I flowing through the resonance inductance means 5.
[0069]
As in the case of the A phase, when the conditional expression (1) is satisfied at time t6, the output signal Ve of the arithmetic circuit 21 changes to the L level and maintains the L level as it is, and the signal of the AND circuit 15 becomes the L level. Becomes level and turns off 4C of IGBT. Note that the B-phase H level signal is continued from the inverter control circuit 13 to the IGBT 4B. At this time, the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 is equal to or lower than the target charging voltage 4 kV.
[0070]
Even after the 4C of the lower arm IGBT is turned off and the energy supply from the DC power source 1 to the resonance inductance means 5 is stopped, the IGBT 4B of the upper arm IGBT continues to be turned on. The energy passes through the flywheel diode 3A, the upper arm IGBT 4B, the transformer 6, and the rectifier 7, and continues to charge the energy storage capacitor 8. The energy reaches the target charging voltage 4kV of the energy storage capacitor 8 at time t7.
Thus, the IGBT off-timing is predicted and calculated by calculation so that the inertia current of the resonance inductance means 5 is charged to the target charging voltage 4 kV, so that the energy storage capacitor 8 is high without being overcharged. Charged with accuracy.
[0071]
It is only necessary that the upper arm IGBT 4B can be turned off at time t8 immediately before the next discharge command (not shown) to the energy storage capacitor 8 is received or immediately before the charge start signal is received.
At time t9, the energy storage capacitor 8 receives a discharge command (not shown), the energy storage capacitor 8 discharges to a load circuit (not shown), and immediately after time t9, the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 drops to approximately 0V.
[0072]
In the case of a circuit in which the stored energy is fed back to the DC power source, the peak value of the current of the resonance inductance means is increased by the feedback current, but in this embodiment 1, the stored energy of the resonance inductance means 5 is increased. Since there is no feedback current to the DC power supply 1 and all the current of the inductance means 5 charges the capacitor, there is an effect that the peak value of the current of the inductance means 5 is reduced. By reducing the peak value of the current, the loss of the IGBT and the transformer is also reduced, and the efficiency is improved.
[0073]
FIG. 3 shows an example in which the arithmetic circuit 21 of the first embodiment is configured by an analog circuit.
Reference numerals 31, 32, and 33 denote multipliers, 36 denotes a subtractor, 38 denotes a coefficient unit, 40 denotes a comparator, and 41 denotes a flip-flop.
The current I flowing through the resonance inductance means 5 is squared by a multiplier 31, multiplied by a constant L / C by a coefficient unit 38, and (LI 2 / C) is connected to the non-inverting terminal of the comparator 40. The target charging voltage Vo (that is, the reference voltage Vr) of the energy storage capacitor 8 is squared by the multiplier 32, and the charging voltage Vc (that is, the detection voltage Vd) of the energy storage capacitor 8 is also squared by the multiplier 33, and the subtractor 36 (Vo 2 -Vc 2 ) Is calculated and connected to the non-inverting terminal of the comparator 40.
[0074]
The comparator 40 is the LI of conditional expression (2) 2 / C <Vo 2 -Vc 2 In this state, the output is H. The flip-flop 41 is reset from the L output to the H output by the charge start signal.
[0075]
LI of conditional expression (1) 2 / C = Vo 2 -Vc 2 , Or LI of conditional expression (3) 2 / C> Vo 2 -Vc 2 In this state, the comparator 40 becomes an L output, is latched by the flip-flop 41, and maintains the output of the flip-flop 41 at the L level. The flip-flop 41 is reset by the next charge start signal and returns from the L output to the H output.
[0076]
In the first embodiment, the step-up transformer 6 is interposed between the resonance inductance means 5 and the rectifier diode 7, and the resonance inductance means 5 includes the leakage inductance of the transformer 6. If the voltage of the power source 1 is sufficiently high so that the required target charging voltage Vo of the energy storage capacitor 8 can be obtained without the transformer 6, the transformer 6 may be omitted.
[0077]
In the first embodiment, the full-wave rectifier circuit 7 that can double the charging frequency of the energy storage capacitor 8 as the inverter frequency is used as the backflow prevention diode. May be prevented.
[0078]
Next, Example 2 will be described.
The second embodiment is an embodiment in which the energy stored in the resonance inductance means returns to the DC power supply after the semiconductor switching element is turned off and the energy supply from the DC power supply to the resonance inductance means is stopped. It demonstrates using FIGS. 5-8. The target charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 is 4 kV as in the first embodiment. In the figure, the same symbols as those in FIGS. 1 to 3 of the first embodiment indicate corresponding members or signals.
[0079]
The difference from the first embodiment is that a gate signal input method to the semiconductor switch IGBT of the bridge inverter circuit 2 is changed and a circuit for detecting the voltage E of the DC power supply 1 is added.
