JP4604636B2

JP4604636B2 - Power conversion control device

Info

Publication number: JP4604636B2
Application number: JP2004294000A
Authority: JP
Inventors: 宏則美根
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2004-10-06
Filing date: 2004-10-06
Publication date: 2011-01-05
Anticipated expiration: 2024-10-06
Also published as: JP2006109635A

Description

本発明は、電力変換装置の制御を行う電力変換制御装置に関し、特に、電力変換装置の出力電圧又は出力電流を消費電力を抑制しながら安定に制御する電力変換制御装置に関する。 The present invention relates to a power conversion control device that controls a power conversion device, and more particularly to a power conversion control device that stably controls an output voltage or output current of a power conversion device while suppressing power consumption.

電力変換制御において、デジタル制御の特徴である制御性の向上のためにデッドビート制御（有限整定制御）などが提案されている。デッドビート制御は、制御対象システム及び制御系を含めた全体を閉ループ系と見なし、これに対して有限時間で一定値に収束するように制御系パラメータを求めて設定を行うものである（特許文献１及び２）。
これらの制御方法は、有限制御サイクルにて制御対象システムを目標位置に持っていくことができるが、ロバスト性が極めて低く、外乱に弱いということが非特許文献１において指摘されている。 In power conversion control, deadbeat control (finite settling control) and the like have been proposed in order to improve controllability that is a feature of digital control. In the deadbeat control, the entire system including the control target system and the control system is regarded as a closed loop system, and control system parameters are determined and set so as to converge to a constant value in a finite time (Patent Document). 1 and 2).
Although these control methods can bring the system to be controlled to the target position in a finite control cycle, it is pointed out in Non-Patent Document 1 that the robustness is extremely low and it is vulnerable to disturbance.

また、演算の難しさから目標応答特性をＺ^−１という１サンプル遅れにすることが多く行われている。しかし、これは制御対象システムに対して急激な変動を与えることとなり、制御対象システムのモデル化誤差や検出遅れなどの影響を受けるので、制御の安定性に乏しいという欠点があるとともに、目標応答動作における消費電力について一切考慮されていない。
また、非特許文献１において、終端状態制御方式をフィードフォワード制御に適用した２自由度制御方式を位置決め適用するという提案がなされている。終端状態制御は、磁気ディスクドライブのシーク制御などの位置決め動作において位置指令のステップ応答に対して終点で残留振動を全く残さない精度のよい位置決め制御が可能となっている。 In addition, the target response characteristic is often delayed by one sample, which is Z- ¹ , due to the difficulty of computation. However, this gives sudden fluctuations to the controlled system and is affected by modeling errors and detection delays of the controlled system, which has the disadvantage of poor control stability and target response behavior. No consideration is given to power consumption.
Further, in Non-Patent Document 1, a proposal has been made to position and apply a two-degree-of-freedom control method in which the terminal state control method is applied to feedforward control. The end state control enables accurate positioning control that does not leave any residual vibration at the end point with respect to the step response of the position command in the positioning operation such as seek control of the magnetic disk drive.

その終端状態制御について説明する。
ｍ×１の制御入力ベクトルｕを受けるｎ次元の線形離散システムは次式（１）のように表される。
ｘ（ｉ＋１）＝Ａｘ（ｉ）＋Ｂｕ（ｊ） …（１）
ここで初期値をｘ（０）とする。システムの固有振動より十分大きなサンプリング周波数を１／Ｔとし、目標時間をＮＴとすると、入力ｕ（０），ｕ（１），…，ｕ（Ｎ−１）によって到達するシステムの状態は、
ｘ（Ｎ）＝Ａ^Ｎ×（０）＋Ｕ_０ｕ …（２）
と表せる。但し、
Ｕ_０＝［Ａ^Ｎ−１Ｂ：Ａ^Ｎ−２Ｂ：…：Ｂ］，（ｎ×ｍＮ）
ｕ＝ｃｏｌ｛ｕ（０），ｕ（１），…,ｕ（Ｎ−１）｝、（ｍＮ×１） …（３）
である。目標時間における状態ｘ（Ｎ）が目標状態ｘ^０と一致するので、
Ｕ_０ｕ＝ｙ_０＝ｘ^０−Ａ^Ｎｘ（０） …（４）
を満たす入力ｕをシステムに与えたとき、そのシステムは目標時間ＮＴで目標状態ｘ^０に到達する。今、入力ｕに対する時系列的重みを指定する行列Ｍ
Ｍ＝ｄｉａｇ｛Ｍ（０），Ｍ（１），…,Ｍ（Ｎ−１）｝、（ｍＮ×ｍＮ） …（５）
として、Ｍに関するｕの２乗ノルムを最小とする解は次式で与えられる。
ｕ＝Ｍ^−１Ｕ_０ ^ＴＧ_０ ^−１ｙ_０ …（６）
但し、
Ｇ_０＝Ｕ_０Ｍ^−１Ｕ_０ ^Ｔ，（ｎ×ｎ）…（７）
である。 The termination state control will be described.
An n-dimensional linear discrete system that receives an m × 1 control input vector u is expressed by the following equation (1).
x (i + 1) = Ax (i) + Bu (j) (1)
Here, the initial value is x (0). If the sampling frequency sufficiently larger than the natural vibration of the system is 1 / T and the target time is NT, the state of the system reached by the inputs u (0), u (1),.
x (N) = A ^N × (0) + U ₀ u (2)
It can be expressed. However,
U ₀ = [A ^N−1 B: A ^N−2 B:...: B], (n × mN)
u = col {u (0), u (1),..., u (N−1)}, (mN × 1) (3)
It is. Since the state at the target time x (N) coincides with the target state x ^0,
U ₀ u = y ₀ = x ⁰ −A ^N x (0) (4)
When given to the system input u satisfying, the system reaches the target state x ⁰ at the target time NT. Now, a matrix M specifying time series weights for the input u
M = diag {M (0), M (1),..., M (N−1)}, (mN × mN) (5)
The solution that minimizes the square norm of u with respect to M is given by
^{_{^{_{^{u = M -1 U 0 T G}}}}} 0 -1 y 0 ... (6)
However,
_{_{^{_{G 0 = U 0 M -1 U}}}} 0 T, (n × n) ... (7)
It is.

