JP4525882B2

JP4525882B2 - Wireless transmission system of digital information and its transmitter and receiver

Info

Publication number: JP4525882B2
Application number: JP2000385074A
Authority: JP
Inventors: 優宮本; 敦藤本
Original assignee: Iwatsu Electric Co Ltd
Current assignee: Iwatsu Electric Co Ltd
Priority date: 2000-12-19
Filing date: 2000-12-19
Publication date: 2010-08-18
Anticipated expiration: 2020-12-19
Also published as: JP2002185367A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチパス環境下において高速伝送が可能なディジタル情報の無線伝送方式とその送信機および受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトル拡散通信にはマルチパスや狭帯域の妨害に対して強いという利点があり、伝送速度が数１００kbpsから数Ｍbps 程度の中速無線ＬＡＮの通信方式として用いられてきた。
一方、スペクトル拡散通信では情報信号に高速の逆拡散符号を掛け合わせた信号を伝送するため、伝送帯域幅が情報信号の帯域幅よりも大きくなってしまう。このため、伝送速度が１０Ｍbps 以上の高速伝送にはスペクトル拡散通信は向かないとさえいわれていた。
【０００３】
ところが、近年になって周波数利用効率の良好なスペクトル拡散通信方式が次々と開発され、１９９９年には最大伝送速度が１１Ｍbps となる無線ＬＡＮの標準規格ＩＥＥＥ８０２．１１ｂが策定された。しかし、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂをもってしても実効的な最大スループットは７〜８Ｍbps 程度であり、１０Ｍbps のEthernetと同等な環境を無線ＬＡＮで実現することはできない。また、無線ＬＡＮ環境下においてリルアタイムの画像情報伝送等の大きな伝送容量を必要とするアプリケーションを使用するためには、２０Ｍbps 以上の無線伝送速度が必要といわれている。
【０００４】
そこで、本願発明者らは、ＩＥＥＥ８０２．１１ｂと同一の伝送帯域を使用して２０Ｍbps 以上の高速伝送を実現することができる伝送方法及び装置を開発し特許出願した（特願平１１−１１４９４６９号）。この先願による伝送方法及び装置を用いると、無線ＬＡＮにおいて１０Ｍbps のEthernetと同等な環境を実現することができる。
【０００５】
特願平１１−１１４９４６９号における無線伝送装置の送信機のブロック構成図を図８に示す。図８において、送信信号のプリアンブル期間にプリアンブル生成回路１が動作し、自己相関サイドローブが零となる符号５１（以下、直交符号と称す）を繰り返し伝送している。また、送信信号のデータ期間には情報変調回路２が動作し、情報変調された伝送データ５２が繰り返し伝送される。ここで、符号長４の直交符号としては、例えば、
【数４】

がある。符号長４の直交符号Ｃの自己相関関数を図１０に示す。直交符号Ｃの自己相関サイドローブが零であることがわかる。
【０００６】
一方、特願平１１−１１４９４６９号における無線伝送装置の送信機のブロック構成図を図９に示す。図９において、受信信号６１はＡＤ変換回路１３においてディジタル受信信号６２に変換され、マッチドフィルタ回路１４の出力６３を平均処理回路２１において平均化処理をした出力７０は伝送路特性抽出回路１５に印加され、インパルス応答回路２２と信号ベクトル生成回路２３を用いてディジタル受信信号６２のプリアンブル期間からインパルス応答信号６４Ａと信号ベクトル信号６４Ｂをそれぞれ取り出す。ここで、プリアンブル期間に伝送される信号は直交符号であるので、インパルス応答信号６４Ａと信号ベクトル信号６４Ｂは精度良く求められる。判定帰還型等化回路１６では、インパルス応答信号６４Ａ，信号ベクトル信号６４Ｂ及びフィードバックされる受信データ信号６６に基づき、符号間干渉のレプリカ信号を作成し、その符号間干渉レプリカ信号を用いて、ディジタル受信信号６２のデータ期間に対して波形等化処理を行っている。この波形等化処理出力６５は、情報変調復調回路１７で受信データ信号６６に復調される。
【０００７】
以上のような構成の送受信機は、マルチパス環境下で発生する符号間干渉による信号品質の劣化を効果的に抑圧している。また、情報変調でデータを伝送しているので、通常のスペクトル拡散通信と比較してさらに高速なデータ伝送が可能となる。例えば、情報変調がＱＰＳＫ変調の場合には、チップレートの２倍の高速なデータ伝送を可能にしている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
前述の先願による無線伝送装置を用いると、無線ＬＡＮ環境下においてＩＥＥＥ８０２．１１ｂと同一の伝送帯域を使用して２０Ｍbps 以上の高速伝送が可能になるが、ハードウェアの物理的な制限により、伝送路特性抽出手段における伝送路特性情報の測定精度が劣化する場合がある。これについて以下に説明する。
【０００９】
一般的に、広帯域なＤＣアンプの実現は難度が高く、変調器によっては変調信号をＡＣ結合で入力することを要求する場合がある。例えば、変調器入力信号をＡＣ結合して直流成分の流入を防ぎ、変調器内部で直流バイアス点を安定に動作させて原点オフセット量を小さくするという構成などがある。
ここで、直流成分が零でない信号をこの変調器に入力させる場合、伝送情報として必要とされる直流成分がＡＣ結合により遮断されるので、送信信号のスペクトルが歪む。この送信信号の品質劣化を防ぐために、変調信号をＤＣ結合で入力することができる稀な変調器を用いるか、もしくはハードウェア上で物理的に対策を施さなくてはならないので、コスト増加の原因となる。
【００１０】
一方、直流成分が零である信号をこの変調器に入力させる場合には、変調器入力信号をＡＣ結合することに関して大きな影響を受けることなく、送信信号は伝送される。故に変調器の選定に際して制限を受けることはなく、またハードウェア上に新たな回路を設ける必要もないので、装置としての負担は軽減し、安価に実現することができる。
【００１１】
特願平１１−１１４９４６９号における無線伝送装置の送信信号のプリアンブル期間に用いている複素拡散符号は直交符号であり、このことは直流成分が零とならない符号であることを意味する。これについて数式を用いて説明する。
【００１２】
自己相関サイドロープが零である符号というのは、次式（２）で表せる。
【数５】

ここで、ｄ_nは自己相関サイドローブが零となる周期Ｎの複素符号の要素であり、〜は無限に続く同期符号を一周期分で表現していることを意味する。この複素符号を離散フーリエ変換すると、
【数６】

となる。一方、離散フーリエ変換を用いれば、
【数７】

と表せる。
【００１３】
ただし、
【数８】

であり、
【外１】

である。式（４）を式（２）に代入して変形すると、
【数９】

となる。
【００１４】
【外２】

【００１５】
【数１０】

【００１６】
【外３】

【００１７】
結局、特願平１１−１１４９４６９号における無線伝送装置は、送信信号のプリアンブル期間に送信される拡散符号として、直交符号、つまり直流平衡が取れていない符号を用いているので、ベースバンド帯域において直流遮断を行わなくてはならない状況では、送信信号のスペクトル波形が歪み、この無線伝送装置の性能が劣化するという問題点があった。そのため、この劣化を防止する手段としてハードウェア上で物理的な対策を施す必要があり、部品点数増加などが高コストの原因であった。
【００１８】
本発明は、送信信号のプリアンブル期間に直流平衡の取れた符号を用いることで、送信機の変調器入力信号におけるＡＣ結合に起因した送信信号の品質劣化を低コストで軽減し、且つ高速伝送を可能にするディジタル情報の伝送方式を提供することを目的とする。
本発明は、さらに、送信信号のプリアンブル期間に直流平衡の取れた符号を用いることで、送信機の変調器入力信号におけるＡＣ結合に起因した送信信号の品質劣化を低コストで軽減し、且つ高速伝送を可能にするディジタル情報の伝送方式に用いる送信機と受信機を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明によるディジタル情報の無線伝送方式は、ディジタル情報により変調されたベースバンドディジタル変調信号とスペクトル拡散信号とをフレーム合成して得られる送信ベースバンド信号により，無線周波信号を変調した被変調無線周波を無線伝送路に伝送するディジタル情報の無線伝送方式であって、
前記スペクトル拡散信号は、自己相関特性が位相零の相関ピークの前後の一定期間で零となり、且つ直流平衡の取れた符号であることを特徴とする構成を有している。
ここで、プリアンブル期間に伝送される符号｛ｄ_n｝が次式の条件：
【数１１】