The gate signal input method to the semiconductor switch IGBT in the second embodiment is that the same ON / OFF signal is output from the AND circuit 14 to the gates 4A and 4D of the IGBT, which is a pair of IGBTs that are simultaneously turned on, and the other pair of IGBTs. The same ON / OFF signal is output from the AND circuit 15 to the 4B and 4C gates. That is, the same signal is always input to the gates of the pair of IGBTs.
[0080]
The arithmetic circuit 21 performs a predetermined calculation described later, and sets the output signal Ve to the H level until the condition is satisfied. When the condition is satisfied, the output signal is set to the L level and is held as it is. Reset to.
[0081]
Usually, a direct current power source obtained by directly rectifying a commercial alternating current power source is used. Therefore, the voltage E of the direct current power source 1 is detected by an insulation amplifier (not shown). The current I flowing through the resonance inductance means 5 is detected by the current transformer CT, and the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 is divided and detected by the voltage detection resistors 9 and 10. These detection values are detected in real time.
[0082]
In practice, values such as the charging voltage Vc and the target charging voltage Vo are converted into signal levels such as Vd and Vr of several volts. Here, for the sake of explanation, expressions of actual values such as Vc and Vo are used. explain.
These detected values are given to the arithmetic circuit 21, and the output signal Ve of the arithmetic circuit 21 is inputted to the AND circuits 14 and 15.
[0083]
Next, in order to explain the second embodiment, the IGBT used as the semiconductor switch in the inverter circuit of the first embodiment will be described using the second embodiment as an example of the semiconductor switch.
When the IGBT during the ON operation of the inverter circuit is turned off during the resonance charging, after the energy supply from the DC power source to the resonance inductance means is stopped, the energy storage capacitor 8 uses the energy stored in the resonance inductance means 5. Explain how far the charging voltage rises.
[0084]
The charging voltage of the energy storage capacitor 8 is denoted by Vc, the target charging voltage of the energy storage capacitor 8 is denoted by Vo, the current flowing through the resonance inductance means 5 is denoted by I, and the voltage of the DC power source 1 is denoted by E. If a step-up transformer is inserted into the charging circuit, the calculation formula becomes complicated. Therefore, the transformer turns ratio is assumed to be 1: 1. Ignore losses in IGBTs, diodes, transformers, etc.
[0085]
The stored energy Ji of the resonance inductance means 5 immediately before the IGBT is turned off is Ji = LI 2 / 2. When the IGBT is turned off, part of the stored energy Ji charges the energy storage capacitor 8 and the rest returns to the DC power source 1. Assuming that the increase in charging energy to the energy storage capacitor 8 is ΔJc and the feedback energy to the DC power supply 1 is Je,
Ji = ΔJc + Je
[0086]
After the IGBT is turned off, an increase ΔJc in charging energy when the energy storage capacitor 8 is charged from the charging voltage Vc to the target charging voltage Vo is
ΔJc = C (Vo 2 -Vc 2 ) / 2.
The return energy Je to the DC power source 1 after the IGBT is turned off is
Je = E∫Idt. The charging current to the energy storage capacitor 8 and the feedback current to the DC power source 1 are the same, and the charging voltage of the energy storage capacitor 8 is increased by the time integral value (∫Idt) of the current I flowing through the resonance inductance means 5. Considering this, the feedback current to the DC power supply 1 is expressed as ∫Idt = C (Vo−Vc). Therefore, the feedback energy Je to the DC power supply 1 is
Je = E∫Idt = EC (Vo−Vc)
[0087]
Therefore, as described above, the stored energy Ji of the resonance inductance means 5 shifts to the energy storage capacitor 8 and the DC power source 1.
Ji = LI 2 / 2 = C (Vo 2 -Vc 2 ) / 2 + EC (Vo−Vc).
[0088]
These things are organized as follows.
(1) LI 2 / C = Vo 2 -Vc 2 + 2E (Vo-Vc) (4)
If the IGBT is turned off when this conditional expression (4) is satisfied, the energy storage capacitor 8 can be charged to the target charging voltage with the stored energy of the resonance inductance means 5.
[0089]
(2) LI 2 / C <Vo 2 -Vc 2 + 2E (Vo-Vc) (5)
If the IGBT is turned off when this conditional expression (5) is satisfied, the energy storage capacitor 8 cannot be charged up to the target charging voltage with the energy stored in the resonance inductance means 5.
[0090]
(3) LI 2 / C> Vo 2 -Vc 2 + 2E (Vo-Vc) (6)
If the IGBT is turned off when this conditional expression (6) is satisfied, the energy storage capacitor 8 is overcharged to a target charge voltage or higher with the stored energy of the resonance inductance means 5.
[0091]
Therefore, the IGBT may be turned off when the conditional expression (4) is satisfied.
