JP4581227B2

JP4581227B2 - Motor drive device for washing machine

Info

Publication number: JP4581227B2
Application number: JP2000346101A
Authority: JP
Inventors: 光幸木内; 知也藤濤; 久萩原; 包晴吉岡; 勝小原
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2000-11-14
Filing date: 2000-11-14
Publication date: 2010-11-17
Anticipated expiration: 2020-11-14
Also published as: JP2002153082A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路によりモータを駆動する洗濯機のモータ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、家庭用の洗濯機はインバータ装置によりモータの回転数を制御して脱水性能、あるいは洗浄性能を向上させるものが提案されている。
【０００３】
従来、この種の洗濯機は、特開平１０−１５２７８号公報に示すように構成していた。すなわち、ホールＩＣよりなるロータ位置検知手段の出力信号より正弦波状の３相交流電圧波形をインバータ回路により発生させて撹拌翼あるいは脱水槽を直接駆動する直流ブラシレスモータを駆動するようにしていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の構成では、ロータ位置検知手段の出力信号を所定区間でＮ分割して電気角を検出し、記憶手段に記憶した正弦波データを呼び出す構成としていたので、Ｎ分割できる回転数に回転数制御されるため設定回転数が不連続となり、かつ制御回転数のふらつきが大きくなり、回転数応答を含む回転数制御性能が低下し、モータから発生する騒音、振動が大きくなる欠点があった。
【０００５】
本発明は上記従来課題を解決するもので、キャリヤ信号に同期してロータ位置の電気角を検出し、キャリヤ信号の周波数を高くしてロータ位置検出分解性能を高くし、波形記憶手段に記憶した正弦波データを呼び出してキャリヤ信号と比較してＰＷＭ制御することにより、ほぼ正弦波状の電流でモータを駆動し、モータの回転数制御性能を向上して、モータから発生する騒音、振動を低減することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するために、交流電源に接続された整流回路の直流電力をインバータ回路により交流電力に変換し、インバータ回路により駆動されるモータのロータ位置をロータ位置検出手段により検出し、制御手段によりインバータ回路を制御するよう構成し、制御手段は、キャリヤ信号発生回路と比較回路とを有するＰＷＭ制御回路によりインバータ回路のパワースイッチング半導体を制御してモータに交流電圧を加え、インバータ回路の出力を所望の波形に出力するために、ロータ位置検出手段のロータ位置検出信号より回転周期検知手段により回転周期を検出し、この回転周期検知手段の出力信号とキャリヤ信号発生回路の出力信号に同期して電気角を検知する電気角検知手段により、波形記憶手段に記憶した信号を呼び出し、出力レベル変換回路に加えて所定電圧レベルに変換した後、ＰＷＭ制御回路に信号を出力し、ロータ位置検出手段の信号より検知した回転数と設定回転数を比較して得た誤差信号により出力レベル変換回路の出力信号レベルを変えて回転数を制御し、電気角検知手段の電気角を進角させる進角制御手段により、回転周期検知手段により検知したロータ回転数に応じて進角制御手段の進角値を制御するようにしたものである。
【０００７】
これにより、キャリヤ信号に同期してロータ位置の電気角を検出し、キャリヤ信号の周波数を高くしてロータ位置検出分解性能を高くすることができ、波形記憶手段に記憶した正弦波データを呼び出してキャリヤ信号と比較してＰＷＭ制御することにより、ほぼ正弦波状の電流でモータを駆動することができ、モータの回転数制御性能を向上して、モータから発生する騒音、振動を低減することができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、キャリヤ信号発生回路と比較回路とを有し前記インバータ回路のパワースイッチング半導体を制御するＰＷＭ制御回路と、前記インバータ回路の所望の出力波形を記憶し出力する波形記憶手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号より回転周期を検出する回転周期検知手段と、前記回転周期検知手段の出力信号と前記キャリヤ信号発生回路の出力信号より電気角を検知する電気角検知手段と、前記電気角検知手段の電気角を進角させる進角制御手段と、前記キャリヤ信号発生回路の出力信号に同期して前記電気角検知手段より前記波形記憶手段の信号を呼び出し前記ＰＷＭ制御回路に信号を出力する出力レベル変換回路と、前記ロータ位置検出手段の信号より検知した回転数と設定回転数を比較して誤差信号を出力する回転数制御手段とを有し、前記回転周期検知手段により検知したロータ回転数に応じて前記進角制御手段の進角値を制御するようにしたものであり、キャリヤ信号に同期して演算により電気角を検出し、波形記憶手段に記憶した信号を読み出すことができるので、電気角に対応した波形記憶手段の記憶データ、またはロータ位置信号より検出する回転数データを別途有することができるとともに、キャリヤ信号の周波数を高くしてロータ位置検出分解性能を高くすることができ、波形記憶手段に記憶した正弦波データを呼び出してキャリヤ信号と比較してＰＷＭ制御することにより、ほぼ正弦波状の電流でモータを駆動することができ、モータの回転数制御性能を向上して、モータから発生する騒音、振動を低減することができる。
【０００９】
また、回転数に応じて連続的に進角制御をすることができて、所定回転数から進角させたり、または回転数が高くなるほど進角値を大きくする制御ができ、高回転数での滑らかな回転数制御をすることができる。
【００１０】
【実施例】
以下、本発明の一実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００１１】
図１に示すように、交流電源１は、ラインフィルター２を介して整流回路３に交流電力を加え、整流回路３により直流電力に変換する。整流回路３は倍電圧整流回路を構成し、交流電源１が正電圧のとき、全波整流ダイオード３０によりコンデンサ３１ａを充電し、交流電源１が負電圧のとき、コンデンサ３１ｂを充電し、直列接続されたコンデンサ３１ａ、３１ｂの両端には倍電圧直流電圧が発生し、インバータ回路４に倍電圧直流電圧を加える。
【００１２】
インバータ回路４は、６個のパワースイッチング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成し、通常、パワートランジスタと逆並列ダイオードおよびその駆動回路と保護回路を内蔵したインテリジェントパワーモジュール（以下、ＩＰＭという）で構成している。インバータ回路４の出力端子にモータ５を接続し、撹拌翼（図示せず）または洗濯兼脱水槽（図示せず）を駆動する。