を満足するものを採用することができる。
【００２０】
また、本発明における送信機は、プリアンブル期間に自己相関関数が位相差零の相関ピークの前後の一定期間で零となり且つ直流平衡の取れた符号を繰り返し出力するプリアンブル生成手段と、データ期間に送信データに対応した伝送路符号を出力する伝送路符号符号化手段と、前記伝送路符号をさらに情報変調するための情報変調手段と、前記プリアンブル生成手段から出力されるプリアンブル信号と前記情報変調手段から出力される情報変調信号を合成してフレーム変調信号を得るためのフレーム合成手段とを備えた構成を有している。
ここで、前記プリアンブル生成手段は、プリアンブル期間に次式の条件：
【数１２】

を満足する符号｛ｄ_n｝を出力するように構成されている。
【００２１】
さらに、本発明における受信機は、ディジタル情報により変調されたベースバンドディジタル変調信号とスペクトル拡散信号とをフレーム合成して得られる送信ベースバンド信号により，無線周波信号を変調した被変調無線周波を受信するために、
前記被変調無線周波の受信信号をＡＤ変換するためのＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段の出力信号から逆拡散信号を得るためのマッチドフィルタ手段と、前記逆拡散信号を平均化するための平均処理手段と、前記平均処理手段から出力されるマッチドフィルタ出力平均信号から波形等化に必要な伝送路特性情報を得るための伝送路特性抽出手段と、前記伝送路特性情報に基づき前記ディジタル受信信号を波形等化するための波形等化手段と、前記波形等化手段から出力される波形等化信号を復調するための情報変調復調手段と、前記情報変調復調手段から出力される復調信号をさらに復号するための伝送路符号化復号化手段とを備えた構成を有している。
【００２２】
また、本発明における受信機は、ディジタル情報により変調されたベースバンドディジタル変調信号とスペクトル拡散信号とをフレーム合成して得られる送信ベースバンド信号により，無線周波信号を変調した被変調無線周波であって、前記スペクトル拡散信号は次式の条件：
【数１３】

を満足する符号｛ｄ_n｝である被変調無線周波を受信するために、
前記被変調無線周波の受信信号をＡＤ変換するためのＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段から出力されるディジタル受信信号と前記の符号｛ｄ_n｝の前半分または後半分との相関を求めるためのマッチドフィルタ手段と、前記マッチドフィルタ手段から出力される逆拡散信号に同期してプリアンブル期間に伝送される前記の符号｛ｄ_n｝の周期の半周期で「＋１」と「−１」を交互に繰り返す符号を生成し前記逆拡散信号に乗算する正負符号反転手段と、該正負符号反転手段の乗算出力を平均化するための平均処理手段と、ＵＷパターンまたはその符号反転パターンとの一致を検出しその検出されたＵＷの向きの情報を出力するＵＷ検出手段と、該ＵＷ検出手段から出力されるＵＷ情報信号に基づき前記平均処理手段から出力されるマッチドフィルタ出力平均信号に「＋１」または「−１」を乗算する平均信号符号補正手段と、前記平均信号符号補正手段から出力されるマッチドフィルタ出力補正平均信号から波形等化に必要な伝送路特性情報を得るための伝送路特性抽出手段と、前記伝送路特性情報に基づき前記ディジタル受信信号を波形等化するための波形等化手段と、前記波形等化手段から出力される波形等化信号を復調するための情報変調復調手段と、前記情報変調復調手段から出力される復調信号をさらに伝送路符号について復号するための伝送路符号化復号化手段とを備えていることを特徴とする構成をとることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施例における送信機のブロック構成図を図１に示す。図１の送信機のブロック構成は、図８に示した特願平１１−１１４９４６９号における伝送装置の送信機の構成に伝送路符号符号化回路１０２を追加したものであり、その他は図８の場合と同等のブロック構成となっている。
図１において、プリアンブル生成回路１０１は送信パケットのプリアンブル期間に動作し、自己相関関数が位相差零の相関ピークの前後の一定期間で零となり、且つ直流平衡の取れた符号をプリアンブル信号１５１として繰り返し出力する。この符号には、例えば、自己相関関数が、
【数１４】

で表現される符号がある。ただし、ｄ_nは周期２Ｎの複素符号の要素である。以下、この符号を擬似直交符号と称し、数式を用いて説明する。
【００２４】
離散フーリエ変換を用いて、式（７）を得た同様の計算とすると、
【数１５】

となる。
【外４】

【００２５】
【数１６】

【００２６】
式（１０）が示すように、擬似直交符号のスペクトルは、周期２Ｎであり、
【数１７】

となる。また、離散逆フーリエ変換を用いることにより、
【数１８】

となる。
【００２７】
以上説明したように、周期２Ｎの擬似直交符号は、
【外５】

反転させて再帰する符号であるとわかる。Ｎ＝４の擬似直交符号としては、例えば、
【数１９】

がある。Ｎ＝４の擬似直交符号Ｇの自己相関関数を図４に示す。擬似直交符号Ｇの相関ピークは４チップ毎に正負交互に現れ、各チップの信号点配置はＱＰＳＫ信号点配置に等しい。
【００２８】
一方、送信パケットのデータ期間には伝送路符号符号化回路１０２が動作し、送信データの直流成分を抑圧させるため、送信データに対応した伝送路符号１５２が出力される。直流成分を十分に抑圧する伝送路符号としては、例えば、マンチェスタ符号がある。しかしこの符号は、直流成分の抑圧には優れているものの、符号化率＝１／２であり伝送効率が低下する。故に、実際には、直流成分をある程度抑圧することができれば、符号化率がさらに高い伝送路符号を用いることにより、伝送効率の低下を極力抑えることができる。情報変調回路１０３は、入力される伝送路符号１５２に対応した情報変調信号１５３を出力する。本実施例では、情報変調回路１０３で行う情報変調の一例としてＱＰＳＫ変調を用いた場合について説明している。
フレーム合成回路１０４ではプリアンブル生成回路１０１から出力されるプリアンブル信号１５１と情報変調回路１０３から出力される情報変調信号１５３とのフレーム合成が行われ、送信信号１５４として出力される。
【００２９】
スペクトル拡散符号として、式（１２）で表される擬似直交符号Ｇを用いた場合の伝送パケットのフレーム構成を図５に示す。図５において、
【数２０】