The arithmetic circuit 21 of FIG. 5 according to the second embodiment calculates this conditional expression. When the output signal Ve is in the state of the conditional expression (5), it is necessary to keep turning on the IGBT. When the condition (4) is satisfied, the L level is set, an IGBT off command is issued, and the L level is held. This holding of the L level is reset by the next charge start command and returns to the H level.
[0092]
Next, the operation of the second embodiment will be further described with reference to FIGS. FIG. 6 shows the entire two charging cycles of the energy storage capacitor 8. (1) in FIG. 6 is the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8. (2) shows the current I flowing through the resonance inductance means 5, where the white areas in the positive direction are the currents 4A and 4D of the IGBT, the diagonal lines in the positive direction are the currents of the flywheel diodes 3B and 3C, and the white background in the negative direction Is the current of IGBT 4B and 4C, and the shaded portion in the negative direction is the current of flywheel diodes 3A and 3D. (3) is an output signal Ve of the arithmetic circuit, and becomes L level when conditional expression (4) or conditional expression (6) is satisfied. (4) is an ON signal of the IGBT gate, and the 4A and 4D gate signals VgA of the IGBT are outputs from the AND circuit 14 to which the output signal of the A phase of the inverter control circuit 13 and the output signal of the arithmetic circuit 21 are input. The 4C and 4B gate signals VgB of the IGBT are output signals from the AND circuit 15 to which the B phase output signal of the inverter control circuit 13 and the output signal of the arithmetic circuit 21 are input.
[0093]
Next, the operation of the second embodiment will be described. Now, a charging start signal comes at time t0 in FIG. With this signal, the A phase signal from the inverter control circuit 13 becomes H level, the arithmetic circuit 21 is reset, the output signal Ve becomes H level, and the gate signal VgA is sent to the 4A and 4D of the IGBT through the AND circuit 14. . The IGBTs 4A and 4D are turned on, the current I flowing through the resonance inductance means 5 begins to flow, and the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 increases. At this time, the voltage E of the DC power source 1, the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8, and the current I flowing through the resonance inductance means 5 are respectively detected and calculated at high speed together with the charging voltage target value Vo by the arithmetic circuit 21.
[0094]
From time t0 to t1, since both Vc and I are small, the state of conditional expression (5) is maintained, the output signal Ve of the arithmetic circuit 21 is at the H level, and the IGBTs 4A and 4D are kept on. Charging of the energy storage capacitor 8 continues, and the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 increases due to the current I flowing through the resonance inductance means 5.
[0095]
When conditional expression (4) is satisfied at time t1, the output signal Ve of the arithmetic circuit 21 changes to the L level and maintains the L level as it is, the output signal of the AND circuit 14 becomes the L level, and the IGBTs 4A and 4D are turned off. Let At this time, the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 8 is equal to or lower than the target charging voltage 4 kV.
Even if the IGBTs 4A and 4D are turned off, the stored energy of the resonance inductance means 5 continues to flow to the DC power source 1 while charging the energy storage capacitor 8 through the flywheel diodes 3B and 3C, the transformer 6 and the rectifier 7. The target charging voltage 4 kV of the energy storage capacitor 8 is reached at time t2. Since the IGBT off timing is calculated and predicted to be charged up to the target charging voltage of 4 kV with the inertial current of the resonance inductance means 5, the energy storage capacitor 8 is charged with high accuracy.
[0096]
Next, after being discharged from the energy storage capacitor 8 to a load (not shown) at time t3, the charging voltage Vc drops to approximately 0V. At time t4, the next charging start signal comes, the arithmetic circuit 21 is reset by this signal, the inverter control circuit 13 sets the B phase signal to H level, and the gate signal VgB is changed to 4B and 4C of the IGBT through the AND circuit 15. Add. The IGBTs 4B and 4C are turned on, and the current I flowing through the resonance inductance means 5 begins to flow until the conditional expression (4) is satisfied at time t5 and the IGBTs 4B and 4C are turned off as in the case of the A phase. Resonant charge.
After the IGBTs 4B and 4C are turned off at time t5, charging is performed to the target charging voltage 4 kV with the inertial current of the resonance inductance means 5 as in the case of the A phase.
[0097]
FIG. 7 shows an example in which the arithmetic circuit 21 of the second embodiment is configured by an analog circuit.
Reference numerals 31, 32, 33 and 34 denote multipliers. 35 and 36 are subtractors, 37 is an adder, 38 and 39 are coefficient multipliers, 40 is a comparator, and 41 is a flip-flop.
The current I flowing through the resonance inductance means 5 is squared by a multiplier 31, multiplied by a constant L / C by a coefficient unit 38, and (LI 2 / C) is connected to the non-inverting terminal of the comparator 40.