【００１３】
モータ５は直流ブラシレスモータにより構成し、回転子を構成する永久磁石と固定子との相対位置（回転子位置）をロータ位置検出手段５ａにより検出する。ロータ位置検出手段５ａは、通常、３個のホールＩＣにより構成している。インバータ回路４の負電圧端子と整流回路３の負電圧端子間に電流検出手段６、いわゆるシャント抵抗を接続している。
【００１４】
ラインフィルター２の出力交流電圧端子間には、給水弁７、排水弁８、クラッチ９を接続し、スイッチング手段１０により制御する。給水弁７は水道水を洗濯兼脱水槽に給水するもので、電磁弁により構成し、排水弁８は洗濯兼脱水槽内の水の排水を制御する。クラッチ９は、モータ５の回転駆動軸を撹拌翼に結合するか洗濯兼脱水槽に結合するかを制御する。スイッチング手段１０は、双方向性サイリスタなどのソリッドステートリレー、またはメカニカルリレーで構成している。
【００１５】
制御回路１１は、インバータ回路４およびスイッチング手段１０を制御するもので、マイクロコンピュータより構成した制御手段１２と、制御手段１２の出力信号によりインバータ回路４のＩＰＭを制御してモータ５の回転駆動を制御するインバータ駆動回路１３と、スイッチング手段１０を制御するスイッチング手段駆動回路１４と、電流検出手段６の出力信号によりインバータ回路４の過電流を検知し制御手段１２に異常信号を加える過電流検知回路１５とで構成している。過電流検知回路１５の出力信号は制御手段１２の割り込み端子（ＩＲＱ端子）に加え、マイクロコンピュータは割り込み信号により優先してインバータ駆動出力信号を禁止する。
【００１６】
制御手段１２は、キャリヤ信号発生回路と比較回路とを有しインバータ回路４のＩＰＭを制御するＰＷＭ制御回路１２ａと、インバータ回路４の出力電圧を所望の波形に出力する波形記憶手段１２ｂと、ロータ位置検出手段５ａの出力信号とキャリヤ信号発生回路の出力信号より電気角を検知する電気角検知手段１２ｃと、キャリヤ信号発生回路の出力信号に同期して電気角検知手段１２ｃより波形記憶手段１２ｂの信号を呼び出しＰＷＭ制御回路１２ａに信号を出力する出力レベル変換回路１２ｄと、ロータ位置検出手段５ａの信号より検知した回転数と設定回転数を比較して得た誤差信号により出力レベル変換回路１２ｄの出力信号レベルを変えて回転数を制御する回転数制御手段１２ｅとで構成している。
【００１７】
この制御手段１２は、図２に示すように構成しており、ＰＷＭ制御回路１２ａは、キャリヤ信号発生回路１２０ａにより三角波または鋸歯状波を発生させ、比較回路１２１ａの入力端子に信号ｖｃを加え、比較回路１２１ａの他方の入力端子に出力設定手段１２２ａの信号ｖｕを加える。キャリヤ信号発生回路１２０ａの周期は、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚに設定すると６８μｓとなり、時間に比例して信号レベルが変化する鋸歯状波を発生させる。鋸歯状の方が三角波よりも分解能が高く優れている。
【００１８】
比較回路１２１ａはマイクロコンピュータ内のディジタルコンパレータで、ダブルバッファより構成される出力設定手段１２２のデータと鋸歯状波のキャリヤ信号と比較してＰＷＭ波形を生成する。図２に示すＰＷＭ制御回路１２ａは３相出力の１相分で、３相出力の場合にはＰＷＭ制御回路１２ａを３個有する。ただし、キャリヤ信号発生回路１２０ａは１つで共用化できる。
【００１９】
波形記憶手段１２ｂは、電気角に対応した所望の電圧信号（正弦波データ）を記憶したもので、２５６（８ビット）から５１２（９ビット）個の数値データの配列である。電圧振幅に相当する数値データは９ビットデータで、通常は−２５６から＋２５６まで電気角に対応した正弦波データを記憶している。この数値データは、いわゆる正規化データであり、データの持ち方は特に決まってはいないので、できるだけプログラムの実行速度が早くなる数値配列が望ましい。
【００２０】
電気角検知手段１２ｃは、ロータ位置検出手段５ａの出力信号を検知し回転周期を検出する回転周期検知手段１２３と、回転周期検知手段１２３より検知した回転数に応じて進角値αを決める進角制御手段１２４と、回転周期検知手段１２３より検知した電気角６０度に相当する期間内にキャリヤ信号発生回路１２０ａの出力パルス数ｋをカウントし、キャリヤ信号１周期の電気角Δθを演算してロータ位置に対応する電気角を演算する電気角演算手段１２５と、電気角演算手段１２５より演算した電気角と進角値αより電気角を設定して出力レベル変換回路１２ｄに電気角信号を出力する電気角検知手段１２６とで構成している。
【００２１】
出力レベル変換回路１２ｄは、波形記憶手段１２ｂより電気角に対応した振幅信号Ａを呼び出す呼び出し手段１２７と、呼び出し手段１２７の出力信号Ａにレベル変換値Ｇを演算してＰＷＭ制御回路１２ａに出力する出力演算手段１２８とで構成している。通常、波形記憶手段１２ｂのデータは、インバータ回路４の最大出力レベルに対応した数値なので、出力演算手段１２８の演算はインバータ出力電圧レベルを減らす演算となり、レベル変換値Ｇはかけ算の場合１よりも小さな数値となる。わり算の場合には１よりも大きい数値となる。
【００２２】
レベル変換値Ｇは、回転数制御手段１２ｅより出力され、回転数制御手段１２ｅは、ロータ位置検出手段５ａの信号より回転数を検知する回転数検知手段１２９と、モータ回転数を所定値に設定する回転数設定手段１２０ｅと、検知回転数と設定回転数を比較して誤差信号を出力する回転数比較手段１２１ｅとで構成している。レベル変換値Ｇは、検知回転数と設定回転数を比較した誤差信号に対応した数値で、設定回転数に対する誤差信号だけではなく、回転数変化と誤差信号よりルックアップテーブルを参照するファジィテーブル方式にすれば回転数制御性能を向上させることができる。
【００２３】
上記構成において電気角に対応した各部波形関係は、図３に示すようになる。ロータ位置検出手段５ａの出力信号、いいかえればロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３は、電気角６０度ごとに信号が変化する。ロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の変化に同期して、ロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の状態データを読み込み、状態データより電気角を検出できる。信号ｖｃはキャリヤ信号発生回路１２０ａの鋸歯状波の出力信号で、０から５１２まで変化するタイマカウンタのタイマ値である。タイマ値が５１２になると、タイマカウンタがオーバーフローして０に戻り、キャリヤ割り込み信号ｃを発生させる。
【００２４】
信号ｖｕは、比較回路１２１ａの一方の入力信号で、基本的には出力レベル変換回路１２ｄの出力信号と同じであり、この場合は、進角値αは０でレベル変換値Ｇは１の場合を示す。この信号ｖｕは波形記憶手段１２ｂに記憶した正弦波データの振幅信号Ａにレベル変換値Ｇを掛けて２５６を足したもので、ｖｕ＝Ａ×Ｇ＋２５６より計算される。２５６を中心値として０から５１２まで正弦波状に変化する。
【００２５】