であり、ＰＬＣＰ（Physical Layer Convergence Procedure）ヘッダ、ＵＷ（Uniqe Word）、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check ）等は省略している。プリアンブル期間には８チップ周期の擬似直交符号Ｇが伝送されるため、４チップ周期の符号が一周期毎に正負交互に繰り返し伝送される構成となっている。そのため、フレーム構成全体としては、図６に示した符号長４の直交符号Ｃを用いた場合の従来の伝送パケットのフレーム構成例と同等となる。図５，図６に示す伝送パケットのフレーム構成は、チップレート１１Ｍcps のスペクトル拡散信号とシンボルレート１１Ｍsps のＱＰＳＫ信号とを用いた場合であり、その信号波形は全て１１Ｍsps のＱＰＳＫ信号となっている。
【００３０】
図２は、本発明の一実施例における受信機のブロック構成図である。図２の受信機のブロック構成は、図９に示した特願平１１−１１４９４６９号における伝送装置の受信機の構成に伝送路符号復号回路１１８を追加したブロック図であり、その他は図９の場合と同等のブロック構成となっている。
図２において、受信信号１６１は、ＡＤ変換回路１１３においてＡＤ変換され、ディジタル受信信号１６２となる。ディジタル受信信号１６２は２分岐され、一方はマッチドフィルタ回路１１４に、他方は波形等化回路１１６に印加される。
マッチドフィルタ回路１１４は、プリアンブル期間に動作し、受信信号と参照符号との相関演算が逐次行われる。参照符号はプリアンブル期間に伝送される拡散符号であるが、後述する伝送路特性抽出回路１１５の構成を簡単に実現することができることから、拡散符号を（−π／４）だけ回転させたものを用いる。
【００３１】
ここで、送信機において拡散符号として２Ｎチップ周期の擬似直交符号を用いた場合、Ｎチップ周期で正負の符号を変えて再帰するので、マッチドフィルタ回路１１４の演算回路は長さＮ相当とし、回路構成を簡略化することもできる。マッチドフィルタ回路１１４の演算回路を長さＮ相当とし、回路構成を簡略化した場合の受信機のブロック構成図の一実施例を図３に示す。
【００３２】
図３は、本発明の一実施例における受信機のブロック構成図を示す図２におい、平均処理回路１２１の前後に正負符号反転回路１１９と平均信号符号補正回路１２４を追加し、さらに、ＵＷ検出回路１２０を追加したブロック構成であり、その他は図２の場合と同等のブロック構成となっている。
図３において、マッチドフィルタ回路１１４の演算回路を長さＮ相当で実現できることについて数式を用いて以下で説明する。
【００３３】
周期２Ｎの擬似直交符号は、式（１１）で示したように、
【数２１】

となり、Ｎチップ周期で符号を変えて再帰することから、式（８）の左辺は次式のように変形することができる。
【数２２】

この式（１４）の結果と式（８）から、
【数２３】

となる。
【００３４】
未知の伝送路のインパルス応答を長さＮの
【数２４】

とする。このとき受信信号のプリアンブル期間は、インパルス応答と擬似直交符号との畳み込み演算で与えられ、
【数２５】

となる。マッチドフィルタでは、この受信信号と前述した参照符号との相関が求められる。
【００３５】
マッチドフィルタの演算回路の長さをＮとすると、その出力は、
【数２６】

となる。
【００３６】
また、周期２Ｎの擬似直交符号のＮ〜２Ｎ−１区間におけるマッチドフィルタ出力は式（１３）を用いると、
【数２７】

となる。つまり、長さＮの演算回路を持つマッチドフィルタの出力としては、
【数２８】

が得られることになる。
【００３７】
以上説明したように、プリアンブル期間の送信信号に２Ｎチップ周期の擬似直交符号を用いた場合、マッチドフィルタ回路１１４は長さＮの演算回路により実現することができることがわかる。例えば、拡散符号として式（１２）で示した８チップ周期の擬似直交符号Ｇを用いた場合、マッチドフィルタ回路１１４の演算回路は長さ４となる。また、この場合のマッチドフィルタ回路１１４での相関演算に用いられる参照符号Ｔ’は次式となる。
【数２９】

結局、マッチドフィルタ回路１１４から出力される逆拡散信号１６３は、伝送路のインパルス応答を４倍し、π／４回転させた信号を１チップ周期でサンプリングし、４チップ毎に正負交互となる８チップ周期の系列となる。逆拡散信号１６３は、正負符号反転回路１１９に印加される。
【００３８】
図７は拡散符号として８チップ周期の擬似直交符号Ｇを用いた場合のマッチドフィルタ回路１１４から出力される８チップ周期の逆拡散信号１６３の一例を示している。図７において、
【数３０】

としている。ここで、ｈ_kは、１チップ周期でサンプリングした伝送路のインパルス応答である。逆拡散信号１６３は４チップ毎に正負交互となる８チップ周期の信号であることがわかる。そのため、この逆拡散信号１６３に対して４チップ周期で反転，非反転の操作を交互に行えば、あたかも伝送路のインパルス応答を４倍し、π／４回転させた信号が４チップ周期で繰り返し出力される系列として扱うことができる。これにより、後述する平均処理回路１２１の構成は４チップ周期の逆拡散信号を平均化する場合と同等となり、回路を簡略化することができる。これらの操作は正負符号反転回路１１９において、以下で説明するような方法により実現することができる。
【００３９】
正負符号反転回路１１９では、まず逆拡散信号１６３の先頭４チップにおいて、相関ピーク最大値を求める。次の４チップにおいて、反転，非反転の開始位置を決定するため、逆拡散信号１６３に対してしきい値判定を行う。しきい値は、相関ピーク最大値に一定の定数、例えば１／８を掛けたものをしきい値とする。しきい値判定により求まった先行波タイミングに同期して、４チップ周期に逆拡散信号１６３の反転，非反転を繰り返し、逆拡散信号１６３の向きを揃え、符号補正逆拡散信号１６８として出力される。符号補正逆拡散信号１６８は、一方は平均処理回路１２１に、他方はＵＷ検出回路１２０に印加される。
【００４０】
ＵＷ検出回路１２０は、ＵＷ期間に動作し、ＵＷ期間の符号補正逆拡散信号１６８に対してＵＷ検出を行う。ＵＷ検出の結果が、ＵＷパターンまたはその符号反転パターンのどちらに一致するかを検出し、検出されたＵＷの向きの情報であるＵＷ情報信号１７１を出力する。
平均処理回路１２１には、正負符号反転回路１１９から符号補正逆拡散信号１６８が印加され、先行波、１チップ遅延波、２チップ遅延波及び３チップ遅延波の各タイミングにおける符号補正逆拡散信号１６８の平均値が求められ、熱雑音等の影響が十分に印加されたマッチドフィルタ出力平均信号１６９として出力される。
【００４１】
平均信号符号補正回路１２４では、ＵＷ情報信号１７１に基づきマッチドフィルタ出力平均信号１６９に「＋１」または「−１」を乗算し、伝送路のインパルス応答の向きに対応したマッチドフィルタ出力補正平均信号１７０を出力する。この識別方法としては、例えば、次に挙げる方法がある。
マッチドフィルタ出力平均信号１６９の正負の向きは、ＵＷ検出の結果がＵＷパターンまたはその符号反転パターンのどちらに一致するかによって判別することができる。平均処理回路１２１において符号補正逆拡散信号１６８の平均化を開始する位相と、ＵＷ信号の位相とを測定することにより、両者の位相関係を判断することができるので、マッチドフィルタ出力平均信号１６９の正負の向きと、ＵＷ検出結果のＵＷパターンに対する向きとの関係は、一対一で対応する。例えば、ＵＷ検出の結果がＵＷパターンに対して同符号の場合には、マッチドフィルタ出力平均信号１６９は非反転で用い、逆にＵＷ検出の結果がＵＷに対して異符号の場合は、マッチドフィルタ出力平均信号１６９は反転させて用いるという対応関係になる場合もある。以上の操作を施せば、マッチドフィルタ出力平均信号１６９は伝送路のインパルス応答に対応した正負符号を持つマッチドフィルタ出力補正平均信号１７０として出力される。
【００４２】
擬似直交符号Ｇとして式（１２）を用い、マッチドフィルタ回路１１４での相関演算に用いられる参照符号Ｔ’として式（２０）を用いた場合のマッチドフィルタ出力補正平均信号１７０は、結局、４チップ周期の周期関数となるので、これを長さ４のベクトルで表現すると、
【数３１】