The target charging voltage Vo (that is, the reference voltage Vr) of the energy storage capacitor 8 is squared by the multiplier 32, and the charging voltage Vc (that is, the detection voltage Vd) of the energy storage capacitor 8 is also squared by the multiplier 33, and the subtractor 36 (Vo 2 -Vc 2 ) Is calculated.
The target charging voltage Vo and the voltage Vc are calculated by the subtractor 35 as (Vo−Vc). The voltage E of the DC power supply 1 is doubled by the coefficient unit 39 and multiplied by (Vo−Vc) by the multiplier 34 to calculate 2E (Vo−Vc). This 2E (Vo-Vc) and (Vo 2 -Vc 2 ) Is added by the adder 37 (Vo 2 -Vc 2 + 2E (Vo−Vc)) is calculated and connected to the non-inverting terminal of the comparator 40.
[0098]
The comparator 40 is LI of conditional expression (5). 2 / C <Vo 2 -Vc 2 When + 2E (Vo-Vc), H output. The flip-flop 41 is reset from the L output to the H output by the charge start signal.
[0099]
LI of conditional expression (4) 2 / C = Vo 2 -Vc 2 + 2E (Vo−Vc) or LI of conditional expression (6) 2 / C> Vo 2 -Vc 2 When + 2E (Vo−Vc) is reached, the comparator 40 becomes an L output, is latched by the flip-flop 41, and maintains the output of the flip-flop 41 at the L level. The flip-flop 41 is reset by the next charge start signal and returns from the L output to the H output.
[0100]
In the second embodiment, a step-up transformer 6 is interposed between the resonance inductance means 5 and the rectifier diode 7, and the resonance inductance means 5 includes the leakage inductance of the transformer 6. If the voltage of the power source 1 is sufficiently high so that the required target charging voltage Vo of the energy storage capacitor 8 can be obtained without the transformer 6, the transformer 6 may be omitted.
[0101]
In the second embodiment, the backflow prevention diode uses the full-wave rectifier circuit 7 to charge the energy storage capacitor 8 at a cycle twice the inverter frequency. Backflow may be prevented by a rectifier circuit or the like.
[0102]
Next, Example 3 will be described.
In the second embodiment, the case of the bridge inverter circuit is shown, but a third embodiment using the push-pull inverter circuit will be described with reference to FIG.
In the case of the push-pull inverter circuit of the third embodiment, the resonance inductance means may be placed on the primary side of the transformer, but the circuit becomes complicated. In this description, the case is provided on the secondary side of the transformer. I will explain it.
[0103]
71 is a DC power source, 72 and 73 are IGBTs, 74 and 75 are flywheel diodes, 76 is a transformer, 77 is a resonance inductance means, 78-1 and 78-2 are backflow blocking diodes, 79 is an energy storage capacitor, Reference numeral 80 denotes an arithmetic circuit. The capacitor resonance charging circuit charges the energy storage capacitor 79 by causing the resonance inductance means 77 and the energy storage capacitor 79 to resonate by alternately turning on the IGBT 72 and the IGBT 73.
The detected values of the voltage E of the DC power supply 71, the current I of the resonance inductance means 77, the charging voltage Vc of the energy storage capacitor 79, and the target charging voltage Vo of the energy storage capacitor 79 are converted to signal levels as necessary. Input to the arithmetic circuit 80.
In the arithmetic circuit 80, when it is calculated that the energy storage capacitor 79 is charged to the target charging voltage Vo by the inertial current due to the magnetic energy stored in the resonance inductance means 77 after turning off the IGBT 72 or 73, An off signal is output to the IGBT that is turned on.
[0104]
When the IGBT 72 is turned on, the inertia current of the resonance inductance means 77 charges the energy storage capacitor 79 to the target charging voltage Vo after being turned off by the off signal from the arithmetic circuit 80, and the other side of the transformer 76 is turned on. , The flywheel diode 75 is turned on and returned to the DC power supply 71.
When the IGBT 73 is on, the inertial current of the resonance inductance means 77 charges the energy storage capacitor 79 to the target charging voltage Vo and shifts to the other push-pull winding of the transformer 76 to The wheel diode 74 is turned on and returns to the DC power supply 71.
[0105]
In the first to third embodiments, the example using the IGBT as the semiconductor switching element has been described. However, other elements such as an FET and a transistor can be used. When an FET is used, the flywheel diode can be a body diode of this FET.
[0106]
The first to third embodiments have been described with respect to the example in which the arithmetic circuit is configured by an analog circuit. However, it can be realized by a digital technique using a microcomputer or the like.
[0107]
In the first to third embodiments, when there is a transformer, the detection of the current I flowing through the resonance inductance means, the charging voltage Vc of the energy storage capacitor, etc. is basically performed on the primary side of the transformer, Either the secondary side or the secondary side may be used, but it is advantageous to perform the calculation on the secondary side in preference to the charging voltage Vc of the energy storage capacitor. In this case, it is needless to say that the current I flowing through the resonance inductance means needs to be divided by the transformer turns ratio, and the inductance value L of the resonance inductance means needs to be multiplied by the square of the transformer turns ratio. .