システムとして磁気ディスクドライブのヘッド駆動系として、制御入力ｕをヘッド駆動トルクの微分値（ｕの積分値が駆動トルクとなる）とすると、上記のように求められた制御入力の時系列ｕ（０），ｕ（１），…,ｕ（Ｎ−１）をシステムに与えることにより駆動トルクの変化率の累積値を最小とし、機構系の高次振動モードを励起しにくくする軌道を生成することができる。
特開２０００−２７０５７９号公報特開平３−１３５３７６号公報「フィードフォワード入力を用いた終端状態制御のパラメータ変動に対するロバスト性能」日本機械学会論文集（Ｃ編）６１巻５８７号（１９９５年） As a head drive system of a magnetic disk drive as a system, when the control input u is a differential value of the head drive torque (the integral value of u becomes the drive torque), the control input time series u (0 ), U (1),..., U (N-1) to the system to minimize the cumulative value of the change rate of the drive torque and generate a trajectory that makes it difficult to excite higher-order vibration modes of the mechanical system. Can do.
JP 2000-270579 A JP-A-3-135376 "Robust performance against parameter fluctuations in terminal state control using feedforward input" Transactions of the Japan Society of Mechanical Engineers (C) Vol.61 No.587 (1995)

しかし、従来の電力変換制御方式においては次のような問題がある。終端状態制御では、上述したように磁気ディスクドライブのシーク制御などの位置決め動作において精度のよい位置決め制御が可能となっているが、与えられた初期位置と目標位置によりその間を設定された時間で移動するための最適軌跡を求める手法であり、移動途中での指令値の変化についてはあまり考慮されていなかった。つまり、予め決定された動作を行うような用途に応用が限定され、電力変換器の電流制御や電圧制御などのように検出値の誤差に追従する用途には使われて来なかった。 However, the conventional power conversion control system has the following problems. In the end state control, as described above, accurate positioning control is possible in the positioning operation such as seek control of the magnetic disk drive. However, the end state control moves between the given initial position and the target position within a set time. This is a method for obtaining an optimal trajectory, and changes in command values during movement have not been considered much. In other words, the application is limited to a purpose of performing a predetermined operation, and has not been used for a purpose of following an error of a detected value such as current control or voltage control of a power converter.

また、従来の数理的手法により最適な制御値の生成を行う場合には、磁気ディスクドライブのヘッド駆動動作のように、新しい指令値に対する制御動作が途中で変わらないことを前提としている。更に、制御値の生成は、振動抑制を目的としており駆動のために必要な電力について考慮されていない場合が多い。
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、与えられた指令値に対して定められた時間で、最小電力により、指令値の変化にも追従することができる電力変換制御装置を提供することを目的としている。 In addition, when the optimum control value is generated by a conventional mathematical method, it is assumed that the control operation for the new command value does not change during the head driving operation of the magnetic disk drive. Furthermore, the generation of the control value is intended to suppress vibrations and often does not take into account the power required for driving.
The present invention has been made in view of such problems, and a power conversion control device capable of following a change in a command value with a minimum power in a time determined for a given command value. The purpose is to provide.

上記目的を達成するために、本発明の請求項１による電力変換制御装置は、電力変換装置の負荷に印加される電圧或いは当該負荷を流れる電流を、指令値の変化に対して一定の制御サイクル毎に電力変換装置の出力電圧が変化するように追従制御を行う電力変換制御装置であって、前記指令値が入力され、当該指令値の変化分に対して一定の制御サイクル毎に設定された電圧制御値を時系列で生成する終端状態制御値生成部を有し、該終端状態制御値生成部は、前記指令値の前回値を保持して今回値との差分を取る偏差検出手段と、前記偏差検出手段で検出された差分値を、一定時間間隔で所定回数の制御サイクル数分順送りし、当該順送りの都度保持する任意段数の差分値保持手段と、前記差分値保持手段毎に、前記制御サイクル毎に設定される係数を差分値に掛け合わせた電圧制御値を出力する乗算手段と、前記乗算手段から出力される電圧制御値を加算する加算手段とを備え、記加算手段から出力される電圧制御値を電力変換装置を構成するフィードバック制御部の出力電圧に加算して出力することを特徴とする。 In order to achieve the above object, a power conversion control device according to claim 1 of the present invention is configured such that a voltage applied to a load of a power conversion device or a current flowing through the load is a constant control cycle with respect to a change in a command value. a power conversion control apparatus which performs the following control such that the output voltage of the power converter to vary the command value is input, is set at every predetermined control cycle with respect to change in the command value A terminal state control value generating unit that generates a voltage control value in time series, the terminal state control value generating unit holding a previous value of the command value and taking a difference from the current value; said detected difference value deviation detecting means, and a few minutes forward control cycle of a predetermined number of times at predetermined time intervals, and the difference value holding means any number of holding each of the forward, for each of the difference value holding means, said set for each control cycle Multiplication means for outputting a voltage control value obtained by multiplying the difference value coefficient, and an adder for adding the voltage control value output from the multiplication means, the power voltage control value output from the serial adder means It adds to the output voltage of the feedback control part which comprises a converter, and it outputs, It is characterized by the above-mentioned.