信号ｕは信号ｖｕとキャリヤ信号発生回路１２０ａの出力データｖｃと大小比較したＰＷＭ波形を示す。この信号ｕによりインバータ駆動回路１３を介してインバータ回路４を駆動し、モータ５に電圧を印加することにより、ほぼ正弦波状の電流でモータ５を駆動することができ、モータ５から発生する騒音、振動を低減することができる。
【００２６】
この信号ｕはＵ相の上アームトランジスタの駆動信号で、下アームトランジスタの駆動信号は信号ｕの反転信号となる。実際にトランジスタに加える信号は、さらにターンオフタイムを考慮したデッドタイム制御が加わり、上下アームトランジスタの同時導通を禁止する期間を設けている。
【００２７】
これにより、キャリヤ信号に同期して演算により電気角を検出し、波形記憶手段１２ｂに記憶した正弦波データを読み出すことができるので、キャリヤ信号の周波数を高くしてロータ位置検出分解性能を高くすることができ、モータ５の回転数制御性能を向上することができる。
【００２８】
つぎに、図４を参照しながら脱水行程での動作を説明する。図４は脱水行程でのモータ制御プログラムのフローチャートを示している。
【００２９】
図４のステップ２００より脱水回転制御を開始し、ステップ２０１にて各種初期設定を行い、ステップ２０２で１２０度通電制御に設定する。１２０度通電制御は、モータ５を構成する直流ブラシレスモータの最も簡単で、かつ起動トルクを大きくとれる制御方法で、ロータ位置信号により、インバータ回路４を構成する３相フルブリッジインバータの上側アームトランジスタまたは下側アームトランジスタのみＰＷＭ制御することにより、モータ電流を制御することができる。
【００３０】
Ｕ相を例にとると、Ｕ相上側アームトランジスタのみＰＷＭ制御信号またはオフ信号を加え、Ｕ相下側アームトランジスタにはオン信号かオフ信号を加えるだけでよい。また、図３に示すような回転角度に応じた正弦波ＰＷＭ制御は不必要で、所定のＰＷＭ値で制御するだけでよい。したがって、ＰＷＭ制御回路１２ａのＰＷＭ設定値は起動時には最大値の１０％から３０％程度の一定値に設定すればよい。
【００３１】
つぎに、ステップ２０３へ進んで、ＰＷＭ制御回路１２ａのキャリヤ信号発生回路１２０ａのカウントを開始させ、ステップ２０４に進み、ロータ位置検出手段５ａの位置信号に応じて、１２０度通電制御の上側アームＰＷＭ制御によりインバータ回路４を駆動する。ステップ２０４でロータ回転数が所定値Ｎｍに達したかを判定し、ロータ位置信号を数えて１／２回転から１回転に達するとステップ２０６へ進み、正弦波ＰＷＭ制御に設定変更する。
【００３２】
正弦波ＰＷＭ制御は、上側アームトランジスタと下側アームトランジスタが交互にオンオフするもので、たとえば、Ｕ相上側アームトランジスタの駆動信号ｕの反転信号がＵ相下側アームトランジスタの駆動信号となり、すべてのトランジスタはキャリヤ信号周波数でＰＷＭ制御される。
【００３３】
ステップ２０６より正弦波駆動により回転制御され、ステップ２０７にてメインの回転数制御ルーチンを実行する。すなわち、騒音を減らし、かつ洗濯兼脱水槽の布の偏りを減らすために脱水設定回転数を時間経過とともに徐々に上昇させ、数分後に１０００ｒ／ｍｉｎ程度の最大回転数に設定する。
【００３４】
ステップ２０８にて、メインルーチンの中でのキャリヤ割り込み信号ｃを検知し、キャリヤ割り込み信号ｃを検知するとステップ２０９に進み、キャリヤ信号割り込みサブルーチンを実行する。キャリヤ信号割り込みの優先度は異常割り込みを除き、最も高い優先度とする。
【００３５】
キャリヤ信号割り込みサブルーチンの詳細については、図６により説明するが、簡単に説明すると、キャリヤ信号をカウントすることによりロータ位置電気角を検出し、電気角に応じて波形記憶手段１２ｂより正弦波データを呼び出し、ＰＷＭ制御データを設定するものである。このサブルーチンの実行とリターンには、数μｓｅｃから１０数μｓｅｃ以内に処理する必要がある。
【００３６】
つぎに、ステップ２１０に進み、インバータ回路４を構成するトランジスタ（ＩＧＢＴ）の駆動制御を行う。ＰＷＭ制御回路１２ａの出力設定手段１２２はダブルバッファ構造となっており、ＰＷＭ値が変更されてから実際に出力される信号は、つぎのキャリヤ信号のタイミングとなる。
【００３７】
ステップ２１１は、ロータ位置信号の変化を検出するもので、ロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジ信号を検出して割り込み信号が発生したかどうかを検出し、割り込み信号が発生するとステップ２１２に進み、位置信号割り込みサブルーチンを実行する。位置信号割り込みの優先度は、キャリヤ信号割り込みのつぎに設定する。
【００３８】
位置信号割り込みサブルーチンの詳細については、図５により説明するが、簡単に説明すると、ロータ回転周期と回転数の検出、０度、６０度、１２０度等の６０度ごとの電気角の設定、キャリヤ信号１周期の電気角の演算等の処理を実行する。
【００３９】
この割り込みサブルーチンも、キャリヤ信号割り込みサブルーチンと同様に高速処理が必要であり、数μｓｅｃから１０数μｓｅｃ以内に処理する必要がある。なぜなら、２つの割り込みが同時に重なっても、キャリヤ信号１周期の５０％の時間内に処理しないと、メインルーチンの実行が不可能となり、プログラムの実行に支障をきたす場合が生じる。
【００４０】
ステップ２１３にて脱水行程の終了判定を行い、脱水行程続行ならばステップ２０７に戻り、脱水行程終了ならばステップ２１４に進んで、トランジスタ（ＩＧＢＴ）をすべてオフさせてから、ステップ２１５に進み、キャリヤ信号のカウントを停止させ、ステップ２１６にて次行程に移行する。
【００４１】
つぎに、ロータ位置検出手段５ａの出力信号、すなわちロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジを検出したときの位置信号割り込み動作を図５を参照しながら説明する。
【００４２】
ステップ３００より、エッジ信号により外部割り込みが生じ位置信号割り込みサブルーチンを開始し、ステップ３０１にてロータ位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の状態データを入力し、ロータ位置を検出する。ステップ３０２で、ロータ位置信号より電気角θｃを設定する。Ｕ相が電気角０度とすれば、Ｖ相は１２０度、Ｗ相は２４０度に設定される。
【００４３】
つぎに、ステップ３０３に進んでキャリヤ信号発生回路１２０ａのキャリヤ割り込み信号ｃのパルス数のカウント値ｋをキャリヤカウンタメモリｋｃに記憶し、ステップ３０４に進んでカウント値ｋをクリヤしてステップ３０５に進み、キャリヤ信号発生回路１２０ａの出力信号１周期の電気角Δθを演算する。位置信号割り込み周期は電気角６０度に相当するので、Δθ＝６０／ｋｃで表される。３６０度を８ビット（２５６）の分解能とすれば、Δθ＝４２／ｋｃと表現する。
【００４４】
ここで、キャリヤ信号発生回路１２０ａの１周期あたりの電気角を演算することにより、回転周期が変化しても電気角を演算して検知することができ、位置検出精度を向上できて、モータ５にロータの電気角に応じた所望の電圧波形を印加することができる。
【００４５】