[0108]
In the first to third embodiments, the example using the IGBT as the semiconductor switching element has been described. However, other elements such as an FET and a transistor can be used. When an FET is used, the flywheel diode can be a body diode of this FET.
[0109]
In addition, although the above-mentioned Examples 1-3 are comprised with the analog circuit, it can process also by a digital calculation. In that case, an AD converter may be provided in the signal detection circuit, and a necessary calculation may be performed after being converted into a digital signal.
[0110]
In the first to third embodiments, an inverter circuit is used as the switching unit. However, the same effect can be obtained by using a normal switching regulator circuit instead of the inverter circuit.
[0111]
In addition, according to the present invention described in the first to third embodiments, the inertia when the IGBT is always turned off even when the DC power supply voltage fluctuates due to the change of the target charging voltage value or the fluctuation of the input voltage in each charging cycle. Since the final charging voltage including charging by current is sequentially calculated, high voltage stability is obtained, and the energy storage capacitor 8 can be charged with very high accuracy and reproducibility.
[0112]
【The invention's effect】
In the present invention, when the energy storage capacitor is charged, the semiconductor switching element is turned off and the supply of energy from the DC power supply to the resonance inductance means is stopped, and then the inertia current generated by the stored energy of the resonance inductance means of the capacitor charging circuit is caused. By controlling the charge while calculating the amount of additional charge to the energy storage capacitor, it is possible to easily and accurately predict and control the charge voltage of the energy storage capacitor for each charge cycle. The stability of the charging voltage of the storage capacitor can be made extremely accurate.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating a capacitor charging device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing various waveforms for explaining the operation of the first embodiment.
FIG. 3 is a diagram illustrating an arithmetic circuit according to the first embodiment.
FIG. 4 is a diagram showing an outline of the principle of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing a second embodiment of the capacitor charging apparatus of the present invention.
6 is a diagram illustrating various waveforms for explaining the operation of the second embodiment. FIG.
FIG. 7 is a diagram illustrating an arithmetic circuit according to a second embodiment.
FIG. 8 is a diagram showing a third embodiment of the capacitor charging apparatus according to the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing an embodiment of a conventional capacitor charging device.
FIG. 10 is a diagram showing various waveforms for explaining the operation of the conventional example.
[Explanation of symbols]
1. DC power supply 2. Inverter circuit
3A-3D flywheel diode
4A-4D switching semiconductor element
5 ・ ・ Inductance means for resonance 6 ・ ・ Transformer
7. Rectifier 7A-7D Diode
8. Energy storage capacitor 9, 10. Voltage detection resistor
11. Voltage comparison circuit 12. Reference voltage power supply
13. ・ Inverter control circuit 14,15 ・ ・ AND circuit
16, 17 .. Diode 21 .. Arithmetic circuit
31-34 .. Multiplier 35, 36 .. Subtractor
37..Adder 38, 39 .. Coefficient unit
40..Comparator 41..Flip-flop
71 ... DC power supply 72, 73 ... IGBT
74,75 ・ ・ Flywheel diode
76..Transformer 77..Inductance means for resonance
78 .. Backflow prevention diode 79.. Energy storage capacitor
80 ・ ・ Operation circuit CT ・ ・ Current transformer

Claims (12)

直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードを備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する方法において、
前記半導体スイッチは、一組の第１の半導体スイッチと一組の第２の半導体スイッチからなるブリッジインバータ回路を構成し、前記フライホイールダイオードは、前記一組の第１の半導体スイッチと前記一組の第２の半導体スイッチのそれぞれに逆並列接続された一組の第１のフライホイールダイオードと一組の第２のフライホイールダイオードからなり、
前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチをオンして前記直流電源からの供給により前記共振用インダクタンス手段を通して前記エネルギー蓄積コンデンサを充電し、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられた磁気エネルギーにより生じる慣性電流で前記エネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると演算したときに、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフし、
前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる前記慣性電流をオフした前記一方の半導体スイッチに逆並列接続された前記フライホールダイオード及びオンしている他方の半導体スイッチを通して、前記エネルギー蓄積コンデンサに循環させて前記目標充電電圧まで充電することを特徴とするコンデンサ充電方法。Inertial current due to magnetic energy stored in the resonance inductance means after the semiconductor switch is connected in series to a DC power source with a semiconductor switch, resonance inductance means, backflow prevention diode or rectifier diode, and energy storage capacitor In the method of charging the energy storage capacitor by resonating the resonance inductance means and the energy storage capacitor by turning on the semiconductor switch,