この構成によれば、指令値の変化分に対して駆動電力最小で制御する時系列制御値が生成されるので、指令値の刻々の変化に対して最小電力で追従することが可能となる。また、指令値に対して生成される電圧制御値（差分値）が差分値保持手段で時系列的に設定されているので、指令値を受け取った時点で電圧制御値の最大値を知ることができる。これによって、負荷の物理的制限を越える制御動作を行うことを事前に検知して防止することができる。 According to this configuration, a time-series control value that is controlled with the minimum drive power is generated for the change in the command value, so that it is possible to follow the change in the command value with the minimum power. Further, since the voltage control value (difference value) generated with respect to the command value is set in time series by the difference value holding means, the maximum value of the voltage control value can be known when the command value is received. it can. As a result, it is possible to detect and prevent a control operation exceeding the physical limit of the load in advance.

また、本発明の請求項２による電力変換制御装置は、請求項１において、任意の制御サイクル毎における前記負荷の制御量の累積値及び同制御量の演算値の累積値の何れか一方を最小で遷移させる制御値列を負荷の数学モデルを用いて求め、この求められた値を前記差分値保持手段毎の掛算の係数として前記乗算手段に設定することを特徴とする。
この構成によれば、差分値保持手段毎の掛算の係数を負荷の数学モデルを用いて求めるので、負荷の制御値を正確に求めることができる。 A power conversion control device according to claim 2 of the present invention is the power conversion control device according to claim 1, wherein either one of the cumulative value of the control amount of the load and the cumulative value of the calculated value of the control amount is minimized in any control cycle. The control value sequence to be shifted in (1) is obtained using a mathematical model of load, and the obtained value is set in the multiplication means as a multiplication coefficient for each difference value holding means.
According to this configuration, since the multiplication coefficient for each difference value holding means is obtained using the mathematical model of the load, the load control value can be obtained accurately.

また、本発明の請求項３による電力変換制御装置は、請求項２において、負荷数学モデルを備え、前記フィードバック制御部は、比例・積分・微分演算手段及び比例・積分演算手段の何れか一方の演算手段を有し、前記終端状態制御値生成部から出力される電圧制御値を前記負荷数学モデルにも入力した際の負荷数学モデルの応答信号と実負荷の応答信号との誤差を、前記何れか一方の演算手段へ入力し、この入力に応じて演算された値を前記終端状態制御値生成部から出力される電圧制御値と加算することを特徴とする。
この構成によれば、負荷数学モデルの応答信号と実負荷の応答信号との誤差を、比例・積分・微分演算手段又は比例・積分演算手段へ入力し、この入力に応じて演算された値を終端状態制御値生成部から出力される電圧制御値に加算するので、より正確に誤差を無くす方向に追従することができる。 According to a third aspect of the present invention, there is provided a power conversion control device according to the second aspect, further comprising a load mathematical model, wherein the feedback control unit is one of a proportional / integral / differential calculation means and a proportional / integral calculation means. An arithmetic means, and the error between the response signal of the load mathematical model and the response signal of the actual load when the voltage control value output from the terminal state control value generation unit is also input to the load mathematical model, One of the calculation means is input, and a value calculated according to the input is added to the voltage control value output from the terminal state control value generation unit .
According to this configuration, the error between the response signal of the load mathematical model and the response signal of the actual load is input to the proportional / integral / differential calculation means or the proportional / integral calculation means, and the value calculated according to this input is calculated. Since it is added to the voltage control value output from the terminal state control value generation unit, it is possible to follow the direction in which the error is eliminated more accurately.

以上説明したように本発明によれば、与えられた指令値に対して定められた時間で、最小電力により、指令値の変化にも追従することができるという効果がある。 As described above, according to the present invention, there is an effect that it is possible to follow the change in the command value with the minimum power in the time determined for the given command value.

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電流制御が行われる電力変換制御装置の一例である速度制御サーボシステムの構成を示すブロック図である。
この図１に示す速度制御サーボシステムは、速度制御部１と、電流制御部２と、減算器３と、ＦＢ（フィードバック）制御部４と、加算器５と、ＵＶＷ変換部６と、ゲート信号部７と、インバータ８と、ＰＭ(Permanent magnet motor)モータ９と、Ａ／Ｄ(Analog/Digital)変換部１０と、座標変換部１１と、位置検出部１２とを備えて構成されている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a speed control servo system that is an example of a power conversion control device that performs current control according to a first embodiment of the present invention.
The speed control servo system shown in FIG. 1 includes a speed control unit 1, a current control unit 2, a subtracter 3, an FB (feedback) control unit 4, an adder 5, a UVW conversion unit 6, and a gate signal. The unit 7 includes an inverter 8, a PM (Permanent magnet motor) motor 9, an A / D (Analog / Digital) converter 10, a coordinate converter 11, and a position detector 12.