キャリヤ信号の周波数は１５ｋＨｚ以上の超音波周波数に設定するので、カウント値ｋｃは脱水運転時のモータ回転数においても最低１０以上の分解能を確保でき、１電気角では６０以上の分解能を確保できる。マイクロコンピュータの命令実行速度に余裕があれば、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚに設定し８極モータを９００ｒ／ｍｉｎで駆動した場合、２４５の分解能を確保でき、脱水回転においてもほぼ正弦波の電圧波形で駆動できる。
【００４６】
つぎに、ステップ３０６に進んで基準電気角の０度かどうか判定し、Ｙならばステップ３０７に進んで周期測定タイマカウンタＴの測定値を周期測定メモリＴｏに記憶し、ステップ３０８に進んでタイマカウンタＴをクリヤする。その後、ステップ３０９に進んで周期Ｔｏよりロータ回転数Ｎを求める。
【００４７】
つぎに、ステップ３１０に進んで設定回転数Ｎｓと検知回転数Ｎとの誤差信号に応じてレベル変換値Ｇを求める。つぎに、ステップ３１１に進んで検知回転数Ｎに応じた進角値αを求め、ステップ３１２でタイマカウンタを開始し、ステップ３１３に進んでサブルーチンをリターンする。
【００４８】
ここで、回転数検知手段１２９による検知回転数Ｎと回転数設定手段１２０ｅによる設定回転数Ｎｓとの誤差信号に応じてレベル変換値Ｇを求め、出力レベル変換回路１２ｄの出力信号レベルを変えて回転数を制御することにより、回転数検知手段１２９により回転数の検知精度を向上することができて、出力制御電圧の分解能を大きくでき、回転数制御性能を向上することができる。
【００４９】
また、検知回転数Ｎに応じた進角値αを求め、ロータ回転数に応じて進角制御手段１２４の進角値を制御することにより、回転数に応じて連続的に進角制御をすることができて、所定回転数から進角させたり、または回転数が高くなるほど進角値を大きくする制御ができ、高回転数での滑らかな回転数制御をすることができる。
【００５０】
つぎに、キャリヤ信号割り込み動作について図６を参照しながら説明する。図６は、キャリヤ信号割り込みサブルーチンのフローチャートであり、キャリヤ信号に同期してロータ位置に対応した電気角を求め、波形記憶手段１２ｂの信号を読み出してＰＷＭ出力するものである。キャリヤ信号発生回路１２０ａのタイマカウンタがオーバーフローすると割り込み信号が発生し、ステップ４００より始まるキャリヤ信号割り込みサブルーチンを実行する。
【００５１】
ステップ４０１でキャリヤカウンタのカウント値ｋをインクリメントし、つぎに、ステップ４０２に進んで電気角θを演算する。電気角θは、キャリヤ信号１周期の電気角Δθとキャリヤカウンタのカウント値ｋの積に進角値αと位置信号割り込みサブルーチンで検出した電気角θｃの和より求める。電気角θは、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相とも求める。
【００５２】
つぎに、ステップ４０３に進んで波形記憶手段１２ｂより電気角θに対応した波形データを呼び出す。電気角最大値は３６０度なので、θが３６０度以上になると０に戻ってデータを読み出す。つぎに、ステップ４０４に進んで位置信号割り込みサブルーチンで求めたレベル変換値Ｇより信号ｖｕを演算し、ステップ４０５に進んでＰＷＭ制御回路１２ａに信号を加える比較回路１２１ａの出力設定バッファ、すなわち出力設定手段１２２にデータを転送し、ステップ４０６に進んでサブルーチンリターンする。Ｖ相、Ｗ相もステップ４０２からステップ４０５までＵ相と同様の処理を行う。
【００５３】
キャリヤ信号割り込みサブルーチン内の処理はキャリヤ信号１周期内に処理を終わる必要がある。キャリヤ周波数が１５．６ｋＨｚならば遅くとも３０μｓ以内に処理を終える必要があり、処理が３０μｓ以内に処理が終わらないプログラムステップの場合にはプログラムを分割し、キャリヤ割り込み１回目でＵ相、２回目でＶ相、３回目でＷ相の処理を行うようにしてもよい。
【００５４】
本発明の特徴は、キャリヤ周波数を高くしてマイクロコンピュータの実行速度を速くするほど正弦波の分解能を高くできる点にある。また、モータ回転数が低いほど分解能を高く設定できるので、回転数が低くても正弦波に近い電流でモータを駆動できる。また、キャリヤカウンタによるソフトカウンタで位置検出する方式なので、従来のように、ハードタイマーカウンタによる位置検出方式と異なり分解能を高くでき、かつハードタイマーカウンタを減らしてマイクロコンピュータのチップサイズを小さくできる。
【００５５】
【発明の効果】
以上のように本発明の請求項１に記載の発明によれば、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、キャリヤ信号発生回路と比較回路とを有し前記インバータ回路のパワースイッチング半導体を制御するＰＷＭ制御回路と、前記インバータ回路の所望の出力波形を記憶し出力する波形記憶手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号より回転周期を検出する回転周期検知手段と、前記回転周期検知手段の出力信号と前記キャリヤ信号発生回路の出力信号より電気角を検知する電気角検知手段と、前記電気角検知手段の電気角を進角させる進角制御手段と、前記キャリヤ信号発生回路の出力信号に同期して前記電気角検知手段より前記波形記憶手段の信号を呼び出し前記ＰＷＭ制御回路に信号を出力する出力レベル変換回路と、前記ロータ位置検出手段の信号より検知した回転数と設定回転数を比較して誤差信号を出力する回転数制御手段とを有し、前記回転周期検知手段により検知したロータ回転数に応じて前記進角制御手段の進角値を制御するようにしたから、キャリヤ信号に同期して演算により電気角を検出し、波形記憶手段に記憶した信号を読み出すことができるので、キャリヤ信号の周波数を高くしてロータ位置検出分解性能を高くすることができ、ほぼ正弦波状の電流でモータを駆動することができ、モータの回転数制御性能を向上して、モータから発生する騒音、振動を低減することができる。
【００５６】
また、回転数に応じて連続的に進角制御をすることができて、所定回転数から進角させたり、または回転数が高くなるほど進角値を大きくする制御ができ、高回転数での滑らかな回転数制御をすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の洗濯機のモータ駆動装置のブロック図
【図２】同洗濯機のモータ駆動装置の制御手段の詳細ブロック図
【図３】同洗濯機のモータ駆動装置のタイムチャート
【図４】同洗濯機のモータ駆動装置の脱水行程でのモータ制御のフローチャート
【図５】同洗濯機のモータ駆動装置の位置信号割り込みサブルーチンのフローチャート
【図６】同洗濯機のモータ駆動装置のキャリヤ信号割り込みサブルーチンのフローチャート
【符号の説明】
１交流電源
３整流回路
４インバータ回路
５モータ
５ａロータ位置検出手段
１２制御手段
１２ａＰＷＭ制御回路
１２ｂ波形記憶手段
１２ｃ電気角検知手段
１２ｄ出力レベル変換回路
１２ｅ回転数制御手段
１２０ａキャリヤ信号発生回路
１２１ａ比較回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor driving device of a washing machine that drives a motor by an inverter circuit.