The semiconductor switch constitutes a bridge inverter circuit including a pair of first semiconductor switches and a pair of second semiconductor switches, and the flywheel diode includes the pair of first semiconductor switches and the pair of semiconductor switches. A set of first flywheel diodes and a set of second flywheel diodes connected in antiparallel to each of the second semiconductor switches of
The set of first semiconductor switches or the set of second semiconductor switches are turned on, and the energy storage capacitor is charged through the resonance inductance means by the supply from the DC power supply, and the resonance inductance means When it is calculated that the energy storage capacitor can be charged to a target charging voltage with an inertial current generated by the stored magnetic energy, the ON state of the set of first semiconductor switches or the set of second semiconductor switches Turn off one of the semiconductor switches in the set
The flywheel connected in reverse parallel to the one semiconductor switch that stops the energy supply from the DC power source to the resonance inductance means and turns off the inertia current due to the magnetic energy stored in the resonance inductance means. A capacitor charging method, wherein the capacitor is charged to the target charging voltage by circulating through the energy storage capacitor through a Hall diode and the other semiconductor switch that is turned on . 請求項１のコンデンサ充電方法において、前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとして、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２の式が成立するとき、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフすることを特徴とするコンデンサ充電方法。2. The capacitor charging method according to claim 1, wherein a current flowing through the resonance inductance means is I, a charge voltage of the energy storage capacitor is Vc, a capacity of the energy storage capacitor is C, an inductance value of the resonance inductance means is L, When the target charging voltage of the energy storage capacitor is Vo and the equation LI 2 / C = Vo 2 −Vc 2 holds, the set of first semiconductor switches or the set of second semiconductor switches capacitor charging method characterized by turning off one of the semiconductor switches of the oN to have a pair. 直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオードを備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する方法において、
前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、前記直流電源の出力電圧をＥ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとして、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）の式が成立するとき、前記半導体スイッチをオフし、
前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流により前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧Ｖｏまで充電しながら前記直流電源にも帰還することを特徴とするコンデンサ充電方法。 Inertial current due to magnetic energy stored in the resonance inductance means after the semiconductor switch is connected in series to a DC power source with a semiconductor switch, resonance inductance means, backflow prevention diode or rectifier diode, and energy storage capacitor In the method of charging the energy storage capacitor by resonating the resonance inductance means and the energy storage capacitor by turning on the semiconductor switch,
The current flowing through the resonance inductance means is I, the charging voltage of the energy storage capacitor is Vc, the output voltage of the DC power supply is E, the capacity of the energy storage capacitor is C, the inductance value of the resonance inductance means is L, When the target charging voltage of the energy storage capacitor is Vo, and the equation of LI 2 / C = Vo 2 −Vc 2 + 2E (Vo−Vc) is satisfied, the semiconductor switch is turned off ,
The supply of energy from the DC power source to the resonance inductance means is stopped, and the energy storage capacitor is charged to the target charging voltage Vo by the inertial current generated by the magnetic energy stored in the resonance inductance means. Capacitor charging method characterized by returning to power supply. 直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオード、前記半導体スイッチの動作を制御する制御回路、前記共振用インダクタンス手段の電流を検出する電流検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧を検出する電圧検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧を定める基準電圧電源を備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する充電装置において、
前記半導体スイッチは、一組の第１の半導体スイッチと一組の第２の半導体スイッチからなるブリッジインバータ回路を構成し、前記フライホイールダイオードは、前記一組の第１の半導体スイッチと前記一組の第２の半導体スイッチのそれぞれに逆並列接続された一組の第１のフライホイールダイオードと一組の第２のフライホイールダイオードからなり、
前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチをオンして前記直流電源からの供給により前記共振用インダクタンス手段を通して前記エネルギー蓄積コンデンサを充電し、前記電流検出手段及び前記電圧検出手段の検出値を用い、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられた磁気エネルギーにより生じる慣性電流で前記エネルギー蓄積コンデンサを目標充電電圧まで充電できると演算したときに、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフする信号を前記制御回路に与える演算回路を備え、