このような構成において、速度制御部１は、駆動する対象物の移動速度を指示値（速度指示値ｗｒ＊）として受け取り、実際の速度との差よりトルク指示（モータ電流指示値ｉｒ＊）を求めて電流制御部２へ出力する。
電流制御部２は、そのモータ電流指示値ｉｒ＊によって指示された電流をＰＭモータ９に流すために必要な電圧指示値ａを、加算器５〜インバータ８を介してＰＭモータ９ヘ与える。これと同時に、電流制御部２は、内部に保持するモータモデルより推定したモータ電流推定値を生成し、これを減算器３のプラス入力側に入力する。 In such a configuration, the speed control unit 1 receives the moving speed of the object to be driven as an instruction value (speed instruction value wr *), and receives a torque instruction (motor current instruction value ir *) from the difference from the actual speed. Obtained and output to the current control unit 2.
The current control unit 2 supplies the PM motor 9 via the adder 5 to the inverter 8 with a voltage instruction value “a” required to flow the current instructed by the motor current instruction value ir * to the PM motor 9. At the same time, the current control unit 2 generates an estimated motor current value estimated from the motor model held inside, and inputs this to the plus input side of the subtractor 3.

また、減算器３のマイナス入力側にはモータ電流の実測値が入力され、この実測値とモータ電流推定値との差（電流誤差）が求められ、この電流誤差がＦＢ制御部４に入力される。ＦＢ制御部４は、電流誤差に対してＰＩ演算（ゲイン＝比例・積分演算）を行うことによって、電流誤差を補正するためのフィードバック制御側の電圧指示値ｂを生成する。又は、ＰＩ演算に代え、ＰＩＤ演算（ゲイン・積分・微分演算）を行うようにしてもよい。 Further, an actual measured value of the motor current is input to the minus input side of the subtracter 3, a difference (current error) between the actual measured value and the estimated motor current is obtained, and this current error is input to the FB control unit 4. The The FB control unit 4 generates a voltage instruction value b on the feedback control side for correcting the current error by performing PI calculation (gain = proportional / integral calculation) on the current error. Alternatively, PID calculation (gain / integration / differentiation calculation) may be performed instead of the PI calculation.

この電圧指示値ｂと電流制御部２からの電圧指示値ａとは加算器５で加算され、この加算結果が電圧指令値としてＵＶＷ変換部６へ入力され、ここでＵＶＷの３相分の電圧指令値に変換され、ゲート信号部７へ出力される。
ゲート信号部７では、そのＵＶＷ３相分の電圧指令値に基づき、相毎のＰＷＭ（パルス幅変調）スイッチングパターンを生成し、インバータ８ヘゲート信号として与える。インバータ８は、その与えられたゲート信号に従ってスイッチング動作を行い、この動作によってＰＭモータ９の各相へ電圧を印加することにより電流を流す。 The voltage instruction value b and the voltage instruction value a from the current control unit 2 are added by the adder 5, and the addition result is input to the UVW conversion unit 6 as a voltage command value, where the voltage for the three phases of UVW is obtained. It is converted into a command value and output to the gate signal unit 7.
The gate signal unit 7 generates a PWM (pulse width modulation) switching pattern for each phase based on the voltage command value for the three UVW phases, and provides it to the inverter 8 as a gate signal. The inverter 8 performs a switching operation in accordance with the given gate signal, and applies a voltage to each phase of the PM motor 9 by this operation to cause a current to flow.

ＰＭモータ９の各相に流れる電流は、Ａ／Ｄ変換器１０によってデジタル値に変換された後、モータ電流をベクトル制御するために座標変換部１１によって座標変換される。この座標変換された電流値は、電流指示値との比較のために減算器３へ入力される。
ＰＭモータ９に付加された位置検出部１２は、ＰＭモータ９の回転位置を検出する。この回転位置情報は速度制御部１へ入力され、ここで、前回と今回との情報の差分処理が施されることによりモータ速度が演算される。 The current flowing in each phase of the PM motor 9 is converted into a digital value by the A / D converter 10 and then coordinate-converted by the coordinate converter 11 for vector control of the motor current. The coordinate-converted current value is input to the subtractor 3 for comparison with the current instruction value.
The position detector 12 added to the PM motor 9 detects the rotational position of the PM motor 9. This rotational position information is input to the speed control unit 1, where the motor speed is calculated by performing a difference process between the previous and current information.

次に、このような動作を行う速度制御サーボシステムの主要構成部について詳細に説明する。
電流制御部２は、図２に示すように、終端状態制御値生成部２１と、システム状態推定部２２とを備えて構成されている。終端状態制御値生成部２１は、入力された電流指示値ｉｒ＊よりＰＭモータ９に流れる電流がその値へ一定の制御サイクル後に到達するような電圧制御値ａを時系列的に生成する。 Next, the main components of the speed control servo system that performs such operations will be described in detail.
As shown in FIG. 2, the current control unit 2 includes a termination state control value generation unit 21 and a system state estimation unit 22. The terminal state control value generation unit 21 generates a voltage control value a in time series so that the current flowing through the PM motor 9 reaches the value after a certain control cycle from the input current instruction value ir *.