となる。
マッチドフィルタ出力補正平均信号１７０は２分岐され、一方はインパルス応答回路１２２に、他方は信号ベクトル生成回路１２３へ印加される。また、先行波、１チップ遅延波，２チップ遅延波及び３チップ遅延波の各タイミングは、同期回路より与えられる。
【００４３】
図２及び図３に示した伝送路特性抽出回路１１５に入力される信号は共に式（２１）で表される信号であり、伝送路特性抽出回路１１５はインパルス応答回路１２２及び信号ベクトル回路１２３から構成されている。
インパルス応答回路１２２には平均信号符号補正回路１２４から出力されるマッチドフィルタ出力補正平均信号１７０が印加され、位相を（−π／４）だけ回転させる操作が施され、１チップ間隔でサンプリングされた伝送路のインパルス応答信号１６４Ａが出力される。従って、式（２１）は次式のように変換される。
【数３２】

【００４４】
【外６】

この操作は、複素ベクトルを（ｐ，ｑ）とすると、
【数３３】

となるような変換操作により実現されている。式（２２）の結果は、インパルス応答信号１６４Ａがディジタル受信信号１６２における伝送路のインパルス応答を４√２倍したものであることを表している。
【００４５】
信号ベクトル生成回路１２３には平均信号符号補正回路１２４から出力されるマッチドフィルタ出力補正平均信号１７０が印加され、ＱＰＳＫ変調の各信号ベクトルに最初の到来波に対応するインパルス応答の複素共役を掛けた伝送信号ベクトルが求められ、信号ベクトル信号１６４Ｂとして出力される。ＱＰＳＫデータ（１，１）に対応した信号ベクトルＳ（１，１）は次式で表現される。
【数３４】

この信号ベクトルＳ（１，１）は、マッチドフィルタ出力補正平均信号１７０の
【外７】

さらに４で除することにより得られる。また、信号ベクトルＳ（１，１）の実数部と虚数部の入れ替えと符号反転により、９０度，１８０度及び２７０度の回転操作を施すことにより、信号ベクトルＳ（−１，１），Ｓ（−１，−１），Ｓ（１，−１）が各々得られる。
【００４６】
判定帰還等化回路１１６にはディジタル受信信号１６２、インパルス応答信号１６４Ａ、信号ベクトル信号１６４Ｂ及び情報変調復調回路１１７から出力される復調信号１６６が印加されており、データ期間に動作して、受信信号の判定帰還波形等化を行う。
【００４７】
判定帰還波形等化の動作について、数式を用いて以下で説明する。
データ期間におけるｉ番目の送信シンボルをＴＳ_i、ｉ番目の受信シンボルをＲＳ_iとする。このとき、次式（２５）が成り立つ。
【数３５】

式（２５）の両辺にｈ₀ ^*を掛けると、
【数３６】

が得られる。
【００４８】
一方、判定帰還等化回１１６の動作は、
【数３７】

と表現することができる。ここで、ＥＱ_iはｉ番目の受信シンボルに対する波形等化信号１６５であり、ＴＳ' _i-kはｋシンボル前の判定データから推定されるｋシンボル前のＱＰＳＫ信号である。また、ＲＳ_iはディジタル受信信号１６２、ｈ₀ ^*，ｈ₁，ｈ₂，ｈ₃はインパルス応答信号１６４Ａ、ｈ₀ ^*ＴＳ’_i-kは信号ベクトル１６４及び復調信号１６６により各々与えられている。
【００４９】
過去３シンボルにおいてＱＰＳＫ復調が正しく行われている場合には、ＴＳ’_i-k＝ＴＳ_i-kが成り立つので、式（２６）を式（２７）に代入することにより、
【数３８】

が得られる。
【００５０】
情報変調復調回路１１７では、波形等化信号１６５のＱＰＳＫ復調が行われ、復調信号１６６が出力される。また、復調信号１６６は判定帰還型等化回路１１６にもフィードバック信号として出力されている。
伝送路符号復号回路１１８は、復調信号１１６を伝送路符号について復号し、受信データ信号１６７を出力する。
【００５１】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明におけるディジタル通信の送受信機は、送信信号のプリアンブル期間に自己相関関数が位相差零の相関ピークの前後の一定期間で零となり、且つ直流平衡の取れた拡散符号を用いて伝送路特性の推定を行うので、送信機の変調器入力がＡＣ結合の場合に起こる信号品質の劣化に関して、直流平衡の取れていない拡散符号を送信する場合のようにハードウェア上で新たな回路付加による劣化対策をする必要がなく、低コストでこの信号品質の劣化を軽減し、高速伝送の可能なディジタル通信の送受信機を実現することができるという特殊の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における送信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明における受信機の構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明における受信機の他の構成例を示すブロック図である。
【図４】本発明に用いる伝送信号の信号形式を説明するための図である。
【図５】本発明に用いる伝送信号の信号形式を説明するための図である。
【図６】従来の伝送信号の信号形式を説明するための図である。
【図７】本発明における受信機の動作を説明するための図である。
【図８】従来のディジタル情報の無線伝送方式の送信機の構成を示すブロック図である。
【図９】従来のディジタル情報の無線伝送方式の受信機の構成を示すブロック図である。
【図１０】従来のディジタル情報の無線伝送方式に用いられている信号形式を説明するための図である。
【符号の説明】
１プリアンブル生成回路
２情報変調回路
３フレーム変調回路
１３ＡＤ変換回路
１４マッチドフィルタ回路
１５伝送路特性抽出回路
１６判定帰還型等化回路
１７情報変調復調回路
２１平均処理回路
２２インパルス応答回路
２３信号ベクトル生成回路
５１プリアンブル信号
５２情報変調信号
５３送信信号
６１受信信号
６２ディジタル受信信号
６３マッチドフィルタ回路の出力
６４Ａインパルス応答信号
６４Ｂ信号ベクトル信号
６５波形等化出力
６６受信データ
７０平均処理出力
１０１プリアンブル生成回路
１０２伝送路符号符号化回路
１０３情報変調回路
１０４フレーム合成回路
１１３ＡＤ変換回路
１１４マッチドフィルタ回路
１１５伝送路特性抽出回路
１１６判定帰還型等化回路
１１７情報変調復調回路
１１８伝送路符号復号回路
１１９正負符号反転回路
１２０ＵＷ検出回路
１２１平均処理回路
１２２インパルス応答回路
１２３信号ベクトル生成回路
１２４平均信号符号補正回路
１５１プリアンブル信号
１５２伝送路符号
１５３情報変調信号
１５４送信信号
１６１受信信号
１６２ディジタル受信信号
１６３マッチドフィルタ回路出力
１６４Ａインバルス応答信号
１６４Ｂ信号ベクトル信号
１６５波形等化出力
１６６復調出力
１６７受信データ
１６８符号補正逆拡散信号
１６９平均処理出力
１７０マッチドフィルタ出力補正平均信号
１７１ＵＷ情報信号[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a wireless transmission system for digital information capable of high-speed transmission in a multipath environment, a transmitter and a receiver thereof.
[0002]
[Prior art]
Spread spectrum communication has the advantage of being strong against multipath and narrow-band interference, and has been used as a medium-speed wireless LAN communication system with a transmission rate of several hundred kbps to several Mbps.
On the other hand, in spread spectrum communication, a signal obtained by multiplying an information signal by a high-speed despreading code is transmitted, so the transmission bandwidth becomes larger than the bandwidth of the information signal. For this reason, it has been said that spread spectrum communication is not suitable for high-speed transmission with a transmission rate of 10 Mbps or more.
[0003]
However, in recent years, spread spectrum communication systems with good frequency utilization efficiency have been developed one after another. In 1999, a wireless LAN standard IEEE 802.11b with a maximum transmission rate of 11 Mbps was established. However, even with IEEE802.11b, the effective maximum throughput is about 7 to 8 Mbps, and an environment equivalent to 10 Mbps Ethernet cannot be realized with a wireless LAN. In addition, it is said that a wireless transmission speed of 20 Mbps or higher is necessary in order to use an application that requires a large transmission capacity such as transmission of real-time image information in a wireless LAN environment.
[0004]
Accordingly, the inventors of the present application have developed a transmission method and apparatus capable of realizing high-speed transmission of 20 Mbps or more using the same transmission band as that of IEEE 802.11b (Japanese Patent Application No. 11-1149469). . By using the transmission method and apparatus according to this prior application, an environment equivalent to 10 Mbps Ethernet can be realized in a wireless LAN.
[0005]
FIG. 8 shows a block diagram of the transmitter of the wireless transmission device in Japanese Patent Application No. 11-1149469. In FIG. 8, the preamble generation circuit 1 operates during the preamble period of the transmission signal and repeatedly transmits a code 51 (hereinafter referred to as an orthogonal code) in which the autocorrelation side lobe becomes zero. Also, the information modulation circuit 2 operates during the data period of the transmission signal, and the transmission data 52 that has been information-modulated is repeatedly transmitted. Here, as an orthogonal code having a code length of 4, for example,
[Expression 4]