前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止するとともに、前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる前記慣性電流をオフした前記一方の半導体スイッチに逆並列接続された前記フライホールダイオード、オンしている他方の半導体スイッチを通して、前記エネルギー蓄積コンデンサに循環させて前記目標充電電圧まで充電することを特徴とするコンデンサ充電装置。Inertial current due to magnetic energy stored in the resonance inductance means after connecting the semiconductor switch, resonance inductance means, backflow prevention diode or rectifier diode, energy storage capacitor to the DC power supply in series and turning off the semiconductor switch A flywheel diode that controls the operation of the semiconductor switch, a current detection unit that detects a current of the resonance inductance unit, a voltage detection unit that detects a charging voltage of the energy storage capacitor, and A charging device comprising a reference voltage power source for determining a target charging voltage, and charging the energy storage capacitor by resonating the resonance inductance means and the energy storage capacitor by turning on the semiconductor switch. Te,
The semiconductor switch constitutes a bridge inverter circuit including a pair of first semiconductor switches and a pair of second semiconductor switches, and the flywheel diode includes the pair of first semiconductor switches and the pair of semiconductor switches. A set of first flywheel diodes and a set of second flywheel diodes connected in antiparallel to each of the second semiconductor switches of
The set of first semiconductor switches or the set of second semiconductor switches are turned on, and the energy storage capacitor is charged through the resonance inductance means when supplied from the DC power supply, and the current detection means and the current detection means When the detected value of the voltage detection means is used to calculate that the energy storage capacitor can be charged up to a target charging voltage with an inertial current generated by the magnetic energy stored in the resonance inductance means, the set of first semiconductors An arithmetic circuit for supplying a signal to the control circuit to turn off one of the switches or one semiconductor switch in the set of second semiconductor switches in the set;
The flywheel connected in reverse parallel to the one semiconductor switch that stops the energy supply from the DC power source to the resonance inductance means and turns off the inertia current due to the magnetic energy stored in the resonance inductance means. A capacitor charging apparatus, wherein the capacitor is charged to the target charging voltage by circulating through the energy storage capacitor through a Hall diode and the other semiconductor switch that is turned on . 請求項４のコンデンサ充電装置において、前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとするとき、前記演算回路の演算により、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２の式が成立するとき、前記一組の第１の半導体スイッチ又は前記一組の第２の半導体スイッチの内のオンしている一組の内の一方の半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与えることにより、前記共振用インダクタンス手段の慣性電流を前記フライホイールダイオードで導通させ、その慣性電流が流れ尽きたときに、引続きオンしていた他方の半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与えることを特徴とするコンデンサ充電装置。5. The capacitor charging device according to claim 4 , wherein the current flowing through the resonance inductance means is I, the charging voltage of the energy storage capacitor is Vc, the capacity of the energy storage capacitor is C, and the inductance value of the resonance inductance means is L , When the target charging voltage of the energy storage capacitor is Vo , when the expression LI 2 / C = Vo 2 −Vc 2 is established by the calculation of the arithmetic circuit, the set of first semiconductor switches or the one An inertial current of the resonance inductance means is applied to the flywheel diode by supplying a signal to the control circuit to turn off one semiconductor switch of the set of second semiconductor switches. conduction is, when the inertial current is exhausted flow, the other semiconductor Sui that was on continued Capacitor charging apparatus characterized by providing a signal for turning off the switch in the control circuit. 請求項４又は請求項５のコンデンサ充電装置において、前記共振用インダクタンス手段と前記逆流阻止用ダイオード若しくは前記整流ダイオードの間に昇圧用の変圧器を介在させ、前記共振用インダクタンス手段は前記変圧器の漏れインダクタンスを含むことを特徴とするコンデンサ充電装置。  6. The capacitor charging apparatus according to claim 4 or 5, wherein a step-up transformer is interposed between the resonance inductance means and the backflow prevention diode or the rectifier diode, and the resonance inductance means is provided in the transformer. A capacitor charging apparatus including a leakage inductance. 請求項４ないし請求項６のいずれかのコンデンサ充電装置において、前記逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオードは全波整流回路を構成することを特徴とするコンデンサ充電装置。  7. The capacitor charging apparatus according to claim 4, wherein the backflow prevention diode or the rectifier diode constitutes a full-wave rectifier circuit. 直流電源に半導体スイッチ、共振用インダクタンス手段、逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオード、エネルギー蓄積コンデンサを直列接続し、前記半導体スイッチをオフしたあとの前記共振用インダクタンス手段に蓄えられていた磁気エネルギーによる慣性電流を流すフライホイールダイオード、前記半導体スイッチの動作を制御する制御回路、前記共振用インダクタンス手段の電流を検出する電流検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧を検出する電圧検出手段、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧を定める基準電圧電源を備え、前記半導体スイッチをオンすることにより前記共振用インダクタンス手段と前記エネルギー蓄積コンデンサとを共振させて前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する充電装置において、