[0002]
[Prior art]
In recent years, home washing machines have been proposed that improve the dewatering performance or cleaning performance by controlling the number of rotations of a motor with an inverter device.
[0003]
Conventionally, this type of washing machine is configured as shown in JP-A-10-15278. That is, a DC brushless motor that directly drives a stirring blade or a dewatering tank is generated by generating an sine wave-like three-phase AC voltage waveform from an output signal of a rotor position detection means comprising a Hall IC by an inverter circuit.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in such a conventional configuration, the output signal of the rotor position detecting means is divided into N in predetermined intervals to detect the electrical angle, and the sine wave data stored in the storage means is called up. The set number of rotations is discontinuous because the number of rotations is controlled, and the fluctuation of the controlled number of rotations increases, resulting in a decrease in the number of rotations control performance including the rotation number response, resulting in increased noise and vibration generated from the motor. was there.
[0005]
The present invention solves the above-described conventional problems. The electrical angle at the rotor position is detected in synchronization with the carrier signal, and the frequency of the carrier signal is increased to improve the rotor position detection resolution performance, which is stored in the waveform storage means. By calling the sine wave data and performing PWM control in comparison with the carrier signal, the motor is driven with a substantially sinusoidal current, improving the motor speed control performance and reducing noise and vibration generated from the motor. The purpose is that.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention converts the DC power of the rectifier circuit connected to the AC power source into AC power by the inverter circuit, and detects the rotor position of the motor driven by the inverter circuit by the rotor position detecting means. The control means is configured to control the inverter circuit, and the control means controls the power switching semiconductor of the inverter circuit by a PWM control circuit having a carrier signal generation circuit and a comparison circuit, and applies an AC voltage to the motor, Rotor position detection signal of the rotor position detection means to output the output of The rotation period is detected by the rotation period detection means, and the output signal of the rotation period detection means A PWM control circuit after calling the signal stored in the waveform storage means by the electrical angle detection means for detecting the electrical angle in synchronization with the output signal of the carrier signal generation circuit and converting it to a predetermined voltage level in addition to the output level conversion circuit The output signal level of the output level conversion circuit is changed by the error signal obtained by comparing the rotation speed detected from the rotor position detection means signal with the set rotation speed, and the rotation speed is controlled. Then, the advance angle control means for advancing the electrical angle of the electrical angle detection means controls the advance value of the advance angle control means according to the rotor rotational speed detected by the rotation cycle detection means. It is what you do.
[0007]
Thus, the electrical angle of the rotor position can be detected in synchronization with the carrier signal, and the frequency of the carrier signal can be increased to improve the rotor position detection and decomposition performance. The sine wave data stored in the waveform storage means can be recalled. By performing PWM control in comparison with the carrier signal, the motor can be driven with a substantially sinusoidal current, the motor speed control performance can be improved, and noise and vibration generated from the motor can be reduced. .
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The invention according to claim 1 of the present invention is driven by an AC power source, a rectifier circuit connected to the AC power source, an inverter circuit that converts DC power of the rectifier circuit into AC power, and the inverter circuit. A motor, rotor position detecting means for detecting the rotor position of the motor, and control means for controlling the inverter circuit, the control means having a carrier signal generation circuit and a comparison circuit, and the power of the inverter circuit PWM control circuit for controlling the switching semiconductor, waveform storage means for storing and outputting a desired output waveform of the inverter circuit, and output signal of the rotor position detection means Rotation period detecting means for detecting the rotation period, and an output signal of the rotation period detecting means And an electrical angle detection means for detecting an electrical angle from an output signal of the carrier signal generation circuit, Advance angle control means for advancing the electrical angle of the electrical angle detection means; In synchronization with the output signal of the carrier signal generation circuit, an output level conversion circuit that calls the signal of the waveform storage means from the electrical angle detection means and outputs the signal to the PWM control circuit, and detection from the signal of the rotor position detection means A rotation speed control means for comparing the set rotation speed with the set rotation speed and outputting an error signal. The advance value of the advance control means is controlled in accordance with the rotor rotational speed detected by the rotation cycle detection means. Since the electrical angle can be detected by calculation in synchronization with the carrier signal and the signal stored in the waveform storage means can be read out, it can be detected from the data stored in the waveform storage means corresponding to the electrical angle or the rotor position signal. The rotational speed data can be separately provided and the frequency of the carrier signal can be increased to improve the rotor position detection and decomposition performance. The sine wave data stored in the waveform storage means can be called and compared with the carrier signal. By performing PWM control, the motor can be driven with a substantially sinusoidal current, and the motor speed control performance can be improved, and noise and vibration generated from the motor can be reduced.
[0009]
Also, The advance angle control can be performed continuously according to the rotation speed, and the advance angle can be advanced from the predetermined rotation speed, or the advance angle value can be increased as the rotation speed increases, and smooth at a high rotation speed. The number of revolutions can be controlled.
[0010]
【Example】
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0011]
As shown in FIG. 1, the AC power supply 1 applies AC power to the rectifier circuit 3 via the line filter 2 and converts the AC power into DC power by the rectifier circuit 3. The rectifier circuit 3 constitutes a voltage doubler rectifier circuit. When the AC power supply 1 is a positive voltage, the capacitor 31a is charged by the full-wave rectifier diode 30, and when the AC power supply 1 is a negative voltage, the capacitor 31b is charged and connected in series. A double voltage DC voltage is generated at both ends of the capacitors 31a and 31b, and the double voltage DC voltage is applied to the inverter circuit 4.
[0012]
The inverter circuit 4 is constituted by a three-phase full-bridge inverter circuit composed of six power switching semiconductors and antiparallel diodes, and is usually an intelligent power module (hereinafter referred to as a power transistor, antiparallel diode, its drive circuit and protection circuit). , Called IPM). A motor 5 is connected to the output terminal of the inverter circuit 4 to drive a stirring blade (not shown) or a washing and dewatering tub (not shown).
[0013]
The motor 5 is constituted by a direct current brushless motor, and the relative position (rotor position) between the permanent magnet and the stator constituting the rotor is detected by the rotor position detecting means 5a. The rotor position detecting means 5a is usually composed of three Hall ICs. A current detection means 6, a so-called shunt resistor, is connected between the negative voltage terminal of the inverter circuit 4 and the negative voltage terminal of the rectifier circuit 3.
[0014]
Between the output AC voltage terminals of the line filter 2, a water supply valve 7, a drain valve 8, and a clutch 9 are connected and controlled by the switching means 10. The water supply valve 7 supplies tap water to the washing / dehydrating tub and is constituted by an electromagnetic valve, and the drain valve 8 controls the drainage of the water in the washing / dehydrating tub. The clutch 9 controls whether the rotational drive shaft of the motor 5 is coupled to the stirring blade or the washing and dewatering tub. The switching means 10 is configured by a solid state relay such as a bidirectional thyristor or a mechanical relay.