There is. The autocorrelation function of the orthogonal code C having the code length 4 is shown in FIG. It can be seen that the autocorrelation side lobe of the orthogonal code C is zero.
[0006]
On the other hand, FIG. 9 shows a block diagram of the transmitter of the wireless transmission device in Japanese Patent Application No. 11-1149469. In FIG. 9, the received signal 61 is converted into the digital received signal 62 by the AD conversion circuit 13, and the output 70 obtained by averaging the output 63 of the matched filter circuit 14 by the averaging processing circuit 21 is applied to the transmission line characteristic extracting circuit 15. Then, the impulse response signal 64A and the signal vector signal 64B are extracted from the preamble period of the digital reception signal 62 using the impulse response circuit 22 and the signal vector generation circuit 23, respectively. Here, since the signal transmitted in the preamble period is an orthogonal code, the impulse response signal 64A and the signal vector signal 64B are obtained with high accuracy. The decision feedback equalization circuit 16 creates an intersymbol interference replica signal based on the impulse response signal 64A, the signal vector signal 64B, and the received data signal 66 fed back, and uses the intersymbol interference replica signal to generate a digital signal. Waveform equalization processing is performed for the data period of the received signal 62. The waveform equalization processing output 65 is demodulated into the received data signal 66 by the information modulation / demodulation circuit 17.
[0007]
The transceiver configured as described above effectively suppresses signal quality degradation due to intersymbol interference that occurs in a multipath environment. In addition, since data is transmitted by information modulation, it is possible to perform data transmission at higher speed than normal spread spectrum communication. For example, when the information modulation is QPSK modulation, high-speed data transmission that is twice the chip rate is possible.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
When the wireless transmission device according to the above-mentioned prior application is used, high-speed transmission of 20 Mbps or higher is possible in the wireless LAN environment using the same transmission band as IEEE802.11b. However, transmission is limited due to physical limitations of hardware. In some cases, the measurement accuracy of the transmission path characteristic information in the path characteristic extraction means deteriorates. This will be described below.
[0009]
In general, it is difficult to realize a wideband DC amplifier, and some modulators may require the modulation signal to be input by AC coupling. For example, there is a configuration in which the modulator input signal is AC-coupled to prevent inflow of a DC component, and the DC bias point is stably operated inside the modulator to reduce the origin offset amount.
Here, when a signal having a non-zero DC component is input to this modulator, the DC component required as transmission information is blocked by AC coupling, so that the spectrum of the transmission signal is distorted. In order to prevent the quality degradation of the transmission signal, it is necessary to use a rare modulator that can input the modulation signal by DC coupling, or it is necessary to take a physical measure on the hardware. It becomes.
[0010]
On the other hand, when a signal having a DC component of zero is input to this modulator, the transmission signal is transmitted without being greatly affected by AC coupling of the modulator input signal. Therefore, there is no restriction on the selection of the modulator, and it is not necessary to provide a new circuit on the hardware. Therefore, the burden on the apparatus can be reduced and it can be realized at low cost.
[0011]
The complex spreading code used in the preamble period of the transmission signal of the wireless transmission device in Japanese Patent Application No. 11-1149469 is an orthogonal code, which means that the DC component does not become zero. This will be described using mathematical expressions.
[0012]
The sign that the autocorrelation side rope is zero can be expressed by the following equation (2).
[Equation 5]

Where d_nIs an element of a complex code with a period N in which the autocorrelation side lobe becomes zero, and means that an infinite synchronization code is expressed in one period. When this complex code is discrete Fourier transformed,
[Formula 6]

It becomes. On the other hand, using the discrete Fourier transform,
[Expression 7]

It can be expressed.
[0013]
However,
[Equation 8]

And
[Outside 1]

It is. Substituting equation (4) into equation (2) for transformation,
[Equation 9]

It becomes.
[0014]
[Outside 2]

[0015]
[Expression 10]

[0016]
[Outside 3]

[0017]
In the end, the radio transmission apparatus in Japanese Patent Application No. 11-1149469 uses orthogonal codes, that is, codes that are not DC-balanced, as spreading codes transmitted during the preamble period of the transmission signal. In the situation where it is necessary to cut off, there is a problem that the spectrum waveform of the transmission signal is distorted and the performance of the wireless transmission device is deteriorated. Therefore, it is necessary to take physical measures on the hardware as a means for preventing this deterioration, and the increase in the number of parts is a cause of high cost.
[0018]
The present invention uses a code that is DC balanced in the preamble period of the transmission signal, thereby reducing the quality degradation of the transmission signal due to AC coupling in the modulator input signal of the transmitter at low cost and achieving high-speed transmission. An object of the present invention is to provide a transmission system for digital information that can be made possible.
The present invention further reduces the quality degradation of the transmission signal due to AC coupling in the modulator input signal of the transmitter at a low cost by using a code with a DC balance in the preamble period of the transmission signal, and at high speed. It is an object of the present invention to provide a transmitter and a receiver used in a digital information transmission system that enables transmission.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a wireless transmission system for digital information according to the present invention uses a transmission baseband signal obtained by frame synthesizing a baseband digital modulation signal modulated by digital information and a spread spectrum signal, to generate radio frequency. A wireless transmission system of digital information for transmitting a modulated radio frequency modulated signal to a wireless transmission path,
The spread spectrum signal has a configuration in which the autocorrelation characteristics are zero in a certain period before and after the correlation peak of phase zero, and the code is DC balanced.
Here, the code {d transmitted in the preamble period_n} Is a condition of the following formula:
## EQU11 ##

Those satisfying the requirements can be adopted.
[0020]
The transmitter according to the present invention includes a preamble generating means for repeatedly outputting a code in which the autocorrelation function is zero in a certain period before and after the correlation peak having a phase difference of zero in the preamble period and DC balanced, and is transmitted in the data period. A transmission path code encoding means for outputting a transmission path code corresponding to data; an information modulation means for further modulating the transmission path code; a preamble signal output from the preamble generation means; and the information modulation means And a frame synthesizing unit for synthesizing the output information modulation signal to obtain a frame modulation signal.
Here, the preamble generating means satisfies the following condition in the preamble period:
[Expression 12]