前記電流検出手段及び前記電圧検出手段の検出値を用い、前記半導体スイッチをオフして前記直流電源から前記共振用インダクタンス手段へのエネルギー供給を停止したあとの前記共振用インダクタンス手段の慣性電流による前記エネルギー蓄積コンデンサへの充電量が前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧まで充電できると演算したとき、前記半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与える演算回路を備え、
前記半導体スイッチと前記フライホイールダイオードは、一組の第１の半導体スイッチと一組の第２の半導体スイッチ、並びにこれら半導体スイッチそれぞれに逆並列接続された一組の第１のフライホイールダイオードと一組の第２のフライホイールダイオードからなるブリッジインバータ回路を構成し、前記共振用インダクタンス手段を流れる電流をＩ、前記エネルギー蓄積コンデンサの充電電圧をＶｃ、直流電源の出力電圧をＥ、前記エネルギー蓄積コンデンサの容量をＣ、前記共振用インダクタンス手段のインダクタンス値をＬ、前記エネルギー蓄積コンデンサの目標充電電圧をＶｏとするとき、前記演算回路の演算により、ＬＩ２／Ｃ＝Ｖｏ２−Ｖｃ２＋２Ｅ（Ｖｏ−Ｖｃ）の式が成立するとき、それまでオンしていた前記半導体スイッチをオフさせる信号を前記制御回路に与えることにより、前記共振用インダクタンス手段の慣性電流を前記フライホイールダイオードで導通させ、その慣性電流が前記エネルギー蓄積コンデンサを前記目標充電電圧Ｖｏまで充電しながら前記直流電源にも帰還することを特徴とするコンデンサ充電装置。 Inertial current due to magnetic energy stored in the resonance inductance means after connecting the semiconductor switch, resonance inductance means, backflow prevention diode or rectifier diode, energy storage capacitor to the DC power supply in series and turning off the semiconductor switch A flywheel diode that controls the operation of the semiconductor switch, a current detection unit that detects a current of the resonance inductance unit, a voltage detection unit that detects a charging voltage of the energy storage capacitor, and A charging device comprising a reference voltage power source for determining a target charging voltage, and charging the energy storage capacitor by resonating the resonance inductance means and the energy storage capacitor by turning on the semiconductor switch. Te,
Using the detection values of the current detection means and the voltage detection means, the semiconductor switch is turned off to stop the energy supply from the DC power source to the resonance inductance means, and the inertia current of the resonance inductance means When the amount of charge to the energy storage capacitor is calculated that the energy storage capacitor can be charged to the target charging voltage, an arithmetic circuit that provides a signal to turn off the semiconductor switch to the control circuit,
The semiconductor switch and the flywheel diode include a set of first semiconductor switches and a set of second semiconductor switches, and a set of first flywheel diodes connected in reverse parallel to each of the semiconductor switches. A bridge inverter circuit comprising a pair of second flywheel diodes , wherein the current flowing through the resonance inductance means is I, the charging voltage of the energy storage capacitor is Vc, the output voltage of the DC power supply is E, and the energy storage capacitor , L 2 / C = Vo 2 −Vc 2 + 2E (Vo) by calculation of the arithmetic circuit, where C is the capacitance of the resonance capacitor, L is the inductance value of the resonance inductance means, and Vo is the target charging voltage of the energy storage capacitor. -Vc), when the above equation holds, the semiconductor that was on until then By supplying a signal for turning off the body switch to the control circuit, the inertial current of the resonance inductance means is conducted by the flywheel diode, and the inertial current charges the energy storage capacitor to the target charging voltage Vo. A capacitor charging device, wherein the capacitor charging device is also fed back to the DC power source. 請求項８のコンデンサ充電装置において、前記共振用インダクタンス手段と前記逆流阻止用ダイオード若しくは前記整流ダイオードの間に昇圧用の変圧器を介在させ、前記共振用インダクタンス手段は該変圧器の漏れインダクタンスを含むことを特徴とするコンデンサ充電装置。  9. The capacitor charging apparatus according to claim 8, wherein a step-up transformer is interposed between the resonance inductance means and the backflow prevention diode or the rectifier diode, and the resonance inductance means includes a leakage inductance of the transformer. A capacitor charging device characterized by that. 請求項８又は請求項９のコンデンサ充電装置において、前記逆流阻止用ダイオード若しくは整流ダイオードは全波整流回路を構成することを特徴とするコンデンサ充電装置。  10. The capacitor charging device according to claim 8, wherein the backflow prevention diode or the rectifier diode constitutes a full-wave rectifier circuit. 請求項８ないし請求項１０のいずれかに記載のコンデンサ充電装置において、前記半導体スイッチと、前記半導体スイッチに逆並列接続された前記フライホイールダイオードは、プッシュプルに接続してなるプッシュプルインバータ回路で構成されることを特徴とするコンデンサ充電装置。  11. The capacitor charging device according to claim 8, wherein the semiconductor switch and the flywheel diode connected in antiparallel to the semiconductor switch are push-pull inverter circuits connected to a push-pull. A capacitor charging device comprising: 請求項８ないし請求項１１のいずれかに記載のコンデンサ充電装置において、前記ブリッジインバータ回路に構成された前記半導体スイッチの代わりに、２組の半導体スイッチとフライホイールダイオードでいわゆるダブルフォワード形式のインバータ回路で構成されることを特徴とするコンデンサ充電装置。  12. The capacitor charging device according to claim 8, wherein a so-called double forward type inverter circuit is constituted by two sets of semiconductor switches and flywheel diodes instead of the semiconductor switches configured in the bridge inverter circuit. A capacitor charging device comprising:
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