システム状態推定部２２は、ＰＭモータ９の数学的モデルにより、終端状態制御値生成部２１で生成された電圧制御値ａが印加されることによりＰＭモータ９に流れる電流値を制御サイクル毎に数学的に演算、推定し、これを電流推定値として出力する。
また、終端状態制御値生成部２１は、図３に示すように、偏差検出部３１と、制御値生成部３２と、最終値保持部３３とを備えて構成されている。偏差検出部３１は、遅延回路（Ｚ^−１）３４で保持された前回の電流指示値と現在の電流指示値との差を減算器３５で求めて検出する。即ち、遅延回路３４は、制御サイクル１回分の遅延を行うために前回値を保持するようになっている。 The system state estimation unit 22 calculates the current value flowing through the PM motor 9 by applying the voltage control value a generated by the terminal state control value generation unit 21 according to a mathematical model of the PM motor 9 for each control cycle. Is calculated and estimated, and this is output as an estimated current value.
Further, as shown in FIG. 3, the terminal state control value generation unit 21 includes a deviation detection unit 31, a control value generation unit 32, and a final value holding unit 33. The deviation detector 31 obtains and detects a difference between the previous current instruction value held by the delay circuit (Z ⁻¹ ) 34 and the current current instruction value by the subtractor 35. That is, the delay circuit 34 holds the previous value in order to delay one control cycle.

制御値生成部３２は、偏差検出部３１で検出された電流指示値の変化分に対して、その後の制御サイクル毎に設定された制御値を生成する。制御サイクル毎に設定されるゲイン値は、ｖ（０）〜ｖ（Ｎ−１）で表される係数乗算器３６に設定される。この場合、電流指示値が１変化した時、Ｎ回の制御サイクルで目標電流値に到達するために最適な電圧指示値の値が各係数乗算器３６に設定される。 The control value generation unit 32 generates a control value set for each subsequent control cycle for the change in the current instruction value detected by the deviation detection unit 31. The gain value set for each control cycle is set in the coefficient multiplier 36 represented by v (0) to v (N−1). In this case, when the current instruction value changes by 1, an optimum voltage instruction value is set in each coefficient multiplier 36 in order to reach the target current value in N control cycles.

ｖ（０）には電流指示値が変化した直後に出力する電圧指示値が、ｖ（１）にはその次の制御サイクルで出力する電圧指示値が設定されており、電流指示値の変化量に比例して電圧指示値が変化する。
最終値保持部３３は、偏差検出部３１で検出した電流指示値の変化分を積算する。っまり、電流指示値が変化してからＮ回の制御サイクル後に電流指示値と同じ値を保持し、モータ電流を定常的にその指示値と同じにするために必要な係数ｖＦを乗算した電圧指示値を生成する。 The voltage instruction value output immediately after the current instruction value changes is set in v (0), and the voltage instruction value output in the next control cycle is set in v (1). The amount of change in the current instruction value The voltage instruction value changes in proportion to.
The final value holding unit 33 integrates the change in the current instruction value detected by the deviation detection unit 31. That is, a voltage obtained by maintaining the same value as the current instruction value after N control cycles after the current instruction value changes, and multiplying by a coefficient vF necessary to make the motor current constantly equal to the instruction value. Generate an indication value.

図４は、インバータ８の構成例である。インバータ８は、ダイオード整流器４１と、インダクタ４２と、コンデンサ４３と、インバータ主回路４４とを備えて構成されており、ダイオード整流器４１、インダクタ４２及びコンデンサ４３にて、交流電源から入力される３相交流を直流に変換する。この変換された直流は、ゲート信号部７からのゲート信号に応じてスイッチング動作するインバータ主回路４４によりＰＷＭ処理され、任意周波数、任意電圧の３相出力としてＰＭモータ９へ印加される。これによってＰＭモータ９が回転する。 FIG. 4 is a configuration example of the inverter 8. The inverter 8 includes a diode rectifier 41, an inductor 42, a capacitor 43, and an inverter main circuit 44, and the diode rectifier 41, the inductor 42, and the capacitor 43 input a three-phase signal from an AC power supply. Convert AC to DC. The converted direct current is subjected to PWM processing by the inverter main circuit 44 that performs a switching operation in accordance with the gate signal from the gate signal unit 7 and is applied to the PM motor 9 as a three-phase output having an arbitrary frequency and an arbitrary voltage. As a result, the PM motor 9 rotates.

そのインバータ８の３相出力電圧の一例を図５に示す。ＵＶＷ３相へは一定周波数の正弦波（図にはＵ相の正弦波制御信号を記載）５１が出力されており、ＵＶＷ３相の出力電圧指示値に対して一定周波数のキャリア（搬送波）と呼ばれる三角波５２との振幅比較によりＰＷＭパターンが生成され、このパターンタイミングによってインバータ８を構成するＩＢＧＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)素子などの高圧スイッチング素子のゲートをドライブし、ＯＮ／ＯＦＦ動作をさせる。これによって、任意周波数、任意電圧の３相出力電圧５３，５４，５５がＰＭモータ９へ印加される。 An example of the three-phase output voltage of the inverter 8 is shown in FIG. A sine wave with a constant frequency (the U-phase sine wave control signal is shown in the figure) 51 is output to the UVW 3 phase, and a triangular wave called a carrier (carrier wave) with a constant frequency with respect to the output voltage instruction value of the UVW 3 phase. A PWM pattern is generated by comparing the amplitude with 52, and the gate of a high-voltage switching element such as an IBGT (Insulated Gate Bipolar Transistor) element constituting the inverter 8 is driven by this pattern timing to perform an ON / OFF operation. As a result, three-phase output voltages 53, 54, and 55 having an arbitrary frequency and an arbitrary voltage are applied to the PM motor 9.