The code {d that satisfies_n} Is output.
[0021]
Furthermore, the receiver according to the present invention receives a modulated radio frequency obtained by modulating a radio frequency signal using a transmission baseband signal obtained by frame synthesis of a baseband digital modulation signal modulated by digital information and a spread spectrum signal. To do
AD conversion means for AD converting the received signal of the modulated radio frequency, matched filter means for obtaining a despread signal from the output signal of the AD conversion means, and an average for averaging the despread signal Processing means, transmission path characteristic extraction means for obtaining transmission path characteristic information necessary for waveform equalization from the matched filter output average signal output from the average processing means, and the digital received signal based on the transmission path characteristic information Waveform equalizing means for equalizing the waveform, information modulation demodulating means for demodulating the waveform equalized signal output from the waveform equalizing means, and a demodulated signal output from the information modulation demodulating means It has the structure provided with the transmission-line encoding decoding means for decoding.
[0022]
The receiver according to the present invention is a modulated radio frequency obtained by modulating a radio frequency signal with a transmission baseband signal obtained by frame synthesis of a baseband digital modulation signal modulated with digital information and a spread spectrum signal. The spread spectrum signal has the following condition:
[Formula 13]

The code {d that satisfies_n} To receive the modulated radio frequency
AD conversion means for AD converting the received signal of the modulated radio frequency, the digital reception signal output from the AD conversion means, and the code {d_n}, The matched filter means for obtaining the correlation with the front half or the rear half of the signal, and the code {d transmitted in the preamble period in synchronization with the despread signal output from the matched filter means_n} For generating a code that alternately repeats “+1” and “−1” in a half cycle and multiplying the despread signal by the positive and negative sign inverting means, and for averaging the multiplication outputs of the positive and negative sign inverting means Average processing means, UW detection means for detecting the coincidence of the UW pattern or its sign inversion pattern and outputting information of the detected UW direction, and the average based on the UW information signal output from the UW detection means Average signal sign correction means for multiplying the matched filter output average signal output from the processing means by "+1" or "-1", and waveform equalization from the matched filter output correction average signal output from the average signal code correction means Transmission line characteristic extraction means for obtaining transmission line characteristic information necessary for the above, waveform equalization means for waveform equalizing the digital received signal based on the transmission line characteristic information, Information modulation demodulating means for demodulating the waveform equalized signal output from the waveform equalizing means, and transmission path encoding decoding for further decoding the demodulated signal output from the information modulation demodulating means for the transmission path code It is possible to adopt a configuration characterized in that it comprises a converting means.
[0023]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
A block diagram of a transmitter in one embodiment of the present invention is shown in FIG. The block configuration of the transmitter in FIG. 1 is obtained by adding a transmission line code encoding circuit 102 to the configuration of the transmitter of the transmission apparatus in Japanese Patent Application No. 11-1149469 shown in FIG. The block configuration is equivalent to the case.
In FIG. 1, the preamble generation circuit 101 operates during the preamble period of the transmission packet, and the autocorrelation function becomes zero in a certain period before and after the correlation peak having a phase difference of zero, and a DC balanced code is repeated as the preamble signal 151. Output. In this code, for example, the autocorrelation function is
[Expression 14]

There is a code represented by Where d_nAre elements of a complex code with a period of 2N. Hereinafter, this code is referred to as a quasi-orthogonal code and will be described using mathematical expressions.
[0024]
If the same calculation is obtained using Equation (7) using the discrete Fourier transform,
[Expression 15]

It becomes.
[Outside 4]

[0025]
[Expression 16]

[0026]
As shown in equation (10), the spectrum of the quasi-orthogonal code has a period of 2N,
[Expression 17]

It becomes. Also, by using discrete inverse Fourier transform,
[Expression 18]

It becomes.
[0027]
As explained above, the quasi-orthogonal code of period 2N is
[Outside 5]

It turns out that it is a sign that reverses and recurs. As a pseudo orthogonal code of N = 4, for example,
[Equation 19]

There is. The autocorrelation function of the quasi-orthogonal code G with N = 4 is shown in FIG. The correlation peak of the quasi-orthogonal code G appears alternately every four chips, and the signal point arrangement of each chip is equal to the QPSK signal point arrangement.
[0028]
On the other hand, the transmission line code encoding circuit 102 operates during the data period of the transmission packet, and a transmission line code 152 corresponding to the transmission data is output in order to suppress the DC component of the transmission data. An example of a transmission line code that sufficiently suppresses a DC component is a Manchester code. However, although this code is excellent in suppressing the DC component, the coding rate is ½ and the transmission efficiency is lowered. Therefore, in practice, if the direct current component can be suppressed to some extent, the use of a transmission line code with a higher coding rate can suppress a decrease in transmission efficiency as much as possible. The information modulation circuit 103 outputs an information modulation signal 153 corresponding to the input transmission line code 152. In this embodiment, a case where QPSK modulation is used as an example of information modulation performed by the information modulation circuit 103 is described.
The frame synthesis circuit 104 performs frame synthesis of the preamble signal 151 output from the preamble generation circuit 101 and the information modulation signal 153 output from the information modulation circuit 103 and outputs the result as a transmission signal 154.
[0029]
FIG. 5 shows a frame structure of a transmission packet when the pseudo orthogonal code G expressed by the equation (12) is used as the spread spectrum code. In FIG.
[Expression 20]

The PLCP (Physical Layer Convergence Procedure) header, UW (Uniqe Word), CRC (Cyclic Redundancy Check), etc. are omitted. Since the pseudo-orthogonal code G having an 8-chip cycle is transmitted in the preamble period, the 4-chip cycle code is repeatedly transmitted alternately in positive and negative directions every cycle. Therefore, the entire frame configuration is the same as the conventional frame configuration example of the transmission packet when the orthogonal code C having the code length 4 shown in FIG. 6 is used. The frame structure of the transmission packet shown in FIGS. 5 and 6 is a case where a spread spectrum signal with a chip rate of 11 Mcps and a QPSK signal with a symbol rate of 11 Msps are used, and the signal waveforms are all 11 QPs signals.
[0030]
FIG. 2 is a block diagram of a receiver in one embodiment of the present invention. The block configuration of the receiver in FIG. 2 is a block diagram in which a transmission line code decoding circuit 118 is added to the configuration of the receiver of the transmission apparatus in Japanese Patent Application No. 11-1149469 shown in FIG. The block configuration is equivalent to the case.
In FIG. 2, the received signal 161 is AD converted by the AD conversion circuit 113 to become a digital received signal 162. The digital received signal 162 is branched into two, one being applied to the matched filter circuit 114 and the other being applied to the waveform equalization circuit 116.
The matched filter circuit 114 operates during the preamble period, and the correlation operation between the received signal and the reference code is sequentially performed. The reference code is a spreading code transmitted in the preamble period, but since the configuration of the transmission path characteristic extraction circuit 115 described later can be easily realized, a code obtained by rotating the spreading code by (−π / 4) is used. Use.
[0031]
Here, when a pseudo-orthogonal code having a 2N chip period is used as a spreading code in the transmitter, since the code is recursed by changing the positive / negative code in the N chip period, the arithmetic circuit of the matched filter circuit 114 is equivalent to the length N. The configuration can also be simplified. FIG. 3 shows an example of a block configuration diagram of a receiver when the arithmetic circuit of the matched filter circuit 114 is equivalent to the length N and the circuit configuration is simplified.
[0032]
FIG. 3 is a block diagram of a receiver according to an embodiment of the present invention. In FIG. 2, a positive / negative sign inversion circuit 119 and an average signal sign correction circuit 124 are added before and after the average processing circuit 121, and further, UW detection is performed. This is a block configuration in which a circuit 120 is added, and the other block configuration is the same as in FIG.
In FIG. 3, the fact that the arithmetic circuit of the matched filter circuit 114 can be realized with a length equivalent to N will be described below using mathematical expressions.
[0033]
The quasi-orthogonal code of period 2N is as shown in the equation (11),
[Expression 21]