[0015]
The control circuit 11 controls the inverter circuit 4 and the switching means 10, and controls the IPM of the inverter circuit 4 by the control means 12 constituted by a microcomputer and the output signal of the control means 12 to drive the motor 5 to rotate. An inverter drive circuit 13 for controlling, a switching means drive circuit 14 for controlling the switching means 10, and an overcurrent detection circuit for detecting an overcurrent of the inverter circuit 4 from an output signal of the current detection means 6 and applying an abnormal signal to the control means 12 15. The output signal of the overcurrent detection circuit 15 is added to the interrupt terminal (IRQ terminal) of the control means 12, and the microcomputer prohibits the inverter drive output signal preferentially by the interrupt signal.
[0016]
The control means 12 includes a carrier signal generation circuit and a comparison circuit, a PWM control circuit 12a for controlling the IPM of the inverter circuit 4, a waveform storage means 12b for outputting the output voltage of the inverter circuit 4 to a desired waveform, a rotor The electrical angle detector 12c detects the electrical angle from the output signal of the position detector 5a and the output signal of the carrier signal generation circuit, and the electrical angle detector 12c synchronizes with the output signal of the carrier signal generator circuit to store the waveform storage means 12b. The output level conversion circuit 12d that calls the signal and outputs the signal to the PWM control circuit 12a, and the output signal of the output level conversion circuit 12d based on the error signal obtained by comparing the rotation speed detected from the signal of the rotor position detection means 5a with the set rotation speed. It is comprised with the rotation speed control means 12e which changes an output signal level and controls rotation speed.
[0017]
The control means 12 is configured as shown in FIG. 2, and the PWM control circuit 12a generates a triangular wave or a sawtooth wave by the carrier signal generation circuit 120a, adds the signal vc to the input terminal of the comparison circuit 121a, The signal vu of the output setting means 122a is added to the other input terminal of the comparison circuit 121a. The carrier signal generation circuit 120a has a period of 68 μs when the carrier frequency is set to 15.6 kHz, and generates a sawtooth wave whose signal level changes in proportion to time. The sawtooth shape has a higher resolution and is superior to the triangular wave.
[0018]
The comparison circuit 121a is a digital comparator in the microcomputer, and generates a PWM waveform by comparing the data of the output setting means 122 composed of a double buffer with the carrier signal of the sawtooth wave. The PWM control circuit 12a shown in FIG. 2 has one phase for three-phase output, and has three PWM control circuits 12a for three-phase output. However, one carrier signal generation circuit 120a can be shared.
[0019]
The waveform storage means 12b stores a desired voltage signal (sine wave data) corresponding to the electrical angle, and is an array of 256 (8 bits) to 512 (9 bits) numerical data. Numerical data corresponding to the voltage amplitude is 9-bit data, and usually sine wave data corresponding to an electrical angle from −256 to +256 is stored. This numerical data is so-called normalized data, and the way to hold the data is not particularly determined. Therefore, a numerical array in which the execution speed of the program is as fast as possible is desirable.
[0020]
The electrical angle detection means 12c detects the output signal of the rotor position detection means 5a and detects the rotation period, and the rotation period detection means 123 detects the rotation period, and the advance angle α is determined according to the rotational speed detected by the rotation period detection means 123. The number k of output pulses of the carrier signal generation circuit 120a is counted within a period corresponding to the electrical angle 60 degrees detected by the angle control means 124 and the rotation period detection means 123, and the electrical angle Δθ of one cycle of the carrier signal is calculated. The electrical angle calculation means 125 for calculating the electrical angle corresponding to the rotor position, the electrical angle calculated from the electrical angle calculated by the electrical angle calculation means 125 and the advance value α, and the electrical angle signal is output to the output level conversion circuit 12d The electrical angle detecting means 126 is configured.
[0021]
The output level conversion circuit 12d calls the amplitude signal A corresponding to the electrical angle from the waveform storage means 12b, calculates the level conversion value G from the output signal A of the call means 127, and outputs it to the PWM control circuit 12a. It is comprised with the output calculating means 128. FIG. Usually, since the data in the waveform storage means 12b is a numerical value corresponding to the maximum output level of the inverter circuit 4, the operation of the output operation means 128 is an operation for reducing the inverter output voltage level, and the level conversion value G is more than 1 in the case of multiplication. A small number. In the case of division, the value is larger than 1.
[0022]
The level conversion value G is output from the rotation speed control means 12e, and the rotation speed control means 12e sets the rotation speed detection means 129 for detecting the rotation speed from the signal of the rotor position detection means 5a and the motor rotation speed to a predetermined value. The rotation speed setting means 120e that compares the detected rotation speed with the set rotation speed and outputs an error signal. The level conversion value G is a numerical value corresponding to an error signal obtained by comparing the detected rotational speed with the set rotational speed, and is a fuzzy table system that refers to a lookup table from the rotational speed change and the error signal as well as an error signal for the set rotational speed. In this case, the rotational speed control performance can be improved.
[0023]
In the above configuration, the waveform relationship of each part corresponding to the electrical angle is as shown in FIG. The output signal of the rotor position detecting means 5a, in other words, the rotor position signals H1, H2, and H3 change at every electrical angle of 60 degrees. In synchronization with changes in the rotor position signals H1, H2, and H3, the state data of the rotor position signals H1, H2, and H3 are read, and the electrical angle can be detected from the state data. The signal vc is a sawtooth wave output signal of the carrier signal generation circuit 120a, and is a timer value of the timer counter that changes from 0 to 512. When the timer value reaches 512, the timer counter overflows and returns to 0 to generate the carrier interrupt signal c.
[0024]
The signal vu is one input signal of the comparison circuit 121a and is basically the same as the output signal of the output level conversion circuit 12d. In this case, the advance value α is 0 and the level conversion value G is 1. Indicates. This signal vu is obtained by multiplying the amplitude signal A of the sine wave data stored in the waveform storage means 12b by the level conversion value G and adding 256, and is calculated from vu = A × G + 256. It changes in a sinusoidal form from 0 to 512 with 256 as the center value.
[0025]
The signal u indicates a PWM waveform that is compared in magnitude with the signal vu and the output data vc of the carrier signal generation circuit 120a. By driving the inverter circuit 4 via the inverter drive circuit 13 by this signal u and applying a voltage to the motor 5, the motor 5 can be driven with a substantially sinusoidal current, and the noise generated from the motor 5; Vibration can be reduced.
[0026]
The signal u is a drive signal for the U-phase upper arm transistor, and the drive signal for the lower arm transistor is an inverted signal of the signal u. The signal actually applied to the transistor is further subjected to dead time control considering the turn-off time, and has a period for prohibiting simultaneous conduction of the upper and lower arm transistors.