このＰＭモータ９の１相分の簡略な等価回路例を図６に示す。インダクタ６２と抵抗器６１によるＬＲ直列回路として構成されており、これを前述の式（１）に当てはめると、ｘ＝ｉ、ｕ＝ｖ、Ａ＝［−Ｒ／Ｌ］、Ｂ＝［１／Ｌ］となる。時系列重みＭ＝ｄｉａｇ（１，１，１，…，１）で重み付けを均等とし、サンプル時間Ｔ＝０．００１ｓ、目標到達制御サイクル数Ｎ＝１０、初期状態ｉ（０）＝０、終端状態ｉ（Ｎ）＝１．０として式（６）より求められた制御値列ｕ（ｉ）（ｉ＝０〜Ｎ−１）は、制御電力ｖ^２の累積値を最小という条件で、ＰＭモータ９の回路に流れる電流値を０から１．０へ制御サイクル１０回で到達させることができる。この制御値列を図３に示した終端状態制御値生成部２１の係数乗算器３６のｖ（０）〜ｖ（Ｎ−１）のゲイン値として適用する。 A simple equivalent circuit example for one phase of the PM motor 9 is shown in FIG. The circuit is configured as an LR series circuit including an inductor 62 and a resistor 61. When this is applied to the above equation (1), x = i, u = v, A = [− R / L], B = [1 / L]. Time series weight M = diag (1, 1, 1,..., 1), equal weighting, sample time T = 0.001 s, target reaching control cycle number N = 10, initial state i (0) = 0, end The control value sequence u (i) (i = 0 to N−1) obtained from the equation (6) with the state i (N) = 1.0 is PM under the condition that the cumulative value of the control power v ² is minimum. The value of the current flowing in the circuit of the motor 9 can be reached from 0 to 1.0 in 10 control cycles. This control value sequence is applied as gain values v (0) to v (N−1) of the coefficient multiplier 36 of the termination state control value generation unit 21 shown in FIG.

このようにゲイン設定された終端状態制御値生成部２１によって、図６に示したＰＭモータ９の回路の電流制御を行ったシミュレーション波形を図７に示す。波形は上から順に（ａ）が電流指令値、（ｂ）が電圧制御値、（ｃ）が出力電流値を表し、出力電流値が電流指令値に対して１０制御サイクル（１０ｍｓ）後に追従していることが分かる。
このような速度制御サーボシステムによれば、電流指令値の変化分に対して駆動電力最小で制御する時系列制御値を生成するように構成したので、電流指令値の刻々の変化に対して最小電力で追従することが可能である。
また、電流指令値に対して生成される電圧制御値が時系列的に設定されているので、電流指令値を受け取った時点で電圧制御値の最大値を知ることができ、装置の物理的制限を越える制御動作を行うことを事前に検知して防止することができる。 FIG. 7 shows a simulation waveform in which the current control of the circuit of the PM motor 9 shown in FIG. 6 is performed by the terminal state control value generation unit 21 set in this way. In the waveform, (a) represents the current command value, (b) represents the voltage control value, (c) represents the output current value, and the output current value follows the current command value after 10 control cycles (10 ms). I understand that
According to such a speed control servo system, since it is configured to generate a time-series control value that is controlled with the minimum driving power with respect to the change in the current command value, the minimum with respect to the momentary change in the current command value. It is possible to follow with electric power.
In addition, since the voltage control value generated for the current command value is set in time series, the maximum value of the voltage control value can be known when the current command value is received, and the physical limit of the device It is possible to detect and prevent the control operation exceeding the above.

（第２の実施の形態）
図８は、本発明の第２の実施の形態に係る電圧制御が行われる電力変換制御装置の一例である電源装置の構成を示すブロック図である。
この図８に示す電源装置は、電圧制御部８１と、減算器８２と、ＦＢ制御部８３と、加算器８４と、ゲート信号部８５と、インバータ８６と、出力フィルタ８７と、電圧検出部８８とを備えて構成されている。 (Second Embodiment)
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a power supply device that is an example of a power conversion control device that performs voltage control according to the second embodiment of the present invention.
The power supply device shown in FIG. 8 includes a voltage control unit 81, a subtractor 82, an FB control unit 83, an adder 84, a gate signal unit 85, an inverter 86, an output filter 87, and a voltage detection unit 88. And is configured.

このような構成において、電圧制御部８１は、出力すべき電圧指示（電圧指示値Ｖｒ＊）を受け取る。電圧制御部８１は、その電圧指示値Ｖｒ＊で指示された電圧を出力するために必要な電圧指示値ａを、加算器８４、インバータ８６を介して出力フィルタ８７に与えると同時に、内部に保持する負荷モデルより推定した出力電圧推定値を生成する。この出力電圧推定値は減算器８２のプラス入力側へ入力される。 In such a configuration, the voltage control unit 81 receives a voltage instruction (voltage instruction value Vr *) to be output. The voltage control unit 81 supplies the voltage instruction value a necessary for outputting the voltage indicated by the voltage instruction value Vr * to the output filter 87 via the adder 84 and the inverter 86, and at the same time holds it internally. An output voltage estimated value estimated from the load model to be generated is generated. This output voltage estimated value is input to the plus input side of the subtractor 82.

減算器８２のマイナス入力側へは、電圧検出部８８から出力電圧の実測値が入力され、出力電圧推定値に対する出力電圧実測値の差（電圧誤差）が減算器８２からＦＢ制御部８３に入力される。
ＦＢ制御部８３は、電圧誤差に対してＰＩ演算を行い、誤差補正のためのフィードバック制御側電圧指示値ｂを生成する。電圧指示値ａと電圧指示値ｂは加算器８４で加算され、電圧指令値としてゲート信号部８５に入力される。 The actual value of the output voltage is input from the voltage detector 88 to the minus input side of the subtracter 82, and the difference (voltage error) of the actual output voltage from the estimated output voltage is input from the subtractor 82 to the FB controller 83. Is done.
The FB control unit 83 performs a PI calculation on the voltage error and generates a feedback control side voltage instruction value b for error correction. The voltage command value a and the voltage command value b are added by the adder 84 and input to the gate signal unit 85 as a voltage command value.

ゲート信号部８５は、その電圧指令値からＰＷＭスイッチングパターンを生成し、これをインバータ８６にゲート信号として入力する。インバータ８６は、その入力されたゲート信号に従ってスイッチング動作を行うことによって出力フィルタ８７へ電圧を印加する。出力フィルタ８７の出力電圧は、電圧検出部８８により検出され、減算器８２のマイナス入力側へ入力される。 The gate signal unit 85 generates a PWM switching pattern from the voltage command value, and inputs this to the inverter 86 as a gate signal. The inverter 86 applies a voltage to the output filter 87 by performing a switching operation according to the input gate signal. The output voltage of the output filter 87 is detected by the voltage detector 88 and input to the minus input side of the subtractor 82.

次に、このような動作を行う電源装置の主要構成部について詳細に説明する。
図９は、出力フィルタ８７の１相分の簡略な等価回路例を示す。出力フィルタ８７は、インダクタ（Ｌ）９１の直列回路に、抵抗器（Ｒ）９２とコンデンサ（Ｃ）９３の直列回路が並列に接続された構成である。これを上式（１）に当てはめると下式（８）のようになる。 Next, main components of the power supply device that performs such an operation will be described in detail.
FIG. 9 shows a simple equivalent circuit example for one phase of the output filter 87. The output filter 87 has a configuration in which a series circuit of a resistor (R) 92 and a capacitor (C) 93 is connected in parallel to a series circuit of an inductor (L) 91. When this is applied to the above equation (1), the following equation (8) is obtained.

また、時系列重みＭ＝ｄｉａｇ（１，１，１，…，１）で重み付けを均等とし、サンプル時間Ｔ＝０．００１ｓ、目標到達制御サイクル数Ｎ＝１０、初期状態を下式（９）、終端状態を下式（１０）として、上式（６）より求められた制御値列ｕ（ｉ）（ｉ＝０〜Ｎ−１）は、制御電力ｖ^２の累積値を最小という条件で、出力電圧を０から１．０へ制御サイクル１０回で到達させることができる。この制御値列を図３に示した終端状態制御値生成部２１の係数乗算器３６のｖ（０）〜ｖ（Ｎ−１）のゲイン値として適用する。 Further, the time series weight M = diag (1, 1, 1,..., 1) is set to equal weight, the sample time T = 0.001 s, the target reaching control cycle number N = 10, and the initial state is expressed by the following equation (9) The control value sequence u (i) (i = 0 to N−1) obtained from the above equation (6) with the termination state represented by the following equation (10) is based on the condition that the cumulative value of the control power v ² is the minimum. The output voltage can be reached from 0 to 1.0 in 10 control cycles. This control value sequence is applied as gain values v (0) to v (N−1) of the coefficient multiplier 36 of the termination state control value generation unit 21 shown in FIG.

このようにゲイン設定された終端状態制御値生成部２１によって、図９に示した出力フィルタ８７の回路の電圧制御を行ったシミュレーション波形を図１０に示す。波形は上から順に（ａ）が電圧指令値、（ｂ）が電圧制御値、（ｃ）が出力電圧値を表わす。電圧指令値は、制御追従サイクル数が１０回に満たない追従制御途中で変化する場合も含めて、出力電圧値が電圧指令値の１０制御サイクル（１０ｍｓ）後に追従していることが分かる。 FIG. 10 shows a simulation waveform in which voltage control of the circuit of the output filter 87 shown in FIG. 9 is performed by the terminal state control value generation unit 21 set in this way. From the top of the waveform, (a) represents the voltage command value, (b) represents the voltage control value, and (c) represents the output voltage value. It can be seen that the voltage command value follows the output voltage value after 10 control cycles (10 ms) of the voltage command value, including the case where the control tracking cycle number changes during the tracking control which is less than 10.