Thus, since the code is recursed by changing the code every N chips, the left side of the equation (8) can be transformed as the following equation.
[Expression 22]

From the result of this formula (14) and formula (8),
[Expression 23]

It becomes.
[0034]
The impulse response of an unknown transmission line is
[Expression 24]

And At this time, the preamble period of the received signal is given by the convolution operation of the impulse response and the pseudo orthogonal code,
[Expression 25]

It becomes. In the matched filter, the correlation between the received signal and the above-described reference code is obtained.
[0035]
If the length of the arithmetic circuit of the matched filter is N, its output is
[Equation 26]

It becomes.
[0036]
Further, when the matched filter output in the interval N to 2N−1 of the quasi-orthogonal code with a period of 2N is expressed by Equation (13),
[Expression 27]

It becomes. In other words, as an output of a matched filter having an arithmetic circuit of length N,
[Expression 28]

Will be obtained.
[0037]
As described above, it can be understood that the matched filter circuit 114 can be realized by an arithmetic circuit of length N when a 2N chip period pseudo-orthogonal code is used for the transmission signal in the preamble period. For example, when the quasi-orthogonal code G having the 8-chip cycle shown in Expression (12) is used as the spreading code, the arithmetic circuit of the matched filter circuit 114 has a length of 4. In this case, the reference symbol T ′ used for the correlation calculation in the matched filter circuit 114 is as follows.
[Expression 29]

Eventually, the despread signal 163 output from the matched filter circuit 114 is obtained by sampling the signal obtained by multiplying the impulse response of the transmission path by four times and rotating by π / 4 at a period of one chip, and alternating between positive and negative every four chips. A series of chip periods. The despread signal 163 is applied to the positive / negative sign inverting circuit 119.
[0038]
FIG. 7 shows an example of an 8-chip cycle despread signal 163 output from the matched filter circuit 114 when an 8-chip cycle quasi-orthogonal code G is used as the spreading code. In FIG.
[30]

It is said. Where h_kIs the impulse response of the transmission line sampled at one chip period. It can be seen that the despread signal 163 is an 8-chip cycle signal that alternates between positive and negative every four chips. Therefore, if the inverse spread signal 163 is alternately inverted and non-inverted in a cycle of 4 chips, the impulse response of the transmission line is multiplied by 4 and the signal rotated by π / 4 is repeated in the cycle of 4 chips. Can be treated as an output sequence. As a result, the configuration of the average processing circuit 121 described later is equivalent to the case of averaging the despread signal having a 4-chip period, and the circuit can be simplified. These operations can be realized in the positive / negative sign inverting circuit 119 by the method described below.
[0039]
The positive / negative sign inverting circuit 119 first obtains the maximum correlation peak value in the first four chips of the despread signal 163. In the next four chips, threshold determination is performed on the despread signal 163 in order to determine inversion and non-inversion start positions. The threshold value is obtained by multiplying the maximum correlation peak value by a constant, for example, 1/8. In synchronization with the preceding wave timing obtained by the threshold determination, inversion and non-inversion of the despread signal 163 are repeated in a 4-chip cycle, the direction of the despread signal 163 is aligned, and the code-corrected despread signal 168 is output. . One of the code-corrected despread signals 168 is applied to the average processing circuit 121 and the other is applied to the UW detection circuit 120.
[0040]
The UW detection circuit 120 operates in the UW period and performs UW detection on the code-corrected despread signal 168 in the UW period. Whether the UW detection result matches the UW pattern or its sign inversion pattern is detected, and a UW information signal 171 that is information on the detected UW direction is output.
A sign correction despread signal 168 is applied from the positive / negative sign inversion circuit 119 to the average processing circuit 121, and the sign correction despread signal 168 at each timing of the preceding wave, the one-chip delay wave, the two-chip delay wave, and the three-chip delay wave. Is output as a matched filter output average signal 169 to which the influence of thermal noise or the like is sufficiently applied.
[0041]
The average signal code correction circuit 124 multiplies the matched filter output average signal 169 by “+1” or “−1” based on the UW information signal 171, and the matched filter output correction average signal 170 corresponding to the direction of the impulse response of the transmission path. Is output. Examples of this identification method include the following methods.
The positive / negative direction of the matched filter output average signal 169 can be determined by whether the UW detection result matches the UW pattern or its sign inversion pattern. The average processing circuit 121 can determine the phase relationship between the two by measuring the phase at which the averaging of the code-corrected despread signal 168 starts and the phase of the UW signal, so that the matched filter output average signal 169 The relationship between the positive / negative direction and the direction of the UW detection result with respect to the UW pattern corresponds one-to-one. For example, when the UW detection result has the same sign as the UW pattern, the matched filter output average signal 169 is used non-inverted. Conversely, when the UW detection result has a different sign from the UW, the matched filter There is a case where the output average signal 169 has a correspondence relationship that it is used after being inverted. By performing the above operation, the matched filter output average signal 169 is output as a matched filter output correction average signal 170 having a positive / negative sign corresponding to the impulse response of the transmission path.
[0042]
When the equation (12) is used as the quasi-orthogonal code G and the equation (20) is used as the reference code T ′ used for the correlation calculation in the matched filter circuit 114, the matched filter output correction average signal 170 is eventually 4 chips. Since this is a periodic function of the period, if this is expressed as a vector of length 4,
[31]

It becomes.
The matched filter output correction average signal 170 is branched into two, one being applied to the impulse response circuit 122 and the other being applied to the signal vector generation circuit 123. The timings of the preceding wave, the 1-chip delay wave, the 2-chip delay wave, and the 3-chip delay wave are given from the synchronization circuit.
[0043]
Signals input to the transmission line characteristic extraction circuit 115 shown in FIGS. 2 and 3 are both signals expressed by the equation (21). The transmission line characteristic extraction circuit 115 is obtained from the impulse response circuit 122 and the signal vector circuit 123. It is configured.
A matched filter output correction average signal 170 output from the average signal code correction circuit 124 is applied to the impulse response circuit 122, and an operation of rotating the phase by (−π / 4) is performed, and sampling is performed at intervals of one chip. An impulse response signal 164A of the transmission path is output. Therefore, the equation (21) is converted into the following equation.
[Expression 32]

[0044]
[Outside 6]

This operation is performed when the complex vector is (p, q).
[Expression 33]

This is realized by a conversion operation such that The result of Expression (22) indicates that the impulse response signal 164A is obtained by multiplying the impulse response of the transmission line in the digital reception signal 162 by 4√2.
[0045]
A matched filter output correction average signal 170 output from the average signal code correction circuit 124 is applied to the signal vector generation circuit 123, and each QPSK modulation signal vector is multiplied by a complex conjugate of an impulse response corresponding to the first incoming wave. A transmission signal vector is obtained and output as a signal vector signal 164B. A signal vector S (1,1) corresponding to the QPSK data (1,1) is expressed by the following equation.
[Expression 34]

This signal vector S (1,1) is obtained from the matched filter output correction average signal 170.
[Outside 7]

Further, it is obtained by dividing by 4. Further, the signal vectors S (-1, 1), S are obtained by performing rotation operations of 90 degrees, 180 degrees, and 270 degrees by exchanging the real part and the imaginary part of the signal vector S (1, 1) and inverting the sign. (-1, -1) and S (1, -1) are obtained.
[0046]
The decision feedback equalization circuit 116 is applied with the digital received signal 162, the impulse response signal 164A, the signal vector signal 164B, and the demodulated signal 166 output from the information modulation demodulating circuit 117. The decision feedback waveform is equalized.
[0047]
The operation of decision feedback waveform equalization will be described below using mathematical expressions.
The i-th transmission symbol in the data period is TS_i, The i th received symbol is RS_iAnd At this time, the following equation (25) holds.
[Expression 35]