[0027]
As a result, the electrical angle can be detected by calculation in synchronization with the carrier signal, and the sine wave data stored in the waveform storage means 12b can be read out, so that the frequency of the carrier signal is increased to improve the rotor position detection and decomposition performance. And the rotational speed control performance of the motor 5 can be improved.
[0028]
Next, the operation in the dehydration process will be described with reference to FIG. FIG. 4 shows a flowchart of the motor control program in the dehydration process.
[0029]
Dehydration rotation control is started from step 200 in FIG. 4, various initial settings are made in step 201, and 120-degree energization control is set in step 202. The 120-degree energization control is the simplest control method of the DC brushless motor constituting the motor 5 and can take a large starting torque. The upper arm transistor of the three-phase full-bridge inverter constituting the inverter circuit 4 is determined by the rotor position signal. The motor current can be controlled by performing PWM control only on the lower arm transistor.
[0030]
Taking the U phase as an example, only the PWM control signal or OFF signal is applied to the U phase upper arm transistor, and only the ON signal or OFF signal is applied to the U phase lower arm transistor. Further, sinusoidal PWM control according to the rotation angle as shown in FIG. 3 is unnecessary, and it is only necessary to perform control with a predetermined PWM value. Therefore, the PWM set value of the PWM control circuit 12a may be set to a constant value of about 10% to 30% of the maximum value at startup.
[0031]
Next, the process proceeds to step 203 to start the counting of the carrier signal generation circuit 120a of the PWM control circuit 12a. The process proceeds to step 204, and the upper arm PWM of 120-degree energization control according to the position signal of the rotor position detection means 5a. The inverter circuit 4 is driven by the control. In step 204, it is determined whether the rotor rotational speed has reached a predetermined value Nm. The rotor position signal is counted, and when the rotational speed reaches from 1/2 rotation to 1 rotation, the routine proceeds to step 206, where the setting is changed to sine wave PWM control.
[0032]
In the sine wave PWM control, the upper arm transistor and the lower arm transistor are alternately turned on and off. For example, the inverted signal of the drive signal u of the U-phase upper arm transistor becomes the drive signal of the U-phase lower arm transistor, The transistor is PWM controlled at the carrier signal frequency.
[0033]
From step 206, rotation is controlled by sine wave drive, and at step 207, the main rotation speed control routine is executed. That is, in order to reduce noise and reduce the unevenness of the cloth of the washing / dehydrating tub, the dehydration set rotational speed is gradually increased with time, and after a few minutes, the maximum rotational speed is set to about 1000 r / min.
[0034]
In step 208, the carrier interrupt signal c in the main routine is detected. If the carrier interrupt signal c is detected, the process proceeds to step 209 to execute the carrier signal interrupt subroutine. The priority of the carrier signal interrupt is the highest priority except for the abnormal interrupt.
[0035]
The details of the carrier signal interrupt subroutine will be described with reference to FIG. 6. In brief, the rotor position electrical angle is detected by counting the carrier signal, and the sine wave data is received from the waveform storage means 12b according to the electrical angle. Call and set PWM control data. Execution and return of this subroutine requires processing within a few μsec to a few ten μsec.
[0036]
Next, the process proceeds to step 210 and drive control of the transistor (IGBT) constituting the inverter circuit 4 is performed. The output setting means 122 of the PWM control circuit 12a has a double buffer structure, and the signal actually output after the PWM value is changed is the timing of the next carrier signal.
[0037]
Step 211 detects changes in the rotor position signal. The edge signals of the rotor position signals H1, H2, and H3 are detected to detect whether an interrupt signal has been generated. If an interrupt signal has been generated, the process proceeds to step 212. The position signal interrupt subroutine is executed. The priority of the position signal interrupt is set next to the carrier signal interrupt.
[0038]
The details of the position signal interrupt subroutine will be described with reference to FIG. 5. Briefly, the rotor rotation period and the number of rotations are detected, the electrical angle is set every 60 degrees, such as 0 degrees, 60 degrees, 120 degrees, and the carrier. Processing such as calculation of the electrical angle of one signal cycle is executed.
[0039]
Similarly to the carrier signal interrupt subroutine, this interrupt subroutine also requires high-speed processing, and needs to be processed within a few μsec to a few ten μsec. This is because even if two interrupts overlap at the same time, if they are not processed within the time of 50% of one cycle of the carrier signal, the execution of the main routine becomes impossible, which may hinder the execution of the program.
[0040]
In step 213, the completion of the dehydration process is determined. If the dehydration process is continued, the process returns to step 207. If the dehydration process is completed, the process proceeds to step 214, all the transistors (IGBT) are turned off, and then the process proceeds to step 215. The signal counting is stopped, and the process proceeds to the next step in step 216.
[0041]
Next, the position signal interruption operation when the output signal of the rotor position detecting means 5a, that is, the edge of the rotor position signals H1, H2, and H3 is detected will be described with reference to FIG.
[0042]
In step 300, an external interrupt is generated by an edge signal, and a position signal interrupt subroutine is started. In step 301, status data of rotor position signals H1, H2, and H3 is input, and the rotor position is detected. In step 302, the electrical angle θc is set from the rotor position signal. If the U phase has an electrical angle of 0 degrees, the V phase is set to 120 degrees and the W phase is set to 240 degrees.
[0043]
Next, the process proceeds to step 303, where the count value k of the number of pulses of the carrier interrupt signal c of the carrier signal generation circuit 120a is stored in the carrier counter memory kc, and the process proceeds to step 304 where the count value k is cleared and the process proceeds to step 305. Then, the electrical angle Δθ of one cycle of the output signal of the carrier signal generation circuit 120a is calculated. Since the position signal interruption cycle corresponds to an electrical angle of 60 degrees, Δθ = 60 / kc. If 360 degrees is assumed to be a resolution of 8 bits (256), it is expressed as Δθ = 42 / kc.
[0044]
Here, by calculating the electrical angle per cycle of the carrier signal generation circuit 120a, the electrical angle can be calculated and detected even if the rotation cycle changes, and the position detection accuracy can be improved. A desired voltage waveform corresponding to the electrical angle of the rotor can be applied.
[0045]
Since the frequency of the carrier signal is set to an ultrasonic frequency of 15 kHz or more, the count value kc can secure a resolution of at least 10 or more even at the motor rotation speed during the dehydration operation, and can secure a resolution of 60 or more for one electrical angle. If the instruction execution speed of the microcomputer is sufficient, when the carrier frequency is set to 15.6 kHz and the 8-pole motor is driven at 900 r / min, a resolution of 245 can be ensured, and the voltage waveform is almost sinusoidal even during dehydration rotation. It can be driven with.
[0046]
Next, the process proceeds to step 306 to determine whether or not the reference electrical angle is 0 degree. If Y, the process proceeds to step 307 and the measurement value of the period measurement timer counter T is stored in the period measurement memory To. The counter T is cleared. Thereafter, the routine proceeds to step 309, where the rotor rotational speed N is obtained from the cycle To.
[0047]
Next, the routine proceeds to step 310, where the level conversion value G is obtained according to the error signal between the set rotational speed Ns and the detected rotational speed N. Next, the routine proceeds to step 311 to determine the advance value α corresponding to the detected rotational speed N, the timer counter is started at step 312, and the subroutine is returned to step 313.
[0048]
Here, a level conversion value G is obtained according to an error signal between the rotation speed N detected by the rotation speed detection means 129 and the rotation speed Ns set by the rotation speed setting means 120e, and the output signal level of the output level conversion circuit 12d is changed. By controlling the rotational speed, the rotational speed detection means 129 can improve the rotational speed detection accuracy, increase the resolution of the output control voltage, and improve the rotational speed control performance.
[0049]
Further, the advance angle value α corresponding to the detected rotation speed N is obtained, and the advance angle value of the advance angle control means 124 is controlled according to the rotor rotation speed, so that the advance angle control is continuously performed according to the rotation speed. Therefore, the advance angle value can be advanced from a predetermined rotation speed, or the advance value can be increased as the rotation speed increases, and smooth rotation speed control at a high rotation speed can be performed.
[0050]
Next, the carrier signal interrupt operation will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a flowchart of the carrier signal interrupt subroutine, in which the electrical angle corresponding to the rotor position is obtained in synchronization with the carrier signal, the signal of the waveform storage means 12b is read and PWM output. When the timer counter of the carrier signal generation circuit 120a overflows, an interrupt signal is generated, and a carrier signal interrupt subroutine starting from step 400 is executed.
[0051]
In step 401, the count value k of the carrier counter is incremented, and then the routine proceeds to step 402 where the electrical angle θ is calculated. The electrical angle θ is obtained from the product of the electrical angle Δθ of one cycle of the carrier signal and the count value k of the carrier counter, and the sum of the advance value α and the electrical angle θc detected by the position signal interruption subroutine. The electrical angle θ is obtained for each of the U, V, and W phases.
[0052]
In step 403, waveform data corresponding to the electrical angle θ is called from the waveform storage unit 12b. Since the electrical angle maximum value is 360 degrees, when θ reaches 360 degrees or more, the value returns to 0 and data is read. Next, the process proceeds to step 404, the signal vu is calculated from the level conversion value G obtained in the position signal interruption subroutine, and the process proceeds to step 405, where the output setting buffer of the comparison circuit 121a for applying the signal to the PWM control circuit 12a, ie, the output setting. The data is transferred to the means 122, and the routine proceeds to step 406 where the subroutine returns. The V-phase and W-phase are processed in the same manner as the U-phase from step 402 to step 405.
[0053]
The processing in the carrier signal interrupt subroutine needs to be completed within one carrier signal cycle. If the carrier frequency is 15.6 kHz, it is necessary to finish the process within 30 μs at the latest. In the case of a program step in which the process does not finish within 30 μs, the program is divided, and the carrier interrupt is first in the U phase and second. You may make it perform the process of W phase in V phase and the 3rd time.
[0054]
A feature of the present invention is that the resolution of the sine wave can be increased as the carrier frequency is increased to increase the execution speed of the microcomputer. Further, since the resolution can be set higher as the motor rotational speed is lower, the motor can be driven with a current close to a sine wave even when the rotational speed is low. Further, since the position is detected by a soft counter using a carrier counter, unlike the conventional position detection method using a hard timer counter, the resolution can be increased and the chip size of the microcomputer can be reduced by reducing the hard timer counter.
[0055]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, an AC power source, a rectifier circuit connected to the AC power source, an inverter circuit that converts DC power of the rectifier circuit into AC power, and the A motor driven by an inverter circuit; rotor position detection means for detecting a rotor position of the motor; and control means for controlling the inverter circuit. The control means includes a carrier signal generation circuit and a comparison circuit. A PWM control circuit for controlling the power switching semiconductor of the inverter circuit, a waveform storage means for storing and outputting a desired output waveform of the inverter circuit, and an output signal of the rotor position detection means Rotation period detecting means for detecting the rotation period, and an output signal of the rotation period detecting means And an electrical angle detection means for detecting an electrical angle from an output signal of the carrier signal generation circuit, Advance angle control means for advancing the electrical angle of the electrical angle detection means; In synchronization with the output signal of the carrier signal generation circuit, an output level conversion circuit that calls the signal of the waveform storage means from the electrical angle detection means and outputs the signal to the PWM control circuit, and detection from the signal of the rotor position detection means A rotation speed control means for comparing the set rotation speed with the set rotation speed and outputting an error signal. The advance value of the advance control means is controlled in accordance with the rotor rotational speed detected by the rotation cycle detection means. From this, the electrical angle can be detected by calculation in synchronization with the carrier signal, and the signal stored in the waveform storage means can be read out. The motor can be driven with a substantially sinusoidal current, the motor speed control performance can be improved, and noise and vibration generated from the motor can be reduced.
[0056]
Also , Times The advance angle control can be performed continuously according to the rotation number, and the advance angle value can be increased from the predetermined rotation number, or the advance value can be increased as the rotation number becomes higher. The number of revolutions can be controlled.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a motor driving device of a washing machine according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a detailed block diagram of control means of the motor drive device of the washing machine
FIG. 3 is a time chart of the motor drive device of the washing machine
FIG. 4 is a flowchart of motor control in a dehydration process of the motor driving device of the washing machine.
FIG. 5 is a flowchart of a position signal interruption subroutine of the motor driving device of the washing machine.
FIG. 6 is a flowchart of a carrier signal interrupt subroutine of the motor driving device of the washing machine.
[Explanation of symbols]
1 AC power supply
3 Rectifier circuit
4 Inverter circuit
5 Motor
5a Rotor position detection means
12 Control means
12a PWM control circuit
12b Waveform storage means
12c Electrical angle detection means
12d Output level conversion circuit
12e Speed control means
120a Carrier signal generation circuit
121a comparison circuit

Claims

AC power source, rectifier circuit connected to the AC power source, inverter circuit for converting DC power of the rectifier circuit into AC power, a motor driven by the inverter circuit, and a rotor for detecting a rotor position of the motor A position detection means; and a control means for controlling the inverter circuit, wherein the control means includes a carrier signal generation circuit and a comparison circuit, a PWM control circuit for controlling a power switching semiconductor of the inverter circuit, and the inverter Waveform storage means for storing and outputting a desired output waveform of the circuit, rotation period detection means for detecting a rotation period from the output signal of the rotor position detection means, output signal of the rotation period detection means, and the carrier signal generation circuit and the electrical angle detecting means for detecting an electrical angle from the output signal of the advance system for advancing the electrical angle of the electrical angle detecting means Means and an output level conversion circuit which outputs a signal to signal a call the PWM control circuit of said waveform storage means from said electrical angle detecting means in synchronism with the output signal of the carrier signal generating circuit, the rotor position detecting means possess a rotational speed control means for outputting an error signal by comparing the set rotational speed and rotational speed detected from the signal, the advance of the advance angle control means in accordance with the rotor rotational speed detected by the rotation period detecting means A motor driving device for a washing machine that controls the value .