このような電源装置によれば、電圧指令値の変化分に対して駆動電力最小で制御する時系列制御値を生成するように構成したので、電圧指令値の刻々の変化に対して最小電力で追従することが可能である。
また、電圧指令値に対して生成される電圧制御値が時系列的に設定されているので、電圧指令値を受け取った時点で電圧制御値の最大値を知ることができ、装置の物理的制限を越える制御動作を行うことを事前に検知して防止することができる。 According to such a power supply device, since it is configured to generate a time-series control value that is controlled with the minimum drive power for the change in the voltage command value, the minimum power with respect to the change in the voltage command value every moment. It is possible to follow.
In addition, since the voltage control value generated with respect to the voltage command value is set in time series, the maximum value of the voltage control value can be known when the voltage command value is received, and the physical limit of the device It is possible to detect and prevent the control operation exceeding the above.

本発明の第１の実施の形態に係る電流制御が行われる電力変換制御装置の一例である速度制御サーボシステムの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the speed control servo system which is an example of the power conversion control apparatus with which the current control which concerns on the 1st Embodiment of this invention is performed. 上記速度制御サーボシステムにおける電流制御部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the electric current control part in the said speed control servo system. 上記電流制御部における終端状態制御値生成部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the termination state control value production | generation part in the said current control part. 上記速度制御サーボシステムにおけるインバータの構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the inverter in the said speed control servo system. 上記インバータの出力電圧波形を示す図である。It is a figure which shows the output voltage waveform of the said inverter. 上記速度制御サーボシステムにおけるＰＭモータの１相分の簡略な等価回路例を示す図である。It is a figure which shows the simple equivalent circuit example for 1 phase of PM motor in the said speed control servo system. 上記速度制御サーボシステムにおける電流制御のシミュレーション波形を示す図である。It is a figure which shows the simulation waveform of the current control in the said speed control servo system. 本発明の第２の実施の形態に係る電圧制御が行われる電力変換制御装置の一例である電源装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the power supply device which is an example of the power conversion control apparatus with which the voltage control which concerns on the 2nd Embodiment of this invention is performed. 上記電源装置の出力フィルタの１相分の簡略な等価回路例を示す図である。It is a figure which shows the simple equivalent circuit example for 1 phase of the output filter of the said power supply device. 上記電源装置における電圧制御のシミュレーション波形を示す図である。It is a figure which shows the simulation waveform of the voltage control in the said power supply device.

Explanation of symbols

１速度制御部
２電流制御部
３，３５，８２減算器
４ＦＢ制御部
５，８４加算器
６ＵＶＷ変換部
７ゲート信号部
８インバータ
９ＰＭモータ
１０Ａ／Ｄ変換部
１１座標変換部
１２位置検出部
２１終端状態制御値生成部
２２システム状態推定部
３１偏差検出部
３２制御値生成部
３３最終値保持部
３４遅延回路
４１ダイオード整流器
４２インダクタ
４３，９３コンデンサ
４４インバータ主回路
６２，９１インダクタ
６１，９２抵抗器
８１電圧制御部
８３ＦＢ制御部
８５ゲート信号部
８６インバータ
８７出力フィルタ
８８電圧検出部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Speed control part 2 Current control part 3,35,82 Subtractor 4 FB control part 5,84 Adder 6 UVW conversion part 7 Gate signal part 8 Inverter 9 PM motor 10 A / D conversion part 11 Coordinate conversion part 12 Position detection Unit 21 Terminal state control value generation unit 22 System state estimation unit 31 Deviation detection unit 32 Control value generation unit 33 Final value holding unit 34 Delay circuit 41 Diode rectifier 42 Inductor 43, 93 Capacitor 44 Inverter main circuit 62, 91 Inductor 61, 92 Resistor 81 Voltage control unit 83 FB control unit 85 Gate signal unit 86 Inverter 87 Output filter 88 Voltage detection unit

Claims

A power conversion control device that performs follow-up control on the voltage applied to the load of the power conversion device or the current flowing through the load so that the output voltage of the power conversion device changes every constant control cycle with respect to a change in the command value Because
The command value is input, and has a terminal state control value generation unit that generates a voltage control value set for each constant control cycle with respect to the change in the command value in time series,
The terminal state control value generation unit
Deviation detection means for holding the previous value of the command value and taking a difference from the current value;
The difference value detected by the deviation detection means is forwarded by a predetermined number of control cycles at a fixed time interval, and the difference value holding means of any number of stages that is held each time the forward feed, and
Multiplication means for outputting a voltage control value obtained by multiplying a difference value by a coefficient set for each control cycle for each difference value holding means;
Adding means for adding the voltage control value output from the multiplication means,
The power conversion control device, wherein the voltage control value output from the adding means is added to the output voltage of a feedback control unit constituting the power conversion device and output.

Using a mathematical model of the load, a control value sequence for transitioning at least one of the cumulative value of the control amount of the load and the cumulative value of the calculated value of the control amount in any control cycle is obtained. The power conversion control device according to claim 1, wherein a value is set in the multiplication unit as a multiplication coefficient for each difference value holding unit.

A load mathematical model is provided, and the feedback control unit includes any one of proportional / integral / derivative calculation means and proportional / integral calculation means, and the voltage control value output from the terminal state control value generation unit the error between the response signal and the response signal in the actual load of the load mathematical model when input to the load mathematical model, and input to the one of the calculation means, the calculation values according to the input It adds with the voltage control value output from a termination state control value generation part . The power conversion control device according to claim 2 characterized by things.