H on both sides of Equation (25)₀ ^*Multiply
[Expression 36]

Is obtained.
[0048]
On the other hand, the operation of the decision feedback equalization time 116 is as follows.
[Expression 37]

It can be expressed as Where EQ_iIs the waveform equalized signal 165 for the i th received symbol, TS ′_ikIs a QPSK signal before k symbols estimated from determination data before k symbols. RS_iIs the digital received signal 162, h₀ ^*, H₁, H₂, H_ThreeIs the impulse response signal 164A, h₀ ^*TS ’_ikAre provided by a signal vector 164 and a demodulated signal 166, respectively.
[0049]
If QPSK demodulation has been performed correctly in the past three symbols, TS '_ik= TS_ikTherefore, by substituting equation (26) into equation (27),
[Formula 38]

Is obtained.
[0050]
The information modulation / demodulation circuit 117 performs QPSK demodulation of the waveform equalized signal 165 and outputs a demodulated signal 166. The demodulated signal 166 is also output as a feedback signal to the decision feedback equalization circuit 116.
Transmission path code decoding circuit 118 decodes demodulated signal 116 with respect to the transmission path code, and outputs received data signal 167.
[0051]
【The invention's effect】
As described above in detail, the digital communication transmitter / receiver according to the present invention has a diffusion in which the autocorrelation function becomes zero in a certain period before and after the correlation peak with a phase difference of zero in the preamble period of the transmission signal and the DC balance is achieved. Since the transmission path characteristics are estimated using the code, the signal quality degradation that occurs when the modulator input of the transmitter is AC coupled is used in hardware as in the case of transmitting a spread code that is not DC balanced. Therefore, there is no need to take measures against deterioration due to addition of a new circuit, and it is possible to reduce the deterioration of the signal quality at a low cost and to realize a digital communication transceiver capable of high-speed transmission.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a transmitter according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of a receiver in the present invention.
FIG. 3 is a block diagram illustrating another configuration example of a receiver according to the present invention.
FIG. 4 is a diagram for explaining a signal format of a transmission signal used in the present invention.
FIG. 5 is a diagram for explaining a signal format of a transmission signal used in the present invention.
FIG. 6 is a diagram for explaining a signal format of a conventional transmission signal.
FIG. 7 is a diagram for explaining the operation of a receiver in the present invention.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a conventional transmitter for wireless transmission of digital information.
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a conventional receiver for wireless transmission of digital information.
FIG. 10 is a diagram for explaining a signal format used in a conventional wireless transmission system for digital information.
[Explanation of symbols]
1 Preamble generation circuit
2 Information modulation circuit
3 Frame modulation circuit
13 AD converter circuit
14 Matched filter circuit
15 Transmission path characteristic extraction circuit
16 decision feedback equalization circuit
17 Information modulation demodulation circuit
21 Average processing circuit
22 Impulse response circuit
23 Signal vector generation circuit
51 Preamble signal
52 Information modulation signal
53 Transmission signal
61 Received signal
62 Digital received signal
63 Matched filter circuit output
64A impulse response signal
64B signal vector signal
65 Waveform equalization output
66 Received data
70 Average processing output
101 Preamble generation circuit
102 Transmission path code encoding circuit
103 Information modulation circuit
104 Frame synthesis circuit
113 AD conversion circuit
114 matched filter circuit
115 Transmission path characteristic extraction circuit
116 Decision Feedback Equalization Circuit
117 Information modulation / demodulation circuit
118 Transmission path code decoding circuit
119 Positive / negative sign inversion circuit
120 UW detection circuit
121 Average processing circuit
122 Impulse response circuit
123 Signal Vector Generation Circuit
124 Average signal sign correction circuit
151 Preamble signal
152 transmission line code
153 Information modulation signal
154 Transmission signal
161 Received signal
162 Digital received signal
163 Matched filter circuit output
164A Impulse response signal
164B signal vector signal
165 Waveform equalization output
166 Demodulated output
167 Received data
168 Code corrected despread signal
169 Average processing output
170 Matched filter output correction average signal
171 UW information signal

Claims

A modulated radio frequency obtained by modulating a radio frequency signal with a transmission baseband signal obtained by frame synthesis of a baseband digital modulation signal modulated with digital information and a spread spectrum signal, wherein the spread spectrum signal is Conditions:

AD conversion means for AD converting the received signal of the modulated radio frequency in order to receive the modulated radio frequency of the code {d _n } satisfying
A matched filter means for correlating the front half or the rear half of said digital reception signal and before Kifu signal outputted from the AD converter {d _n},
Generating a code which repeats alternately a "+1" to "-1" in the half period of the period before Kifu No. {d _n} to be transmitted to the preamble period in synchronism with the despread signal output from said matched filter means A positive / negative sign inverting means for multiplying the despread signal;
Average processing means for averaging the multiplication outputs of the positive / negative sign inverting means;
UW detection means for detecting a match with the UW pattern or its sign inversion pattern and outputting a UW information signal which is information on the detected UW direction;
An average signal coding correcting means for multiplying the "+1" or "-1" to the matched filter output average signal output from the averaging process means based on the UW information signal outputted from the UW detector,
Transmission line characteristic extraction means for obtaining transmission line characteristic information necessary for waveform equalization from the matched filter output correction average signal output from the average signal code correction means;
Waveform equalizing means for equalizing the waveform of the digital reception signal based on the transmission path characteristic information;
Information modulation demodulation means for demodulating the waveform equalization signal output from the waveform equalization means;
A radio transmission wave receiver for digital information, further comprising: transmission path coding / decoding means for decoding a demodulated signal output from the information modulation / demodulation means with respect to a transmission path code.

A code {d _n }, which is zero in a certain period before and after a correlation peak with a phase difference of zero in the preamble period and is DC-balanced and satisfies the following condition in the preamble period, is repeatedly output. Preamble generating means configured to:

Transmission path code encoding means for outputting a transmission path code corresponding to transmission data in a data period;
Information modulation means for further modulating the transmission path code;
A radio transmission wave transmitter comprising: a preamble signal output from the preamble generation means; and a frame combining means for combining the information modulation signal output from the information modulation means and outputting as a transmission signal;
AD conversion means for receiving a transmission signal output from the wireless transmission wave transmitter and AD converting the received signal ;
A matched filter means for correlating the front half or the rear half of said digital reception signal and before Kifu signal outputted from the AD converter {d _n},
Generating a code which repeats alternately a "+1" to "-1" in the half period of the period before Kifu No. {d _n} to be transmitted to the preamble period in synchronism with the despread signal output from said matched filter means A positive / negative sign inverting means for multiplying the despread signal;
Average processing means for averaging the multiplication outputs of the positive / negative sign inverting means;
UW detection means for detecting a match with the UW pattern or its sign inversion pattern and outputting a UW information signal which is information on the detected UW direction;
An average signal coding correcting means for multiplying the "+1" or "-1" to the matched filter output average signal output from the averaging process means based on the UW information signal outputted from the UW detector,
Transmission line characteristic extraction means for obtaining transmission line characteristic information necessary for waveform equalization from the matched filter output correction average signal output from the average signal code correction means;
Waveform equalizing means for equalizing the waveform of the digital reception signal based on the transmission path characteristic information;
Information modulation demodulation means for demodulating the waveform equalization signal output from the waveform equalization means;
A radio transmission wave receiver comprising: a transmission path encoding / decoding means for further decoding a demodulated signal output from the information modulation demodulating means with respect to a transmission path code;
A wireless transmission system for digital information, comprising: